KR20060039015A - 스피어 디코딩 기술을 사용하는 신호 검출 - Google Patents

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니콜라이 네페도프
몬탈보 마누엘 엔리케 라미레즈
아리 호티넨
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노키아 코포레이션
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Abstract

신호를 검출하기 위한 방법 및 장치가 개시되는데, 제1 세트의 심볼들은 수신기에서 수신된 신호를 나타낸다. 스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 신호를 나타내는, 제2 세트의 심볼들이 추정된다. 상기 추정은 적어도 두개의 변조 방식들을 사용할 수 있다. 심볼을 형성하는 비트들에 관한 신뢰성 정보가 상기 제2 세트의 적어도 한 심볼에 대해 결정될 수 있다. 더욱이, 상기 신호에 관한 신뢰성 정보는 상기 제2 세트의 적어도 한 심볼을 추정하는데 고려될 수 있다.
스피어, 디코딩, 심볼, 다중, 입력, 다중, 출력

Description

스피어 디코딩 기술을 사용하는 신호 검출{Signal detection using sphere decoding technique}
본 발명은 일반적으로 신호 검출에 관한 것이다. 특히 본 발명은 스피어 디코딩(sphere decoding) 기술을 사용하는 신호 검출에 관한 것이다.
최근에 통신 시스템 분야에서, 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 기술이 연구 공동체에서 많은 주목을 받았다. MIMO 시스템들 및 다른 시스템들과 관련한 중요하고 흥미있는 연구 분야는 수신된 신호들의 검출이다.
수신된 신호들의 검출은 수신된 신호에 기초하여 어떤 신호들이 송신되었는지를 결정하는 것을 나타낸다. 벡터 표기를 사용하면, MIMO 시스템의 경우 송신된 신호(
Figure 112006006206644-PCT00001
)의 각 벡터 성분(
Figure 112006006206644-PCT00002
)은 한 MIMO 안테나로부터 송신된 신호(심볼)를 나타내고, 신호 디코딩에서의 목표는 채널 지식 및 수신된 신호(
Figure 112006006206644-PCT00003
)에 기초하여 송신된 신호(
Figure 112006006206644-PCT00004
)를 결정하는 것이다. 심볼(
Figure 112006006206644-PCT00005
)은 송신시 사용된 변조 방식의 유효한 심볼일 필요가 있다. 원칙적으로, 수신된 심볼(
Figure 112006006206644-PCT00006
)에 가장 근접할 채널 왜곡으로 인해 나타나는 변조 방식 심볼은 상기 송신된 심볼(
Figure 112006006206644-PCT00007
)이 되도록 결정된다. 모든 가능한 심볼들에 대한 거리들의 계산은 극도로 복잡한 태스크이어서, 실제로 어떤 탐색 영 역내의 최근접 심볼은 송신된 심볼(
Figure 112006006206644-PCT00008
)로서 선택된다. 효율적인 방법으로, 수신된 심볼(
Figure 112006006206644-PCT00009
)에 가장 근접한 상기 변조 방식 심볼 또는 상기 최근접 심볼에 대한 후보들을 발견하는 것은 어렵다.
신호 검출을 위한 상이한 알고리즘들이 제안되었고, 논의되었고 테스트되었다. 이들 신호 검출 알고리즘들 중 한 알고리즘은 스피어 디코더(Sphere Decoder)라고 불리우고 그것은 1999년 7월, 정보 이론에 대한 IEEE 회보 볼륨 45, 번호 5, 1639-1642 페이지에 있는, "채널 페이딩을 위한 유니버설 격자 코드 디코더"에서 이. 비터보(E. Viterbo) 및 제이. 보우트로스(J. Boutros)에 의해 제안되었다. 상기 스피어 디코더는 원래 코딩된 신호를 디코딩하기 위하여 제공되지만, 그것은 또한 신호 검출에 적용가능하다. 스피어 디코더는 덜 복잡한 이점을 지닌 차선의 최대 우도(maximum likelihood) 방법이다. 상기 스피어 코딩에 있어서, 신호 성분들(
Figure 112006006206644-PCT00010
)은 탐색 영역내에서 수신된 심볼(
Figure 112006006206644-PCT00011
)에 대한 최근접 유효 변조 방식 심볼을 탐색함으로써 하나씩 결정된다.
스피어 디코더에서의 기본 아이디어는 채널에 의해 야기된 송신된 심볼들(
Figure 112006006206644-PCT00012
)간의 간섭이 고려되도록 그리고 동시에 다른 심볼들에 상관없이 첫번째 심볼(
Figure 112006006206644-PCT00013
)을 결정하는 것이 가능하도록 수신된 심볼들 및 채널 지식을 나타내는 벡터들 및 행렬들을 처리하는 것이다. 상기 첫번째 결정된 심볼(
Figure 112006006206644-PCT00014
)을 사용하여 심볼(
Figure 112006006206644-PCT00015
) 등을 결정하는 것이 가능하고, 이것은 심볼들(
Figure 112006006206644-PCT00016
)을 포함하는 벡터(
Figure 112006006206644-PCT00017
)를 초래한다. 상기 첫번째 결정된 심볼은 여기에서 인덱스 N을 가지고 표기되 는데, 왜냐하면 스피어 디코더에서의 계산들이 전형적으로 상방 삼각 행렬들을 수반하기 때문이다.
정보가 잡음 통신로에서 송신되고 왜곡되는 경우, 데이터는 모호해지고 수신기 측에서 내려진 어떤 결정도 에러들 및 정보의 손실을 초래할 수 있다. 소프트(soft) 검출은 검출된 심볼에 대한 어떤 신뢰성 정보를 유지하는 것과 상기 수신기에서 가능한 한 늦은 "하드(hard)" 결정을 하는 것을 목표로 한다. 기존의 스피어 디코더들은 "하드(hard)" 출력 검출기로서 설계되는데, 송신된 신호(
Figure 112006006206644-PCT00018
)로서 수신된 신호(
Figure 112006006206644-PCT00019
)까지 최단 유클리드 거리를 지닌 성상(constellation) 심볼들의 벡터를 반환한다. 더욱이, 상기 송신된 신호에 관한 이용가능한 몇몇 선험적인(a priori) 정보가 존재할 수 있다. 이 선험적인 정보는 상기 송신된 신호(
Figure 112006006206644-PCT00020
)를 결정하는 정확성을 향상시킬 수 있다.
많은 통신 시스템들에서 사용될 수 있는, 다수의 변조 방식들이 정의된다. 사용중인 변조 방식은 예를 들어 각 사용자에 관한 송신 속도에 따라, 사용자별로 변할 수 있다. 현재의 스피어 검출 방법들은 동시에 상이한 변조 방식들에 관한 신호들을 디코딩할 수 없다.
따라서 더 융통성있는 신호 검출 방법들이 필요하다. 본 발명의 실시예들의 목표는 다양한 목적을 위해 스피어 디코딩을 사용하는 신호 검출을 제공하는 것이다.
스피어 디코딩을 사용하는 신호 검출에 관한 문제들이 MIMO 시스템들과 관련하여 논의되었을지라도, 그들이 또한 다른 통신 시스템들에서 관련될 수 있다는 것 은 이해된다.
본 발명의 제1 태양은 신호 검출 방법에 관한 것으로서, 상기 방법은,
수신기에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하는 단계; 및
스피어 디코딩(sphere decoding) 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하는 단계를 포함하며, 상기 추정은 적어도 두개의 변조 방식들을 사용한다.
본 발명의 제2 태양은 신호 검출 방법에 관한 것으로서, 상기 방법은,
수신기에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하는 단계;
스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하는 단계; 및
상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼에 대해 심볼을 형성하는 비트들에 관한 신뢰성 정보를 결정하는 단계를 포함한다.
본 발명의 제3 태양은 신호 검출 방법에 관한 것으로서, 상기 방법은,
수신기에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하는 단계; 및
스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하는 단계를 포함하며, 상기 신호에 관한 신뢰성 정보는 상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼을 추정하는데 고려된다.
본 발명의 제4 태양은 신호 검출 장치에 관한 것으로서, 상기 장치는,
수신기 안테나에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하도록 구성되고,
스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하도록 구성되며, 상기 추정은 적어도 두개의 변조 방식들을 사용한다.
본 발명의 제5 태양은 신호 검출 장치에 관한 것으로서, 상기 장치는,
수신기 안테나에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하도록 구성되고,
스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하도록 구성되며,
상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼에 대해 심볼을 형성하는 비트들에 관한 신뢰성 정보를 결정하도록 구성된다.
본 발명의 제6 태양은 신호 검출 장치에 관한 것으로서, 상기 장치는,
수신기 안테나에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하도록 구성되고,
스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하도록 구성되며, 상기 신호에 관한 신뢰성 정보가 상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼을 추정하는데 고려된다.
본 발명의 제7 태양은 신호 검출 시스템에 관한 것으로서, 상기 시스템은,
수신기에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하기 위한 수신 수단; 및
스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하기 위한 추정 수단을 포함하며, 상기 추정 수단은 적어도 두개의 변조 방식들을 사용한다.
본 발명의 제8 태양은 신호 검출 시스템에 관한 것으로서, 상기 시스템은,
수신기에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하기 위한 수신 수단;
스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하기 위한 추정 수단; 및
상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼에 대해 심볼을 형성하는 비트들에 관한 신뢰성 정보를 결정하기 위한 결정 수단을 포함한다.
본 발명의 제9 태양은 신호 검출 시스템에 관한 것으로서, 상기 시스템은,
수신기에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하기 위한 수신 수단; 및
스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하기 위한 추정 수단을 포함하며, 상기 신호에 관한 신뢰성 정보는 상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼을 추정하는데 고려된다.
이제 본 발명의 실시예들이 첨부된 도면들을 참조하여 단지 예로서 설명될 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예들이 사용될 수 있는 MIMO 통신 시스템을 개략적으 로 도시한 것이다.
도 2는 신호 검출을 위한 스피어 디코더의 개념을 도식적으로 도시한 것이다.
도 3a는 본 발명의 일 실시예에 의한 신호 검출 스피어 디코더의 단순화된 흐름도를 도시한 것이다.
도 3b는 본 발명의 제1 실시예에 의한 신호 검출 스피어 디코더의 단순화된 흐름도를 도시한 것이다.
도 3c는 본 발명의 제2 실시예에 의한 신호 검출 스피어 디코더의 단순화된 흐름도를 도시한 것이다.
도 3d는 본 발명의 제3 실시예에 의한 신호 검출 스피어 디코더의 단순화된 흐름도를 도시한 것이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 의한 스피어 디코더 및 신호 검출 장치를 개략적으로 도시한 것이다.
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 의한 신호 검출을 위한 혼합 4-QAM/16-QAM 스피어 디코더의 흐름도를 예로서 도시한 것이다.
도 6은 제1 비트가 0 및 1인 경우 수신된 포인트로부터 최근접 성상 포인트들까지의 거리들을 보여주는 그레이 매핑을 지닌 4-QAM 성상을 예로서 도시한 것이다.
도 7은 하나의 송신기/수신기 안테나를 지닌 4-QAM 시스템에서 수신된 심볼(
Figure 112006006206644-PCT00021
)의 제1 비트에 대한 비트 우도 생성을 예로서 도시한 것이다.
도 8은 예로서 사용되는 그레이 매핑을 지닌 16-QAM 성상을 도시한 것이다.
도 9는 하나의 송신기/수신기 안테나를 지닌 16-QAM 시스템에서 수신된 심볼(
Figure 112006006206644-PCT00022
)의 제1 비트에 대한 거리들(
Figure 112006006206644-PCT00023
및
Figure 112006006206644-PCT00024
)을 획득하기 위한 단계들을 예로서 도시한 것이다.
도 10은 본 발명의 제2 실시예에 의한 신호 검출을 위한 16-QAM 소프트 출력 스피어 디코더에 대한 흐름도를 예로서 도시한 것이다.
도 11은 본 발명의 제3 실시예에 의한, 4-QAM 시스템용 소프트 부가 입력 스피어 디코더에 대한 가중된 후보들을 예로서 도시한 것이다.
도 12는 본 발명의 제3 실시예에 의한, 16-QAM 시스템용 소프트 부가 입력 스피어 디코더에 대한 가중된 후보들을 예로서 도시한 것이다.
도 13a는 본 발명의 제3 실시예에 의한 신호 검출을 위한 16-QAM 소프트 부가 입력 스피어 디코더에 대한 흐롬도의 제1 부분을 예로서 도시한 것이다.
도 13b는 도 13a에 있는 흐름도의 제2 부분을 도시한 것이다.
하기 설명에서, 다중-입력-다중-출력(MIMO) 시스템이 종종 참조된다. 하지만, 본 발명은 MIMO 시스템의 신호들을 디코딩하는 것에 한정되지 않는다. 본 발명이 적용될 수 있는 다른 시스템들이 하기에 논의된다.
하기 설명에서, 원래의 스피어 디코더와 일치하여 명명하는 것을 유지하기 위하여 스피어 디코더가 참조된다. 하지만, 스피어 디코더를 사용하는 신호 검출이 신호 검출에 집중하고 수신된 신호에서 어떤 코딩의 존재를 암시하지 않는다는 것 은 이해된다. 수신된 신호에 의해 전달된 정보는 코딩될 수 있거나 그것은 복호화될 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예들이 사용될 수 있는 통신 시스템의 예로서 MIMO 통신 시스템을 개략적으로 도시한 것이다. 도 1의 MIMO 통신 시스템은 Nt개의 송신 안테나들을 포함하는 송신 안테나 어레이 및 Nr개의 수신 안테나들을 포함하는 수신 안테나 어레이를 포함한다. 하기에서, 대칭 제약 Nt=Nr이 고려된다. 각 시간 기간동안 송신된 벡터는
Figure 112006006206644-PCT00025
로 표시되는데, 각 성분은 예로서 복소수 M-QAM(직교 진폭 변조) 성상(constellation)으로부터의 독립적인 선택이다. 상기 송신된 신호는
Figure 112006006206644-PCT00026
로서 생성되는데,
Figure 112006006206644-PCT00027
은 기저(basis)
Figure 112006006206644-PCT00028
를 지닌 격자 생성기 행렬이고,
Figure 112006006206644-PCT00029
는 정보 비트들이 매핑되는 정수 성분 벡터이다.
수신된 신호는
Figure 112006006206644-PCT00030
으로 표현되는데, 상기 행렬
Figure 112006006206644-PCT00031
는 채널 행렬이고
Figure 112006006206644-PCT00032
은 잡음을 나타낸다. 상기 MIMO 시스템과 관련하여, 채널 행렬
Figure 112006006206644-PCT00033
는 다중-입력-다중-출력 시스템의 채널들을 나타내고
Figure 112006006206644-PCT00034
는 상기 다중-입력-다중-출력 시스템의 안테나들 중 한 안테나에 의해 송신된 심볼을 나타낸다. 시분할 시스템과 관련하여, 행렬
Figure 112006006206644-PCT00035
는 송신기 안테나로부터 수신기 안테나까지의 다중 경로들을 나타내고
Figure 112006006206644-PCT00036
들은 상기 시분할 시스템의 사용자의 순차적인 심볼들을 나타낸다. 코드 분할 시스템 과 관련하여, 행렬
Figure 112006006206644-PCT00037
는 코드 분할 시스템의 상이한 코드들 또는 어떤 블록 송신 행렬을 나타내고,
Figure 112006006206644-PCT00038
는 상기 상이한 코드들 중 한 코드에 관한 신호를 나타낸다.
일반적으로, 상기 스피어 디코딩은 간섭이 상기한 예들에서와 같이 임의의 소스로부터 올 수 있는 간섭의 존재시 신호 검출에 사용될 수 있다.
상기 스피어 디코더의 목표는 수학식 1의 행렬에 의해 수신된 포인트에 집중되어 있는, 스피어(sphere) 또는 반경
Figure 112006006206644-PCT00039
내부의 성상(격자
Figure 112006006206644-PCT00040
)의 유효 포인트들을 찾는 것이다.
Figure 112006006206644-PCT00041
상기에서
Figure 112006006206644-PCT00042
은 수신된 벡터이고, 상기 격자
Figure 112006006206644-PCT00043
는 입방 격자
Figure 112006006206644-PCT00044
에 적용되는 경우, 행렬
Figure 112006006206644-PCT00045
에 의해 정의된 선형 변환의 결과이다. 이 개념은 도 2에서 도식적으로 관찰될 수 있다.
그러므로, 신호 디코딩을 위해, 풀어야 할 문제는 수학식 2와 같이 되도록 "이동된(translated)" 격자(
Figure 112006006206644-PCT00046
)에서 최단 거리
Figure 112006006206644-PCT00047
를 발견하는 것이다. 상기에서
Figure 112006006206644-PCT00048
인 경우
Figure 112006006206644-PCT00049
는
Figure 112006006206644-PCT00050
로서 정의되고,
Figure 112006006206644-PCT00051
인 경우
Figure 112006006206644-PCT00052
인데,
Figure 112006006206644-PCT00053
및
Figure 112006006206644-PCT00054
는 실수 벡터들임을 주목하라.
Figure 112006006206644-PCT00055
인 경우
Figure 112006006206644-PCT00056
는 이동된 좌표 축들을 정의한다는 것이 관찰 된다.
상기 축 이동을 가지고 상기 스피어는
Figure 112006006206644-PCT00057
로 정의되는 새로운 좌표 체계의 원점에 중심이 있는 타원으로 변환되고 다음이 성립된다.
Figure 112006006206644-PCT00058
예를 들어 콜레스키(Cholesky) 인수 분해를 사용하여 상기 채널 행렬
Figure 112006006206644-PCT00059
는 새로운 상방 대각선 행렬
Figure 112006006206644-PCT00060
로 분해되어,
Figure 112006006206644-PCT00061
이 되고, 수학식 3은 수학식 4와 같이 재작성될 수 있는데,
Figure 112006006206644-PCT00062
이것은
Figure 112006006206644-PCT00063
및
Figure 112006006206644-PCT00064
의 치환 후에 수학식 5가 된다.
Figure 112006006206644-PCT00065
상기에 언급된 보우트로스(Boutros) 및 비터보(Viterbo)의 논문에 설명된 알고리즘을 적용하면, Nt-1을 찾기 위해 i=Nt 수신된 포인트를 사용하는 것이 가능하고, 수학식 6과 같이
Figure 112006006206644-PCT00066
항의 상한 및 하한에 대한 수학식들을 획득할 수 있는데,
Figure 112006006206644-PCT00067
상기에서,
Figure 112006006206644-PCT00068
Figure 112006006206644-PCT00069
이다.
반복동안 수학식 7 및 수학식 8에 의해 정의된 경계들은 다음 수학식들을 사용하여 순환적으로 갱신된다.
Figure 112006006206644-PCT00070
Figure 112006006206644-PCT00071
상기 반복을 실행하는 동안 다음 두가지가 발생할 수 있다:
a) 상기 디코더는
Figure 112006006206644-PCT00072
에 도달하고 계산된 범위내의 값을 선택한다. 이 경 우,
Figure 112006006206644-PCT00073
로 주어지는 수신된 포인트로부터의 검출된 심볼 세트의 거리가 C보다 크지 않은 경우 탐색은 완료되고 벡터
Figure 112006006206644-PCT00074
가 반환되며, 그렇지 않은 경우 상기 프로세스는 더 큰 스피어 반경을 가지고 다시 시작되어야 한다.
b) 상기 디코더는 상기
Figure 112006006206644-PCT00075
에 대한 상한 및 하한 간에 존재하는 성상내의 포인트를 발견하지 못한다. 여기에서, 상기 디코더는
Figure 112006006206644-PCT00076
로 다시 가야하고, 상한 및 하한내의
Figure 112006006206644-PCT00077
의 상이한 후보를 사용해야 하며,
Figure 112006006206644-PCT00078
에 대해 다시 시도해야 한다.
Figure 112006006206644-PCT00079
이 아무런 더 이상의 후보들을 가지고 있지 않은 경우 상기 디코더는
Figure 112006006206644-PCT00080
로 다시 가고, 나머지도 유사하게 행해진다.
비록 심볼들
Figure 112006006206644-PCT00081
을 하나씩 결정하는 것이 언급될지라도, 상이한 행렬 조작 기술을 사용하여 그룹들로 심볼들을 결정하는 것이 가능하다는 것은 이해된다.
상기 스피어 디코더 알고리즘은 상기 스피어 내부의 최선의 포인트에 대한 탐색동안 복잡도를 감소시키도록 변경될 수 있다. 원래의 스피어 디코더는 상기 스피어의 표면에서 탐색을 시작하고 수신된 것에 대한 최근접 격자 포인트를 찾기 위해 중심쪽으로 지그재그로 나아간다. 대조적으로, 수학적 프로그래밍, 1994년 볼륨 66, 181-191 페이지, "격자 기저 감축: 개선된 실제 알고리즘들 및 부분 집합 합 문제들의 해결"에 있는, 시.피. 슈노르(C.P. Schnorr) 및 엠. 오히너(M. Euchner)에 의해 제안된 감소된 복잡도 알고리즘은 스피어의 중심으로부터 탐색을 시작하고 바깥쪽으로 이동하는 것을 제안한다. 일단 유효한 격자 포인트가 상기 스피어 내부 에서 발견되면, 그것의 반경은 중심으로부터 새롭게 발견된 격자 포인트의 거리까지 감소되고 상기 탐색은 새로운 포인트로 이동한다. 또한 에이. 엠. 찬(A.M. Chan) 및 아이. 리(I. Lee)는 2002년 5월, 통신에 대한 IEEE 국제 협의 ICC'02, 볼륨 1. 번호 28, 460-464 페이지, "다중 안테나 시스템을 위한 새로운 감소된-복잡도 스피어 디코더"에서 감소된 스피어 디코더를 논의한다.
상기 스피어의 중심에서 시작함으로써, 상기 스피어 디코더는 상기 경계에서 시작하는 경우보다 더 적은 수의 동작들로 최근접 심볼을 발견하는 것이 예기될 수 있다. 상기 원래의 스피어 디코더에 대한 두개의 주된 부가들이 그것의 복잡도를 감소시키기 위하여 고려되어야 한다. 첫째, i번째 좌표의 각 하한 및 상한에 대해 상기 경계들내의
Figure 112006006206644-PCT00082
의 후보 심볼들은 메트릭(metric)
Figure 112006006206644-PCT00083
에 따라 오름차순으로 분류되고 벡터
Figure 112006006206644-PCT00084
에 저장된다. 여기에서
Figure 112006006206644-PCT00085
는
Figure 112006006206644-PCT00086
및
Figure 112006006206644-PCT00087
사이의 모든 성상 포인트들을 포함하는, 요소들
Figure 112006006206644-PCT00088
를 지닌 벡터이다. 이것은 우선 상기 하한 근처에서 좌표들을 탐색하는 것보다는 상기 경계들에 의해 정의된 간격의 중간에 가장 근접한 좌표들을 탐색하도록 상기 알고리즘을 강요한다. 둘째, 격자 포인트
Figure 112006006206644-PCT00089
가 상기 스피어내에서 발견될 때마다, 수학식 10에서의 벡터
Figure 112006006206644-PCT00090
및 수학식 7과 수학식 8에서의 모든 하한 및 상한이 갱신된다. 이들 갱신들은 가능한 심볼들의 길이를 감소시킴으로써 벡터
Figure 112006006206644-PCT00091
의 가장 오른쪽 끝에서 후보 좌표들 중 몇몇을 제거한다. 도 5에 도시된 바와 같이, 상기 벡터
Figure 112006006206644-PCT00092
는 벡터들
Figure 112006006206644-PCT00093
및 채널이 반전되어 수신 된 신호인, 벡터
Figure 112006006206644-PCT00094
의 분류된 성분들을 포함한다. 상기 알고리즘의 나머지 부분은 변경되지 않은 채 유지되고, 상기 반복들은 한 세트의 심볼들이
Figure 112006006206644-PCT00095
에 저장될 때까지 속행된다. 본 발명의 실시예들은 상기 감소된 복잡도 스피어 디코더 개념을 사용할 수 있다.
도 3a는 본 발명의 실시예에 따른 스피어 디코더 신호 검출 방법(300)의 단순화된 흐름도를 도시한 것이다. 단순화를 위하여, 송신기 및 수신기 안테나들의 수가 Nt로 동일한 대칭 케이스가 고려된다. 더욱이, 송신된 신호와 수신된 신호는 실수 값들을 가지는 것으로 가정되고 반복적으로 송신된 심볼들
Figure 112006006206644-PCT00096
을 결정하는 주된 특징들만이 도시된다. 단계 301에서, 카운터 i가 값 Nt로 초기화된다. 심볼
Figure 112006006206644-PCT00097
는 예를 들어 감소된 복잡도 스피어 디코더의 관련된 단계들 또는 원래의 스피어 디코더의 단계들을 사용하여, 상기에 논의된 방법으로 단계 302에서 결정된다. 단계 302는 두개의 서브-단계들을 포함한다. 단계 302a에서, 송신된 심볼
Figure 112006006206644-PCT00098
의 변조가 상기 심볼
Figure 112006006206644-PCT00099
를 결정하는데 고려된다. 단계 302b에서, 선험적인 정보가 상기 송신된 심볼
Figure 112006006206644-PCT00100
를 결정하는데 고려된다. 상기 심볼
Figure 112006006206644-PCT00101
가 결정된 후, 상기 카운터 값이 단계 303에서 검사된다. 모든 심볼들
Figure 112006006206644-PCT00102
가 결정되지 않은 경우, 상기 카운터 값은 단계 304에서 감소되고 상기 방법은 다음 심볼
Figure 112006006206644-PCT00103
을 결정하도록 진행된다. 모든 심볼들
Figure 112006006206644-PCT00104
가 결정된 경우, 상기 벡터
Figure 112006006206644-PCT00105
가 단계 305에서 출력된다. 단계 306에서, 심볼들을 형성하는 비트들에 관한 신뢰성 정보가 상기 벡터
Figure 112006006206644-PCT00106
에 대해 결정된 다.
도 3a에서, 단계 302a는 상이한 변조 방식들의 심볼들
Figure 112006006206644-PCT00107
의 검출을 허용한다.
Figure 112006006206644-PCT00108
의 변조 방식은 전형적으로 심볼
Figure 112006006206644-PCT00109
에 대한 탐색 영역에 영향을 미친다. 단계 302b는 소프트(soft) 선험적인 정보를 고려하는 것을 허용한다. 이 선험적인 정보는 전형적으로 상기 탐색 영역내에서 후보 심볼들을 가중화하는데 사용된다. 적어도 몇몇 정보 비트들 또는 심볼들에 속한 선험적인 정보는 송신되거나 수신된 신호에 관한 어떤 신뢰성 정보일 수 있다. 그것은 예를 들어 스피어 디코더 검출기를 따르는 채널 디코더 또는 에러 검출기로부터 또는 상기 스피어 디코더 검출기내의 이전에 검출된 심볼들로부터 획득될 수 있다. 다른 예들은 채널 디코더 또는 다른 사용자 또는 서비스에 속하는 다른 정보 스트림들의 에러 검출기와 같은, 어떤 외부 소스에서 오는 선험적인 정보를 포함한다.
단계 305에서의 벡터
Figure 112006006206644-PCT00110
는 비록 소프트 선험적인 정보가 단계 302에서 사용되었을 수 있을지라도, 출력이 단지 한 세트의 심볼들
Figure 112006006206644-PCT00111
를 포함한다는 점에서 전형적으로 하드(hard) 출력이다. 차례로 단계 306은 심볼들을 형성하는 비트들에 관한 신뢰성 정보가 적어도 한 심볼에 대해 결정되지만, 전형적으로 모든 심볼들
Figure 112006006206644-PCT00112
에 대해 결정된다. 심볼들을 형성하는 비트들에 관한 상기 신뢰성 정보는 필요한 경우 심볼들에 대한 소프트 정보를 계산하는데 사용될 수 있다.
도 3a에 도시된 흐름도에 대한 대안은 단계 302 내에 단계 306을 가지는 것이라는 것은 이해된다. 이것은 심볼
Figure 112006006206644-PCT00113
에 대한 소프트 값이 다음 심볼
Figure 112006006206644-PCT00114
을 결정 하기 전에 결정된다는 것을 의미한다. 이 경우 단계 302b 및 단계 306에 관한 수학적 동작들은 전형적으로 함께 수행된다.
단계들 302a, 302b 및 306 중 한 단계만이 방법(300)에 존재하는 것이 가능하다. 본 예들은 방법들(310, 320 및 330)에 대한 흐름도들을 도시하는, 도 3b, 도 3c 및 도 3d에 도시되어 있다. 대안적으로 상기 단계들 중 어떤 두 단계들이 존재할 수 있다. 더욱이, 도 3a가 보여주는 바와 같이, 모든 단계들 302a, 302b 및 306은 방법 300에 존재할 수 있다.
하기에서 본 발명의 3개의 실시예들이 더 상세히 논의된다. 본 발명의 제1 실시예는 동시에 상이한 변조 방식들의 심볼들을 검출하는 것에 관한 것이다. 상기 제1 실시예에 의한 신호 검출을 위한 스피어 디코더는 여기에서 신호 검출을 위한 혼합 스피어 디코더라고 불리운다. 본 발명의 제2 실시예는 스피어 디코더의 출력에서 소프트 값들을 획득하는 것에 관한 것이다. 상기 제2 실시예에 의한 신호 검출을 위한 스피어 디코더는 여기에서 신호 검출을 위한 소프트 출력 스피어 디코더라고 불리운다. 본 발명의 제3 실시예는 전형적으로 확률의 형태로 소프트 부가 선험적 정보를 수신하는 것에 관한 것이다. 상기 제3 실시예에 의한 신호 검출을 위한 스피어 디코더는 여기에서 신호 검출을 위한 소프트 부가 입력 스피어 디코더라고 불리운다.
도 4는 본 발명의 실시예에 의한 신호 검출을 위한 스피어 디코더(404) 및 장치(400)를 개략적으로 도시한 것이다. 상기 장치(400)는 예로서 한 세트의 안테나들(401a, 401b 및 401c)을 포함한다. 예로서, 상기 장치(400)는 스프레드 스펙트 럼 시스템에 관한 것이다. 각 안테나(401)는 RF/디스프레딩 유닛(402)에 연결되어 있다. 상기 RF/디스프레딩 유닛들(402)은 상기 채널 행렬
Figure 112006006206644-PCT00115
및 수신된 심볼들
Figure 112006006206644-PCT00116
을 결정하는 것을 담당하는, 채널 추정기(403)에 연결되어 있다. 상기 채널 추정기(403)로부터 수신된 심볼들 및 채널 속성들에 대한 정보가 상기 신호 검출을 위한 스피어 디코더(404)에 공급된다. 상기 신호 검출을 위한 스피어 디코더(404)는 혼합 스피어 디코더, 소프트 부가 입력 스피어 디코더 및/또는 소프트 출력 스피어 디코더일 수 있다. 상기 스피어 디코더(404)의 출력은 채널 코드 디코더(405)에 연결되어 있다. 선험적인 정보의 소스의 한 예로서, 도 4는 상기 채널 코드 디코더(405)로부터의 정보가 어떻게 상기 신호 검출을 위한 스피어 디코더(404)로 공급되는지를 보여준다.
상기 신호 검출을 위한 스피어 디코더(404)는 프로그램가능 프로세서를 위한 적합한 프로그래밍 코드로서 구현될 수 있다. 대안적으로, 상기 스피어 디코더(400)는 스피어 디코딩을 위해 특별히 설계된 하드웨어로서 구현될 수 있다.
상기 장치(400)는 휴대용 통신 장치일 수 있다. 그것은 예를 들어 사용자 장치, 이동 전화, 이동국, 개인 휴대 정보 단말기 또는 랩톱 컴퓨터일 수 있다. 상기 장치(400)는 대안적으로 고정 장치일 수 있다. 더욱이, 상기 장치(400)는 통신 네트워크용 네트워크 요소일 수 있다. 그것은 예를 들어 셀룰러 통신 시스템용 송수신기 네트워크 요소일 수 있다.
수신기의 RF 부분이 상기 RF 및 디스프레딩 유닛들(402)로 형성된다는 것은 이해된다. 수신기의 기저대역 부분은 상기 채널 추정기(403), 스피어 디코더를 사 용하는 신호 검출기(404) 및 상기 채널 코드 디코더(405)로 형성된다. 상기 수신기의 기저대역 부분은 채널 코드 디코더(405)를 포함할 필요는 없지만, 전형적으로 무선 인터페이스를 통해 송신된 신호들은 채널 코딩된다.
본 발명의 제1 실시예는 동시에 상이한 변조 방식들의 심볼들을 검출하는 것에 관한 것이다. 예로서, Nt 송신 안테나들 및 Nr=Nt 수신 안테나들을 지닌 혼합 스피어 디코더가 고려되는데, 상기 혼합 스피어 디코더는 상이한 안테나들에서 동시에 송신된 4-QAM 및 16-QAM 심볼들을 검출할 수 있다.
비록 상기 특정 예가 알려져 있는 상이한 변조 방식들 또는 변조 알파벳들(alphabets)을 사용하여 송신된 심볼들을 검출하는 것에 관한 것일지라도, 상기 수신기가 심볼에 대해 사용되는 변조 방식을 인지하지 못할 수 있다는 것은 이해된다. 상기 수신기는 다수의 가능한 변조 알파벳들을 사용하여 심볼을 검출하려고 할 수 있고 그다음 몇몇 미리 정의된 기준을 사용하여 정확한 변조 알파벳을 선택하려고 할 수 있다.
상기 알려져 있는 스피어 디코딩 알고리즘들은 실수 성상들을 사용하는 신호 검출에만 유효하다. 복소수 성상들을 사용하는 신호 검출을 위한 스피어 디코딩을 사용하기 위하여, 입력되는 벡터
Figure 112006006206644-PCT00117
및 채널 행렬
Figure 112006006206644-PCT00118
는 상기 스피어 디코더에서의 그들의 사용전에 실수부 및 허수부로 분해되어야 한다. 상기 분해들은 하기에 표시된다:
Figure 112006006206644-PCT00119
.
Figure 112006006206644-PCT00120
및
Figure 112006006206644-PCT00121
가 설명에서 사용될 것인데, 부호 "dagger"가 생략되어 사용될 것이다.
Figure 112006006206644-PCT00122
의 길이를 나타내기 위하여 또한 값 2Nt가 사용될 것이다.
상기 스피어 디코더의 반복들동안 상기 심볼
Figure 112006006206644-PCT00123
가 취할 수 있는 가능한 값들은 수학식 6에서 부과된 경계들에 의해 주어진다. 상기 경계들은 성상 값들에 강요될 필요가 있다.
4-QAM의 경우 상기 성상은 벡터
Figure 112006006206644-PCT00124
에 의해 설명될 수 있고, 따라서 상기
Figure 112006006206644-PCT00125
포인트에 대한 선택들은 LBi=max(LBi,-1) 및 UBi=min(UBi,1)과 같이 상기 경계들 및 격자 포인트들 간의 최대 또는 최소로 선택되는데, UBi 및 LBi는 수학식 7 및 수학식 8에서와 같이 우선 계산된다.
고려되는 제2 방식, 16-QAM에서, 상기 성상은 값들
Figure 112006006206644-PCT00126
을 포함할 수 있는데, 이것은 상황을 더 복잡하게 만들고 후보 포인트는 이제 인접한 성상 포인트들의 어떤 쌍내에 있다. 정확한 경계들을 획득하기 위하여 각 성상 포인트를 테스트하는 일련의 조건들이 필요하다. 이러한 조건들의 세트는 하기에 MATLAB 코드로 표현되는데, UBi 및 LBi는 수학식 7 및 수학식 8에서와 같이 초기에 계산된다.
Figure 112006006206644-PCT00127
Figure 112006006206644-PCT00128
이전에 획득된 상기 경계 조건들에 부가하여, 값들이 각 송신된 안테나에서 사용된 변조 방법을 포함할(예를 들어, 4-QAM에 대해 1 그리고 16-QAM에 대해 2), 새로운 벡터
Figure 112006006206644-PCT00129
를 정의하는 것이 또한 타당하다. 이러한 방법으로, 상기 스피어 디코더는 상이한 안테나들에서 송신된 4-QAM 및 16-QAM 성상들로부터 심볼들을 검출할 수 있다.
일찍이 설명된 바와 같이, 상기 스피어 디코더의 알고리즘은 수신된 심볼 2Nt에서 탐색을 시작할 것이고, 2Nt-1로 뒤로 이동할 것이며 나머지도 유사하게 탐색할 것이다. 혼합 검출은 단순히 각 심볼 i에 대해 적합한 세트의 비교들이
Figure 112006006206644-PCT00130
의 값에 따라 사용되는 것을 필요로 한다. 이러한 방법으로 상기 스피어 디코더의 탐색 볼륨(search volume)은
Figure 112006006206644-PCT00131
의 (알려져 있거나 추측된) 변조에 기초하여 조정된다.
상기 조건들을 가지고, 상기 혼합 4-QAM/16-QAM 스피어 디코더의 알고리즘이 도 5에 도시된 바와 같이 생성되는데, 벡터
Figure 112006006206644-PCT00132
또는 벡터
Figure 112006006206644-PCT00133
이 LBi 또는 UBi의 계산시 사용되어야 한다. 도 5에서, 심볼 enum()는
Figure 112006006206644-PCT00134
의 상한 및 하한에 의해 주어진, i번째 심볼의 후보들의 세트를 나타낸다; 상기 심볼 length()는 Ni에서 값을 유지하는 상기 세트에 포함된 심볼들의 수를 제공한다; 그리고 상기 심볼 sort()는 벡터
Figure 112006006206644-PCT00135
에 저장된 출력을 가진
Figure 112006006206644-PCT00136
에 대해
Figure 112006006206644-PCT00137
에 따라, 오름차순으로 상기 세트를 분류한다.
단계 501에서, 변수 ntx는 상방-대각선 행렬
Figure 112006006206644-PCT00138
의 컬럼들의 수(즉 2Nt)와 동일하게 설정된다. 단계 501에서, qii 및 qij의 값들은 또한 수학식 5와 관련하여 상기에 논의된 바와 같이 설정된다. 단계 502에서, T nxt, dbest 및 S가 초기화된다. 단계 503에서, 인덱스 i에 대응하는 변수 ix가 상방-대각선 행렬
Figure 112006006206644-PCT00139
의 컬럼들의 수와 동일하게 초기화된다. 단계 504 내지 단계 511은
Figure 112006006206644-PCT00140
에 대한 후보로서 유효 격자 포인트를 찾는 것과 관련된다. LBix 및 UBix 사이의 탐색 범위내의 격자 포인트들은 길이 Nix를 지닌 벡터
Figure 112006006206644-PCT00141
에 저장되고, Nix는 상기 탐색 범위내의 발견된 격자 포인트들의 수이며, Xix는 상기 벡터
Figure 112006006206644-PCT00142
내의 인덱스이고
Figure 112006006206644-PCT00143
내의 요소들은 그들이 상기 스피어의 중심에 얼마나 근접해 있는지에 따라 분류된다. 단계 504에서, 상한 UBix 및 하한 LBix는 수학식 7 및 수학식 8에 따라 계산된다. 단계 504에서 벡터들
Figure 112006006206644-PCT00144
및
Figure 112006006206644-PCT00145
그리고 또한 인덱스 Xix는 상기에 논의된 바와 같이, 감소된 복잡도 스피어 디코더 알고리즘과 관련된다. 인덱스 Xix는 상기 스피어의 중심에서 탐색을 시작하기 위하여, 단계 504에서 0으로 초기화되고 단계 505에서 1씩 증가된다. 단계 506은 상기 탐색 스피어내에서 상기 탐색을 유지하는 것과 관련된다. 단계 507에서 격자 포인트에 대한 모든 심볼들이 결정되었는지가 검사된다. 그렇지 않은 경우, 단계 508 내지 단계 511이 수행되고 단계 504 내지 단계 507이 반복된다. 단계 508 및 단계 509는 수학식 9 및 수학식 10과 관련된다. 단계 510에서 카운터가 갱신된다; 상기 카운터는 상기 스피어 디코더 알고리즘내의 반복들의 수를 카운트하는 것과 관련된다. 단계 511에서, 상기 변수 ix는 다음 순환에서 단계 504 내지 단계 509가 다음 수신된 심볼 2Nt-1에 관련되도록 감소된다.
유효한 격자 포인트가 발견된 경우, 상기 알고리즘은, 발견된 격자 포인트와 수신된 포인트간의 제곱 거리가 결정되는 단계 512를 속행한다. 상기 제곱 거리가 일찍이 발견된 격자 포인트들보다 최신에 발견된 격자 포인트에 대해 더 작은 경우(단계 513), 상기 알고리즘은 단계 514로 진행한다. 상기 단계 514에서 상기 스피어 반경이 감소되고, 상한 및 하한이 갱신되며, 상기 발견된 격자 포인트는 상기 감소된 복잡도 스피어 디코더 알고리즘에 따라 벡터
Figure 112006006206644-PCT00146
에 저장된다. 그다음 상기 알고리즘은 단계 505에서 시작하여 다음 유효한 격자 포인트를 찾기 위하여 단계 515를 통해 속행된다. 상기 감소된 복잡도 알고리즘이 이미 상기 탐색 스피어의 표면으로 진행된 경우, 탐색 반경이 단계 516에서 증가된다. 그 후에 단계 517에서, 유효한 격자 포인트가 벡터
Figure 112006006206644-PCT00147
에 저장되었는지가 검사된다. 유효한 격자 포인트가
Figure 112006006206644-PCT00148
에 저장된 경우, 상기 알고리즘은 상기 격자 포인트를 출력한다. 그렇지 않으면, 상기 알고리즘은 단계 502에서 더 큰 탐색 스피어 반경을 가지고 다시 시작된다.
단계 518 내지 단계 520은 고려되는 Xix에 대해 인덱스 i에 대응하는 현재의 수신된 심볼에 대해 아무런 유효한 격자 심볼도 찾지 못하는 것과 관련되는데, 상기 방법은 뒤로 가고(즉 ix=ix+1)
Figure 112006006206644-PCT00149
로부터 다음 후보를 가지고 속행된다. 이 경우, 현재의 수신된 심볼이 i=2Nt에 대응한다면, 상기 알고리즘은 (단계 515, 단계 516 및 단계 517을 통해 단계 502까지) 더 큰 탐색 반경을 가지고 속행된다. 그렇지 않으면, 상기 알고리즘은 인덱스 i+1로 돌아가고(단계 520) 인덱스 i+1에 대응하는 다른 후보 심볼을 사용하여 단계 505부터 계속된다. 비록 상기 신호 검출을 위한 혼합 스피어 디코더가 4-QAM 및 16-QAM 변조 방식들과 관련하여 상기에 논의될지라도, 그것이 상기 변조 방식들 또는 특정 조합에 제한되지 않는다는 것은 이해된다. 제공된 알고리즘에 기초하여 두개보다 많은 상이한 변조 방식들에 관한 심볼들을 디코딩하기 위하여 상기 알고리즘을 변경하는 방법은 당업자에게 명백하다. 예를 들어, M-PSK(위상 편이 방식)에 대한 적용이 당업자에게 가능하다는 것은 이해된다.
Nt=Nr인 대칭 예가 상기에 논의될지라도, 상기 신호 검출을 위한 혼합 스피어 디코더가 다른 경우들을 처리하도록 변경될 수 있다는 것은 또한 이해된다. 이것은 본 설명에서 논의된 소프트 출력 스피어 디코더 및 소프트 부가 입력 스피어 디코더를 포함하여, 어떤 신호 검출을 위한 스피어 디코더에 대해서 또한 사실이다. Nt < Nr인 경우 특정 고려 사항이 필요하지 않고, 상기 스피어 디코더는 이전에 설명된 알고리즘들을 사용하여 아무런 문제없이 실행될 수 있다. 하지만, Nt > Nr 인 경우
Figure 112006006206644-PCT00150
를 찾기 위하여 상기에 사용되는 상기 콜레스키 분해는 실패하는데 왜냐하면 더 이상 아무런 포지티브 한정 행렬이 존재하지 않기 때문이다. 그보다 더, 이 경우 상기 시스템은 덜 결정되고(under-determined) 많은 해법들을 가지고 있다. 이 경우 채널 상관 행렬은 예를 들어 상관 행렬의 대각선상에 포지티브 0이 아닌 값들을 가산함으로써 정규화되어야 한다. 예를 들어 엠.오. 다멘(M.O. Damen), 케이. 아베드-메라임(K.Abed-Meraim) 및 제이.-시. 벨피오레(J.-C. Belfiore)에 의해 2000년 1월 IEE 전자 레터, 볼륨 36, 번호 2, 166-167 페이지, "비대칭 공간-시간 통신 구조를 위한 일반화된 스피어 디코더"에서 비대칭 스피어 디코더들이 논의되었다.
상기 시스템에 대한 최적 해법을 찾기 위하여 상기 채널 행렬
Figure 112006006206644-PCT00151
에 단일 값 분해(SVD)를 적용하는 것이 필요하고 다음과 같이 진행되는 것이 필요하다:
1) 단일 값 분해를 사용하여
Figure 112006006206644-PCT00152
를 3개의 행렬들
Figure 112006006206644-PCT00153
로 분해하는데,
Figure 112006006206644-PCT00154
이다.
Figure 112006006206644-PCT00155
는 (Nr×Nt) 상방 세미-대각선 행렬,
Figure 112006006206644-PCT00156
(Nr×Nr) 및 (Nt×Nt)이다.
Figure 112006006206644-PCT00157
및
Figure 112006006206644-PCT00158
는 단위 행렬로서,
Figure 112006006206644-PCT00159
이고
Figure 112006006206644-PCT00160
이다.
2) 상기 수신된 벡터
Figure 112006006206644-PCT00161
에서, 분해된 행렬
Figure 112006006206644-PCT00162
를
Figure 112006006206644-PCT00163
로서 치 환하는데,
Figure 112006006206644-PCT00164
이다.
3) 작은 수, 예를 들어 10-30으로 의 모든 0 고유값들을 채워,
Figure 112006006206644-PCT00166
이 되도록,
Figure 112006006206644-PCT00167
의 불완전한 콜레스키 인수 분해로서 상기 행렬
Figure 112006006206644-PCT00168
를 찾는다.
4) 상기 혼합 스피어 디코더 알고리즘을
Figure 112006006206644-PCT00169
에 적용한다.
상기 신호 검출을 위한 비대칭 스피어 디코더의 흐름도는 도 5에 있는 신호 검출을 위한 혼합 스피어 디코더에 대한 흐름도와 매우 유사하다. 유일한 차이점은 상기에 논의된 바와 같이,
Figure 112006006206644-PCT00170
입력 매개 변수의 생성이다.
정보가 잡음 채널에서 송신되고 왜곡되는 경우, 데이터는 모호해지고 수신기 측에서 내려진 결정은 에러들 및 정보의 손실을 초래할 수 있다. 소프트 검출은 검출된 심볼에 대한 어떤 신뢰성 정보를 유지하고 상기 수신기에서 가능한 한 늦게 "하드" 결정을 하는 것을 목표로 한다. 상기 스피어 디코더는 원래 "하드" 출력 검출기로서 설계되었는데, 수신된 벡터에 대한 최단 유클리드 거리를 지닌 성상 심볼들의 벡터를 반환한다.
소프트 출력 값들을 표현하는 가장 일반적인 방법은 비트 당 대수-우도(log-likelihood) 비율(LLR)을 사용하는 것이다. 비트 당 대수-우도 비율들이 소프트 출력 값들의 예로서 하기에 사용되지만, 예를 들어 확률 또는 어떤 다른 신뢰성 근사값과 같은 다른 소프트 출력 값들이 사용될 수 있다. 하지만, 대수-우도 비율들은 확률보다 다루기가 더 용이하다. 상기 대수-우도 비율들(LLR)이 심볼들에 대한 것 이 아니라 비트들에 대한 것이라는 것은 이해된다. 이것은 비트-양식 LLR이 채널 디코딩을 위해 필요하기 때문이다.
상기 대수-우도 비율(LLR)은 다음과 같이 수학적으로 정의된다.
Figure 112006006206644-PCT00171
상기에서
Figure 112006006206644-PCT00172
은 상기 수신된 신호를 나타내는 벡터이고,
Figure 112006006206644-PCT00173
는 i번째 심볼의 j번째 비트를 나타내며
Figure 112006006206644-PCT00174
는 주어진 ri에 대해 비트
Figure 112006006206644-PCT00175
가 1 또는 0인 확률을 나타낸다.
상기 수학식에서의 확률들은 수신된 심볼 및 특정 비트가 논리값 1 또는 0을 지닌 최근접 성상 포인트의 유클리드 거리들간의 비율을 가지고 계산될 수 있다. 도 6은 그레이(Gray) 매핑을 지닌 4-QAM 성상 및 수신된 포인트 ri의 제1 비트(최상위 비트, MSB)에 관한 것이다. 유클리드 거리들 d0 및 d1은 다음과 같이 확률들
Figure 112006006206644-PCT00176
및
Figure 112006006206644-PCT00177
을 획득하기 위해 사용될 것이다.
Figure 112006006206644-PCT00178
상기 거리들을 획득하기 위하여 상기 비트가 특정 논리값을 갖는 성상 포인트들로 상기 스피어 디코더의 탐색을 제한해야 한다. 이전의 예에서 우선 두개의 상방 성상 포인트들로부터 d0를 찾은 다음 두개의 하방 성상 포인트들로부터 d1을 찾을 필요가 있다. 이것을 하기 위하여, 상이한 서브-성상들이 상이한 비트들에 대해 정의될 수 있다. 상기에 설명된 바와 같이, 수신된 심볼들의 세트의 실수부 및 허수부가 분해되고 길이 2Nt를 지닌 벡터내에 배치된다. 유사한 방법으로, 상기 4-QAM 및 16-QAM 성상들을 비트 값들로 분리하는 것이 가능하다. 즉, 각 비트가 이진 1 또는 0을 나타내도록 값을 취할 수 있는 일차원 축으로 상기 성상을 나누는 것이 가능하다.
도 6에 도시된 4-QAM 성상의 경우 상기 심볼들은 두개의 비트들로 형성되는데, 각 비트는 상기 축에서의 위치에 따라 논리값 1 또는 0을 취한다. 모든 심볼들의 첫번째 비트는 그것이 상기 허수 축의 포지티브 부분에 위치하는 경우 논리값 0을 취하고 그것이 상기 허수 축의 네거티브 부분에 있는 경우 논리값 1을 취한다. 실수 축에서 두번째 비트에 대해서도 동일한 것이 발생한다.
Figure 112006006206644-PCT00179
로 표기된 바와 같이 분해된 벡터
Figure 112006006206644-PCT00180
의 분해와 일관되도록 하기 위하여, 성상 분해를 나타내는 새로운 벡터
Figure 112006006206644-PCT00181
가 다음과 같이 정의된다.
Figure 112006006206644-PCT00182
상기에서
Figure 112006006206644-PCT00183
는 상기 4-QAM 심볼들의 두번째 비트(최하위 비트, LSB)(실수부)를 나타내고
Figure 112006006206644-PCT00184
는 첫번째 비트(MSB)(허수부)를 나타낸다.
상기 새로운 벡터는 비트가 논리 1 또는 논리 0인 때를 알려주는, 상기 스피어 디코더의 경계 조건들에서 사용될 상기 성상 값들을 포함할, 다른 두개의 생성을 도와준다. 즉, d0 및 d1을 찾을 수 있는 서브-성상들. 상기 벡터들은
Figure 112006006206644-PCT00185
및
Figure 112006006206644-PCT00186
로 명명되고 분해된
Figure 112006006206644-PCT00187
과 같이, 길이 2Nt를 갖는다. 도 6의 성상을 다시 취하고 Nt=1인 경우, 포인트 r1에 대한 벡터들은 다음과 같다.
Figure 112006006206644-PCT00188
이들 벡터들의 사용을 통해 상기 검출기의 반복동안, 비트가 1 또는 0에 더 근접한지를 알기 위한 비교들이 더 용이하다. 예로서,
Figure 112006006206644-PCT00189
로서 분해된 수신된 포인트 r1 및 수학식 14의 벡터들
Figure 112006006206644-PCT00190
및
Figure 112006006206644-PCT00191
를 고려하자. 상기 알고리즘은
Figure 112006006206644-PCT00192
의 비트 우도(likelihood)를 찾기 위하여 r1에서의 마지막 포인트, 이 경우 상기 벡터들
Figure 112006006206644-PCT00193
및
Figure 112006006206644-PCT00194
의 마지막 요소와 비교될 r1Imag에서 상기 검출을 시작할 것이다.
수학식 11에서 지적된 바와 같이 비트
Figure 112006006206644-PCT00195
의 확률들은 r1Imag 및 상기 요소들 L1,2과 L0,2 간의 유클리드 거리들을 사용하여 계산된다. 거리들 d1 및 d0가 다음과 같다고 하자.
Figure 112006006206644-PCT00196
상기에서 연산 min(a,b)는 a와 b 사이의 최소를 나타내고
Figure 112006006206644-PCT00197
이다.
수학식 12의 도움으로, 수학식 11은 다음과 같이 된다.
Figure 112006006206644-PCT00198
그리고 소프트 출력을 제공하는 것이 가능하다. 상기 개념이 도 7에 도식적으로 도시된다.
다음 반복에서, 상기 포인트 r1Real은 다음과 같이 d1 및 d0를 획득하기 위하여 요소들 L1,1 및 L0,1과 비교될 것이다.
Figure 112006006206644-PCT00199
상기에서 이번에 상기 거리들 d0 및 d1은
Figure 112006006206644-PCT00200
이 되고 상기 LLR은 다음과 같이 된다.
Figure 112006006206644-PCT00201
상기 절차는 어떤 값의 Nt에도 확장될 수 있다. 예로서, Nt=2 시스템의 벡터들
Figure 112006006206644-PCT00202
및
Figure 112006006206644-PCT00203
는 다음과 같이 주어진다:
Figure 112006006206644-PCT00204
16-QAM 성상들의 경우를 위해 비트들에서의 디커플링은 각 심볼이 4 비트들로 표현되기 때문에 약간 더 복잡하다. 도 8에 도시된 그레이 매핑을 사용하는 성상이 하기에서 예로서 사용될 것이다. 본 설명에서 그레이 매핑들은 한 세트의 비트 시퀀스들 및 한 세트의 심볼들 간의 매핑의 예로서 사용된다.
이번에 상기 성상은 우선 두 부분들로 분할될 것인데, 각각의 한 부분은
Figure 112006006206644-PCT00205
의 디커플링을 준수하도록 실수 축으로부터의 1 비트 및 복소수 축으로부터의 1 비트를 포함한다. 이것은 두개의 상이한 벡터들
Figure 112006006206644-PCT00206
및
Figure 112006006206644-PCT00207
를 초래하는데, 상기 벡터들
Figure 112006006206644-PCT00208
및
Figure 112006006206644-PCT00209
는 Nt=1 인 경우에 대해 다음과 같다.
Figure 112006006206644-PCT00210
상기에서
Figure 112006006206644-PCT00211
은 r1 심볼의 첫번째 비트(MSB)이고
Figure 112006006206644-PCT00212
은 r1 심볼의 마지막 비트(LSB)로서,
Figure 112006006206644-PCT00213
와
Figure 112006006206644-PCT00214
은 실수 축을 나타내고
Figure 112006006206644-PCT00215
과
Figure 112006006206644-PCT00216
는 허수 축을 나타낸다는 것을 주목하라. 상기 벡터들은 각 비트가 상기 성상에서 1 또는 0을 나타내는 값들을 포함하는, 행렬들
Figure 112006006206644-PCT00217
및
Figure 112006006206644-PCT00218
의 세트를 생성하는데 도움을 준다. 상기 행렬들은 다시 상기 스피어 검출기가 비트의 특정 논리 값을 탐색하는 더 작은 성상들로서 보여질 수 있다. 도 8의 성상 및 Nt=1인 경우에, 상기 행렬들은 다음과 같다.
Figure 112006006206644-PCT00219
Figure 112006006206644-PCT00220
상기에서 각 비트는 논리 1 또는 논리 0을 나타내기 위하여 그것의 축에 두 값들 중 한 값을 취할 수 있다.
이들 새로운 행렬들의 사용을 통해 비트에 대한 우도(likelihood)를 찾는 절차는 5개의 단계들로 요약될 수 있다:
1. 고려되는 비트에 속하지 않는 성상 축으로부터 수신된 심볼에 대한 최근접 포인트를 찾고, 이 거리를 dp로서 저장한다.
2. 고려되는 비트가 논리 값 0을 취하는 성상 축의 쌍으로부터, 수신된 심볼에 대한 최근접 포인트를 찾고, 이 거리를 d'0로 저장한다.
3. 고려되는 비트가 논리 값 1을 취하는 성상 축의 쌍으로부터, 수신된 심볼에 대한 최근접 포인트를 찾고, 이 거리를 d'1로서 저장한다.
4. 유클리드 거리들 d0 및 d1을 d0=dp+d'0 및 d1=dp+d'1으로서 계산한다.
5. 마지막으로, 수학식 12 및 수학식 11을 사용하여 비트 우도들이 획득된다.
상기 수신된 포인트 r1이 수학식 20 및 수학식 21에서의 행렬들에서와 같이
Figure 112006006206644-PCT00221
및
Figure 112006006206644-PCT00222
로 분해되고 디커플링된다는 것을 고려하면, d0 및 d1을 획득하는 단계들이 도 9에 도식적으로 도시되어 있다.
상기 시스템을 어떤 수 Nt의 송신 안테나들로 확장하기 위하여, 상기
Figure 112006006206644-PCT00223
및
Figure 112006006206644-PCT00224
행렬들의 첫번째 로우(row)는 Nt번 반복되어야 하고, 두번째 로우까지 행해져야 한다. 예로서, Nt=2 시스템의
Figure 112006006206644-PCT00225
및
Figure 112006006206644-PCT00226
행렬들이 하기에 표시된다:
Figure 112006006206644-PCT00227
수학식 19에서의 벡터들 뿐만 아니라 상기 행렬들은 예를 들어 사용자에 의해 요망되는 바와 같이, 변할 수 있는 그레이 매핑 선택에 의존한다. 방금 설명된 디커플링 방법에 대해 어떤 그레이 매핑도 작용할 것이라고 언급하는 것이 여기에서 관찰되어야 한다.
비트 우도들을 생성하기 위한 상기 방법은 소프트 값들을 생성하는 단순한 방법이지만, 그 결과는 최적이 아니다. 최적 결과들을 생성하기 위하여 상기 소프트 값들이 모든 가능한 최선의 벡터로부터 생성되는 최대 우도 최적 검출 방법이 사용되어야 한다. 상기 최대 우도 최적 방법의 단점은 상기에 언급된 바와 같이 복 잡도이다. 최대 우도 접근의 한 예는 2003년 3월, 통신에 대한 IEEE 회보, 볼륨 51, 이슈 3, 389-399 페이지, 비.엠. 호크왈드(B.M. Hochwald) 및 에스.티. 브린크(S.T. Brink)의 "다중-안테나 채널을 통한 근접-용량 달성"에 논의되어 있다. 또한 에스.바로, 제이. 하게나우어 및 엠. 위츠케(M. Witzke)는 2003년 통신에 대한 IEEE 국제 협의, ICC'03 볼륨 4, 2653-2657 페이지, "리스트-시퀀셜(LISS) 검출기를 사용한 MIMO 송신의 반복적인 검출"에서 소프트 값들을 논의하고 있다.
본 발명의 제2 실시예에 의한 신호 검출을 위한 소프트 출력 스피어 디코더는 하드 스피어 디코더에 의해 획득된 하드 결과들의 추가 처리를 제공한다. 이러한 방법으로 상기 스피어 디코더의 중요한 특성, 즉 반복 당 스피어 반경 및 스피어 내부의 탐색의 감소를 유지하는 것이 가능하다. 도 3과 관련하여 상기에 언급된 바와 같이,
Figure 112006006206644-PCT00228
를 결정하는데 있어서 소프트 값들을 결정한 후 다음
Figure 112006006206644-PCT00229
에 관한 소프트 결정들을 행하는 것이 대안적으로 가능하다. 몇몇 예들로서, 상기 하드 스피어 디코더는 본 발명의 제3 실시예에 의한 소프트 부가 입력 디코더 및/또는 혼합 스피어 디코더일 수 있다. 상기 하드 스피어 디코더는 대안적으로 어떤 알려져 있는 하드 스피어 디코더일 수 있다.
하드 스피어 디코더에 의해 획득된 하드 결과들의 제안된 추가 처리는 다음 단계들을 갖는다.
1. 벡터
Figure 112006006206644-PCT00230
에 저장된 하드 스피어 디코더의 실행의 결과들을 취한다.
2. 차례로
Figure 112006006206644-PCT00231
비트들의 각각의 비트가 1 또는 0인 최근접 성상 심볼들을 탐 색하기 위하여 상기
Figure 112006006206644-PCT00232
심볼들 각각을 조사하고, 각 반복에서 유클리드 거리들을 저장한다.
3. 채널이 반전된 수신된 벡터인 벡터
Figure 112006006206644-PCT00233
의 요소들을 또한 조사한다. 사용중인 비트가 1 또는 0인 상기 벡터에 대한 최근접 성상 포인트들을 탐색하는 동일한 비교를 행하고, 상기 유클리드 거리들을 저장한다.
4. 벡터
Figure 112006006206644-PCT00234
를 비교하여 발견된 유클리드 거리들을 예를 들어 인수
Figure 112006006206644-PCT00235
만큼 가중하고 벡터
Figure 112006006206644-PCT00236
로부터 발견된 유클리드 거리들을 1만큼 가중한다.
5. 가중된 거리들 양자의 가산을 통해 우도들(likelihoods)을 계산하여 출력으로서 반환한다.
16-QAM 성상들에 대해, 상기 알고리즘에 대한 흐름도가 도 10에 제공되어 있다. 도 10의 흐름도는 도 5에 도시된 혼합 스피어 디코더의 출력으로부터의 벡터들
Figure 112006006206644-PCT00237
및
Figure 112006006206644-PCT00238
내의 심볼들을 입력으로서 지닌다. 주목할 점은 입력 매개 변수로서 제공된, 수학식 21에 정의된 행렬들
Figure 112006006206644-PCT00239
및
Figure 112006006206644-PCT00240
의 사용이다. 상기 행렬들이 송신기에서 사용된 (그레이) 매핑에 따라 변할 수 있다는 것은 이해된다.
상기에 언급된 바와 같이, 16-QAM 성상에 대해 두개의 상이한 벡터들
Figure 112006006206644-PCT00241
및
Figure 112006006206644-PCT00242
가 존재한다. 도 10의 단계 1001은 계산을 위해 벡터
Figure 112006006206644-PCT00243
을 선택하는 것에 관한 것이다. 단계 1002에서 인덱스 ix가 초기화된다. 단계 1003, 단계 1004 및 단계 1005는 고려되는 비트와 관련되지 않은 성상 축을 선택하는 것에 관한 것이고 또한 상기에 언급된 바와 같이 상기 채널 반전된 수신된 포인트
Figure 112006006206644-PCT00244
및 추정치
Figure 112006006206644-PCT00245
를 가중하는 것에 관한 것이다. 단계 1006에서, 선택된 성상 축의 최근접 포인트가 결정된다. 상기 최근접 포인트까지의 거리는 상기에서 dp로 표시된다. 단계 1007, 단계 1008 및 단계 1009는 성상 축의 쌍으로부터 상기 최근접 포인트들까지의 거리들을 결정하는 것에 관한 것으로 상기 고려되는 비트는 1의 논리값(단계 1008) 및 0의 논리값(단계 1009)을 취한다. 상기 거리들은 상기에서 d'0 및 d'1으로 표시된다. 단계 1010에서 상기 비트 우도들이 수학식 11 및 수학식 12를 사용하여 계산된다. 단계 1011에서 카운터가 갱신된다; 상기 카운터는 상기 스피어 디코더 알고리즘내의 반복 횟수를 카운트하는 것과 관련된다. 단계 1012에서 인덱스 ix가 다음 심볼에 대한 비트 우도들을 결정하기 위하여 갱신된다. 단계 1013에서 수신된 포인트의 모든 성분들이 벡터
Figure 112006006206644-PCT00246
을 사용하여 처리되었는지가 검사된다. 상기 수신된 포인트의 모든 요소들이 아직 처리되지 않은 경우, 상기 알고리즘은 단계 1003을 속행한다. 상기 수신된 포인트의 모든 성분들이 이미 처리된 경우, 벡터
Figure 112006006206644-PCT00247
가 단계 1014 및 단계 1015에서 사용을 위해 취해지고 상기 알고리즘은 단계 1002를 속행한다. 상기 수신된 포인트의 모든 성분들이 또한 벡터
Figure 112006006206644-PCT00248
를 사용하여 처리된 경우, 이것은 단계 1015에서 통지되고 상기 알고리즘은 벡터
Figure 112006006206644-PCT00249
및 상기 결정된 비트 우도들을 출력한다.
4-QAM 경우에 대해 상기 행렬들
Figure 112006006206644-PCT00250
및
Figure 112006006206644-PCT00251
는 벡터들이고, 두개의 벡터들
Figure 112006006206644-PCT00252
를 가지는 대신에 단지 하나만이 존재한다. 그러므로, 상기 알고리즘을 4-QAM 성상들과 동작되도록 하기 위하여, 도 10의 알고리즘내의 변수
Figure 112006006206644-PCT00253
는 항상 1이어야 하고,
Figure 112006006206644-PCT00254
및
Figure 112006006206644-PCT00255
는 벡터들로서 취급되어야 하며, 벡터
Figure 112006006206644-PCT00256
은
Figure 112006006206644-PCT00257
으로 대체되어야 한다.
본 발명의 제3 실시예는 전형적으로 확률의 형태로, 소프트 부가(addition) 선험적인 정보를 처리하는 것에 관한 것이다. 상기 부가 선험적인 정보는 심볼 검출을 개선할 수 있다. 소프트 선험적인 정보를 수신하고 처리할 수 있기 위하여, 상기 스피어 디코더의 내부 동작이 변경된다. 상기에 논의된 바와 같이, 원래의 스피어 디코더는 반복동안 하드 결정들을 행한다. 본 발명의 제2 실시예에 의한 신호 검출을 위한 스피어 디코더는 하드 결정들을 행하는 스피어 디코더의 결과에 기초하여 소프트 출력들을 생성한다. 상기 제3 실시예에서, 목적은 상기 스피어 디코더의 반복동안 소프트 심볼들을 생성하는 것이다. 소프트 심볼을 생성하는 동안, 어떤 선험적인 정보도 처리될 수 있다. 전형적으로 상기 소프트 선험적인 정보는 상기 심볼을 가중하는데 사용되고 아마도 상기 심볼을 정정하는데 사용된다.
비트 당 선험적인 정보를 처리하기 위하여, 확률들 또는 다른 선험적인 신뢰성 정보를 포함하는 새로운 벡터
Figure 112006006206644-PCT00258
를 도입하는 것이 가능하다. 확률들은 여기에서 선험적인 정보의 예로서 사용된다. 상기 확률들은 예를 들어 1과 동일한 송신된 비트들과 관련될 수 있다. 상기 벡터
Figure 112006006206644-PCT00259
는 예로서 그리고 상기에 설명된 것과 일치하도록, 4-QAM 성상들에 대해 2Nt 요소들 그리고 16-QAM 성상들에 대해 4Nt 요소 들을 포함한다. 상기 요소들은 수학식 13 및 수학식 20에서 벡터
Figure 112006006206644-PCT00260
로 설명된 것과 유사한 방법으로, 상기 수신된 신호를 나타내는 벡터
Figure 112006006206644-PCT00261
의 실수 및 허수 분해에 따라 전형적으로 배열된다. 특정 예로서, Nt=2인 4-QAM 및 16-QAM 시스템들이 고려되는데 상기 벡터들
Figure 112006006206644-PCT00262
는 4-QAM에 대해 수학식 24와 같이 주어지고
Figure 112006006206644-PCT00263
16-QAM에 대해 수학식 25와 같이 주어진다.
Figure 112006006206644-PCT00264
상기에서
Figure 112006006206644-PCT00265
는 i번째 심볼의 j번째 비트를 나타내고,
Figure 112006006206644-PCT00266
는 비트
Figure 112006006206644-PCT00267
가 논리 값 1을 가질 확률을 나타내며
Figure 112006006206644-PCT00268
는 심볼 i의 MSB를 나타낸다. 선험적인 정보가 존재하지 않는 경우, 상기 벡터(들)
Figure 112006006206644-PCT00269
는 0들로 채워질 수 있다.
반복중 소프트 심볼들을 생성하기 위한 방법은 상기 수신된 심볼
Figure 112006006206644-PCT00270
와 축 좌표들 간의 유클리드 거리들의 비율로 상기 후보 심볼들을 가중하는 것으로 이루 어져 있는데, 고려되는 비트는 벡터들
Figure 112006006206644-PCT00271
및
Figure 112006006206644-PCT00272
에 의해 제공된 1 또는 0의 값을 지닌다.
비록 상기 특정 예가 후보 심볼들을 가중하는 것, 즉 상기 격자를 가중하는 것에 관한 것일지라도, 대안적으로 상기 수신된 심볼을 가중할 수 있다는 것은 이해된다. 또한 상기 격자 및 상기 수신된 심볼 양자를 가중하는 것이 가능하다. 더욱이, 여기에서 가중이 선험적인 정보에 기초하여 상기 격자 또는 수신된 심볼의 어떤 변경의 예로서 사용된다는 것은 이해된다.
하기에서 신호 검출을 위한 소프트 부가 입력 스피어 검출기는 본 발명의 제2 실시예에 의한 소프트 출력 스피어 디코더에 기초하여 구성된다. 하지만, 출력 심볼들이 하드인 소프트 부가 입력 스피어 검출기를 구성하는 것이 대안적으로 가능하다.
예로서, 신호 검출을 위한 4-QAM 소프트 출력 스피어 검출기를 고려하자. 분해된 수신된 벡터
Figure 112006006206644-PCT00273
의 각 요소는 Nt=1인 4-QAM에 대해 수학식 13에 의해 설명된 바와 같이 1 비트를 나타낸다. 상기 수신된 신호
Figure 112006006206644-PCT00274
의 마지막 요소에서 시작하여 뒤로 가면, 비트
Figure 112006006206644-PCT00275
가 1인 확률이 생성된다. 상기 확률은
Figure 112006006206644-PCT00276
및 최근접 성상 심볼간의 거리를 가지고 계산되는데 고려된 비트는 도 6 및 수학식 12에 설명된 바와 같이 0 또는 1이다. 상기 비트 확률은
Figure 112006006206644-PCT00277
에 저장된다.
상기 확률 및 동일한 비트
Figure 112006006206644-PCT00278
에 대한
Figure 112006006206644-PCT00279
에 포함된 선험적인 확률의 평 균은
Figure 112006006206644-PCT00280
로서 계산되고 저장된다.
상기 평균화된 확률은 벡터
Figure 112006006206644-PCT00281
에 저장된, 경계들내의 후보들을 다음과 같이 가중하는데 사용될 것이다.
Figure 112006006206644-PCT00282
에 대해
Figure 112006006206644-PCT00283
그리고
Figure 112006006206644-PCT00284
에 대해
Figure 112006006206644-PCT00285
.
여기에서 2Nt는 반복될 현재의 심볼을 나타내고, j는 고려중인 현재의 비트를 나타내며 k는
Figure 112006006206644-PCT00286
에 포함된 현재의 후보를 나타낸다. 4-QAM 시스템에서 상기 스피어 디코더에 대한 가중된 후보들의 생성에 관한 개념이 도 11에 도식적으로 도시되어 있다.
상기 알고리즘은 가중된 후보들로부터 상기 수신된 포인트에 가장 근접한 것을 선택하고 그것을 해법
Figure 112006006206644-PCT00287
로서 유지하는데, 이것은 다음 포인트
Figure 112006006206644-PCT00288
를 찾는데 사용되고 나머지도 유사하게 사용된다. 마침내, 이번에는 소프트인, 상기 벡터
Figure 112006006206644-PCT00289
를 사용함으로써 그리고 그것의 요소들 및 특정 비트가 1 또는 0인 최근접 성상 심볼들 간의 유클리드 거리를 찾음으로써 상기 소프트 값들이 생성된다. 그다음 상기 거리들은 예를 들어 수학식 26과 같은 대수 우도 비율들을 생성하는데 사용된다.
Figure 112006006206644-PCT00290
상기에서
Figure 112006006206644-PCT00291
에 대해
Figure 112006006206644-PCT00292
Figure 112006006206644-PCT00293
에 대해
Figure 112006006206644-PCT00294
.
16-QAM 경우에 상기 알고리즘은 상기 소프트 출력 경우에서와 같이, 더 복잡하다. 그럴지라도 반복동안 가중된 후보들의 생성이라는 상기 개념은 동일하다. 이번에는 실수부 및 허수부로 분해된, 상기
Figure 112006006206644-PCT00295
수신된 포인트들 각각이 두 비트들로 표현되고 수학식 20 및 수학식 21에 의해 설명된 바와 같이 두개의 상이한 행렬들
Figure 112006006206644-PCT00296
및
Figure 112006006206644-PCT00297
로 분리될 수 있다.
포인트들
Figure 112006006206644-PCT00298
및
Figure 112006006206644-PCT00299
에 포함된 두 비트들 각각은 그것이 나타내는 성상 심볼에 대한 상이한 정보를 제공한다. 도 8에 있는 성상 및 Nt=1 시스템에서 수신된 포인트
Figure 112006006206644-PCT00300
의 허수부를 나타내는 포인트
Figure 112006006206644-PCT00301
를 고찰하자. 상기 심볼들에서 첫번째 비트(MSB)인 비트
Figure 112006006206644-PCT00302
는 허수축에서 상기 심볼의 부호를 알려 주는데, 0은 포지티브를 의미하고 1은 네거티브를 의미한다. 상기 심볼들의 4번째 비트(LSB)인, 비트
Figure 112006006206644-PCT00303
는 상기 심볼이 허수축의 포인트 ±1 또는 ±3에 있는지를 알려준다.
상기 후보 포인트들의 가중은 상기 비트
Figure 112006006206644-PCT00304
및
Figure 112006006206644-PCT00305
의 확률들의 곱을 사용하여 행해진다. 이것은 상기 성상 후보들을 상기 수신된 포인트에 더 근접하게 이동시키고 가중된 심볼들을 생성한다. 상기 개념은 도 12에 도식적으로 도시되어 있다.
상기 가중된 후보들은 상기 4-QAM 경우에서와 같이, 벡터
Figure 112006006206644-PCT00306
및 어떤 선험적인 정보를 사용하여 발견될 것이다. 최선의 후보는 반복중
Figure 112006006206644-PCT00307
로서 선택될 것이고, 상기 포인트는 다음
Figure 112006006206644-PCT00308
를 찾는데 사용될 것이다. 마지막으로, 상기 소프트 값들은 상기 벡터
Figure 112006006206644-PCT00309
로부터 발견된다.
상기 소프트 부가 입력 스피어 디코더의 알고리즘을 나타내는 흐름도가 도 13a 및 도 13b에 도시되어 있다. 도 13a는 상기 가중된 심볼들을 생성하는 알고리즘을 포함하고, 도 13b는 소프트 출력 값들을 획득하는 방법을 나타낸 것이다. 상기 특정 예에 따라 각 심볼의 각 비트가 1이 되는 확률들을 포함하는 새로운 입력 매개 변수
Figure 112006006206644-PCT00310
가 존재한다는 것이 관찰되어야 한다. 도 5 및 도 10에서의 단계들과 유사한 도 13a 및 도 13b에서의 단계들은 도 5 및 도 10에서와 같이 동일한 참조 번호들로 표시된다.
도 13a에 도시된 상기 소프트 부가 입력 스피어 디코더 알고리즘의 시작은 대부분 도 5에서의 알고리즘과 매우 유사하다. 차이점들은 소수의 부가적인 단계들(1301, 1302 및 1303)이고 상기 알고리즘이 결과들을 단순히 출력하는 것 대신에 단계 517 이후 계속된다는 사실이다. 따라서 도 13a의 알고리즘은 단계 501 내지 단계 503으로 시작하고 그 후에 단계 1301에서 비트 확률들
Figure 112006006206644-PCT00311
및
Figure 112006006206644-PCT00312
이 다음과 같이 계산된다.
Figure 112006006206644-PCT00313
Figure 112006006206644-PCT00314
여기에서
Figure 112006006206644-PCT00315
및
Figure 112006006206644-PCT00316
는 상기 비트들
Figure 112006006206644-PCT00317
및
Figure 112006006206644-PCT00318
의 확률들을 나타내는데, 이것은 각 축에서 값 ±1 또는 ±3을 취하는 심볼에 대해 알려 주고, 따라서 절대 값들을 사용하여 계산될 수 있다.
Figure 112006006206644-PCT00319
및
Figure 112006006206644-PCT00320
는 각 축에 대해 상기 심볼의 부호를 제공하는, 상기 비트들
Figure 112006006206644-PCT00321
및
Figure 112006006206644-PCT00322
에 대한 확률들을 제공한다. 그러므로, 상기 절대 값들은 사용될 수 없다.
상기 알고리즘은 단계 504로 속행되고, 그 후에 단계 1302에서 벡터
Figure 112006006206644-PCT00323
에 저장된 상기 후보 성상 심볼들은 상기 계산된 비트 확률들을 사용하여 가중된다. 상기 후보 심볼 zix,i가
Figure 112006006206644-PCT00324
또는
Figure 112006006206644-PCT00325
와 동일한 경우, 상기 비트 확률
Figure 112006006206644-PCT00326
은 zix,i를 가중하는데 사용된다. 그렇지 않으면, 상기 비트 확률
Figure 112006006206644-PCT00327
이 zix,i를 가중하는데 사용된다. 따라서 상기 가중된 후보 zix,i가 0보다 더 큰 경우, 추가 가중이 상기 비트 확률
Figure 112006006206644-PCT00328
를 사용하여 수행된다. 그렇지 않으면, 추가 가중이 상기 비트 확률
Figure 112006006206644-PCT00329
를 사용하여 수행된다. 그 후에 도 13a에서의 알고리즘은 단계들 509 이후에 단계 1303을 제외하곤, 도 5의 알고리즘과 같이 유사하게 속행된다. 단계 1303에서, 상기 비트 확률들
Figure 112006006206644-PCT00330
및
Figure 112006006206644-PCT00331
는 단계 1301에서의 비트 확률들과 같이 유사하게 계산된다.
도 13b에서 상기 알고리즘은 단계 1001, 단계 1002 및 단계 1003을 수행함으로써 단계 517 이후로 계속된다. 단계 1003, 단계 1304 및 단계 1305는 실수부가 현재 처리되는 경우 단계 1306 및 단계 1006b에 대한 추정치
Figure 112006006206644-PCT00332
의 허수부를 선택하거나, 허수부가 현재 처리되는 경우 상기 추정치
Figure 112006006206644-PCT00333
의 실수부를 선택하기 위한 것이다. 단계 1306 및 단계 1006b에서 선택된 성상 축의 최근접 포인트까지의 거리 는 도 5의 단계 1006에서와 같이 유사하게, 선택된 실수/허수부의 도움을 받아 결정된다. 도 5의 단계 1008과 유사하게, 단계 1307 내지 단계 1312 및 단계 1008b는 성상 축의 쌍으로부터 최근접 포인트들까지의 거리들을 결정하는 것과 관련되고, 고려되는 비트는 1의 논리 값을 취한다. 단계 1313 내지 단계 1318 및 단계 1009b는 성상 축의 쌍으로부터 상기 최근접 포인트들까지의 거리들을 결정하는 것과 관련되고, 고려되는 비트는 0의 논리 값을 취한다. 단계 1009b 이후에 도 13b의 알고리즘은 도 10의 알고리즘과 같이 유사하게 속행된다.
단계 1306, 단계 1308, 단계 1311, 단계 1314 및 단계 1317에서 유클리드 거리가 인수 9로 가중되는 방법이 관찰될 수 있다. 이것은 상기 가중된 심볼들이 상기 축의 값 1로 항상 향하지 않는다는 것을 보장한다. 숫자 9는 축 값 3의 제곱 거리를 보상하도록 선택된다.
도 13a 및 도 13b의 흐름도들은 상기 16-QAM 경우를 설명한다. 4-QAM 성상들에 대해 상기 알고리즘은 행렬들 대신에
Figure 112006006206644-PCT00334
및
Figure 112006006206644-PCT00335
에 대한 벡터들로 단순화되고, 각 후보를 가중하기 위하여 단지 한 비트 확률의 사용으로 단순화된다.
본 발명을 구현하는 장치 및 방법의 바람직한 실시예들이 첨부한 도면들을 참조하여 설명되었고 상기한 상세한 설명에서 설명되었을지라도, 본 발명이 개시된 실시예들에 한정되지 않으며, 다음 청구항들에 의해 설명되고 정의되는 바와 같이 본 발명의 정신을 벗어나지 않고 수많은 재배열, 변경들 및 치환들이 가능하다는 것은 이해될 것이다.

Claims (45)

  1. 수신기에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하는 단계; 및
    스피어 디코딩(sphere decoding) 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 상기 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하는 단계를 포함하며, 상기 추정 단계는 적어도 두개의 변조 방식들을 사용하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제2 세트의 심볼들을 추정하는 단계는 상기 적어도 두개의 변조 방식들에 기초하여 상기 스피어 디코딩 기술의 탐색 볼륨(search volume)을 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 제2 세트의 심볼들을 추정하는 단계는 상기 제2 세트의 심볼들의 심볼의 변조 방식을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제2 세트의 심볼들을 추정하는 단계는 상기 심볼의 변조 방식을 사용하여 상기 제2 세트의 심볼들의 심볼에 대한 탐색 영역을 정의하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 적어도 두개의 변조 방식들 은 적어도 두개의 상이한 직교 진폭 변조 방식들을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 적어도 두개의 변조 방식들은 적어도 두개의 상이한 위상 편이 방식 변조 방식들을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼에 대해 심볼을 형성하는 비트들에 관한 신뢰성 정보를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  8. 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 신호에 관한 신뢰성 정보가 상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼을 추정하는 데 고려되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  9. 수신기에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하는 단계;
    스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 상기 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하는 단계; 및
    상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼에 대해 심볼을 형성하는 비트들에 관한 신뢰성 정보를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 제2 세트의 심볼들은 상기 신뢰성 정보가 결정되기 전에 추정되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  11. 제9항에 있어서, 상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 제1 심볼에 대한 신뢰성 정보는 상기 제2 세트의 심볼들 중 제2 심볼을 추정하기 전에 결정되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 제2 세트의 심볼들을 추정하는 단계는 상기 제2 세트의 심볼들 중 상기 제2 심볼을 추정하는데 있어서 상기 제2 세트의 심볼들 중 상기 제1 심볼에 관한 신뢰성 정보를 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  13. 제9항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서, 복수의 심볼들 및 복수의 비트 시퀀스들 간의 관계를 정의하는 심볼 성상(symbol constellation)을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  14. 제13항에 있어서, 1의 값을 지닌 비트 시퀀스의 소정 비트에 관한 심볼들의 제1 부-성상(sub-constellation)을 결정하는 단계; 및
    0의 값을 지닌 비트 시퀀스의 소정 비트에 관한 심볼들의 제2 부-성상을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  15. 제14항에 있어서, 상기 제1 세트의 심볼들 중 한 심볼과 상기 심볼들의 제1 부-성상 간의 제1 최소 거리를 결정하는 단계; 및
    상기 제1 세트의 심볼들 중 한 심볼과 상기 심볼들의 제2 부-성상 간의 제2 최소 거리를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  16. 제15항에 있어서, 상기 신뢰성 정보를 결정하는 단계는 적어도 상기 제1 최소 거리 및 상기 제2 최소 거리를 사용하여 상기 신뢰성 정보를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  17. 제9항 내지 제16항 중 어느 한 항에 있어서, 비트 당 확률 정보를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  18. 제17항에 있어서, 비트 당 대수-우도(log-likelihood) 확률들을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  19. 제9항 내지 제18항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 신호에 관한 신뢰성 정보는 상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼을 추정하는데 고려되는 것을 특징으 로 하는 신호 검출 방법.
  20. 수신기에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하는 단계; 및
    스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 상기 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하는 단계를 포함하며, 상기 신호에 관한 신뢰성 정보가 상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼을 추정하는데 고려되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  21. 제20항에 있어서, 상기 신호에 관한 신뢰성 정보를 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  22. 제20항 또는 제21항에 있어서, 상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 제2 심볼에 기초하여 상기 제2 세트의 심볼들 중 제1 심볼에 대해 상기 신호에 관한 신뢰성 정보를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  23. 제20항 내지 제22항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제2 세트의 심볼들을 추정하는 단계는 적어도 상기 신뢰성 정보에 기초하여 후보 심볼들을 변경하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  24. 제23항에 있어서, 상기 후보 심볼들을 변경하는 단계는 상기 제2 세트의 심 볼들 중 한 심볼을 추정하기 위해 정의된 탐색 영역에 속한 후보 심볼들을 변경하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  25. 제20항 내지 제24항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제2 세트의 심볼들을 추정하는 단계는 적어도 상기 신뢰성 정보에 기초하여 상기 제1 세트의 심볼들 중 한 심볼을 변경하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  26. 제25항에 있어서, 상기 변경 단계는 가중 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  27. 제20항 내지 제26항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 신뢰성 정보는 선험적인 비트 확률들을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  28. 제20항 내지 제27항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제2 세트의 심볼들을 추정하는 단계는 상기 제1 세트의 심볼들의 각각의 심볼이 주어지는 경우 상기 제2 세트의 심볼들 중 한 심볼에 대한 비트 확률들을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  29. 제20항 내지 제28항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제2 세트의 심볼들을 추정하는 단계는 상기 제1 세트의 심볼들의 심볼들이 주어지는 경우 상기 신뢰성 정 보에 포함된 선험적인 비트 확률들 및 비트 확률들의 평균화된 확률들을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  30. 제1항 내지 제29항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제2 세트의 심볼들의 선형 변환을 사용하여 상기 제1 세트의 심볼들을 나타내는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  31. 제30항에 있어서, 상기 선형 변환은 다중-입력-다중-출력 시스템의 채널들과 관련되고, 상기 제2 세트의 심볼들의 각 심볼은 상기 다중-입력-다중-출력 시스템의 안테나에 의해 송신된 심볼을 나타내는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  32. 제30항에 있어서, 상기 선형 변환은 시분할 시스템에서 다중 경로들과 관련되고, 상기 제2 세트의 심볼들은 상기 시분할 시스템의 사용자의 순차적인 심볼들을 나타내는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  33. 제30항에 있어서, 상기 선형 변환은 부호 분할 시스템의 상이한 부호들과 관련되며, 상기 제2 세트의 심볼들의 각 심볼은 상이한 부호와 관련되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 방법.
  34. 수신기 안테나에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하도록 구성되고,
    스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 상기 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하도록 구성되며, 상기 제2 세트의 심볼들을 추정하는데 있어서 적어도 두개의 변조 방식들을 사용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 장치.
  35. 제34항에 있어서, 상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼에 대해 심볼을 형성하는 비트들에 관한 신뢰성 정보를 결정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 장치.
  36. 제34항 또는 제35항에 있어서, 상기 제2 세트 중 적어도 하나의 심볼을 추정하는데 있어서 상기 신호에 관한 신뢰성 정보를 고려하도록 구성되는 것을 특징으로하는 신호 검출 장치.
  37. 수신기 안테나에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하도록 구성되고,
    스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 상기 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하도록 구성되며,
    상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼에 대해 심볼을 형성하는 비트들에 관한 신뢰성 정보를 결정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 장치.
  38. 제37항에 있어서, 상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼을 추정하는데 있어서 상기 신호에 관한 신뢰성 정보를 고려하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 장치.
  39. 수신기 안테나에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하도록 구성되고,
    스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 상기 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하도록 구성되며, 상기 신호에 관한 신뢰성 정보가 상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼을 추정하는데 고려되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 장치.
  40. 제34항 내지 제39항 중 어느 한 항에 있어서, 수신기 블록을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 장치.
  41. 제34항 내지 제39항 중 어느 한 항에 있어서, 통신 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 장치.
  42. 제34항 내지 제39항 중 어느 한 항에 있어서, 통신 시스템용 네트워크 요소를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 장치.
  43. 수신기에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하기 위한 수신 수단; 및
    스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 상기 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하기 위한 추정 수단을 포함하며, 상기 추정 수단은 적어도 두개의 변조 방식들을 사용하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 시스템.
  44. 수신기에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하기 위한 수신 수단;
    스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 상기 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하기 위한 추정 수단; 및
    상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼에 대해 심볼을 형성하는 비트들에 관한 신뢰성 정보를 결정하기 위한 결정 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 시스템.
  45. 수신기에서 수신된 신호를 나타내는 제1 세트의 심볼들을 수신하기 위한 수신 수단; 및
    스피어 디코딩 기술을 사용하여 송신기에서 송신된 상기 신호를 나타내는 제2 세트의 심볼들을 추정하기 위한 추정 수단을 포함하며, 상기 신호에 관한 신뢰성 정보가 상기 제2 세트의 심볼들 중 적어도 한 심볼을 추정하는데 고려되는 것을 특 징으로 하는 신호 검출 시스템.
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