KR20020025654A - 전계효과 트랜지스터로 구성된 ｏｒ 회로와 그것을 이용한전원회로 - Google Patents

전계효과 트랜지스터로 구성된 ｏｒ 회로와 그것을 이용한전원회로 Download PDF

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KR20020025654A
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다카기 히로유키
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Abstract

복수의 입력전압으로부터 하나의 안정한 출력전압을 공급할 수 있는 OR 회로가 개시되었다. 제 1 의 FET 는, FET 의 고유 다이오드가 순방향으로 접속되도록 대응하는 입력단자와 출력단자 사이에 접속되어 있다. 제 2 의 FET 는, 제 1 의 FET 와 같은 식으로 대응하는 입력단자와 출력단자 사이에 접속되어 있다. 입력전압 각각은 출력전압과 비교되어진다. 제 1 및 제 2 FET 각각의 도통/비도통 상태는 비교결과에 따라 독립적으로 제어된다.

Description

전계효과 트랜지스터로 구성된 ＯＲ 회로와 그것을 이용한 전원회로{FET-OR CIRCUIT AND POWER SUPPLY CIRCUIT USING THE SAME}
본 발명은 복수의 입력전압의 논리합된 전압으로서 출력전압을 발생시키는 OR 회로에 관한 것이다.
다이오드-OR 회로는 디지털 회로에서 뿐만아니라 다른 전기회로에서도 널리사용되어 왔다. 예를 들면, 다이오드-OR 회로를 이용한 백업 전원회로에서, 2 개의 다이오드의 캐소드는 출력단자에 공통으로 접속되어 있고, 메인 전원전압과 백업 전원전압은 각 다이오드의 애노드에 인가되어 있다. 어떤 이유로 메인 전원전압이 낮아지면, 백업전원으로부터 전력이 공급되고, 그 결과 안정된 출력전압이 공통의 캐소드 측에 나타난다.
부하를 메인전원과 백업전원에 접속하기 위하여, 다이오드-OR 회로가 이용되었을 때, 다이오드의 타입에 따라서 순방향 접합전위 (Vf)(약 0.4 V 내지 0.8 V) 만큼의 전압강하가 필연적으로 발생한다. 그러한 전압강하는 2.5 V 또는 3.3 V 의 전원전압을 갖는 저전압 전원의 경우에는 무시할 수 없게 된다. 더욱이, 순방향 접합전위 (Vf) 가 다이오드를 통하여 흐르는 전류에 의존하여 변화하므로, 다이오드-OR 회로는 출력전압이 그 부하의 변동에 의존하여 변화한다는 단점을 갖게 된다.
상술한 단점을 극복하기 위하여, 미국특허번호 4,788,450 에서 백업 전원스위치가 제안되었다. 이 백업 전원스위치는 2 개의 전계효과 트랜지스터 (이하 FET 라 약칭함) 를 가지며, 이들 각각은 소위 기생 다이오드로서 고유 다이오드 (inherent diode) 를 그 내부에 구비하고 있다. 백업 전원스위치 내에서, 메인전원과 백업전원 (일반적으로 배터리) 이 2 개의 FET 각각을 통하여 부하에 접속되어 있으며, 이하 이 2 개의 FET 는 각각 메인측 FET 와 백업측 FET 라 불리울 것이다. 각각의 FET 는, 각 고유 다이오드의 애노드가 대응하는 전원측에 배치되고, 그 캐소드는 부하측에 배치되도록 접속되어 있다. 제어스위치는 메인 전원전압에 의존하여 이들 FET 의 ON/OFF 상태를 제어한다. 주지하는 바와 같이, FET 는 도통저항 (conduction resistance) 이 작다. 그러므로, FET 가 도통 상태로 되었을 때는, 고유 다이오드는 단락회로가 되고 등가적으로 회로로부터 제거되며, 대응하는 전원전압이 실질적인 전압강하 없이 그대로 출력단자에 나타날 수 있다.
보다 상세히 말하자면, 제어스위치는 메인 전원전압을 감시하는데, 메인 전원전압이 소정의 적정범위에 있을 때는, 메인측 FET 는 도통 상태로 백업측 FET는 비도통 상태 (즉, 고유 다이오드가 동작하는 상태) 로 설정한다. 메인 전원전압이 소정의 범위보다 낮을 때는, 메인측 FET 는 비도통 상태로 백업측 FET는 도통 상태로 제어가 바뀐다. 따라서, 메인전원이 정지한 경우에도, 백업전원으로부터 부하로 전력을 계속하여 공급할 수 있다.
그러나, 메인 전원전압의 강하를 검출했을 때는, 상술한 백업 전원스위치는 메인전원으로부터 백업전원으로 전원의 교체를 행한다. 이것은 다음과 같은 문제를 야기시킨다.
1) 제어스위치는 오직 메인 전원전압만 감시하고, 메인 전원전압강하의 발생에 의존하여, 도통 상태와 비도통 상태 사이에서 각 메인측 FET 와 백업측 FET 를 동시에 스위칭한다. 그러므로, 스위칭의 시간지연 등의 어떤 이유로 해서 부하에 인가된 전압이 일시적으로 강하되는 경우가 있다. IC 논리회로의 경우에, 그러한 일시적인 전압강하는 오동작을 일으킬 수 있다. 또한, 리세트 IC 가 내부에 결합된 경우에는, 회로가 불필요하게 재기동될 가능성이 있다.
2) 백업측 FET 는 보통, 그 고유 다이오드가 역바이어스 상태 또는 무바이어스 상태이고, 따라서 백업전원은 전류흐름이 없이 무부하로 동작한다. 메인 전원전압이 강하할 때는, 백업측 FET 는 도통되며 부하가 급격히 증가한다. 이 문제를 해결하기 위하여, 그 출력전압을 일정하게 유지하기 위한 피드백회로를 구비하는 스위칭 전원이 백업전원으로 이용된다. 하지만, 이 경우에 스위칭 전원의 피드백회로는 급격한 부하변동을 따라가지 못하며, 또한 백업 전원전압은 급격히 강하하여 오동작 등을 유발시킨다.
본 발명의 목적은 복수의 입력전압으로부터 발생될 안정한 출력전압을 허용하는 신규한 OR 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 복수의 전원전압으로부터 발생된 안정한 전원전압을 부하에 제공할 수 있는 신뢰성 있는 전원회로를 제공하는 것이다.
도 1 은 본 발명의 일실시예에 따르는 OR 회로를 나타내는 개요 블럭도이다.
도 2 는 본 발명의 실시예에 따라 p-채널 전계효과 트랜지스터 (FET) 를 이용한 OR 회로를 구비한 예비 (redundant) 전원회로의 일례를 나타내는 회로도이다.
도 3 은 본 발명의 실시예에 따라 n-채널 전계효과 트랜지스터 (FET) 를 이용한 OR 회로를 구비한 예비 전원회로의 다른 예를 나타내는 회로도이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 설명 *
1, 2 : 입력단자 3 : 출력단자
4, 5 : 전압비교기 11, 12 : 스위칭 전원
13, 15, 23, 25 : FET 14, 16, 24, 26 : 비교기
본 발명에 의하면, 복수의 입력단자와 단일의 출력단자를 구비한 OR 회로가 제공되어 있고, 여기서 복수의 입력전압은 입력단자 각각에 인가되어 있으며 출력전압은 단일의 출력단자에 나타난다.
OR 회로는, 입력단자 각각을 위하여 제공되는 복수의 상기 n-채널 전계효과 트랜지스터로서, 전계효과 트랜지스터 각각은 대응하는 입력단자를 단일의 출력단자에 접속하고, 전계효과 트랜지스터의 고유 다이오드의 애노드에 대응하는 전계효과 트랜지스터의 주 전극은 대응하는 입력단자에 접속되어 있고, 전계효과 트랜지스터의 고유 다이오드의 캐소드에 대응하는 전계효과 트랜지스터의 다른 주 전극은 단일의 출력단자에 접속되어 있는 복수의 전계효과 트랜지스터; 및 전계효과 트랜지스터 각각을 위하여 제공되고, 제어기 각각이 대응하는 입력전압과 출력전압 중 더 높은 것에 따라 전계효과 트랜지스터를 도통상태와 비도통상태 중 선택된 것으로 설정하는 복수의 제어기를 포함하고 있다.
바람직하게는, 출력전압이 대응하는 입력전압과 같거나 입력전압보다 더 낮을 때 제어기 각각은 대응하는 전계효과 트랜지스터를 도통 상태로 하고, 출력전압이 대응하는 입력전압보다 더 높을 때 대응하는 전계효과 트랜지스터를 비도통 상태로 한다.
본 발명의 일실시예에 따르면, 부하에 공급되는 단일의 출력전압을 발생시키기 위한 복수의 전원을 이용하는 전원회로가 제공되어 있다. 전원회로는, 전원 각각을 위하여 제공되는 복수의 p-채널 전계효과 트랜지스터로서, p-채널 전계효과 트랜지스터 각각은 대응하는 전원을 부하에 접속하고, p-채널 전계효과 트랜지스터의 고유 다이오드의 애노드에 대응하는 p-채널 전계효과 트랜지스터의 드레인 전극은 대응하는 전원에 접속되어 있고, 고유 다이오드의 캐소드에 대응하는 p-채널 전계효과 트랜지스터의 소스 전극은 부하에 접속되어 있는 복수의 p-채널 전계효과 트랜지스터; 및 전원 각각을 위하여 제공되고, 전압비교기 각각이 대응하는 전원전압과 단일의 출력전압 중 더 높은 것에 따라 p-채널 전계효과 트랜지스터를 도통 상태와 비도통 상태 중 선택된 것으로 설정하는 복수의 전압비교기를 포함하고 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 부하에 공급되는 단일의 출력전압을 발생시키기 위한 복수의 전원을 이용하는 전원회로가 제공되어 있다. 전원회로는 전원 각각을 위하여 제공되는 복수의 n-채널 전계효과 트랜지스터로서, n-채널 전계효과 트랜지스터 각각은 대응하는 전원을 부하에 접속하고, n-채널 전계효과 트랜지스터의 고유 다이오드의 애노드에 대응하는 n-채널 전계효과 트랜지스터의 소스 전극은 대응하는 전원에 접속되어 있고, 고유 다이오드의 캐소드에 대응하는 n-채널 전계효과 트랜지스터의 드레인 전극은 부하에 접속되어 있는 복수의 n-채널 전계효과 트랜지스터; 및 전원 각각을 위하여 제공되고, 대응하는 전원전압과 단일의 출력전압 중 더 높은 것에 따라 전압비교기 각각이 n-채널 전계효과 트랜지스터를 도통상태와 비도통상태 중 선택된 것으로 설정하는 복수의 전압비교기를 포함하고 있다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 복수의 입력단자와 단일의 출력단자를 구비하고 복수의 입력전압이 입력단자 각각에 인가되어 있고 출력전압은 단일의 출력단자에 나타나는 OR 회로의 제어방법으로서, 입력단자 각각을 위하여 제공되는 복수의 전계효과 트랜지스터로서, 전계효과 트랜지스터 각각은 대응하는 입력단자를 단일의 출력단자에 접속하고, 전계효과 트랜지스터의 고유 다이오드의 애노드에 대응하는 전계효과 트랜지스터의 주 전극은 대응하는 입력단자에 접속되어 있고, 전계효과 트랜지스터의 고유 다이오드의 캐소드에 대응하는 전계효과 트랜지스터의 다른 주 전극은 단일의 출력단자에 접속되어 있는 복수의 전계효과 트랜지스터를 포함하는 OR 회로의 제어방법이 제공되어 있다. 이 방법은 a) 입력전압각각을 출력전압과 비교하는 단계; 및 b) 비교단계 (a) 의 결과에 따라, 입력전압에 대응하는 전계효과 트랜지스터를 도통 상태와 비도통 상태 중 선택된 것으로 설정하는 단계를 포함하고 있다.
바람직하게는, 단계 (b) 는 출력전압이 대응하는 입력전압과 같거나 입력전압보다 더 낮을 때, 대응하는 전계효과 트랜지스터를 도통 상태로 설정하는 단계; 및 출력전압이 대응하는 입력전압보다 더 높을 때, 대응하는 전계효과 트랜지스터를 비도통 상태로 설정하는 단계를 포함하고 있다.
상술한 바와 같이 본 발명에 따르면, 복수의 전계효과 트랜지스터 각각에 있어서, 대응하는 비교결과에 따라서 대응하는 전계효과 트랜지스터의 도통/비도통 상태가 제어된다. 그러므로, 각각의 전계효과 트랜지스터의 도통/비도통 상태는 개별적으로 제어되고, 모든 전계효과 트랜지스터가 일률적으로 제어되지는 않는다. 이렇게 하면 출력전압의 급격한 변화를 효과적으로 피할 수 있다. 결과적으로, 출력전압은 매우 안전한 상태로 유지할 수 있다.
실시예
도 1 을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따르는 OR 회로는 2 개의 입력단자 (1 및 2) 와 1 개의 출력단자 (3) 를 구비하고 있다. DC (직류전류) 입력전압 (VI1, VI2) 은 입력단자 (1 및 2) 각각에 인가되어 있고, DC 출력전압 (Vo) 은 입력전압 (VI1및 VI2) 의 OR 로서 출력단자 (3) 에 나타난다.
입력단자 (1) 는 전계효과 트랜지스터 (M1) 를 통하여 OR 회로의 출력단자(3) 에 접속되어 있고, 또한 전압비교기 (4) 가 전계효과 트랜지스터 (M1) 를 위하여 제공되고 있다. 더욱이, 입력단자 (2) 는 전계효과 트랜지스터 (M2) 를 통하여 출력단자 (3) 에 접속되어 있고, 또한 전압비교기 (5) 가 전계효과 트랜지스터 (M2) 를 위하여 제공되고 있다. 상술한 바와 같이, 전계효과 트랜지스터 (M1 및 M2) 는 각각 고유 접합다이오드 (D1 및 D2) 를 포함하고 있다.
전압비교기 (4) 는 전계효과 트랜지스터 (M1) 의 입력측 주 전극상의 전압 (즉, 입력전압 (VI1))과 그 출력측 주 전극상의 전압 (즉, 출력전압 (Vo))을 비교한다. 전압비교기 (4) 는 비교결과에 따라서 전계효과 트랜지스터 (M1) 가 도통 또는 비도통 상태가 되도록, 전계효과 트랜지스터 (M1) 의 게이트에 인가된 게이트 전압 (VG1) 을 제어한다. 상세한 설명은 후에 설명한다.
유사하게, 전압비교기 (5) 는 전계효과 트랜지스터 (M2) 의 입력측 주 전극상의 전압 (즉, 입력전압 (VI2))과 그 출력측 주 전극상의 전압 (즉, 출력전압 (Vo))을 비교한다. 전압비교기 (5) 는 비교결과에 따라서 전계효과 트랜지스터 (M2) 가 도통 또는 비도통 상태가 되도록, 전계효과 트랜지스터 (M2) 의 게이트에 인가된 게이트 전압 (VG2) 을 제어한다. 상세한 설명은 후에 한다.
전계효과 트랜지스터 (M1 및 M2) 는 p-채널형이거나 n-채널형일 수 있지만, 각 고유 다이오드의 애노드가 대응하는 입력단자에 접속되고, 그 캐소드는 출력단자 (3) 에 접속되어야 한다. 입력전압 (VI1) 은 입력전압 (VI2) 과 동일하거나 상이할 수 있다.
입력전압 (VI1) 이 입력전압 (VI2) 과 상이하고 이들 전압이 정상적으로 입력되었을 때, 이들 전압 중 더 높은 쪽이 출력전압 (Vo) 으로서 출력단자 (3) 에 나타난다. 예컨대, VI1>VI2인 경우에, 전압비교기 (4) 는 전계효과 트랜지스터 (M1) 가 도통 상태가 되도록 게이트 전압 (VG1) 을 설정한다. 바꾸어 말하면, 고유 다이오드 (D1) 가 단락되고, 기능하지 않게 된다. 전계효과 트랜지스터의 도통저항이 매우 낮기 때문에, 입력전압 (VI1) 은 어떤 실질적인 전압강하 없이 출력단자 (3) 에 나타난다.
이 상태에서 출력전압 (Vo) 은 실질적으로 VI1(> VI2) 이므로, 다른 전압비교기 (5) 는 전계효과 트랜지스터 (M2) 가 비도통 상태로 되도록 게이트 전압 (VG2) 을 설정한다. 그러므로, 전계효과 트랜지스터 (M2) 에서, 고유 다이오드 (D2) 는 역바이어스 상태가 된다.
상기 동작상태에서, 어떤 이유로 해서, 입력전압 (VI1) 이 강하하는 경우를 고려해 보자. 입력전압 (VI1) 의 강하에 의해 출력전압 (Vo) 이 입력전압 (VI2) 까지 강하하였을 때, 전압비교기 (5) 는 전계효과 트랜지스터 (M2) 를 도통 상태가 되도록 게이트 전압 (VG2) 를 변화시킨다. 이것은 고유 다이오드 (D2) 를 단락시키고 기능하지 않도록 한다. 전계효과 트랜지스터 (M2) 가 도통상태에 있을 때, 입력전압 (VI2) 는 어떤 실질적인 전압강하 없이 출력단자 (3) 에 나타난다.그러므로, 출력전압 (Vo) 은 전압 (VI1) 으로부터 전압 (VI2) 까지 부드럽게 강하하며 안정화된다. 종래의 스위칭 동작에 의해 일어날 수 있는 급격한 전압의 변화는 피할 수 있다.
입력전압 (VI1) 이 이 백업 상태에서 복원되었을 때, 전압비교기 (4) 는 전계효과 트랜지스터 (M1) 가 도통 상태가 되도록 게이트 전압 (VG1) 을 설정하고, 출력전압 (Vo) 은 실질적으로 VI1으로 되돌아 오고, 다른 전압비교기 (5) 는 전계효과 트랜지스터 (M2) 가 비도통 상태가 되도록 게이트 전압 (VG2) 을 설정한다. 이로 인해, 전계효과 트랜지스터 (M2) 내의 고유 다이오드 (D2) 는 역바이어스된다.
또한, 입력전압 (VI1) 이 입력전압 (VI2) 과 동일한 경우에는, 전계효과 트랜지스터 (M1 및 M2) 는 모두 도통 상태에 있게 되고, 입력전압은 항상 출력단자에 공급될 수 있다. 이 상태에서, 하나의 입력전압이 강하되면, 강하된 입력전압에 대응하는 전계효과 트랜지스터는 상술한 바와 같이 비도통 상태로 되고, 즉 대응하는 전계효과 트랜지스터는 고유 다이오드 기능상태로 설정된다. 게다가, 출력전압은 도통상태에 있는 다른 전계효과 트랜지스터에 의해 유지된다. 그러므로, 하나의 입력전압이 강하될 때에도 출력전압은 강하되지 않는다.
상술한 바와 같이, 복수의 전계효과 트랜지스터 각각에 있어서, 입력전압은 출력전압과 비교되어지고, 대응하는 전계효과 트랜지스터의 도통/비도통 상태는 비교결과에 따라 제어된다. 그러므로, 이렇게 하여 모든 전계효과 트랜지스터의동시 스위칭에 의해 발생하는 출력전압의 원치않는 변화를 피할 수 있다. 결과적으로, 출력단자 (3) 에 나타나는 출력전압 (Vo) 은 매우 안정한 상태로 유지될 수 있게 된다.
상술한 실시예에서, 설명을 단순화하기 위하여 2 입력 1 출력 OR 회로를 예시하였다. 말할 것도 없이, 유사하게 복수의 입력 OR 회로가 도 1 에 도시된 것과 같이 각 입력에 대해 전계효과 트랜지스터와 전압비교기를 접속함으로써 구성할 수 있다.
(실시예 Ⅰ)
도 2 를 참조하면, 스위칭 전원 (11) 은 메인전원으로서 이용되고, 스위칭 전원 (12) 은 백업전원 또는 서브전원으로서 사용되고 있다. 스위칭 전원 어느것도, 출력전압을 일정하게 유지하기 위한 피드백회로를 구비하고 있는 안정화된 전원이다.
메인전원 시스템은 p-채널 FET (field-effect transistor) (13), 연산증폭기로 구성된 비교기 (14), 트랜지스터 (Q1), 및 저항 (R1 내지 R5) 으로 구성되어 있다. 여기서, p-채널 FET (13) 은 도 1 의 전계효과 트랜지스터 (M1) 에 대응하고, 비교기 (14), 트랜지스터 (Q1), 및 저항 (R1 내지 R5) 의 조합은 도 1 의 전압비교기 (4) 에 대응한다.
유사하게, 백업전원 시스템은 p-채널 FET (field-effect transistor) (15), 연산증폭기로 구성된 비교기 (16), 트랜지스터 (Q2), 및 저항 (R6 내지 R10) 으로 구성되어 있다. 여기서, p-채널 FET (15) 은 도 1 의 전계효과 트랜지스터(M2) 에 대응하고, 연산증폭기 비교기 (16), 트랜지스터 (Q2), 및 저항 (R6 내지 R10) 의 조합은 도 1 의 전압비교기 (5) 에 대응한다.
보다 상세하게는, 스위칭 전원 (11) 의 출력단자는 FET (13) 의 드레인 전극에 접속되어 있으며, 더욱이 직렬접속된 저항 (R3 및 R5) 을 통하여 접지되어 있다. 따라서, 스위칭 전원 (11) 의 출력단자로부터 저항 (R3 및 R5) 을 통하여 기준선 (접지선) 까지의 회로는 닫혀져 있다. FET (13) 의 소스 전극은 전원회로의 출력단자에 접속되어 있으며, 더욱이 직렬접속된 저항 (R2 및 R4) 을 통하여 접지되어 있다. 이 경우에, 고유 다이오드 (D1) 는 도 2 에 도시된 FET (13) 의 드레인과 소스 사이에 존재한다. 고유 다이오드 (D1) 의 애노드는 등가적으로 스위칭 전원 (11) 의 출력단자에 접속되어 있으며, 그 캐소드는 등가적으로 전원회로의 출력단자에 접속되어 있다.
저항 (R2 및 R4) 의 접속점 (103) 은 비교기 (14) 의 반전입력단자에 접속되어 있고, 출력전압 (Vout) 은 접속점 (103) 에서의 분압된 전압에 의해 모니터된다. 저항 (R3 및 R5) 의 접속점 (104) 은 비교기 (14) 의 비반전입력단자에 접속되어 있고, 스위칭 전원 (11) 으로부터의 입력전압은 접속점 (104) 에서의 분압된 전압에 의해 모니터된다.
비교기 (14) 의 출력단자는 저항 (R1) 을 통하여 트랜지스터 (Q1) 의 베이스 전극에 접속되어 있다. 트랜지스터 (Q1) 의 콜렉터 전극은 FET (13) 의 게이트 전극에 접속되어 있고, 에미터 단자는 접지되어 있다. 비교기 (14) 는 FET (13) 의 소스 전극 즉, 출력전압 (Vout) 으로부터 전력을 공급받는다.
상술한 회로에서, 저항 (R2 내지 R5) 의 값을 적당하게 설정하는 경우에, 비교기 (14) 는 출력전압 (Vout) 이 입력전압과 같거나 입력전압보다 더 낮은 경우에는 하이레벨을 출력하고, 이것은 트랜지스터 (Q1) 을 도통상태로 되게 한다. 트랜지스터 (Q1) 이 도통상태로 되었을 때, FET (13) 의 게이트 전압은 접지전위로 설정된다. 이것은 FET (13) 을 도통상태로 되게 한다. 반대로, 출력전압 (Vout) 이 입력전압보다 더 높은 경우에는, 비교기 (14) 는 로우레벨을 출력하고, 이것은 트랜지스터 (Q1) 을 비도통상태로 되게 한다. 그러므로, FET (13) 은 비도통상태 (즉, 고유 다이오드 기능상태) 로 된다. 그 기본동작은 도 1 에 설명한 바와 같다.
마찬가지로, 스위칭 전원 (12) 의 출력단자는 FET (15) 의 드레인 전극에 접속되어 있으며, 더욱이 직렬접속된 저항 (R8 및 R10) 을 통하여 접지되어 있다. 그러므로, 스위칭 전원 (12) 의 출력단자로부터 저항 (R8 및 R10) 을 통하여 기준선 (접지선) 까지의 회로는 닫혀져 있다. FET (15) 의 소스 전극은 전원회로의 출력단자에 접속되어 있으며, 더욱이 직렬접속된 저항 (R7 및 R9) 을 통하여 접지되어 있다. 게다가, 고유 다이오드 (D2) 는 FET (15) 의 드레인과 소스 사이에 존재한다. 고유 다이오드 (D2) 의 애노드는 등가적으로 스위칭 전원 (12) 의 출력단자에 접속되어 있으며, 그 캐소드는 등가적으로 전원회로의 출력단자에 접속되어 있다.
저항 (R7 및 R9) 의 접속점 (107) 은 비교기 (16) 의 반전입력단자에 접속되어 있고, 저항 (R8 및 R10) 의 접속점 (108) 은 비교기 (16) 의 비반전입력단자에접속되어 있다. 비교기 (16) 의 출력단자는 저항 (R6) 을 통하여 트랜지스터 (Q2) 의 베이스 전극에 접속되어 있다. 트랜지스터 (Q2) 의 콜렉터 전극은 FET (15) 의 게이트 전극에 접속되어 있고, 에미터 전극은 접지되어 있다. 비교기 (16) 는 FET (15) 의 소스 전극상의 출력전압으로부터 전력을 공급받는다. 백업전원 시스템의 동작은 메인전원 시스템의 그것과 동일하므로 이에 대한 설명은 생략한다.
(실시예 2)
도 3 를 참조하면, 스위칭 전원 (21) 은 메인전원으로서 이용되고, 스위칭 전원 (22) 은 백업전원으로서 이용되고 있다. 스위칭 전원 어느것도, 출력전압을 일정하게 유지하기 위한 피드백회로를 구비하고 있는 안정화된 전원이다.
메인전원 시스템은 n-채널 FET (23), 연산증폭기로 구성된 비교기 (24), 및 저항 (R21 내지 R24) 으로 구성되어 있다. 여기서, n-채널 FET (23) 는 도 1 의 전계효과 트랜지스터 (M1) 에 대응하고, 비교기 (24) 및 저항 (R21 내지 R24) 의 조합은 도 1 의 전압비교기 (4) 에 대응한다.
마찬가지로, 백업전원 시스템은 n-채널 FET (25), 연산증폭기로 구성된 비교기 (26), 및 저항 (R25 내지 R28) 으로 구성되어 있다. 여기서, n-채널 FET (25) 는 도 1 의 전계효과 트랜지스터 (M2) 에 대응하고, 비교기 (26) 및 저항 (R25 내지 R28) 의 조합은 도 1 의 전압비교기 (5) 에 대응한다.
보다 상세하게는, 스위칭 전원 (21) 의 출력단자는 FET (23) 의 소스 전극에 접속되어 있으며, 더욱이 직렬접속된 저항 (R22 및 R24) 을 통하여 접지되어 있다.그러므로, 스위칭 전원 (21) 의 출력단자로부터 저항 (R22 및 R24) 을 통하여 기준선 (접지선) 까지의 회로는 닫혀져 있다. FET (23) 의 드레인 전극은 전원회로의 출력단자에 접속되어 있으며, 더욱이 직렬접속된 저항 (R21 및 R23) 을 통하여 접지되어 있다. 게다가, 고유 다이오드 (D3) 는 FET (23) 의 드레인과 소스 사이에 존재한다. 고유 다이오드 (D3) 의 애노드는 스위칭 전원 (21) 의 출력단자에 접속되어 있으며, 그 캐소드는 전원회로의 출력단자에 접속되어 있다.
저항 (R21 및 R23) 의 접속점은 비교기 (24) 의 반전입력단자에 접속되어 있다. 출력전압 (Vout) 은 저항 (R21 및 R23) 의 접속점에서의 전압을 검출함으로써 모니터될 수 있다. 저항 (R22 및 R24) 의 접속점은 비교기 (24) 의 비반전입력단자에 접속되어 있다. 스위칭 전원 (21) 으로부터의 입력전압은 저항 (R22 및 R24) 의 접속점에서의 전압을 검출함으로써 모니터될 수 있다. 비교기 (24) 의 출력단자는 FET (23) 의 게이트 전극에 접속되어 있다. 게다가, 비교기 (24) 는 다른전원 (Vdd) 으로부터 전력을 공급받는다.
상술한 회로에서, 저항 (R21 내지 R24) 의 값을 적당하게 설정하는 경우에, 비교기 (24) 는 출력전압 (Vout) 이 실질적으로 입력전압과 같거나 입력전압보다 더 낮은 경우에는 하이레벨을 출력하고, 이것은 FET (23) 을 도통상태로 되게 한다. 반대로, 출력전압 (Vout) 이 입력전압보다 더 높은 경우에는, 비교기 (24) 는 로우레벨을 출력하고, 이것은 FET (23) 를 비도통상태로 되게 하며 따라서 고유 다이오드 (D3) 를 기능하게 한다. 그 기본동작은 도 1 에 설명한 바와 유사하다.
마찬가지로, 스위칭 전원 (22) 의 출력단자는 FET (25) 의 소스 전극에 접속되어 있으며, 더욱이 직렬접속된 저항 (R26 및 R28) 을 통하여 접지되어 있다. 그러므로, 스위칭 전원 (22) 의 출력단자로부터 저항 (R26 및 R28) 을 통하여 기준선 (접지선) 까지의 회로는 닫혀져 있다. FET (25) 의 드레인 전극은 전원회로의 출력단자에 접속되어 있으며, 더욱이 직렬접속된 저항 (R25 및 R27) 을 통하여 접지되어 있다. 게다가, 고유 다이오드 (D4) 는 FET (25) 의 드레인과 소스 사이에 존재한다. 고유 다이오드 (D4) 의 애노드는 등가적으로 스위칭 전원 (21) 의 출력단자에 접속되어 있으며, 그 캐소드는 전원회로의 출력단자에 접속되어 있다.
저항 (R25 및 R27) 의 접속점은 비교기 (26) 의 반전입력단자에 접속되어 있고, 출력전압 (Vout) 은 저항 (R25 및 R27) 의 접속점에서의 전압을 검출함으로써 모니터된다. 저항 (R26 및 R28) 의 접속점은 비교기 (26) 의 비반전입력단자에 접속되어 있고, 스위칭 전원 (22) 으로부터의 입력전압은 저항 (R26 및 R28) 의 접속점에서의 전압을 검출함으로써 모니터된다. 비교기 (26) 의 출력단자는 FET (25) 의 게이트 전극에 접속되어 있다.
그러므로, 저항 (R25 내지 R28) 의 값을 적당하게 설정하는 경우에, 비교기 (26) 는 출력전압 (Vout) 이 실질적으로 입력전압과 같거나 입력전압보다 더 낮은 경우에는 하이레벨을 출력하고, 이것은 FET (25) 를 도통상태로 되게 한다. 반대로, 출력전압 (Vout) 이 입력전압보다 더 높은 경우에는, 비교기 (26) 는 로우레벨을 출력하고, 이것은 FET (25) 를 비도통상태로 되게 하며 따라서 고유 다이오드(D4) 를 기능하게 한다. 기본동작은 메인전원 시스템의 그것과 유사하므로 이에 대한 상세한 설명은 생략한다.
상술한 바와 같이, 제 1 및 제 2 의 실시예에서 설명한 바와 같이 구성된 예비 전원회로에서, 메인 전원전압이 강하하는 경우에, 출력전압 (Vout) 은 메인 스위칭 전원 전압으로부터 서브 스위칭 전원 전압까지 부드럽게 변화한다. 따라서, 전압의 급격한 강하를 효과적으로 피할 수 있다.
더욱이, 메인 스위칭 전원 전압이 서브 스위칭 전원 전압과 같아질 때, 전계효과 트랜지스터의 양쪽 모두 도통상태에 있게 되고, 입력전압은 출력단자를 통하여 일정하게 부하에 공급될 수 있다. 상술한 바와 같이, 이 상태에서 하나의 스위칭 전원 전압이 강하할 때, 대응하는 전계효과 트랜지스터는 비도통 상태로 되고, 그 출력전압은 다른 전계효과 트랜지스터에 의해 유지된다. 그러므로, 스위칭 전원 전압 중 하나가 강하하더라도 출력전압 (Vout) 은 소정의 전압으로 유지된다.
상술한 바와 같이, 복수의 스위칭 전원 각각에 전계효과 트랜지스터와 전압비교기의 조합이 제공되어 있다. 각 스위칭 전원 전압은 출력전압과 비교되어지고, 대응하는 비교결과에 따라 대응하는 전계효과 트랜지스터의 도통/비도통 상태가 제어된다. 그러므로, 결과적으로 출력단자에 나타나는 출력전압 (Vout) 은 급격하거나 순간적인 강하없이 안정화된다.
제 1 및 제 2 의 실시예에 있어서, 설명을 간단히 하기 위하여, 2 개의 스위칭 전원을 이용하는 예비 시스템이 예시되었지만, 3 개 이상의 스위칭 전원을 사용하여 유사한 구성을 행할 수 있다.
이상 상세히 설명한 바와 같이, 본 발명에 따르면, 복수의 전계효과 트랜지스터 각각에 있어서, 대응하는 입력전압은 출력전압과 비교되어지고, 대응하는 비교결과에 따라, 대응하는 전계효과 트랜지스터의 도통/비도통 상태가 제어된다. 그러므로, 각각의 전계효과 트랜지스터의 도통/비도통 상태는 개별적으로 제어되고, 모든 전계효과 트랜지스터가 일률적으로 제어되지는 않는다. 이렇게 하여, 출력전압의 급격한 변화를 효율적으로 피할 수 있게 된다. 결과적으로, 출력전압은 극히 안정한 상태를 유지할 수 있게 된다.

Claims (23)

  1. 복수의 입력단자와 단일의 출력단자를 구비하고 복수의 입력전압이 상기 입력단자 각각에 인가되어 있고 출력전압은 상기 단일의 출력단자에 나타나는 OR 회로에 있어서,
    상기 입력단자 각각을 위하여 제공되는 복수의 전계효과 트랜지스터로서, 상기 전계효과 트랜지스터 각각은 대응하는 입력단자를 상기 단일의 출력단자에 접속하고, 상기 전계효과 트랜지스터의 고유 다이오드의 애노드에 대응하는 상기 전계효과 트랜지스터의 주 전극은 상기 대응하는 입력단자에 접속되어 있고, 상기 전계효과 트랜지스터의 상기 고유 다이오드의 캐소드에 대응하는 상기 전계효과 트랜지스터의 다른 주 전극은 상기 단일의 출력단자에 접속되어 있는 복수의 전계효과 트랜지스터; 및
    상기 전계효과 트랜지스터 각각을 위하여 제공되고, 제어기 각각은 대응하는 입력전압과 상기 출력전압 중 어느 것이 더 높은 지에 따라 대응하는 전계효과 트랜지스터를 도통상태와 비도통상태 중 선택된 것으로 설정하는 복수의 상기 제어기를 포함하는 것을 특징으로 하는 OR 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력전압이 상기 대응하는 입력전압과 같거나 입력전압보다 더 낮을 때 제어기 각각은 대응하는 전계효과 트랜지스터를 도통 상태로 하고, 상기 출력전압이 상기 대응하는 입력전압보다 더 높을 때 상기 대응하는 전계효과 트랜지스터를 비도통 상태로 하는 것을 특징으로 하는 OR 회로.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어기 각각은
    상기 대응하는 입력전압을 분할하여 제 1 전압을 발생시키기는 제 1 분압기;
    상기 출력전압을 분할하여 제 2 전압을 발생시키기는 제 2 분압기; 및
    제어전압이 상기 대응하는 전계효과 트랜지스터의 제어전극에 인가되어 있고, 상기 제 1 전압을 상기 제 2 전압과 비교하여 상기 제어전압을 발생시키는 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 OR 회로.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어기 각각은 상기 출력전압으로부터 전력을 공급받는 것을 특징으로 하는 OR 회로.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어기 각각은 상기 대응하는 입력전압 및 상기 출력전압 이외의 전원으로부터 전력을 공급받는 것을 특징으로 하는 OR 회로.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 전계효과 트랜지스터 각각은 p-채널 전계효과 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 OR 회로.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 전계효과 트랜지스터 각각은 n-채널 전계효과 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 OR 회로.
  8. 부하에 공급되는 단일의 출력전압을 발생시키기 위한 복수의 전원을 이용하는 전원회로에 있어서,
    상기 전원 각각을 위하여 제공되는 복수의 p-채널 전계효과 트랜지스터로서, 상기 p-채널 전계효과 트랜지스터 각각은 대응하는 전원을 상기 부하에 접속하고, 상기 p-채널 전계효과 트랜지스터의 고유 다이오드의 애노드에 대응하는 상기 p-채널 전계효과 트랜지스터의 드레인 전극은 상기 대응하는 전원에 접속되어 있고, 상기 고유 다이오드의 캐소드에 대응하는 상기 p-채널 전계효과 트랜지스터의 소스 전극은 상기 부하에 접속되어 있는 복수의 p-채널 전계효과 트랜지스터; 및
    상기 전원 각각을 위하여 제공되고, 상기 전압비교기 각각이 대응하는 전원전압과 상기 단일의 출력전압 중 더 높은 것에 따라 상기 p-채널 전계효과 트랜지스터를 도통 상태와 비도통 상태 중 선택된 것으로 설정하는 상기 복수의 전압비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 단일의 출력전압이 대응하는 전원전압과 같거나 입력전압보다 더 낮을 때, 상기 전압비교기 각각은 대응하는 p-채널 전계효과 트랜지스터를 도통 상태로 하는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 전압비교기 각각은
    대응하는 전원전압을 분할하여 제 1 전압을 발생시키기는 제 1 분압기;
    상기 출력전압을 분할하여 제 2 전압을 발생시키기는 제 2 분압기; 및
    상기 제 1 전압을 상기 제 2 전압과 비교하여 상기 대응하는 p-채널 전계효과 트랜지스터의 제어전극에 도통/비도통 제어전압을 출력하는 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  11. 부하에 공급되는 단일의 출력전압을 발생시키기 위한 복수의 전원을 이용하는 전원회로에 있어서,
    상기 전원 각각을 위하여 제공되는 복수의 n-채널 전계효과 트랜지스터로서, 상기 n-채널 전계효과 트랜지스터 각각은 대응하는 전원을 상기 부하에 접속하고, 상기 n-채널 전계효과 트랜지스터의 고유 다이오드의 애노드에 대응하는 상기 n-채널 전계효과 트랜지스터의 소스 전극은 상기 대응하는 전원에 접속되어 있고, 상기 고유 다이오드의 캐소드에 대응하는 상기 n-채널 전계효과 트랜지스터의 드레인 전극은 상기 부하에 접속되어 있는 복수의 n-채널 전계효과 트랜지스터; 및
    상기 전원 각각을 위하여 제공되고, 대응하는 전원전압과 상기 단일의 출력전압 중 더 높은 것에 따라 전압비교기 각각이 대응하는 n-채널 전계효과 트랜지스터를 도통상태와 비도통상태 중 선택된 것으로 설정하는 복수의 상기 전압비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 단일의 출력전압이 상기 대응하는 전원전압과 같거나 입력전압보다 더 낮을 때, 상기 전압비교기 각각은 대응하는 n-채널 전계효과 트랜지스터를 도통 상태로 하는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 전압비교기 각각은
    상기 대응하는 전원전압을 분할하여 제 1 전압을 발생시키기는 제 1 분압기;
    상기 출력전압을 분할하여 제 2 전압을 발생시키는 제 2 분압기; 및
    상기 제 1 전압을 상기 제 2 전압과 비교하여 상기 대응하는 n-채널 전계효과 트랜지스터의 제어전극에 도통/비도통 제어전압을 출력하는 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  14. 제 8 항에 있어서,
    상기 전원 각각은 안정화된 전원인 것을 특징으로 하는 전원회로.
  15. 제 11 항에 있어서,
    상기 전원 각각은 안정화된 전원인 것을 특징으로 하는 전원회로.
  16. 제 8 항에 있어서,
    상기 부하는 집적회로로 형성된 논리회로인 것을 특징으로 하는 전원회로.
  17. 제 11 항에 있어서,
    상기 부하는 집적회로로 형성된 논리회로인 것을 특징으로 하는 전원회로.
  18. 복수의 입력단자와 단일의 출력단자를 구비하고 복수의 입력전압이 상기 입력단자 각각에 인가되어 있고 출력전압은 상기 단일의 출력단자에 나타나는 OR 회로의 제어방법으로서,
    상기 입력단자 각각을 위하여 제공되는 복수의 전계효과 트랜지스터로서, 상기 전계효과 트랜지스터 각각은 대응하는 상기 입력단자를 상기 단일의 출력단자에 접속하고, 상기 전계효과 트랜지스터의 고유 다이오드의 애노드에 대응하는 상기 전계효과 트랜지스터의 주 전극은 상기 대응하는 입력단자에 접속되어 있고, 상기 전계효과 트랜지스터의 상기 고유 다이오드의 캐소드에 대응하는 상기 전계효과 트랜지스터의 다른 주 전극은 상기 단일의 출력단자에 접속되어 있는 상기 복수의 전계효과 트랜지스터를 포함하는 OR 회로의 제어방법에 있어서,
    a) 상기 입력전압 각각을 상기 출력전압과 비교하는 단계; 및
    b) 상기 비교단계 (a) 의 결과에 따라, 상기 입력전압에 대응하는 전계효과 트랜지스터를 도통 상태와 비도통 상태 중 선택된 것으로 설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 OR 회로의 제어방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 단계 (b) 는
    상기 출력전압이 대응하는 상기 입력전압과 같거나 상기 입력전압보다 더 낮을 때, 상기 대응하는 전계효과 트랜지스터를 상기 도통 상태로 설정하는 단계; 및
    상기 출력전압이 상기 입력전압보다 더 높을 때, 상기 대응하는 전계효과 트랜지스터를 상기 비도통 상태로 설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 OR 회로의 제어방법.
  20. 부하에 공급되는 단일의 출력전압을 발생시키기 위한 복수의 전원을 이용하는 전원회로의 제어방법으로서,
    상기 전원 각각을 위하여 제공되는 복수의 p-채널 전계효과 트랜지스터로서, 상기 p-채널 전계효과 트랜지스터 각각은 대응하는 전원을 상기 부하에 접속하고, 상기 p-채널 전계효과 트랜지스터의 고유 다이오드의 애노드에 대응하는 상기 p-채널 전계효과 트랜지스터의 드레인 전극은 상기 대응하는 전원에 접속되어 있고, 상기 고유 다이오드의 캐소드에 대응하는 상기 p-채널 전계효과 트랜지스터의 소스 전극은 상기 부하에 접속되어 있는 상기 복수의 p-채널 전계효과 트랜지스터를 포함하는 상기 전원회로의 제어방법에 있어서,
    a) 상기 전원들의 전원전압 각각을 상기 단일의 출력전압과 비교하는 단계; 및
    b) 상기 비교단계 (a) 의 결과에 따라, 상기 전원전압에 대응하는 상기 p-채널 전계효과 트랜지스터를 도통 상태와 비도통 상태 중 선택된 것으로 설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원회로의 제어방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 단계 (b) 는
    상기 단일의 출력전압이 대응하는 상기 전원전압과 같거나 더 낮을 때, 상기 대응하는 p-채널 전계효과 트랜지스터를 상기 도통 상태로 설정하는 단계; 및
    상기 단일의 출력전압이 대응하는 상기 전원전압보다 더 높을 때, 상기 대응하는 p-채널 전계효과 트랜지스터를 상기 비도통 상태로 설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원회로의 제어방법.
  22. 부하에 공급되는 단일의 출력전압을 발생시키기 위한 복수의 전원을 이용하는 전원회로의 제어방법으로서,
    상기 전원 각각을 위하여 제공되는 복수의 상기 n-채널 전계효과 트랜지스터로서, 상기 n-채널 전계효과 트랜지스터 각각은 대응하는 전원을 상기 부하에 접속하고, 상기 n-채널 전계효과 트랜지스터의 고유 다이오드의 애노드에 대응하는 상기 n-채널 전계효과 트랜지스터의 소스 전극은 상기 대응하는 전원에 접속되어 있고, 상기 고유 다이오드의 캐소드에 대응하는 상기 n-채널 전계효과 트랜지스터의 드레인 전극은 상기 부하에 접속되어 있는 상기 복수의 상기 n-채널 전계효과 트랜지스터를 포함하는 전원회로의 제어방법에 있어서,
    a) 상기 전원들의 전원전압 각각을 상기 단일의 출력전압과 비교하는 단계; 및
    b) 상기 비교단계 (a) 의 결과에 따라, 상기 전원전압에 대응하는 상기 n-채널 전계효과 트랜지스터를 도통 상태와 비도통 상태 중 선택된 것으로 설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원회로의 제어방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 단계 (b) 는
    상기 단일의 출력전압이 대응하는 상기 전원전압과 같거나 더 낮을 때, 상기 대응하는 n-채널 전계효과 트랜지스터를 도통 상태로 설정하는 단계; 및
    상기 단일의 출력전압이 대응하는 상기 전원전압보다 더 높을 때, 상기 대응하는 n-채널 전계효과 트랜지스터를 상기 비도통 상태로 설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원회로의 제어방법.
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