KR101752491B1

KR101752491B1 - 공간 다중화-다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법

Info

Publication number: KR101752491B1
Application number: KR1020100008791A
Authority: KR
Inventors: 양주열; 김재석; 김인형; 정윤호; 연해동; 김길환; 조미숙
Original assignee: 삼성전자주식회사; 연세대학교 산학협력단
Priority date: 2010-01-29
Filing date: 2010-01-29
Publication date: 2017-06-29
Also published as: US8681901B2; KR20110089007A; US20110188615A1

Abstract

본 발명은 공간 다중화-다중 입력 다중 출력(SM-MIMO: Spatial Multiplexing Multiple Input Multiple Output) 통신 시스템에서, 채널 행렬을 정렬 순서에 상응하게 QR 분해하여 Q 행렬과 R 행렬로 생성하고, 송신 심볼 벡터가 포함하는 송신 심볼들의 검출 순서를 결정하고, 수신 신호 벡터를 QR 분해하여 변환 수신 신호 벡터로 생성하고, 상기 송신 심볼들 중 첫 번째 검출 순서에 해당하는 송신 심볼에 송신 가능한, 모든 후보 심볼들을 대입하고, 상기 변환 수신 신호 벡터에서 순차적으로 간섭을 제거하고, 상기 간섭 제거된 변환 수신 신호 벡터에서 나머지 검출 순서에 해당하는 송신 심볼들의 후보 심볼들을 검출하고, 상기 검출된 후보 심볼들을 조합하여 후보 심볼 벡터들을 검출하고, 상기 검출된 후보 심볼 벡터들을 이용하여 상기 송신 심볼들이 포함하는 비트들의 LLR(Log-Likelihood Ratio) 값들을 계산한다.

Description

공간 다중화-다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR DETECTING SIGNAL IN A SPATIAL MULTIPLEXING MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 공간 다중화-다중 입력 다중 출력(SM-MIMO: Spatial Multiplexing Multiple Input Multiple Output, 이하, 'SM-MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 이용하는 통신 시스템(이하, 'SM-MIMO 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 신호 검출 장치 및 방법에 관한 것이다.

SM-MIMO 통신 시스템은 SM 방식과 MIMO 방식을 이용하는 통신 시스템이며, 현재 SM-MIMO 통신 시스템에서는 다양한 신호 검출 방식들, 즉 ML (Maximum Likelihood) 방식과, ZF(Zero Forcing) 방식과, MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식과, OSIC(Order Successive Interference Cancellation) 방식과, 스피어 디코딩(Sphere Decoding) 방식과, QRD-M(QR Decomposition-M) 방식 등이 제안된 바 있다.

상기 ZF 방식과 MMSE 방식은 상기 ML 방식에 비해 비교적 낮은 복잡도를 가지지만, 상기 ML 방식에 비해 성능 열화가 매우 크다. 또한, 상기 OSIC 방식 역시 상기 ML 방식에 비해 성능 열화가 발생한다. 또한, 상기 스피어 디코딩 방식은 상기 ML 방식과 동일한 성능을 가지지만, 초기 구(sphere)의 반경을 구하기 어렵고, 최악 채널 상태를 고려하여 요구되는 연산량이 매우 높기 때문에 실제로 구현하는 것이 어렵다. 또한, 상기 QRD-M 방식은 후보군 개수에 따라 그 성능 차이가 심해지기 때문에, 상기 ML 방식과 동일한 성능을 획득하기 위해서는 다수개의 후보군이 필요하며, 상기 다수개의 후보군을 고려할 경우 상기 QRD-M 방식의 연산 복잡도가 증가된다.

한편, 상기 SM-MIMO 통신 시스템의 신호 송신 장치는 성능 향상 및 채널 용량 증대를 위해 채널 부호화 방식을 이용한다. 따라서, 상기 신호 송신 장치에 대응되는 신호 수신 장치는 채널 복호기의 연판정을 위한 LLR(LLR: Log-Likelihood Ratio) 값을 생성해야만 한다.

상기 신호 수신 장치는 상기 ZF 방식과, MMSE 방식과, OSIC 방식과, 스피어 디코딩 방식과, QRD-M 방식 등을 이용할 경우 상기 LLR 값을 생성하기 위해 후보군에 대한 제곱 유클리디언(Euclidean) 거리를 산출하는 연산을 수행해야만 한다. 특히, 상기 신호 수신 장치가 상기 스피어 디코딩 방식을 이용할 경우, 성능 향상을 위해서 검출 신호의 후보군을 많이 이용해야 하며, 이에 따라 연산 복잡도 또한 증가하게 된다.

상기 QRD-M 방식의 경우, 상기 LLR값을 생성하기 위하여 각 비트가 0일 경우와 1일 경우 각각에 대한 유클리디언 거리를 모두 필요로 하지만, 후보군 중에 해당 비트가 존재하는 않는 경우가 발생하여 LLR 값을 검출하지 못하는 경우가 발생한다. 물론, 존재하지 않는 비트의 유클리디언 거리를 추정하기 위한 다양한 방식들이 제안된 바 있으나, 정확도 면에서 여전히 한계가 존재하여 최적의 LLR 값을 생성하는 것은 불가능하다.

상기에서 설명한 바와 같이, 상기 SM-MIMO 통신 시스템에서 제안된 신호 검출 방식들은 ML 방식에 비해 신호를 검출하는 과정뿐만 아니라 LLR 값을 생성하는 과정 모두에서 성능이 열화되고, 연산 복잡도가 증가된다. 따라서, ML 방식과 거의 유사한 성능을 나타내면서도 연산 복잡도를 감소시키는 신호 검출 방식에 대한 필요성이 대두되고 있다.

본 발명은 SM-MIMO 통신 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법을 제안한다.

본 발명에서 제안하는 장치는; 공간 다중화-다중 입력 다중 출력(SM-MIMO: Spatial Multiplexing Multiple Input Multiple Output) 통신 시스템에서 신호 검출 장치에 있어서, 채널 행렬을 정렬 순서에 상응하게 QR 분해하여 Q 행렬과 R 행렬로 생성하고, 송신 심볼 벡터가 포함하는 송신 심볼들의 검출 순서를 결정하는 채널 정렬 및 QR 분해기와, 수신 신호 벡터를 QR 분해하여 변환 수신 신호 벡터로 생성하는 수신 신호 벡터 변환기와, 상기 송신 심볼들 중 첫 번째 검출 순서에 해당하는 송신 심볼에 송신 가능한, 모든 후보 심볼들을 대입하고, 상기 변환 수신 신호 벡터에서 순차적으로 간섭을 제거하고, 상기 간섭 제거된 수신 신호 벡터에서 상기 첫 번째 검출 순서와 다른 적어도 하나의 두 번째 검출 순서에 해당하는 송신 심볼들의 후보 심볼들을 검출하고, 상기 검출된 후보 심볼들을 조합하여 후보 심볼 벡터들을 검출하는 후보 심볼 벡터 검출기와, 상기 검출된 후보 심볼 벡터들을 이용하여 상기 송신 심볼들이 포함하는 비트들의 LLR(Log-Likelihood Ratio) 값들을 계산하는 LLR 계산부를 포함한다.

본 발명에서 제안하는 방법은; 공간 다중화-다중 입력 다중 출력(SM-MIMO: Spatial Multiplexing Multiple Input Multiple Output) 통신 시스템에서 신호 검출 방법에 있어서, 채널 행렬을 정렬 순서에 상응하게 QR 분해하여 Q 행렬과 R 행렬로 생성하는 과정과, 송신 심볼 벡터가 포함하는 송신 심볼들의 검출 순서를 결정하는 과정과, 수신 신호 벡터를 QR 분해하여 변환 수신 신호 벡터로 생성하는 과정과, 상기 송신 심볼들 중 첫 번째 검출 순서에 해당하는 송신 심볼에 송신 가능한, 모든 후보 심볼들을 대입하고, 상기 변환 수신 신호 벡터에서 순차적으로 간섭을 제거하는 과정과, 상기 간섭 제거된 변환 수신 신호 벡터에서 상기 첫 번째 검출 순서와 다른 적어도 하나의 두 번째 검출 순서에 해당하는 송신 심볼들의 후보 심볼들을 검출하고, 상기 검출된 후보 심볼들을 조합하여 후보 심볼 벡터들을 검출하는 과정과, 상기 검출된 후보 심볼 벡터들을 이용하여 상기 송신 심볼들이 포함하는 비트들의 LLR(Log-Likelihood Ratio) 값들을 계산하는 과정을 포함한다.

본 발명은 SM-MIMO 통신 시스템에서 신호를 검출할 때, 검출 순서를 다양화하고, 각 검출 순서에서 첫 번째로 대입될 후보 심볼들을 생성하고, 상기 생성된 후보 심볼들로부터 후보 심볼 벡터를 검출하고 LLR 값을 계산하는 것을 가능하게 함으로써, ML 연판정 방식과 거의 유사한 성능을 유지하면서도 신호 수신 장치의 연산 복잡도를 감소시킬 수 있는 효과를 가진다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 SM-MIMO 통신 시스템의 신호 수신 장치 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 2는 도 1의 MIMO 수신기(113)의 내부 구조를 도시한 도면
도 3a-도3g는 도 2의 대입 후보 심볼 생성기(215-2)가 대입 후보 심볼들을 생성하는 방법을 개략적으로 도시한 도면
도 4는 도 2의 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)에서 재정렬된 송신 심볼 벡터 및 변경된 검출 순서를 개략적으로 도시한 도면
도 5는 순차적인 인접 열 교환을 이용하여 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)의 검출 순서로부터 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)의 검출 순서들을 검출하는 방법을 개략적으로 도시한 도면
도 6a-도 6b는 도 1의 MIMO 수신기(113)의 동작 과정을 도시한 순서도
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 수신기의 성능을 도시한 그래프

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명은 공간 다중화-다중 입력 다중 출력(SM-MIMO: Spatial Multiplexing Multiple Input Multiple Output, 이하, SM-MIMO라 칭하기로 한다) 방식을 이용하는 통신 시스템(이하, SM-MIMO 통신 시스템이라 칭하기로 한다)에서 신호 검출 장치 및 방법에 관한 것이다. 여기서, 상기 SM-MIMO 통신 시스템은 SM 방식과 MIMO 방식을 이용하는 통신 시스템을 나타낸다. 이하, 본 발명을 설명함에 있어 일 예로 상기 SM-MIMO 통신 시스템의 신호 송신 장치는 4개의 송신 안테나를 이용하고, 상기 SM-MIMO 통신 시스템의 신호 수신 장치는 4개의 수신 안테나를 이용하고, 상기 신호 송신 장치가 변조 방식으로 64 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식을 이용한다고 가정하기로 하며, 본 발명에서 제안하는 신호 검출 장치 및 방법은 상기 SM-MIMO 통신 시스템의 신호 송신 장치가 이용하는 송신 안테나의 개수와 변조 방식 및 신호 수신 장치가 이용하는 수신 안테나의 개수에 제한받지 않음은 물론이다.

먼저, 4 개의 송신 안테나를 통해 송신된 송신 심볼 벡터를

라고 가정하기로 하고, 4 개의 수신 안테나를 통해 수신된 수신 신호 벡터를

라고 가정하기로 하고, 수신 안테나에 부가된 잡음 벡터를

이라고 가정하기로 하고, 송수신 안테나간 채널 행렬을

라고 가정하기로 할 경우, 하기 수학식 1과 같은 관계가 성립된다.

상기 수학식 1에서,

이고,

이다.

상기 수학식 1에서,

는 j 번째 송신 안테나를 통해 송신된 송신 심볼을 나타내며,

는 i 번째 수신 안테나를 통해 수신된 수신 신호를 나타내며,

는 i번째 수신 안테나에 부가된 잡음을 나타내며,

는 i 번째 수신 안테나와 j 번째 송신 안테나간의 채널 계수를 나타낸다.

한편, ML (Maximum Likelihood) 방식은 MIMO 통신 시스템에서 신호 송신 장치가 공간 다중화(SM: Spatial Multiplexing) 방식을 이용하여 송신한 신호를 신호 수신 장치에서 검출할 경우 최적의 성능을 갖는 방식으로 잘 알려져 있다. 상기 ML 방식을 이용할 경우, 신호 수신 장치는 가능한 모든 심볼 벡터와 수신 신호 벡터 간의 제곱 유클리디안(Euclidean) 거리를 계산하고, 최소의 제곱 유클리디언 거리를 갖는 심볼 벡터를 송신 심볼 벡터로 결정한다.

상기 ML 방식은 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 2에서,

은 상기 ML 방식을 이용하여 검출된 심볼 벡터를 나타내며,

는 송신 가능한, 모든 심볼 벡터 집합을 나타낸다.

한편, 일반적인 통신 시스템에서는 성능 향상 및 채널 용량 증대를 위해 채널 부호화 방식을 이용한다. 여기서, 상기 채널 부호화 방식은 채널 부호를 이용하는 방식으로서, 길쌈부호(Convolutional Code)와, 터보 부호(Turbo Code)와, LDPC(Low Density Parity check Code) 부호 등이 대표적인 채널 부호이다. 이렇게 채널 부호화 방식을 이용하였을 경우, 채널 복호(channel decoding)시 최적 성능을 획득하기 위해서는 상기 수학식 2에 나타낸 바와 같은

의 경판정 값 대신, 하기 수학식 3에 나타낸 바와 같이 각 송신 비트에 대한 LLR(LLR: Log-Likelihood Ratio) 값을 계산해야 한다.

상기 수학식 3에서, LLR(b_i)는 검출된 송신 심볼 벡터의 i 번째 비트에 대한 LLR 값을 나타내며,

과

는 각각 송신 가능한, 모든 심볼 벡터 집합에서 i 번째 비트 값이 0 또는 1인 심볼 벡터 집합을 나타낸다. 결국, 상기 수학식 3에 나타낸 바와 같이 LLR 값을 계산하는 방식이 ML 연판정 방식인 것이다. 상기에서 설명한 바와 같은 ML 방식 및 ML 연판정 방식은 송신 심볼의 변조 차수와 송신 안테나의 수에 따라 연산 복잡도가 지수적으로 증가한다.

일 예로, 신호 송신 장치에서 이용하는 송신 안테나의 개수가 4개이고, 신호수신 장치에서 이용하는 수신 안테나의 개수가 4개이고, 신호 송신 장치에서 변조 방식으로 64 QAM 방식을 이용하고, 신호 수신 장치가 신호 송신 장치에서 송신한 송신 심볼 벡터를 수신하기 위해 상기 ML 방식 또는 상기 ML 연판정 방식을 이용할 경우, 상기 신호 수신 장치는 64⁴번의 제곱 유클리디언 거리 연산을 수행해야만 한다. 하지만, 64⁴번의 제곱 유클리디언 거리 연산을 수행하는 것은 현실적으로 구현 불가능하다.

따라서, 본 발명에서는 SM-MIMO 통신 시스템에서 ML 연판정 방식과 거의 유사한 성능을 가지면서도, ML 연판정 방식에 비해 현저히 낮은 연산 복잡도를 갖는 신호 검출 방식을 제안한다.

먼저, 도 1을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 SM-MIMO 통신 시스템의 신호 수신 장치 구조에 대해서 설명하기로 한다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 SM-MIMO 통신 시스템의 신호 수신 장치 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

도 1을 참조하면, 상기 신호 수신 장치는 4개의 수신 안테나들, 즉 수신 안테나 #1(111-1) 내지 수신 안테나 #4(111-4)와, MIMO 수신기(113)와, 채널 추정기(115)와, 디인터리버(de-interleaver)(117)와, 채널 복호기(119)를 포함한다.

먼저, 상기 수신 안테나 #1(111-1) 내지 수신 안테나 #4(111-4)를 통해 수신된 신호는 상기 MIMO 수신기(113)와 채널 추정기(115) 각각으로 전달된다. 상기 채널 추정기(115)는 신호 송신 장치의 송신 안테나들과 신호 수신 장치의 수신 안테나들 간의 채널 행렬을 추정하여 상기 MIMO 수신기(113)로 출력한다.

상기 MIMO 수신기(113)는 본 발명에서 제안하는 신호 검출 방식에 상응하게 수신 신호 벡터와, 상기 채널 추정기(115)에서 출력한 추정 채널 행렬을 이용하여 송신 심볼 벡터를 검출하고, 상기 검출한 송신 심볼 벡터가 포함하는 각 송신 비트에 대한 LLR 값을 계산하여 상기 디인터리버(117)로 출력한다. 상기 MIMO 수신기(113)의 내부 구조 및 구체적인 동작에 대해서는 하기에서 도 2를 참조하여 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

상기 디인터리버(117)는 미리 설정되어 있는 디인터리빙 방식에 상응하게 상기 MIMO 수신기(113)에서 출력한 LLR 값들을 디인터리빙한 후 상기 채널 복호기(119)로 출력한다. 상기 채널 복호기(119)는 상기 디인터리버(117)에서 출력한 LLR 값들을 연판정 복호하여 송신 신호의 정보 비트열로 복원한다.

다음으로 도 2를 참조하여 도 1의 MIMO 수신기(113)의 내부 구조에 대해서 설명하기로 한다.

도 2는 도 1의 MIMO 수신기(113)의 내부 구조를 도시한 도면이다.

도 2를 참조하면, 상기 MIMO 수신기(113)는 전처리부(211)와, 입력 갱신부(213)와, 후보 심볼 검출부(215)와, LLR 산출부(217)를 포함한다. 또한, 상기 전처리부(211)는 채널 정렬 및 QR 분해기(211-1)와, 수신 신호 벡터 변환기(211-2)를 포함한다. 또한, 상기 입력 갱신부(213)는 R 행렬 갱신기(213-1)와 수신 신호 벡터 갱신기(213-2)를 포함한다. 또한, 상기 후보 심볼 검출부(215)는 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)와, 대입 후보 심볼 생성기(215-2)와, 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)을 포함한다. 또한, 상기 LLR 산출부(217)는 유클리디언 거리 계산기(217-1)와 LLR 계산기(217-2)를 포함한다.

먼저, 상기 채널 정렬 및 QR 분해기(211-1)는 채널 행렬을 정렬 순서에 상응하게 QR 분해하고, 송신 심볼 벡터의 검출 순서를 결정한다. 여기서, 상기 채널 정렬 및 QR 분해기(211-1)가 수행하는 QR 분해 과정은 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 4에서, 행벡터

는 채널 행렬

의 열이 정렬된 순서를 나타내며, 상기 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)에서는 상기 행벡터

의 가장 우측 값부터 좌측 값의 순서로 해당하는 송신 안테나를 통해 송신된 송신 심볼들이 검출된다. 상기 수학식 4에서,

는

행렬의 i 번째 열벡터를 나타내며 ,r_i,k는

행렬의 i 번째 행, k 번째 열에 해당하는 값을 나타낸다. 또한, 상기 수학식 4에서, min2nd(.)는 두 번째로 작은 값을 검출하는 함수로서, arg 함수와 함께 이용되어 그 값에 해당하는 열 번호를 출력한다.

상기 수학식 4에 나타낸 바와 같이, 최초에

행렬은 영행렬,

행렬은 채널 행렬

로 설정하고, QR 분해가 시작된다. 이러한 QR 분해 방식은 MGS (Modified Gramm-Schmidt) 직교화(Orthogonalization) 방식을 기반으로 한 것이다.

한편, 상기 수학식 4에 기재되어 있는 if-else 구문은 채널 상태가 가장 열악한 것으로 추정되는 수신 안테나를 통해 수신된 신호로부터 가장 먼저 송신 심볼을 검출하고, 그 이후부터는 채널 상태가 양호하다고 추정되는 순서대로 송신 심볼을 검출하기 위해 기재된 것이다. 상기 채널 정렬 및 QR 분해기(211-1)는 상기 수학식 4에 나타낸 바와 같은 QR 분해 방식을 이용하지 않더라도, 상기 수학식 4에 기재된 if-else 구문과 동일한 방식으로 채널 정렬 및 QR 분해를 수행하도록 구성될 수도 있음은 물론이다.

또한, 상기 채널 정렬 및 QR 분해기(211-1)를 통한 후, 상기 수학식 1에 나타낸 바와 같은 송신 심볼 벡터

와, 수신 신호 벡터

와, 부가된 잡음 벡터

과, 채널 행렬

간의 관계는 하기 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 5에서,

이고,

이다.

상기 수학식 5에서, 상기

행렬은 유니타리 행렬(Unitary matrix)로서, 자신의 에르미트(Hermitian) 행렬

과 곱하면 단위 행렬(Identity matrix)

가 되는 특성을 가지며, 상기

행렬은 상 삼각행렬(Upper triangular matrix)로 안테나간 간섭제거에 용이한 형태적 특성을 갖는다.

한편, 상기 송신 심볼 벡터

는

로 정렬되고,

의 순서로 검출된다.

도 2를 참조하면, 상기 수신 신호 벡터 변환기(211-2)는 하기 수학식 6과 같이 수신 신호 벡터

와 상기 채널 정렬 및 QR 분해기(211-1)에서 검출된

행렬을 곱하여 수신 신호 벡터를 변환한다.

상기 수학식 6에서,

는 변환된 수신 신호 벡터를 나타낸다.

이후, 상기 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)는 첫 번째 검출 순서에 해당하는 송신 심볼 x₄에 송신 가능한, 모든 후보 심볼들을 대입한다. 즉, 신호 송신 장치에서 64 QAM 방식을 이용하였을 경우, 상기 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)는 첫 번째 검출 순서에 해당하는 송신 심볼 x₄에 총 64 개의 후보 심볼들을 대입하게 된다.

이어, 상기 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)는

행렬의 특성을 이용하여, x₄에 대입된 각각의 후보 심볼로부터 순차적으로 z₃,z₂,z₁에 대한 간섭 제거 및 x₃,x₂,x₁에 대한 후보 심볼 검출을 수행한다. 상기 간섭 제거 및 심볼 검출의 동작은 하기 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 7에서, 화살표 좌측의 식들이 간섭 제거 동작을 나타내며, 상기 z_{-1},z_{-2},z_{-3}은 각각 z₁,z₂,z₃로부터 간섭이 제거된 신호를 의미한다. 상기 수학식 7에서, 화살표 우측의 식들은 심볼 검출 동작을 나타내고,

는 슬라이싱(slicing) 연산을 나타낸다.

다음으로, 상기 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)는 x₄에 대입된 각각의 후보 심볼과, 이로부터 검출된 x₃,x₂,x₁에 대한 후보 심볼을 조합하여 후보 심볼 벡터를 생성한다. 여기서, x₄에 대입된 후보 심볼들의 수가 64 개이므로 총 64 개의 후보 심볼 벡터가 생성된다.

상기 유클리디언 거리 계산기(217-1)는 상기 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)에서 생성된 후보 심볼 벡터와 수신 신호 벡터와의 제곱 유클리디언 거리 값들을 계산하고, 상기 계산된 값들을 저장한다.

상기 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)는 생성된 후보 심볼 벡터들 중에서 상기 유클리디언 거리 계산기(217-1)에서 계산된 제곱 유클리디언 거리 값이 최소인 후보 심볼 벡터를 선택한다.

상기 대입 후보 심볼 생성기(215-2)는 상기 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)에서 선택된 후보 심볼 벡터를 이용하여, 상기 x₃,x₂,x₁에 대한 대입 후보 심볼들을 생성한다. 여기서, 상기 대입 후보 심볼들의 생성 방법은 기본적으로 상기 선택된 후보 심볼 벡터에서 x₃,x₂,x₁에 해당하는, 각 후보 심볼의 주변에 있는 심볼들로 생성하되, 상기 LLR 계산기(217-2)에서 송신 비트 별 LLR 값을 계산하는데 있어 계산에 필요한 유클리디언 거리가 존재하지 않는 문제가 발생하지 않도록 한다. 즉, 상기 대입 후보 심볼 생성기(215-2)는 상기 선택된 후보 심볼 및 상기 생성된 대입 후보 심볼들을 비트 단위로 표현했을 때, x₃,x₂,x₁의 각 비트 별로 값이 0일 때와 1일 때의 경우가 모두 존재하도록 상기 대입 후보 심볼들을 생성해야 한다.

다음으로 도 3a 내지 도 3g를 참조하여 도 2의 대입 후보 심볼 생성기(215-2)가 대입 후보 심볼들을 생성하는 방법에 대해서 설명하기로 한다.

도 3a 내지 도 3g는 도 2의 대입 후보 심볼 생성기(215-2)가 대입 후보 심볼들을 생성하는 방법을 개략적으로 도시한 도면이다.

도 3a 내지 도 3g를 참조하면, 선택된 후보 심볼이 성상도 상에서 x로 표시되어 있다고 가정할 경우, 상기 선택된 후보 심볼을 비트 단위로 표현하면 010000이 된다.

상기 대입 후보 심볼 생성기(215-2)는 도 3a에 도시한 바와 같이 상기 선택된 후보 심볼과 첫 번째 비트가 반대 값(=1)을 가지는 심볼 중에서 가장 가까운 심볼인 101000을 대입 후보 심볼로 생성한다.

상기 대입 후보 심볼 생성기(215-2)는 도 3b에 도시한 바와 같이 상기 선택된 후보 심볼 중에서 두 번째 비트가 반대 값(=0)을 가진 심볼 중에서 가장 가까운 심볼인 000000을 대입 후보 심볼로 생성한다.

상기 대입 후보 심볼 생성기(215-2)는 도 3c에 도시한 바와 같이 상기 선택된 후보 심볼 중에서 세 번째 비트가 반대 값(=1)을 가진 심볼 중에서 가장 가까운 심볼인 011000을 대입 후보 심볼로 생성한다.

상기 대입 후보 심볼 생성기(215-2)는 도 3d에 도시한 바와 같이 상기 선택된 후보 심볼 중에서 네 번째 비트가 반대 값(=1)을 가진 심볼 중에서 가장 가까운 심볼인 010101을 대입 후보 심볼로 생성한다.

상기 대입 후보 심볼 생성기(215-2)는 도 3e에 도시한 바와 같이 상기 선택된 후보 심볼 중에서 다섯 번째 비트가 반대 값(=1)을 가진 심볼 중에서 가장 가까운 심볼인 010010을 대입 후보 심볼로 생성한다.

상기 대입 후보 심볼 생성기(215-2)는 도 3f에 도시한 바와 같이 상기 선택된 후보 심볼 중에서 여섯 번째 비트가 반대 값(=1)을 가진 심볼 중에서 가장 가까운 심볼인 010001을 대입 후보 심볼로 생성한다.

한편, 도 3g에는 도 3a 내지 도 3f에서 생성된 대입 후보 심볼이 모두 도시되어 있으며, 총 6개의 대입 후보 심볼이 생성된 것을 나타낸다.

한편, 상기 도 3a 내지 도 3g에서 설명한 대입 후보 심볼 생성 방법은 하기 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 8에서

와

는 각각 복소수의 실수부와 허수부를 나타내며,

은 양의 부호일 때 1, 음의 부호일 때 -1을 출력하는 함수를 나타내며, x_i _,k는 선택된 후보 심볼 x_i로부터 생성된 k 번째 대입 후보 심볼을 나타낸다.

상기 수학식 8에 나타낸 바와 같이, 상기 선택된 후보 심볼은 실수부와 허수부로 분리되고, 상기 실수부와 허수부 각각은 정규화 인자(normalized factor)를 고려하지 않을 경우,

중 하나가 된다. 여기서, 처음 3 개의 대입 후보 심볼들

은 상기 선택된 후보 심볼의 허수부를 고정하고, 실수부의 값에 따라 대입 후보 심볼들의 실수부 값을 계산하여 생성된다. 다음 3 개의 대입 후보 심볼들

은 상기 선택된 후보 심볼의 실수부를 고정하고, 허수부의 값에 따라 대입 후보 심볼들의 허수부 값을 계산하여 생성된다.

상기 수학식 8을 이용하면, 별도의 ROM(Read Only Memory) 테이블 등을 이용하지 않고 덧셈기만으로 매우 간단하게 상기 선택된 후보 심볼로부터 대입 후보 심볼 생성할 수 있다.

도 3 및 상기 수학식 8은 신호 송신 장치에서 이용한 변조 방식이 64 QAM 방식을 경우를 가정하여 설명한 것이며, 상기 변조 방식 또는 수신 성능 등을 고려하여 대입 후보 심볼의 개수와 생성 방법이 변경될 수 있음은 물론이다.

한편, 상기 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)는 송신 심볼 벡터의 검출 순서를 변경하고 추가적인 후보 심볼 벡터를 검출한다.

상기 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)가 검출 순서를 변경하는 방법은, 상기 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)에서 송신 심볼 벡터

를

로 정렬하고,

순으로 검출했던 것과 달리,

가 각각 첫 번째로 검출될 수 있도록 다수 개의 검출 순서를 결정한다.

다음으로, 도 4를 참조하여 도 2의 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)에서 재정렬된 송신 심볼 벡터 및 변경된 검출 순서에 대해 설명하기로 한다.

도 4는 도 2의 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)에서 재정렬된 송신 심볼 벡터 및 변경된 검출 순서를 개략적으로 도시한 도면이다.

도 4의 (a)는 상기 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)에서의 송신 심볼 벡터 및 검출 순서를 나타내고, 도 4의 (b)는 상기 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)에서

가 각각 첫 번째로 검출될 수 있도록 재정렬된 송신 심볼 벡터와 변경된 검출 순서들을 나타낸다. 도 4에서는 각각의 검출 순서에서 첫 번째 검출 순서를 제외한 나머지 검출 순서는 채널이 양호한 순서로 가정하였다.

상기 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)는 각각의 변경된 검출 순서에 대하여, 첫 번째 검출 순서에 상기 대입 후보 생성기(215-2)에서 생성된 대입 후보 심볼들을 대입하고, 상기 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)에서와 동일한 방법으로 나머지 검출 순서에 해당하는 후보 심볼들을 검출하여 추가적인 후보 심볼 벡터를 생성한다.

이후, 상기 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)에서 생성된 후보 심볼 벡터는 상기 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)에서 생성된 후보 심볼 벡터와 마찬가지로, 상기 유클리디언 거리 계산기(217-1)에서 수신 신호 벡터와의 제곱 유클리디언 거리 값들이 계산되고 저장된다.

한편, 상기 R 행렬 갱신기(213-1)와 상기 수신 신호 벡터 갱신기(213-2) 각각은 상기 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)에서 변경된 검출 순서에 상응하게, 상기 채널 정렬 및 QR 분해기(211-1)에서 생성된

행렬과

벡터를 갱신한 후 상기 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)로 출력한다.

상기

행렬과

벡터는 상기 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)에서 변경된 검출 순서에 상응하게 채널 행렬

의 열을 재정렬하고, QR 분해를 수행함으로써 새롭게 생성된

행렬과

벡터로 갱신된다. 그러나, 이와 같이

행렬과

벡터를 갱신하는 경우, 검출 순서 각각에 대한 QR 분해 수행으로 인하여 추가적인 연산이 필요하게 된다.

따라서, 본 발명은

행렬과

벡터 갱신시 추가적인 연산이 필요하게 되는 문제를 해결하기 위해, 인접 열 교환(adjacent column exchange) 및 회전 변환 행렬(rotation transformation matrix)를 이용하여

행렬과

벡터를 갱신하는 방법을 제안한다.

우선, 채널 행렬

를 QR 분해하여 검출된

행렬과, 채널 행렬

의 k 번째 열과 k-1 번째 열이 교환된

를 QR 분해하여 검출된

행렬을 고려하기로 한다. 이 경우, 하기 수학식 9에 나타낸 바와 같이 QR 분해를 수행하지 않고

행렬로부터

행렬을 검출할 수 있다.

상기 수학식 9에서,

는 열 교환된

행렬에 상응하도록

벡터를 갱신한 벡터를 나타낸다. 또한 상기 수학식 9는

행렬의 크기가 일 예로

인 경우를 가정한 것이며, 상기

행렬의 크기는 신호 송신 장치에서 이용하는 송신 안테나의 개수와 신호 수신 장치에서 이용하는 수신 안테나의 개수에 따라 변경 가능함은 물론이다.

상기 수학식 9에 나타낸 바와 같이, 상기

행렬을 검출하기 위하여 우선, 상기

행렬의 k 번째 열과 k-1 번째 열을 교환한다. 상기 열 교환된

행렬로부터

값을 검출하고, 교환된 열번호에 따라 회전 변환 행렬

를 생성한다. 상기

행렬과

벡터는 각각 상기 열 교환된

행렬과 상기

벡터에 각각 상기 회전 변환 행렬

를 생성한다. 상기

행렬과

벡터는 각각 상기 열 교환된

행렬과 상기

벡터에 각각 상기 회전 변환 행렬

를 곱하여 검출된다.

상기 R 행렬 갱신기(213-1)와 상기 수신 신호 벡터 갱신기(213-2)는 상기 수학식 9에 나타낸 바와 같은 방법을 순차적으로 이용하여, 상기 변경된 검출 순서에 상응하게

행렬과

벡터를 갱신할 수 있다.

다음으로 도 5를 참조하여 순차적인 인접 열 교환을 이용하여 상기 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)의 검출 순서로부터 상기 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)의 검출 순서들을 검출하는 방법에 대해서 설명하기로 한다.

도 5는 순차적인 인접 열 교환을 이용하여 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)의 검출 순서로부터 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)의 검출 순서들을 검출하는 방법을 개략적으로 도시한 도면이다.

도 5의 (a)에서 좌측 타원 내의 송신 심볼 벡터는 상기 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)의 검출 순서에 따른 것으로, 3 회의 인접 열 교환을 통해 변경된 검출 순서에 따라 우측 타원 내의 송신 심볼 벡터로 변환되고, 이는 도 4의 (b)의

과 동일하다. 도 5의 (b)에서 좌측 타원 내의 송신 심볼 벡터는 상기

으로, 1 회의 인접 열 교환을 통해 도 4의 (b)의

를 획득할 수 있다. 도 5의 (c)에서 좌측 타원 내의 송신 심볼 벡터 또한 상기

으로 , 2 회의 인접 열 교환을 통해 도 4의 (b)의

를 얻을 수 있다. 따라서 총 6회의 인접 열 교환을 통해, 상기 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)에서 변경된 검출 순서들에 맞추어 갱신된

행렬 및

벡터를 검출할 수 있다.

상기에서 설명한 바와 같이 인접 열 교환 및 회전 변환 행렬을 이용하는

행렬 및

벡터의 갱신 방법은, 채널 행렬

의 열을 재정렬하고, QR 분해를 수행함으로써 새롭게

행렬과

벡터를 검출하는 방법과 비교할 때 연산량 측면에서 효율성이 증가되며, 그 근거는 다음과 같다.

첫 번째로, 회전 변환 행렬

과의 곱셈에 있어서,

가 그 값이 0 또는 1인 원소를 많이 포함하고 있으므로 상당량의 연산이 제거될 수 있다.

두 번째로, 회전 변환 행렬

에 포함된

의 값이 복소수가 아닌 실수이므로 복소수 곱셈에 비하여 낮은 연산량을 갖게 된다.

마지막으로, QR 분해와 달리, 심볼 검출 과정에서는 필요하지 않는 회전 변환 행렬

를 검출하는 과정이 포함되지 않으므로 상기 회전 변환 행렬

를 검출하는 연산량을 제거할 수 있다.

하기의 표 1에 상기 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)에서 변경된 세 가지 검출 순서들에 상응하게

행렬과

벡터를 갱신하는데 있어, QR 분해를 이용한 경우와 인접 열 교환 및 회전 변환 행렬을 이용할 경우 각각에 대해, 실수 곱셈과, 실수 덧셈, 실수 나눗셈, 그리고 제곱근 연산의 횟수를 나타내었다.

	QR 분해를 이용한 경우	인접 열 교환 및 회전 변환 행렬을 이용한 경우
실수 곱셈	864	156
실수 덧셈	648	98
실수 나눗셈	96	18
제곱근	12	6

한편, 상기 LLR 계산기(217-2)는 상기 유클리디언 거리 계산기(217-1)에서 출력한 제곱 유클리디언 거리를 이용하여 하기 수학식 10과 같이 각 송신 비트 별 LLR 값을 계산한다.

상기 수학식 10에서,

과

는 상기 후보 심볼 벡터 검출기(215-1)와 상기 후보 심볼 벡터 확장기(215-3)에서 검출된, 모든 후보 심볼 벡터 집합 중 i 번째 비트 값이 0 또는 1인 후보 심볼 벡터 집합을 나타낸다. 상기에서 설명한 바와 같이 본 발명의 실시 예에서는 모든 비트에 대하여

과

이 비워져 있는 경우는 발생하지 않는다.

상기 수학식 10은 상기 수학식 3과 다르게 제곱근 연산이 추가되었는데, 이는 상기 수학식 10의

과

가 송신 가능한, 모든 심볼 벡터 집합으로부터 검출된 것이 아니라, 본 발명에 실시예에 따른 후보 심볼 벡터 집합으로부터 검출된 것이기 때문에, 이로 인해 발생될 수 있는 수신 성능의 열화를 완화시키기 위함이다.

다음으로 도 6a 내지 도 6b를 참조하여 상기 MIMO 수신기(113)의 동작 과정에 대해 설명하기로 한다.

도 6a-도 6b는 도 1의 MIMO 수신기(113)의 동작 과정을 도시한 순서도이다.

도 6a-도6b를 참조하면, 611단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는 채널 정렬 및 QR 분해 동작을 수행하고 613단계로 진행한다. 상기 613단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는 송신 심볼 벡터의 검출 순서를 결정하고 615단계로 진행한다. 상기 615단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는 QR 분해 동작을 수행하여 수신 신호 벡터를 변환하고 617단계로 진행한다. 상기 617단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는 첫 번째 검출 순서의 송신 심볼에 대해 송신 가능한, 모든 후보 심볼들을 대입하고 619단계로 진행한다. 상기 619단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는 간섭 제거 및 슬라이싱을 통해 나머지 검출 순서의 후보 심볼들을 검출하고 621단계로 진행한다. 상기 621단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는 후보 심볼들을 조합하여 후보 심볼 벡터들을 생성한 후 623단계로 진행한다.

상기 623단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는 상기 생성한 후보 심볼 벡터들에 대한 유클리디언 거리를 계산 및 저장한 후 625단계로 진행한다. 상기 625단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는 최소 유클리디언 거리를 갖는 후보 심볼 벡터를 선택하고 627단계로 진행한다. 상기 627단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는 송신 심볼 벡터의 검출 순서를 변경한 후 629단계로 진행한다. 상기 629단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는 상기 선택된 후보 심볼을 이용하여 첫 번째 검출 순서의 대입 후보 심볼들을 생성한 후 631단계로 진행한다. 상기 631단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는

행렬과

벡터를 갱신한 후 633단계로 진행한다.

상기 633단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는 간섭 제거 및 슬라이싱을 수행하여 나머지 검출 순서의 후보 심볼들을 검출하고 635단계로 진행한다. 상기 635단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는 후보 심볼들을 조합하여 후보 심볼 벡터들을 생성한 후 637단계로 진행한다. 상기 637단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는 상기 생성한 후보 심볼 벡터들에 대한 유클리디언 거리를 계산 및 저장하고 639단계로 진행한다. 상기 639단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는 상기 627단계 내지 637단계의 동작을 N_T-1번 수행했는지 검사한다. 여기서, N_T는 후보 심볼 벡터들의 개수를 나타낸다. 상기 검사 결과 상기 627단계 내지 637단계의 동작을 N_T-1번 수행하지 않았을 경우 상기 MIMO 수신기(113)는 상기 627단계로 되돌아간다.

한편, 상기 639단계에서 검사 결과 상기 627단계 내지 637단계의 동작을 N_T-1번 수행하였을 경우 상기 MIMO 수신기(113)는 641단계로 진행한다. 상기 641단계에서 상기 MIMO 수신기(113)는 상기 저장된 유클리디언 거리를 이용하여 LLR을 계산한다.

다음으로 도 7을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 수신기의 성능에 대해서 설명하기로 한다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 수신기의 성능을 도시한 그래프이다.

도 7에 도시되어 있는 그래프는 송신 안테나의 개수가 4개, 수신 안테나의 개수가 4개, 신호 송신 장치가 이용한 변조 방식이 64 QAM 방식이고, 송신 블록의 크기는 480 비트라고 가정할 경우의 MIMO 수신기 성능 그래프이다.

또한, 도 7에 도시되어 있는 그래프는 채널은 i. i. d. (independent and identically distributed) 레일레이 페이딩 채널 (Rayleigh fading channel)이고, 채널 부호화 방식은 5/6의 부호율(coding rate)를 갖는 길쌈 터보 코드(CTC: Convolutional Turbo Code)를 이용하는 방식이고, 터보 디코딩(Turbo decoding)의 반복 횟수는 6회로 제한할 경우의 MIMO 수신기 성능 그래프이다.

도 7을 참조하면, 가로축은 비트 에너지 대 잡음 전력비(Eb/N0)를 나타내고, 세로축은 부호화된 블록 에러율(Coded BLER: Coded Block Error Rate)를 나타낸다. 도 7에 도시되어 있는 바와 같이, 본 발명에서 제안하는 신호 검출 방식은 성능 면에서 최적인 ML-연판정 방식과 비교하여 부호화된 블록 에러율이 0.01[dB]에서 0.2 [dB] 이내의 성능 차이를 나타낸다. 따라서, 본 발명에서 제안하는 신호 검출 방식은 ML-연판정 방식에 비해 현저하게 낮은 연산 복잡도를 가지면서도 성능 면에서 거의 유사한 것을 알 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims

공간 다중화-다중 입력 다중 출력(SM-MIMO: Spatial Multiplexing Multiple Input Multiple Output) 통신 시스템에서 신호 검출 방법에 있어서,
수신 신호 벡터를 QR 분해하여 변환 수신 신호 벡터로 생성하는 과정과,
송신 심볼들 중 첫 번째 검출 순서에 해당하는 송신 심볼에 송신 가능한 모든 후보 심볼들을 대입하고 상기 변환 수신 신호 벡터에서 순차적으로 간섭을 제거하는 과정과,
상기 간섭 제거된 변환 수신 신호 벡터에서 상기 첫 번째 검출 순서와 다른 적어도 하나의 두 번째 검출 순서에 해당하는 송신 심볼들의 후보 심볼들을 검출하고, 상기 검출된 후보 심볼들을 조합하여 후보 심볼 벡터들을 검출하는 과정과,
상기 검출된 후보 심볼 벡터들을 이용하여 다수개의 대입 후보 심볼들을 생성하는 과정과,
상기 다수개의 대입 후보 심볼들을 이용하여 후보 심볼 벡터들을 추가적으로 확장하는 과정과,
상기 확장된 후보 심볼 벡터들을 이용하여 상기 송신 심볼들이 포함하는 비트들의 LLR(Log-Likelihood Ratio) 값들을 계산하는 과정을 포함하는 SM-MIMO 통신 시스템에서 신호 검출 방법.
삭제
제1항에 있어서,
상기 검출된 후보 심볼 벡터들을 이용하여 다수개의 대입 후보 심볼들을 생성하는 과정은;
상기 검출된 후보 심볼 벡터들 각각과 수신 신호 벡터와의 유클리디언 거리 값들을 계산하는 과정과,
상기 검출된 후보 심볼 벡터들 중 상기 계산된 유클리디언 거리가 최소인 후보 심볼 벡터를 선택하는 과정과,
상기 선택된 후보 심볼 벡터에서 상기 두 번째 검출 순서에 해당하는 후보 심볼들을 이용하여 상기 첫 번째와 두 번째 검출 순서 각각에 해당하는 다수 개의 대입 후보 심볼들을 생성하는 과정을 포함하는 SM-MIMO 통신 시스템에서 신호 검출 방법.
제3항에 있어서,
상기 다수개의 대입 후보 심볼들을 이용하여 후보 심볼 벡터들을 추가적으로 확장하는 과정은;
상기 생성된 대입 후보 심볼들의 검출 순서가 첫 번째가 되도록 송신 심볼 벡터의 검출 순서를 다수 개로 재정의하고, 상기 재정의된 순서에 따라 R 행렬과 상기 변환된 수신 신호 벡터를 갱신하는 과정과,
상기 재정의된 검출 순서들 각각에 있어서, 첫 번째 검출 순서에 해당하는 송신 심볼에 상기 생성된 대입 후보 심볼들을 대입하고, 상기 갱신된 수신 신호에서 순차적으로 간섭을 제거하는 과정과,
상기 간섭 제거된 수신 신호에서 나머지 검출 순서에 해당하는 송신 심볼들의 후보 심볼들을 검출하고, 상기 검출된 후보 심볼들을 조합하여 후보 심볼 벡터들을 추가적으로 확장하는 과정을 포함하는 SM-MIMO 통신 시스템에서 신호 검출 방법.
제4항에 있어서,
상기 확장된 후보 심볼 벡터들을 이용하여 상기 송신 심볼들이 포함하는 비트들의 LLR 값들을 계산하는 과정은;
상기 확장된 후보 심볼 벡터들 각각과 상기 수신 신호 벡터와의 유클리디언 거리 값들을 계산하는 과정과,
상기 계산된 유클리디언 거리 값들을 이용하여 상기 송신 심볼들이 포함하는 비트들의 LLR 값들을 계산하는 과정을 포함하는 SM-MIMO 통신 시스템에서 신호 검출 방법.
제5항에 있어서,
상기 LLR 값들은 하기 수학식과 같이 계산됨을 특징으로 하는 SM-MIMO 통신 시스템에서 신호 검출 방법.
<수학식>

상기 수학식에서,
과
는 확장된 후보 심볼 벡터 집합 중 i 번째 비트 값이 0 또는 1인 후보 심볼 벡터 집합을 나타내며, y는 수신 신호 벡터를 나타내며, H는 채널 행렬을 나타내며, x는 송신 심볼 벡터를 나타냄.
제1항에 있어서,
상기 대입 후보 심볼들을 생성하는 과정은;
해당 후보 심볼이 포함하는 비트들 각각에 대해 해당 비트에서 상기 해당 비트의 비트값과 반대값을 가지는 심볼들 중에서 상기 해당 후보 심볼과 가장 가까운 심볼을 대입 후보 심볼로 생성하는 과정을 포함하는 SM-MIMO 통신 시스템에서 신호 검출 방법.
공간 다중화-다중 입력 다중 출력(SM-MIMO: Spatial Multiplexing Multiple Input Multiple Output) 통신 시스템에서 신호 검출 장치에 있어서,
수신 신호 벡터를 QR 분해하여 변환 수신 신호 벡터로 생성하는 수신 신호 벡터 변환기와,
송신 심볼들 중 첫 번째 검출 순서에 해당하는 송신 심볼에 송신 가능한 모든 후보 심볼들을 대입하고 상기 변환 수신 신호 벡터에서 순차적으로 간섭을 제거하고, 상기 간섭 제거된 수신 신호 벡터에서 상기 첫 번째 검출 순서와 다른 적어도 하나의 두 번째 검출 순서에 해당하는 송신 심볼들의 후보 심볼들을 검출하고, 상기 검출된 후보 심볼들을 조합하여 후보 심볼 벡터들을 검출하는 후보 심볼 벡터 검출기와,
상기 검출된 후보 심볼 벡터들을 이용하여 다수개의 대입 후보 심볼들을 생성하고, 상기 다수개의 대입 후보 심볼들을 이용하여 후보 심볼 벡터들을 추가적으로 확장하여 상기 확장된 후보 심볼 벡터들을 이용하여 상기 송신 심볼들이 포함하는 비트들의 LLR(Log-Likelihood Ratio) 값들을 계산하는 LLR 계산부를 포함하는 SM-MIMO 통신 시스템에서 신호 검출 장치.
삭제
제8항에 있어서,
상기 검출된 후보 심볼 벡터들 각각과 수신 신호 벡터와의 유클리디언 거리 값들을 계산하는 유클리디언 거리 계산기와,
상기 검출된 후보 심볼 벡터들 중 유클리디언 거리가 최소인 후보 심볼 벡터를 선택하고, 상기 선택된 후보 심볼 벡터에서 상기 두 번째 검출 순서에 해당하는 후보 심볼들을 이용하여 상기 첫 번째와 두 번째 검출 순서 각각에 해당하는 다수 개의 대입 후보 심볼들을 생성하는 대입 후보 심볼 생성기를 더 포함하는 SM-MIMO 통신 시스템에서 신호 검출 장치.
제10항에 있어서,
상기 생성된 대입 후보 심볼들의 검출 순서가 첫 번째가 되도록 송신 심볼 벡터의 검출 순서를 다수 개로 재정의하고, 상기 재정의된 순서에 따라 R 행렬과 상기 변환된 수신 신호 벡터를 갱신하는 수신 신호 벡터 갱신기와,
상기 재정의된 검출 순서들 각각에 있어서, 첫 번째 검출 순서에 해당하는 송신 심볼에 상기 생성된 대입 후보 심볼들을 대입하고, 상기 갱신된 수신 신호에서 순차적으로 간섭을 제거하고, 상기 간섭 제거된 수신 신호에서 나머지 검출 순서에 해당하는 송신 심볼들의 후보 심볼들을 검출하고, 상기 검출된 후보 심볼들을 조합하여 후보 심볼 벡터들을 추가적으로 확장하는 후보 심볼 벡터 확장기를 더 포함하는 SM-MIMO 통신 시스템에서 신호 검출 장치.
제11항에 있어서,
상기 LLR 계산부는;
상기 확장된 후보 심볼 벡터들 각각과 상기 수신 신호 벡터와의 유클리디언 거리 값들을 계산하는 유클리디언 거리 계산기와,
상기 계산된 유클리디언 거리 값들을 이용하여 상기 송신 심볼들이 포함하는 비트들의 LLR 값들을 계산하는 LLR 계산기를 포함하는 SM-MIMO 통신 시스템에서 신호 검출 장치.
제12항에 있어서,
상기 LLR 값들은 하기 수학식과 같이 계산됨을 특징으로 하는 SM-MIMO 통신 시스템에서 신호 검출 장치.
<수학식>

상기 수학식에서,
과
는 확장된 후보 심볼 벡터 집합 중 i 번째 비트 값이 0 또는 1인 후보 심볼 벡터 집합을 나타내며, y는 수신 신호 벡터를 나타내며, H는 채널 행렬을 나타내며, x는 송신 심볼 벡터를 나타냄.
제8항에 있어서,
상기 대입 후보 심볼 생성기는 해당 후보 심볼이 포함하는 비트들 각각에 대해 해당 비트에서 상기 해당 비트의 비트값과 반대값을 가지는 심볼들 중에서 상기 해당 후보 심볼과 가장 가까운 심볼을 대입 후보 심볼로 생성함을 특징으로 하는 SM-MIMO 통신 시스템에서 신호 검출 장치.