KR20040005683A - 매칭된 펄스 정형 필터 - Google Patents

매칭된 펄스 정형 필터 Download PDF

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Abstract

통신 수신기는 매칭된 펄스 정형 필터에 의해 필터링되지 않은 신호를 수신한다. 수신기에서, 회로 소자는 수신 신호를 처리하고, 그 처리의 일부로서 부가의 선형 왜곡을, 처리된 수신 신호에 도입한다. 회로 소자에 결합된 매칭된 필터는 수신 신호 펄스 형상에 내재하는 왜곡과 회로 소자에 의해 도입된 왜곡이 보상된 완전히 매칭된 필터링된 신호를 발생시킨다.

Description

매칭된 펄스 정형 필터{A matched pulse shaping filter}
본 출원은 디지털 통신 수신기에서의 매칭된 펄스 정형 필터들에 관한 것이며, 특히, 고선명 텔레비전 수신기에서의 매칭된 펄스 정형 필터에 관한 것이다.
디지털 통신의 분야에서, 데이터 비트들은 디지털 심볼들을 형성하기 위하여 그룹핑된다. 각 심볼은 대응하는 펄스 형상에 의해 표현되며, 그러한 펄스들의 시퀀스는 선택된 변조 포맷에 따라 캐리어를 변조하는데 이용된다. 그러한 한 디지털통신 시스템은, 고도화 텔레비전 시스템 위원회(ATSC : Advanced Television System Committee)에 의해 미국에서 채택되고 1995년 9월 16일에 발행된 문서 A/53, "ATSC Digital Television Standard"에 기술된 현행 고선명 텔레비전(HDTV : high definition television) 방송 표준이다. 상기 ATSC-HDTV 표준에서, 각 심볼은 3 또는 4 데이터 비트를 표현하고, 각각 8 또는 16 심볼의 신호 성상들(constellations)을 결과로서 가져온다. 그 외에도, 각 심볼은, 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 형상(square-root raised cosine shape) 및 11.5% 롤-오프(roll-off)를 갖는 펄스에 의해 표현된다. 채택된 변조 포맷은 진폭의 8 또는 16 레벨(8-VSB 또는 16-VSB), 즉 각각 8 또는 16개의 가능한 심볼들을 갖는, 캐리어 억제 잔류 측파대 변조이다. 그 외에도, 억제된 캐리어 주파수에서의 작은 동상 파일럿(small in-phase pilot)이 신호에 부가되며 평균 신호 전력보다 11.3dB 낮다.
심볼 표현 펄스 형상(symbol representative pulse shape)의 선택과 연관된 중요한 특성은 심볼간 간섭(ISI : intersymbol interference)을 최소화하는 것이다. 하나의 심볼을 표현하는 펄스가 일시적으로 주변 심볼들을 표현하는 펄스들과 간섭하여 전송된 심볼 시퀀스의 복구를 손상시킬 때 ISI가 발생한다. 특히, 나이퀴스트 펄스들로서 기술된 펄스들은 심볼 기간(TS)의 영이 아닌 배수들(non-zero multiples)에서 영 교차점들을 가지며, 인접한 심볼들을 간섭하지 않고, 따라서 ISI가 없다. 실제 관심있는 하나의 나이퀴스트 펄스는 그 평활한 스펙트럼 및 쉬운필터 구현으로 인한, 레이즈드 코사인 펄스이다. 실제 통신 시스템들에 이용된 가장 인기있는 펄스 형상은, 레이즈드 코사인 펄스의 스펙트럼의 제곱근을 취함으로써 형성되는 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 펄스(square-root raised cosine pulse)이다. 이러한 펄스 정형 필터는 레이즈드 코사인 펄스의 스펙트럼 특성들을 전송기와 수신기 사이에서 동일하게 나누기 위해 전송기와 수신기 둘 다에 이용된다. 두 개의 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 필터들(전송기에 한 필터와 수신기에 다른 필터)을 함께 캐스캐이딩함으로써, 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 펄스 스펙트럼이 제곱되고, 따라서 ISI가 없는, 바람직한 레이즈드 코사인 펄스의 순 시스템 응답을 생성한다. 그 외에도, 이들 필터들은 중앙 계수(tap) 주위에서 균일하기 때문에, 두 필터들을 캐스캐이딩하는 것은 매칭된 필터링 동작을 실행하는 것과 같으며, 수신기 매칭된 필터(receiver matched filter), 즉 수신기 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 필터의 출력에서 신호 대 잡음비(SNR : signal-to-noise ratio)를 최대화한다.
ATSC HDTV 표준은 HDTV 수신기용 장치를 제안한다. 상기 제안된 장치에서, IF단은 상기 기술된 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 필터 특성을 나타내는 펄스 형상을 가진 근-기저대역 VSB 신호(near-baseband VSB signal)를 발생시킨다. 복조기는 IF단의 다음에 있고 다음의 주기능들을 포함한다: 근-기저대역 신호를 샘플링하는 아날로그 대 디지털 변환기(ADC : analog to digital converter), 샘플링된 신호를 기저대역으로 다운변환(downconverts)하고 전송기 캐리어와 수신기 동조기 국부 발진기(LO : local oscillator) 사이의 임의의 주파수 오프셋들을 보정하는 캐리어트래킹 루프(CTL), 심볼 타이밍을 검출하고 심볼 레이트로의 샘플링 레이트 변환을 제공하는 심볼 트래킹 루프(STL), 수신 신호 내에서 프레임들 및 세그먼트들을 검출하는 동기화 검출기, 및 부가의 필터링 또는 통신 채널에 의해 수신 신호에 도입된 선형 왜곡을 보상하는 등화기.
복조기의 어딘가에 매칭된 펄스 정형 필터를 구현하는 것이 바람직하다. 여러 개의 위치들이 제안되었다. 각각의 위치는 장점들 및 단점들을 가진다. 첫 째, 매칭된 필터는 ADC 앞에 위치되고 아날로그 필터로서 구현될 수 있거나, 또는 ADC 뒤의 디지털 필터로서 구현될 수 있다. 그러나, 이들 두 위치들 중 어느 곳에 필터가 위치된다면, 그 입력 신호는 CTL에 의한 보정전에 전송기 캐리어와 수신기 동조기 LO 사이의 캐리어 주파수 오프셋에 영향을 받는다. 특히, ATSC-HDTV 표준에서, 롤-오프 인자가 매우 작기 때문에(11.5%), 스펙트럼의 각 사이드상의 펄스 초과 대역폭(~310KHz)은 가능한 주파수 오프셋의 크기(50 내지 100KHz) 정도이다. 따라서, 그러한 오프셋은 캐리어 오프셋 정보가 사전 보상(prior correction)을 위해 동조기로 피드백되지 않는다면, 회복되지 않는 왜곡을 수신 신호로 도입할 수 있다.
두 번째, 매칭된 필터는 CTL 뒤에 위치되고 기저대역 디지털 필터로서 구현될 수 있다. 그러나, 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 입력 신호의 기저대역으로의 다운 변환의 CTL 동작은 신호에 선형 왜곡을 도입하기 때문에, 다른 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 필터는 더 이상 이상적인 매칭된 필터가 아니다. 세 번째, 매칭된 필터는 STL 뒤에 위치될 수 있다. 이러한 위치에 위치되면, STL의 성능은 신호의ISI에 의해 악영항을 받을 수 있고, 이것은 STL이 결정 지시되는(decision directed) 경우 훨씬 더 현저하게 된다. 네 번째, 매칭된 필터는 바이패스될 수 있고 등화기에 의해 그 기능이 실행될 수 있다. 이상적으로, 등화기는 다중 경로 및 다른 예측할 수 없는 선형 왜곡들을 보상하기 위해 그 탭들을 이용해야 한다. 또한 매칭된 필터를 구현하기 위해 등화기를 이용하는 것은 등화기에 부가의 부담을 부과하는 것이다. 이러한 부담은 등화기가, 부담이 없었다면 보상할 수 있는 다중 경로 및 다른 선형 왜곡들을 보상할 수 없게 할 수 있다.
복조기내 가장 이로운 위치에 매칭된 펄스 정형 필터를 위치시키는 것이 바람직하며, 최적의 성능을 제공하기 위해 그 필터 특성들을 수정하는 것이 바람직하다. 이하에서, 등화기가 통신 채널에 의해 도입된 (알려지지 않은) 선형 왜곡들(예를 들면, 다중 경로 전파)을 보정하고, 매칭된 펄스 정형 필터의 기능이 펄스 형상과 연관된 (알려진) 선형 왜곡들을 보정하는 것으로 가정한다.
본 발명의 간단한 요약
본 발명의 원리들에 따라, 통신 수신기는 매칭된 펄스 정형 필터에 의해 필터링되지 않은 신호를 수신한다. 수신기에서, 회로 소자는 수신 신호를 처리하고, 그 처리의 일부로서 부가의 선형 왜곡을 처리된 수신 펄스 신호에 도입한다. 회로 소자에 결합된 매칭된 필터는 수신 신호 펄스 형상에 내재한 왜곡과 회로 소자에 의해 도입된 왜곡이 보상된 완전히 매칭된 필터링된 신호(a fully matched filtered signal)를 발생시킨다.
도 1은 본 발명의 원리들에 따른 HDTV 수신기의 일부의 블록도.
도 2a 내지 도 2d는 도 1에 도시된 수신기의 일부의 동작을 이해하는데 유용한 스펙트럼 도면들.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명*
5 : 입력 단자25 : 출력 단자
202 : 아날로그 대 디지털 변환기204 : 캐리어 트랙킹 루프
206 : 심볼 타이밍 루프210 : 등화기
212 : 위상 트랙킹 루프214 : 매칭된 필터
도 1은 본 발명의 원리들에 따른 HDTV 수신기의 일부의 블록도이다. 도 1에서, 입력 단자(5)는 수신기 전단(도시되지 않음)의 출력 단자에 결합된다. 수신기 전단은 안테나와 같은 RF 변조된 HDTV 신호의 소스, RF 증폭기단, RF 검출기, 및 IF 증폭기단을 포함한다. 수신기 전단은, 상기 기술한 바와 같이, 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 필터링된 특성을 나타내는 형상들을 가진 연속적인 심볼 표현 펄스들을 포함하는 근-기저대역 VSB 신호를 제공한다. 수신기 전단에서의 신호는 또한, 모든 알려진 방식으로, 소정 주파수에서 파일럿 톤(pilot tone)을 포함한다.
입력 단자(5)는 아날로그 대 디지털 변환기(ADC)(202)의 캐스캐이드된 접속, 캐리어 트래킹 루프(CTL)(204), 매칭된 펄스 정형 필터(214), 심볼 타이밍 루프(STL)(206), 등화기(210), 및 위상 트래킹 루프(PTL)(212)에 결합된다. STL(206)의 출력 단자는 동기화 검출기(208)의 입력 단자에 더 결합된다. 동기화 검출기(208)의 출력 단자는 등화기(210)의 클럭 입력 단자에 결합되고 출력 단자(25)를 통해 HDTV 시스템의 다른 회로 소자들(도시되지 않음)에 결합된다.
PTL(212)의 출력 단자는 출력 단자(15)에 결합된다. 출력 단자(15)는 수신기 후단(도시되지 않음)에 결합된다. 수신기 후단은 트렐리스 디코더(trellis decoder), 데이터 디-인터리버(data de-interleaver), 리드-솔로몬 검출기, 디스크램블러, 및 모든 알려진 방식으로, HDTV 신호의 비디오 성분에 의해 표현된 이미지와 오디오 성분에 의해 표현된 사운드를 발생시키는 회로를 포함한다.
도 2a 내지 도 2d는 도 1에 기술된 수신기의 일부의 동작을 이해하는데 유용한 스펙트럼 도면들이다. 동작에서, ADC(202)는 수신기 전단으로부터 근-기저대역 신호를 표현하는 다중 비트 디지털 샘플들의 스트림으로 아날로그 IF 출력 신호를 변환한다. 기술된 실시예에서, ADC는 27MHz의 샘플링 레이트로 동작한다. 도 2a는 ADC(202)로부터 근-기저대역 신호를 표현하는 두 쪽 스펙트럼을 도시한 것이다. 도 2a의 스펙트럼은 심볼 표현 신호의 스펙트럼 성분(302)(및 음의 이미지(306))을 포함한다. 상기 기술된 바와 같이, 이러한 스펙트럼 성분은 알려진 수학 작도(description)의 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 형상 및 약 5.38MHz의 대역폭을 갖는다. 그 외에도, 파일럿 톤(304)(및 음의 이미지(308))은 IF 출력 신호에 또한 포함된다. 기술된 실시예에서 파일럿 톤은 2.69MHz에 또는 그 근방에 위치된다.
CTL(204)은 또한, 27MHz의 샘플링 레이트로 동작하며, 샘플 스트림에 의해 표현된 신호를 기저대역으로 다운 변환하고 전송기 캐리어와 수신기 동조기 LO 사이의 주파수 오프셋들을 보정하기 위해 수신 샘플 스트림을 처리한다. 이를 위해, CTL은 파일럿 톤(304/308)을 검출하고, 파일럿 톤 위치가 DC에서 유지되도록 수신 신호를 주파수로 변환한다. 결과로서 생긴 스트림은 도 2b에 도시되어 있다. 도 2b에서, 파일럿 톤(304/308) 위치는 DC에 도시되어 있으며, 신호를 표현하는 심볼의 변환된 양(302) 및 음의(306) 스펙트럼 성분들이 별도로 도시되어 있다. DC에서 파일럿 톤(304/308) 에너지의 존재는 신호에서 DC 오프셋을 생성하며, 그것은 알려진 방식으로 CTL(204)내의 DC 제거 회로에 의해 제거된다.
결과로서 생긴 조합된 스펙트럼(310)은 도 2c에 도시되어 있으며, 약 5.38MHz의 기저대역 대역폭을 가진다. CTL(204)로부터 신호의 주파수 특성은 방정식 (1)에서 기술된다.
여기서, H(f)는 심볼 표현 펄스 스펙트럼 성분의 주파수 특성이며, f는 헤르츠의 주파수이고, β는 전송된 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 펄스의 롤-오프 파라미터, 0 ≤β≤1 이며, T = 1/5.38MHz = 2*TS이다.
방정식 (1)의 하부 라인은 각각, 주파수 위치들 f2 = ((2 - β)/2T)에서 f3 = ((2 + β)/2T)까지, 및 f5 = (-(2 - β)/2T)에서 f6 = (-(2 + β)/2T)까지 조합된 스펙트럼(310)의 외부 스커트들(outer skirts)(312 및 314)을 기술한 것이다. 방정식 (1)의 상부 라인은 각각, 주파수 위치들 f1 = (β/2T)에서 f2 = ((2 - β)/2T)까지, 및 f4 = (- β/2T)에서 f5 = (-(2 - β)/2T)까지 조합된 스펙트럼(310)의 일정한 부분들(318 내지 320)을 기술한 것이다. 본 기술 분야의 숙련된 기술자는 조합된 스펙트럼(310)의 외부 스커트들(312 및 314)과 일정한 부분들(318 및 320)이 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 특성을 따른다는 것을 관측 및 이해할 것이다.
그러나, DC 근방의 주파수 영역에서, 즉 f4 = (- β/2T)와 f1 = (β/2T) 사이에서, (도 2b의) 양(302) 및 음(306)의 스펙트럼들로부터의 잔류 측파대들이 오버랩핑된다. 방정식 (1)의 중간 라인은 DC 근방에서, 조합된 스펙트럼(310)의 주파수 특성(316)을 기술한 것이다. 이러한 오버랩은 DC에서 - β/2T와 β/2T 사이의 스펙트럼(310)에서 피크를 생성하며, 이것은= 1.414와 같으며, 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 특성의 왜곡이다.
CTL(204)의 실 (동상) 출력을 필터링하는 매칭된 펄스 정형 필터(214)는 도 2c에 도시된 바와 같은 - β/2T와 β/2T 사이의 주파수 특성(310)의 왜곡을 보상하기 위해 수정된 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 필터링 특성을 나타내는 디지털 필터로서 구현된다. 이러한 피크를 보상하는 필터 특성(330)은 도 2d에 도시되어 있다. 이러한 필터 특성은 조합된 스펙트럼(310)의 주파수 특성에서 DC 근방의 피크를 보상하는 DC 근방의 트로프(trough)를 나타낸다. 매칭된 펄스 정형 필터(214)의 수학적 도식은 방정식 (2)로부터 유도될 수 있다:
S(f) * H(f) = K * RC(f) (2)
여기서, S(f)는 요구된 매칭된 필터 특성이며, H(f)는 도 2c에 도시되고 방정식 (1)에 기술된 바와 같이, CTL(204)로부터의 출력 신호의 주파수 특성이고, K는 상수이며, RC(f)는 바람직하게 알려진 레이즈드 코사인 주파수 특성이다. 즉, 특성 H(f)를 갖는 CTL(204)로부터의 신호에 특성 S(f)를 갖는 매칭된 필터의 적용은 상수 인자 K에 의해 스케일링된, 바람직한 레이즈드 코사인 필터 특성 RC(f)을 갖는 신호를 생성한다.
방정식들(1) 및 (2)로부터, 본 기술 분야의 숙련자는 다음 매칭된 필터 특성을 유도할 수 있다 :
여기서, f, β, K 및 T는 상기 방정식 (1) 및 (2)에 대해 동일한 의미들을 갖는다.
상기 방정식 (1)과 유사하게, 방정식 (3)의 하부 라인은 매칭된 필터(214) 특성 S(f)의 스커트들을 기술하며, 방정식 (3)의 상부 라인은 매칭된 필터(214) 특성 S(f)의 일정한 부분을 기술한다. 상기 방정식 (1)에서와 같이, 이들은 표준 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 매칭된 필터 특성과 동일하다. 따라서, 이들 주파수 범위들의 S(f) * H(f)는 바람직한 레이즈드 코사인 주파수 특성 RC(f)를 재생할 것이다.
방정식 (3)의 중간부는 주파수 f4 = (-β/2T)에서 주파수 f1 = (β/2T)까지 DC 근방의 매칭된 필터(214) 특성 S(f)를 기술한 것이다. 본 기술 분야의 숙련된 기술자는 DC 근방의 S(f) * H(f)가 바람직한 레이즈드 코사인 주파수 특성 RC(f)를 DC 근방에서 재생하는 상수 K일 것임을 이해할 것이다.
따라서, 방정식 (3)에서 기술되고 도 2d에서 도시된 매칭된 필터(214) 특성 S(f)는, CTL(204)에 의해 생성되고, 방정식 (2)에 기술되며, 도 2c에 도시된 심볼 표현 신호 H(f)에 인가될 때, 즉 S(f) * H(f)일 때, 바람직한 레이즈드 코사인 주파수 특성 RC(f)를 완성하고, 또한 CTL(204)의 동작에 의해 심볼 표현 신호로 도입된 선형 왜곡을 보상한다.
본 기술 분야의 숙련된 기술자는 방정식 (2) 및 방정식 (3)의 모든 항들에 곱한 상수 인자 K가 관심있는 기본 펄스 형상을 변경하지 않고 단지 신호 이득에 영향을 미친다는 것을 이해할 것이다. 따라서, 동일한 결과들이 여전히 적용된다.
방정식 (3)에 의해 기술되고 도 2d에 도시된 주파수 응답 S(f)를 구현하는 고정 포인트 실현 가능한 매칭된 필터(214)의 한 예는 알려진 방식으로, 디지털 필터에 대한 계수들을 유도하는데 임펄스 응답 s(t)를 이용하고 주파수 특성 S(f)에 대응하는 시간 임펄스 응답 s(t)를 계산함으로써 설계될 수 있다. S(f)로부터 시간 임펄스 응답 s(t)에 대한 해석적 미분은 처리하기 어렵다. 그러나, 임펄스 응답 s(t)와 같은 계산 방법들을 이용함으로써 쉽게 유도될 수 있다.
적절한 파라미터들을 가진 역고속 푸리에 변환(IFFT : inverse fast Fourier transform)은, 방정식 (3)에 의해 기술되고 도 2d에 도시된 주파수 응답 S(f)에 적용된다. MathWorks, Inc.에 의해 제작된 Matlab과 같은 다수의 이용 가능한 수학적 소프트웨어 패키지들 중 어느 것이든 방정식 (3)의 주파수 응답 S(f)에 기초하여 임펄스 응답 s(t)를 유도하는데 이용될 수 있다. 설명된 실시예에서, IFFT는 샘플들의 수 N = 8192 및 27MHz의 샘플 레이트를 가진 바람직한 매칭된 필터(214) 특성 S(f)에 대해 계산된다. 결과로서 생긴 IFFT는 임펄스 응답 s(t)를 발생시키기 위해, 길이가 NK= 151이고 형상 파라미터 α= 4인 카이저 윈도우(Kaiser window)에 의해 처리된다.
결과로서 생긴 임펄스 응답 s(t)는 테이블 1(아래)에 디스플레이된 바와 같이 105 계수 표현(105 coefficient representation)을 결과로서 가져오는 10 비트들에 맞추어 끝수가 버려진다(truncated to 10 bits). 테이블 1에서, 계수들 C0 내지 C104가 각각 10개의 행들에 디스플레이되는데, 제 1 행에는 계수들 C0 내지 C9가 디스플레이되고, 제 2 행에는 계수들 C10 내지 C19가 디스플레이되는 등과 같이 디스플레이된다. 계수 C52는 중심 계수이고, 다른 계수들은 중심 계수 C52에 대해 대칭적이다.
본 기술 분야의 숙련된 기술자는 다른 필터 예들이 지정된 레벨의 신뢰도에 의존하여, 계수 당 비트들의 수와 계수들의 수에서 다르게 유도될 수 있음을 이해할 것이다. 신뢰도는 유도된 계수들을 결과로서 가져오는 필터 스펙트럼이 방정식 (3)에 기술된 바와 같이 바람직한 스펙트럼에 얼마나 근접한지에 의해 측정될 수있다.
테이블 1 - 매칭된 필터(214) 계수들
상기 자세히 기술된 매칭된 필터(214)는 캐리어 트래킹 루프(204)의 출력에서 펄스 형상으로 인한 심볼간 간섭(ISI)을 최소화하는데 요구되는 매칭된 필터링 기능을 제공한다. 도 1에 도시된 일부의 HDTV 수신기의 나머지는 매칭된 필터(214)로부터 매칭된 필터링된 신호에 대해 알려진 방식으로 동작한다. 심볼 타이밍 루프(206)는 전송된 심볼들의 시간 위치들을 검출하고, 심볼 레이트로의 샘플 레이트 변환을 실행한다. 설명된 실시예에서, 심볼 레이트는 10.76MHz이다. 등화기(210)는 심볼 표현 샘플들을 분석하고, 부가의 필터링과 통신 채널에 의한 심볼 표현 신호로 도입된 다른 선형 왜곡들 및 다중 경로를 보상한다. 위상 트래킹 루프(212)는 CTL에 의해 트래킹되지 않은 위상 노이즈를 보정하여 균등한 심볼 표현 신호의 위상을 조정하기 때문에, 심볼들은 수신기 후단에 의해 정확하게 검출 및 처리될 수 있다. 동기화 검출기(208)는 모든 알려진 방식으로, HDTV 수신기에 전체 시간 동기화를 제공하도록 프레임들 및 프레임들 내의 세그먼트들을 검출하기 위해 심볼 표현 신호를 분석한다.
상기 기술된 HDTV 수신기 장치는 캐리어 트래킹 루프(204) 뒤와 심볼 타이밍 루프(206) 앞에 매칭된 펄스 정형 필터(214)를 위치시킨다. 매칭된 필터(214)는 상기 기술된 바와 같이, 다른 위치들에 위치될 수 있다. 그러나, 다른 위치들과 연관된 부가의 문제점들로 인해, 이것이 바람직한 위치이다. 특히, 캐리어 트래킹 루프(204) 뒤의 임의의 위치에 위치된다면, 방정식 (3)에 기술된 주파수 응답 특성은 CTL(204)의 출력에 존재하는 신호 왜곡을 보상하기 위하여 매칭된 필터에서 구현될 수 있다. 그 외에도, 다른 회로 소자들에 의해 도입된 또 다른 알려진 선형 왜곡들도 매칭된 필터(214)에서 보상될 수 있다.
본 기술 분야의 숙련된 기술자는, 방정식 (3)에 의해 기술된 특정한 매칭된 필터 설계가, 레이즈드 코사인 펄스 형 및 VSB 변조를 지원하는 ATSC-HDTV 외에도 다른 디지털 통신 시스템들에 적용될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 이들 시스템들에 대해, 매칭되지 않은 CTL 출력은 방정식 (1)을 만족시킨다. 특히, 이러한 설계는, 시스템들에 존재하는 가능한 주파수 오프셋들이 펄스 초과 대역폭의 크기 정도인 시스템들에 관심 있다. 이들 시스템들에 대해, CTL에 앞선 매칭된 필터의 배치는 매칭된 필터 출력의 심각한 왜곡들을 회피하기 위해, CTL로부터 동조기로 피드백된 주파수 오프셋 정보를 요구한다.
본 발명에 의하면, 회로 소자에 결합된 매칭된 필터에 의해 수신 신호 펄스 형상에 내재한 왜곡과 회로 소자에 의해 도입된 왜곡이 보상된 완전히 매칭된 필터링된 신호를 발생시킬 수 있다.

Claims (9)

  1. 매칭된 펄스 정형 필터에 의해 필터링되지 않은 펄스 신호를 수신하는 통신 수신기에 있어서,
    상기 수신 신호를 처리하고, 부가의 선형 왜곡을 상기 처리된 수신 펄스 신호에 도입하는 회로 소자, 및
    상기 수신 신호 펄스 형상에 내재한 왜곡 및 상기 회로 소자에 의해 도입된 왜곡이 보상된 완전히 매칭된 필터링된 신호를 발생시키는, 상기 회로 소자에 결합된 매칭된 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 펄스 신호는 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 주파수 특성을 나타내고,
    상기 처리된 수신 펄스 신호는 제 1 스펙트럼 영역에서의 상기 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 주파수 특성과, 제 2 스펙트럼 영역에서의 왜곡된 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 주파수 특성을 나타내며,
    상기 매칭된 필터는 상기 제 1 스펙트럼 영역에서 상기 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 응답 특성과, 상기 제 2 스펙트럼 영역에서 수정된 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 특성을 나타내고, 상기 수정된 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 특성은 상기 제 2 스펙트럼 영역에서 상기 처리된 수신 신호 왜곡을 보상하는 것을 특징으로하는, 통신 수신기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 펄스 신호는 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 주파수 특성을 나타내고,
    상기 매칭된 필터는 상기 회로 소자에 의해 도입된 상기 부가의 왜곡을 보상하도록 수정된 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 주파수 응답 특성을 나타내는 것을 특징으로 하는, 통신 수신기.
  4. 텔레비전 신호를 수신하는, ATSC 표준에 따른 고선명 텔레비전 수신기에 있어서,
    매칭된 펄스 정형 필터에 의해 필터링되지 않은 펄스 신호를 발생시키는 수신기 전단,
    상기 펄스 신호를 기저대역으로 변환하고 상기 기저대역 펄스 신호에 부가의 선형 왜곡을 도입하는, 상기 수신기 전단에 결합된 캐리어 트랙킹 루프,
    상기 수신기 전단에서의 상기 신호 펄스의 형상에 내재한 왜곡과 상기 캐리어 트랙킹 루프에 의해 도입된 왜곡이 보상된 완전히 매칭된 필터링된 펄스 신호를 발생시키는, 상기 캐리어 트랙킹 루프에 결합된 매칭된 펄스 정형 필터, 및
    상기 텔레비전 신호의 비디오 성분에 의해 표현된 이미지와 상기 텔레비전 신호의 오디오 성분에 의해 표현된 사운드를 생성하는, 상기 매칭된 필터에 결합된수신기 후단을 포함하는 것을 특징으로 하는 고선명 텔레비전 수신기.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 수신기 전단에서의 상기 펄스 신호는 양 및 음의 주파수 스펙트럼 이미지들을 갖는 근-기저대역 신호이고, 각각의 스펙트럼 이미지는 제한된 대역폭을 가지며 저주파수 대역 에지에서 스커트(skirt)를 나타내고,
    상기 캐리어 트랙킹 루프는 상기 스커트들이 DC 근방에서 오버랩되게 상기 양 및 음의 주파수 스펙트럼 이미지들을 기저대역으로 변환하여 DC 근방에서 부가의 왜곡을 생성하며 다른 곳에는 부가의 왜곡을 생성하지 않는 것을 특징으로 하는, 고선명 텔레비전 수신기.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 수신기 전단에서의 상기 펄스 신호는 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 주파수 특성을 나타내고,
    상기 기저대역 펄스 신호는 왜곡된 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 주파수 특성을 DC 근방에서 나타내고, 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 주파수 특성을 다른 곳에서 나타내며,
    상기 매칭된 필터는 DC 근방의 상기 왜곡을 보상하기 위해 수정된, 수정된 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 응답 특성을 DC 근방에서 나타내며, 스퀘어 루트 레이즈드 코사인 응답 특성을 다른 곳에서 나타내는 것을 특징으로 하는, 고화질 텔레비전 수신기.
  7. 제 5 항에 있어서,
    DC 근방의 상기 부가의 왜곡은 피크이고,
    상기 매칭된 필터는 DC 근방에서 대응하는 트로프(trough)를 나타내는 것을 특징으로 하는, 고선명 텔레비전 수신기.
  8. 제 5 항에 있어서,
    상기 수신기 전단에서의 상기 신호는 상기 근-기저대역 신호의 상기 양 및 음의 주파수 스펙트럼 이미지들의 상기 저주파수 스커트들 내의 주파수들에 위치된 각각의 양 및 음의 주파수 이미지들을 갖는 파일럿 톤을 더 포함하고,
    상기 캐리어 트랙킹 루프는 상기 양 및 음의 파일럿 톤 이미지들이 DC로 변환되도록 상기 양 및 음의 주파수 스펙트럼 이미지들을 변환하는 것을 특징으로 하는, 고선명 텔레비전 수신기.
  9. 제 6 항에 있어서,
    상기 매칭된 펄스 정형 필터 주파수 응답 S(f)는,
    타입에 대한 것이며, 여기서 f는 주파수(Hz)이고, β는 롤-오프 파라미터로, 0 ≤β≤1 이며, K는 상수이고, T = 1 / B이고, B는 수신 신호의 통과 대역폭(Hz)인 것을 특징으로 하는, 고선명 텔레비전 수신기.
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