JPH08293932A - 線形予測フィルター係数量子化器とフィルターセット - Google Patents

線形予測フィルター係数量子化器とフィルターセット

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JPH08293932A
JPH08293932A JP7331277A JP33127795A JPH08293932A JP H08293932 A JPH08293932 A JP H08293932A JP 7331277 A JP7331277 A JP 7331277A JP 33127795 A JP33127795 A JP 33127795A JP H08293932 A JPH08293932 A JP H08293932A
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JP
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signal
coefficients
filter
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svd
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JP7331277A
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Kenneth David Ko
ディヴィッド コー ケネス
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AT&T Corp
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    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/06—Determination or coding of the spectral characteristics, e.g. of the short-term prediction coefficients
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems

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  • Telephonic Communication Services (AREA)
  • Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Communication Control (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 線形予測器内に設定される予測器係数を量子
化する簡単な方法を提供する。 【解決手段】 同時音声・データ（ＳＶＤ）モデムは、
遠方ＳＶＤ可能モデムへの送信の前に、オーディオソー
ス信号、例えば音声信号を処理するための前置強調フィ
ルターを具備する。前置強調フィルターは二次の線形予
測器を構成する。それでは、予測器係数の量子化された
組は、正規化自己相関係数から直接選択される。加え
て、インデックスは予測器係数の選択された組と関連づ
けられる。このインデックスは、反対側のＳＶＤ可能モ
デムに送信され、それにより、反対側のＳＶＤ可能モデ
ムは、反対側終点で音声信号を回復する際に使用される
予測器係数の同じ組を選択することが可能とされる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、データ通信機器、
例えば、モデムに関する。特に、本発明は、音声信号と
データ信号の両方の同じ通信設備上での送信に関する。
【０００２】
【従来の技術】１９９３年６月１４日に出願され、”同
時アナログ・デジタル通信”という名称のブレマー（Br
emer）等による同時継続の、同じ譲受人に譲受された米
国特許出願（番号０８／０７６５０５）は、受信モデム
への通信チャンネル上での送信のため音声信号がデータ
信号に加えられる同時音声・データ（ＳＶＤ）モデムを
述べている。
【０００３】この同時アナログ・デジタル通信システム
において、送信されるデータ信号はデータシンボル列に
より表され、各データシンボルは信号空間から取られた
特定のＮ次元信号点値と関連づけられる。同様に、音声
信号により代表されるアナログ信号は、Ｎ次元信号空間
へマッピングされ、音声信号点を提供するように処理さ
れる。この音声信号点は、信号空間の原点の回りの音声
信号ベクトルの大きさと角度を定義する。データシンボ
ルと音声信号ベクトルは一緒に加算され、結果としての
Ｎ次元信号点を選択する。それは、遠方モデムに送信さ
れる。
【０００４】送信されたＮ次元信号点の受信時に、遠方
モデムの受信器は、埋め込まれたデータシンボルを検出
し、受信されたＮ次元信号点からデータシンボルを減算
して音声信号ベクトルを生成する。この音声信号ベクト
ルは、音声信号を再生成するために使用される。結果と
して、別々の全二重オーディオチャンネルとデータチャ
ンネルが、データ配列のディスクリートなデータ点とは
反対のオーディオ領域に提供することを介して、単一の
公衆交換電話回線ネットワーク（ＰＳＴＮ）内に維持さ
れる。シンボルがあるボー時間の間に送信される領域
は、そのシンボルに対する送られるべきデータを決定
し、一方その領域内の位置はその時間の間に送信される
オーディオ信号を決定する。
【０００５】そのようなシステムでは、ＰＳＴＮチャン
ネルで発生されるノイズと他の不具合に対する耐性を増
加するようにオーディオ信号を処理することが望まし
い。利用可能な処理形式の１つは、線形予測により送信
信号内の冗長性の量を減らすことである。即ち、過去の
サンプルの線形結合として現在のサンプルの評価値を発
生し、実際の現在のサンプルからこの評価値を減算する
ことである。残りは、元の信号に変わって受信器に送信
される。加えて、評価値を形成する方法に関する情報も
送信される。受信器は、後者の情報を用いて信号の評価
値を再発生する。それは、受信された残りの信号に付加
され、再構成された元の信号を形成する。音声信号の従
来の線形予測器は、一般に８次、１０次、あるいはより
高次のものである。この次元は、現在のサンプルを評価
するために使用される過去のサンプルの数に関係する。
現在のサンプルの評価値を発生する際に、過去の各サン
プルは、”予測器係数”倍される。結果としての積は、
加算的に結合され、現在のサンプルの評価値を生成す
る。予測器係数は、入力サンプルの短期統計的評価に基
づいて、周期的に発生される。一般には、これらの予測
器係数は量子化され、即ち値の有限な組に制限される。
【０００６】不幸にも、時間内にある点での量子化予測
係数を決定することは、特に、モデムのハードウエア制
約内では複雑なプロセスである。一般に、”理想的”あ
るいは非量子化予測係数は、先ず、各サンプルの”正規
化”自己相関係数の関数として導かれる。これは、意味
ある複雑さを加える。最後に、理想的な予測係数が一旦
発生されると、理想的な予測係数は量子化テーブルを介
して量子化される。
【０００７】
【発明の概要】線形予測器内に設定された予測器係数を
量子化する簡単な方法を実現した。特に、本発明によれ
ば、量子化予測係数は、理想的な予測係数を発生する中
間ステップを必要とすることなく、正規化自己相関係数
の関数として選択される。本発明の実施例では、ＳＶＤ
モデムは、オーディオソース信号、例えば音声信号を処
理するための前置強調フィルターを具備する。前置強調
フィルターは二次の線形予測器を構成する。後者は、２
つの前のサンプルの掛け算に対して量子化予測係数の組
を選択し、現在のサンプルの評価値を提供する。量子化
予測係数の選択された組は、理想的な予測係数を発生す
ることなく正規化自己相関係数の関数として直接決定さ
れる。量子化係数付のフィルターの組の生成は、量子化
方法と堅く結びついている。このフィルターの組は、線
形予測システムの性能と量子化アルゴリズムの簡略化の
両方へ有利な性質を有している。
【０００８】
【発明の実施の形態】本発明の原理を実現する同時音声
・データ通信システムのブロックダイアグラムを図１に
示す。図１に示すように、ユーザー１とユーザー２によ
り表される２つの通信点が存在する。ユーザー１の機器
は、ＤＴＥ１０、電話２０、及びＳＶＤモデム１００を
具備する。ＤＴＥ１０は、回線１１を介してＳＶＤモデ
ム１００に接続されている。電話２０は、回線２１を介
してＳＶＤモデム１００に接続されており、それは”チ
ップ／リング”形式の電気的インターフェイスを表して
いる。ＳＶＤモデム１００は、ローカルループを介して
公衆交換電話回線ネットワーク（ＰＳＴＮ）５００に接
続され、電話コールを発呼し応答する。ローカルループ
１０１は、典型的な”チップ／リング”設備、即ちワイ
ヤー対であり、その上を音声バンド信号がＳＶＤモデム
１００とＰＳＴＮ５００の間で送信される。同様に、ユ
ーザー２の機器は、ＳＶＤモデム、電話、及びＤＴＥを
具備し、ＰＳＴＮ５００にユーザー１の機器と同様に接
続されている。最後に、ＳＶＤモデム１００と２００に
より表されるデータ通信機器とＤＴＥ１０と３０により
表されるデータ端末機器との間の信号接続は、電気工業
連盟（ＥＩＡ）ＲＳ−２３２インターフェイスに合致す
るものとする。
【０００９】本発明の概念を以下に説明する前に、ＳＶ
Ｄモデムの一般的な動作を一例としてＳＶＤモデム１０
０を取り上げて説明する。ＳＶＤモデムの基本動作は、
共通に譲渡され、１９９３年６月１４日に出願された同
時継続の米国特許出願０８／０７６５０５であって、”
同時アナログ・デジタル通信”という名称のブレーマー
（Ｂｒｅｍｅｒ）等による出願に説明されている。
【００１０】図２は、ＳＶＤモデム１００のブロックダ
イアグラムを示す。ＳＶＤモデム１００は、”音声専用
（voice-only）”モード、データ専用(data-only）”モ
ード、あるいはＳＶＤモードのいずれかで動作する。音
声専用モードでは、ＳＶＤモデム１００は、単に、ＰＳ
ＴＮポート１１０に電話ポート１０５上に存在する信
号、例えば音声信号を通信する。データ専用モードで
は、ＳＶＤモデム１００は、ＰＳＴＮポート１１０を介
してのリモートデータ終点への送信のため、ＤＴＥポー
ト１１５を介して受信されるデータ信号を変調し、ＤＴ
Ｅ１０への送信のため、ＰＳＴＮポート１１０を介して
受信される変調データ信号を復調する。最後に、ＳＶＤ
モードでは、ＳＶＤモデム１００は、ＰＳＴＮポート１
１０を介して受信され、送信される信号が結合された音
声・データ信号（これ以降ＳＶＤ信号と呼ぶ）であるこ
とを除いて、音声専用モードとデータ専用モードの結合
と同じである。
【００１１】ＳＶＤモデム１００のＣＰＵ１２５は、Ｓ
ＶＤモデム１００の上記動作モードの機能として、ライ
ン１２６を介してスイッチ１６０をコントロールする。
音声専用モードでは、スイッチ１６０は、電話ポート１
０５を介して送信するためライン１６２上の信号をライ
ン１６６に接続し、ＰＳＴＮポート１１０を介して送信
するためライン１４９上の信号をライン１６１に接続す
る。残りの構成要素、例えば、データエンコーダー１５
５、データデコーダー１４０、音声デコーダー１３０、
及び音声エンコーダーは、ＣＰＵ１２５からの制御信号
（図示せず）によりディスエーブルにされる。結果的
に、音声専用モードでは、アナログポートの内の１つに
現れるアナログ信号は他のアナログポートに結合され、
あるいは橋渡しされる。
【００１２】ＳＶＤモデム１００がデータ専用のときに
は、スイッチ１６０は、ＰＳＴＮポート１１０を介して
の送信のためライン１４６上の信号をライン１６１に接
続し、ライン１６２上の信号をライン１３１に接続す
る。データ専用モードでは、音声エンコーダー１５０と
音声デコーダー１３０は、ＣＰＵ１２５からの制御信号
（図示せず）によりディスエーブルにされる。このモー
ドの動作では、（ＳＶＤモデム１００が”ＡＴコマン
ド”を受信していないと仮定して）ＤＴＥポート１１５
に現れるデータ信号がデータエンコーダー１５５により
符号化される。ＤＴＥポート１１５は、上記ＥＩＡ Ｒ
Ｓ−２３２インターフェイスを表すと仮定される。後者
は、よく知られた”ＡＴコマンドモード”の動作の間に
反対側の終点への送信のためＤＴＥ１０からのデータば
かりでなく、ＤＴＥ１０からのコマンドもＳＶＤモデム
１００に接続する。データエンコーダー１５５は、スク
ランブル、トレリス符号化のようなよく知られた符号化
技術を具備し、シンボルレートＩ／Ｔでライン１５６上
のシンボル列を変調器１４５に提供する。シンボルは、
２次元信号空間（図示せず）から選択される。音声エン
コーダー１５０はディスエーブルにされているので、加
算器１６５は、信号をデータエンコーダー１５５からの
出力信号には加えないことに注意すべきである。変調器
は、スイッチ１６０を介してＰＳＴＮポート１１０に直
交振幅変調信号（ＱＡＭ）を提供する。同様に、逆方向
では、ＰＳＴＮポート１１０に受信されるＱＡＭ信号
は、スイッチ１６０を介して復調器１３５に提供され
る。復調器１３５は、符号化されたデータストリングを
データデコーダー１４０に提供する。後者は、データエ
ンコーダー１５５の逆の機能を達成し、ＤＴＥ１０への
送信のため受信データ信号をＤＴＥポート１１５に提供
する。
【００１３】最後に、ＳＶＤモデム１００がＳＶＤモー
ドにあれば、スイッチ１６０はＰＳＴＮポート１１０を
介しての送信のためライン１４６上の信号をライン１６
１に接続し、ライン１６２上の信号をライン１３１に接
続する。ＳＶＤモードでは、音声エンコーダー１５０と
音声デコーダー１３０は、ＣＰＵ１２５からの制御信号
（図示せず）によりイネーブルとされる。このモードで
は、ライン１４９上に現れるアナログ信号、例えば音声
信号は音声エンコーダー１５０に供給される。後者は音
声信号を処理し、それは音声信号点を提供するようにデ
ータエンコーダー１５５により使用される２次元信号空
間にマップされる。この音声信号点は、２次元信号空間
の原点の回りの”音声信号ベクトル”の大きさと角度を
定義する。音声エンコーダー１５０は、２次元信号点を
ライン１５１上に毎秒１／Ｔシンボルの予め定義された
シンボルレートで提供する。加算器１６５は、ともか
く、ライン１５１上の各音声信号ベクトルをデータエン
コーダー１５５により提供されるシンボルのそれぞれと
加算し信号点ストリームを変調器１４５に提供する。上
記のように変調器１４５は、スイッチ１６０を介してＰ
ＳＴＮポート１１０にＱＡＭ変調信号を提供する。この
ＱＡＭ変調信号は、音声とデータの両方を表すので、上
記のＳＶＤ信号である。
【００１４】逆方向では、ライン１３１上の受信ＳＶＤ
信号は、復調器１３５とデータデコーダー１４０により
上記のように処理され、ライン１２７上に受信データ信
号を提供する。加えて、音声デコーダー１３０は、復調
器１３５からの受信信号点列とデータデコーダー１４０
からのデコードされたシンボル列の両方を受信する。音
声デコーダー１３０は、データデコーダー１４０により
必要とされたデコード時間の間に受信シンボルに関する
判定を行うことを可能とする適切なバッファリングを含
む。音声デコーダー１３０は復調器１３５により提供さ
れる各受信信号点からデータデコーダー１４０により提
供される受信シンボルを引き算して音声信号ベクトルを
生成し、音声エンコーダー１５０の逆機能を達成してラ
イン１３３を介して電話ポート１０５に受信音声信号を
提供する。
【００１５】結果として、このＳＶＤ技術は、これ以降
アナログチャンネルとデータチャンネルとそれぞれ呼ば
れるオーディオ部とデータ部の両方を持つ音声バンド信
号を提供するという長所がある。これにより、二人のユ
ーザー、あるいは終点が同時音声・データ可能モデムが
それらの間のデータを通信し同時に話をすることが可能
とされる。−各ユーザー位置で１つの”チップ・リン
グ”形式の電話回線を必要とするに過ぎない。
【００１６】両方のモデムが一旦ＳＶＤモードで通信し
ていると、各ＳＶＤモデムが反対側の終点に制御情報と
ステータス情報を通信することが必要である。これは、
例えばＳＶＤモデム１００とＳＶＤモデム２００の間で
信号情報を通信する二次チャンネルを介して達成され、
それは種々の方法で実現可能である。例えば、当業者に
は知られているように、二次チャンネルは、データ変調
信号（ここではＳＶＤ信号）を他の制御信号でマルチプ
レクスすることにより提供され、あるいは１９９３年１
１月１５日に出願された”同時音声・データ送信におけ
る側チャンネル通信”という名称のブレマー等による同
時継続で同じ譲受人に譲渡された米国特許出願番号０８
／１５１６８６に説明されているように提供可能であ
る。図３は、ＳＶＤ信号内の側チャンネルを含む送信手
法の図を示す。このＳＶＤ側チャンネルは、いずれかの
ＳＶＤ終点間の付加的情報の輸送のために提供されるば
かりでなく、音声信号がＳＶＤデータ接続の全帯域を横
切って送信されることを可能とする。図３から観察され
るように、ＳＶＤモデムからの情報は、フレームに、あ
るいは”シンボルブロック”例えばシンボルブロック４
０５内に提供される。この例の目的では、シンボルブロ
ックは７０シンボルからなる。各シンボルブロック内の
連続シンボルは、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、・・・、Ｓ７０と
して識別される。各シンボルブロックは、更にデータセ
グメント、例えばデータセグメント４０６、コントロー
ルセグメント、例えばコントロールセグメント４０７に
分割される。データセグメント内のシンボル群をＳ１か
らＳ５６とする。
【００１７】これらは、”データシンボル”であり、常
にＤＴＥデータを運ぶ。以下の説明のために、シンボル
レートは３０００シンボル／秒（ｓ／ｓｅｃ）として示
されている。他のシンボルレート、例えば２８００ｓ／
ｓｅｃが使用されてもよい。３０００ｓ／ｓｅｃ．のシ
ンボルレートでは、シンボルブロックの平均データシン
ボルレートは（５６／７０）ｘ３０００＝２４００ｓ／
ｓｅｃ．に等しい。結論として、データシンボル当たり
データの６ビットが存在すれば、結果的なデータレート
は１４４００ビット／ｓｅｃ（ｂｐｓ）である。このデ
ータレートがユーザーの要求に合致するように十分高
く、ＳＶＤデータ接続の残りの帯域はコントロールセグ
メントに割り当てられると想定される。それは、側チャ
ンネルを提供する。
【００１８】コントロールセグメントの残りのシンボ
ル、即ちＳ５７からＳ７０は”コントロールシンボル”
である。通常、後者はＤＴＥデータを決して運ばない
が、制御情報を運ぶ。各コントロールシンボルは、”コ
ントロールビット”の数を表す。例えば、これらのコン
トロールビットのいくつかが、送信ＳＶＤモデムの動作
のモード、即ち送信ＳＶＤモデムがデータ専用モードに
あるのかＳＶＤモードにあるのかに関して遠方即ち受信
ＳＶＤモデムへの情報を提供する状態識別子を表す。コ
ントロールシンボルは、ＤＴＥデータシンボルと同じも
ので符号化されあるいはスクランブルされる。例えば、
それらは同じ信号空間を使用する。コントロールシンボ
ルは、ＳＶＤモデム終点間で付加的な信号情報を運ぶた
めの側チャンネルを提供する。データシンボルはユーザ
ーデータを表し、コントロールシンボルはコントロール
情報を表すが、データシンボルとコントロールシンボル
の両方ともアナログデータを運び、それはこの例では電
話２０によりＳＶＤモデム１００に提供される音声信号
である。結果として、側チャンネルは同時音声・データ
送信の一部である。
【００１９】ＳＶＤモデムの一般的な動作を説明する
と、発明概念は図４を参照して説明される。図４から理
解されるように、ＳＶＤモデム１００のブロックダイア
グラムの一部は発明概念をよりよく説明するように書き
直されている。特に音声エンコーダー１５０は、他の要
素間に、サンプラー１７０と”線形予測器”を具備し、
その予測器は”前置強調フィルター”の形式である。後
者は、線形予測係数発生器１７５、解析フィルター１８
０、及び加算器１８５を具備することを示している。サ
ンプラー１７０は、例えば、コーデーィック（ＣＯＤＥ
Ｃ）であり、線形予測器は一般的にデジタル信号プロセ
ッサ（ＤＳＰ）で実現される。線形予測器は、ライン１
７４上のサンプリングされたアナログ入力信号を受信し
て出力信号、即ち”残留信号”をＳＶＤシステム１９０
にライン１５１上に提供する。後者は、ＳＶＤモードで
上記のように機能し、ＳＶＤモデム２００への送信のた
めライン１４６上にＳＶＤ信号を提供する。残留信号
は、送信の前にデジタル形式に量子化されず、あるいは
符号化されず、実質的なアナログ信号として送信され
る。加えて、（以下に説明する）”インデックス”は、
また、上記二次チャンネルを介して遠方のＳＶＤモデム
２００に送信される。この”インデックス”の値は、対
応する送信残留信号を形成するために使用される予測器
係数の特別な組と関連するプリオリである。送信された
インデックスを受信するときに、遠方のＳＶＤモデム２
００は、予測器係数の関連する組を”単に調べるだけで
あり、それらの係数は合成フィルターと繰り返し加算器
（図示せず）に供給され、それらは線形予測器の逆の機
能を達成して元のアナログ入力信号を近似する。合成フ
ィルターは、入力信号の評価されたスペクトルに一致す
るように何らかの付加されたノイズを整形する効果を持
ち、その信号は出力の知覚される品質を強化する。
【００２０】ＳＶＤシステムのアナログ信号の線形予測
を使用する主たる利益のいくつかがある。第一は、残留
信号は元のサンプルされたアナログ入力信号よりエネル
ギーが実質的に低いのが一般的である。これにより、送
信前にこの信号により大きなゲインを加えることがで
き、元の信号で達成可能なそれと関連する信号対ノイズ
比を改善する。第二に、（以下に説明する）解析フィル
ター１８０は、周波数区内で観察されるように残留信号
のパワーの変化を減少させがちである。送信信号のこ
の”白化”は、適応的に信号を有効に前置強調し、送信
中に発生された欠陥が他の周波数帯域においてよりも実
質的に多くある周波数帯域の信号に影響を与えないこと
を確保するように最適なスペクトルを発生する。第三
に、受信器の（図示せず）合成フィルターは、周波数区
画内の付加されたノイズを整形し、送信された信号のそ
れに似たスペクトル形状に強制的に合致させる。ノイズ
エネルギーは、オーディオエネルギーの主要部と同じ周
波数バンドに集中され、実際オーディオピークの下に”
隠れ”ているので、これにより、オーディオ品質の実質
的な知覚される改善が提供される。
【００２１】この例では、残留信号ｅ（ｎ）は、以下の
式により表される。
【数１】 ここで、ｘ（ｎ）は、時間ｎにおけるライン１７４上の
入力信号であり、ｘ（ｎ）＾は時間ｎにおける入力アナ
ログ信号の評価値である。入力アナログ信号の評価値
は、ライン１８１を介して解析フィルター１８０により
提供される。この評価値ｘ（ｎ）＾は、
【数２】 に等しい。ここで、ｈ1とｈ2は選択された予測器係数で
あり、ｘ（ｎ−１）、ｘ（ｎ−２）は入力アナログ信号
の２つの先行するサンプルである。選択された予測器係
数は、（以下に更に説明する）ライン１７６を介して線
形予測係数発生器１７５により提供される。式（１）と
（２）の結果から、残留信号ｅ（ｎ）は、
【数３】 に等しい。
【００２２】残留信号ｅ（ｎ）が２つの過去のサンプ
ル、ｘ（ｎ−１）とｘ（ｎ−２）の線形結合の関数であ
り、入力アナログ信号の評価値を発生するので、式
（３）は、”二次”の線形予測器である。しばらく図４
から離れて、予測係数を選択するための従来のプロセス
について簡単に説明する。当業者に知られているよう
に、選択された予測係数ｈ１とｈ２は式（４）から
（９）により表されるような以下のシーケンスにより示
されるように導かれる。最初に、正規化自己相関係数が
以下のようにして計算される。
【数４】 ここで、ρ1とρ2は、サンプルｘ（ｎ−１）とｘ（ｎ−
２）の正規化自己相関係数をそれぞれ表し、ａ2、ａ1、
ａ0は、現在のサンプルと２つの先行するサンプルに対
する当業者に知られている自己相関係数を表す。自己相
関係数の一般式は、
【数５】 であり、ここで、ｎは係数のオーダーであり、ｉは（Ｎ
＋１）個のサンプルに渡るインデックスである。
【００２３】これらの自己相関係数は、一般に、データ
の”ブロック”あるいは”フレーム”に対して選ばれ
る。その後、値αが以下のように定義される。
【数６】 これから、理想的な予測係数ｈ1（ｉｄｅａｌ）とｈ
2（ｉｄｅａｌ）は、以下のように定義される。
【数７】 ｈ1（ｉｄｅａｌ）の計算値は、有限な値の組の内の１
つに量子化され、あるいはスライスされ、ｈ1’を生じ
る。同様な演算がｈ2（ｉｄｅａｌ）に対してなされ、
ｈ2’を生じる。一様な量子化は、実現が最も簡単であ
るが、結果的な量子化係数の組は、非一様な量子化のよ
り複雑な形式と比べて、よい性能がえられない。複雑さ
のレベルがさらに増加するが、ベクトル量子化がまた使
用されてもよい。
【００２４】上記のステップは、今日利用可能な典型的
なモデムハードウェアで実現するとき著しいオーバーヘ
ッドを伴う。従って、また、本発明の概念に従って、予
測器係数を選択するより簡単な方法を決定した。この方
法は、上記の従来のアプローチの式（７）で示される分
割を必要とせず、一様な量子化を使用する簡単な従来の
アプローチよりも更に少ないインストラクションを必要
とするに過ぎず、非一様な量子化とベクトル量子化の性
能上の利益を提供し、固定小数点信号プロセッサで容易
に実現できる。
【００２５】図４に戻って、ライン１７４により運ばれ
るアナログ入力信号は、時間に関して、各フレーム内の
アナログ入力信号がその短い期間内に変化しないと考え
られる十分に短いサンプル長のブロックあるいはフレー
ムに分割されると仮定する。通常これらのフレームは、
２０から３５ミリ秒（ｍｓ）であろう。各フレームで
は、アナログ入力信号が線形予測係数発生器１７５によ
り解析され、後者は線形解析フィルター１８０により使
用される予測係数ｈ1とｈ2の組を発生する。加えて、選
択された予測係数の組に対応する”インデックス”は、
遠方のＳＶＤモデム２００への送信のためライン１７７
上に提供される。
【００２６】本発明の概念によれば、線形予測係数発生
器１７５は、予測係数の組を直接選択する際に以下のス
テップを実行する。第一に、正規化自己相関係数が以下
のようにして計算される。
【数８】 式（１０）と（１１）は上記の式（４）と（５）と同一
である。一般にこれらの自己相関係数は、上記フレーム
のデータに渡って選ばれる。次に、ρ1の修正値が決定
される。
【数９】 ここで、Ｃ1＝約０．９９５である。式（１２）から、
以下の値が計算される
【数１０】 ここで、ｓｇｎ（）はよく知られた符号関数である。
【００２７】ρ1’の値は、図５に示されるテーブルに
従って量子化され、あるいはスライスされ、ρ1の量子
化値、ρ1＾を発生する。たとえば、ρ1’の値が（−．
１）と（０．０１８）の間にあれば、ρ1＾の値は（−
√０．０５）である。零に近い値に対する２つの増分を
除いて、図６の量子化は、入力値に関して一様である。
ρ1のこの量子化力ρ2’配下のように計算される。
【数１１】 ρ2’の値はρ1の実際の値と量子化値ρ1＾との差を補
償する。この調整の変化は、
【数１２】 ρ2’の計算後、”量子化インデックス”Ｑが以下の式
に従って決定される。
【数１３】 ここで、オフセットｃ2とスカラーＩは、ρ1”の関数と
して図５に示されるテーブルから選択される。この量子
化インデックスは最大値Ｌに制限され、それはまた図５
に示されるテーブルから取られる。
【００２８】最後に、ベクトルルックアップインデック
スＶが以下のように計算される。
【数１４】 ここで、ＣＩは図５に示されるテーブル中で調べられ、
Ｑは式（１６）において導かれる。このインデックスＶ
は図６に示されるテーブルから量子化予測係数ｈ1とｈ2
を選択する。後者は、量子化予測係数の妥当な組の集ま
りを示す。この例では、量子化予測係数の各組は、一対
の数を含んでいる。即ち、図６のテーブルはフィルター
の集まりを表し、ここで、各特定のインデックス値は特
定のフィルターを定義するフィルター係数の組を選択す
る。図６により表されるテーブルはメモリ（図示せず）
に格納されている。
【００２９】選択された量子化予測係数は、その後、解
析フィルター１８０に供給され、それは、式（２）から
現在のサンプルの評価値を計算する。加えて、ベクトル
ルックアップインデックスＶは遠隔受信器ＳＶＤモデム
２００に送信される。後者は、ＳＶＤモデム１００の送
信器部により使用される量子化予測係数の選択された組
を受信するための図６に示されるものと同様なテーブル
を格納している。この例では、このインデックスは０か
ら６３の範囲の値を取る。
【００３０】本発明の特徴によれば、図６に提供される
フィルターの集まりは、一様な量子化を利用した従来技
術から得られるフィルターの集まりより多くの共鳴をよ
り低い周波数で提供する。これは、アナログ信号が音声
信号であるときよりよいフィルター応答を提供する。こ
れは図７に示され、それは図６のテーブルにより表され
るフィルターの集まりの極零プロットを示している。当
業者には知られているように、極零プロットは”ｚ−ド
メイン”に示され、デジタルにサンプリングされたディ
スクリートな時間系の応答を表す。周波数は、単位円の
回りの”位相”として表される。図７では、極零プロッ
トは、０から（３／４）ＩＩの周波数範囲ををカバー
し、ここで、ＩＩの位相はサンプリングレートの１／２
を表す。簡略化のため、”零”だけが図７に示されてい
る。
【００３１】図６のテーブル内の数は、予測係数の上記
選択プロセスをより簡単にするように経験的に決定され
た。特に、図７では、ワープされた半径ライン９１１
は、ρ1の共通値を持つフィルターのサブセットに対応
する零を通過する。上記の方法では、ρ1の特定の値は
図５のテーブルを参照してρ1の量子化値にマッピング
され、あるいはスライスされる。ρ1の量子化値は、図
７の極零プロット上の特定の半径ラインを表す。同様
に、半径ライン９１２により表される一定半径ライン
は、共通ｈ２値を持つフィルターのサブセットに対応す
る零を通過する。例えば、フィルターの１つの群は１、
６、１１、１６、２２、２７、３２、３７、４２、４
７、５２、５６、６０、６３のインデックス値と関連す
るフィルターにより表される。この群のフィルターの各
々は、ｈ2に対して同じ値を持つ。ワープされた半径と
一定半径の各交点には、特定のフィルターに対する予測
係数がある。経験的に、これは、安定したフィルターと
なるρ1のある値に対してｈ2の値の増分をプロットする
ことにより達成される。予測係数を選択するための本発
明の上記概念は、実際、ρ1とρ2の実際の値を対応する
量子化値の組に、即ち特定のフィルターにマッピングす
ることである。実際、ρ1とρ2は完全には直交せず、即
ち、独立ではないので、式（１３）、（１４）、（１
５）、（１６）、（１７）は、経験的な最良値を表す。
ρ1の値が変化するにつれて、ρ2の対応する値が影響を
受ける。
【００３２】上記は本発明の原理の単なる例示であり、
ここではっきりとは説明してないが、本発明の原理を具
現化し、その精神と範囲内にある種々の他の構成を当業
者は考えることができることは明らかであろう。例え
ば、本発明は、ディスクリートな機能構築ブロック、例
えばエンコーダー、デコーダー、送信器等で実現される
と示したが、それらの機能構築ブロックの１以上のもの
の機能は、１以上の適切なプログラムされたプロセッ
サ、例えばデジタル信号プロセッサを用いて実現されて
もよい。加えて、本発明の概念は、ＳＶＤ信号のコンテ
キストの中に述べられているが、同時音声・データ送信
の他の形式、例えば、デジタル化音声信号とデータ信号
の簡単な時分割多重化が使用できるということは理解さ
れよう。また、いずれのオーダーの予測器が使用されて
もよく、そのような予測器は、解析フィルターの帯域拡
張、零、及び極のような変化、あるいは他の変化を含ん
でもよい。加えて、予測は、上記アナログ入力信号とは
反対のＳＶＤシステム内の種々の点に適用されてもよ
い。最後に、２次元ＱＡＭ信号空間のコンテキスト内に
述べられているが、後者はＮ次元であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を具現化する同時音声・データ通
信システムのブロックダイアグラムである。
【図２】同時音声・デー亜モデムのブロックダイアグラ
ムである。
【図３】二次通信チャンネルを提供するＳＶＤシンボル
ブロックを示す。
【図４】本発明の原理を具現化するＳＶＤモデム１００
の一部のブロックダイアグラムである。
【図５】本発明の原理による正規化自己相関係数の量子
化値を選択するためのテーブルを示す。
【図６】本発明による予測器係数を選択するためのテー
ブルを示す。
【図７】図６のテーブルにより表されるフィルターの集
まりの極零プロットを示す。
【符号の説明】
１０、３０ ＤＴＥ ２０、４０ 電話器 １００、２００ 同時音声とデータモデム ５００ ＰＳＴＮ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｍ 7/30 9382−5Ｋ Ｈ０３Ｍ 7/30 Ｂ Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｚ

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 通信装置で使用される方法であって、 信号のディスクリートな時間サンプル値を発生すること
    と、 サンプルされた値から正規化自己相関係数の組を発生す
    ることと、及び非量子化予測係数の組を決定することな
    く、正規化自己相関係数の関数として量子化予測係数の
    組を選択することとを具備する方法。
  2. 【請求項２】 量子化係数の選択された組の関数として
    前記サンプルの残りを計算することと、及び対向する通
    信装置に前記サンプルの残りを送信することとを具備す
    る請求項１に記載の方法。
  3. 【請求項３】 前記サンプルの残りを送信することは、
    同時音声・データ信号の一部として送信される請求項２
    に記載の方法。
  4. 【請求項４】 前記通信装置は、モデムであり、信号は
    音声信号である請求項１記載の方法。
  5. 【請求項５】 通信装置であって、 送信のために入力信号を圧縮するために前記入力信号を
    フィルタリングするためのフィルターと、 前記入力信号に応答して、前記フィルターのフィルター
    係数の組を選択するための手段と、及び前記入力信号と
    前記フィルターの出力信号の関数として残りの信号を発
    生するための手段とを具備し、前記選択する手段は、フ
    ィルター係数の組の集まりから前記組を選択し、その集
    まりは多数のフィルター係数群に分割され、同じ群のフ
    ィルター係数の各組は少なくとも１つの同一のフィルタ
    ー係数を持つ通信装置。
  6. 【請求項６】 各組のフィルター係数の数は、２である
    請求項５に記載の通信装置。
  7. 【請求項７】 前記選択手段は、非量子化フィルター係
    数の組を決定しない選択関数を実行することによりフィ
    ルター係数の組を選択する請求項５に記載の通信装置。
  8. 【請求項８】 前記選択手段は、非量子化フィルター係
    数の組を決定することなく、前記入力信号の正規化自己
    相関係数の組の関数としてフィルター係数の組を選択
    し、正規化自己相関係数の組は、入力信号の関数である
    請求項５に記載の通信装置。
JP7331277A 1994-12-21 1995-12-20 線形予測フィルター係数量子化器とフィルターセット Withdrawn JPH08293932A (ja)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006030865A1 (ja) * 2004-09-17 2006-03-23 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. スケーラブル符号化装置、スケーラブル復号化装置、スケーラブル符号化方法、スケーラブル復号化方法、通信端末装置および基地局装置

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09219663A (ja) * 1996-02-09 1997-08-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd データ受信装置
US5805669A (en) * 1996-12-30 1998-09-08 Paradyne Corporation Rate adaptaptive subscriber line ("RADSL") modem and method of operation
US6014425A (en) * 1997-02-26 2000-01-11 Paradyne Corporation Apparatus and method for qualifying telephones and other attached equipment for optimum DSL operation
US6493338B1 (en) * 1997-05-19 2002-12-10 Airbiquity Inc. Multichannel in-band signaling for data communications over digital wireless telecommunications networks
US6130916A (en) * 1997-07-10 2000-10-10 3Com Corporation Method and apparatus for improving a transmission data rate of baseband data in a wireless network
US6097753A (en) * 1997-09-23 2000-08-01 Paradyne Corporation System and method for simultaneous voice and data with adaptive gain based on short term audio energy
US6445733B1 (en) 1997-10-03 2002-09-03 Conexant Systems, Inc. Method of and apparatus for performing line characterization in a non-idle mode in a subscriber line communication system
US6101216A (en) 1997-10-03 2000-08-08 Rockwell International Corporation Splitterless digital subscriber line communication system
GB2365297A (en) * 2000-07-28 2002-02-13 Motorola Inc Data modem compatible with speech codecs
US6879955B2 (en) * 2001-06-29 2005-04-12 Microsoft Corporation Signal modification based on continuous time warping for low bit rate CELP coding
US7564861B1 (en) 2002-08-22 2009-07-21 3Com Corporation Systems and methods for compressing data
US7239670B2 (en) * 2002-12-11 2007-07-03 Broadcom Corporation Pre-emphasis of TMDS signalling in video applications
CN105392007A (zh) 2006-11-08 2016-03-09 汤姆逊许可证公司 用于环内去伪影滤波的方法和设备
CN103684339B (zh) * 2012-09-25 2016-08-03 深圳市金正方科技股份有限公司 抑制窄带单音干扰的滤波方法
ES2699582T3 (es) * 2013-07-18 2019-02-11 Nippon Telegraph & Telephone Dispositivo, método, programa y medio de almacenamiento de análisis de predicción lineal
ES2799899T3 (es) * 2014-01-24 2020-12-22 Nippon Telegraph & Telephone Aparato, método, programa y soporte de registro de análisis predictivo lineal
CN107911122A (zh) * 2017-11-13 2018-04-13 南京大学 基于分解压缩的分布式光纤振动传感数据无损压缩方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3335419A1 (de) * 1983-09-29 1985-04-18 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Umsetzer zur schnittstellenanpassung zwischen lpc-und kanalvocodern fuer die uebertragung digitalisierter sprachsignale ueber digitale schmalband-kommunikationssysteme
US4581746A (en) * 1983-12-27 1986-04-08 At&T Bell Laboratories Technique for insertion of digital data bursts into an adaptively encoded information bit stream
EP0443548B1 (en) * 1990-02-22 2003-07-23 Nec Corporation Speech coder
US5226060A (en) * 1992-01-08 1993-07-06 Universal Data Systems, Inc. Modem receiver with nonlinear equalization
US5369724A (en) * 1992-01-17 1994-11-29 Massachusetts Institute Of Technology Method and apparatus for encoding, decoding and compression of audio-type data using reference coefficients located within a band of coefficients
US5282225A (en) * 1992-02-04 1994-01-25 Northeastern University Adaptive blind channel equalizer system
EP0751496B1 (en) * 1992-06-29 2000-04-19 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Speech coding method and apparatus for the same
US7650593B2 (en) 2004-03-25 2010-01-19 Microsoft Corporation Proxy objects for display

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006030865A1 (ja) * 2004-09-17 2006-03-23 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. スケーラブル符号化装置、スケーラブル復号化装置、スケーラブル符号化方法、スケーラブル復号化方法、通信端末装置および基地局装置
JPWO2006030865A1 (ja) * 2004-09-17 2008-05-15 松下電器産業株式会社 スケーラブル符号化装置、スケーラブル復号化装置、スケーラブル符号化方法、スケーラブル復号化方法、通信端末装置および基地局装置
US7848925B2 (en) 2004-09-17 2010-12-07 Panasonic Corporation Scalable encoding apparatus, scalable decoding apparatus, scalable encoding method, scalable decoding method, communication terminal apparatus, and base station apparatus
JP4963963B2 (ja) * 2004-09-17 2012-06-27 パナソニック株式会社 スケーラブル符号化装置、スケーラブル復号装置、スケーラブル符号化方法およびスケーラブル復号方法
US8712767B2 (en) 2004-09-17 2014-04-29 Panasonic Corporation Scalable encoding apparatus, scalable decoding apparatus, scalable encoding method, scalable decoding method, communication terminal apparatus, and base station apparatus

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