CN1132972A

CN1132972A - 线性预测滤波系数量化器及滤波器组

Info

Publication number: CN1132972A
Application number: CN95120860A
Authority: CN
Inventors: 肯尼斯·D·考
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1994-12-21
Filing date: 1995-12-18
Publication date: 1996-10-09
Also published as: JPH08293932A; KR960027853A; EP0718821A3; TW295749B; IL116408A0; EP0718821A2; CA2161988A1; US5648989A

Abstract

本发明所提出的语音和数字同时(SVD)调制解调器包括一个用来在向远端SVD调制解调器发送前对声源信号(如语音信号)进行处理的预加重滤波器。该预加重波滤器执行二阶线性预测，量化预测系数组直接根据归一化自相关系数选取。与所选择的预测系数组对应的检索指数发送给对方SVD调制解调器，使之能选择相同的预测系数组来恢复原来的语音信号。

Description

线性预测滤波系数量化器及滤波器组

本发明涉及数据通信设备(如调制解调器)。具体地说，本发明涉及通过同一通信设施传输语音和数据两种信号的技术。

1993年6月14日递交的Bremer等人的相关未决、共同转让的美国专利申请No.08/076505“模拟和数字同时通信”(“Simulta-neous Analog ank Digital Communication”)揭示了一种语音和数据同时(SVD)调制解调器。在这种调制解调器中，语音信号被叠加到数字信号上，以便通过一个通信信道传输给接收方的调制解调器。

在这种模拟和数字同时通信的系统中，需要发送的数据信号由一个数据符号序列表示，其中的每个数据符号与一个信号空间内特定的N维信号点值相应。类似，由语音信号表示的模拟信号经过处理，使它映射到这个N维信号空间内，以提供一个语音信号点。这个语音信号点定义了一个语音信号向量的相对于该信号空间的原点的幅度和角度。数据符号和语音信号向量相加，得出一个合成的N维信号点，发送给远端的调制解调器。

一收到所发送的N维信号点，远端调制解调器的接收机就检测出所隐埋的数据符号，再从所接收的N维信号点中减去这数据符号，得出语音信号向量。然后，用语音信号向量恢复原来的语音信号。

这样，通过将数据构象划分成一系列声音区域而不是离散数据点在单个公共电话交换网(PSTN)电路中形成了独立的全双2声音和数据信道。在给定的波特时间内发射一个符号的区域决定了对这个符号所要传送的数据，而在这区域内的位置确定了在这段时间内所要传送的声音信号。

在这种系统中，要求对声音信号加以处理，以提高它的抗噪声和在PSTN信道中产生的其他污染的能力。在可采取的各种处理方式中有一种是通过线性预测未减少发射信号中的冗余量。这种处理方式是以过去采样值的线性组合产生一个当前采样值的估值，然后从实际的当前采样值中减去这个估值，用所得到的差，亦即所谓残差，代替原信号发送给对方接收机。此外，还发送出如何形成估值的信息。接收机利用这信息产生信号估值，再加上所接收的残差，从而形成一个得到恢复的原信号。

常用的语言信号线性预测器通常都是8阶、10阶或更高阶的。这阶次是指估计当前采样值所要用到的过去采样值的个数。在产生当前采样值的估值的过程中，各过去采样值分别乘以相应的“预测系数”，再将所得到的这些乘积相加，组合成当前采样值的估值。预测系数本身是根据对输入采样值进行短期统计计算周期性地得出的。通常，这些预测系数要经过量化，也就是说，限制在一个有限值集中。

不幸的是，及时确定量化预测系数是一个复杂的处理过程，特别是受到调制解调器硬件的限制。通常，首先要根据各采样值的“归一化”自相关系数导出“理想”的，也就是未量化的预测系数。这本身就又增添了相当的复杂性。最后，一旦产生了理想预测系数，还要通过一个量化表将这些理想预测系数量化成量化值。

本发明已经实现了一种对线性预测器的预测系数组进行量化的简化方法。具体地说，按照本发明所提出的方法，量化预测系数直接根据归一化自相关系数选取而不用通过产生理想预测系数这样的中间步骤。

在本发明的一个实施例中，SVD调制解调器中有一个预加重滤波器，用来处理声源信号，例如语音信号。这个预加重滤波器的实现是一个二阶线性预测器，它选取一组量化预测系数与前两个采样值相乘，以得出一个当前采样值的估值。所选择的这组量化预测系数是直接根据归一化自相关系数确定的而不用产生理想预测系数。

与这样量化方法紧密相连的是产生一组各具相应量化系数的滤波器。这组滤波器可以提供较好的线性测系统性能，而所用的量化算法也得到了简化。

在本说明的附图中：

图1示出了体现了本发明原理的一个语音和数据同时通信系统的方框图；

图2示出了一个语音和数据同时调制解调器的方框图；

图3为提供一个辅助通信信道的SVD符号块的例示图；

图4为SVD调制解调器100中体现本发明原理的部分的例示性方框图；

图5为按照本发明原理用来选择一个归一化自相关系数的量化值的例示性表；

图6为按照本发明原理用来选择预测系数的例示性表；以及

图7示出了由图6的表所表示的滤波器组的零极点图。

体现本发明原理的语音和数据同时通信系统的方框图如图1所示。图中例示了由用户1和用户2表示的两个通信终端。用户1的设备包括DTE10、电话机20和SVD调制解调器100。DTE10通过线11接至SVD调制解调器100。电话机20通过例如是“塞尖/塞环”型电接口的线21接至SVD调制解调器100。SVD调制解调器100通过本地环路101接至公共电话交换网(PSTN)500，始发和应答电话呼叫。本地环路101是一个典型的“塞尖/塞环”设施，也就是用来在SVD调制解调器100和PSTN500之间传送语音频带信号的一个线对。类似，用户2的设备也包括SVD调制解调器、电话机和DTE，以与用户1的设备相同的方式接至PSTN500。最后，假设在由SVD调制解调器100、200表示的数据通信设备和由DTE10、30表示的相应数据终端设备之间的信号连接遵从电子工业协会(EIA)RS-232接口。

在说明本发明的创新以前，首先以SVD调制解调器100为例说明SVD调制解调器的一般工作原理。SVD调制解调器的基本工作情况也可参阅1993年6月14日递交的Bremer等人的共同转让的、相关未决美国专利申请No.08/076505“模拟和数字同时通信”(“Simultaneous Analog and Digital Communication”)。

图2示出了SVD调制解调器100的示例性方框图。SVD调制解调器100可以在“仅话音”模式、“仅数据”模式或SVD模式下工作。在“仅话音”模式，SVD调制解调器100只将电话口105上的信号(例如语音信号)送至PSTN口110。在“仅数据”模式，SVD调制解调器100对通过DTE口115接收到的数据信号进行调制后再通过PSTN口110传输给选地数据终端，和对通过PSTN口110接收的已调数据信号进行解调后再传输给DTE10。最后，在SVD模式，SVD调制解调器100将“仅话音”和“仅数据”模式合并在一起，通过PSTN口110接收和发送的信号是一个语音和数据的合并信号(以下称为“SVD信号”)。除了本发明的创新以外，SVD调制解调器100的各分立组成部分都是众所周知的，不再详细说明。例如，CPU125是一个以微处理器为基础、配有存储器和附属电路的中心处理单元，对SVD调制解调器100进行控制。

SVD调制解调器100的CPU125根据上述SVD调制解调器100工作模式通过线126对开半160进行控制。在“仅话音”模式，开关160将线162上的信号接至线166以通过电话口105传输，和将线149上的信号接至线161以通过PSTN口110传输。其余部分，如数据编码器155、数据解码器140、语音解码器130和语音编码器150，均由CPU125发出的控制信号(未示出)屏蔽停用。因此，在“仅话音”模式，出现在一个模拟口的任何模拟信号都桥接或耦合给另一个模拟口。

如果SVD调制解调器100工作在“仅数据”模式，开关160就将线146上的信号接至线161以通过PSTN口110传输，和将线162上的信号接至线131。在“仅数据”模式，语音编码器150和语音解码器130由CPU125发出的控制信号(未示出)切断。在这个工作模式，出现在DTE口115的任何数据信号(设SVD调制解调器100不在接收“AT命令”)均由数据编码器155编码。DTE口115假设为上面所提到的EIA RS-232接口。这个接口在众所周知的“AT命令模式”工作期间不仅将DTE10要发送给对方终端的数据而且还将DTE10发出的命令送至SVD调制解调器100。数据编码器155可以采用任何众所周知的编码技术，如加扰编码、格形编码等，在线156上提供一个符号率为1/T的符号序列，送至调制解器145。这些符号都是从一个两维信号空间(未示出)选取的。要注意的是，由于语音编码器150停止工作，因此加法器165并不在数据编码器155的输出信号上再加一个信号。调制器145通过开关160向PSTN口110例如提供一个正交振幅调制信号(QAM)。反向传输情况类似，PSTN口110接收的QAM信号通过开关160加到解调器135。解调器135向数据解码器140提供一个编码数据流。解码器140执行数据编码器155的逆功能，向DTE口115提供所接收的数据信号，以传输给DTE10。

最后，如果SVD调制解调器100工作在SVD模式，则开关160将线146上的任何信号都耦合至线161以通过PSTN口110进行传输，和将线162上的信号接至线131。在SVD模式，语音编码器150和语音解码器130由SPU125发出的控制信号(未示出)选通。在这个工作模式，在线149上出现的任何模拟信号(例如语音信号)都加至语音编码器150。语音编码器150对语音信号进行处理，将它映射到数据编码器155所采用的两维信号空间中，从而提供一个语音信号点。这个语音信号点定义了“语音信号向量”相对于两维信号空间原点的幅度和角度。语音编码器150在线151上以每秒1/T个符号的预定符号率提供一个两维信号点序列。加法器165分别将线151上的各语音信号和量(如果有的话)与由数据编码器155提供的相应符号进行相加，得到的信号点流送至调制器145。如前面所述，调制器145通过开关160向PSTN口110供一个QAM调制信号。这个QAM调制信号就是前面所提到的SVD信号，因为它同时表示了语音和数据。

在反向传输时，线131上的接收SVD信号由解调器135和数据解码器140进行如前面所述那样的处理后，所得到的接收数据信号加到线127上。此外，语音解码器130既接收解调器135输出的接收信号点序列，还接收数据解码器140输出的经解码符号序列。语音解码器130具有相应的缓冲存储机制，以适合数据解码器140为对接收符号作出判决所需的解码时间。语音解码器130将解调器135输出的各接收信号点分别减去数据解码器140输出的相应接收符号，得出语音信号向量，然后再执行语音编码器150的逆功能，得出接收语音信号，通过线133送至电话口105。

这样，这种SVD技术提供了一种具有声音部分和数据部分(以下分别称为模拟信道和数据信道)的语音频带信号，非常优越。这使得能够进行语音和数据同时传输的调制解调器的两个用户或终端可以在交谈的同时相互传送数据，而在每个用户处都只需要一根“塞尖/塞环”型电话线。

一旦两个调制解调器都在SVD模式，那么每一个SVD调制解调器都必需将控制和状态信号发给对方终端。这是通过一个在例如SVD调制解调器100和SVD调制解调器200之间传送信令信息的辅助信道进行的，实现方式有许多种。例如，如在该技术领域所知的那样，通过将数据调制信号(在这里是SVD信号)与另一个控制信号复用可以提供一个辅助信道，或者象在1993年11月15日递交的Bremer等人的共同转让的、相关未决美国专利申请No.08/151686“语音和数据同时传输中的副信道通信”(“Side ChannelCommunications in Simultaneous Voice and Data Transmission”)中所介绍的那样来提供一个辅助信道。图3示出了在SVD信号中有一个副信道的传输方案。这个副信道不仅在各SVD终端之间传送附加信息，而且还能使要发送的语音信号通过SVD数据连接的整个带宽。由图3可见，SVD调制解调器是接帧，也或“符号块”(如符号块405)，未提供信息的。对于这个实例来说，一个符号块包括70个符号。每个符号块内各相连的符号分别标为S1，S2，S3，…，S70。每个符号块再划分为一个数据段(如数据段406)和一个控制段(如控制段407)。设数据段中的符号为S1至S56。这些符号是“数据符号”，始终传送DTE数据。就以下说明例示而言，符号率取为3000符号/秒，当然实际也可以采用其他符号率，如2800符号/秒。在符号率为3000符号/秒的情况下，一个数据块的平均数据符号率为((56/70)×3000)＝2400符号/秒。因此，如果每个数据符有6个数据位，则总的数据率为14400位/秒(bps)。假设这个数据率已经高到足以满足用户的要求，因此SVD数据连接的剩余带宽就可以分配给控制段，提供一个副信道。

该控制段剩余的符号，即S57至S70，是“控制符号”。通常，这些控制符号只传送控制信息而不传送DTE数据。每个控制符号表示许多“控制位”。例如，某些这类控制位表示一个状态标识符，向远端，或接收SVD调制解调器，提供有关发送SVD调制解调器工作模式的信息，亦即发送SVD调制解调器是工作在一“仅数据”模式还是SVD模式的信息。控制符号与DTE数据符号一样，例如采用同一个信号空间，进行编码和加扰。控制符号提供了在SVD调制解调器终端之间传送附加信令信息的副信道。虽然数据符号表示用户数据而控制符号表示控制信息，但数据符号和控制符号还可以传送模拟数据，在这个实例中也就是电话机20向SVD调制解调器100提供的语音信号。因此，这个副信道是语音和数据同时传输的一个部分。

以上介绍了SVD调制解调器的一般工作情况，下面将结合图4说明本发明的创新之处。由图4可见，图中重新示出了SVD调制解调器100的部分方框图，以便更好地对本发明进行说明。具体来说，语音编码器150除了其他器件外还包括采样器170和一个“预加重滤波器”型的“线性预测器”。所例示的这个线性预测器包括线性预测系数产生器175、分析滤波器180和加法器185。例如，采样器170是一个编码译码器(CODEC)，而线性预测器通常是用一个数字信号处理器(DSP)来实现的。线性预测器接收加到线174上的经采样的模拟输入信号，而将输出信号，也就是“残差信号”，加到线151上，送至SVD系统190。SVD系统的作用如前面所述，在SVD模式是将SVD信号加到线146上，以便传输给SVD调制解调器200。残差信号在传输前并没有被量化或编码成任何数字形式，而作为实际上是模拟信号发送。此外，还通过上述辅助信道向远端SVD调制解调器200发送一个“索引指数”(下面将要予以说明)。索引指数的值是一个与用来形成相应发送残差信号的具体那组预测系数相对应的先验值。接收到发送的索引指数后，远端SVD调制解调器200直接查找出对应的这组预测系数，送至执行线性预测器逆功能的合成滤波器和递归加法器(未示出)，估计出原来的模拟输入信号。合成滤波器具有根据所估计的输入信号频谱对各种附加噪声进行整形的作用，从而改善了输出信号的检测质量。

在SVD系统中采用模拟信号线性预测主要有几个好处。第一，残差信号在能量上通常大大小于原来的采样模拟输入信号。这使得在传输前可以对残差信号采用较大的增益，因此用残差信号传输比用原信号传输在信噪比上有相当大的改善。第二，分析滤波器180(见下述)有助于减小残差信号在频域的功率变化。这种对发送信号的“白化”有效地对信号进行自适应预加重处理，产生出最佳频谱，保证传输期间所产生的各种污染对信号的影响在某些频带大大低于在其他一些频带。第三接收端的合成滤波器(未示出)对附加噪声在频域的整形迫使噪声遵从与发送信号谱类似的谱形状。这大大地改善了声音的质量，因为噪声能量只是集中在主要的声音能量所分布的那些频带内，实际上就被这些声音峰值所“掩盖”。

在这个实例中，残差信号e(n)表示为

e (n) = x (n) - \hat{x} (n) - - - (1)

其中：x(n)为线174上的输入信号在时间n时的值，而

为输入模拟信号在时间n时的估值。输入模拟信号的估值

由分析滤波器180通过线181提供，为

\hat{x} (n) = h_{1} x (n - 1) + h_{2} (x - 2)

其中：h₁和h₂为所选预测系数，而x(n－1)和x(n－2)为输入模拟信号的前两个采样值。所选预测系数由线性预测系数产生器175通过线176提供，这在下面将要进一步加以说明。由式(1)和(2)可得残差信号e(n)为e(n)＝x(n)－h₁x(n－1)－h₂r(n－2) (3)

式(3)表示是一个“二阶”的线性预测器，因为残差信号e(n)是为了产生输入模拟信号估值的两个过去采样值x(n－1)、x(n－2)的线性组合的函数。

暂离开图4，简要介绍一下原有技术在选择预测系数时的处理过程。如在该技术领域所知，所选预测系数h₁和h₂通常可由以下式(4)至(9)所示顺序那样求得。

首先，计算归一化自相关系数，

ρ₁＝a₁/a₀ (4)

ρ₂＝a₂/a₀ (5)

其中：ρ₁和ρ₂分别为采样x(n－1)和x(n－2)的归一化自相关系数，即a₂、a₁和a₀为当前和前面个采样值的自相关系数，众所周知。自相关系数的一般算式为：

a_{n} = Σ_{i = 0}^{N} x (i) x (i + n), - - - (9)

其中：n为系数的阶，i为N＋1个采样值的附标。

这些自相关系数通常是按数据“块”(“帧”)分别选取的。

然后，定义值α为：

α＝1/(1－ρ₁ ²) (7)

由此可得理想预测系数h₁(ideal)和h₂(ideal)：

h₁(ideal)＝ρ₁(1－ρ₂)α (8)

h₂(ideal)＝(ρ₂－ρ₁ ²)α (9)

然后将h₁(ideal)的计算值分层量化为一组有限值中的一个值，得出h′₁。对h₂(ideal)执行同样处理，得出h′₂。虽然均匀量化实现起来最为简单，但所得到的这组量化系数与比较复杂的非均匀量化形式相比效果较差。也可以采用向量量化，但更加复杂。

不幸的是，上述这些步骤在目前可以得到的典型调制解调器硬件中实现起来要求相当可观的系统开销。因此，本发明提出了一种比较简单的选择一组预测系数的方法。这种方法不需要执行上述原有技术途径中式(7)那样的除法运算，总的只需要比甚至采用均匀量化的简单原有技术途径还少的指令，而能获得非均匀量化和向量量化的效果，并且很容易在一个定点信号处理器中加以实现。

回到图4，假设由线174传送的模拟输入信号按时间分块成帧，帧的长度短到是以将每帧内的模拟输入信号认为在这样短的时间内是平稳的。通常帧长取为20至35毫秒。线性预测系数产生器175逐帧分析模拟输入信号，产生相应各组预测系数h₁和h₂提供给线性分析滤波器180使用。此外，与所选预测系数组对应的“索引指数”加到线177上，以传输给远端SVD调制解调器200。

按照本发明，线性预测系数产生器175在选择一组预测系数的过程中执行以下各个步骤。

首先，计算归一化自相关系数

ρ₁＝a₁/a₀ (10)

ρ₂＝a₂/a₀ (11)

式(10)和(11)与上述式(4)和(5)相同。这两个自相关系数通常是按上述数据帧选取的。

其次，确定ρ₁的修正形ρ′₁：

ρ′₁＝ρ₁×c₁ (12)

其中：c₁≈0.995。

从式(12)可以计算出值ρ″₁：

ρ″₁＝(ρ′₁)²×sgn(ρ′₁) (13)

其中：sgn()为众所周知的符号函数。

然后，按图5所示表对ρ′₁值进行分层量化，得到ρ₁的量化值

例如，如果ρ′₁的值在(-.1)和(-0.018)之间，则ρ₁的值为(-)。应该注意的是，除了值接近零的两个增量外，图所示量化对于输入值来说是均匀的。

从ρ₁的量化值可计算出ρ′₂：

ρ_{2}^{'}

= ρ_{2} + 8 ρ_{1} ({\hat{ρ}}_{1} - ρ_{1})

对于ρ₁＜0.45(14a)

ρ_{2}^{'} = ρ_{2} + 4 ρ_{1} ({\hat{ρ}}_{1} - ρ_{1})

对于ρ₁≥0.45(14b)

变量ρ′₂对ρ₁的实际值与量化值

之差进行了补偿。应该指出的是，这种调整的变化量可以是：

ρ_{2}^{'} = ρ_{2} + c \sqrt{{\hat{ρ}}_{1}} ({\hat{ρ}}_{1} - ρ_{1}) - - - (15)

算出ρ′₂后，按下式确定“量化索引指数”Q：

Q = | \frac{(ρ_{2}^{'} - c_{2})}{I} | - - - (16)

其中：偏移值C₂和除数I根据ρ″₁从图5所示表中选取。这量化索引指数最大不得超过列于图5所示表中的相应量大值L。

最后，按下式计算出向量查找索引指数V：

V＝CI＋Q (17)

其中：CI从图5所示表中查出，而Q则由式(16)算出。

用这个索引指数V可从图6所示表中查得相应的量化预测系数h₁和h₂。该表汇集了实际有效的各组量化预测系数。在本例中，每组量化预测系数包括一对数。也就是说，图6所示表列出了各个与相应索引指数所选出的一组滤波系数对应的滤波器。由图6所表示的这个表存储在一个存储器(未示出)中。

所选量化预测系数送至分析滤波器180。通过式(2)计算出当前采样的估值。此外，向量查找索引指数V发送给远端接收机，SVD调制解调器200。在SVD调制解调器200中存储着一个与图6所示相同的表，用来恢复SVD调制解调器100的发送部分采用的所选这组量化预测系数。在本例中，该索引指数取值范围为O至63。

按照本发明的一个特点，图6中所列的滤波器集合与采用均匀量化的原有技术实现方式得出的滤波器集合相比，在较低频率提供了更多的谐振点。这在模拟信号是语音信号时提供了较好的滤波器响应。示出图6的表所列的零极点图的图7说明了这种情况。如所周知“z域”中所示的零极点图表示了一个数字采样离散时间系统的响应。频率由单位圆上的“相位”表示。在图7中，零极点图的频率范围为0至3/4π，π相位表示采样率的二分之一。为简明起见，图7中只示出了零点的分布情况。

图6的表中的这些数是根据经验确定的，以使上述选择预测系数的过程更为简单。具体地说，在图7中的翘曲径线(wraped ra-dial line)911通过与一个具有同一个p₁值的滤波器子集相应的零点。在上述方法中，p_l的特定值按图5的表被映射或分层为p_l的一个量化值。p₁的这个量化值在图7这个零极点图上就表现为一条特定的翘曲径线。类似，一条定半径线(如线912)通过与一个具有同一个h2值的滤波器子集相应的零点。例如，在一个由分别与索引指数值为1、6、1l、16、22、27、32、37、42、47、52、56、60和63对应的各滤波器所组成的滤波器组中，每个滤波器都具有相同的h2值。因此，在翘曲径线与定半径线的各个交点上分别是相应滤波器的预测系数。这是根据经验通过对一个给定的p_l值标绘所得出稳定滤波器的h₂值的增量而作出的。上述本发明的选择预测系数的这种创新原理实际上就是将ρ₁和ρ₂的实际值映射为相应的一组量化值，也就是一个特定的滤波器。式13、14、15、16和17都表示了一种经验上的扭曲，因为在实际中ρ₁和ρ₂并不完全正交，而是相互关联的。当ρ₁的值改变时，相应的ρ₂的值就会受到影响。

以上只是例示了本发明的原理，因此可以理解，熟悉该技术领域的人员能够设计出各种虽然这里没有明显加以说明但体现了本发明原理的替代配置，这些替代配置并不背离本发明的精神实质，因此都应列入本发明的专利保护范围。

例如，虽然本发明在这里是以各分立功能块，如编码器、解码器、发射机等，这种实现方式进行说明的，但这些功能块的任何哪种功能或几种功能都可以用一个或几个经相应编程的处理器(如数字信号处理器)来执行。

此外，本发明的这种创新设想在这里虽然是以SVD信号为背景加以说明的，但显然也可用于其他形式的语音和数据同时传输，例如简单的数字化语音信号和数据信号时分多路传输。也可以采用任何阶的预测器，这些预测器可以在诸如分析滤波器的带宽、零极点上或在其他一些方面都有所改变。而且，预测不一定非要象上述那样加到模拟输入信号上，也可以加到SVD系统内其他点上。最后，虽然是以两维QAM信号空间为背景加以说明的，但这信号空间也可以是N维的。

Claims

1.一种用于通信设备的方法，其特征是所述方法包括下列步骤：

产生一个信号的离散时间采样值；

从所述采样值产生一组归一化自相关系数；以及

根据所述归一化自相关系数组选择一组量化预测系数而不用确定一组未量化预测系数。

2.权利要求1所提出的方法，其特征是所述方法还包括下列步骤：

根据所选择的这组量化预测系数计算所述采样值的残差；以及

向对方通信设备发送所述采样值残差。

3.权利要求2所提出的方法，其特征是其中所述发送步骤是将所述采样值残差作为一个语音和数据同时信号的一个组成部分进行发送。

4.权利要求1所提出的方法，其特征是其中所述通信设备是调制解调器，而所述信号是语音信号。

5.一种通信设备的装置，其特征是所述装置包括：

一个滤波器，其作用是对一个输入信号进行滤波，以便压缩需要传输的所述输入信号；

一个滤波系数选择器，其作用是根据所述输入信号为所述滤波器选择一组滤波系数；以及

一个残差信号产生器，其作用是根据所述输入信号和所述滤波器输出信号产生一个残差信号；

其中所述滤波系数选择器从一个滤波系数组的集合中选择滤波系数组，所述集合划分为一系列滤波系数组的群，同一群中的每个滤波系数组至少有一个相同的滤波系数。

6.权利要求5所提出的装置，其特征是其中所述各滤波系数组中的滤波系数的个数都为2。

7.权利要求5所提出的装置，其特征是其中所述滤波系数选择器通过执行一种不需要确定一组未量化滤波系数的选择功能来选择所述滤波系数组。

8.权利要求5所提出的装置，其特征是其中所述滤波系数选择器根据所述输入信号的一组归一化自相关系数直接选择所述滤波系数组而不用确定一组未量化滤波系数，所述归一化自相关系数组是所述输入信号的函数。