KR20050122756A - 직교 주파수 분할 다중 접속 이동통신시스템에서 상향링크 랜덤 접속 채널을 송수신하기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중 접속 이동통신시스템에서 상향링크 랜덤 접속 채널을 송수신하기 위한 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 상향 링크의 전체 주파수 대역을 M개의 서브대역들로 분할하는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 통신시스템에서 랜덤 억세스 채널(Random Access Channel) 신호를 송수신하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로, 상기 송신장치는, 억세스 코드를 발생하는 생성기와, 상기 생성기로부터의 억세스 코드를 서브대역의 개수로 분할하여 상기 M개의 서브블록들을 구성하고, 상기 M개의 서브블록들을 서로 다른 서브대역의 소정 인접된 부반송파들에 할당하여 출력하는 부반송파 할당기와, 상기 부반송파 할당기로부터의 데이터를 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fourier Transform)하여 OFDM심벌을 출력하는 IFFT처리기와, 상기 IFFT처리기로부터의 상기 OFDM심벌의 소정 앞부분을 반복해서 랜덤억세스채널 신호를 생성하는 반복기를 포함하는 것을 특징으로 한다. 이와 같은 본 발명은, 상향링크 신호의 TOA 및 수신전력 추정 성능을 높일 수 있을 뿐만 아니라, 각 서브대역의 채널 품질도 어느 정도 정확하게 추정할수 있으므로, OFDMA 시스템에서의 상향링크 DCA(Dynamic Channel Allocation)를 용이하게 적용할 수 있는 이점이 있다.

Description

직교 주파수 분할 다중 접속 이동통신시스템에서 상향 링크 랜덤 접속 채널을 송수신하기 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING/RECEIVING UPLINK RANDOM ACCESS CHANNEL IN OFDMA MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA : Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식을 사용하는 이동통신시스템의 랜덤 억세스 채널(RACH : Random Access CHannel)에 관한 것으로, 특히 RACH를 이용하여 상향 링크의 서브대역별 채널품질을 예측하고, 예측된 서브대역별 채널품질에 따라 상향링크의 자원을 동적으로 할당하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
1990년대 말부터 향상된 무선 멀티미디어 서비스, 범 세계적 로밍(roaming), 고속 데이터 서비스 등을 목표로 시작된 3세대(3G: 3rd Generation) 이동 통신 시스템인 IMT-2000(International Mobile Telecommunication-2000)은 현재 일부 상용화되어 서비스가 운영되고 있다. 특히, 상기 3세대 이동 통신 시스템은 이동 통신 시스템에서 서비스하는 데이터량이 급속하게 증가함에 따라 보다 고속의 데이터를 전송하기 위해 개발되었다.
현재 3세대 비동기 방식 이동 통신 시스템의 표준 단체인 3GPP(3rd Generation Partnership Project)에서 표준화를 진행하고 있는 고속 순방향 패킷 접속(HSDPA: High Speed Downlink Packet Access, 이하 "HSDPA"라 칭하기로 한다) 방식과 향상된 상향 링크 데이터 채널(EUDCH : Enhanced Uplink Data CHannel)은 고속 패킷 데이터 전송을 지원하기 위해서 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding, 이하 "AMC"라 칭하기로 한다) 방식과, 복합 재전송(HARQ: Hybrid Automatic Retransmission Request, 이하 "HARQ"라 칭하기로 한다) 방식 및 빠른 셀 선택(FCS: Fast Cell Select, 이하 "FCS"라 칭하기로 한다) 방식 등을 제안하고 있다.
여기서는, 상기 고속 패킷 서비스를 위한 방식들 중 특히 상기 AMC 방식에 대해서 설명하기로 한다.
상기 AMC 방식은 셀(cell), 즉 기지국과 이동국 사이의 채널 상태에 따라 서로 다른 채널 변조 방식과 코딩 방식을 결정해서, 상기 셀 전체의 사용 효율을 향상시키는 데이터 전송 방식을 말한다. 상기 AMC 방식은 복수개의 변조 방식들과 복수개의 코딩 방식들을 가지며, 상기 변조 방식들과 코딩 방식들을 조합하여 채널 신호를 변조 및 코딩한다. 통상적으로 상기 변조 방식들과 코딩 방식들의 조합들 각각을 변조 및 코딩 방식(MCS; Modulation and Coding Scheme, 이하 "MCS"라 칭하기로 한다)이라고 하며, 상기 MCS들의 수에 따라 레벨(level) 1에서 레벨(level) N까지 복수개의 MCS들을 정의할 수 있다. 즉, 상기 AMC 방식은 상기 MCS의 레벨을 상기 이동국과 현재 무선 접속되어 있는 기지국 사이의 채널 상태에 따라 적응적으로 결정하여 상기 기지국 전체 시스템 효율을 향상시키는 방식이다. 예를들어, 기지국에 근접한 사용자는 수신된 신호에 오류가 발생할 확률이 적으므로 4개의 비트를 하나의 신호로 구성하는 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)과 같은 높은 차수(order)의 변조 방식을 사용하고 3/4와 같은 높은 부호율을 사용한다. 반대로 기지국에서 멀리 떨어져 있는 사용자는 수신 신호에 오류가 발생할 확률이 크므로, 기지국에서 멀리 떨어질수록 낮은 차수의 변조방식과 낮은 부호율을 사용하여 데이터를 전송한다. 여기서, 상기 AMC 방식과, HARQ 방식 및 FCS 방식은 상기 HSDPA 방식에서뿐만 아니라 고속 데이터 전송을 위한 모든 방식들에서 사용될 수 있음은 물론이다.
한편, 현재는 3세대 이동 통신 시스템에서 4세대(4G: 4th Generation) 이동 통신 시스템으로 발전해 가고 있는 상태이다. 상기 4세대 이동 통신 시스템은 이전 세대의 이동 통신 시스템들과 같이 단순한 무선 통신 서비스에 그치지 않고 유선 통신 네트워크와 무선 통신 네트워크와의 효율적 연동 및 통합 서비스를 목표로 하여 표준화되고 있다. 따라서 무선 통신 네트워크에서 유선 통신 네트워크의 용량(capacity)에 근접하는 대용량 데이터를 전송할 수 있는 기술의 개발이 요구된다. 또한, 4세대 이동 통신 시스템에서는 대용량 데이터를 전송하기 위해 단말기들별로 채널 상태를 고려하여 동적으로 채널을 할당하는 동적 채널 할당(DCA: Dynamic Channel Allocation, 이하 "DCA"라 칭하기로 한다) 방식에 대한 연구가 활발하게 진행되고 있다.
그래서, 상기 4세대 이동 통신 시스템에서는 유·무선 채널에서 고속데이터 전송에 유용한 방식으로 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭하기로 한다) 방식을 활발하게 연구하고 있다. 상기 OFDM 방식은 멀티-캐리어(Multi-Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(Symbol)열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.
이와 같은 멀티캐리어 변조 방식을 적용하는 시스템은 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform， 이하 "FFT"라 칭하기로 한다)과 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되고 있다.
상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(FDM: Frequency Division Multiplexing) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 서브 캐리어들간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가진다. 또한 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을수 있다는 특징을 가진다. 더욱이, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 강하고, 다중경로 페이딩에 강하고, 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 영향을 줄일 수 있다. 또한, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스(impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세이다.
그러면, 여기서 OFDM/OFDMA 방식을 사용하는 통신 시스템의 구조를 상세히 살펴보기로 한다.
도 1은 일반적인 OFDM/OFDMA 통신시스템의 구조를 도시하고 있다.
도시된 바와 같이, 기지국 송신기(100)는 CRC(Cyclic Redundancy Check) 삽입기(CRC inserter)(111)와, 인코더(encoder)(113)와, 자원 할당 제어기(resource assignment controller)(115)와, 심벌 매핑기(symbol mapper)(117)와, 채널 다중화기(channel multiplexer)(119)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(121)와, 파일럿 심벌 삽입기(pilot symbol inserter)(123)와, 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)기(125)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(127)와, 보호 구간 삽입기(guard interval inserter)(129)와, 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(131)와, 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 "RF"라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(133)를 포함하여 구성된다.
한편, 단말기 수신기(150)는 RF 처리기(151)와, 아날로그/디지털 변환기(analog/digital converter)(153)와, 보호구간 제거기(guard interval remover)(155)와, 직렬/병렬 변환기(157)와, 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform， 이하 "FFT"라 칭하기로 한다)기(159)와, 등화기(equalizer)(161)와, 파일럿 심벌 추출기(pilot symbol extractor)(163)와, 채널 추정기(channel estimator)(165)와, 병렬/직렬 변환기(167)와, 채널 역다중화기(channel demultiplexer)(169)와, 자원 할당 제어기(171)와, 심벌 디매핑기(symbol demapper)(173)와, 디코더(decoder)(175)와, CRC 제거기(CRC remover)(177)를 포함하여 구성된다.
먼저, 송신기(100)를 살펴보면, 전송하고자 하는 사용자 데이터 비트(user data bits) 및 제어 데이터비트(control data bits)가 발생하면, 상기 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트는 상기 CRC 삽입기(111)로 입력된다. 여기서, 상기 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트를 "정보 데이터 비트(information data bits)"라 칭하기로 하며, 상기 제어 데이터에는 상기 자원 할당 제어기(115)에서 적용하는 자원 할당 정보, 즉, 적응적 변조 및 코딩 방식(AMCS: Adaptive Modulation and Coding Scheme, 이하 'AMCS'라 칭하기로 한다) 정보(MCS 레벨)와, 채널 다중화(channel multiplexing) 정보와, 송신 전력(transmit power) 정보가 포함되어 있다. 상기 CRC 삽입기(111)는 입력되는 상기 정보 데이터 비트에 대한 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 생성하고, 상기 정보 데이터 비트에 상기 생성된 CRC를 붙여 인코더(113)로 출력한다. 상기 자원할당제어기(115)는 단말기 송신기(도시하지 않음)로부터 피드백되는 채널 품질 정보(CQI: Channel Quality Information, 이하 'CQI'라 칭하기로 한다)를 가지고 상기 기지국과 단말기간 채널 상태를 판단하고, 상기 채널 상태에 따라 부호율, 변조방식 및 서브채널(subchannel)을 결정한다. 여기서, 상기 CQI는 일 예로 신호대 잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio, 이하 "SNR"이라 칭하기로 한다) 등이 될 수 있다.
상기 인코더(113)는 상기 CRC 삽입기(111)로부터의 데이터를 상기 자원 할당 제어기(115)의 제어에 따라 해당 코딩(coding) 방식으로 코딩하여 부호어(codeword)를 상기 심벌 매핑기(117)로 출력한다. 이때 상기 인코더(113)로 입력되는 정보어의 길이가 k이고, 상기 자원할당제어기(115)에서 상기 인코더(113)로 제공하는 부호율이 R이라 하면, 상기 부호어의 길이는 n=k/R이 된다. 상기 인코더(113)는 상기 CRC 삽입기(111)에서 출력한 신호를 상기 자원 할당 제어기(115)의 제어에 따라 해당 코딩 방식, 일 예로 소정 코딩 레이트(coding rate)를 가지는 터보 코딩(turbo coding) 방식 혹은 컨벌루셔널 코딩(convolutional coding) 방식 등으로 코딩하여 출력한다. 여기서, 상기 자원 할당 제어기(115)는 상기 코딩 레이트, 혹은 상기 코딩 방식 자체를 제어하거나 혹은 상기 코딩 레이트 및 코딩 방식 모두를 제어할 수도 있음은 물론이며, 이는 상기 OFDM 통신 시스템에서 시스템 상황에 맞게 결정된다.
상기 심벌 매핑기(117)는 상기 인코더(113)로부터의 데이터(coded data)를 상기 자원 할당 제어기(115)의 제어에 따라 해당 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌을 채널 다중화기(119)로 출력한다. 즉, 상기 심벌 매핑기(117)는 입력되는 데이터를 상기 자원할당 제어기(115)에서 전달하는 사상 방식(또는 변조 차수)에 따른 성상도(constellation)에 따라 신호 사상(mapping)을 하여 출력한다. 예를들어, 상기 심벌 매핑기(117)는 1개의 비트(s=1)를 하나의 복소 신호에 사상하는 BPSK((Binary Phase Shift Keying), 2개의 비트(s=2)를 하나의 복소 신호에 사상하는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 3개의 비트(s=3)를 하나의 복소 신호에 사상하는 8QAM(8ary Quadrature Amplitude Modulation), 4개의 비트(s=4)를 하나의 복소 신호에 사상하는 16QAM 등을 모두 지원한다.
결국, 상기 자원 할당 제어기(115)는 기지국과 단말기간 채널 상태가 비교적 양호할 경우에는 현재 설정되어 있는 변조 방식의 차수보다 더 높은 차수를 가지는 변조 방식으로 변조 방식을 변경하고, 현재 설정되어 있는 코딩 방식, 일 예로 코딩 레이트보다 더 높은 코딩 레이트를 가지는 코딩 방식으로 코딩 방식을 변경한다. 물론, 아무리 채널 상태가 양호하다고 하더라도 현재 설정되어 있는 변조 방식의 차수가 가장 높은 차수일 경우에는 상기 자원 할당 제어기(115)는 현재 설정되어 있는 변조 방식을 유지하도록 제어하게 되고, 또한 현재 설정되어 있는 코딩 레이트가 가장 높은 코딩 레이트일 경우 현재 설정되어 있는 코딩 레이트를 유지하도록 제어하게 된다.
이와는 반대로, 상기 자원 할당 제어기(115)는 기지국과 단말기간 채널 상태가 비교적 열악할 경우에는 현재 설정되어 있는 변조 방식의 차수보다 더 낮은 차수를 가지는 변조 방식으로 변조 방식을 변경하고, 현재 설정되어 있는 코딩 방식, 일 예로 코딩 레이트보다 더 낮은 코딩 레이트를 가지는 코딩 방식으로 코딩 방식을 변경한다. 물론, 아무리 채널 상태가 열악하다고 하더라도 현재 설정되어 있는 변조 방식의 차수가 가장 낮은 차수일 경우에는 상기 자원 할당 제어기(115)는 현재 설정되어 있는 변조 방식을 유지하도록 제어하게 되고, 또한 현재 설정되어 있는 코딩 레이트가 가장 낮은 코딩 레이트일 경우 현재 설정되어 있는 코딩 레이트를 유지하도록 제어하게 된다.
상기 채널 다중화기(119)는 상기 심벌 매핑기(117)로부터의 데이터(modulated data)를 상기 자원 할당 제어기(115)의 제어에 따라 채널 다중화하여 상기 직렬/병렬 변환기(121)로 출력한다. 여기서, 상기 자원 할당 제어기(115)는 상기 기지국과 단말기간 채널 상태에 따라서 상기 OFDM 통신 시스템에서 할당할 수 있는 서브 채널(sub-channel)들중 해당 단말기에게 최적인, 즉 해당 단말기에게 상기 서브 채널을 할당하였을 경우 채널 상태가 가장 양호하다고 판단되는 서브 채널이 할당되도록 제어한다. 상기 서브 채널이라 함은 일반적으로 적어도 1개의 서브 캐리어들로 구성되는 채널을 의미한다. 결국, 상기 채널 다중화기(119)는 DCA(Dynamic Channel Allocation) 방식에 따라 전송 데이터를 채널상태가 좋은 서브채널(subchannel)에 할당한다. 이와 같이, DCA(Dynamic Channel Allocation) 방식을 적용함으로써 시스템 성능을 향상시킨다. 한편, 상기 도 1에서 도시하지는 않았지만 상기 자원 할당 제어기(115)는 상기 채널 다중화기(119)에서 해당 단말기에 할당한 채널에 적용할 송신 전력 역시 제어한다.
상기 직렬/병렬 변환기(121)는 상기 채널 다중화기(119)에서 출력되는 직렬 데이터를 병렬 데이터로 변환하여 상기 파일럿 심벌 삽입기(123)로 출력한다. 상기 파일럿 심벌 삽입기(123)는 상기 직렬/병렬 변환기(121)에서 출력한 병렬 변환된 변조된 심벌들에 파일럿 심벌들을 삽입하여 상기 IFFT기(125)로 출력한다. 상기 IFFT기(125)는 상기 파일럿 심벌 삽입기(123)로부터의 신호를 N-포인트(N-point) 역 고속 푸리에 변환(IFFT)하여 상기 병렬/직렬 변환기(127)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(127)는 상기 IFFT기(125)에서 출력되는 병렬 데이터를 직렬 데이터로 변환하여 상기 보호 구간 삽입기(129)로 출력한다.
상기 보호 구간 삽입기(129)는 상기 병렬/직렬 변환기(127)로부터의 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(131)로 출력한다. 여기서, 상기 보호구간은 상기 OFDM 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다. 또한, 상기 보호 구간은 일정 구간의 널(null) 데이터를 삽입하는 형태로 제안되었으나, 상기 보호 구간에 널 데이터를 전송하는 형태는 수신기에서 OFDM 심벌의 시작점을 잘못 추정하는 경우 서브 캐리어들간에 간섭이 발생하여 수신 OFDM 심벌의 오판정 확률이 높아지는 단점이 존재하여 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 'Cyclic Prefix' 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 'Cyclic Postfix' 방식으로 사용하고 있다.
상기 디지털/아날로그 변환기(131)는 상기 보호 구간 삽입기(131)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(133)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(133)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(131)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송한다. 이와 같이 송신기(100)에서 송신한 신호는 다중 경로 채널(multipath channel)을 겪고 잡음이 가산된 형태로 상기 단말기 수신기(150)의 수신안테나(Rx antenna)로 수신된다.
다음으로 상기 수신기(150)를 살펴보면, 상기 RF 처리기(151)는 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF: Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 상기 아날로그/디지털 변환기(153)로 출력한다. 상기 아날로그/디지털 변환기(153)는 상기 RF 처리기(151)에서 출력한 아날로그 신호를 디지털 변환한 후 상기 보호 구간 제거기(155)로 출력한다.
상기 보호 구간 제거기(155)는 상기 아날로그/디지털 변환기(153)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간을 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(157)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(157)는 상기 보호 구간 제거기(155)에서 출력되는 직렬 데이터를 병렬데이터로 변환하여 상기 FFT기(159)로 출력한다. 상기 FFT기(159)는 상기 직렬/병렬 변환기(157)로부터의 데이터를 N-포인트 고속 푸리에 변환(FFT)하여 상기 등화기(161)와 상기 파일럿 심벌 추출기(163)로 출력한다.
상기 파일럿 심벌 추출기(163)는 상기 FFT기(159)에서 출력한 신호에서 파일럿 심벌들을 검출하고, 상기 검출한 파일럿 심벌들을 채널 추정기(165)로 출력한다. 상기 채널 추정기(165)는 상기 파일럿 심벌 추출기(164)에서 출력한 파일럿 심벌들을 이용하여 채널 추정을 수행하고, 상기 채널 추정 결과를 상기 등화기(161)로 출력한다. 여기서, 상기 단말기 수신기(150)는 상기 채널 추정기(165)의 채널 추정 결과에 상응하는 CQI(channel quality information)를 생성하고, 상기 생성된 CQI(channel quality information)를 채널 품질 정보 송신기(도시하지 않음)를 통해 상기 송신기(100)로 송신한다.
한편, 상기 등화기(161)는 상기 FFT기(159)에서 출력한 신호를 상기 채널 추정기(164)에서 출력하는 채널 추정 결과를 가지고 채널 등화(channel equalization)한 후 상기 병렬/직렬 변환기(167)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(167)는 상기 등화기(161)에서 출력한 병렬 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 채널 역다중화기(169)로 출력한다. 상기 채널 역다중화기(169)는 상기 자원 할당 제어기(171)의 제어에 따라 채널 역다중화한 후 심벌 디매핑기(173)로 출력한다. 상기 자원 할당 제어기(171)는 상기 기지국 송신기(100)에서 송신한 제어 데이터중 채널 다중화에 대한 정보를 가지고 상기 채널 역다중화기(169)의 채널 역다중화를 제어한다.
상기 심벌 디매핑기(173)는 상기 채널 역다중화기(169)에서 출력한 신호를 상기 자원 할당 제어기(171)의 제어에 따라 해당하는 복조 방식으로 복조한 후 상기 디코더(175)로 출력한다. 상기 디코더(175)는 상기 심벌 디매핑기(173)에서 출력한 신호를 상기 자원 할당 제어기(171)의 제어에 따라 해당하는 디코딩 방식으로 디코딩한 후 상기 CRC 제거기(177)로 출력한다. 여기서, 상기 자원 할당 제어기(171)는 상기 기지국 송신기(100)에서 송신한 제어 데이터중에서 상기 기지국 송신기(100)가 사용한 변조 및 코딩 방식, 즉 MCS 레벨을 검출하여 상기 심벌 디매핑기(173)의 복조 방식 및 상기 디코더(175)의 디코딩 방식을 제어한다. 여기서, 상기 복조 방식 및 디코딩 방식은 상기 기지국 송신기(100)가 적용한 변조 방식 및 코딩 방식과 대응되는 복조 방식 및 디코딩 방식이다. 상기 CRC 제거기(177)는 상기 디코더(175)로부터의 데이터에서 CRC 비트를 제거하여 송신측에서 송신한 정보 데이터 비트를 출력한다.
상술한 바와 같이, OFDM/OFDMA 시스템의 하향 링크에서 동적으로 자원을 할당하기 위해서는, 즉 동적으로 채널을 할당하고 MCS 레벨 및 송신 전력을 조정하기 위해서는 이동국 수신기로부터 피드백되는 CQI정보가 반드시 필요하다. 한편, 상향 링크의 경우는 CQI 피드백 절차가 필요하지 않은데 그 이유는 모든 무선(Radio) 자원은 기지국에 의해 제어되어야 하기 때문이다. 따라서, 기지국에서 상향 링크의 채널상태를 추정하고, 상기 추정된 채널상태를 이용해 자원 할당을 수행해야 한다. 이러한 방법은 상향 링크를 위한 일반적인 자원 할당 방법이다.
그러나, OFDMA 시스템은 일반적으로 전체 대역을 다수의 서브채널(또는 서브대역)들로 구분하고 있다. 따라서 기지국에서 자원 할당을 하기 위해서는 모든 서브채널들에 대한 정보가 필요하며, 이는 단말기가 모든 서브채널들을 통해 데이터를 전송해야 함을 의미한다. 이것은, 서브채널의 개수가 증가할수록 상향 링크의 오버헤드를 증가시키는 문제점을 가진다. 따라서 오버헤드를 최소화 할 수 있는 적절한 상향 신호의 설계와 이를 이용한 동적 자원 할당 방안이 필요하다. 여기서, 랜덤 억세스 채널을 이용한 동적 자원 할당 방안을 생각해 볼수 있다.
통상적으로, 상기 랜덤 억세스 채널(RACH : Random Access Channel)은 상향링크에서의 대역 할당 요청(Bandwidth request)을 위해 사용되었으나, OFDMA 시스템의 경우 이를 레인징(Ranging)의 목적으로 이용하기도 한다. 이 경우 기지국은 RACH를 통해 수신된 신호의 도착시간 (Time of Arrival, 이하 TOA라 함)과 평균 수신 전력을 추정하고 이것을 이동국의 송신 시각 및 전력을 제어하는데 사용한다.
종래기술에 있어서, 상기 랜덤 억세스 채널은 주파수축 상에서 부반송파들이 분산되어 있기 때문에 주파수 선택적 페이딩 채널(frequency fading channel)을 통과할 때 신호가 왜곡될 수 있다. 그럼에도 불구하고, 종래에 상기 랜덤 억세스 채널의 부반송파들을 주파수축 상에서 분산시키는 이유는 모든 부반송파들이 깊은 페이딩(deep fading)에 빠지는 것을 방지하기 위해서였다.
그러나, 이와 같이 분산 방식을 사용하게 되면, 랜덤 억세스 채널의 코드가 서로 다른 페이딩 특성을 겪게 되고, 따라서 랜덤 억세스 채널 코드의 많은 부분이 왜곡될 수 있는 문제점이 발생할수 있다. 이 경우, 상기 랜덤 억세스 채널 코드의 자기 상관(auto-correlation) 특성과 상호 상관(cross-correlation) 특성을 악화시켜 랜덤 억세스 채널 신호의 검출을 어렵게 만든다. 더욱이, 랜덤억세스채널에 사용되는 부반송파들이 부반송파 단위로 분산되어 있으면 적절한 TOA의 추정 성능이 떨어지는 문제점이 있다. 이것을 해결하기 위해 랜덤 억세스 채널의 부반송파들을 물리적으로 묶는 방법을 생각할수 있는데, 이것은 채널의 주파수 선택성 때문에 적절한 수신전력을 측정할수 없는 문제점이 발생할수 있다. 따라서, TOA 및 수신전력 추정 성능을 향상시킬수 있는 새로운 랜덤 억세스 채널의 설계가 요구되고 있다.
즉, 이상 살펴본 바와 같이, 랜덤 억세스 채널을 동적 자원 할당에 이용하려면, TOA 및 수신전력 추정 성능을 향상시키면서도 상향 링크의 채널품질을 용이하게 추정할수 있도록 채널 구조를 다시 설계해야 할 것이다. 아울러, 제안하는 랜덤 억세스 채널을 이용한 동적 자원 할당 운용 방안이 정의되어야 할 것이다.
따라서 본 발명의 목적은 수신지연시간 및 수신전력 추정 성능을 향상시키기 위한 랜덤 억세스 채널 송신장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 상향 링크의 동적 자원 할당을 위해 사용될 수 있는 랜덤 억세스 채널 송신장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 랜덤 억세스 채널을 이용해 상향 링크의 자원을 동적으로 할당하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 상향 링크의 채널상태를 추정하기 위한 랜덤 억세스 채널 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 수신지연시간 및 수신전력 추정 성능을 향상시키기 위한 랜덤 억세스 채널 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1견지에 따르면, 상향 링크의 전체 주파수 대역을 M개의 서브대역들로 분할하는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 통신시스템에서 랜덤 억세스 채널(Random Access Channel) 신호를 송신하기 위한 장치는, 억세스 코드를 발생하는 생성기와, 상기 생성기로부터의 억세스 코드를 서브대역의 개수로 분할하여 상기 M개의 서브블록들을 구성하고, 상기 M개의 서브블록들을 서로 다른 서브대역의 소정 인접된 부반송파들에 할당하여 출력하는 부반송파 할당기와, 상기 부반송파 할당기로부터의 데이터를 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fourier Transform)하여 OFDM심벌을 출력하는 IFFT처리기와, 상기 IFFT처리기로부터의 상기 OFDM심벌의 소정 앞부분을 반복해서 랜덤억세스채널 신호를 생성하는 반복기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제2견지에 따르면, 상향 링크의 전체 주파수 대역을 M개의 서브대역들로 분할하고, 랜덤 억세스 채널 신호를 분할해서 상기 M개의 서브대역들의 각각에 매핑하는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 통신시스템에서 상기 랜덤 억세스 채널(Random Access Channel) 신호를 수신하기 위한 장치는, 미리 정해진 시간구간동안 수신된 신호를 L-포인트 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)하여 주파수 영역에서의 시퀀스를 발생하는 FFT처리기와, 상기 FFT처리기로부터의 L개의 부반송파 신호들에서 랜덤억세스채널 신호가 실려있는 부반송파 신호들을 추출해서 출력하는 RACH추출기와, 상기 RACH추출기로부터의 시퀀스에서 억세스 코드 성분을 제거하여 출력하는 억세스코드 제거기와, 상기 억세스 코드 제거기로부터의 시퀀스를 서브대역별로 분할하여 상기 M개의 서브블록들을 구성하고, 상기 서브블록들의 각각을 대응되는 IFFT기로 출력하는 역다중화기와, 상기 역다중화기로부터의 서브블록을 L-포인트 역 고속 푸리에 변환하여 출력하는 복수의 IFFT기들과, 대응되는 IFFT기로부터 입력되는 샘플데이터들의 각각에 대해 전력을 계산해서 출력하는 복수의 전력측정기들과, 상기 복수의 전력측정기들로부터의 전력값들에 근거해서 피크를 검출하며, 피크가 검출된 샘플의 인덱스와 전력값을 가지고 수신지연시간과 수신전력을 추정하는 신호검출기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
바람직하기로, 상기 신호검출기는, 상기 복수의 전력측정기들로부터의 전력값들을 동일한 샘플 인덱스별로 합산하여 L개의 전력값들을 출력하는 합산기와, 상기 합산기로부터의 상기 L개의 전력값들중 가장 큰 피크 전력값을 검출하고, 상기 가장 큰 피크 전력값을 평균 전력값으로 나누어 정규화하여 출력하는 정규화기와, 상기 정규화기로부터의 상기 정규화된 전력값을 미리 정해진 기준값(threshold)과 비교하여 랜덤억세스채널 신호의 수신여부를 판단하고, 상기 랜덤억세스채널 신호가 수신되었다고 판단될시 상기 피크가 검출된 샘플의 인덱스와 전력값을 가지고 수신지연시간과 수신전력을 추정하는 피크검출기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
바람직하기로, 상기 복수의 전력측정기들로부터의 전력값들을 가지고 각 서브블록의 평균 수신 전력을 계산하고, 상기 계산된 전력값들에 근거해서 상향 링크의 각 서브대역의 채널품질을 예측하며, 가장 채널품질이 양호한 서브대역을 단말기에게 할당하는 서브대역 채널품질 측정기를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 랜덤 억세스 채널을 이용한 상향 링크의 동적 자원 할당 방안에 대해 설명할 것이다. 본 발명은 크게 세 부분으로 구분할 수 있는데, 첫째로 새로운 랜덤 억세스 채널의 구조를 제안하고, 둘째로 상기 제안된 랜덤 억세스 채널을 이용하여 수신지연시간(TOA), 수신전력 및 상향 링크의 채널 품질(Quality)을 추정하는 알고리즘을 제안하며, 마지막으로 상기 제안된 랜덤 억세스 채널을 이용한 상향 링크의 동적 자원 할당 방법을 제안한다.
이하 설명에서 "억세스 코드"는 랜덤억세스채널(RACH)을 통해 전송되는 시퀀스를 나타낸다. 또한, "서브대역"은 전체 주파수 대역을 소정 개수의 그룹들로 분할했을 때 각각의 그룹을 나타내는 용어이고, "서브블록"은 상기 억세스 코드의 시퀀스를 소정 개수의 그룹들로 분할했을 때 각각의 그룹을 나타내는 용어이다.
RACH의 채널 구조
본 발명은 상향 링크의 전체 주파수 대역을 복수의 서브대역(sub-band)들로 구분한다. 상기 서브대역은 여러 개의 인접 부반송파들의 그룹으로 정의되며, 사용자 매핑, AMC레벨 할당, 채널 할당은 모두 서브대역 단위로 이루어진다고 가정한다. 또한 랜덤억세스채널(RACH)을 통해 전송되는 데이터는 소정 길이의 이진 코드로 정의되며 코드의 각 이진 값은 하나의 부반송파에 맵핑된다. 본 발명은 블록 단위의 매핑 (block-wise mapping) 방식을 사용한다. 즉 서브대역의 수를 M이라고 할 때, 길이 NRACH의 이진 코드로 표현되는 억세스 코드를 M개의 서브블록들로 분할하고, 각 서브블록을 해당 서브대역의 미리 정해진 구간에 매핑하는 것을 특징으로 한다.
이와 같이, RACH 코드를 서브대역 수의 서브블록들로 분할하고, 상기 서브블록들을 분산하여 매핑하기 때문에, RACH의 모든 부반송파들이 깊은 페이딩에 빠지는 것을 방지할수 있다. 아울러, 이렇게 RACH를 구성하게 되면, 수신기에서 서브블록별로 TOA를 산출할수 있기 때문에 수신지연시간의 추정 성능을 향상시킬 수 있다. 무엇보다도, 각 서브대역에 매핑된 RACH 신호의 수신전력으로부터 각 서브대역의 채널상태를 측정할수 있기 때문에 상향 링크의 동적 자원 할당에 용이하게 사용할 수 있는 이점이 있다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반 시스템에서의 랜덤 억세스 채널의 구조를 보여준다.
도시된 바와 같이, 상향 링크의 전체 주파수 대역을 복수의 서브대역들로 구분하고 있다. 본 실시 예에서는 전체 주파수 대역을 4개의 서브대역들로 구분하는 것으로 가정한다. 하나의 프레임(201)은 4개의 서브대역들과 소정 개수의 OFDM 심벌들로 정의된다. 억세스 코드 길이는 NRACH이며, 상기 억세스 코드를 서브대역의 개수 M(=4)으로 나눈 각 서브블록(203)을 해당 서브대역의 연속된 부반송파들에 맵핑한다.
여기서, 상기 서브블록의 크기가 클수록 TOA의 정확도가 커지나 그렇다고 하나의 블록만을 사용하여 RACH 코드를 한쪽으로만 모아 놓는다면 주파수 선택성 때문에 평균 수신 전력의 추정이 문제가 될뿐더러, 랜덤 억세스 채널이 매핑되지 않은 다른 서브대역들의 채널정보를 알아낼 수가 없다. 한편, 서브블록의 크기를 줄이고 더 많은 서브블록들로 분할하게 되면, 주파수 다이버시티(diversity)의 효과로 보다 정확하게 수신 전력을 추정할수 있으나 TOA의 정확도가 떨어지기 때문에 주어진 억세스 코드를 적절한 개수로 분할하는 것이 바람직하다.
일반적으로, 억세스 코드의 길이와 서브블록의 개수(또는 서브블록의 길이)를 정함에 있어서, 우선적으로 서브블록의 개수가 정해지는데, 그 이유는 서브블록의 개수는 동적 채널 할당을 적용하기 위한 서브대역의 개수로 시스템 설계 파라미터이지 RACH 자체의 파라미터가 아니기 때문이다. 따라서 정해진 서브블록의 개수에 대해 서브블록의 길이를 정하면 이에 상응한 억세스 코드의 길이는 자동으로 정해진다. 여기서 서브블록의 길이는 TOA의 추정 정확도를 고려하여 정해져야 하는데, 후술할 RACH 신호 검파기를 고려할 때 TOA의 유효 정확도는 대체로 OFDM심벌 길이를 서브블록의 길이로 나눈 값과 같다. 즉, 서브블록의 길이를 32라고 하고 OFDM 심벌 길이를 Ts라 한다면 TOA 추정치의 정확도는 대체로 Ts/64가 된다. 따라서, 일단 요구되는 TOA 추정치의 정확도(Treq)가 주어지면, 서브블록의 길이는 Ts/2Treq 보다 크게 설정되어야 한다.
한편, RACH 프로브(probe) 신호의 시간 길이는 대개 초기 레인징(ranging)을 목적으로 하는 경우, 1 OFDM 심벌(Symbol)길이 보다 크게 설정을 하는데 이에 대해서는 이후에 살펴보기로 한다.
그러면, 여기서 상기 랜덤 억세스 채널을 송신하기 위한 구성을 살펴보기로 한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 랜덤 억세스 채널 송신기의 구성을 도시하고 있다.
도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 랜덤 억세스 채널 송신기는, 억세스 코드 생성기(301)와, 직렬/병렬 변환기(303)와, 부반송파 할당기(305)와, IFFT 처리기(307)와, 병렬/직렬변환기(309)와, 반복기(311)를 포함하여 구성된다.
도 3을 참조하면, 먼저 상기 억세스 코드 생성기(301)는 길이 NRACH의 억세스 코드를 생성하여 출력한다. 여기서, 억세스 코드를 생성하는 것으로 설명하지만, 메모리에 저장되어 있는 억세스 코드들중 하나를 독출해서 출력할수도 있다. 상기 직렬/병렬 변환기(303)는 상기 억세스 코드 생성기(301)로부터 직렬로 출력되는 억세스 코드를 병렬로 변환해서 출력한다.
상기 부반송파 할당기(305)는 본 발명에 따라 상기 직렬/병렬 변환기(303)로부터의 억세스 코드를 서브대역의 수로 분할하여 복수의 서브블록들을 구성하고, 상기 복수의 서브블록들이 서로 다른 서브대역의 소정 구간에 위치할수 있도록 부반송파 할당을 수행한다. 여기서, 부반송파에 할당한다는 것은, 상기 억세스 코드를 구성하는 비트들의 각각을 IFFT처리기(307)의 해당 입력(부반송파 위치)으로 제공하는 것을 의미한다.
상기 IFFT 처리기(307)는 상기 부반송파 할당기(305)로부터의 데이터를 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)하여 출력한다. 병렬/직렬 변환기(309)는 상기 IFFT처리기(307)로부터의 병렬 데이터를 직렬 데이터로 변환하여 출력한다. 여기서, 상기 병렬/직렬 변환기(309)에서 출력되는 데이터열을 OFDM 심벌이라 정의한다. 반복기(311)는 상기 병렬/직렬 변환기(309)로부터 출력되는 OFDM심벌의 소정 앞부분을 반복해서 RACH 신호를 생성한다. 상기 RACH 신호의 구조는 도 4에 도시된 바와 같다.
일반적으로, OFDM 심벌 시간은 IFFT 포인트(Point) 개수만큼의 샘플수에 해당하는 시간길이로 정의된다. 도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 RACH 신호는 A와 B의 연접으로 표현된 OFDM 심벌의 A 부분을 반복함으로써 얻은 확장된 시간열을 갖는다. 여기서 반복횟수를 n이라고 하면, 상기 반복횟수 n은 0과 1사이의 값을 갖는다. OFDM심벌 길이로 정규화된 최대 TOA를 TOAmax라 할 때, 상기 TOAmax는 하기 <수학식 1>을 만족해야 한다.
한편, 상기와 같이 설계된 (1+n) OFDM 심벌 길이의 RACH 신호를 송수신하기 위해서는 (1+n+TOAmax) 보다 큰 정수배의 OFDM 심벌 시간 구간이 요구된다. 예를들어, TOAmax가 0.5보다 작다면 n을 0.5이하로 설정할수 있고, 이 경우 요구되는 RACH의 시간길이는 2 OFDM심벌 길이로 정해질 수 있다.
RACH 프로브 신호의 검출 및 TOA, 수신전력 추정
본 발명에서 제안하는 RACH 신호를 검파하기 위해서는 새로운 검파 알고리즘이 요구되는데, 본 발명에서는 RACH 신호를 분할해서 검파하는 부분적 상관 (piece-wise correlation) 기법을 제안한다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 랜덤 억세스 채널 수신기의 상세 구성을 도시하고 있다.
도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 랜덤 억세스 채널 수신기는, FFT처리기(501)와, RACH 추출기(503)와, 곱셈기(504)와, 억세스 코드 생성기(505)와, 역다중화기(DeMUX)(506)와, 복수의 IFFT기들(507)과, 복수의 전력측정기들(509)과, 합산기(511)와, 정규화기(513)와, 피크검출기(515)와, 서브대역 품질측정기([510]517)를 포함하여 구성된다.
도 5를 참조하면, 먼저 상기 FFT처리기(501)는 입력되는 L개의 샘플 데이터들을 L-포인트 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier transform)하여 주파수 영역에서의 시퀀스(sequence)를 출력한다. 여기서, 상기 입력되는 L개의 샘플 데이터들은 RACH가 점유하는 시간구간(도 2에서 프레임의 첫 번째 및 두 번째 심벌 구간)의 소정 부분으로 정의되는 공용 OFDM 심벌 윈도우 내의 샘플 데이터들이다. 각 단말기는 기지국으로부터 서로 다른 거리에 있기 때문에 TOA의 차이가 발생하는데, 이 TOA의 차가 OFDM 심벌 길이보다 작다고 가정할 경우, 상기 프레임의 첫 번째 OFDM 심벌 구간의 반정도 되는 위치로부터 OFDM 심벌길이의 구간을 공용 OFDM 심벌 윈도우로 정하여 RACH 신호를 검파한다.
상기 RACH 추출기(503)는 상기 FFT처리기(501)로부터의 시퀀스(L개의 부반송파 신호들)에서 RACH 신호가 실려있는 부반송파 신호들만 추출해서 출력한다. 여기서, 상기 RACH추출기(503)의 출력 신호는 억세스 코드, 채널 주파수 이득 및 그룹 지연 성분을 포함하고 있다.
상기 억세스 코드 생성기(505)는 복수의 억세스 코드들을 순차로 발생한다. 곱셈기(504)는 상기 RACH추출기(503)로부터의 신호와 상기 억세스 코드 생성기(505)로부터의 억세스 코드를 곱하여 출력한다. 즉, 상기 곱셈기(504)는 상기 RACH 추출기(503)에서 출력되는 신호에서 억세스 코드 성분을 제거하는 기능을 수행한다.
상기 역다중화기(506)는 상기 곱셈기(504)에서 출력되는 시퀀스를 서브대역별로 분리하여 복수의 서브 블록들을 구성하고, 각각의 서브블록을 대응되는 IFFT기로 출력한다. 상기 IFFT기들(507)의 각각은 상기 역다중화기(506)로부터 입력되는 시퀀스(서브블록)를 미리 정해진 부반송파들에 할당하여 L-포인트 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)을 수행한다. 여기서, m번째 서브블록의 n번째 부반송파에 해당하는 수신 신호를 rm,n라 하고 k번째 억세스 코드를 x(k)라 하면, m번째 IFFT기의 출력신호 ym,l는 하기 <수학식 2>와 같이 나타난다.
여기서, l= 0,1,...,L-1이다.
상기 전력측정기들(509)은 각각 대응되는 IFFT기의 출력신호 ym,l에 대하여 절대값을 취하고 자승하여 수신전력을 측정한다. 합산기(511)는 상기 전력측정기들(509)로부터의 전력값들을 동일한 샘플 인덱스별로 합산하여 출력한다. 여기서, 상기 합산기(511)의 동작을 수식으로 나타내면 하기 <수학식 3>과 같다. 하기 <수학식 3>에서 wl은 l번째 샘플들의 전력값들을 합산한 값을 나타낸다.
여기서, l = 0,1,...,L-1이다.
상기 정규화기(513)는 상기 합산기(511)로부터 출력되는 전력값들중에서 가장 큰 전력값(또는 피크 전력값) 을 검출하고, 상기 가장 큰 전력값 을 상기 전력값들의 평균 값으로 나누어 정규화한다. 이것을 수식으로 나타내면 하기 <수학식 4>와 같다.
상기 피크검출기(515)는 상기 정규화기(511)로부터 출력되는 정규화된 전력값을 미리 정해진 기준값(Threshold)과 비교하여 RACH수신여부를 나타내는 판정값을 출력한다. 이 판정값은 상위 제어기(도시하지 않음) 뿐만 아니라 상기 서브밴드 채널 품질 측정기(517)로 제공된다.
아울러, 상기 피크 검출기(515)는 피크가 검출된 샘플 인덱스에 근거해서 수신지연시간을 추정해서 출력하고, 상기 피크의 전력값을 가지고 수신전력을 추정해서 출력한다. 여기서, 추정 수신지연시간 hat d 는 하기 <수학식 5>와 같이 나타낼 수 있다.
한편, 상기 RACH 신호가 수신되었다고 판단되면, 상기 서브밴드 채널품질 측정기(517)는 상기 전력측정기들(509)로부터 출력되는 전력값들을 가지고 각 서브밴드의 채널품질을 측정하여 출력한다. 여기서, 실제 시간 지연을 샘플단위로 d라 할 때 상기 m번째 서브블록의 n번째 부반송파의 수신신호 rm,n은 하기 <수학식 6>과 같이 나타난다.
여기서, 상기 P는 송신기의 송신 전력을 나타내고, H(*)는 채널게인(Channel Gain)을 나타내며, exp(*)는 그룹지연성분을 나타낸다.
따라서, m번째 서브블록에서의 수신 전력은 상기 <수학식 5>의 추정치를 이용할 경우, 하기 <수학식 7>과 같이 나타낼 수 있다.
상기 <수학식 7>과 같이, 각각의 서브블록에 대한 수신 전력이 측정되면, 기지국은 상향 링크의 각 서브대역에 대한 채널품질(Channel Quality)을 예측할수 있다. 그리고, 기지국은 상기 예측된 각 서브대역의 채널품질을 이용해 해당 단말기에게 채널상태가 좋은 서브대역을 할당할수 있다. 이에 대해서 상세히 살펴보면 다음과 같다.
RACH를 이용한 DCA(Dynamic Channel Allocation) 운용 방법
앞서 살펴본 바와 같이, 본 발명에서 제안하는 상향 링크의 프레임 구조와 이에 상응한 RACH구조를 이용하면 RACH의 기본 기능인 레인징(ranging)기능의 향상뿐 아니라, 상기 <수학식 7>과 같이 각 서브대역의 채널품질(Channel Quality)도 어느 정도 정확하게 예측할수 있기 때문에 상향 링크의 동적 자원 할당을 시스템에 적용할수 있다. 도면의 참조와 함께 상세히 살펴보면 다음과 같다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 시스템에서 RACH를 이용한 상향 링크의 동적 채널 할당 절차를 도시하고 있다.
도 6을 참조하면, 먼저 단말기(Mobile Station)는 601단계에서 RACH 신호를 기지국(Base Station)으로 전송한다. 앞서 설명한 바와 같이, 단말기는 RACH를 통해 전송되는 억세스 코드를 상향 링크의 서브대역 수만큼 분할하여 복수의 서브블록들을 구성하고, 상기 복수의 서브블록들을 서로 다른 서브대역의 소정 구간에 매핑하여 기지국으로 전송한다.
한편, 상기 기지국은 602단계에서 상기 단말기로부터 상기 RACH 신호가 수신되는지 검사한다. 상기 RACH 신호가 수신되었다고 판단되면, 상기 기지국은 서브대역들의 각각에 매핑되어 있는 RACH 신호의 수신전력을 검출하게 되고, 상기 검출된 수신전력에 따라 각 서브대역의 채널품질을 예측하며, 가장 양호한 채널상태를 갖는 서브대역을 상기 단말기에 할당하게 된다.
그리고, 상기 기지국은 603단계에서 상기 수신된 RACH 신호에 대한 응답신호(ACK) 및 상기 가장 양호한 채널상태를 갖는 서브대역내의 채널을 할당하기 위한 채널할당메시지를 상기 단말기로 전송한다. 한편, 상기 단말기는 604단계에서 상기 채널할당메시지를 수신하여 채널 정보를 추출하고, 상기 추출된 정보에 따른 트래픽 채널을 통해 패킷 데이터를 기지국으로 전송한다.
여기서, 상기 기지국의 상세 동작을 살펴보면 다음과 같다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDMA 시스템에서 기지국이 RACH를 이용해 수신지연시간, 수신전력 및 각 서브대역의 채널품질을 측정하기 위한 절차를 도시하고 있다.
도 7을 참조하면, 먼저 기지국은 701단계에서 RACH 수신시간인지 검사한다. 예를들어, 상기 RACH 수신시간은 앞서 언급한 바와 같이, 프레임의 시작시간으로 정해질 수 있다.
상기 RACH 수신시간일 경우, 상기 기지국은 703단계에서 소정 시간 구간에서 수신된 신호를 L-포인트 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)하여 주파수 영역에서의 시퀀스(sequence)를 획득한다. 여기서, 상기 소정 시간 구간은 공용 OFDM 심벌 윈도우를 나타내는 것으로, 일 예로 상기 프레임의 첫 번째 OFDM 심벌구간의 중간으로부터 OFDM심벌 길이만큼의 구간으로 정해질 수 있다.
상기 주파수 영역에서의 시퀀스를 획득한후, 상기 기지국은 705단계에서 상기 주파수 영역의 시퀀스(L개의 부반송파 신호들)에서 RACH 신호가 실려있는 부반송파 신호들을 추출한다. 그리고 상기 기지국은 707단계에서 상기 추출된 부반송파 신호들과 미리 알고 있는 억세스 코드들을 곱하여 억세스 코드 성분을 제거한다.
이후, 상기 기지국은 709단계에서 상기 억세스 코드 성분이 제거된 신호를 상향 링크의 서브대역 수로 분할하여 복수의 서브블록들을 구성한다. 그리고 상기 기지국은 711단계에서 상기 서브블록들의 각각에 대하여 L-포인트 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)을 수행하고, 상기 역 고속 푸리에 변환된 신호의 수신전력을 계산한다. 이때, (서브블록의 개수 × L) 개의 샘플 전력값들이 산출된다.
이후, 상기 기지국은 713단계에서 상기 산출된 전력값들을 동일한 샘플 인덱스별로 합산하여 L개의 전력값들을 획득하고, 상기 L개의 전력값들중 가장 큰 전력값(또는 피크 전력값)을 평균 전력값으로 나누어 정규화하며, 상기 정규화된 전력값을 미리 정해진 기준값(Threshold)과 비교하여 RACH 신호가 수신되었는지 판단한다.
만일, 상기 정규화된 전력값이 미리 정해진 기준값보다 작으면, 상기 기지국은 RACH 신호가 수신되지 않은 것으로 판단하여 상기 701단계로 되돌아가 이하 단계를 재수행한다. 만일, 상기 정규화된 전력값이 미리 정해진 기준값보다 크면, 상기 기지국은 RACH 신호가 수신된 것으로 판단하여 715단계로 진행한다.
한편, 상기 기지국은 상기 715단계에서 상기 피크가 검출된 샘플 인덱스에 근거해서 상향 신호의 수신지연시간을 추정한다. 그리고 상기 기지국은 717단계로 진행하여 상기 711단계서 측정된 전력값들을 가지고 각 서브블록의 평균 수신 전력을 계산하고, 상기 계산된 전력값에 근거해서 상향 링크의 각 서브대역에 대한 채널품질을 예측한다. 이후, 상기 기지국은 719단계에서 상기 상향 링크의 서브대역들중 채널상태가 가장 양호한 서브밴드를 선택하고, 상기 선택된 서브밴드내의 채널(또는 서브채널)을 단말기에게 할당한다. 이후, 상기 단말기는 상기 기지국으로부터 할당받은 채널을 통해 패킷데이터를 전송하게 된다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 상향 링크의 전체 주파수 대역을 몇 개의 서브대역들로 나누고, 억세스 코드를 서브대역 수로 나누어 블록 단위로 억세스 코드를 분산 매핑하는 방안을 제안하고 있다. 이러한 RACH의 구조를 사용하게 되면, TOA 및 수신전력 추정 성능을 높일 수 있을 뿐만 아니라 각 서브대역의 채널 품질도 어느 정도 정확하게 추정할수 있으므로, OFDMA 시스템에서의 상향링크 DCA(Dynamic Channel Allocation)를 용이하게 적용할 수 있는 이점이 있다. 즉, 본 발명은 서브대역 단위의 AMC/DCA를 사용하는 OFDMA 통신시스템에서 상향링크의 링크 적응(link adaptation)을 효과적으로 수행할수 있는 이점이 있다.
도 1은 일반적인 OFDM/OFDMA 통신시스템의 구조를 도시하는 도면.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반 시스템에서의 랜덤 억세스 채널의 구조를 보여주는 도면.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 랜덤 억세스 채널 송신기의 구성을 도시하는 도면.
도 4는 본 발명에 따른 랜덤 억세스 채널 신호를 시간축 상에 도시한 도면
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 랜덤 억세스 채널 수신기의 상세 구성을 도시하는 도면.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDMA 시스템에서 RACH를 이용한 상향 링크의 동적 채널 할당 절차를 도시하는 도면.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDMA 시스템에서 기지국이 RACH를 이용해 TOA, 수신전력 및 각 서브대역의 채널품질을 측정하기 위한 절차를 도시하는 도면.

Claims (14)

  1. 상향 링크의 전체 주파수 대역을 M개의 서브대역들로 분할하는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 통신시스템에서 랜덤 억세스 채널(Random Access Channel) 신호를 송신하기 위한 장치에 있어서,
    억세스 코드를 발생하는 생성기와,
    상기 생성기로부터의 억세스 코드를 서브대역의 개수로 분할하여 상기 M개의 서브블록들을 구성하고, 상기 M개의 서브블록들을 서로 다른 서브대역의 소정 인접된 부반송파들에 할당하여 출력하는 부반송파 할당기와,
    상기 부반송파 할당기로부터의 데이터를 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fourier Transform)하여 OFDM심벌을 출력하는 IFFT처리기와,
    상기 IFFT처리기로부터의 상기 OFDM심벌의 소정 앞부분을 반복해서 랜덤억세스채널 신호를 생성하는 반복기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 OFDM심벌중 반복되는 구간은 상기 랜덤억세스채널 신호의 최대 수신지연시간보다 크게 설정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 상향 링크의 전체 주파수 대역을 M개의 서브대역들로 분할하고, 랜덤 억세스 채널 신호를 분할해서 상기 M개의 서브대역들의 각각에 매핑하는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 통신시스템에서 상기 랜덤 억세스 채널(Random Access Channel) 신호를 수신하기 위한 장치에 있어서,
    미리 정해진 시간구간동안 수신된 신호를 L-포인트 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)하여 주파수 영역에서의 시퀀스를 발생하는 FFT처리기와,
    상기 FFT처리기로부터의 L개의 부반송파 신호들에서 랜덤억세스채널 신호가 실려있는 부반송파 신호들을 추출해서 출력하는 RACH추출기와,
    상기 RACH추출기로부터의 시퀀스에서 억세스 코드 성분을 제거하여 출력하는 억세스코드 제거기와,
    상기 억세스 코드 제거기로부터의 시퀀스를 서브대역별로 분할하여 상기 M개의 서브블록들을 구성하고, 상기 서브블록들의 각각을 대응되는 IFFT기로 출력하는 역다중화기와,
    상기 역다중화기로부터의 서브블록을 L-포인트 역 고속 푸리에 변환하여 출력하는 복수의 IFFT기들과,
    대응되는 IFFT기로부터 입력되는 샘플데이터들의 각각에 대해 전력을 계산해서 출력하는 복수의 전력측정기들과,
    상기 복수의 전력측정기들로부터의 전력값들에 근거해서 피크를 검출하며, 피크가 검출된 샘플의 인덱스와 전력값을 가지고 수신지연시간과 수신전력을 추정하는 신호검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 신호검출기는,
    상기 복수의 전력측정기들로부터의 전력값들을 동일한 샘플 인덱스별로 합산하여 L개의 전력값들을 출력하는 합산기와,
    상기 합산기로부터의 상기 L개의 전력값들중 가장 큰 피크 전력값을 검출하고, 상기 가장 큰 피크 전력값을 평균 전력값으로 나누어 정규화하여 출력하는 정규화기와,
    상기 정규화기로부터의 상기 정규화된 전력값을 미리 정해진 기준값(threshold)과 비교하여 랜덤억세스채널 신호의 수신여부를 판단하고, 상기 랜덤억세스채널 신호가 수신되었다고 판단될시 상기 피크가 검출된 샘플의 인덱스와 전력값을 가지고 수신지연시간과 수신전력을 추정하는 피크검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 복수의 전력측정기들로부터의 전력값들을 가지고 각 서브블록의 평균 수신 전력을 계산하고, 상기 계산된 전력값들에 근거해서 상향 링크의 각 서브대역의 채널품질을 예측하며, 가장 채널품질이 양호한 서브대역을 단말기에게 할당하는 서브대역 채널품질 측정기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제3항에 있어서, 상기 억세스 코드 제거기는,
    상기 랜덤억세스채널을 위해 할당된 억세스 코드들을 순차로 발생하는 억세스 코드 생성기와,
    상기 RACH추출기로부터의 시퀀스와 상기 억세스 코드 생성기로부터의 억세스 코드를 곱해서 상기 역다중화기로 출력하는 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 장치.
  7. 상향 링크의 전체 주파수 대역을 M개의 서브대역들로 분할하는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 통신시스템에서 랜덤 억세스 채널(Random Access Channel) 신호를 송신하기 위한 방법에 있어서,
    억세스 코드를 발생하는 과정과,
    상기 억세스 코드를 서브대역의 개수로 분할하여 상기 M개의 서브블록들을 구성하고, 상기 M개의 서브블록들을 서로 다른 서브대역의 소정 인접된 부반송파들에 할당하는 과정과,
    부반송파에 할당된 상기 억세스 코드를 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fourier Transform)하여 OFDM심벌을 생성하는 과정과,
    상기 OFDM심벌의 소정 앞부분을 반복해서 랜덤억세스채널 신호를 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 OFDM 심벌중 반복되는 구간은 상기 랜덤억세스채널 신호의 최대 수신지연시간보다 크게 설정하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 상향 링크의 전체 주파수 대역을 M개의 서브대역들로 분할하고, 랜덤 억세스 채널 신호를 분할해서 상기 M개의 서브대역들의 각각에 매핑하는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 통신시스템에서 상기 랜덤 억세스 채널(Random Access Channel) 신호를 수신하기 위한 방법에 있어서,
    미리 정해진 시간구간동안 수신된 신호를 L-포인트 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)하여 주파수 영역에서의 시퀀스를 발생하는 과정과,
    상기 시퀀스에서 랜덤억세스채널 신호가 실려있는 부반송파 신호들을 추출하는 과정과,
    상기 추출된 부반송파 신호들에서 억세스 코드 성분을 제거하는 과정과,
    상기 억세스 코드 성분이 제거된 시퀀스를 서브대역별로 분할하여 상기 M개의 서브블록들을 구성하는 과정과,
    상기 서브블록들의 각각을 L-포인트 역 고속 푸리에 변환하는 과정과,
    상기 역 고속 푸리에 변환된 신호들의 각각에 대해 샘플들의 전력값을 계산하는 과정과,
    상기 계산된 전력값들에 근거해서 피크를 검출하며, 피크가 검출된 샘플의 인덱스와 전력값을 가지고 수신지연시간과 수신전력을 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 수신지연시간 및 수신전력 추정 과정은,
    상기 계산된 샘플들의 전력값들을 동일한 샘플 인덱스별로 합산하여 L개의 전력값들을 획득하는 과정과,
    상기 L개의 전력값들중 가장 큰 피크 전력값을 선택하고, 상기 가장 큰 피크 전력값을 평균 전력값으로 나누어 정규화하여 과정과,
    상기 정규화된 전력값을 미리 정해진 기준값(threshold)과 비교하여 랜덤억세스채널 신호의 수신여부를 판단하는 과정과,
    상기 랜덤억세스채널 신호가 수신되었다고 판단될시 상기 피크가 검출된 샘플의 인덱스와 전력값을 가지고 수신지연시간과 수신전력을 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 계산된 샘플들의 전력값들을 이용해 각 서브블록의 평균 수신 전력을 계산하는 과정과,
    상기 계산된 평균 수신 전력값들에 근거해서 상향 링크의 각 서브대역의 채널품질을 예측하는 과정과,
    상기 서브대역들중 채널품질이 가장 양호한 서브대역을 단말기에게 할당하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제9항에 있어서, 상기 억세스 코드 제거 과정은,
    상기 랜덤억세스채널을 위해 할당된 억세스 코드들을 순차로 발생하는 과정과,
    상기 추출된 부반송파 신호들과 상기 순차로 발생되는 억세스 코드들을 곱하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 상향 링크의 전체 주파수 대역을 M개의 서브대역들로 분할하고, 랜덤 억세스 채널 신호를 분할해서 상기 M개의 서브대역들의 각각에 매핑하는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 통신시스템에서 상기 랜덤 억세스 채널(Random Access Channel)을 이용한 상향링크의 동적 자원 할당 방법에 있어서,
    단말기가, 상기 랜덤 억세스 채널 신호를 기지국으로 전송하는 과정과,
    상기 기지국이, 상기 M개의 서브대역들의 각각에서 수신되는 랜덤억세스채널 신호의 수신전력을 측정하고, 상기 측정된 수신전력 값들에 근거해서 상향링크의 각 서브대역의 채널품질을 예측하는 과정과,
    상기 기지국이, 상기 예측된 각 서브대역의 채널품질에 근거해서 채널상태가 가장 양호한 서브대역을 선택하고, 상기 서브대역내의 채널을 할당하기 위한 채널할당메시지를 상기 단말기로 전송하는 과정과,
    상기 단말기가, 상기 기지국으로부터의 상기 채널할당메시지에 포함되어 있는 채널정보를 추출하고, 상기 추출된 정보에 근거해서 상기 기지국으로부터 할당받은 채널을 통해 트래픽 데이터를 전송하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 각 서브대역의 채널품질을 예측하는 과정은,
    미리 정해진 시간구간동안 수신된 신호를 L-포인트 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)하여 주파수 영역에서의 시퀀스를 발생하는 과정과,
    상기 시퀀스에서 랜덤억세스채널 신호가 실려있는 부반송파 신호들을 추출하는 과정과,
    상기 추출된 부반송파 신호들에서 억세스 코드 성분을 제거하는 과정과,
    상기 억세스 코드 성분이 제거된 시퀀스를 서브대역별로 분할하여 상기 M개의 서브블록들을 구성하는 과정과,
    상기 서브블록들의 각각을 L-포인트 역 고속 푸리에 변환하는 과정과,
    상기 역 고속 푸리에 변환된 신호들의 각각에 대해 샘플들의 전력값을 계산하는 과정과,
    상기 계산된 샘플들의 전력값들을 이용해 각 서브블록의 평균 수신 전력을 계산하는 과정과,
    상기 계산된 평균 수신 전력값들에 근거해서 상향 링크의 각 서브대역의 채널품질을 예측하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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