KR20040021564A - 구동 회로를 위한 개선된 전원 공급 장치를 구비한 동작회로 - Google Patents

구동 회로를 위한 개선된 전원 공급 장치를 구비한 동작회로 Download PDF

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Abstract

본 발명은 동작 회로 내 스위칭 트랜지스터, 특히 램프를 위한 구동 회로(V)로의 전력 공급에 관한 것이다. 공급 전력은 펌프 회로를 통해 전위 분리 커패시터(C2), 정류기 다이오드(D1, D2) 및 에너지 저장 커패시터(C1)에 제공되며, 스위칭 트랜지스터(T)의 기준 전위와는 무관하다.

Description

구동 회로를 위한 개선된 전원 공급 장치를 구비한 동작 회로{OPERATING CIRCUIT WITH AN IMPROVED POWER SUPPLY FOR A DRIVER CIRCUIT}
본 발명은 구동 회로에 의해 구동되는 스위칭 트랜지스터를 포함하는 부하용 동작 회로에 관한 것이다.
따라서 본 발명은 특히 램프용 동작 회로와 관련이 있다. 그러나 램프용 동작 회로에만 제한되는 것은 아니다.
동작 회로는 통상, 예컨대 인버터의 경우 부하측 단자를 펄스 방식으로 공급 전위에 연결하는 적어도 하나의 스위칭 트랜지스터를 포함한다. 스위칭 트랜지스터는 이러한 상황에 적절하게 제어되어야 한다. 즉, 상기 스위칭 트랜지스터의 기능을 고려하여 상기 스위칭 트랜지스터의 제어 단자에 적절한 전위가 공급되어야 한다. 이러한 특성은 바이폴라 트랜지스터와 같은 소위 전류 제어 스위칭 트랜지스터에도 일반적으로 적용된다.
스위칭 트랜지스터는 일반적으로 구동 회로라고 불리는 회로 부품에 의해 구동된다. 구동 회로라는 표현은 하기에서 모든 유형의 스위칭 트랜지스터 구동기에제한 없이 사용된다.
구동 회로 자체가 반복적으로 적절한 공급 전위를 필요로 한다. 이 경우 구동 회로의 동작을 위한 전기 에너지 저장용 저장 커패시터가 종종 사용된다. 따라서 상기 저장 커패시터에 적절한 전위가 공급되어야 한다.
스위칭 트랜지스터의 회로 설계 상황에 따라 구동 회로 및/또는 상기 구동 회로의 에너지 저장 커패시터를 위한 공급 전위를 제공하는데 있어서 문제가 발생할 수 있다. 이러한 특성은 특히, 한 쪽 단자는 동작 회로의 공급 전위에 접속되고, 다른 한 쪽 단자는 부하측에 접속되는 소위 하이 스위칭 트랜지스터(high switching transistor)에 적용된다(이러한 회로를 하이사이드(high-side) 구동 회로라고 한다). 여기서 "부하측"이라는 표현은 예컨대 중간 인덕터, 다이오드 등을 통해 부하에 간접적으로 연결되는 것을 의미하기도 한다.
본 발명의 목적은 개선된 전원을 구비한 구동 회로가 사용되는 하이 스위칭 트랜지스터를 가진 부하를 동작시키기 위한 동작 회로를 제공하는 것이다.
도 1은 종래 기술에 따른, 하프 브리지를 포함하는 정류기 회로의 개략도이다.
도 2는 종래 기술에 따른, 스텝 다운 컨버터 및 풀 브리지를 포함하는 동작 회로의 개략도이다.
도 3은 도 2에 도시된 스위칭 회로를 위한, 종래 기술에 따른 구동 회로의 개략도이다.
도 4는 도 2 및 도 3에 도시된 스위칭 트랜지스터를 위한, 본 발명에 따른 구동 회로를 나타낸 도면이다.
도 5는 도 4에 도시된 회로를 위한, 본 발명에 따른 전위 클램핑의 제 1 변형예를 나타낸 도면이다.
도 6은 도 4에 도시된 회로를 위한, 본 발명에 따른 전위 클램핑의 제 2 변형예를 나타낸 도면이다.
*도면의 주요 부호 설명*
C1: 에너지 저장 커패시터C2: 전위 분리 커패시터
D1, D2, D3, D4: 정류기 다이오드D5: 제너 다이오드
D6: 전압 제한 소자G: 제어 단자
HS1, VS1, VS2, S, T: 스위칭 소자R1, R2: 저항
V: 구동 회로Up: AC 공급 전압
상기 목적을 위해 본 발명은, 한 쪽이 공급 전위에 연결되고 다른 한 쪽은 부하측에 연결되는 스위칭 트랜지스터를 가진 부하를 동작시키기 위한 회로를 기초로 하며, 상기 스위칭 트랜지스터의 제어 단자가 적어도 일시적으로 스위칭 트랜지스터의 부하측 단자의 전위와 공급 전위 사이의 전위 영역을 벗어난 영역에서 구동될 수 있다. 또한 상기 회로는 제어 단자의 구동을 위한 구동 회로 및 구동 회로에 전원을 공급하기 위한 에너지 저장 커패시터를 가지고 있는데, 상기 에너지 저장 커패시터는 부하측 단자의 전위와 상관없는 AC 공급 전위로부터 에너지 저장 커패시터를 충전하기 위한 펌프 회로를 구비한 것을 특징으로 하며, 상기 펌프 회로는 상기 에너지 저장 커패시터의 단자들을 연결하는, 2 개의 정류기 다이오드로 구성된 직렬 회로 및 상기 정류기 다이오드들과 AC 공급 전위 사이의 탭에 연결된 전위 분리 커패시터를 포함한다.
따라서 본 발명은 스위칭 트랜지스터의 부하측 단자와 완전히 독립적으로 유지될 수 있는 AC 공급 전위를 이용하여 에너지 저장 커패시터에 전원을 공급하는 것을 토대로 한다. 이를 위해 펌프 회로 내에 전위 분리 커패시터가 사용된다. 상기 전위 분리 커패시터를 통해 AC 공급 전위가 직렬로 접속된 2 개의 정류기 다이오드 사이의 중앙 탭에 연결된다. 따라서 상기 정류기 다이오드들은 중앙 탭의 반대편에 놓인 정류기 다이오드의 단자들 사이에 접속된 에너지 저장 커패시터를 같은 방향으로 충전한다. 이 때 상기 에너지 저장 커패시터의 전위는 구동 회로에 유리한 기준 전위, 특히 구동 회로의 동작시 변동하는 전위에 연관될 수 있다. 즉, 예컨대 FET(전계효과 트랜지스터)가 하이 스위칭 회로로서 사용되는 경우, 상기 FET의 소스 단자가 부하측에 접속됨에 따라 스위칭 트랜지스터의 소스 전위와 독립적인 AC 공급 전위를 가진 펌프 회로를 통해 구동 회로가 동작될 수 있다.
예컨대 인버터의 경우 스위칭 트랜지스터의 부하측 단자가 인버터의 공급 전위와 (내부) 접지 전위 사이에서 변동하면, 부하측 단자가 실질적으로 공급 전위에 놓이는 스위칭 상태에서도 펌프 회로를 통해 구동 회로에 정상적인 공급 전위가 공급될 수 있다. 구동 회로를 위한 이러한 공급 전위는 예컨대 다른 구동 회로들 또는 논리 회로들을 위해 동작 회로 및 상기 동작 회로의 스위칭 환경에서 사용된 전위일 수 있고, 특히 상기 전위의 크기는 인버터의 공급 전위보다 훨씬 더 작을 수 있다(즉, 접지에 더 가깝다). 따라서 펌프 회로는 에너지 저장 커패시터에 전원을 공급하기 위한 매우 간단한, 그리고 시간적으로 동작 회로의 각각의 동작 단계와 상관없이 실행될 수 있는 방법을 제공한다.
그럼으로써 특히 종래 기술에 공지되어 있는 것처럼, 에너지 저장 커패시터의 충전을 위해 유리한 전위 관계를 가진 매우 특정적인 동작 단계를 사용해야 할 필요가 없게 된다. 더 상세한 설명은 실시예를 참조하도록 한다. 그럼에도 불구하고 본 발명은 경우에 따라 다른 이유에서 동작 회로의 동작을 위해 특정 방식으로 적절한 시기에 사용될 수 있다.
본 발명의 한 바람직한 적용예에서는 FET 입력, 즉 특히 MOSFET의 실제 FET를 가진 스위칭 트랜지스터 또는 소위 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)에 대해 다루고 있다. 이러한 트랜지스터들은 순수한 바이폴라 트랜지스터와 달리 트랜지스터의 기준 전위에 비해 상대적으로 큰 스위칭 전압을 필요로 한다.
전위 분리 커패시터와 상기 전위 분리 커패시터의 AC 공급 전압 사이에는 본 문서에서 제 1 저항으로 표기된 보호 저항이 제공될 수 있다. 이 보호 저항은 특히, 스위칭 트랜지스터의 기준 전위, 즉 특히 부하측 단자의 전위가 빠르게 변동하고 전위 분리 커패시터에서 일어난 이러한 갑작스런 전위 변동 자체가 출력의 전류 서지로서 나타나는 경우에 발생할 수 있는, 비교적 큰 전류에 대항하여 AC 공급 전압을 제공하는 출력, 예컨대 MOSFET 게이트를 보호하는데 사용된다. 상기 보호 저항은 전위 분리 커패시터와 함께 형성된 RC 상수로 인해 발생한 그러한 전류 서지를 감쇠시킨다.
또한 임피던스 분리를 수행할 수 있도록 하기 위해, 상기 AC 공급 전압 및 전위 분리 커패시터 사이에 전위 클램핑이 제공되는 것이 바람직하다. 이를 위해 한 편으로는, AC 공급 전압과 전위 분리 커패시터 사이에 위치한 중앙 탭을 가지며 동일한 방향으로 연결되어 있는 2 개의 직렬 연결 정류기 다이오드가 사용되며, 이 때 상기 중앙 탭과 AC 공급 전위 사이에는 본 문서에서 제 2 저항이라고 표기되는 저항이 제공된다. 이와는 별도로 중앙 탭과 전위 분리 커패시터 사이에 또 다른 보호 저항이 제공될 수도 있다. 다른 한 편으로는 AC 공급 전위측의 저항(소위 제 2 저항)과 전위 분리 커패시터 사이의 라인 지점을 클램핑하는 제너 다이오드를 구비한 회로도 사용될 수 있다. 이러한 경우에도 클램핑 지점과 전위 분리 커패시터 사이에 추가 보호 저항이 제공될 수 있다.
AC 공급 전위는 다양한 방식으로 얻어질 수 있다. 대다수의 경우, 이러한 AC 공급 전위는 항상 미리 제공되어 있거나, 사용하지 않은 게이트에 의해 그리 복잡하지 않게 발생할 수 있다. 예컨대 스텝 업 컨버터의 다른 스위칭 트랜지스터를 위한 구동 전위를 사용하는 것도 가능하다.
펌프 회로를 위한 AC 공급 전위가 비교적 높은 경우에는, 전압 제한 소자를 이용하여 에너지 저장 커패시터를 보호하는 것도 효과가 있다. 이러한 전압 제한 소자로는 특히 에너지 저장 커패시터에 병렬로 연결되는, 그럼으로써 정류기 다이오드로 이루어진 직렬 회로에 대해서 병렬로 연결되는 제너 다이오드가 고려될 수 있다. 그러나 그러한 제너 다이오드 내에서 현저히 높은 전력 손실이 발생할 정도로 AC 공급 전위가 높아서는 안 된다.
대체로 본 발명은 임의의 부하를 위한 동작 회로, 특히 램프 동작 회로, 즉 램프용 전자 안정기와 관련된다. 이 경우 다양한 램프 유형이 관련된다. 다른 한 편으로는 예컨대 할로겐 백열 램프용 전자 안정기도 가능하다. 그러나 가장 바람직한 것은 가스 방전 램프용 안정기이다. 이 경우 저압 가스 방전 램프용 인버터가 고려된다.
또한 본 발명은 특히 고압 방전 램프용 안정기에도 관련된다. 이러한 안정기의 경우, 예컨대 고압 방전 램프를 포함하며 펄스 방식으로 상이한 극성을 갖는 램프를 위한 전반적으로 일정한 공급 전위를 상기 램프에 인가하는 풀 브리지 회로 내에 소위 하이 스위칭 트랜지스터가 사용된다. 그럼으로써 단방향 동작의 결과 발생하는, 색상 편이(color shift), 비균일 전극 마모 등과 같은 문제가 예방되어야 한다. 또한 고압 방전 램프용 안정기의 경우, 램프 인덕터에 필요한 AC 공급 전압을 발생시키기 위해 스텝 다운 컨버터 또는 다른 발진기도 종종 사용되며, 이들도 역시 하이 트랜지스터를 포함한다.
이러한 두 가지 적용예는 고압 방전 램프용 안정기에서 서로 결합되어 나타날 수도 있다.
하기에는 종래 기술의 예를 설명하는 구체적인 도면 및 상이한 2 개의 변형예를 참고로 하여 본 발명이 더 자세히 기술된다. 여기서 공개된 개별 특징들도다른 특징들과의 결합에 있어서 본 발명에 중요하게 작용할 수 있다.
도 1은 램프(L)용 동작 회로, 더 정확히 말하면 2 개의 스위칭 트랜지스터(HS1, HS2)로 구성된 하프 브리지 회로의 제 1 실시예를 나타낸 것이다. 그러나 추후 설명될 스위칭 트랜지스터(HS1)용 구동 회로와 관련하여 도 1에 따른 회로는 본 발명의 일 실시예를 구성한다. 이 회로에서 스위칭 트랜지스터(HS1)는 본 발명의 범주에서 "고전위"에 놓인다. 즉, 상기 스위칭 트랜지스터(HS1)는 예컨대 400 V의 공급 전위와 하프 브리지의 중앙 탭 사이에 접속되어 있다. 중앙 탭은 일반 램프 인덕터(D)를 통해 부하, 즉 방전 램프(L)에 연결된다. 상기 부하는 다시 커패시터(K)를 통해 장치 내부의 접지에 연결된다. 방전 램프(L)는 특히 일반적으로 상기 원리에 따라 설계된 전자 안정기가 사용되는 저압 방전 램프일 수 있다. 커패시터(K)용 램프 인덕터(D)의 기능은 일반적으로 공지되어 있으므로 여기서는 상세하게 설명하지 않기로 한다. 대체로 회로는 매우 단순화되어 있으며, 본 발명에 있어서 필수적인 스위칭 트랜지스터(HS1)의 위치를 설명하기 위해서만 사용된다. 왜냐하면, 본 발명의 범주에서 제 2 스위칭 트랜지스터(HS2)가 제 1 스위칭 트랜지스터(HS1)와 반대로 "저전위"에 놓이기 때문이며, 이 때 상기 제 2 스위칭 트랜지스터(HS2)는 장치 내부의 접지를 부하측 중앙 탭에 연결한다.
동작시 상기 중앙 탭의 전위가 스위칭 트랜지스터(HS1및 HS2)의 교대 스위칭 동작에 의해 공급 전위(여기서는 400 V)와 접지 사이에서 전후로 접속되고, 그 결과 통상 25 내지 50 kHz의 동작 주파수에서 방전 램프(L)용 공급 전원이 발생한다.
스위칭 트랜지스터(HS1)가 그의 제어 단자에서, 즉 특히 본 발명에서 선호되는 MOSFET 트랜지스터의 게이트 전극에서 신뢰할 수 있는 스위칭을 위해 부하측 소오스 전극과 관련하여 예컨대 약 10 V의 전압을 요구하는 것은 본질적인 특징이다. 이는 도 3에 더 상세하게 도시되어 있는 종래 기술에 따른 구동 회로의 임무이다. 동작 회로 내에서 적절한 구동 회로들에 의해 구동되는 스위칭 트랜지스터들을 외부 제어 트랜지스터라고 한다. 따라서 이러한 장치들은 외부 제어 인버터 및 외부 제어 오실레이터이다.
우선 도 3에서 우측 하단에 도시된 다이오드가 도 1의 하부 스위칭 트랜지스터(HS2)로 대체된 것으로 간주되어야 하며, 그에 따라 스위칭 트랜지스터(T)는 도 1의 트랜지스터(HS1)에 해당된다. 상기 스위칭 트랜지스터(T)의 게이트 단자(G)와 소오스 단자 사이에 전술한 구동 전압이 발생하여야 한다. 이를 위해 도면부호 (V)로 표시된 구동 회로가 사용되고, 이 구동 회로는 박스(V) 내 우측에 도시되어 있는 증폭기를 갖는다. 상기 증폭기의 전원 공급은 스위칭 트랜지스터(T)의 소오스 단자의 전위와 관련되고, 에너지 저장 커패시터(KB)에 의해 제공된다. 도 3에 도시된 에너지 저장 커패시터(KB)는 경우에 따라 소위 부트스트랩 커패시터라고 불린다. 상기 에너지 저장 커패시터는 적절한 전압으로 충전되어야 한다. 이를 위해 동작 회로 내 여러 논리 회로들의 전원 공급을 위해 제공된 약 15 V의 DC 공급전압(Ue)이 사용된다. 그러나 이러한 DC 공급 전압(Ue)은 장치 내부의 접지와 관련이 있다. 즉, 하부 스위칭 트랜지스터(HS2)가 접속됨으로써 상부 스위칭 트랜지스터(HS1)의 소오스 단자가 실질적으로 장치 내부의 접지에 인가되는 경우에만 충분한 전압이 사용될 수 있다. 그러나 이러한 경우에는 에너지 저장 커패시터(KB)가 다이오드(D)를 통해 DC 공급 전압(Ue)으로부터 충전된다. 스위칭 트랜지스터(HS1또는 T)의 소오스 단자의 전위가 하부 스위칭 트랜지스터(HS2)의 개방 및 상부 스위칭 트랜지스터(HS1또는 T)의 폐쇄 이후에 실질적으로 400 V의 공급 전위로 상승하면, 이제 역방향 바이어스 상태에 있는 다이오드(D)에서의 전위 분리에 의해 도 3의 에너지 저장 커패시터(KB)의 상부 단자에서의 전압이 변위됨에 따라, 소오스 단자에서의 전위 변이에도 불구하고 이전과 같이 구동 회로(V)에 필요한 공급 전압이 사용될 수 있다. 그러나 전술한 이유로 인해 충전 단계가 중앙 탭의 전위가 적당히 낮은 시점으로 제한된다. 따라서 스위칭 트랜지스터의 스위칭 동작의 바람직한 클록 주파수에 따라 에너지 저장 커패시터(KB)가 구동 회로에 필요한 에너지를 충분히 오랫동안 저장할 수 있어야 한다.
종래 기술에 따른 또 다른 스위칭 다이어그램이 도 2에 도시되어 있다. 이 스위칭 다이어그램은 도 2의 우측에 도시된, 스위칭 트랜지스터(VS1내지 VS4)에 의해 형성된 풀 브리지 내에 연결되어 있는 고압 방전 램프(L)의 개략적인 동작 회로에 관련된 것이다. 여기서는 한 쪽으로는 스위칭 트랜지스터 (VS1)과 (VS4)가, 다른 한 쪽으로는 스위칭 트랜지스터 (VS2)와 (VS3)가 함께 연결됨에 따라 상부에 놓인 분기에서 발생하는 약 100 V의 전압이 교대 극성을 나타내면서 고압 방전 램프(L)에 인가될 수 있다. 이러한 특성은 이미 언급한 이유 때문에 고압 램프의 경우에 중요하다. 한 편으로 스위칭 트랜지스터 (VS1)과 (VS3)가, 다른 한 편으로는 (VS2)와 (VS4)가 도 1에 도시된 하프 브리지를 형성한다.
풀 브리지를 위한 약 100 V의 공급 전위가 도 2에 표시도지 않은 커패시터에 의해 제공된다. 이 커패시터는 마찬가지로 표시되지 않은, 그러나 도 1의 램프 인덕터(D)와 유사한 기능을 수행하는 램프 인덕터를 통해 충전된다. 램프 인덕터는 상부 스위칭 트랜지스터(S) 및 도 3에도 도시되어 있는 하부 다이오드에 의해 스텝 다운 컨버터의 중앙 탭에 연결된다. 상기 다이오드는 도 1의 스위칭 트랜지스터(HS2) 대신 사용되고, 스위칭 트랜지스터(S)가 개방되면 전류를 공급한다. 스텝 다운 컨버터의 스위칭 개념은 본래 공지되어 있는 것이므로 여기서는 더 상세히 설명하지 않는다. 스텝 다운 컨버터는 도 1의 하프 브리지와 유사하게 도 1의 관련 공급 전위에 상응하는 약 400 V의 공급 전위로부터 풀 브리지 및 고압 방전 램프(L)를 위한 DC 공급 전압을 발생시킨다. 스텝 다운 컨버터 주파수에서의 이러한 DC 공급 전압은, 이 경우에도 방전 램프의 음의 차동 저항으로 인해 특성곡선 안정화에 사용되는 램프 인덕터의 동작에 필요하다. 그러나 스텝 다운 컨버터에 의해 제공되는 AC 전압은 전술한 커패시터에 의해 다시 평활한 상태가 됨에 따라 풀 브리지에 DC 전압이 인가된다. 내부 공진의 위험 때문에 풀 브리지에 의한 고압 방전 램프(L)의 전원 공급의 동작 주파수가 통상 1 kHz보다 그리 크지 않다. 즉, 도 1의 하프 브리지의 일반적인 동작 주파수보다 훨씬 더 작다.
스위칭 트랜지스터(S)를 포함하는 도 2의 스텝 다운 컨버터는 다시 도 2에서 스위칭 트랜지스터(S)의 왼쪽에 보이는 부품들, 즉 인덕터, 다이오드, 또 다른 스위칭 트랜지스터 및 전해질 커패시터(K2)를 포함하는 스텝 업 컨버터로부터 약 400 V의 일정한 DC 전압을 공급받는다. 스텝 업 컨버터는 역률 제어 회로이며, 주로 사인꼴 전류가 주전원 장치로부터 동시에 인출될 때 정류된 주전원 AC 전압으로부터 전반적으로 일정한 DC 전압을 발생시키는데 사용된다. 상기 스텝 업 컨버터 앞에 더 자세하게 설명되지 않은 정류기/필터 회로가 접속된다. 즉, 스텝 업 컨버터를 포함하여 상기 회로는 도 1에 도시된 하프 브리지의 왼쪽에 그려진 형태 또는 그와 유사한 형태로 나타나게 된다. 그러나 이러한 특성은 본 발명에 있어서 그리 중요한 것은 아니다.
도 2의 동작 회로는 한 편으로 도 1의 스위칭 트랜지스터(HS1)의 위치와 비교되는 위치에 트랜지스터(S)를 포함하는, 또 다른 하이 스위칭 트랜지스터를 갖고 있다. 또한 본 발명의 범주에서 풀 브리지의 스위칭 트랜지스터(VS1, VS2)도 다른 공급 전위를 기준으로 볼 때 높은 전위에 있다. 도 3에 도시된 구동 회로는 각각 상기 3 개의 스위칭 트랜지스터(S, VS1, VS2)를 사용하여 제조될 수 있다. 즉, 트랜지스터(HS1)를 기준으로 한 위의 설명은 상기 3 개의 스위칭 트랜지스터에도 동일하게 적용된다.
도 4에는 구동 회로에 전원을 공급하기 위한, 본 발명에 따른 해결 방법이 도시되어 있다. 도 4는 도 3에 도시된 것과 동일한 스위칭 트랜지스터(T1), 동일한 실제 (전원 공급 장치가 없는) 구동 회로(V) 및 동일한 공급 전위(Ue)를 기초로 한다. 그러나 에너지 저장 커패시터(KB)에 상응하는 에너지 저장 커패시터(C1)는 상이한 도면부호로 표시되어 있는데, 그 이유는 에너지 저장 커패시터 (C1)이 에너지 저장 커패시터(KB)보다 훨씬 더 작게 설계될 수 있기 때문이다. 에너지 저장 커패시터(C1)는 그의 2 개의 단자를 연결하는, 그리고 2 개의 정류기 다이오드(D1및 D2)로 형성된 직렬 회로를 통해 충전되고, 상기 2 개의 정류기 다이오드(D1및 D2)의 중앙 탭에 전위 분리 커패시터(C2)가 연결된다. 전위 분리 커패시터(C2)가 2 개의 다이오드(D1및 D2)에 의해 예컨대 0.7 V의 각각의 순방향 전압에 클램프됨에 따라, 상기 양의 순방향 전압 및 음의 순방향 전압보다 낮은 전압 펄스가 각각 다이오드를 통해 에너지 저장 커패시터(C1)로 방전된다. 에너지 저장 커패시터(C1)의 다른 단자는 보호 저항(W)을 통해 DC 공급 전위(Up)에 연결된다. 보호 저항(W)은 소위 제 1 옴 저항에 해당된다. 종합해볼때, 에너지 저장 커패시터(C1)의 충전을 위한 펌프 회로는 에너지 저장 커패시터(C1)의 하부 단자에 연결된 소오스 단자의전위와 무관하다. 펌프 회로는 전위 분리 커패시터(C2)를 통해 AC 전압을 에너지 저장 커패시터(C1)에 연결한다. 이 경우 2 개의 다이오드(D1및 D2)는 도입된 AC 전압 펄스의 각각의 수학적 부호와 상관없이 항상 단극형(unipolar)으로 충전이 실시되는 것을 보증한다. 전위 분리 커패시터(C2)가 순 AC 전압을 발생시키는 동시에 DC 분리를 수행하기 때문에, 에너지 저장 커패시터(C1)가 AC 공급 전위(Up)와 전도적으로 연결되지 않는다. 따라서 에너지 저장 커패시터(C1)는 소오스 단자(S)의 전위 상태와 완전히 독립적으로 고유의 전위에서 연속 충전될 수 있다. 그렇기 때문에 더 이상 동작 회로의 유리한 스위칭 단계로 제한될 필요가 없다. 즉, 에너지 저장 커패시터가 훨씬 더 적은 수의 전하 및 더 적은 저장 시간에 대해 설계될 수 있고, 따라서 더 저렴한 비용으로 더 작게 설계될 수 있다.
구동 회로(V)의 보호를 위해 예컨대 15 V의 브레이크다운 전압을 사용하는 전압 제한 제너 다이오드(D6)가 제공될 수 있다. 그럼으로써 예컨대 도 2의 스텝 업 트랜지스터의 드레인 전위 또는 특수하게 발생시킬 필요가 없는, 그리고 본질적으로 매우 높은 다른 전위가 AC 공급 전위(Vp)로서 사용될 수 있다.
또한 구동 회로(V)를 위험하게 하지 않으면서도 임의의 바람직한 속도에서 스위칭 트랜지스터(T)에 스위칭할 수 있는 자유가 제공된다.
도 2에 도시된 풀 브리지가 고압 방전 램프(L)의 특정 동작 상태에서 상대적으로 낮은 주파수에서도 동작하는 고압 방전 램프의 경우 특별한 문제가 발생한다.
전술한 동작 상태에서는, 도 3의 부트스트랩 커패시터(KB)가 예컨대 고압 방전 램프의 점화 과정시 및 고압 방전 램프의 점화동안 소위 직류 단계에서 초 단위에 상응하는 하나의 완전한 주기 길이에 걸쳐서 구동 회로(V)에 의해 요구되는 에너지를 저장해야 한다. 따라서 부트스트랩 커패시터(KB)는 예컨대 수십 마이크로패럿의 매우 거대한 용량을 가져야 한다. 이러한 조건은 동작 온도, 수명 및 내전압과 관련한 그 외의 요구 사항을 고려해볼때, 상당한 부품 비용을 초래할 수 있다. 또한 다이오드(D)는 본 실시예에서 약 400 V의 공급 전위에 알맞은 내전압을 가져야 한다.
그에 비해 도 4에 도시된 회로에서는 비교적 작은 에너지 저장 커패시터(C1)가 사용될 수 있는데, 그 이유는 도 4의 에너지 저장 커패시터(C1)는 연속적으로 충전될 수 있기 때문이다. 전위 분리 커패시터(C2)에 드는 추가 비용을 고려하여도 이 해결책이 훨씬 더 유리하다.
도 4에 도시된 소위 제 1 옴 저항(W)은 일반적으로 AC 공급 전위(Up)의 제공에 사용되는 MOSFET 게이트를 보호하거나, 또는 스위칭 트랜지스터(T)의 소오스 단자에서 일어난 갑작스런 전위 변동의 결과로서 전위 분리 커패시터(C2)를 통해 도입될 수 있는 과도하게 큰 전류 서지로부터 다른 출력단을 보호한다. 스위칭 트랜지스터(T)의 스위칭이 너무 "하드한(hard)" 방식으로 일어나지 않도록 하기 위해, 구동 회로(W)의 출력과 트랜지스터(T)의 게이트 단자 사이에 도 4에는 도시되지 않은 저항을 연결할 수 있고, 상기 저항은 관련 트랜지스터 커패시턴스와 함께 조금 더 "소프트한" 스위칭 플랭크를 보증한다. 또한 구동 회로(V)를 보호하기 위해 스위칭 트랜지스터(T)의 소오스 단자와 (상기 소오스 단자에 연결된) 구동 회로(V)의 공급 단자 사이에 보호 저항을 연결할 수 있다.
도 5 및 도 6에는 AC 공급 전위(Up)와 전위 분리 커패시터(C2) 사이의 회로 경로에 대한 2 가지 변형예가 도시되어 있다. 이 변형예들은 클램핑 다이오드에 의한 전위 클램핑을 위한 회로 부품들이다. 도 5에 도시된 변형예는 전위 클램핑을 위해 직렬 연결된 2 개의 정류기 다이오드(D3및 D4)를 사용하며, 상기 2 개의 정류기 다이오드(D3및 D4)는 동일한 방향으로 연결되어 있고, 이들의 중앙 탭은 각각의 저항(R1또는 R2)을 통해 AC 공급 전위(Up) 또는 전위 분리 커패시터(C2)에 연결된다. 따라서 상기 다이오드(D3및 D4)의 순저항을 고려해볼때, 중앙 탭이 예컨대 -0.7 V 에서 +15.7 V 사이의 전위에 클램핑된다. 저항(R1)은 전술한 전류 서지가 AC 공급 전위(Up)를 발생시키는 출력단으로 (C2)를 통해 흐르지 않고 다이오드(D3및 D4)를 통해 흐르도록 하는데 사용된다. 저항(R2) 자체가 2 개의 클램핑 다이오드(D3및 D4)를 위한 전류 브레이크를 형성한다. 전위 클램핑으로 인해 저항(R1)의 저항값이 도 4에 도시된 저항(W)의 저항값보다 훨씬 더 작을 수 있기 때문에, AC 공급 전위(Up)에 의해 공급되는 전류는 과도하게 제한되지 않는다.
상기 회로는 바람직하게는 이미 언급한 MOSFET 게이트의 부품일 수 있다.
도 6에는 제 2 변형예가 도시되어 있다. 여기서는 2 개의 정류기 다이오드(D2및 D4) 대신 1 개의 제너 다이오드(D5)가 전위 클램핑을 위해 사용된다.
도 5에 도시된, 2 개의 클램핑 다이오드(D3및 D4)를 사용한 변형예가 도 6에 도시된 변형예보다 더 바람직하다. 왜냐하면 도 5의 변형예는 에너지가 DC 공급 전압(Ve)으로 다시 공급되도록 도 5의 다이오드(D3)의 상부 단자를 연결할 수 있는 기본적인 가능성을 제공하기 때문이다. 이에 비해, 제너 다이오드(D5)를 통해 흐르는 전류 서지는 원칙적으로 전력 손실로 변환된다.
본 발명을 통해 개선된 전원을 구비한 구동 회로가 사용되는 하이 스위칭 트랜지스터를 가진 부하를 동작시키기 위한 동작 회로가 제공될 수 있다.

Claims (10)

  1. 부하(L)를 동작시키기 위한 회로로서,
    상기 회로는, 한 쪽은 공급 전위에 연결되고 다른 한 쪽은 부하측에 연결된 스위칭 트랜지스터(HS1, VS1, VS2, S, T)를 포함하고, 상기 스위칭 트랜지스터의 제어 단자(G)는 적어도 때때로 상기 스위칭 트랜지스터(HS1, VS1, VS2, S, T)의 부하측 단자의 전위와 공급 전위 사이의 전위 범위 이외의 영역에서 구동될 수 있으며,
    또한 상기 회로는 상기 제어 단자(G)를 구동하기 위한 구동 회로(V) 및 상기 구동 회로(V)에 공급 전력을 공급하기 위한 에너지 저장 커패시터(C1)를 포함하며,
    같은 방향으로 연결된 2 개의 정류기 다이오드로 구성되어 상기 에너지 저장 커패시터(C1)의 단자들을 연결하는 직렬 회로, 그리고 한 편으로 상기 정류기 다이오드들과 다른 한 편으로 AC 공급 전위(Up) 사이의 탭에 연결된 전위 분리 커패시터(C2)를 이용하여 상기 부하측 단자의 전위와 무관한 AC 공급 전위(Up)로부터 상기 에너지 저장 커패시터(C1)를 충전시키기 위한 펌프 회로(W, C2, D1, D2)를 포함하는, 부하(L) 동작 회로.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 스위칭 트랜지스터(HS1, VS1, VS2, S, T)가 FET 입력(G)을 포함하는 부하(L) 동작 회로.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 상기 전위 분리 커패시터(C2)와 AC 공급 전압(Up) 사이에 제 1 옴 저항(W)이 제공되는 부하(L) 동작 회로.
  4. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 임피던스 분리를 위해 제 2 옴 저항(R1)이 2 개의 직렬 연결된 정류기 다이오드(D3, D4) 사이의 중앙 탭을 통해 상기 AC 공급 전압(Up)을 상기 전위 분리 커패시터(C2)로 연결하는 부하(L) 동작 회로.
  5. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 상기 제 2 옴 저항(R1)은 상기 AC 공급 전압(Up)을 상기 전위 분리 커패시터(C2)에 연결하고, 상기 제 2 옴 저항(R1)과 상기 전위 분리 커패시터(C2) 사이의 연결부에는 전위 클램핑을 위해 제너 다이오드(D5)가 접속되는 부하(L) 동작 회로.
  6. 제 1항 내지 제 5항 중 어느 한 항에 있어서, 부하(L)로서의 램프용으로 설계된 부하(L) 동작 회로.
  7. 제 6항에 있어서, 부하(L)로서의 고압 방전 램프용으로 설계된 부하(L) 동작 회로.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 스위칭 트랜지스터(VS1, VS2)는 상기 고압 방전 램프(L)를 포함하는 풀 브리지 회로(VS1-VS4)의 일부인 부하(L) 동작 회로.
  9. 제 1항 내지 제 8항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스위칭 트랜지스터(T, S)는 스텝 다운 컨버터 회로의 일부인 부하(L) 동작 회로.
  10. 제 1항 내지 제 9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전압 제한 소자(D6)는 정류기 다이오드(D1, D2)로 이루어진 직렬 회로 및 상기 에너지 저장 커패시터(C1)의 단자들과 병렬로 연결되는 부하(L) 동작 회로.
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