KR101265387B1 - 불연속 모드에서 ｄｃ-ｄｃ 컨버터를 제어하기 위한 방법 - Google Patents

불연속 모드에서 ｄｃ-ｄｃ 컨버터를 제어하기 위한 방법 Download PDF

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Abstract

DC-DC 컨버터는, 입력 전압(Vbat)의 레벨에 대해 지정된 레벨의 출력 전압(Vout)을 공급하기 위해 교대로 동작하는 2개의 스위치(P1, N1)와 협력하는 인덕션 코일(L)을 리액티브 소자(reactive element)로서 포함한다. 상기 컨버터 제어 방법은, 각각의 사이클에서, 제 1 스위치(N1)가 제어되어, 상기 스위치가 전도성이 되어 인덕션 코일 내 전류가 증가되는 제 1 지속시간의 제 1 단계와, 제 2 스위치(P1)가 전도성이 되고 인덕션 코일의 전류가 감소되도록 제어되는 조정가능한 제 2 시간 주기 동안의 제 2 단계를 포함한다. 제 2 단계의 끝부분에서, 스위치로 연결되는 인덕션 코일의 하나의 단자(Vx, Vy)에 걸리는 임의의 과전압의 부호를 검출하고, 상기 검출된 과전압의 부호에 따라서 하이(high) 상태, 또는 로우(low) 상태로 유지되는 검출 신호를 공급하기 위한 검출 수단(2), 예를 들면 D 플립-플롭이 제공된다. 타이밍 수단(Ri, Ci, 3)이 각각의 연속적인 사이클에서 제 2 단계의 제 2 지속시간을 적응시켜서, 상기 제 2 단계의 끝부분에서 인덕션 코일 내 전류를 상쇄시키기 위한 검출 신호를 수신한다.

Description

불연속 모드에서 ＤＣ-ＤＣ 컨버터를 제어하기 위한 방법{METHOD OF CONTROLLING A DC-DC CONVERTER IN DISCONTINUOUS MODE}
본 발명은 불연속 모드(discontinuous mode)로 동작하는 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법에 관한 것이다.
본 발명은 또한, 상기 제어 방법을 구현하기 위한 DC-DC 전압 컨버터에 관한 것이다.
본 발명의 DC-DC 전압 컨버터는 유도성 스위칭 모드 타입이다. 즉, 본 발명의 DC-DC 전압 컨버터는 리액티브 소자로서 인덕션 코일(induction coil)을 갖는다. 연속 입력 전압을, 일반적으로 상기 입력 전압과는 다른 값을 갖는 컨버터의 연속 출력 전압으로 변환시킬 수 있다. 상기 입력 전압은 주로 배터리나 축전지에 의해 공급되며, 이는 특히, DC-DC 컨버터가 동작 중일 때, 입력 전압의 값이 시간에 따라 감소할 수 있음을 의미한다. 그러나 컨버터는 출력 전압이 입력 전압의 강하(drop)에 독립적인 지정된 값이고, 최소 동작 값이며, 출력 로드(output load)의 함수이도록 보장할 수 있어야 한다.
3가지 타입의 유도성 컨버터가 존재한다. 제 1 타입의 유도성 컨버터는 Buck 컨버터이며, 이는 입력 전압 값보다 낮은 값의 출력 전압을 공급할 수 있다. 제 2 타입의 유도성 컨버터는 Boost 컨버터이며, 이는 입력 전압 값보다 높은 값의 출력 전압을 공급할 수 있다. 마지막으로, 제 3 타입의 유도성 컨버터는 Buck 컨버터와 Boost 컨버터의 조합이다. 이 제 3 타입의 컨버터는 출력 전압 레벨을 입력 전압 레벨에 비해 높이거나, 출력 전압 레벨을 입력 전압 레벨에 비해 낮출 수 있다.
유도성 컨버터의 한 가지 중요한 특징은, 상기 유도성 컨버터는 클럭 신호의 듀티 사이클을 조정함으로써, 변환율(conversion rate)을 연속적으로 조정(regulate)할 수 있다는 것이다. 컨버터 구성에 따라서, 제 1 단계(T1)에서 인덕션 코일을 통한 선형 방식으로 전류를 증가시키도록, 적어도 제 1 스위치를 제어하기 위해 제 1 클럭 신호가 사용된다. 상기 인덕션 코일을 통과하는 전류는 연속 입력 전압원(continuous input voltage source)으로부터 제공되며, 상기 연속 입력 전압원은 배터리, 또는 축전지인 것이 바람직할 수 있다. 제 2 단계(T2)에서 선형 방식으로 상기 인덕션 코일을 통과하는 전류를 감소시키도록, 제 2 스위치를 제어하기 위해 제 2 클럭 신호가 사용된다. 인덕션 코일의 전류는 불연속 모드로 동작하는 DC-DC 컨버터를 위해 0 값까지로 감소되어야 한다.
일반적으로 발생하는 하나의 문제는, 주기(T2)의 끝부분에서 인덕션 코일의 전류가 0이도록 제 2 단계(T2)의 지속시간(duration)을 적정하게 제어할 수 있어야 한다는 것이다. 인덕션 코일의 전류를 감소시키는 제 2 스위치의 하나의 단자에 걸린 잔류 전압(residual voltage)을 접지에 대해 측정함으로써, 이 주기(T2)는 제어된다. 이 전압이 0일 때, 이는 또한 인덕션 코일을 통과하는 전류가 0임을 의미한 다. 그러나 이러한 측정의 실전적 어려움은 잔류 전압이, 예를 들어, 10밀리볼트의 수준 정도로 매우 낮다는 것이다. 이는 매우 낮은 오프셋(offset)을 갖는 비교기(comparator)를 사용하는 것을 의미한다. 덧붙이자면, 사용되는 비교기는 극도로 빨라야하며, 그렇지 않은 경우, 제 2 단계(T2)가 자신의 이상적인 값 이상으로 확장되기 쉬우며, 인덕션 코일에서 역 전류(inverse current)가 발생할 수 있다. 따라서 이는 컨버터의 효율의 손실이 초래할 수 있다.
앞서 언급된 어려움을 극복하기 위한 하나의 기법이 Buck 컨버터에 관련된 US 특허 제7,279,877호에서 공개되어 있다. 이 특허에서, 인덕션 코일의 전류가 0인 순간을 정의하는 비교기가 오프셋 조정 장치를 갖는다. 주기(T2)의 끝부분의 바로 후에, 인덕션 코일의 극(pole)들 중 하나에 걸린 과전압(overvoltage)이 측정된다. 이 과전압의 부호는 인덕션 코일에서 흐르는 전류를 나타낸다. 과전압의 부호에 따라서, 주기(T2)를 인덕션 코일의 0 전류에 대응하는 값으로 조절하기 위해, 비교기 오프셋이 정정된다. 이 방법을 이용할 때, 앞서 언급된 종래 기술의 방법에 대한 것과 같이, 인덕션 코일 스위치에 걸린 낮은 잔류 전압을 측정하기 위해 빠른 비교기를 사용하는 것이 아직은 필수이며, 이는 단점이다.
따라서 본 발명의 목적은, 불연속 모드로 동작하는 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법을 제공함으로써, 종래 기술의 단점들을 극복하는 것이다. 본 발명의 방법에 의해, 스위칭의 수간에 인덕션 코일에 의해 발생된 과전압의 부호를, 제 2 단계의 끝부분에서 측정함으로써, 제 2 단계의 지속시간을 쉽게 조정할 수 있다.
따라서 본 발명은 앞서 언급된 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법에 관한 것이 며, 상기 방법은 독립 청구항 제 1 항에서 정의된 특징을 포함한다.
DC-DC 컨버터 제어 방법의 특정 단계들은 종속 청구항 제 2 항 내지 제 7 항에서 정의된다.
일반적으로 발생하는 하나의 문제는, 주기(T2)의 끝부분에서 인덕션 코일의 전류가 0이도록 제 2 단계(T2)의 지속시간(duration)을 적정하게 제어할 수 있어야 한다는 것이다. 인덕션 코일의 전류를 감소시키는 제 2 스위치의 하나의 단자에 걸린 잔류 전압(residual voltage)을 접지에 대해 측정함으로써, 이 주기(T2)는 제어된다. 이 전압이 0일 때, 이는 또한 인덕션 코일을 통과하는 전류가 0임을 의미한다. 그러나 이러한 측정의 실전적 어려움은 잔류 전압이, 예를 들어, 10밀리볼트의 수준 정도로 매우 낮다는 것이다. 이는 매우 낮은 오프셋(offset)을 갖는 비교기(comparator)를 사용하는 것을 의미한다. 덧붙이자면, 사용되는 비교기는 극도로 빨라야하며, 그렇지 않은 경우, 제 2 단계(T2)가 자신의 이상적인 값 이상으로 확장되기 쉬우며, 인덕션 코일에서 역 전류(inverse current)가 발생할 수 있다. 따라서 이는 컨버터의 효율의 손실이 초래할 수 있다.
본 발명에 따르는 DC-DC 컨버터 제어 방법의 하나의 이점은, 인덕션 코일 전류를 간접적으로 측정함으로써, 인덕션 코일의 전류가 감소 상태인 제 2 단계의 지속시간이 적응될 수 있다. 이를 하기 위해, 제 2 단계의 끝부분에서 스위칭 동안 인덕션 코일에 의해 발생되는 과전압의 부호가, 온-오프(on-off) 원리에 따른 디지털 방식으로 제 2 단계의 지속시간을 조정할 수 있다. 따라서 인덕션 코일 전류의 부호 변환점(zero crossing)에서의 매우 낮은 오프셋 전압을 측정하기 위해 빠른 비교기를 사용하는 것이 더 이상 필수가 아니다.
본 발명의 DC-DC 컨버터는, 제 2 단계 주기(T2)의 끝부분에서 스위치가 개방될 때의 인덕션 코일에 걸리는 과전압의 부호를 활용한다. 그러나 과전압 부호의 검출은 이러한 지속시간(T2)을 조정하기 위한 루프에 따라 서로 다르게 이뤄진다. 실제로, US 특허 제7,279,877호에서 언급된 스위치에 걸린 잔류 전압(residual voltage)을 측정하는 빠른 비교기의 오프셋 보정 대신, 본 발명에서는, 지속시간(T2)이 단순 인티그레이터(integrator)를 통해 적응된다. 이는 임의의 제어되는 오프셋을 갖는 빠른 비교기에 대한 필요성을 제거하고, 지속시간(T2)의 조정 루프를 크게 간소화한다.
본 발명에 따라 과전압 부호를 활용하는 것은, 예를 들어, Buck 컨버터의 경우에서 관련된 스위치에 걸린 매우 낮은 잔류 전압을 측정함으로써 인덕션 코일 전류의 부호 변환점을 검출하는 종래의 접근법과 완전히 다르다. 과전압을 측정하는 것, 특히, 출력 전압에 대한 과전압의 부호를 측정하는 것은, 제 2 단계 주기(T2)의 끝부분 바로 직후에 인덕션 코일 내에서 흐르는 전류의 부호가 직접 제공될 수 있음을 의미한다. 따라서 이진 변수인 이 부호를 활용하는 것이 본 발명의 기본이다. 따라서 종래 기술의 DC-DC 컨버터에 비해 저-전력 DC-DC 컨버터의 효율이 크게 증가되다.
또한 본 발명은 독립 청구항 8의 특징부를 포함하는 제어 방법을 구현하기 위한 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.
DC-DC 컨버터의 특정 실시예가 종속 청구항 9항 내지 11 항에서 정의된다.
DC-DC 컨버터 제어 방법의 목적, 이점 및 특징이, 컨버터의 제한하지 않는 실시예를 기초로 다음의 기재에서 보다 명료하게 나타날 것이다.
따라서 본 발명에 의해, 불연속 모드로 동작하는 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법을 제공함으로써, 종래 기술의 단점들이 극복될 수 있다. 본 발명의 방법에 의해, 스위칭의 수간에 인덕션 코일에 의해 발생된 과전압의 부호를, 제 2 단계의 끝부분에서 측정함으로써, 제 2 단계의 지속시간을 쉽게 조정할 수 있다.
다음의 기재에서, 제어 방법을 구현하기 위해 사용되는 다양한 타입의 DC-DC 컨버터의 해당 분야 종사자에게 잘 알려져 있는 모든 구성요소는 간략한 방식으로만 설명될 것이다. DC-DC 컨버터 제어 방법을 이해하기 위해, 우선, 다양한 타입의 DC-DC 컨버터의 기본 구성요소들의 설명에 대한 참조가 이뤄진다.
도 1a는 Buck DC-DC 컨버터, 즉, 연속 입력 전압 레벨보다 낮아지는 출력 전압 레벨을 갖는 전압 리듀서 컨버터(voltage reducer converter)를 도시한다. 입력 전압(Vbat)에 대한 출력 전압(Vout)의 감소는 제 1 및 제 2 단계의 지속시간(T1 및 T2)에 따라 달라지며, 비(ratio) T1/(T1+T2)의 함수이다. 입력 전압(Vbat)은 배터리(Bat)에 의해 공급되며, 반면에, 출력(Vout)에서는 부하 저항기(RL)와 병렬로 위치하는 커패시터(C)가 필터링을 수행한다.
상기 DC-DC 컨버터는, 특히, 리액티브 소자로서 인덕션 코일(L)을 포함하고, 스위치로서 PMOS 트랜지스터(P1)와 NMOS 트랜지스터(N1)를 포함한다. 상기 PMOS 및 NMOS 트랜지스터(P1 및 N1)는, 배터리(Bat)의 각각의 단자로 연결되는 자신들의 소스 단자와 직렬 연결되어 있다. 트랜지스터(P1 및 N1)는 각각, 자신들의 각각의 게이트 단자에 걸린 제어 신호(CK1 및 CK2)에 의해 교대로 제어된다. 제어 신호(CK1)는 제어 방법의 제 1 단계를 형성하며, 신호(CK2)는 제어 방법의 제 2 단계를 형성한다. 직렬 트랜지스터(P1 및 N1)의 드레인의 연결 노드가 인덕션 코일(L)의 하나의 단자로 연결되며, 인덕션 코일(L)의 나머지 단자는 커패시터(C)의 컨버터 출력으로 연결된다.
보통의 동작에서, 출력 전압(Vout)이 요구되는 기준 전압에 대응하도록, 제 1 고정 루프(lock loop)가 제 1 단계의 지속시간(T1)의 값을 적응시킨다. 제 2 단계의 지속시간(T2)의 값은, 본 발명에 따르는 제 2 고정 루프에 의해 얻어진다.
도 1b는 제 1 단계와 제 2 단계 동안의 인덕션 코일을 통과하는 전류(IL)의 형태의 그래프를 도시한다. 지속시간(T1)의 제 1 단계 동안, 전류는 선형으로 증가하고, 지속시간(T2)의 제 2 단계 동안 전류는 선형으로 감소한다. 지속시간(T1)의 제 1 단계 동안, PMOS 트랜지스터(P1)는, 자신의 게이트 단자에 공급되는 제어 신호(CK1)에 의해 전도성이 되며, 반면에, NMOS 트랜지스터(N1)는 비-전도성이 된다. 그러나 지속시간(T2)의 제 2 단계 동안, 게이트 단자에 공급되는 또 다른 제어 신호(CK2)에 의해 NMOS 트랜지스터(N1)가 전도성이 되며, PMOS 트랜지스터(P1)가 비-전도성이 된다. PMOS 트랜지스터(P1)를 전도성으로 만들기 위해, 제어 신호(CK1)는 로우(low) 상태이고, 반면에, NMOS 트랜지스터(N1)를 전도성으로 만들기 위해, 제어 신호(CK2)가 하이(high) 상태여야 한다.
도 1b에서 나타나는 바와 같이, 제 2 단계 지속시간(T2)은 너무 짧다. 따라서 이 제 2 단계의 끝부분에서 인덕션 코일의 전류가 0이 아니며, 전류 IL가 0까지로 감소하는 것을 보장하는 것은 NMOS 트랜지스터(N1)의 기판 드레인 다이오드이다. 따라서 지속시간(T2)의 끝부분에서의 네거티브 전압 값(Udn)에 의해, 인덕션 코일(L)의 연결 노드와 2개의 트랜지스터(P1 및 N1)의 드레인 단자에서의 전압(Vx)은 0 이하를 통과하며, 이는 지속시간(T2)이 너무 짧았음을 의미한다.
도 1c는 제 1 단계 및 제 2 단계에서의 인덕션 코일을 통과하는 전류(IL)의 형태 그래프와, 전류(IL)를 상쇄시키기 위해 요구되는 것보다 더 긴 제 2 단계 지속시간(T2) 동안의 전압(Vx)의 형태 그래프를 나타낸다. 지속시간(T2)의 끝부분에서, 이번엔 다이렉트 다이오드 전압(Udp)의 입력 전압(Vbat)보다 더 높은 전압(Vx)을 발생시킴으로써, PMOS 트랜지스터(P1)의 기판 드레인 다이오드가 전류를 상쇄한다.
따라서 지속시간(T2)의 끝부분에서, 최적의 바람직한 지속시간에 비해 너무 짧거나, 너무 길 수 있는 지속시간(T2)의 함수에 따른 이 전압(Vx)의 큰 변화가 존재한다. 이하에서 설명되는 본 발명의 제어 방법에 따르면, 지속시간(T2)을 조정하기 위해, 간편하게 출력 전압(Vout)에 대한 이러한 큰 전압 차이, 또는 바람직하게는 전압의 부호가 사용될 수 있다.
도 2a는 Boost DC-DC 컨버터를 개략적으로 나타낸다. 이러한 타입의 컨버터 는 연속 입력 레벨(Vbat)에 비해 출력 전압 레벨(Vout)을 증가시킬 수 있다. 제 1 및 제 2 단계 지속시간(T1 및 T2)에 의해, 전압 승압 비(voltage boost ratio)가 주어진다. 즉, 비는 (T1+T2)/T1이다.
DC-DC Boost 컨버터는 리액티브 소자로서 인덕션 코일(L)을 포함하고, 스위치로서 PMOS 트랜지스터(P1) 및 NMOS 트랜지스터(N1)를 포함한다. 상기 PMOS 및 NMOS 트랜지스터(P1 및 N1)는 직렬로 연결되어 있다. 트랜지스터(N1)의 소스 단자가 접지 단자로 연결되어 있으며, 트랜지스터(P1)의 소스 단자는, 부하 저항기(RL)와 병렬로 연결되는 커패시터(C)에 의해 필터링이 수행되는 출력 단자(Vout)로 연결되어 있다.
각각의 트랜지스터(P1 및 N1)는 자신들 각각의 게이트 단자에서의 각각의 제어 신호(CK1 및 CK2)에 의해 교대로 제어된다. 제어 신호(CK1)는 제어 방법의 첫 번째 단계를 형성하며, 제어 신호(CK2)는 방법의 두 번째 단계를 형성한다. NMOS 트랜지스터(N1)를 전도성이 되게 하기 위해, 제어 신호(CK1)는 하이(high) 상태여야 하며, PMOS 트랜지스터(P1)가 전도성이 되게 하기 위해, 제어 신호(CK2)가 로우(low) 상태여야 한다.
직렬 트랜지스터(P1 및 N1)의 드레인의 연결 노드(Vy)는 인덕션 코일(L)의 하나의 단자로 연결되며, 인덕션 코일(L)의 나머지 단자는 연속 전압원의 포지티브 단자(Vbat)로 연결된다. 이 연속 전압 소스는 배터리(Bat), 또는 축전지인 것이 바람직하다.
인덕션 코일(L)을 통과하는 전류(IL)와, 트랜지스터(P1 및 N1)의 드레인 단자 연결 노드와, 인덕션 코일(L)에서의 전압(Vy)의 파형이 도 2b와 2c에서 나타난다.
도 2b 및 2c의 인덕션 코일을 통과하는 전류의 파형은 도 1b 및 1c를 참조하여 설명된 전류의 파형에 대응한다. 그러나 과전압 검출에 관련된 전압(Vy)의 파형은 도 1b 및 1c에서 나타난 과전압(Vx)의 파형의 반전된 파형이다. 도 2b에서 나타나는 첫 번째 케이스에서, 단계 지속시간(T2)은 너무 짧다. 이 주기(T2)의 끝부분에서, 다이렉트 다이오드 전압(Udp)의 출력 전압(Vout)보다 더 높은 전압(Vy)을 발생시킴으로써, PMOS 트랜지스터(P1)의 기판 드레인 다이오드가 전류를 상쇄시킨다.
도 2c에서 나타난 두 번째 케이스에서, 지속시간(T2)이 너무 길다. 이 지속시간(T2)의 끝부분에서, 이번에는 네거티브 전압 값(Udn)을 갖는 전압(Vy)을 발생시킴으로써, NMOS 트랜지스터(N1)의 기판 드레인 다이오드가 전류를 상쇄시킨다. 따라서 앞서 언급된 바와 같이, 인덕션 코일 전압(Vy)의 부호는, 지속시간(T2)이 막 조정된 후, 인덕션 코일을 통과하는 전류(IL)의 부호에 따른다.
도 3a는 Buck 타입과 Boost 타입을 조합한 DC-DC 컨버터를 개략적으로 도시한다. 보통 이 타입의 컨버터는 연속 입력 전압 레벨(Vbat)에 비해 출력 전압 레벨(Vout)을 증가시키거나 감소시킬 수 있다. 그러나 또한 이러한 타입의 컨버터는 입력 전압 레벨(Vbat)과 동일한 레벨의 출력 전압(Vout)을 제공할 수 있다. 제 1 및 2 단계 지속시간(T1 및 T2)에 의해, 전압 승압, 또는 감소 비가 주어진다. 즉, T1/T2에 의해 주어진다.
조합된 DC-DC 컨버터가 리액티브 소자로서 인덕션 코일(L)을 포함하고, 제 1 PMOS 트랜지스터(P1)와, 제 1 NMOS 트랜지스터(N1)와, 제 2 PMOS 트랜지스터(P2)와, 제 2 NMOS 트랜지스터(N2)를 포함한다. 제 1 PMOS 및 NMOS 트랜지스터(P1 및 N1)는 직렬 연결되는데, 이때, 이들의 소스 단자는 연속 전압원의 각각의 단자로 각각 연결되며, 여기서 연속 전압원은 배터리(Bat)일 수 있다. 직렬 트랜지스터(P1 및 N1)의 드레인 단자 연결 노드가 인덕션 코일(L)의 제 1 단자로 연결된다. 제 2 PMOS 및 NMOS 트랜지스터(P2 및 N2)가 직렬 연결되는데, 이때 이들의 소스 단자는 출력 전압 단자(Vout)와 접지 단자로 각각 연결된다. 이들 제 2 트랜지스터(P2 및 N2)의 각각의 드레인 단자(Vy)는 인덕션 코일(L)의 제 2 단자로 연결된다. 부하 저항기(RL)와 병렬 연결된 커패시터(C)에 의해 전압 출력(Vout)에서 필터링이 수행된다.
먼저, 제 1 트랜지스터(P1) 및 제 2 트랜지스터(N2)가 각각 자신의 게이트 단자에 걸리는 제어 신호(CK1' 및 CK1)에 의해 제어되어, 동일한 지속시간의 제 1 단계(T1) 동안 전도성이게 될 수 있다. 반전된 제어 신호(CK1')가 로우(low) 상태일 때, 제어 신호(CK1)는 하이(high) 상태이다. 제 1 단계에서, 제 2 트랜지스터(P2)와 제 1 트랜지스터(N1)는 전도성이 되지 않는다. 이 제 1 단계에서, 선형으로 증가하는 전류가 인덕션 코일(L)을 통과한다.
제 1 단계 후의 제 2 단계의 지속시간(T2)에서, 제 2 트랜지스터(P2) 및 제 1 트랜지스터(N1)가 각각 자신의 게이트 단자에 걸리는 제어 신호(CK2 및 CK2')에 의해 전도성이 된다. 반전 제어 신호(CK2)가 로우 상태일 때, 제어 신호(CK2')는 하이 상태이다. 이 제 2 단계에서, 상기 제 1 트랜지스터(P1)와 제 2 트랜지스터(N2)는 전도성이 되지 않는다. 이 제 2 단계에서, 일반적으로 지속시간(T2)이 적정하게 조절되면, 인덕션 코일 L을 통과하는 전류는 0 값까지로 감소한다.
도 3b 및 3c의 파형은, 과전압 검출에 관하여, 도 2b 및 2c를 주로 참조하여 설명된 파형에 대응한다. 도 3b에서 나타나는 첫 번째 케이스에서, 지속시간(T2)은 너무 짧다. 이 지속시간(T2)의 끝부분에서, 다이렉트 다이오드 전압(Udp)으로부터의 출력 전압(Vout)보다 더 높은 전압(Vy)을 발생시킴으로써, 제 2 PMOS 트랜지스터(P2)의 기판 드레인 다이오드는 전류를 상쇄시킨다.
도 3c에서 나타나는 두 번째 케이스에서, 지속시간(T2)이 너무 길다. 이 지속시간(T2)의 끝부분에서, 이번에는 네거티브 전압 값(Udn)을 갖는 전압(Vy)을 발생시킴으로써, 제 2 NMOS 트랜지스터(N2)의 기판 드레인 다이오드가 전류를 상쇄시킨다. 따라서 앞서 언급된 바와 같이, 지속시간(T2)이 막 지난 후의 인덕션 코일 전압(Vy)의 부호는 인덕션 코일(L)을 통과하는 전류(IL)의 부호에 따라 다르며, 조정되어야 한다.
본 발명에 따르는 DC-DC 컨버터 제어 방법이 이제 도 4a 및 4b를 참조하여 설명될 것이며, 이는 Booster 컨버터이다. 그러나 상기 방법은 리액티브 소자로서 인덕션 코일(L)을 갖는 앞서 설명된 임의의 타입의 DC-DC 컨버터로 적용될 수 있음 이 명백하다.
앞서 설명된 바와 같이, 이상적인 값에 대하여 제 2 단계의 지속시간(T2)을 정정하도록 인덕션 코일(L)의 단자들 중 하나에 걸리는 전압이 사용되어, 제 2 단계의 지속시간(T2)의 끝부분에서 상기 전압의 부호를 검출할 수 있다. US 특허 제 7,279,877호에서 공개된, 이러한 정보를 이용하여, 빠른 비교기의 오프셋을 조정하고, 이로 인해 인덕션 코일 전류의 부호 변환점(zero crossing)을 검출하는 장치와는 다르게, 본 발명에 따르는 제어 방법은 지속시간(T2)을 조정하기 위한 빠른 비교기를 사용하지 않는다. 간단하게, 지속시간(T2)에서 연속 근사(successive approximation)가 이뤄져서, 최적 값으로 수렴되게 할 수 있다.
도 4a는 본 발명에 따르는 제어 방법을 구현하기 위한 지속시간(T2)을 발생시키고 제어하기 위한 장치를 갖는 DC-DC 컨버터의 첫 번째 변형예를 나타낸다. DC-DC 컨버터의 이 실시예에서 사용되는 스위치가 직렬로 장착된 PMOS 트랜지스터(P1) 및 NMOS 트랜지스터(N1)인 것이 바람직하다. 도 4a의 DC-DC 컨버터 타입이 도 2a를 참조하여 기술된 두 번째 실시예에 대응한다. 이러한 종류의 DC-DC 컨버터는 입력 전압(Vbat)보다 더 높은 레벨의 출력 전압(Vout)을 공급하며, 이는 예를 들어, 배터리(Bat)로부터 제공될 수 있다.
따라서 이 Boost DC-DC 컨버터가 인덕티브 코일(L)을 리액티브 소자로서 포함하고, PMOS 트랜지스터(P1) 및 NMOS 트랜지스터(N1)를 포함할 수 있다. PMOS 및 NMOS 트랜지스터(P1 및 N1)가 직렬 연결된다. 트랜지스터(N1)의 소스 단자가 접지 단자로 연결되며, 반면에, 트랜지스터(P1)의 소스 단자가 출력 단자(Vout)로 연결 된다. 직렬 연결된 트랜지스터(P1 및 N1)의 드레인 연결 노드(Vy)가 인덕션 코일(L)의 하나의 단자로 연결되며, 상기 인덕션 코일(L)의 나머지 단자가 연속 전압원의 포지티브 단자(Vbat)로 연결된다. 이 연속 전압원은 배터리(Bat), 또는 축전지인 것이 바람직하다. 간략성을 위해, 출력 커패시터(C) 및 부하 저항기(RL)는 도시되지 않는다.
도 4b가 나타내는 바와 같이, NMOS 트랜지스터(N1)의 게이트 단자에 걸린 제 1 제어 신호(CK1)에 의해, 상기 트랜지스터는 지속시간(T1)의 제 1 단계 동안 전도성이게 된다. 제 1 단계 동안 상기 제 1 제어 신호는 상태 1, 즉, 하이(high) 상태이다. 이 제 1 제어 신호(CK1)는 제 1 고정 루프(lock loop)에서 공급된다. 해당 분야에서 잘 알려져 있고, 본 발명의 일부분이 아니기 때문에, 고정 루프는 도시되지 않는다.
PMOS 트랜지스터(P1)의 게이트 단자에 걸린 제 2 제어 신호(CK2)에 의해, 상기 트랜지스터는 제 1 단계 동안 비-전도성이 되고, 지속시간(T2)의 제 2 단계 동안 전도성이 된다. 따라서 제 1 단계 동안, 제 2 제어 신호(CK2)가 상태 1이며, 제 2 단계의 시작부분에서 상태 0, 즉 로우 상태가 된다. 제 2 단계 동안 NMOS 트랜지스터(N1)가 비-전도성이 되며, 이때, 제 1 제어 신호(CK1)가 상태 0이 된다. 도 4b의 참조부호(PT)에 의해 상징적으로 나타나는 바와 같이, 제 1 제어 신호(CK1)의 하강 에지가 제 1 단계에서 제 2 단계로의 스위칭을 위해 사용될 수 있다.
제 1 단계의 제 1 지속시간(T1) 동안, 인덕션 코일(L)을 통과하는 전류가 선 형으로 증가하고, 제 2 단계의 제 2 지속시간(T2) 동안 인덕션 코일의 전류가 감소한다. 이 컨버터의 동작 주파수, 또는 클러킹 주파수는 수백㎐ 내지 수㎒에 포함될 수 있으며, 예를 들어, 2㎒일 수 있고, 이때, 입력 전압(Vbat)은 예를 들어, 0.9 내지 3.3V에 포함될 수 있다. 이 주파수는 DC-DC 컨버터 내에 위치하는 인덕션 코일(L)의 값에 따라 좌우된다.
제 2 단계의 지속시간(T2)이 너무 짧거나, 너무 길 경우, 조정할 수 있도록, 조정 장치(adjustment device)가 제 2 단계의 끝부분에서 인덕션 코일 단자에 걸리는 과전압(Vy)을 검출하기 위한 수단을 포함한다. 이들 검출 수단은 D 플립-플롭(2)을 포함한다. 인덕션 코일(L)의 하나의 단자를 이용해 이 D 플립-플롭의 입력은 트랜지스터(P1 및 N1)의 드레인 단자의 연결 노드(Vy)로 직접 연결될 수 있다. 비-반전 출력(non-inverting output)(Q)에서 입력(D)의 상태를 변화시키기 위해 사용되는 상승 에지를 갖는 제 3 제어 신호(CK2b)에 의해 상기 D 플립-플롭이 클러킹된다. 플립-플롭의 비-반전 출력(Q)이 타이밍 수단(timing mean)으로 연결되며, 상기 타이밍 수단은 무엇보다도, 단순한 인티그레이터(integrator)를 포함한다. 상기 인티그레이터는 저항기(Ri)와 커패시터(Ci)로 형성된다. DC-DC 컨버터 고정 루프의 각각의 동작 사이클(Tc)에서, 저항기(Ri)와 커패시터(Ci)를 로우 패스 필터(low pass filter)처럼 배열함으로써, 인티그레이션이 수행된다. 커패시터(Ci)에 걸리는 전압 레벨은, 제 1 클럭 신호(CK1)의 반전에 의해 클럭킹되는, 즉, 신호(CK1)의 하강 에지 상에서 클럭킹되는 타이밍 수단의 타이머(3)가 출력 신호(CK2)를 제공하게 한다. 이 출력 신호(CK2)는 각각의 사이클에서 제 2 단계의 적응된 지속시간(T2)을 형성하는 제 2 제어 신호와 같은 역할을 한다.
도 4b에서 나타나는 바와 같이, 제 1 단계(T1)의 끝부분에서, PMOS 트랜지스터(P1)가 전도성이 되도록 제 2 제어 신호(CK2)가 활성화된다. 출력 전압(Vout)이 입력 전압(Vbat)보다 더 높을수록, 인덕션 코일의 전류가 감소한다. 타이머(3)에 의해 결정되는 특정 순간에서, 제 2 제어 신호(CK2)가 비활성 상태가 되고, 결과적으로 트랜지스터(P1)를 차단한다. 2개의 트랜지스터(N1 및 P1)가 차단되었다고 가정하고, 인덕션 코일을 통과하는 전류가 0이 아닌 경우, 상기 전류는 트랜지스터(P1, 또는 N1)의 기판 드레인 다이오드를 통해 0인 경향을 가져야 한다. 동작하는 다이오드는, 지속시간(T2)의 끝부분에서 인덕션 코일을 통과하는 전류의 방향에 따라 좌우된다. 따라서 스트레이 다이오드(stray diode)를 통과하는 것이, 사용되는 다이오드에 따라서 출력 전압(Vout)보다 더 높거나, 0보다 더 낮은 전압(Vy)을 생성한다.
제 3 제어 신호(CK2b)는, 자신의 상승 에지를 통해 출력(Q)에서의 D 플립-플롭의 입력의 상태를 제어하기 위한 제 2 제어 신호(CK2)의 복제이다. 그러나 지속시간(T2)을 정의하는 제 2 제어 신호(CK2)의 상태 0에서 상태 1로 넘어가는 부분에 비교할 때, 제 3 제어 신호의 상태 0에서 상태 1로 넘어가는 부분에서의 상승 에지는 약간의 딜레이(τ)를 갖는다. 인덕션 코일의 하나의 단자에서의 전압(Vy)의 시간을 남겨두어, 출력 전압(Vout) 이상으로, 또는 0 이하로 적정한 방향으로 이동시키도록 이러한 약간의 딜레이(τ)가 결정된다. 이 약간의 딜레이(τ)는 수 나노초(nanosecond)의 수준일 수 있다.
이러한 모든 작업이 메인 컨버터 클럭의 주기로 반복된다. 따라서 D 플립-플롭의 출력(Q)이 이진 데이터 흐름이다. 이러한 이진 데이터의 평균은 타이머(3)로 적용될 제어 신호(Vi)를 나타낸다. 따라서 이 타이머는 지속시간(T2)의 제 2 제어 신호(CK2)를 제공하는데, 상기 제 2 제어 신호(CK2)는 연속 근사에 의해 이상적인 값 쪽으로 이동되는 경향이 있다. 앞서 언급된 바와 같이, 저항기(Ri)와 커패시터(Ci)로 형성되는 단순 로우 패스 필터가 이진 흐름 인티그레이터의 한 부분을 수행한다. 이 필터는 타이머를 조정하는 연속 전압(Vi)을 발생하기에 충분하다. 간단한 전자 소자에 의해, 지속시간(T2)의 값은 연속 조정 사이클에 걸쳐 적정하게 조정된다.
도 5a는 본 발명에 따르는 제어 방법을 구현하기 위한 지속시간(T2)을 조정하는 장치를 포함하는 DC-DC 컨버터의 두 번째 변형예를 도시한다. 이 조정 장치는 제 2 단계에서 인덕션 코일 단자에 걸리는 과전압(Vy)을 검출하기 위한 수단을 포함한다. 과전압 부호를 검출하기 위한 이들 수단은 스위치(5)와, 비교기(4)와, D 플립-플롭(2)을 주로 포함한다. 도 4a에서와 같이, 사용되는 스위치는 직렬로 장착된 PMOS 트랜지스터(P1)와 NMOS 트랜지스터(N1)인 것이 바람직하다. 또한 간략성을 위해, 도 5a의 DC-DC 컨버터가 출력 커패시터(C)와 부하 저항기(RL)가 없다는 것을 제외하고 도 2a를 참조해 설명된 제 2 실시예에 대응한다. 이러한 타입의 DC-DC 컨버터는, 예를 들어, 배터리(Bat)로부터 제공되는 입력 전압(Vbat)의 레벨보다 더 큰 출력 전압(Vout)을 제공한다. 이 DC-DC 컨버터는 도 4a를 참조하여 기술된 것과 동일한 몇 개의 소자를 포함하기 때문에, 상세히 설명하지 않을 것이다.
도 5b가 또한 나타내는 바와 같이, 제 2 단계의 지속시간(T2)이 너무 짧거나, 너무 길 경우, 조정될 수 있도록, 컨버터가 지속시간(T2)을 조정하기 위한 장치를 포함한다. 이를 하기 위해, DC-DC 컨버터의 조정 장치가 인덕션 코일(L)의 단자(Vy)과 D 플립-플롭(2) 사이에서, 비교기(4)와, 스위치(5)를 포함하고, 상기 비교기의 하나의 입력에서 커패시터(Ce)를 더 포함한다. 비교기(4)의 네거티브 입력이 출력 단자(Vout)로 연결되며, 비교기의 포지티브 단자가, 스위치(5)를 통해, 트랜지스터(P1 및 N1)의 드레인 단자의 연결 노드(Vy)와 인덕션 코일(L)의 하나의 단자로 연결된다. 전압 레벨(Vy)을 저장하기 위한 커패시터(Ce)가 비교기(4)의 포지티브 입력을 컨버터의 접지 단자로 연결한다. 제 4 제어 신호(CK2a)가 스위치(5)의 개방, 또는 폐쇄를 제어한다.
스위치(5)는 NMOS 트랜지스터일 수 있으며, 제 4 제어 신호(CK2a)에 의해 제어되며, 전체 지속시간(T2)과 매우 짧은 추가적인 딜레이(τ1) 동안 폐쇄 상태로 있다. 노드(Vy)에서의 상태가 종래의 폴로워-홀더(follower holder)와 같은 커패시터(Ce)에 저장된다. 제 4 제어 신호(CK2a)는, 이러한 매우 짧은 추가적인 딜레이(τ1)만큼 확장된 상태 1을 갖는다는 것을 제외하고는 제 2 제어 신호(CK2)의 반전된 복사본이다. 이러한 매우 짧은 딜레이(τ1)는 수 나노초 수준일 수 있다. 비교기(4)가 커패시터(Ce)에 저장된 전압을 출력 전압(Vout)과 비교하여, 이상적인 값에 비교되는 제 2 단계 지속시간(T2)에서 에러 신호(error signal)를 정의할 수 있다.
비교기(4)는 완전히 종래의 것이고, 따라서 입력에서 존재하는 전압이 완벽하게 안정적이기 때문에, 빠를 것이 요구되는 것은 아니다. 비교기(4)는 자신의 출력에서 상태 1, 또는 상태 0을 취하는 로직 신호(logic signal)를 공급한다. 이 로직 신호는 D 플립-플롭에서 저장되며, 상기 D 플립-플롭은, 신호(CK2)의 복사본이지만, 제 2 제어 신호(CK2)에 비해, 상태 0에서 상태 1로 넘어가는 부분(passage)에서 추가적인 딜레이(τ1+τ2)를 갖는 제 3 제어 신호(CK2b)에 의해 클럭킹된다. 또한 이 제 3 제어 신호(CK2b)는, 제 4 제어 신호(CK2a)에 의해 제어되는 스위치(5)의 폐쇄 상태에서 개방 상태로 넘어가는 부분에 비해 τ2만큼 딜레이된다. 이 딜레이(τ2)는 D 플립-플롭에서의 저장 순간에서 상기 비교기의 출력이 안정화되기에 충분해야 한다.
앞서 언급된 바와 같이, 이러한 모든 동작이 메인 컨버터 클럭의 리듬(rhythm)으로 반복된다. 따라서 D 플립-플롭의 출력(Q)이 이진 데이터 흐름이다. 연속 근사(successive approximation)에 의해 자신의 이상적인 값으로 이동하는 경향이 있는 지속시간(T2)의 신호(CK2)를 제공하도록, 이러한 이진 데이터 흐름의 평균이 타이머(3)로 적용될 제어 전압을 나타낸다. 따라서 저항기(Ri)와 커패시터(Ci)에 의해 형성되는 단순 로우 패스 필터가 이진 흐름 인티그레이터의 일부분이 된다. 이 필터는 타이머(3)를 조정하기 위한 연속 전압(Vi)을 발생시키기에 충분하다.
물론, DC-DC 컨버터를 위한 제어 방법을 구현하기 위한 지속시간(T2)을 조정하는 장치가 도 1a 및 3a에서 나타난 기본 DC-DC 컨버터 구조에 동일하게 적용될 수 있다. 그러나 도 1a의 제 1 및 제 2 제어 신호(CK1 및 CK2)는 도 2a의 제 1 및 제 2 신호(CK1 및 CK2)의 반전된 신호이다. PMOS 트랜지스터(P1)가 제 1 단계에서 전도성이 되어야 하며, 반면에, NMOS 트랜지스터(N1)는 제 2 단계에서 전도성이 되어야 한다.
앞의 내용으로부터, 해당업계 종사자라면, 청구범위에 의해 정의된 본 발명의 범위 내에서 DC-DC 컨버터 제어 방법의 몇 가지 변형예를 고안할 수 있다. DC-DC 컨버터는 리액티브 소자로서 단일 유도성 코일을 갖는 2개의 출력을 포함할 수 있다.
도 1a는 제어 방법을 구현하기 위한 DC-DC 컨버터의 첫 번째 기본 실시예를 단순화된 방식으로 도시한다.
도 1b 및 1c는 제어 방법의 너무 짧은 제 2 단계의 지속시간과 너무 긴 제 2 단계의 지속시간에 대하여, 시간의 함수로서의 도 1a의 컨버터의 인덕션 코일을 통과하는 전류의 형태 그래프와, 인덕션 코일의 하나의 단자에서의 전압의 형태 그래프를 도시한다.
도 2a는 제어 방법을 구현하기 위한 DC-DC 컨버터의 두 번째 기본 실시예를 단순화된 방식으로 도시한다.
도 2b 및 2c는 제어 방법의 너무 짧은 제 2 단계의 지속시간과 너무 긴 제 2 단계의 지속시간에 대하여, 시간의 함수로서의 도 2a의 컨버터의 인덕션 코일을 통과하는 전류의 형태 그래프와, 인덕션 코일의 하나의 단자에서의 전압의 형태 그래프를 도시한다.
도 3a는 제어 방법을 구현하기 위한 DC-DC 컨버터의 세 번째 기본 실시예를 단순화된 방식으로 도시한다.
도 3b 및 3c는 제어 방법의 너무 짧은 제 2 단계의 지속시간과 너무 긴 제 2 단계의 지속시간에 대하여, 시간의 함수로서의 도 3a의 컨버터의 인덕션 코일을 통과하는 전류의 형태 그래프와, 인덕션 코일의 하나의 단자에서의 전압의 형태 그래프를 도시한다.
도 4a는 본 발명에 따르는 제어 방법의 제 2 단계의 지속시간을 조정하기 위 한 장치를 포함하는 도 2a의 DC-DC 컨버터의 첫 번째 변형예를 단순화된 방식으로 도시한다.
도 4b는 본 발명에 따르는 제어 방법의 각각의 사이클에서 도 4a의 DC-DC 컨버터의 서로 다른 소자들에 적용되는 제어 신호의 그래프를 시간의 함수로서 도시한다.
도 5a는 본 발명에 따르는 제어 방법의 제 2 단계의 지속시간을 조정하기 위한 장치를 포함하는 도 2a의 DC-DC 컨버터의 두 번째 변형예를 단순화된 방식으로 도시한다.
도 5b는 본 발명에 따르는 제어 방법의 각각의 사이클에서, 도 5a의 DC-DC 컨버터의 서로 다른 소자에 적용되는 제어 신호의 그래프를 시간의 함수로서 도시한다.

Claims (11)

  1. 둘 이상의 교대로 동작하는 제 1 및 제 2 스위치(P1, N1)의 세트와 협력하여, 연속 전압 소스(Bat)에 의해 제공되는 입력 전압(Vbat)의 레벨보다 더 높은, 또는 동일한, 또는 더 낮은 레벨을 갖는 출력 전압(Vout)을 제공하기 위한 인덕션 코일(L)을 리액티브 소자(reactive element)로서 포함하는 DC-DC 컨버터를 제어하기 위한 방법에 있어서, 상기 방법은 각각의 연속적인 제어 사이클에서, 제 1 제어 신호(CK1)가 상기 제 1 스위치를 제어하여, 상기 제 1 스위치를 전도성으로 만들고, 지정된 제 1 지속시간(T1) 동안 인덕션 코일을 통과하는 전류를 증가시키는 제 1 단계를 포함하며,
    상기 방법은 제 1 단계 후에, 조정가능한 제 2 지속시간(T2) 동안 상기 제 2 스위치를 전도성으로 만들고 인덕션 코일을 통과하는 전류를 감소시키기 위해, 제 2 제어 신호(CK2)가 상기 제 2 스위치를 제어하는 제 2 단계를 포함하며, 이때, 제 2 단계의 끝부분에서 상기 제 1 및 제 2 스위치로 연결되는 인덕션 코일의 단자(Vx, Vy) 중 하나에 걸린 임의의 과전압의 부호를 검출하고, 또 다른 연속적 사이클의 검출에 앞서서, 지정된 지속시간 동안 검출된 과전압 부호에 따라서 하이(high) 상태, 또는 로우(low) 상태로 유지되는 검출 신호를 공급하기 위한 검출 수단(2, 4, 5)이 제공되며, 제 2 단계의 끝부분에서 인덕션 코일 내 전류를 상쇄시키도록, 각각의 연속 사이클에서 제 2 단계의 제 2 지속시간을 적응시키기 위한 검출 신호를 수신하는 타이밍 수단(Ri, Ci, 3)이 제공되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터를 제어하기 위한 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 각각의 연속하는 제어 사이클에서, 이진 검출 신호(binary detection signal)가 타이밍 수단(Ri, Ci)에서 인티그레이트(integrate)되어, 평균 제어 전압(Vi)을 타이머(3)에게 공급하고, 상기 타이머(3)는 적응되는 지속시간을 갖는 제 2 단계 동안 제 2 제어 신호(CK2)를 공급하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터를 제어하기 위한 방법.
  3. 제 2 항에 있어서, 적응된 제 2 지속시간(T2) 동안의 제 2 단계에서 제 2 제어 신호(CK2)를 공급하여 상기 제 2 스위치를 전도성으로 만들도록, 제 1 단계의 끝부분에서 제 1 제어 신호(CK1)의 상승 에지(rising edge), 또는 하강 에지(falling edge)에 의해, 타이머(3)가 클럭킹되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터를 제어하기 위한 방법.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 검출 수단에 의해, 제 2 단계의 끝부분에서 인덕션 코일의 하나의 단자(Vx, Vy)에 걸린 과전압의 부호를 검출하는 것이 D 플립-플롭(2)을 통해 수행되며, 각각의 사이클에서 상기 D 플립-플롭(2)은 제 3 제어 신호(CK2b)의 상승 에지(rising edge), 또는 하강 에지(falling edge)에 의해 클러킹되어, 출력에서 검출 신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터를 제어하기 위한 방법.
  5. 제 4 항에 있어서, D 플립-플롭의 하나의 입력이 상기 제 1 및 제 2 스위치(P1, N1)로 연결되는 인덕션 코일의 단자로 직접 연결되며, 과전압을 검출하기 위한 제 3 제어 신호(CK2b)의 상승 에지, 또는 하강 에지가, 상기 제 2 단계의 제 2 지속시간의 끝부분 후에, 그리고 불연속 모드의 각각의 제어 사이클의 끝부분 전에 존재하는 특정 딜레이(τ) 후에 동작하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터를 제어하기 위한 방법.
  6. 제 4 항에 있어서, DC-DC 컨버터의 비교기(4)가, 네거티브 입력(negative input)을 통해 출력 전압 단자(Vout)로 연결되고, 포지티브 입력(positive input)을 통해, 인덕션 코일(L)의 하나의 단자에 걸린 전압을 저장하기 위한 커패시터(Ce)로 연결되며, 이때 상기 인덕션 코일(L)은 제 4 제어 신호(CK2a)에 의해 제어되는 다른 스위치(5)를 통해 상기 제 1 및 제 2 스위치로 연결되며, 제 2 단계의 제 2 지속시간 동안 폐쇄 상태(closed state)로 상기 제 4 제어 신호(CK2a)에 의해 제어되는 상기 다른 스위치(5)에 의해 연결되는 비교기(4)에 의해 과전압 부호가 직접 검출되며, 상기 제 2 지속시간(T2)의 끝부분에서, 비교기가 D 플립-플롭(2)의 입력으로 출력 신호를 공급하도록 상기 다른 스위치는 개방되어, 커패시터에 걸린 과전압 레벨이 저장되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터를 제어하기 위한 방법.
  7. 제 6 항에 있어서, 제 4 제어 신호(CK2a)가 상기 제 2 단계의 제 2 지속시간의 끝부분 후에, 그리고 불연속 모드의 각각의 제어 사이클의 끝부분 전에 존재하는 특정 딜레이(τ) 후에 상기 다른 스위치(5)를 개방하며, D 플립-플롭(2)을 클럭킹하기 위한 제 3 제어 신호(CK2b)의 상승 에지, 또는 하강 에지가, 상기 다른 스위치의 개방 딜레이 후에, 그리고 불연속 모드의 각각의 제어 사이클의 끝부분 전에 존재하는 추가적인 딜레이(τ2) 후에 삽입되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터를 제어하기 위한 방법.
  8. 제 1 항에 따르는 제어 방법을 구현하도록 구성된 DC-DC 컨버터에 있어서, 상기 컨버터는, 둘 이상의 교대로 동작하는 제 1 및 제 2 스위치(P1, N1)의 세트와 협력하여, 연속 전압원(Bat)에 의해 제공되는 입력 전압(Vbat)의 레벨보다 더 높은, 또는 동일한, 또는 더 낮은 레벨을 갖는 출력 전압(Vout)을 제공하기 위한 인덕션 코일(L)을 리액티브 소자로서 포함하고, 이때, 제어 사이클의 제 1 단계에서 상기 제 1 스위치가 제 1 제어 신호(CK1)에 의해 제어되고, 반면에, 제 2 단계에서 상기 제 2 스위치가 제 2 제어 신호(CK2)에 의해 제어되며, 상기 컨버터는,
    각각의 제어 사이클의 제 2 단계의 끝부분에서, 상기 제 1 및 제 2 스위치로 연결되는 인덕션 코일의 단자(Vx, Vy) 중 하나에 걸린 임의의 과전압의 부호를 검출하고, 상기 검출된 과전압의 부호에 따라서 하이(high) 상태이거나 로우(low) 상태인 검출 신호를, 각각의 연속적인 사이클에서, 제 2 단계의 끝부분에서의 인덕션 코일 내 전류를 상쇄시키도록 상기 제 2 단계의 제 2 지속시간을 적응시킬 수 있는 타이밍 수단(Ri, Ci, 3)으로 공급하기 위한 검출 수단(2, 4, 5)
    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 검출 수단은 D 플립-플롭(2)을 포함하며, 상기 D 플립-플롭(2)의 하나의 입력은 상기 제 1 및 제 2 스위치로 연결되는 인덕션 코일의 하나의 단자(Vx, Vy)로 직접 연결되며, 상기 D 플립-플롭은, 제 2 단계의 끝부분 후에 삽입되는 제 3 제어 신호의 상승 에지, 또는 하강 에지에 의해 클럭킹되어, 하이 상태, 또는 로우 상태의 검출 신호를 공급하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  10. 제 8 항에 있어서, 상기 검출 수단은 네거티브 입력을 통해 출력 전압 단자(Vout)로 연결되고, 포지티브 입력을 통해, 인덕션 코일(L)의 하나의 단자에 걸리는 전압을 저장하기 위한 커패시터(Ce)로 연결되는 비교기(comparator, 4)를 포함하며, 이때, 상기 인덕션 코일(L)은 다른 스위치(5)를 통해 상기 제 1 및 제 2 스위치로 연결되며, 이때 상기 다른 스위치(5)는 제 4 제어 신호(CK2a)에 의해, 각각의 제 2 단계 동안 폐쇄 상태(closed state)이도록, 그리고 제 2 단계 후에 존재하는 제 1 딜레이(τ1) 후에 개방 상태이도록 제어되며, 비교기의 출력 신호는 D 플립-플롭으로 공급되며, 상기 D 플립-플롭은 상기 다른 스위치의 개방 후에 존재하는 제 2 딜레이(τ2) 후에 삽입되는 제 3 제어 신호의 상승 에지, 또는 하강 에지에 의해 클럭킹되어, 하이(high) 상태, 또는 로우(low) 상태의 검출 신호를 공급하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  11. 제 8 항에 있어서, 상기 타이밍 수단은 검출 수단의 출력으로 연결되는 저항기(Ri)와, 커패시터(Ci)와, 상기 저항기 및 커패시터의 연결 노드로 연결되는 타이머(3)로 형성된 인티그레이터(integrator)를 포함하며, 상기 커패시터에서 저장되는 전압이 타이머를 제어하여, 제 2 단계의 제 2 지속시간(T2)을 결정하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
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