KR20010113810A - 차분 펄스 부호 변조 시스템 - Google Patents

차분 펄스 부호 변조 시스템 Download PDF

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KR20010113810A
KR20010113810A KR1020017013249A KR20017013249A KR20010113810A KR 20010113810 A KR20010113810 A KR 20010113810A KR 1020017013249 A KR1020017013249 A KR 1020017013249A KR 20017013249 A KR20017013249 A KR 20017013249A KR 20010113810 A KR20010113810 A KR 20010113810A
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추피터엘.
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마이클 알. 쿠리
폴리콤 인코포레이티드
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    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
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    • H03M3/042—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM] with adaptable step size, e.g. adaptive differential pulse code modulation [ADPCM]

Abstract

ADPCM 환경에서 예측기 계수의 적응이 빠르게 그리고 계산효율적인 방식으로 수렴되게 하는 디지털 오디오 신호를 처리하는 향상된 기술이 제공된다. 본 기술(도 2)은 폴에 기초한 예측기(210)의 예측 계수를 업데이트하거나 적응시키도록 사용되는 필터링되고 재구성된 신호(220)를 발생시키기 위해 백색화 필터(218)를 사용한다.

Description

차분 펄스 부호 변조 시스템{DIFFERENTIAL PULSE CODE MODULATION SYSTEM}
도 1을 하기 토론과 관련하여 참조할 수 있다. ADPCM은 네트워크상에 연속적으로 전송하기 위해 음성 및 다른 오디오 신호를 인코딩하기 위한 주지된 기술이다. 그러한 시스템의 표준 실현이 여기에 참조하여 통합된 International Telecommunication Union(ITU-T) Recommendation G.722, 7㎑ Audio-Coding Within 64 kBit/s에 설명되었다.
Araseki 등에 허여되고 여기에 통합된 1982년 2월 23일에 발행된 미국 특허 제 4,317,208호에 설명된 바와 같이, 차분 펄스 부호 변조 시스템은 현 시간 주기에서 각 신호 샘플의 예측이 과거 시간 주기에서의 신호 샘플에 기초하는 대역 압축 시스템이다. 연속하는 신호 샘플 사이에서 현 시간 주기와 과거 시간 주기에서의 높은 상관관계로 인해, 그러한 프로세스는 음성 및 이와 유사한 대역 신호에 특별히 효과적이다. 시간 j에서의 예측된 신호(Sj)는 보통 다음의 일반 방정식에 의해송신기(102)에서 유도된다:
Sj= A1Sj-1+ A2Sj-2+ ...AnSj-n;
여기에서, A1,A2,...An은 예측 계수로 불린다. 예측 계수는 입력 신호(Yj) 및 예측된 신호(Sj) 사이의 차이를 최소화하기 위해 선택되어, 차례로 양자화되고 수신기(104)에 송신되는 예측 에러(Ej)를 최소화하고, 그래서 입력 신호보다 상당히 더 작은 송신 대역폭을 필요로 한다. 이 수신기(104)는 일반적으로 송신기(102)의 역 방식으로 작용하고, 그래서 입력 신호를 재구성한다.
음성 또는 관련된 오디오 신호의 특성은 시간에 따라 변하고, 결과적으로 최적 계수 값은 또한 변한다. 예측 계수를 효율적으로 유도하기 위해 시도되는 방법은 예측 에러(Ej)가 관찰되는 동안 그러한 에러를 최소화하는 목표를 가지고 예측 계수를 적응시키는 것인데, 이 방법은 일반적으로 ADPCM 시스템을 설명할 수 있다. 이러한 시스템에서 사용되는 예측기의 공통 타입은 간혹 차분 또는 잔류 신호로 불리는 예측 에러 신호(Ej)에서 에너지를 최소화하기 위해 피드백 루프를 사용하는 예측기(110,126)와 같은 폴에 기초한 예측기이다.
송신기(102) 및 수신기(104)사이의 주파수 전송 에러의 실재로 인해, (역양자화된) 예측 에러( j)가 수신기(104)에서 생성되고, 그래서 그에 의존하는 재구성된 입력 신호(S'j)는 송신기(102)에서 수신된 실제 입력 신호(Yj)로부터 발산하는 경향이 있다. 전송 에러의 역효과를 차차 제거하기 위해, 이 예측 계수는 보통 다음의 일반 방정식에 의해 유도된다:
A1i j+1= Ai j(1-δ) + g·F1(S'j-i)·F2( j);
여기에서, j는 1 내지 n이고, δ는 1보다 휠씬 작은 양의 값이고, g는 적당한 양의 상수이고, S'j-i는 i 샘플 지연된 재구성된 입력 신호이고, F1및 F2는 비감소 함수이다. 이 수신기(104) 예측 계수값은 추적되거나, 차차 항(1-δ)의 연산에 의해 송신기(102)의 예측 계수값으로 수렴되게 된다. 그래서 전송 에러의 해로운 효과는 부분적으로 극복된다.
수신기의 불안정성 또는 진동은 상술된 바와 같이 예측 계수를 유도하기 위해, 이전의 재구성된 입력 신호(S'j-i) 및 예측 에러 신호( j)를 사용하는 예측기로의 피드백 루프로 인해 폴에 기초한 예측기 시스템에서 여전히 발생할 수 있다. 안정성 검사는 종종 예측 계수가 바람직한 범위내에 있도록 보장하기 위해 사용되지만, 폴의 수, 즉 계수가 증가함에 따라 더욱 복잡해지는 문제가 있다.
Areseki 등에 허여된 미국 특허 제 4,317,208호에서 피드백 루프를 사용하지 않지만 폴에 기초한 예측기보다 더 작은 예측기 이득을 제공하는 것으로 알려져서 결과적으로 적응 프로세스를 금하거나 느리게 하는 예측기(120,128)와 같은 제로에 기초한 예측기를 또한 사용하는 시스템을 설명한다. 상기 특허에서 폴에 기초한 예측기 및 제로에 기초한 예측기의 그러한 조합이 상술된 불안정성 문제를 극복하고 각 타입의 예측기의 장점을 얻는다고 제안한다.
Millar에게 허여되고 여기에 참조하여 통합된, 1986년 6월 3일에 등록된 미국 특허 제 4,593,398호에서, 제로에 기초한 예측기에 연결된 폴에 기초한 예측기조차 입력 신호가 동일한 진폭과 상이한 주파수의 2개의 음조를 포함한다면 여전히 잘못 추적될 약점에 대해 설명하고 있다. Millar는 특정 입력 신호가 폴에 기초한 예측기 적응으로 하여금 수배의 안정 상태를 갖도록 피드백 루프에 의해 유도되게 할 수 있어서 수신기(104)는 송신기(102)와 상이한 값의 수신기(102)의 예측 계수로 안정할 수 있음을 알고 있었다. 이것은 차례로 수신기(104) 및 그 관련된 오디오 출력 디바이스에서 왜곡된 주파수 반응을 야기할 가능성이 높다.
Millar의 특허는 제로에 기초한 예측기에서의 낮은 예측기 이득 및 폴에 기초한 예측기에서의 미스트래킹과 관련한 문제를 완화시키는 것에 대해 설명한다. Millar에 의해 설명되고 도 1에 묘사된 시스템은 송신기(102) 및 수신기(104)에서의 예측기 수단이 신호(S'j,S'j-i)와 같은 재구성된 입력 신호의 값을 포함하는 아무 독립변수도 갖지 않는 비선형 함수를 포함하는 알고리즘에 기초한 예측 계수를 유도하는 그런 시스템이다. 이러한 계수 적응은 화살표(119,127)에 의해 묘사된다. 이것은 바로 전의 모든 계수 값에 의존하는, 즉, 예측된 신호(S'j)에 의존하는 신호(S'j-i)와 같은 재구성된 입력 신호로부터 부분적으로 유도되는 Araseki 시스템과 대조된다.
Miller 시스템 및 방법은 실현하는데 있어, 계산의 측면에서 비용이 많이 들 수 있다. 따라서, 최적 예측 계수로, 그래서 예측된 신호(S'j)로의 수렴이 종래 기술 시스템에서보다 더 빠르고 효율적으로 일어나는 시스템 및 방법이 필요하다.
본 발명은 일반적으로 디지털 오디오 신호의 인코딩 및 디코딩에 관한 것이고, 보다 상세하게는 적응 차분 펄스 부호 변조(ADPCM)시스템에서의 예측기 적응에 관한 것이다.
도 1은 종래 기술의 ADPCM 시스템을 묘사한 도면,
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 ADPCM 시스템을 묘사한 도면, 및
도 3은 본 발명의 제2 실시예에 따른 ADPCM 시스템을 묘사한 도면.
향상된 적응 차분 펄스 부호 변조(ADPCM)시스템 및 방법은 네트워크 커넥션에 의해 함께 연결되고 디지털 오디오 신호를 처리하도록 구성된 인코더 및 디코더를 포함한다. 보다 상세하게는, 설명된 기술은 ADPCM 환경에서 예측기 계수의 적응에 관한 것이다. 본 시스템의 구성요소는 프로세서에 의해 실행가능한 명령으로서 소프트웨어 형태로 또는 디지털 회로로서 하드웨어 형태로 실현될 수 있다. 더욱이, 설명된 시스템 및 방법을 실현하는 디바이스는 유사하게 위치된 원격 디바이스와 쌍방향으로 통신하기 위해 인코더 및 디코더 모두를 포함하도록 구성되는 것이 바람직하고, 또는 인코더 또는 디코더 단독으로 구성될 수 있다.
인코더에서, 디지털화된 입력 신호는 폴에 기초한 예측기에 의해 발생된 예측된 신호를 입력 신호로부터 감산함으로써 차분 신호를 유도하는 감산기에 인가된다. 양자화, 디코더로의 전송, 및 역양자화후에, 이 차분 신호는 예측기로 그리고 감산기로 피드백되는 재구성된 입력 신호를 제공하기 위해 가산기에 의해 예측된 신호에 가산된다. 이 인코더에 추가로 재구성된 입력 신호를 수신하고 거기에 필터링 알고리즘을 인가하여 필터링되고 재구성된 신호를 발생시키는 백색화 필터를 제공한다. 이 필터링되고 재구성된 신호는 폴에 기초한 예측기의 예측 계수를 업데이트하거나 적응시키도록 사용되어 최적 예측 계수로 더 빨리 그리고 계산효율적으로 수렴한다.
사운드 재생 수단으로 전송하기 위한 입력 신호를 재구성하기 위해 인코더로부터 양자화된 차분 신호를 수신하여 처리하는 디코더는 인코더와 역방식으로 작동한다. 여기에 설명된 ADPCM 기술을 사용하는 디바이스는 종래 기술, 예를 들어, ITU-T G.722에서 설명된 기술을 사용하는 디바이스와 상호 작동가능하다는 것을 알수 있다. 또한, 여기에 설명된 기술은 다양한 실현에 적용될 수 있는데, 일예로 주파수 대역 분할 처리를 위해 복수의 인코더 및/또는 디코더를 사용할 수 있다는 것을 알 수 있다.
본 발명의 다른 실시예는 특정 입력 신호에 대해 S/N비를 최대화하기 위해 인코더 및 디코더에서 추가 예측기를 포함한다. 이 추가 예측기는 제로에 기초한 예측기인것이 바람직하고, 그로부터의 출력은 예측된 신호를 생성하기 위해 폴에 기초한 예측기 출력과 합산된다.
도 2는 본 발명에 따른 ADPCM 시스템(200)의 제1 실시예를 묘사한 도면이다. ADPCM 시스템(200)은 ISDN 라인, 프랙셔널 T1 라인, 디지털 위성 라인, 무선 모뎀, 또는 그와 유사한 디지털 전송 서비스와 네트워크 커넥선(206)에 의해 통신되도록 연결된 인코더(202) 및 디코더(204)를 포함한다. 인코더(202)에서, 보통 음성으로 표시되는 디지털화된 입력 신호는 종래 감산기(208)에 인가된다. 이 입력 신호는샘플 주기(j)에서의 값을 알리는 Yj로서 표시된다. 감산기(208)는 입력 신호 Yj로부터 폴에 기초한 예측기(210)에 의해 발생된 예측된 신호(Sj)를 감산함으로써 차분 신호(Ej)를 얻는다. 이 차분 신호(Ej)는 네트워크 커넥션(206)을 통해 디코더(204)로 전송되는 양자화된 수치 표시(Nj)를 얻도록 종래 양자화기(202)에 의해 양자화된다. 양자화기(112)는 적응 타입이 바람직하지만, 고정된 스텝 사이즈 또한 사용될 수 있다.
또한 수치 표시(Nj) 발생된 차분 신호(Dj)를 유도하는 종래 역양자화기(214)로 인가될 수 있다. 종래 가산기(216)는 재구성된 입력 신호(Xj)를 제공하기 위해 예측된 신호(Sj; 폴에 기초한 예측기(210)에 의한 출력)에 재발생된 차분 신호(Dj)를 가산한다. 재구성된 입력 신호(Xj)는 다음 방정식에 따라 예측된 신호(Sj)를 계산하는 폴에 기초한 예측기(210)에 차례로 인가된다:
Sj= a1 jSj-1+ a2 jSj-2+ ...+an jSj-n
여기에서 Sj-1는 샘플 주기(j-1)에서의 예측된 신호의 저장된 값이고, Sj-2는 샘플(j-2)에서의 예측된 신호의 저장된 값으로, 이후 같으며, a1 j에서 an j는 샘플 주기(j)에서의 예측기 계수이고, 여기에서 n은 폴에 기초한 예측기(210)의 전체 수의 폴(즉, 계수)에 상응한다. ADPCM(200)의 일실시예에서, 폴에 기초한 예측기(210)는2개의 폴로 제한되어 있으며, 다음의 식을 산출한다:
Sj= a1 jSj-1+ a2 jSj-2.
그후에, 예측기(210)에 의해 발생된 예측된 신호(Sj)는 피드백 루프를 완료하는 가산기(216)에 인가된다.
예측기 계수 (a1 j,a2 j)는 다음의 일반화된 방정식에 따라 업데이트된다:
a1 j+1= a1 j(1-δ1) + g1·F1(Xf j,Xf j-1,Xf j-2)
a2 j+1= a2 j(1-δ2) + g2·F2(Xf j,Xf j-1,Xf j-2,Xf j-3,a1 j)
여기에서, Xf j는 샘플 주기(j)에서의 재구성된 입력 신호(Xj)의 필터링된 버전이고, δ1,δ2,g1및 g2는 적당한 양의 상수이고, F1및 F2는 상관, 사인-상관 또는 다른 관계로 구성된 비선형 함수이다. 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)의 계산은 아래에 설명하였다.
일반적으로, 백색화 필터는 플래터 신호 스펙트럼을 제공하기 위해 신호의 스펙트럼을 수정하여, 주파수의 함수에 따라 에너지의 적은 변화가 있다. 완전한 백색 노이즈 신호는 모든 주파수에서 동일한 에너지를 갖는다는 것이 알려져 있다. 확률적인 경사도 적응 필터는 일반적으로 비백색 신호보다는 백색 신호에서 더 빠르게 수렴한다. 따라서, 본 시스템 및 방법에서 백색 필터를 사용하는 것은 적어도 적응 폴에 기초한 예측기(210,226)의 수렴에 대한 백색 필터의 효과면에서 바람직하다.
도 2로 돌아가서, 백색화 필터(218)는 재구성된 입력 신호(Xf j)를 수신하고 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)를 발생시키도록 재구성된 입력 신호(Xf j)에 필터링 알고리즘을 인가한다. 백색화 필터(218)의 안정적인 작동을 보장하기 위해, 필터 상수(af 2 j+1,af 1 j+1)는 모든 다른 시간 단계에서(즉, j의 홀수 값에 대해) 아래에 제시된 클램핑 과정을 거친다:
af 2 j+1는 12288의 최대치 및 -12288의 최소치로 클램핑되고, af 1 j+1는 15360-af 2 j+1의 진폭으로 클램핑된다.
이러한 클램핑 루틴의 실현은 다음과 같이 예시되었다:
temp=15360-af 2 j+1;
af 1 j+1>temp이라면, af 1 j+1는 temp와 같도록 설정되고,
af 1 j+1<-temp이라면, af 1 j+1는 -temp와 같도록 설정된다.
백색화 필터(218)에 의해 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)는 상기 설명된 것과 도 2에서 화살표(220)에 의해 표시된 바와 같이, 예측기 상수(a1 j+1,a2 j+1)를 업데이트하기 위해 사용된다.
바람직한 실시예에 따라, 백색화 필터(218)는 2개의 제로를 가져, 다음의 식을 산출한다:
Xf j = Xj -af 1Xj-1-af 2Xj-2
여기에서, af 1및af 2는 제1 및 제2 차 필터 계수이다. 이 필터 계수(af 1및af 2)는 다음의 방정식에 따라 각 시간 단계(j)에서 업데이트된다:
af 2 j+1=af 2 j af 1 jsgn[Xf j]sgn[Xf j-1]+128×sgn[Xf j]sgn[Xf j-2]; 및
af 2 j+1=af 2 j +192×sgn[Xf j]sgn[Xf j-1];
여기에서, sgn[]은 비음수의 독립변수에 대해 1의 값을 그리고 음수의 독립변수에 대해 -1의 값을 리턴하는 사인 함수이다.
ADPCM 시스템(200)의 계산이 경제적인 실현에 따라, 예측기 계수의 값은 격 샘플 인터벌(j)에서 고정될 수 있다. 격 인터벌에서만 폴에 기초한 예측기(210)에 대한 예측기 계수를 재계산함으로써, 계산 리소스가 보존된다는 것을 주목해야 한다. 이러한 실현은 다음의 방정식에 의해서 설명된다:
짝수 j에 대해:
a2 j+1=a2 j; 및
a1 j+1=a1 j;
그밖에 홀수 j에 대해:
a2 j+1=a2 j-1 lim[a1 j-1]sgn[Xf j-1]sgn[Xf j-2]+127×sgn[Xf j-1]sgn[Xf j-3]-lim[a1 j-1]sgn[Xf j]sgn[Xf j-1]+128×sgn[Xf j]sgn[Xf j-2]; 및
a1 j+1=a1 j-1 +191.25×sgn[Xf j-1]sgn[Xf j-2]+192×sgn[Xf j]sgn[Xf j-1];
여기에서, sgn[]은 비음수의 독립변수에 대해 1의 값을 그리고 음수 독립변수에 대해 -1을 리턴하는 사인 함수이고,
-8192≤a1 j-1≤8191에 대해 lim[a1 j-1]=a1 j-1;
a1 j-1<-8191에 대해 lim[a1 j-1]=-8192; 및
a1 j-1>8191에 대해 lim[a1 j-1]=8192.
안정성을 보장하기 위해, a2 j+1및 a1 j+1는 상기 설명된 바와 같이 af 2 j+1및 af 1 j+1로 유사하게 클램핑된다. 즉, a2 j+1는 12288의 최대치 및 -12288의 최소치로 클램핑되고, a1 j+1의 진폭은 15360-a2 j+1으로 클램핑된다.
이러한 클램핑 루틴의 실현은 다음과 같이 예시되었다.
temp=15360-a2 j+1;
a1 j+1>temp이라면, a1 j+1는 temp와 같도록 설정되고,
a1 j+1<-temp이라면, a1 j+1는 -temp와 같도록 설정된다.
디코더(204)는 인코더(202)와 역방식으로 작동한다. 역양자화기(222)는 네트워크 커넥션을 통해 수치 표시(Nj)를 수신하고 재발생된 차분 신호(Dj)를 유도한다. 가산기(224)는 재구성된 입력 신호(Xj)를 생산하기 위해 폴에 기초한 예측기(226)에 의해 발생된 예측된 신호(Sj)에 재발생된 차분 신호(Dj)를 합산한다. 그후에, 재구성된 입력 신호(Xj)는 입력 신호(Yj)에 표시된 음성을 재구성하기 위해 사운드-재생 수단(보통 D/A 컨버터 및 라우드스피커를 포함한다)으로 전송된다.
디코더(204)에서, 재구성된 입력 신호(Xj)는 추가로 백색화 필터(230) 및 폴에 기초한 예측기(226)에 인가된다. 폴에 기초한 예측기(226)는 인코더(202)의 폴에 기초한 예측기(210)와 실질적으로 동일한 방식으로 작동하고 피드백 루프를 완료하기 위해 가산기(224)에 인가되는 예측된 신호(Sj)를 출력으로서 발생시킨다. 인코더(202)의 백색화 필터(218)와 실질적으로 동일한 방식으로 작동하는 백색화 필터(230)는 상기 논의되고 도 2에서 화살표(228)로 표시된 바와 같이, 예측기 계수를 업데이트하도록 폴에 기초한 예측기(226)에 의해 사용되는 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)를 출력으로서 제공한다.
당업자는 인코더(202) 및 디코더(204)의 다양한 구성요소가 보통 범용 프로세서에 의해 실행가능한 프로그램 명령으로서 소프트웨어 형태로 실현될 것이라는 것을 인식할 것이다. 대안으로, 인코더(202) 및/또는 디코더(204)의 하나 이상의 구성요소는 디지털 회로로서 하드웨어 형태로 실현될 수 있다.
또한, 폴에 기초한 예측기(210,226)가 2개의 폴 실현에 대하여 상기 설명되었지만 본 발명이 그것에 제한되지 않고 임의의 수의 폴을 갖는 폴에 기초한 예측기와 관련하여 실현될 수 있다는 것을 인식할 것이다.
또한, 본 발명에 실현된 ADPCM 기술이 인코딩 및 디코딩 프로세스의 실행 및 속도를 향상시키기 위해 다양한 공지된 방법으로 적용될 수 있다는 것을 알 수 있다. 예를 들어, 전송 실체가 입력 신호를 복수의 주파수가 제한된 분할 대역으로 분할시킬 수 있는데, 여기에서 각 분할 대역은 실질적으로 인코더(202)와 동일한 방식으로 작동하는 개별적인 인코더에 인가된다. 그후에, 이 대역 분할되고 인코딩된 신호는 네트워크 커넥션을 통해 수신체로 전송되기 위해 멀티플렉싱된다. 그후에, 수신 실체는 수신된 신호를 복수의 대역 분할된 신호로 디멀티플렉싱하고, 디코더(204)와 실질적으로 동일한 방식으로 작동하는 개별적인 디코더로 각 대역 분할된 신호를 향하게 한다. 이 대역 분할되고 재구성된 신호는 그후에 조합되어 사운드-재생 수단으로 전송된다.
본 발명의 다른 실시예에서, 추가의 예측기는 특정 입력 신호에 대하여 S/N비를 최대화하기 위해 폴에 기초한 예측기와 조합될 수 있다. 도 3의 ADPCM 시스템(300)의 실시예에서, 인코더(302)는 종래의 제로에 기초한 예측기(306)를 추가하는 것에 의해 도 2의 실시예의 인코더(202)와는 상이하다. 제로에 기초한 예측기(306)는 재발생된 차분 신호(Dj)를 수신하고, 예측된 예측된 신호(Sj)를 제공하기 위해 가산기(308)에 의해 (도 2 실시예의 Sj와 동일한) 부분 폴에 기초한 예측된 신호(Sjp)에 가산되는 제로에 기초한 부분 예측된 신호(Sjz)를 생성한다. 예측된 신호(Sj)는 차례로 폴에 기초한 예측기(210)의 피드백 루프 및 감산기(208)로 인가된다. 제로에 기초한 예측기(306)는 피드백 루프를 갖지 않고 그 예측기 계수는 재발생된 차분 신호(Dj)에 의존하여 종래 방법과 같이 업데이트된다는 것을 알 수 있다.
이와 유사하게, 디코더(304)는 제로에 기초한 예측기(310)를 포함함으로써 도 2의 실시예의 디코더(204)와 상이하다. 재발생된 차분 신호(Dj)는 부분 예측된신호(Sjz)를 출력으로서 발생시키는 제로에 기초한 예측기(310)에 인가된다. 가산기(312)는 예측된 신호(Sj)를 생성하기 위해 제로에 기초한 부분 예측된 신호(Sjz)를 폴에 기초한 예측기(226)에 의해 제공되는 폴에 기초한 부분 예측된 신호(Sjp)와 조합한다.
본 발명의 또 다른 실시예는 예측기, 즉, 도 1 및 도 2의 폴에 기초한 예측기(210, 226) 및/또는 도 3의 제로에 기초한 예측기(306,310)에 대한 적당한 계수를 결정하는데 있어 적어도 하나의 룩업 테이블을 사용한다. 예를 들어, 제1 폴에 기초한 예측기 계수는 3개의 양, 즉, 그 이전 값, 모든 제로 예측기와 양자화된 예측 에러의 합의 현재 값의 신호, 및 모든 제로 예측기와 양자화된 예측 에러의 합의 과거 값의 신호의 함수이다. 이러한 실시예에서, 예측 계수 값을 결정하는데 있어 아무 계산도 필요하지 않지만, 예측기의 동일한 입력-출력 특성은 보존된다.
오디오컨퍼런싱 또는 비디오컨퍼런싱 엔드포인트와 같은 상술된 ADPCM 기술을 사용하는 디바이스는 보통 네트워크 커넥션을 통한 쌍방향 통신을 위해 구비되어 원격 엔드포인트로부터 수신된 오디오 신호를 디코딩하는 (디코더(204 또는 304)와 같은) 디코더는 물론 원격 엔드포인트에 전송하기 위해 로컬 오디오를 인코딩하는 (인코더(202 또는 302)와 같은) 인코더 모두가 제공될 것이라는 것을 이해해야 한다.
본 발명의 상기 ADPCM 기술을 사용하는 기술은 전술된 Millar 참조 및 ITU-T G.722 참조에서 설명된 것과 같은 특정 종래 기술 ADPCM 기술을 사용하는 디바이스와 상호 작동가능한 장점이 있다는 것을 또한 알 수 있다.
마지막으로, 본 발명의 바람직한 실시예에 관하여 본 발명이 특별히 도시되고 설명되었지만, 형태 및 세부사항에서 다양한 변형이 본 발명의 취지와 범위를 벗어남 없이 만들어질 수 있다는 것을 당업자들이 이해할 것이라는 것은 주지된 사실이다.

Claims (38)

  1. 적응 차분 펄스 부호 변조 시스템에 있어서,
    인코더;
    전송 수단; 및
    디코더;로 포함되어 있으며,
    상기 인코더는,
    j가 샘플 주기인, 입력 신호(Yj) 및 예측된 신호(Sj) 사이의 차인 차분 신호(Ej)를 유도하도록 구성된 감산기;
    재발생된 차분 신호(Dj)를 유도하기 위해 인코더 역양자화기에, 그리고 상기 재발생된 차분 신호(Dj)를 유도하기 위해 네트워크를 통해 상기 양자화기에 연결된 디코더 역양자화기에 전송하기 위한 수치 표시(Nj)를 얻기 위해 차분 신호(Ej)를 양자화하도록 구성된 양자화기;
    상기 재발생된 차분 신호(Dj) 및 상기 예측된 신호(Sj)의 합인 상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 유도하도록 구성된 인코더 가산기;
    상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 수신하여, n이 백색화 필터(Fe)에 상응하는 필터 탭 계수(af n)의 수이고, Xj-n은 샘플 주기 (j-n)에서의 재구성된 입력 신호(Xj)의 값인 방정식,
    Xf j = Xj -af 1Xj-1-af 2Xj-2-...af nXj-n
    에 따라 발생되는 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)을 발생시키도록 구성된 인코더 백색화 필터(Fe);
    상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 수신하여, np는 예측기(Pep)에 상응하는 예측기 계수(aj np)의 수이고, Sj-np는 샘플 주기 (j-np)에서의 예측된 신호(Sj)의 값인 방정식,
    Sjp= a1 jSj-1+ a2 jSj-2+ ...+anp jSj-np
    에 따라 발생되고 적어도 예측된 신호(Sj)의 구성요소인 예측된 신호(Sjp)를 발생시키도록 구성된 인코더 예측기(Pep); 및
    상기 예측된 신호(Sj)를 가산기에 인가하도록 구성된 인코더 피드백 루프;를 포함하고 있고,
    상기 전송 수단은 인코더로부터 디코더로 수치 표시(Nj)를 전송하도록 구성되어 있으며,
    상기 디코더는,
    네트워크를 통해 양자화기에 연결되고 수치 표시(Nj)를 수신하여 그로부터 재발생된 차분 신호(Dj)를 유도하도록 구성된 디코더 역양자화기;
    재발생된 차분 신호(Dj) 및 예측된 신호(Sj)의 합인 재구성된 입력 신호(Xj)를 유도하도록 구성된 디코더 가산기;
    상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 수신하여, n은 백색화 필터(Fd)에 상응하는 필터 탭 계수(af n)의 수이고, Xj-n은 샘플 주기 (j-n)에서의 재구성된 입력 신호(Xj)의 값인 방정식,
    Xf j = Xj -af 1Xj-1-af 2Xj-2-...af nXj-n
    에 따라 발생되는 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)을 발생시키도록 구성된 디코더 백색화 필터(Fd);
    상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 수신하여, np는 예측기(Pdp)에 상응하는 예측기 계수(aj np)의 수이고, Sj-np는 샘플 주기 (j-np)에서의 예측된 신호(Sj)의 값인 방정식,
    Sjp= a1 jSj-1+ a2 jSj-2...anp jSj-np
    에 따라 발생되고 적어도 예측된 신호(Sj)의 구성요소인 예측된 신호(Sjp)를발생시키도록 구성된 디코더 예측기(Pep); 및
    상기 예측된 신호(Sj)를 디코더 가산기에 인가하도록 구성된 디코더 피드백 루프;를 포함하고 있는 것을 특징으로 하는 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    재발생된 차분 신호(Dj)를 수신하여 예측된 신호(Sjz)를 발생시키도록 구성된 제2 인코더 예측기(Pez);
    상기 예측된 신호(Sjp) 및 상기 예측된 신호(Sjz)의 합인 상기 예측된 신호(Sj)를 인코더에서 유도하도록 구성된 제2 인코더 가산기;
    상기 재발생된 차분 신호(Dj)를 수신하여 예측된 신호(Sjz)를 발생시키도록 구성된 제2 디코더 예측기(Pdz); 및
    상기 예측된 신호(Sjp) 및 상기 예측된 신호(Sjz)의 합인 상기 예측된 신호(Sj)를 디코더에서 유도하도록 구성된 제2 디코더 가산기;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    np는 2이고;
    상기 예측기 계수(a1 j)는 δ1및 g1이 적당한 양의 상수이고, F1가 비선형 함수인 방정식,
    a1 j+1= a1 j(1-δ1) + g1·F1(Xf j,Xf j-1,Xf j-2)
    에 따라 업데이트되고;
    상기 예측기 계수(a2 j)는 δ2및 g2는 적당한 양의 상수이고, F2는 비선형 함수인 방정식,
    a2 j+1= a2 j(1-δ2) + g2·F2(Xf j,Xf j-1,Xf j-2,a1 j)
    에 따라 업데이트되는 것을 특징으로 하는 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서,
    n는 2이고;
    상기 필터 탭 계수(af 1)는 δ1및 g1이 적당한 양의 상수이고, F1가 비선형 함수인 일반화된 방정식,
    af 1 j+1= af 1 j(1-δ1) + g1·F1(Xf j,Xf j-1,Xf j-2)
    에 따라 각 샘플 주기(j)에서 업데이트되고;
    상기 필터 탭 계수(af 2)는 δ2및 g2가 적당한 양의 상수이고, F2는 비선형 함수인 일반화된 방정식,
    af 2 j+1= af 2 j(1-δ2) + g2·F2(Xf j,Xf j-1,Xf j-2,af 1 j)
    에 따라 각 샘플 주기(j)에서 업데이트되는 것을 특징으로 하는 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 필터 탭 계수(af 1 j)는 방정식,
    af 2 j+1=af 2 j +192×sgn[Xf j]sgn[Xf j-1]
    에 따라 업데이트되고;
    상기 필터 탭 계수(af 2 j)는 방정식,
    af 2 j+1=af 2 j af 1 jsgn[Xf j]sgn[Xf j-1]+128×sgn[Xf j]sgn[Xf j-2]
    에 따라 업데이트되고;
    sgn[]은 비음수의 독립변수에 대해 1의 값을 그리고 음수의 독립변수에 대해 -1의 값을 리턴하는 사인 함수인 것을 특징으로 하는 시스템.
  6. 제 5 항에 있어서, 격 샘플 주기(j)에서,
    상기 필터 탭 계수(af 2 j+1)는 -12288≤(af 2 j+1)≤12288의 범위에서 유지되고;
    상기 필터 탭 계수(af 1 j+1)는 -(15360-af 2 j+1)≤(af 1 j+1)≤(15360-af 2 j+1)의 범위에서 유지되고;
    (af 1 j+1)는 af 1 j+1>15360-af 2 j+1일 때 (15360-af 2 j+1)와 동일하게 설정되고;
    (af 1 j+1)는 af 1 j+1<-(15360-af 2 j+1)일 때 -(15360-af 2 j+1)와 동일하게 설정되는 것을 특징으로 하는 시스템.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 재발생된 차분 신호(Dj)를 수신하여 예측된 신호(Sjz)를 발생시키도록 구성된 제2 인코더 예측기(Pez);
    상기 예측된 신호(Sjp) 및 상기 예측된 신호(Sjz)의 합인 상기 예측된 신호(Sj)를 인코더에서 유도하도록 구성된 제2 인코더 가산기;
    상기 재발생된 차분 신호(Dj)를 수신하여 예측된 신호(Sjz)를 발생시키도록 구성된 제2 디코더 예측기(Pdz); 및
    상기 예측된 신호(Sjp) 및 상기 예측된 신호(Sjz)의 합인 상기 예측된신호(Sj)를 디코더에서 유도하도록 구성된 제2 디코더 가산기;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  8. 제 1 항에 있어서, 격 샘플 주기(j)에서, 상기 예측기(Pep,Pdp)에 상응하는 상기 예측기 계수(aj np)는 불변으로 유지되는 것을 특징으로 하는 시스템.
  9. 제 8 항에 있어서, 짝수 j에 대해:
    a1 j+1=a1 j; 및
    a2 j+1=a2 j이고,
    그다음 홀수 j에 대해:
    a1 j+1=a1 j-1 +191.25×sgn[Xf j-1]sgn[Xf j-2]+192×sgn[Xf j]sgn[Xf j-1]이고,
    a2 j+1=a2 j-1 lim[a1 j-1]sgn[Xf j-1]sgn[Xf j-2]+127×sgn[Xf j-1]sgn[Xf j-3]-lim[a1 j-1]sgn[Xf j]sgn[Xf j-1]+128×sgn[Xf j]sgn[Xf j-2]이며,
    sgn[]은 비음수의 독립변수에 대해 1의 값을 그리고 음수의 독립변수에 대해-1의 값을 리턴하는 사인 함수이고,
    -8192≤a1 j-1≤8191에 대해 lim[a1 j-1]=a1 j-1;
    a1 j-1<-8191에 대해 lim[a1 j-1]=-8192; 및
    a1 j-1>8191에 대해 lim[a1 j-1]=8192인 것을 특징으로 하는 시스템.
  10. 디지털 오디오 신호를 인코딩하는 인코더에 있어서,
    j가 샘플 주기인, 입력 신호(Yj) 및 예측된 신호(Sj) 사이의 차인 차분 신호(Ej)를 유도하도록 구성된 감산기;
    재발생된 차분 신호(Dj)를 유도하기 위해 인코더 역양자화기에, 그리고 상기 재발생된 차분 신호(Dj)를 유도하기 위해 상기 양자화기에 연결된 디코더 역양자화기에 전송하기 위한 수치 표시(Nj)를 얻도록 차분 신호(Ej)를 양자화하도록 구성된 양자화기;
    상기 재발생된 차분 신호(Dj) 및 상기 예측된 신호(Sj)의 합인 상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 유도하도록 구성된 가산기;
    상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 수신하여, n은 백색화 필터(Fe)에 상응하는필터 탭 계수(af n)의 수이고, Xf j-n은 샘플 주기 (j-n)에서의 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)의 값인 방정식,
    Xf j = Xj -af 1Xj-1-af 2Xj-2-...af nXj-n
    에 따라 발생되는 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)을 발생시키도록 구성된 백색화 필터;
    상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 수신하여, np는 예측기에 상응하는 예측기 계수(aj np)의 수이고, Sj-np는 샘플 주기 (j-np)에서의 예측된 신호(Sj)의 값인 방정식,
    Sjp= a1 jSj-1- a2 jSj-2- ...anp jSj-np
    에 따라 발생되고 적어도 예측된 신호(Sj)의 구성요소인 예측된 신호(Sjp)를 발생시키도록 구성된 예측기; 및
    상기 예측된 신호(Sj)를 상기 가산기에 인가하도록 구성된 피드백 루프;를 포함하는 것을 특징으로 하는 인코더.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 재발생된 차분 신호(Dj)를 수신하여, 적어도 예측된 신호(Sj)의 구성요소인 예측된 신호(Sjz)를 발생시키도록 구성된 제2 예측기; 및
    상기 예측된 신호(Sjp) 및 상기 예측된 신호(Sjz)의 합인 상기 예측된 신호(Sj)를 유도하도록 구성된 제2 가산기;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 인코더.
  12. 제 10 항에 있어서,
    n는 2이고;
    상기 필터 탭 계수(af 1)는 δ1및 g1이 적당한 양의 상수이고, F1가 비선형 함수인 일반화된 방정식,
    af 1 j+1= af 1 j(1-δ1) + g1·F1(Xf j,Xf j-1,Xf j-2)
    에 따라 각 샘플 주기(j)에서 업데이트되고;
    상기 필터 탭 계수(af 2)는 δ2및 g2가 적당한 양의 상수이고, F2는 비선형 함수인 일반화된 방정식,
    af 2 j+1= af 2 j(1-δ2) + g2·F2(Xf j,Xf j-1,Xf j-2,af 1 j)
    에 따라 각 샘플 주기(j)에서 업데이트되는 것을 특징으로 하는 인코더.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 필터 탭 계수(af 1)는 방정식,
    af 2 j+1=af 2 j +192×sgn[Xf j]sgn[Xf j-1]
    에 따라 업데이트되고;
    상기 필터 탭 계수(af 2)는 방정식,
    af 2 j+1=af 2 j af 1 jsgn[Xf j]sgn[Xf j-1]+128×sgn[Xf j]sgn[Xf j-2]
    에 따라 업데이트되고;
    sgn[]은 비음수의 독립변수에 대해 1의 값을 그리고 음수의 독립변수에 대해 -1의 값을 리턴하는 사인 함수인 것을 특징으로 하는 인코더.
  14. 제 13 항에 있어서, 격 샘플 주기(j)에서,
    상기 필터 탭 계수(af 2 j+1)는 -12288≤(af 2 j+1)≤12288의 범위에서 유지되고;
    상기 필터 탭 계수(af 1 j+1)는 -(15360-af 2 j+1)≤(af 1 j+1)≤(15360-af 2 j+1)의 범위에서 유지되고;
    (af 1 j+1)는 af 1 j+1>15360-af 2 j+1일 때 (15360-af 2 j+1)와 동일하게 설정되고;
    (af 1 j+1)는 af 1 j+1<-(15360-af 2 j+1)일 때 -(15360-af 2 j+1)와 동일하게 설정되는 것을 특징으로 하는 인코더.
  15. 제 10 항에 있어서, 격 샘플 주기(j)에서, 상기 예측기에 상응하는 예측기 계수(aj np)는 불변으로 유지되는 것을 특징으로 하는 인코더.
  16. 제 10 항에 있어서, 상기 인코더는 비디오컨퍼런싱 디바이스 또는 애플리케이션에 연결되거나 그 구성요소인 것을 특징으로 하는 인코더.
  17. 적합하게 결합된 인코더에 의해 인코딩된 디지털 오디오 신호를 디코딩하는 디코더에 있어서,
    상기 인코더에 연결되고, j가 샘플 주기인, 입력 신호(Yj) 및 예측된 신호(Sj) 사이의 차분 신호(Ej)의 양자화된 표시인 수치 표시(Nj)를 수신하고 그로부터 재발생된 차분 신호(Dj)를 유도하도록 구성된 역양자화기;
    상기 재발생된 차분 신호(Dj) 및 상기 예측된 신호(Sj)의 합인 상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 유도하도록 구성된 가산기;
    상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 수신하여, n은 백색화 필터에 상응하는 필터탭 계수(af n)의 수이고, Xf j-n은 샘플 주기 (j-n)에서의 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)의 값인 방정식,
    Xf j = Xj -af 1Xj-1-af 2Xj-2-...af nXf j-n
    에 따라 발생되는 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)을 발생시키도록 구성된 백색화 필터;
    상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 수신하여, np는 상기 예측기에 상응하는 예측기 계수(aj np)의 수이고, Sj-np는 샘플 주기 (j-np)에서의 예측된 신호(Sj)의 값인 방정식,
    Sjp= a1 jSj-1- a2 jSj-2- ...anp jSj-np
    에 따라 발생되고 적어도 예측된 신호(Sj)의 구성요소인 예측된 신호(Sjp)를 발생시키도록 구성된 예측기; 및
    상기 예측된 신호(Sj)를 상기 가산기에 인가하도록 구성된 피드백 루프;를 포함하는 것을 특징으로 하는 디코더.
  18. 제 17 항에 있어서,
    재발생된 차분 신호(Dj)를 수신하여 적어도 예측된 신호(Sj)의 구성요소인 예측된 신호(Sjz)를 발생시키도록 구성된 제2 예측기;
    상기 예측된 신호(Sjp) 및 상기 예측된 신호(Sjz)의 합인 상기 예측된 신호(Sj)를 유도하도록 구성된 제2 가산기;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디코더.
  19. 제 17 항에 있어서,
    n는 2이고;
    상기 필터 탭 계수(af 1)는 δ1및 g1이 적당한 양의 상수이고, F1가 비선형 함수인 일반화된 방정식,
    af 1 j+1= af 1 j(1-δ1) + g1·F1(Xf j,Xf j-1,Xf j-2)
    에 따라 각 샘플 주기(j)에서 업데이트되고;
    상기 필터 탭 계수(af 2)는 δ2및 g2가 적당한 양의 상수이고, F2는 비선형 함수인 일반화된 방정식,
    af 2 j+1= af 2 j(1-δ2) + g2·F2(Xf j,Xf j-1,Xf j-2,af 1 j)
    에 따라 각 샘플 주기(j)에서 업데이트되는 것을 특징으로 하는 디코더.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 필터 탭 계수(af 1)는 방정식,
    af 1 j+1=af 1 j +192×sgn[Xf j]sgn[Xf j-1]
    에 따라 업데이트되고;
    상기 필터 탭 계수(af 2)는 방정식,
    af 2 j+1=af 2 j af 1 jsgn[Xf j]sgn[Xf j-1]+128×sgn[Xf j]sgn[Xf j-2]
    에 따라 업데이트되고;
    sgn[]은 비음수의 독립변수에 대해 1의 값을 그리고 음수의 독립변수에 대해 -1의 값을 리턴하는 사인 함수인 것을 특징으로 하는 디코더.
  21. 제 20 항에 있어서, 격 샘플 주기(j)에서,
    상기 필터 탭 계수(af 2 j+1)는 -12288≤af 2 j+1≤12288의 범위에서 유지되고;
    상기 필터 탭 계수(af 1 j+1)는 -(15360-af 2 j+1)≤(af 1 j+1)≤(15360-af 2 j+1)의 범위에서 유지되고;
    (af 1 j+1)는 af 1 j+1>15360-af 2 j+1일 때 (15360-af 2 j+1)와 동일하게 설정되고;
    (af 1 j+1)는 af 1 j+1<-(15360-af 2 j+1)일 때 -(15360-af 2 j+1)와 동일하게 설정되는 것을 특징으로 하는 디코더.
  22. 제 17 항에 있어서, 격 샘플 주기(j)에서, 상기 예측기에 상응하는 상기 예측기 계수(aj np)는 불변으로 유지되는 것을 특징으로 하는 디코더.
  23. 제 17 항에 있어서, 상기 디코더는 비디오 컨퍼런싱 디바이스 또는 애플리케이션에 연결되거나 그 구성요소인 것을 특징으로 하는 디코더.
  24. 디지털 오디오 신호를 인코딩 및 디코딩하는 방법에 있어서,
    j가 샘플 주기인, 입력 신호(Yj) 및 예측된 신호(Sj) 사이의 차인 차분 신호(Ej)를 인코더에서 유도하는 단계;
    재발생된 차분 신호(Dj)를 유도하기 위해 인코더 역양자화기에, 그리고 상기 재발생된 차분 신호(Dj)를 유도하기 위해 네트워크를 통해 상기 양자화기에 연결된 디코더 역양자화기에 전송하기 위한 수치 표시(Nj)를 얻도록 차분 신호(Ej)를 양자화하는 단계;
    상기 재발생된 차분 신호(Dj) 및 상기 예측된 신호(Sj)의 합인 상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 제1 가산기에서 유도하는 단계;
    백색화 필터(Fe)에서 재구성된 입력 신호(Xj)를 수신하는 단계;
    n은 백색화 필터(Fe)에 상응하는 필터 탭 계수(af n)의 수이고, Xf j-n은 샘플 주기 (j-n)에서의 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)의 값인 방정식,
    Xf j = Xj -af 1Xj-1-af 2Xj-2-...af nXf j-n
    에 따라 발생되는 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)을 백색화 필터(Fe)에 의해 발생시키는 단계;
    예측기(Pep)에서 상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 수신하는 단계;
    np는 예측기(Pep)에 상응하는 예측기 계수(aj np)의 수이고, Sj-np는 샘플 주기 (j-np)에서의 예측된 신호(Sj)의 값인 방정식,
    Sjp= a1 jSj-1- a2 jSj-2- ...anp jSj-np
    에 따라 발생되고 적어도 예측된 신호(Sj)의 구성요소인 예측된 신호(Sjp)를상기 예측기(Pep)에 의해 발생시키는 단계;
    피드백을 제공하기 위해 상기 예측된 신호(Sj)를 상기 제1 가산기에 인가하는 단계;
    디코더에서 상기 수치 표시(Nj)를 수신하는 단계;
    상기 수치 표시(Nj)로부터 재발생된 차분 신호(Dj)를 유도하는 단계;
    재발생된 차분 신호(Dj) 및 예측된 신호(Sj)의 합인 재구성된 입력 신호(Xj)를 제2 가산기에서 유도하는 단계;
    백색화 필터(Fd)에서 상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 수신하는 단계;
    n은 백색화 필터(Fd)에 상응하는 필터 탭 계수(af n)의 수이고, Xf j-n은 샘플 주기 (j-n)에서의 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)의 값인 방정식,
    Xf j = Xf j -af 1Xj-1-af 2Xj-2-...af nXf j-n
    에 따라 발생되는 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)를 백색화 필터(Fd)에 의해 발생시키는 단계;
    예측기(Pdp)에서 상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 수신하는 단계;
    np는 예측기(Pdp)에 상응하는 예측기 계수(aj np)의 수이고, Sj-np는 샘플 주기(j-np)에서의 예측된 신호(Sj)의 값인 방정식,
    Sjp= a1 jSj-1- a2 jSj-2- ...anp jSj-np
    에 따라 발생되고 적어도 예측된 신호(Sj)의 구성요소인 예측된 신호(Sjp)를 예측기(Pdp)에 의해 발생시키는 단계; 및
    피드백을 제공하기 위해 상기 예측된 신호(Sj)를 제2 가산기에 인가하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  25. 제 24 항에 있어서,
    재발생된 차분 신호(Dj)를 상기 인코더의 예측기(Pez)에서 수신하는 단계;
    예측된 신호(Sjz)를 상기 예측기(Pez)에 의해 발생시키는 단계;
    상기 예측된 신호(Sjp) 및 상기 예측된 신호(Sjz)의 합인 상기 예측된 신호(Sj)를 인코더에서 유도하는 단계;
    상기 재발생된 차분 신호(Dj)를 상기 디코더의 예측기(Pdz)에서 수신하는 단계;
    상기 예측된 신호(Sjz)를 상기 예측기(Pdz)에 의해 발생시키는 단계; 및
    상기 예측된 신호(Sjp) 및 상기 예측된 신호(Sjz)의 합인 상기 예측된신호(Sj)를 디코더에서 유도하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  26. 제 24 항에 있어서, np는 2이고,
    δ1및 g1이 적당한 양의 상수이고, F1이 비선형 함수인 방정식,
    a1 j+1= a1 j(1-δ1) + g1·F1(Xf j,Xf j-1,Xf j-2)
    에 따라 상기 예측기 계수(a1 j)를 업데이트하는 단계;
    δ2및 g2는 적당한 양의 상수이고, F2는 비선형 함수인 방정식,
    a2 j+1= a2 j(1-δ2) + g2·F2(Xf j,Xf j-1,Xf j-2,a1 j)
    에 따라 상기 예측기 계수(a2 j)를 업데이트하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  27. 제 24 항에 있어서, n는 2이고,
    δ1및 g1이 적당한 양의 상수이고, F1가 비선형 함수인 일반화된 방정식,
    af 1 j+1= af 1 j(1-δ1) + g1·F1(Xf j,Xf j-1,Xf j-2)
    에 따라 각 샘플 주기(j)에서 상기 필터 탭 계수(af 1)를 업데이트하는 단계; 및
    δ2및 g2는 적당한 양의 상수이고, F2는 비선형 함수인 일반화된 방정식,
    af 2 j+1= af 2 j(1-δ2) + g2·F2(Xf j,Xf j-1,Xf j-2,af 1 j)
    에 따라 각 샘플 주기(j)에서 상기 필터 탭 계수(af 2)를 업데이트하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 필터 탭 계수(af 1)는 방정식,
    af 2 j+1=af 2 j +192×sgn[Xf j]sgn[Xf j-1]
    에 따라 업데이트되고;
    상기 필터 탭 계수(af 2)는 방정식,
    af 2 j+1=af 2 j af 1 jsgn[Xf j]sgn[Xf j-1]+128×sgn[Xf j]sgn[Xf j-2]
    에 따라 업데이트되고;
    sgn[]은 비음수의 독립변수에 대해 1의 값을 그리고 음수의 독립변수에 대해-1의 값을 리턴하는 사인 함수인 것을 특징으로 하는 방법.
  29. 제 28 항에 있어서, 격 샘플 주기(j)에서,
    상기 필터 탭 계수(af 2 j+1)는 -12288≤(af 2 j+1)≤12288의 범위에서 유지되고;
    상기 필터 탭 계수(af 1 j+1)는 -(15360-af 2 j+1)≤(af 1 j+1)≤(15360-af 2 j+1)의 범위에서 유지되고;
    (af 1 j+1)는 af 1 j+1>15360-af 2 j+1일 때 (15360-af 2 j+1)와 동일하게 설정되고;
    (af 1 j+1)는 af 1 j+1<-(15360-af 2 j+1)일 때 -(15360-af 2 j+1)와 동일하게 설정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  30. 제 28 항에 있어서,
    상기 재발생된 차분 신호(Dj)를 상기 인코더의 예측기(Pez)에서 수신하는 단계;
    예측된 신호(Sjz)를 예측기(Pez)에 의해 발생시키는 단계;
    상기 예측된 신호(Sjp) 및 상기 예측된 신호(Sjz)의 합인 상기 예측된 신호(Sj)를 인코더에서 유도하는 단계;
    상기 디코더의 예측기(Pdz)에서 상기 재발생된 차분 신호(Dj)를 수신하는 단계;
    상기 예측된 신호(Sjz)를 상기 예측기(Pdz)에 의해 발생시키는 단계; 및
    상기 예측된 신호(Sjp) 및 상기 예측된 신호(Sjz)의 합인 상기 예측된 신호(Sj)를 상기 디코더에서 유도하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  31. 제 28 항에 있어서, np는 2이고;
    δ1및 g1이 적당한 양의 상수이고, F1가 비선형 함수인 방정식,
    a1 j+1= a1 j(1-δ1) + g1·F1(Xf j,Xf j-1,Xf j-2)
    에 따라 상기 예측기 계수(a1 j)를 업데이트하는 단계; 및
    δ2및 g2가 적당한 양의 상수이고, F2는 비선형 함수인 방정식,
    a2 j+1= a2 j(1-δ2) + g2·F2(Xf j,Xf j-1,Xf j-2,a1 j)
    에 따라 상기 예측기 계수(a2 j)를 업데이트하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  32. 적응 차분 펄스 부호 변조 시스템의 2개의 폴 예측기에 계수를 적응시키는 방법에 있어서,
    n은 백색화 필터(Fe)에 상응하는 필터 탭 계수(af n)의 수이고, Xj-n은 샘플 주기 (j-n)에서의 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)의 값인 방정식,
    Xf j = Xj -af 1Xj-1-af 2Xj-2-...af nXf j-n
    에 따라 발생되는 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)를 상기 백색화 필터(Fe)에 의해 발생시키는 단계;
    δ1및 g1이 적당한 양의 상수이고, F1가 비선형 함수인 방정식,
    a1 j+1= a1 j(1-δ1) + g1·F1(Xf j,Xf j-1,Xf j-2)
    에 따라 상기 예측기 계수(a1 j)를 업데이트하는 단계; 및
    δ2및 g2가 적당한 양의 상수이고, F2는 비선형 함수인 방정식,
    a2 j+1= a2 j(1-δ2) + g2·F2(Xf j,Xf j-1,Xf j-2,a1 j)
    에 따라 상기 예측기 계수(a2 j)를 업데이트하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  33. 제 32 항에 있어서,
    δ1및 g1이 적당한 양의 상수이고, F1가 비선형 함수인 일반화된 방정식,
    af 1 j+1= af 1 j(1-δ1) + g1·F1(Xf j,Xf j-1,Xf j-2)
    에 따라 각 샘플 주기(j)에서 상기 필터 탭 계수(af 1)를 업데이트하는 단계; 및
    δ2및 g2가 적당한 양의 상수이고, F2는 비선형 함수인 일반화된 방정식,
    af 2 j+1= af 2 j(1-δ2) + g2·F2(Xf j,Xf j-1,Xf j-2,af 1 j)
    에 따라 각 샘플 주기(j)에서 상기 필터 탭 계수(af 2)를 업데이트하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  34. 제 32 항에 있어서,
    상기 필터 탭 계수(af 1)는 방정식,
    af 2 j+1=af 2 j +192×sgn[Xf j]sgn[Xf j-1]
    에 따라 업데이트되고;
    상기 필터 탭 계수(af 2)는 방정식,
    af 2 j+1=af 2 j af 1 jsgn[Xf j]sgn[Xf j-1]+128×sgn[Xf j]sgn[Xf j-2]
    에 따라 업데이트되고;
    sgn[]은 비음수의 독립변수에 대해 1의 값을 그리고 음수의 독립변수에 대해 -1의 값을 리턴하는 사인 함수인 것을 특징으로 하는 방법.
  35. 제 34 항에 있어서, 격 샘플 주기(j)에서,
    상기 필터 탭 계수(af 2 j+1)는 -12288≤(af 2 j+1)≤12288의 범위에서 유지되고;
    상기 필터 탭 계수(af 1 j+1)는 -(15360-af 2 j+1)≤(af 1 j+1)≤(15360-af 2 j+1)의 범위에서 유지되고;
    af 1 j+1는 af 1 j+1>15360-af 2 j+1일 때 (15360-af 2 j+1)와 동일하게 설정되고;
    af 1 j+1는 af 1 j+1<-(15360-af 2 j+1)일 때 -(15360-af 2 j+1)와 동일하게 설정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  36. 적응 차분 펄스 부호 변조 시스템의 2개의 폴 예측기에 계수를 적응시키는방법을 실행하기 위해 머신에 의해 실행가능한 명령을 실현하는 머신 판독가능 매체에 있어서, 상기 방법은
    n은 백색화 필터에 상응하는 필터 탭 계수(af n)의 수이고, Xf j-n은 샘플 주기 (j-n)에서의 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)의 값인 방정식,
    Xf j = Xj -af 1Xj-1-af 2Xj-2-...af nXf j-n
    에 따라 발생되는 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)를 상기 백색화 필터에 의해 발생시키는 단계;
    δ1및 g1이 적당한 양의 상수이고, F1가 비선형 함수인 방정식,
    a1 j+1= a1 j(1-δ1) + g1·F1(Xf j,Xf j-1,Xf j-2)
    에 따라 상기 예측기 계수(a1 j)를 업데이트하는 단계; 및
    δ2및 g2가 적당한 양의 상수이고, F2는 비선형 함수인 방정식,
    a2 j+1= a2 j(1-δ2) + g2·F2(Xf j,Xf j-1,Xf j-2,a1 j)
    에 따라 상기 예측기 계수(a2 j)를 업데이트하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 매체.
  37. 적응 차분 펄스 부호 변조 시스템의 2개의 폴 예측기에 계수를 적응시키는 방법을 실행하는 명령을 실현하는 디지털 회로에 있어서, 상기 방법은
    n은 백색화 필터에 상응하는 필터 탭 계수(af n)의 수이고, Xf j-n은 샘플 주기 (j-n)에서의 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)의 값인 방정식,
    Xf j = Xj -af 1Xj-1-af 2Xj-2-...af nXf j-n
    에 따라 발생되는 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)을 상기 백색화 필터에 의해 발생시키는 단계;
    δ1및 g1이 적당한 양의 상수이고, F1가 비선형 함수인 방정식,
    a1 j+1= a1 j(1-δ1) + g1·F1(Xf j,Xf j-1,Xf j-2)
    에 따라 상기 예측기 계수(a1 j)를 업데이트하는 단계; 및
    δ2및 g2가 적당한 양의 상수이고, F2는 비선형 함수인 방정식,
    a2 j+1= a2 j(1-δ2) + g2·F2(Xf j,Xf j-1,Xf j-2,a1 j)
    에 따라 상기 예측기 계수(a2 j)를 업데이트하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 회로.
  38. 적응 차분 펄스 부호 변조 시스템에 있어서,
    제1 예에서,
    j가 샘플 주기인, 입력 신호(Yj) 및 예측된 신호(Sj) 사이의 차인 차분 신호(Ej)를 유도하는 수단;
    수치 표시(Nj)를 얻도록 상기 차분 신호(Ej)를 양자화하는 수단;
    상기 수치 표시(Nj)에 기초하여 재구성된 차분 신호(Dj)를 유도하는 수단;
    상기 양자화 수단에 연결된 역양자화 수단에 네트워크를 통하여 상기 수치 표시(Nj)를 전송하는 수단;
    상기 재발생된 차분 신호(Dj) 및 상기 예측된 신호(Sj)의 합인 상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 유도하는 수단;
    n은 필터링되고 재구성된 신호를 발생시키는 수단에 상응하는 계수(af n)의 수이고, Xf j-n은 샘플 주기 (j-n)에서의 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)의 값인 방정식,
    Xf j = Xj-af 1Xj-1-af 2Xj-2-...af nXj-n
    에 따라 발생되는 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)을 발생시키는 수단;
    np는 예측된 신호를 발생시키는 수단에 상응하는 예측기 계수(aj np)의 수이고, Sj-np는 샘플 주기 (j-np)에서의 예측된 신호(Sj)의 값인 방정식,
    Sjp= a1 jSj-1- a2 jSj-2- ...anp jSj-np
    에 따라 발생되고 적어도 예측된 신호(Sj)의 구성요소인 예측된 신호(Sjp)를 발생시키는 수단; 및
    재구성된 입력 신호(Xj)를 유도하는 수단에 상기 예측된 신호(Sj)를 인가하는 피드백 수단;
    제2 예에서,
    상기 수치 표시(Nj)로부터 재구성된 차분 신호(Dj)를 유도하는 역양자화 수단;
    상기 재발생된 차분 신호(Dj) 및 상기 예측된 신호(Sj)의 합인 상기 재구성된 입력 신호(Xj)를 유도하는 제2 수단;
    n은 필터링되고 재구성된 신호를 발생시키는 제2 수단에 상응하는 계수(af n)의 수이고, Xf j-n은 샘플 주기 (j-n)에서의 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)의 값인 방정식,
    Xf j = Xj -af 1Xj-1-af 2Xj-2-...af nXj-n
    에 따라 발생되는 필터링되고 재구성된 신호(Xf j)을 발생시키는 제2 수단;
    np는 예측된 신호를 발생시키는 수단에 상응하는 예측기 계수(aj np)의 수이고, Sj-np는 샘플 주기 (j-np)에서의 예측된 신호(Sj)의 값인 방정식,
    Sjp= a1 jSj-1- a2 jSj-2- ...anp jSj-np
    에 따라 발생되고 적어도 예측된 신호(Sj)의 구성요소인 예측된 신호(Sjp)를 발생시키는 제2 수단; 및
    재구성된 입력 신호(Xj)를 유도하는 수단에 상기 예측된 신호(Sj)를 인가하는 피드백 수단;을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
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