JPH0730606A - 通信方法 - Google Patents

通信方法

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JPH0730606A
JPH0730606A JP6153110A JP15311094A JPH0730606A JP H0730606 A JPH0730606 A JP H0730606A JP 6153110 A JP6153110 A JP 6153110A JP 15311094 A JP15311094 A JP 15311094A JP H0730606 A JPH0730606 A JP H0730606A
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JP6153110A
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William L Betts
ルイス ベッツ ウィリアム
Gordon Bremer
ブレマー ゴードン
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AT&T Corp
Original Assignee
American Telephone and Telegraph Co Inc
AT&T Corp
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04J7/00—Multiplex systems in which the amplitudes or durations of the signals in individual channels are characteristic of those channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/345—Modifications of the signal space to allow the transmission of additional information
    • H04L27/3461—Modifications of the signal space to allow the transmission of additional information in order to transmit a subchannel
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    • H04L27/3461—Modifications of the signal space to allow the transmission of additional information in order to transmit a subchannel
    • H04L27/3483—Modifications of the signal space to allow the transmission of additional information in order to transmit a subchannel using a modulation of the constellation points

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ｃを整数とするときにシンボル数が２cに限
定されていないようなシンボルコンステレーションを用
いて、シンボル数に関する制限を除去することにより、
利用されうるシンボルコンステレーションの数を増大さ
せ、通信チャネルの帯域をより効率的に利用する。 【構成】 モジュラスｍコンバータ７００を用いてデジ
タルデータを符号化して分数符号化ワードを生成する。
ここで、ｍは、ｃを非整数とする時に２cより大きい最
近接整数である。分数符号化ワードは、２次元データ信
号６２、６３を生成する目的で、ｍ個のシンボルを有す
るシンボルコンステレーションにマッピングされる。デ
ータ信号は、複合２次元信号を生成する目的で、入力ア
ナログ信号を符号化することによって得られた２次元ア
ナログ信号に対して付加される。複合信号は、ＱＡＭを
用いて変調され、その後通信チャネルを介して送出され
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はアナログおよびデジタル
信号の同時伝送に関し、特にアナログ信号とデジタル信
号とを非多重化かつ同一周波数帯で同時に伝送する方法
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来技術においては、音声およびデータ
があるチャネルを介して同時に伝送される場合には、通
常周波数分割多重化あるいは時分割多重化にのいずれか
によって伝送されてきた。周波数分割多重化において
は、データチャネルおよび音声チャネルはチャネルの帯
域内の相異なったサブバンドに割り当てられる。この方
式の実例は、米国特許第４，７５７，４９５号、第４，
６７２，６０２号、および第４，５４６，２１２号に見
い出される。時分割多重化配置においては、音声信号は
サンプリングされ、デジタイズされてデジタルデータ中
にインタリーブされ、利用可能なチャネルを介して通信
される単一の情報ストリームが形成される。実際には、
（Ｔ１キャリアシステムなどの）すべてのデジタルキャ
リアシステムがその実例である。
【０００３】１９８５年４月１６日付けの米国特許第
４，５１２，０１３号は、同時に音声およびデータを取
り扱う、周波数分割多重化装置に近い、興味深いアプロ
ーチを提供している。この装置においては、音声信号が
濾波され、それに変調された狭帯域信号が追加されて送
出される信号が形成される。この狭帯域変調済み信号
は、キャリアによって変調されて音声エネルギーがわず
かしか存在しない周波数スペクトル上の位置にシフトア
ップされた狭帯域デジタル入力信号から導出されたもの
である。レシーバにおいては、変調済みデジタル信号に
よって占められる狭帯域内においては音声パワーは低い
という事実に基づいて、デジタル信号が適切な復調によ
り回復される。その後、回復されたデジタル信号はトラ
ンスミッタにおける操作と同様に再び変調され、チャネ
ル特性に対応するように濾波されて受信された信号から
差し引かれる。この結果が受信された音声である。以上
に述べられているように、この装置の顕著な特徴は、第
２カラムの第１３−１８行に記述されているように、
「データ信号を通常の音声信号周波数帯内の音声信号が
存在するがそのパワー密度特性が低いような領域内でデ
ータ信号を多重化することによって、アナログ音声信号
および変調済みデータ信号のすべてが単一の通常のアナ
ログチャネルを介して伝達されうる」ということであ
る。ちなみに、この米国特許第４，５１２，０１３号は
半二重である。
【０００４】モデムにおいては、デジタル情報は、アナ
ログ情報に変換されることによってチャネルを介して通
信されている。その最も基本的な形態においては、モデ
ムはデジタル信号を濾波し（すなわち、そのデジタル信
号を周波数軸上でシフトし）て帯域の制限された信号を
形成し、その信号が通信チャネルの透過帯域（パスバン
ド）内に位置するように変調する。例えば電話において
はパスバンドは３００Ｈｚから３５００Ｈｚの間であ
る。変調済み信号の情報伝達能力を向上させるために、
より高度化されたモデムにおいては直交変調が用いられ
ている。直交変調は２次元信号空間として書き表され
る。音声信号を送信するために信号空間を用いる例は、
１９９２年１月１４日付けの米国特許第５，９８１，６
４７号に記載されている。
【０００５】データおよび音声を送信するために信号空
間を用いる例は、アジャシ(Ajashi)らによる、「単一の
電話チャネルを介した高速デジタル／アナログパラレル
送信技法」（アイ・トリプル・イー・トランザクション
ズ・オン・コミュニケーションズ(IEEE Transactions o
n Communications)誌第３０巻第５号（１９８２年５
月）第１２１３〜１２１８ページ）という表題の論文に
記載されている。アナログおよびデータ信号が相異なっ
た時間スロット（ＴＤＭ）あるいは相異なった周波数帯
（ＦＤＭ）に分割配置されるような従来技法とは異な
り、この方法においてはデジタルおよびデータ信号がＱ
ＡＭシステムの相異なった２つのチャネルに分配されて
いる。すなわち、アジャシらは、同相チャネルをアナロ
グ信号で、それに直交するチャネルをデジタル信号で変
調することを提案している。その記述およびチャネル等
化に関連して、リム(Lim)らは、「同時アナログ／デジ
タルデータ送信における適応等化および位相追随」とい
う表題の論文（ＢＳＴＪ第６０巻第９号（１９８１年１
１月）第２０３９〜２０６３ページ）において、等化器
の性能を解析している（１９８１年のＢＳＴＪの論文に
おいては、１９８２年のＩＥＥＥの論文を「未発表の研
究」として引用している）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】これまでのところ、Ｑ
ＡＭシステムの双方のチャネルを介してデータおよび音
声の双方を同時に送信することは出来ておらず、単一の
双方向帯域制限付き通信チャネルを介して全二重にデー
タおよびアナログ信号の双方を通信することは出来てい
ない。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、伝送前にアナ
ログ信号をデータ信号に付加することによって、データ
信号とアナログ信号とを同時に送出する方法に関する。
本発明においては、ｃを整数としてシンボル数が２cに
限定されていないようなシンボルコンステレーションが
用いられる。このシンボル数に関する制限を除去するこ
とにより、利用しうるシンボルコンステレーションの数
が増大し、通信チャネルの帯域をより効率的に利用する
ことが可能になる。
【０００８】「分数レート符号化のためのモジュラスコ
ンバータ」という表題の米国特許第５，１０３，２２７
号に記載されているような分数レート符号化技法が、シ
ンボル当り非整数個のビットを符号化するために用いら
れる。しかしながら、他の技法も用いられうる。シンボ
ル当りに非整数個のビットを用いることにより、信号点
の数ｍ、が２cに最も近い整数であるようなシンボルす
なわち信号点コンステレーションを利用することが可能
になる。ここで、ｃは、ビットレートをシンボルレート
で割った比を近似する分数、言い換えればシンボル当り
のビット数である。分数符号化は、入力データビット
を、所定の個数でフレームを構成するワードに分割する
ことによって実行される。フレームは、利用されるコン
ステレーションを構成する信号点すなわちシンボルの個
数を法（モジュラス）とし、フレームを構成するワード
数が変換後にフレームを表現する桁数と等しいようなモ
ジュラス変換をされる。各々の桁は伝送されるシンボル
を規定するために用いられる。その結果、ｙワードに分
割されたｘビットよりなるフレームは、ｙ個のシンボル
によって表現される。ここで、各々のシンボルはｃビッ
トを表現しており、ｃはｘ／ｙに等しい非整数である。
【０００９】本発明は、データビットを複数個のシンボ
ルを有するシンボルコンステレーションにマッピングす
ることによってデータ信号を生成する通信方法を提供す
る。各々のシンボルは、非整数個のデータビットを表現
する。アナログ信号などの第二の信号がデータ信号に付
加されて、直交変調を用いて通信チャネルを介して伝送
される複合信号が形成される。
【００１０】
【実施例】図１は、直交変調技法によってデジタルデー
タを通信するモデムの非常に基本的なブロック図であ
る。セクション１００はモデムのトランスミッタ部であ
り、セクション２００はモデムのレシーバ部である。詳
細に述べれば、トランスミッタ部においては、デジタル
データが１−ｔｏ−２マッパ１１０に供給され、マッパ
１１０は、通常同相サンプルおよび直交サンプルと呼称
される２つの出力を生成する。同相サンプルはローパス
フィルタ１５０を介して変調器１２０に供給され、変調
器１２０は供給された信号とキャリア、すなわち図１の
ｓｉｎωｔ、との積を生成する。直交サンプルはローパ
スフィルタ１６０を介して変調器１３０に供給され、変
調器１３０は供給された信号と第二のキャリアとの積を
生成する。この第二のキャリアは第一のキャリアと直交
している、すなわちｃｏｓωｔである。フィルタ１５０
および１６０は、エイリアシングを避けるために、ω未
満そして少なくともマッパ１１０の出力サンプルレート
の逆数の半分までに帯域を制限していなければならな
い。変調器１２０および１３０の出力信号は素子１４０
において加算されてモデムのトランスミッタ部のアナロ
グ信号が生成される。
【００１１】実際の動作においては、図１の装置に対し
て供給されるデジタルデータはビットストリームであ
る。素子１１０は、入力信号を、各々所定の数の連続ビ
ットよりなるシンボルのストリームとしてみなし、各々
のシンボルを同相アナログサンプルと直交アナログサン
プルとにマッピングする。
【００１２】当業者は、図１の装置において実行される
操作を、しばしば図２に示されているような信号空間ダ
イアグラムによって記述する。ｘ軸は一方のキャリア信
号（例えばｃｏｓωｔ）に対応しており、ｙ軸は他方の
キャリア信号（ｓｉｎωｔ）に対応している。よって、
素子１１０によって供給される同相および直交サンプル
は、図２の信号空間内のある位置を規定することにな
る。従って、素子１１０が生成しうるサンプルの組は、
図２の信号空間描像においてはサンプルポイントの組
（すなわちポイントのコンステレーション）に対応す
る。図２においては、例として４ポイント信号コンステ
レーションが示されている。しかしながら、より多くの
信号ポイントを有する信号ポイントコンステレーション
を生成することが可能であることは公知である。
【００１３】図２に示されているコンステレーションに
従って図１の装置によって変調された信号を受信するた
めには、受信した信号が信号空間内の第一、第二、第
三、あるいは第四象限のうちのいずれに位置するもので
あるかを識別することだけが必要である。このことは、
受信された信号に対する大きな許容度があることを意味
しており、正確な象限内に位置するあらゆる信号はその
象限内の正確なコンステレーション信号ポイントに対し
てマッピングされる。他の（おそらくより大きな）コン
ステレーションに拡張すると、信号空間はそれぞれ領域
に分割されており、レシーバ側の決定は受信された信号
が位置する領域に関してなされる。これらの領域は「隣
接領域」と呼称される。
【００１４】図１のレシーバ部においては、変調済み信
号が復調器２１０に供給される。復調器２１０は同相お
よび直交成分を回復し、それらをスライサ２２０に供給
する。スライサ２２０は同相および直交成分をシンボル
に変換し、そのシンボルをデマッパ２３０に供給する。
デマッパ２３０は、シンボルをビットストリームにマッ
ピングしてデジタルデータストリームを回復する。
【００１５】（チャネルにおいて付加される雑音に起因
するものなどの）信号歪が存在しない場合には、復調器
２１０によって受信された信号は加算器１４０によって
送出された信号と正確に同一のものであるはずであり、
（スライサ２２０による）信号が見い出された隣接領域
の決定は比較的単純でエラーフリーであるはずである。
しかしながら、送信された信号に対して追加された雑音
は受信された信号を前記信号空間内でシフトさせ、スラ
イサ２２０への入力を変化させる。言い換えれば、通信
チャネルを流れる信号に対して付加される雑音は、送信
されたサンプルポイントに対して付加される、図２の信
号空間内のベクトル信号に対応する。この付加されるベ
クトルは、未知の大きさおよび未知の位相を有してい
る。従って、追加された雑音によって、信号空間内の
「点」に対応する被送出信号が信号空間内の「領域」へ
と変換される。この現象は、図２内においては円１１に
よって記述されている。この円のことを、送出された信
号を取り囲む信号空間「雑音雲」と呼称する場合もあ
る。
【００１６】以上より、送出された信号をエラーなく検
出するためには、隣接領域が雑音雲を取り囲むのに充分
であるほど大きくなければならないことが明らかであ
る。送出された信号の平均出力は通常他の考察事項によ
って制限されているため、信号コンステレーションがｘ
およびｙ軸によって表現される無限の空間を覆う量も制
限されている。このことは、図２においては円１２によ
って表現されている。円１２によってなされる制限は、
雑音に関する考察によってなされる隣接領域の大きさに
関する制限とともに、コンステレーション内の送出され
る信号ポイントの数を制限する。
【００１７】既に示されているように、通常のモデムデ
ザインにおいては許容される信号強度とチャネルの忠実
度の期待値とが複合してコンステレーションサイズを制
御している。雑音の少ないチャネルにおいてはより大き
なコンステレーションが可能になり、より大きなコンス
テレーションはより高いデジタルデータスループットを
可能にする。このことから、利用可能な信号空間のすべ
て、すなわち実質的にすべてを情報伝達に利用するとい
う全く革新的なアイデアが生まれる。この革新的なアプ
ローチに従ったトランスミッタ信号空間が図３に示され
ている。図３においては、複数個の信号ポイントが信号
空間内でランダムに示されている。これらのポイント
は、トランスミッタが送出可能な種々のベクトルを表し
ている。ここにはもはやそれらの各々の間の決定がなさ
れなければならないような「ポイントのコンステレーシ
ョン」というものは存在しない。信号空間全体が存在す
るのみである。言い換えれば、信号空間内の固定された
コンステレーションに対してマッピングされるようなデ
ジタル信号を有する代わりに、図３においては信号空間
にマッピングされるアナログ信号が描かれている。同相
成分を構成するアナログ信号が直交成分を構成するアナ
ログ信号とは独立である場合には、図３における存立可
能な信号空間は長方形である。
【００１８】アナログ信号を図３の信号空間に従って送
出することの利点を認識した後の次なる革新は、図２お
よび図３の信号空間を交互に用いることである。すなわ
ち、この革新は、利用者のアナログ信号「あるいは」利
用者のデジタル信号をその必要が生じた場合に送出す
る、ということである。この様子は、図４に示されてい
る。
【００１９】さらに、図４の信号空間に従ってアナログ
あるいはデジタル信号のいずれかを送出することの利点
を認識した後、全く相異なった通信方法が用いられ得る
こと、すなわちアナログおよびデジタル信号の「双方」
を通信することが組み合わせられた信号空間において同
時に「表現されうる」こと、が見い出された。この様子
は図５に示されており、４つの隣接領域が破線２１およ
び２２によって識別された境界線を用いて例示の目的で
識別されている。
【００２０】図５の描像に従うと、各々のデジタルコン
ステレーションポイント（例えばポイント３１）の周囲
に「信号雲」を形成するアナログ信号は、それが完全に
単一の隣接領域内に含まれているようにダイナミックレ
ンジに関して制限されることに留意されたい。よって、
この場合においてもコンステレーションサイズ（これは
デジタルスループットに直接影響する）と送出されるア
ナログ信号のダイナミックレンジ（ある場合には「分解
能」に対応する）との間にはトレードオフの関係が存在
する。
【００２１】図６は、本発明の原理を基本的に例示する
装置を示した図である。当該装置には、ライン６１上に
印加されたデジタル信号に応答する１−ｔｏ−２次元マ
ッパ６０が含まれている。マッパ６０は、各々ライン６
１上に到達したデジタル信号に関連する、量子化された
振幅のパルスを有する２つの出力をライン６２および６
３上に生成する。図６には、さらに、ライン５１上に印
加されたアナログ信号に対して応答し、ライン５１上の
アナログ信号に関連する連続振幅のパルスを有する２つ
の出力信号をライン５２および５３上に生成する。出力
５２および６２は加算器７０内で組み合わせられ、出力
５３および６３は加算器８０において組み合わせられ
る。加算器７０および８０の出力は、図５の信号空間に
よって表現される信号の成分を生成する。図１に示され
ているように、加算器７０および８０の出力はローパス
フィルタ１５０および１６０を介して変調器１２０およ
び１３０に供給され、加算器１４０においてその和が計
算されて、モデム分野においては公知の変調済み信号が
形成される。
【００２２】図６においては、素子６０は１−ｔｏ−２
マッパとして描かれている。しかしながら、素子６０は
Ｍ−ｔｏ−Ｎマッパであってもよいことに留意された
い。すなわち、素子６０は、複数（Ｍ）個のデジタル信
号に応答するものであって相異なった複数（Ｎ）個の出
力信号を生成するものであればよい。同様に、素子５０
は、複数個のアナログ信号に応答するＪ−ｔｏ−Ｋエン
コーダでよい。さらに、素子５０および６０の後段に位
置するもの（すなわち、素子７０、８０、１２０、１３
０、１４０、１５０および１６０）、つまり直交変調器
９０を構成するものは、素子５０および６０が生成する
ように設計されている複数個の出力に応答するように構
成される。より詳細に述べれば、それらの素子は供給さ
れたすべての入力信号に対して応答しなければならず、
すなわちそれらの素子はＫ個あるいはＮ個のうちのより
大きい個数の信号を扱えなければならない。しかしなが
ら、このような状況においても、ユーザがこの二つ（Ｋ
あるいはＮ）のうちのより大きいほうをシステムの次元
とみなすことは可能であり、その場合にはある次元にお
いてはデジタルデータが無いあるいはアナログデータが
無いということになる。もちろん、デジタルデータもア
ナログデータも存在しない「次元」が存在する場合に
は、「側方」情報の等化のように、他の情報がそれらの
次元を介して送出されうる。
【００２３】信号空間の概念においては、素子５０およ
び６０のＮ個（ＮがＫよりも大きいと仮定する）の出力
信号は、多次元空間、すなわちＮ次元空間内のベクトル
の成分の集合に対応する。この多次元空間の座標は、直
交変調器９０内の直交変調信号に対応する。図６におい
ては、２つの直交変調信号はｃｏｓωｔおよびｓｉｎω
ｔであるが、他の変調信号、例えばコード分割多重化
（ＣＤＭＡ）テンプレートなども利用可能である。本発
明に関しては、直交変調信号とは、複数個のコンカレン
ト要素信号を含む送出される信号を生成し、かつレシー
バが受信した信号を前記変調信号の各々に応答して生成
されたそれぞれの要素信号に分割することを可能にする
ような変調信号である。さらに、図５に関連して、直交
変調器９０が素子６０によって生成された成分によって
表現される「シンボルベクトル」と素子５０によって生
成された成分によって表現される「アナログ情報ベクト
ル」とのベクトル和演算を実行することが理解される。
この様子は図７に示されている。
【００２４】図１に関連して、本発明の原理は、加算器
７０および８０の出力信号が直交変調器９０において組
み合わせられるという利点を有さずに直接通信される
（すなわち送出される）場合においても用いられること
に留意されたい。さらに、直交変調器９０は、単なる帯
域シフト手段であってもよい。例えば加算器７０の出力
が帯域制限されている場合には、加算器８０の出力は加
算器７０の帯域制限された出力信号を越えて帯域シフト
され、その後に加算器７０の出力と組み合わせられう
る。この様子は、図８に示されている。デジタルストリ
ームが供給されないような状況下では、本発明の原理は
素子６０を用いずに実現される。
【００２５】以上の説明においては、図６の素子５０に
対して供給される入力信号がアナログである。しかしな
がら、必ずしもこのようになっている必要はない。従来
技術に係る技法に従って、帯域制限されたアナログ信号
は（適切なナイキスト限界内で）サンプリングされう
る。ここで、素子５０への入力信号はアナログサンプル
シーケンスであり得ることに留意されたい。さらに、サ
ンプリングされたアナログ信号は、量子化されてデジタ
ル形式で表現されうる。実際、サンプリングされてデジ
タル形式に変換されたアナログ信号は、さらに振幅量子
化パルス振幅変調（ＰＡＭ）フォーマットに変換されう
る。これらの表現のすべてはアナログ信号の表現であ
る。例えば、振幅量子化ＰＡＭパルスの集合は、サンプ
リングおよび量子化（Ａ／Ｄ変換およびその後のＤ／Ａ
変換）プロセスによって導入された量子化誤差の範囲内
で元のアナログ信号と同一である。
【００２６】素子５０の入力においてアナログ信号のサ
ンプリングおよび振幅量子化が可能であるという事実は
多くの利点をもたらす。第一に、そのことによってアナ
ログ信号が素子５０に対してデジタルフォーマットで提
供されうる。次に、相異なった情報源の単純な多重化が
可能になる。よって、例えば素子５０、６０および９０
が今日のモデムが実現されている様式、すなわちストア
されたプログラムの制御下で機能する一つあるいは複数
個のマイクロプロセッサを有する形態、に従って実現さ
れうる。
【００２７】入力信号の多重化の一例は、Ａ／Ｄコンバ
ータバンク３０とそれに引き続くマルチプレクサ４０を
有する図９の実施例において示されている。コンバータ
バンク３０は、回線３３および３４上などの複数個のア
ナログ信号をデジタルフォーマットに変換し、マルチプ
レクサ４０はその入力信号を多重化してそれを素子５０
に供給する。素子３０および４０は、それぞれ従来技術
に係るＡ／Ｄコンバータおよびマルチプレクサ素子であ
る。
【００２８】素子３０および４０の組み合わせにより、
複数個の狭帯域アナログ信号を直交変調器９０に印加す
ることが可能になる。ここでの主たる制限は、キャリア
周波数およびチャネルの利用可能な伝送帯域である。こ
の狭帯域信号は、もちろんあらゆるソースからのもので
ある。例えば、救急車にインストールされたシステムに
おいては、血圧および心拍数の狭帯域テレメトリデータ
を音声と同時に通信することを可能にするために、音声
帯域が幾分犠牲になることが有り得る。
【００２９】さらに、米国特許第５，０８１，６４７号
に記載されているような、無音期間を検出してそれほど
緊急ではないテレメトリデータをその無音期間に送信す
るような、音声信号エネルギー検出器が含まれうる。こ
の様子は、図９においては素子３１および３２によって
示されている。
【００３０】（素子５０、６０および９０がデジタル方
式で実現されている場合に）素子５０への入力がデジタ
ルであるという事実と素子６０への入力もデジタルであ
るという事実とを混同してはならない。素子６０へのデ
ジタル入力は、各々「等しく」重要な数字ストリームで
ある。よって、これらの数字はシンボルに変換され、こ
れらのシンボルはコンステレーションポイントに変換さ
れ、そしてこのコンステレーションポイントは、モデム
のレシーバ部においてスライサ（例えば図１のスライサ
２２０）によって識別される隣接領域内に存在する。こ
れに反して、素子５０に供給されるデジタル信号は振幅
を表現するデジタルワードに対応しており、デジタルワ
ードの隣接ビット間の特定の相互関係は「維持されて」
いる。前述されているように、コンステレーション内の
信号点の周りの信号雲は、識別されるべき複数個の信号
点を表現している訳ではなく、基本的な区分である。
【００３１】図１０は、本発明の原理に従ったモデムの
レシーバ部の基本的なブロック図である。チャネルから
受信された変調済み入力信号は、同相および直交成分を
生成する復調器２１０に印加される。これら２つの成分
はシンボルを識別するスライサ２２０に供給され、シン
ボルはデマッパ２３０に供給される。これらすべては、
図１に示された従来技術に係るモデムにおけるアプロー
チに従ったものである。加えて、図１０にはスライサ２
２０によって生成されたシンボルに応答するマッパ２４
０が含まれている。マッパ２４０の出力は、（図１の配
置においては素子１５０および１６０に対して印加され
ている）同相および直交成分の組の正確な推定値であ
る。マッパ２４０の出力は減算器２５０および２６０に
おいて復調器２１０の出力から減算される。減算器２５
０および２６０の出力は２−ｔｏ−１デマッパ２７０に
供給され、デマッパ２７０はアナログサンプルを再結合
して元のアナログ信号の推定値を生成する。デマッパ２
７０はマッパ５０の逆関数を実行する。
【００３２】ここで、スライサ２２０が、マッパ２４０
が生成する出力信号を直接供給するように設計されてい
ることに留意されたい。さらに、デマッパ２３０は、こ
の種の入力信号に応答するように作製されうる。このた
め、図１０は、スライサ２２０およびマッパ２４０が組
み合わせられて単一の素子を形成し、デマッパ２３０と
加算器２５０および２６０が当該組み合わせられた素子
に応答する、という意味で変更されうる。
【００３３】本発明をアナログ方式で実現する（例えば
図６）場合には、マッパ５０がアナログ信号に応答す
る。複数個の出力を生成する（図示されている素子５０
の場合には２つの出力）ためには種々の方法が用いられ
うる。例えば、単一の帯域制限されたアナログ信号は、
単に濾波して選択されたサブバンドを変調することによ
り、複数個のベースバンド信号に分割されうる。あるい
は、素子５０が複数個の帯域制限されたアナログ信号を
受容し、それぞれの帯域制限されたアナログ信号を素子
５０の相異なった出力に対して割り当てることも可能で
ある。
【００３４】本発明を（アナログ回路あるいはデジタル
回路による）時分割サンプリング方式で実現する場合に
は、素子５０は、単一のアナログ信号の相異なったサン
プルを相異なった出力に単に導くか、あるいは複数個の
アナログ信号を多重化してそれらの信号よりなるサンプ
ルを何らかの簡便な方法により分配することが可能であ
る。
【００３５】本発明の通信品質を向上させるために非線
型技法が用いられうるようにするために、シンボル間干
渉を最小化する目的のチャネルの等化を実現することが
重要である。この目的を達成するために従来技術に係る
モデム技法が用いられうる。
【００３６】図１１は、等化を用いた配置を示すブロッ
ク図である。詳細に述べれば、図１１は、直後に等化ハ
ードウエアを有する復調器を示している（これら全体で
スーパーデモジュレータとみなされうる）。等化ハード
ウエアは、復調器２１０とスライサ２２０との間に配置
された適応フィルタ２８０を有している。フィルタ２８
０の動作特性は、タップ更新ブロック２９０に−修正可
能な形態で−ストアされたフィルタ係数によって制御さ
れる。タップ更新ブロック２９０は、減算器２５０およ
び２６０の出力信号に応答する。フィルタ２８０の適応
動作は従来技術に係るモデム技法に従って実行される。
減算器２５０および２６０の出力はデマルチプレクサ２
７５にも供給され、デマルチプレクサ２７５の出力はデ
マッパ２７６に供給される。デマッパ２７６は、図１０
に示されたデマッパ２７０複数個よりなるデマッパバン
クを有している。素子２７５および２７６は、複数個の
アナログ入力が多重化されているようなアプリケーショ
ンに適合されたレシーバを例示するために含まれてい
る。もちろん、多重化が行なわれないようなアプリケー
ションにおいてはデマッパ２７０は取り除かれる。
【００３７】ある種の適応方法に従うと、アナログ信号
のパワーが小さい場合に適応動作を実行して対応する係
数の更新を行なうことが最も容易である。このプロセス
をパワーが小さい間に限定するために、図１１において
は減算器２５０および２６０に応答する制御素子２９５
内にパワーデテクタが備えられている。ブロック２９５
も従来技術に係るものである。このブロックには、減算
器２５０および２６０の信号内に含まれるパワーを見積
もり、係数更新プロセスをイネーブル（あるいはディセ
ーブル）する制御信号をブロック２９０に対して供給す
るパワー検出回路が含まれている。もちろん、ブロック
２９５は、例えばトランスミッタからのサイド情報など
のアナログ信号以外から制御信号が導出されうるという
点で、より一般的なものである。
【００３８】図１１は、送信側モデムのトランスミッタ
部と受信側モデムのレシーバ部との間の伝送チャネルの
等化を、レシーバの復調器の後段で実現する一つの配置
を示している。しかしながら、等化は、チャネルに沿っ
たあらゆる場所、例えばモデムのトランスミッタ部にお
いてさえも実行されうる。
【００３９】図１２には、図９および図１１に示された
ものに従って構成された全二重モデムの全体の構成図が
示されている。より詳細に述べれば、トランスミッタ部
（図９）がレシーバ部（図１１）とハイブリッド３００
および減算器３１０を介して接続されている。減算器３
１０は、復調器２１０に印加される信号から不要な信号
を減算するために、従来技術に係る様式でエコーキャン
セラ３２０と協同で動作する。図を簡潔にするために、
エコーキャンセラ３２０は直交変調器９０の出力に接続
されているように示されており、エコーキャンセラ３２
０がアナログ方式である場合にはこれで充分である。し
かしながら、デジタル方式が用いられた場合に信号レー
トがかなり低い場合にはエコーキャンセラをマッパ６０
の出力に応答させるようにすることによってより高効率
となることは公知である。本発明の原理を用いた改良方
式が図１３に示されている。図１３においては、いくつ
かの素子には、例えば変調器に対応するものに「ヒルベ
ルトパスバンドフィルタ」などというように相異なった
ラベルが付されていることに留意されたい。これらは、
いくらか異なった計算を通じて希望する結果を得る回路
であり、モデム分野の当業者には公知である。
【００４０】すべてのモデムと同様、エコーのキャンセ
ルは、トレーニング期間に遠端信号源が無音状態であ
り、エコーキャンセラが減算器３１０の出力を最小化す
るように適応されているときに実行される。
【００４１】図６に関して前述されているように、素子
５０への入力はサンプリングされたアナログ信号でもサ
ンプリングされていないアナログ信号でもよい。さら
に、同様に前述されているように、素子５０が（１−ｔ
ｏ−Ｎマッパではなく）１−ｔｏ−２マッパであって素
子５０の希望される出力がサンプリングされたアナログ
信号対である場合には、このアナログ信号対は、入力ア
ナログ信号を１／Ｂだけ遅延させて遅延させられた信号
と遅延させられていない信号の双方をレートＢでサンプ
リングすることによって簡潔に導出されうる。この方式
により、レート１／２Ｂ秒でサンプリングされた元のア
ナログ信号の隣接サンプルに対応するサンプル対が得ら
れる。実際、サンプルが互いに隣接したものではない場
合には通信のプライバシーが向上し、図１４には非隣接
サンプルから対を導出する一つのアプローチが示されて
いる。この方法においては、レート２Ｂで到達したＫ個
のアナログサンプルをストアする入力レジスタ５５、レ
ジスタ５５の出力をスクランブルしてＫ個の出力を生成
するスクランブリングネットワーク５６、およびネット
ワーク５６の出力に応答するレジスタ５７および５８が
基本的には用いられている。レジスタ５７および５８は
Ｋ／２Ｂ秒ごとにＫ／２個のアナログサンプルをストア
し、ストアされたサンプルを１／２Ｂ秒のレートで出力
する。スクランブリングネットワーク５６は、単にクロ
ス接続フィールドとすることが可能である。
【００４２】上述の種々の実施例は本発明の原理を例示
するものである。もちろん、他の実施例も可能であり、
前記実施例の動作を向上させるために他の素子が含めら
れうる。例えば、直交変調器９０に入力される「アナロ
グ」入力は高周波数成分をプリエンファサイズするため
に濾波されうるものであり、それに対応して減算器２５
０および２６０の「アナログ」出力はプリエンファシス
を除去するために濾波される。このプリエンファシスは
例えばＡ／Ｄコンバータ３０内あるいはそれ以前に図１
２にプリエンファシスフィルタ２０として示されている
ものなどにおいて実行されうる。この濾波は、「アナロ
グ」信号が実際にアナログである間、あるいはトランス
ミッタ部およびレシーバ部がデジタルハードウエアなど
で実現されている場合などのように「アナログ」信号が
デジタル的に表現されている場合になされる。
【００４３】他のコンフィグレーションも可能であり、
それらのコンフィグレーションの動作を向上させるため
に他の素子が含められうる。例えば、直交変調器９０に
入力される「アナログ」入力は高周波数成分をプリエン
ファサイズするために濾波されうるものであり、それに
対応して減算器２５０および２６０の「アナログ」出力
はプリエンファシスを除去するために濾波される。この
プリエンファシスは例えばＡ／Ｄコンバータ３０内ある
いはそれ以前に図１２にプリエンファシスフィルタ２０
として示されているものなどにおいて実行されうる。こ
の濾波は、「アナログ」信号が実際にアナログである
間、あるいはトランスミッタ部およびレシーバ部がデジ
タルハードウエアなどで実現されている場合などのよう
に「アナログ」信号がデジタル的に表現されている場合
になされる。
【００４４】モデムの極めて一般的なシンボルレートは
毎秒２４００シンボルである。図１５に示されているよ
うに、このシンボルレートにおいては、毎秒７２００ビ
ットというデータレートに対しては各々のシンボルは３
ビットに対応し、毎秒９６００ビットというデータレー
トに対しては各々のシンボルは４ビットに対応する等々
となる。さらに、ＱＡＭ変調スキームにおいては、毎秒
７２００ビットに対しては８個の信号点すなわちシンボ
ルが要求され、毎秒９６００ビットに対しては１６個の
信号点すなわちシンボルが必要とされる等々となる。一
般に、与えられたデータおよびシンボルレートに対して
必要とされる点の数ｍは、ｍ＝２cによって与えられ
る。ここで、ｃ＝ビットレート／シンボルレートであ
り、一般には整数である（ｃはさらにシンボル当りのビ
ット数をも表す。）
【００４５】しかしながら、現在ではより広い帯域のデ
ータ伝送に対して多くのチャネルが用いられている。例
えば、標準的な電話ケーブルは、毎秒３２００シンボル
をある程度の信頼性を有して伝送するために用いられう
る。海底ケーブルは、毎秒２８００シンボルを伝送する
ために用いられうる。よって、このようなより高いボー
レートでデータを効率的に伝送するためには分数レート
符号化技法が必要となる。分数レート符号化技法におい
ては、シンボルすなわち信号点の数、ｍ、は、２cより
大きい最近接整数である。ここで、ｃはビットレートと
シンボルレートとの比（すなわちシンボル当りのビット
数）を近似する分数である。以下の議論より明らかにな
るように、ｃの分母は小さい方が望ましい。図１５は、
種々のビットおよびシンボルレートに対して選択された
比の値、およびＱＡＭデータ伝送に対して必要とされる
対応する信号点の数、ｍ、を示している。
【００４６】標準的な符号化に対する分数符号化の性能
の向上は著しいものであり、性能指数をｉとするとき、
ｉ＝１０ｌｏｇ（ｍ1ｂ1／ｍ2ｂ2）で表される。ここ
で、ｍ1はシンボルレートｂ1で標準的なＱＡＭ技法を用
いる場合のシンボルすなわちコンステレーションポイン
トの数、およびｍ2はシンボルレートｂ2で分数ＱＡＭ符
号化技法を用いる場合のシンボルすなわちコンステレー
ションポイントの数である。図１５に示されている例に
おいては、例えば毎秒２４００シンボルで毎秒２４００
０ビットに対しては、シンボル当りのビット数は１０で
あり、信号点の数、ｍ1、は１０２４である（ｍ1＝２
24000/2400）。シンボルレートがｂ2＝２７４３に増加
した場合には、シンボル当りのビット数はおよそ８．７
５（２４０００／２７４３）となり、同一のビットレー
トに対して必要となる信号点の数はｍ2＝４３１（ｍ2＝
２24000/2743以上の最小の整数）に低減される。この性
能における改善はおよそ３．１８ｄｂとなる。
【００４７】図１５の表を調べることにより、与えられ
たシンボルレートに対して、各々のビットレートに対す
るｃの分母は同一であるか（例えば２８００シンボルレ
ートに対する７）あるいは公倍数を有することが理解さ
れる。例えば、３０８６シンボルレートに対しては、分
母は３か９のいずれかである。３２００ビットレートに
対しては、分母は２か４のいずれかである。この分母
は、分子によって表されるビット数を送出するために必
要とされるシンボル数を示している。例えば、３２００
シンボルレートに対しては、毎秒２４０００ビットの場
合の伝送比ｃ＝１５／２は、１８２（２15/2より大きい
最小の整数）信号点すなわちシンボルを有するＱＡＭス
キームを用いて１５ビットを送出するために２シンボル
が必要とされることを表している。
【００４８】本発明においては、分数レート（すなわち
シンボル当りのビット数が分数であるレート）符号化が
以下のように実行される。第一に、入力２進データビッ
トが、所定の個数でフレームを構成しているワードに分
割される。フレームは、コンステレーションを構成して
いる信号点数すなわちシンボル数が法として用いられる
モジュラス変換を経る。この際、フレームを構成してい
るワード数は、モジュラス変換の後に当該フレームを表
現する分数符号化ワード数と等しい。分数符号化された
ワードの各々は、伝送されるシンボルを規定するために
用いられる。より詳細に述べれば、フレーム当りのビッ
ト数は既に定義された比ｃの分子に等しい。フレーム当
りのワード数は比ｃの分母に等しい。各々のワードは整
数個のビットより成り立っており、ワード当りのビット
数は相異なってもよい。出力データは分数符号化ワード
あるいはその剰余としてグルーピングされる。この剰余
は、ｍを法すなわち情報を送信するために用いられるシ
ンボルコンステレーションにおけるシンボル数とする際
にｌｏｇ2ｍで識別される分数個のビットを含んでい
る。分数符号化ワードのすべては効率的な伝送のために
すべて同一の法（モジュラス）を有している。入力デー
タは２進ワードの形態を有している。出力データは分数
符号化ワードである。有利な点は、与えられたシンボル
レートに対して、ワード当りのビット数が変化しても、
同一個数のビットを有するフレームを構成するために同
一個数のワードがグルーピングされることである。図１
６は、ビットがワードに配列される様子およびワードが
フレームにグループ分けされる様子を示している。例え
ば、３２００シンボルレートに関しては、フレーム当り
のワード数は分母、すなわち４、の最小公倍数と等しく
なるように選択されている。毎秒３２００シンボルで毎
秒２４０００ビットのレートの場合には、各々の連続す
る３０個の２進ビットが４つのワード、すなわち第一お
よび第三ワードが８ビットを有していて第二および第四
ワードが７ビットを有している。同様に、毎秒３２００
シンボルというレートに関して図１５および図１６にお
いて示されているように、毎秒７２００ビットという伝
送でかつｃ＝９／４である。それゆえ、一つのフレーム
が４ワードを伝送するために用いられる。第一のワード
は３ビットを含んでおり（すなわち３ビットに対応して
おり）、残りのワードは各々２ビットずつを含んでい
る。フレームは、コンステレーションを構成している信
号点の数が法として用いられるモジュラス変換を経て、
以下に詳細に示されているように、４つの分数符号化ワ
ードを生成する。分数符号化ワードは図１７のマッパ６
００に供給される。
【００４９】モジュラス変換に用いられる回路の詳細が
図１７に示されている。回路７００は、ライン７１６上
のクロックパルスの制御下でライン７１４上のデータビ
ットを受信する、シリアルイン−パラレルアウトシフト
レジスタ７１２を有している。モードセレクタ７１８
は、ライン７１４上で受信したビットレートと使用され
ている特定のチャネルのシンボルレートとに従ってデー
タビットを変換する回路をセットアップするために用い
られる。これらのパラメータに基づいて、モードセレク
タはこの系に対する３つの制御パラメータを生成する。
すなわち、図１５および１６において規定されている、
データ信号を伝送するためにマッパ６００によって用い
られる信号点の個数であるｍ、各々のワード当りのビッ
ト数ｂ、およびフレーム当りのワード数ｆである。パラ
メータｂは図１５に示されているように変化する。例え
ば、毎秒２４０００ビット、毎秒３２００シンボルとい
う伝送に関しては、ｍ＝１８２、ｆ＝４およびｂ＝７あ
るいは８である。
【００５０】ライン７１６上のクロックパルスは、ビッ
トカウンタ７２２およびワードカウンタ７２４によって
用いられる。前述の例の場合（すなわち毎秒２４０００
ビットおよび毎秒３２００シンボル）には、ｂ＝８であ
る（図１６参照）。
【００５１】データビットがレジスタ７１２に対してシ
リアルに入力される一方、カウンタ７２２はそれらに含
まれているビットをカウントする。ワードカウンタ７２
４は受信したビット数を追跡し、ビット数がｂと等しく
なった場合には、当該ワードカウンタはライン７２６上
にイネーブル信号を生成する。レジスタ７１２は、図１
７においてスイッチ７２８としてシンボリックに示され
ている出力ポートを有している。同様に、カウンタ７２
２はスイッチ７３０としてシンボリックに示されている
出力ポートを有している。ライン７２６上のイネーブル
信号に応答して、スイッチ７２８はレジスタ７１２内に
見い出されるｂビットを剰余セル７３２に転送する。同
様に、ライン７２６上のイネーブルパルスに応用して、
スイッチ７３０はカウンタ７２２からのｂカウントをＲ
ＯＭ７３６等のルックアップテーブルに転送する。それ
に応答して、ＲＯＭ７３６はライン７３８上に２bに等
しい２進信号を生成する。この２bはレジスタ７１２内
の入力データワードの法すなわち基底である。最後に、
レイン７２６上の信号は、以下により詳細に記述されて
いるように、剰余セル７３２および他の剰余セルの種々
のエレメントにクロックをかけるクロック信号としても
用いられる。
【００５２】剰余セル７３２および他の剰余セル例えば
セル７４０およびセル７４２は、フレーム中のｆ個のワ
ードに関するｍを法とする剰余を計算するために用いら
れる。より詳細に述べれば、各々の剰余セルはワード−
うちの一つに対する剰余を計算する。この際、より高位
の剰余セルはすぐ下位のセルによって生成された商の整
数部分をも考慮している。よって、変換に必要とされる
剰余セルの個数はｆに等しい。図１７においては、第一
のセル７３２、第二のセル７４０、および最後の、すな
わち最大桁に対応するセル７４２が示されている。すべ
てのセルが同一であるため、セル７４０と７４２との間
のセル（およびフレーム当りにさらに多くのワードを含
むコンバータに対する多くの中間セル）は、説明を簡潔
にするために示されていない。
【００５３】第一のワードＸ0に関して、剰余セル７３
２内で、第一のワードＸ0に対するビットがレジスタ７
１２から加算器７４４にまず入力される。加算器７４４
は、乗算器７４６から第二の入力を受け取る。乗算器７
４６はレジスタ７４８およびＲＯＭ７３６の出力を乗算
する。各々のフレームの最後においては、ライン７２７
上のクリア信号がレジスタ７４８をクリアするため、レ
ジスタ７１２内の第一のバイトに対しては乗算器７４６
の出力は０である。加算器７４４の出力はライン７５０
によって乗算器７５２および加算器７５４に入力され
る。インバータ７５５がモードセレクタ７１８からのパ
ラメータｍの逆数を生成するために用いられ、それによ
って以下に詳細に記述されている方法でパラメータ１／
ｍが生成される。乗算器７５２は実際には加算器７４４
の出力をｍによって除算し、２つの成分、すなわち整数
成分Ｑと分数成分Ｆｒとからなる商を生成する。この方
式以外にも、正当的な除算も実行されうる。しかしなが
ら、逆数による乗算は、インプリメントするのがより容
易でかつ安価であるという点でより望ましい。分数成分
Ｆｒは０に切り捨てられる。整数成分Ｑは乗算器７５６
内でｍと乗算されて乗算器７５２による操作の前の大き
さに戻される。乗算器７５６の出力は加算器７５４に印
加され、加算器７５４はそれをライン７５０上の加算器
７４４の出力から減算する。加算器７５４の出力はレジ
スタ７１２からの第一のワードＸ0をｍで除算した場合
の剰余である。この剰余は剰余Ｒ0としてレジスタ７４
８にストアされる。剰余は常にｍ未満である。商Ｑは剰
余セル７４０の加算器８４４および８５４を介して伝播
し、レジスタ８４８内に剰余Ｒ1としてストアされる。
【００５４】本来の除算ではなく逆数１／ｍによる乗算
が実行された場合には、量子化誤差がプロセスに対して
導入されてしまう。この量子化誤差の結果として加算器
７５４の出力が余りにも大きくなってはいないことを確
認するために、各々の反復の終わりにチェックが実行さ
れる。例えば、加算器７５４の出力はｍに対して比較さ
れる。ｍより大きい出力は受容され得ない。この誤差
は、加算器７５４の出力からｍを（加算器７５４がｍ未
満となるまで必要であれば数度）減ずることによって修
正されうる。各々の修正に対して、ラインＱ上の整数成
分Ｑは１ずつ増加させられなければならない。
【００５５】次のワードＸ1に対して同様の反復がなさ
れるが、２つの例外がある。なぜなら、この新しいワー
ドＸ1は７ビットしか有していないため、図１６に示さ
れたビット配置に従ってｂが７に変更され、加算器７４
４はＸ1に対してＲ0２bを加算するからである。残りの
剰余セルはこの新しい総和に対して前述されているよう
に演算を実行する。乗算器は、種々のビット長を有する
連続したワードが連続して変換されることを許可しなけ
ればならないという点で重要である。従来技術に係る法
すなわちモジュラスの変換においては、フレーム内のす
べてのビットが複雑な単一の大きなレジスタに保持され
ることが要求されてきた。４段階の反復の後、各々のセ
ルが順次機能を実行するようになされている間、剰余セ
ル中のレジスタは、レジスタ７１２からのｆビットをｍ
を法として唯一のものと定義するために必要とされる剰
余を保持している。レジスタ７４８、８４８、および９
４８内の反復の途中における結果および最終的な内容は
表１に示されている。
【００５６】
【表１】
【００５７】表１においては、Ｒ' iはｉ番目のセルの最
初の加算器の出力を示している。よって、第二のワード
Ｘ1が第一の剰余セル７３２に読み込まれた時には、中
間パラメータＲ' 0はＲ' 0＝２bＲ0＋Ｘ1によって表され
る。
【００５８】フレーム内のすべてのバイトに対する剰余
が生成された後、ワードカウンタ７２４は、前述されて
いるように、ライン７２７上にパルスを生成し、各々の
剰余セルのレジスタ７４８、８４８、９４８をクリアす
る。しかしながら、これらのレジスタからの情報は、ク
リアされる前に対応するストレージレジスタ７６２、７
６４および７６８に転送される。
【００５９】次の４つの（ｆ＝４の場合）シンボル期間
（１シンボルは１／シンボルの速度を有する）におい
て、剰余セルが次の４個のワードを上記のように変換す
る。一方、マルチプレクサスイッチ７７０は、ストレー
ジレジスタ７６８にある最上位剰余からはじめて、スト
レージレジスタ７６２、７６４、．．．、７６８のそれ
ぞれをサンプリングする。次に、剰余すなわちそこに記
憶されている分数符号化ワードは、スイッチ７７０によ
ってマッパ６００へ順次転送される。このマッパはま
た、モードセレクタ７１８からモジュラスｍを受け取
る。スイッチ７７０は、ライン７２６上のクロックパル
スによって、ストレージレジスタを１つずつ進む。同じ
クロックパルスを使用して、マッパ６００が、シンボル
すなわち信号点を指定するデータ信号を生成することが
可能である。このマッパは、ｍ点のシンボルすなわち信
号点コンステレーションを生成する。すべての剰余は、
０からｍ−１までの値に制限される。その結果、最後の
剰余セル７４２は、整数０の成分Ｑを有し、オーバフロ
ーまたは０でないＱは生じない。モジュラスｍとして、
２cより大きい最小の整数が選択される。ただし、ｃ＝
ビットレート／シンボルレートである。ｍ4≧２
b0+b1+b2+b3であるため、このモジュラスは、オーバフ
ローが起こり得ないように選択されている。このビット
レートは、可能な最小の信号コンステレーションすなわ
ちモジュラスによって達成されている。マッパ６００の
出力は、図６のマッパ６０の出力と同様に処理される。
【００６０】レシーバ端では、図１８に示すように、通
信チャネル７７４からの信号は、レシーバ回路７７６に
よって剰余すなわち分数符号化ワードに逆変換される。
レシーバ７７６は図１０の回路を含む。ただし、デマッ
パ２３０はモードセレクタ７８０からモジュラスｍを受
け取る。デマッパ２３０は、ｍ点のコンステレーション
を使用して、受信したシンボルすなわち信号点を復号す
る。モードセレクタ７８０は、モードセレクタ７１８と
同様にしてパラメータｍおよびｆを生成する。乗数ｂ
０、ｂ１、ｂ２、ｂ３およびそれらの逆数は、レジスタ
７８１に記憶される。または、これらのパラメータの逆
数は、上で詳細に述べたように計算される。今度も、剰
余回路の数はフレームｆあたりのワード数に等しい。剰
余回路を使用して、分数符号化ワードを標準２進ワード
に変換する。剰余回路７９０において、最初の受信シン
ボル（与えられたフレームからの最初の分数符号化ワー
ドを符号化したもの）をデマッピングして得たビット
は、加算器８００へ送られる。加算器８００の出力は、
乗算器８０２およびもう１つの加算器８０４へ送られ
る。乗算器８０２は、入力を２b0で除算して上記の切り
捨て整数Ｑを生成する。整数Ｑは第２の乗算器８０６へ
送られ、２b0を乗じられる。その出力は、加算器８０４
によって、加算器８００の出力から減算され、第１の剰
余を生成する。この第１の剰余はレジスタ８０８に記憶
される。商Ｑは次の剰余回路７９２によって処理され
る。
【００６１】次のシンボル期間において、乗算器８１０
はレジスタ８０８内の出力剰余にｍを乗算し、その結果
は加算器８００によって、フレーム内の次の分数符号化
ワードを表現していた次のシンボルをデマッピングする
ことによって得られたビットに付加される。その後、全
体のプロセスが反復される。フレームの最後において
は、剰余回路７９０、７９２、７０４、７９６のバッフ
ァレジスタは剰余を有しており、それらはバッファレジ
スタ８９０、８９２、８９４、８９６内にセーブされて
いて、最後の剰余回路８９６の出力からスイッチ８１２
によって多重化される。スイッチ８１２からの二進信号
は、さらに処理をされるようにレジスタ８１４に対して
供給される。
【００６２】レシーバ剰余回路の動作は、乗算器係数が
変更されていることを除いてトランスミッタのものと同
一である。これらの係数は、一般にはあらかじめ計算さ
れる。例えば、逆数はコンバータ内で用いられるレジス
タの大きさに依存する。１６ビットレジスタに対して
は、逆数は６５５３６／ｍ、すなわち（１／ｍ）２16と
して計算される。よって、除算は、２つの１６ビットか
らなる２の補数の積である３１ビット数の最大ビット
（ＭＳＢ）側の１５ビットのみを保持することによって
実現される。このことは、実際には１６ビット分の右シ
フトすなわち６５５３６による除算である。２-16＝１
／６５５３６であることに留意されたい。
【００６３】レシーバにおいては、剰余回路がおおもと
の整数個のビットよりなる二進ワードを、それがトラン
スミッタのレジスタ７１２において受信されたように回
復する。よって、レシーバにおける２-biおよび２biと
いう乗算器はシフト演算によって実現される。
【００６４】表２は、前述された原理に従って選択され
た１６ビットレジスタを用いた３２００シンボル／秒に
対する代表的な係数を示している。
【表２】
【００６５】ここで、以上に説明された装置が、個別部
品ではなく、例えばＣ言語で記述されたプログラムを用
いて、マイクロプロセッサを用いて実現され得ることに
留意されたい。
【００６６】モジュラス変換は、分数レート符号化を用
いてアナログおよびデジタル同時通信を実現するために
利用可能な複数個の技法のうちの一つである。分数符号
化データ信号を生成するあらゆる公知の技法は、アナロ
グ信号に対して付加されるデータ信号を生成するために
用いられうる。例えば、コンステレーションを切替える
ことによって分数レート符号化を実現することも可能で
ある。例えば、毎秒３０００シンボルを用いて毎秒４８
００ビットというレートを実現する（シンボル当り１．
６ビット）ためには、８ビットフレームが、各々２ビッ
トを有する３つのワードおよび各々１ビットからなる２
つのワードに分割される。２ビットよりなる３ワードは
４シンボルコンステレーションを用いて送信され、１ビ
ットよりなる２ワードは２シンボルコンステレーション
を用いて送信される。このことにより、５つのシンボル
を用いて８ビットが送出され、シンボル当り１．６ビッ
トというレートが実現される。希望される分数符号化
は、いかなるサイズのコンステレーションおよび／ある
いは２あるいはそれ以上のシンボルコンステレーション
の組み合わせを用いて実現されうる。この技法により、
四角形の決定領域を有するコンステレーションを用いて
分数レート符号化の利点を享受することが可能である。
【００６７】分数レート符号化に対するその他の技法も
用いられうる。これらの技法は当業者には公知であり、
米国特許第５，１１５，４５３号に記載された多次元シ
グナリングスキーム等の技法、および、それぞれＣＣＩ
ＴＴ Ｖ．ｆａｓｔモデム標準推奨Ｄ１９６、Ｄ１１５
およびＤ１４３に記載されたシェルマッピングスキー
ム、指数マッピングスキームおよびハーフビットシグナ
リングスキーム等の技法を含んでいる。
【００６８】以上の説明は、本発明の一実施例に関する
もので，この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。
【００６９】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、ア
ナログ信号とデータ信号とを同時に伝送する方法が提供
される。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術に係るモデムの基本的な構造を示す図
である。
【図２】図１のシステムに対する信号空間および信号コ
ンステレーションの一例を示す図である。
【図３】ＱＡＭアナログシステムの信号空間を示す図で
ある。
【図４】交互デジタル／アナログシステムの信号空間を
示す図である。
【図５】複合デジタル／アナログシステムの信号空間を
示す図である。
【図６】複合デジタル／アナログシステムのトランスミ
ッタ部の一実施例を示す図である。
【図７】直交変調法の一アプローチを示す図である。
【図８】図５に示された信号空間を形成するベクトル付
加を示す図である。
【図９】複数個のアナログ信号源からの信号が同時に送
出されることを許可する配置を示す図である。
【図１０】レシーバ内の本発明の原理に従う主要な素子
を示す図である。
【図１１】適応等化を含むレシーバを示すブロック図で
ある。
【図１２】モデム全体を示すブロック図である。
【図１３】図１２に示されたモデムとわずかに異なった
実施例を示す図である。
【図１４】アナログサンプリング信号をスクランブルす
るための構造の一例を示す図である。
【図１５】種々の入力データレートおよびシンボルレー
トに対する分数データレートおよび対応する信号点の個
数を示すテーブルである。
【図１６】入力データビットストリームが種々のシンボ
ルレートに関して種々の長さのフレームに分割される様
子を示した図である。
【図１７】分数レートエンコーダを示すブロック図であ
る。
【図１８】図１７のエンコーダに対応するデコーダを示
すブロック図である。
【符号の説明】
２０ プリエンファシス回路 ３０ Ａ／Ｄコンバータ ３１ エネルギー検出器 ３２ スイッチ ４０ マルチプレクサ ５０ １−ｔｏ−２マッパ ５５ レジスタ ５６ スクランブリングネットワーク ５７ レジスタ ５８ レジスタ ６０ １−ｔｏ−２マッパ ９０ 直交変調器 １００ トランスミッタ １１０ １−ｔｏ−２マッパ １２０ 変調器 １３０ 変調器 １５０ ローパスフィルタ １６０ ローパスフィルタ ２００ レシーバ ２１０ 復調器 ２２０ スライサ ２３０ デマッパ ２７０ デマッパ ２７６ デマッパ ２４０ マッパ ２７５ デマルチプレクサ ２８０ 適応フィルタ ２９０ タップ更新ブロック ２９５ コントローラ ３００ ハイブリッド ３２０ エコーキャンセラ ６００ マッパ ７００ モジュラスコンバータ ７１２ レジスタ ７１８ モードセレクタ ７２２ ビットカウンタ ７２４ ワードカウンタ ７２８ スイッチ ７３０ スイッチ ７３６ ＲＯＭ ７４８ レジスタ ７５５ インバータ ７６２ レジスタ ７６４ レジスタ ７６８ レジスタ ７７６ レシーバ ７８０ モードセレクタ ７８２ マルチプライアファクタ ８０８ レジスタ ８１２ スイッチ ８１４ レジスタ ８４８ レジスタ ８９０ レジスタ ８９２ レジスタ ８９４ レジスタ ８９６ レジスタ ９４８ レジスタ
フロントページの続き (72)発明者 ゴードン ブレマー アメリカ合衆国、フロリダ、クリアーウォ ーター、コウブ レイン 1930

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 データ信号を生成する目的でデータビッ
    トをそれぞれ前記データビットのうちの非整数個のビッ
    トを表現する複数個のシンボルを有するシンボルコンス
    テレーションにマッピングするステップと、 複合信号を形成する目的で前記データ信号に対して第二
    の信号を付加するステ ップと、前記複合信号を送出する送出ステップとからな
    ることを特徴とする通信方法。
  2. 【請求項２】 前記送出ステップが、前記複合信号をＱ
    ＡＭを用いて変調するステップを有することを特徴とす
    る請求項１の方法。
  3. 【請求項３】 ２次元の前記第二の信号を生成する目的
    で入力信号を符号化するステップを有することを特徴と
    する請求項１の方法。
  4. 【請求項４】 分数符号化ワードを生成する目的で２進
    ビットを有する２進データを符号化する符号化ステップ
    と、 データ信号を生成する目的で前記分数符号化ワードをシ
    ンボルコンステレーションにマッピングするステップ
    と、 複合信号を形成する目的で前記データ信号に第二の信号
    を付加するステップと、 前記複合信号を送出する送出ステップとからなることを
    特徴とする通信方法。
  5. 【請求項５】 ｃを非整数とするとき２cより大きい最
    近接整数ｍに対して、前記符号化ステップが、前記分数
    符号化ワードを生成する目的でモジュラスｍコンバータ
    を用いるステップを有することを特徴とする請求項４の
    方法。
  6. 【請求項６】 前記送出ステップが、前記複合信号をＱ
    ＡＭを用いて変調するステップを有することを特徴とす
    る請求項５の方法。
  7. 【請求項７】 ２次元の前記第二の信号を生成する目的
    で入力信号を符号化するステップを有することを特徴と
    する請求項５の方法。
  8. 【請求項８】 前記符号化ステップが、各々所定の数の
    前記２進ビットよりなる連続したフレームに前記２進デ
    ータを分配するステップを有することを特徴とする請求
    項５の方法。
  9. 【請求項９】 前記符号化ステップが、前記フレームの
    各々内の少なくとも２つのワードが前記２進ビットを各
    々等しくない数で有するように、前記フレームをワード
    に分配するステップを有することを特徴とする請求項８
    の方法。
  10. 【請求項１０】 前記符号化ステップが、分数符号化ワ
    ードを生成する目的で前記ワードの各々をモジュラスに
    よって連続して分割するステップを有することを特徴と
    する請求項９の方法。
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