JP3032511B2 - マルチメディア多重伝送方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、２線式あるいは４
線式の単一のアナログ回線を用いてホストコンピュータ
や端末装置等からのデータ信号と音声信号を同時に多重
伝送するマルチメディア多重伝送方法及び装置に関し、
特に、メインのデータを変換したデータ信号点に音声信
号などの他の信号を重畳して同時に多重伝送するマルチ
メディア多重伝送方法及び装置に関する。

【０００２】近年、伝送メディアの多様化により、電話
の音声信号、ファクシミリ信号、データ信号、画像信号
等の種々の信号の多重伝送が可能となっており、デジタ
ル基幹回線では、既にこれらの多重伝送が実現されてい
る。

【０００３】一方、基幹回線以外の殆どの回線は、未だ
アナログ回線であり、アナログ回線では、複数のメディ
アに対応できていないため、データ信号はモデムを使用
した３．４ＫＨｚ回線、音声は電話機、インバンドリン
ガー、交換器等を使用した音声級回線というように、別
々の回線を使用して伝送する形態が現実である。

【０００４】またデジタル回線は普及に時間がかかって
おり、ランニングコストも高いことから、アナログ回線
に対し依然として根強い要求がある。

【０００５】このため、アナログ回線においても、ラン
ニングコスト低減の要求からデータ信号、音声信号、画
像信号等の複数のメディアの多重伝送が要求されてい
る。

【０００６】

【従来の技術】図８０は従来のマルチメディア多重伝送
方式の利用形態の一例を示す。本社１０と支社１２とい
う大規模事業所では、これらをデジタル基幹回線１４で
接続し、マルチメディア多重伝送装置を利用して、音声
信号、データ信号、画像信号等の複数メディアの信号を
多重化して１本のデジタル基幹回線１４で伝送してい
る。

【０００７】しかし、本社１０や支社１２と接続された
支店１６−１〜１６−ｎとの間は、ランニングコストを
低減するため公衆回線や専用回線を用いた個別のアナロ
グ回線１８−１〜１８−ｎを使用している。

【０００８】このため図８１に詳細を示すように、例え
ば本社１０と各支店１６−１〜１６−ｎの間は、データ
信号についてはモデム２０−１〜２０−ｎを使用した
３．４ＫＨｚ回線２２−１〜２２−ｎ、音声信号は電話
機２４−１〜２４−ｎを使用した音声級回線２６−１〜
２６−ｎを使用している。この点は支社１２と各支店１
６−１〜１６−ｎの間も同じである。

【０００９】更に、ファクシミリ装置では、アナログ回
線を音声信号とデータ信号の両方に使用するため、モデ
ムと電話を切り換えるようにして画像データと音声信号
を１本のアナログ回線で伝送している。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のマルチメディア多重伝送方式にあっては、次
の問題があった。

【００１１】まず企業の事業所間の通信等では、データ
通信と電話通信を同時使用することが多く、ファクシミ
リ装置に利用されている回線切り換え方法では効率が悪
く、結局、図８１の本社１０および支社１２と各支店１
６−１〜１６−ｎに示すように、データ通信に３．４Ｋ
Ｈｚ回線２２−１〜２２−ｎを使用し、また音声通信に
電話級回線２６−１〜２６−ｎを使用せざるを得ず、別
々の回線を使用することで回線がメディア分必要とな
り、回線料金が余分にかかる。また通信機器もメディア
分必要となり、機器費用がかかる。

【００１２】本発明の目的は、単一のアナログ回線を利
用してデータ信号と音声信号とを同時に伝送することが
できるマルチメディア多重伝送方法及び装置を提供す
る。

【００１３】本発明の他の目的は、送信側で音声信号を
常に２次座標空間の第１象現にデータ信号点に重畳し、
回線上でのキャリア位相のずれによる再生エラーを回避
するようにしたマルチメディア多重伝送方法および装置
を提供する。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明図１および図２は
本発明の原理説明図である。

【００１５】本発明は、送信側で、第１信号を２次元座
標空間の信号点に割当て、第２信号を第１信号の信号点
に重畳することにより２種類の信号を合成して伝送路に
送信し、受信側で、伝送路の受信信号から２次元座標空
間の信号点を判定して第１信号を再生し、判定前の信号
点と判定後の信号点の判定誤差から第２信号を再生する
マルチメディア多重伝送方法を対象とする。

【００１６】このようなマルチメディア多重伝送方法に
つき本発明は、送信側で、第１信号の信号点に第２信号
を重畳する際に、信号点が２次元座標空間の第１象現乃
至第４象現のいずれに属するかを判定し、判定した象現
に応じた角度だけ第２信号を位相回転して信号点に重畳
させ、受信側で、第１信号の信号点が２次元座標空間の
第１象現乃至第４象現のいずれに属するかを判定し、判
定した象現に応じた角度だけ再生された第２信号の位相
を逆回転する。

【００１７】本発明のマルチメディア多重伝送方法にお
いて、第１信号の信号点に単純に第２信号を重畳した場
合には、回線上でのキャリアの位相ずれが生じた場合、
受信側で第２信号のリアル成分とイマジナリ成分を逆に
再生してしまうことが起きる。そこで本発明にあって
は、第１信号のデータ信号点の象限を判定し、データ信
号点の象限に応じ重畳する第２信号（ベクトル）を、デ
ータ信号点の属する相対座標空間の各象現に対応した角
度、即ち第１象現は０°、第２象現は９０°、第３象現
は１８０°、第４象現は２７０°となるように位相回転
した後に重畳する。

【００１８】このため、データ信号点が位相平面で第１
象限から第４象限のいずれかにあっても、データ信号点
に重畳するアナログ情報の小円の相対座標空間（位相平
面）でのベクトル位置は、データ信号点が第１象現にあ
る場合と同じになる。従って、回線上でキャリアの位相
ずれが生じても、リアル成分とイマジナリ成分を逆に再
生してしまうことを確実に防止できる。

【００１９】本発明のマルチメディア多重伝送方法にお
ける第１信号と第２信号は次の場合がある。

【００２０】第１信号をデータ信号とし、第２信号は
アナログ信号（パスパンド信号）とする。

【００２１】第１信号をデータ信号とアナログ信号の
一部の信号を合成した信号とし、第２信号をアナログ信
号の残りの信号とする。

【００２２】第１信号を第１アナログ信号と第２アナ
ログ信号の一部の信号を合成した信号とし、第２信号を
第１および第２アナログ信号の残りの信号とする。

【００２３】本発明は、第１信号を２次元座標空間の信
号点に割当て、第２信号を前記信号点に重畳することに
より２種類の信号を合成して伝送路に送信するマルチメ
ディア多重送信方法であり、第１信号の信号点に第２信
号を重畳する際に、信号点が２次元座標空間の第１象現
乃至第４象現のいずれに属するかを判定し、判定した象
現に応じた角度だけ第２信号を位相回転して信号点に重
畳させることを特徴とする。

【００２４】本発明は、伝送路の受信信号から２次元座
標空間の信号点を判定して第１信号を再生し、判定前の
信号点と判定後の信号点の判定誤差から第２信号を再生
するマルチメディア多重受信方法であり、第１信号の信
号点が２次元座標空間の第１象現乃至第４象現のいずれ
に属するかを判定し、判定した象現に応じた角度だけ再
生された第２信号の位相を逆回転することを特徴とす
る。

【００２５】また本発明は、送信側で、第１信号を２次
元座標空間の信号点に割当て、第２信号を前記信号点に
重畳することにより２種類の信号を合成して伝送路に送
信し、受信側で、伝送路の受信信号から２次元座標空間
の信号点を判定して第１信号を再生し、判定前の信号点
と判定後の信号点の判定誤差から第２信号を再生するマ
ルチメディア多重伝送装置を対象とする。

【００２６】このマルチメディア多重伝送装置として本
発明は、送信側で、第１信号の信号点に第２信号を重畳
する際に、信号点が２次元座標空間の第１象現乃至第４
象現のいずれに属するかを判定し、判定した象現に応じ
た角度だけ第２信号を位相回転して信号点に重畳させる
手段を設け、受信側で、第１信号の信号点が２次元座標
空間の第１象現乃至第４象現のいずれに属するかを判定
し、判定した象現に応じた角度だけ再生された第２信号
の位相を逆回転する手段を設けたことを特徴とする。こ
の装置構成の詳細は方法の場合と同じである。

【００２７】更に詳細に説明すると次のようになる。 ［音声＋データ］図１は本願の第１発明を示したもの
で、図１（ａ）に示すように、アナログ回線４６を介し
て送信部３０と受信部３２を接続したマルチメディア多
重伝送方法を対象とする。

【００２８】送信部３０には、メインの送信データを２
次元座標空間のデータ信号点に変換し、このデータ信号
点を変調した変調信号を送信するデータ送信手段と、ア
ナログパスバンド信号をアナログベースバンド信号に変
換し、このアナログベースバンド信号をデータ信号点に
重畳して伝送させる多重化手段とを設ける。

【００２９】また受信部３２には、送信部３０からの送
信信号をアナログ回線４６から受信して元の送信データ
を再生するデータ再生手段と、受信信号からアナログベ
ースバンド信号を分離した後に元のアナログパスバンド
信号に逆変換するアナログ再生手段とを設ける。

【００３０】送信部３０のデータ送信手段は、所定長単
位に送信データを入力して対応するデータ信号点を発生
するデータ信号点発生手段３８と、データ信号点発生手
段３８で発生したデータ信号点を振幅と位相の２成分で
変調した変調信号（ＰＳＫ、ＱＡＭ又はＴＣＭ等）を送
信する変調手段４２とを少なくとも備える。

【００３１】また送信部３０の多重化手段は、音声信号
またＦＡＸ信号などのパスバンド帯域のアナログパスバ
ンド信号をベースバンド帯域のアナロクベースバンド信
号に変換するベースバンド変換手段５０と、ベースバン
ド変換手段５０からのアナログベースバンド信号をデー
タ信号点に加算する加算手段４０とを少なくとも備え
る。

【００３２】受信部３２のデータ再生手段は、受信信号
から変調信号を復調等化する復調等化手段６０と、復調
等化手段６０で得られた復調信号からデータ信号点を判
定する判定手段６２と、判定手段６２で判定したデータ
信号点から元の送信データを復元する符号変換手段６４
とを少なくとも備える。

【００３３】受信部３２のアナログ再生手段は、判定手
段６２の判定前の信号と判定後の信号との差を取ってベ
ースバンド信号を復調するベースバンド復調手段７２
と、ベースバンド復調手段７２からのベースバンド信号
をパスバンド帯域に変換して元のアナログパスバンド信
号を再生するパスバンド変換手段７６とを少くとも備え
る。

【００３４】通常、送信部３２は、データ信号点発生手
段３８に入力する送信データをスクランブルするスクラ
ンブル手段３６を設け、受信側での自動等化を可能とす
るためデータの相関をなくしている。そこでメインのデ
ータ信号点に重畳するアナログベースバンド信号につい
てもランダム変換手段５２によりランダム変換してデー
タの相関をなくす。

【００３５】これに対応し受信部３２には、符号変換手
段６４からの変換信号をデスクランブルして元の送信デ
ータを再生するデスクランブル手段６６が設けられ、ア
ナログ再生手段には、ベースバンド復調手段７２からの
ベースバンド信号をランダム逆変換して元のアナログパ
スバンド信号に変換するランダム逆変換手段７４を設け
る。

【００３６】この場合、ランダム変換手段５２は、スク
ランブル手段３６でスクランブルしたデータに対応して
アナログベースバンド信号をランダム変換し、また逆ラ
ンダム変換手段７４は、符号変換手段６４の変換データ
に対応して、ベースバンド復調手段７２からの信号をラ
ンダムに逆変換する。

【００３７】信号品質を向上するため送信部３０のデー
タ信号点発生手段３８は、発生した送信データの信号点
をトレリス符号化の手順に従ってデータ信号点に変換す
るトレリス符号化手段を備え、受信部３２の判定手段６
２は、ビタビ復号手順（最尤推定法）に従って尤もらし
いデータ信号点を判定する軟判定手段を備える。

【００３８】送信部３０の多重化手段は、メインのデー
タ信号点に重畳するアナログベースバンド信号を振幅制
限して振幅制限手段５４を備える。振幅制限手段５４
は、相手局の受信部３２の信号品質状況を自局にフィー
ドバックしてアナログベースバンド信号の振幅制限値を
制御することが望ましい。

【００３９】更に、２線式アナログ回線を全二重で用い
る場合の信号品質を高めるため、送信部３２からの送信
信号を２線式アナログ回線に送出すると共に、２線式ア
ナログ回線からの受信信号を受信部３０に分離するハイ
ブリッド回路４４と、送信部３０の送信信号からエコー
成分を推定するエコー推定手段５６と、エコー推定手段
５６で推定したエコー成分をハイブリッド回路４４の受
信信号から差し引いて前記受信部３２に供給するエコー
除去手段５８とを設ける。 ［データ＋音声；音声はディジタルとアナログに分離］
図２（ｃ）は本願の第２発明の原理説明図である。

【００４０】第２発明では、送信部３０に、ベースバン
ド変換手段５０からのアナログベースバンド信号をアナ
ログ信号成分とディジタル信号成分に分離する分離手段
２５５と、分離したディジタル信号を送信データと時分
割多重化してデータ送信手段により送信させる時分割多
重化手段２５４と、分離したアナログ信号をデータ信号
点に重畳して伝送させるアナログ多重化手段としての加
算手段４０を設けたことを特徴とする。

【００４１】これに対応して送信部３２には、再生した
データ信号点に対応するデータから元の送信データとベ
ースバント信号のディジタル信号成分を分離する時分割
分配手段２５８と、時分割分配手段２５８からのディジ
タル信号成分とアナログ復調手段７２からのアナログ信
号成分とに基づいて元のベースバンド信号を合成する信
号合成手段２５６とを設けたことを特徴とする。 ［音声＋音声］図２（ｄ）は本発明の第３発明の原理説
明図であり、２チォネル分の音声信号を同時に多重伝送
することを特徴とする。

【００４２】このため第３発明の送信部３０は、アナロ
グパスバンド信号から変換したベースバンド信号の位相
情報に関しては量子化位相信号に変換する位相量子化手
段３１４と、ベースバンド信号の振幅に関しては量子化
振幅信号と量子化残アナログ信号とに分離する分離手段
とをを２つのアナログパスバンド信号のチャネルごとに
設け、更に２チャネル分の量子化位相信号と量子化振幅
信号とを送信データとみなして時分割多重化する時分割
多重化手段２５４と、時分割多重化した送信データを位
相空間のデータ信号点に変換し、該データ信号点を変調
した変調信号を送信するデータ送信手段と、チャネルご
との分離手段２５５で生成した量子化残アナログ信号の
一方をリアル成分、他方をイマジナリ成分として合成し
た後にデータ信号点に重畳して伝送させるアナログ多重
化手段としての加算手段４０とを設けたことを特徴とす
る。

【００４３】この送信側に対応して受信部３２には、再
生したデータ信号点に対応するデータから２チャネル分
の量子化位相信号と量子化振幅信号を再生してチャネル
ごとに分離する時分割分配手段２５８と、再生したデー
タ信号点に基づいて量子化残アナログ信号を抽出してリ
アル成分とイマジナリ成分に分離するアナログ復調手段
７２とを設け、更に各チャネルごとに、時分割分配手段
２５８からの量子化位相信号を逆量子化して位相信号を
復調する位相逆量子化手段と、時分割分配手段２５８か
らの量子化振幅信号を逆量子化して振幅値を復調する振
幅逆量子化手段と、逆量子化で得られた位相信号、振幅
値および前記アナログ復調手段からのアナログ復調信号
から元のベースバンド信号を合成する信号合成手段２５
６と、元のアナログパスバンド信号に変換するパスバン
ド変換手段７６とを設けたことを特徴とする。

【００４４】このような構成を備えた本発明のマルチメ
ディア多重伝送方法によれば更に次の作用が得られる。

【００４５】まずメインの送信データは、図１（ｂ）の
２次元の位相空間における４値の信号点（シンボル）で
示される。一方、音声等のパスバンド帯域のアナログ信
号をベースバンド帯域の信号に変換すると、位相空間で
は相関を持った分布となり、これをデータ信号点に重畳
すれば、信号点を中心とした小円内に音声信号を重畳で
き、音声とデータとの同時伝送が可能となる。

【００４６】またベースバンド帯域に変換されたアナロ
グ信号をデータ信号点に重畳すると、受信側での自動等
化が効かないことから、例えば８相の位相信号を使用し
てランダム変換し、このランダム変換したアナログ信号
をデータ信号点に重畳する。

【００４７】受信側は、図送信側とは逆の動作を行って
元の送信データとパスバンド帯域のアナログ信号を再生
する。

【００４８】このようにして本発明は、メインの送信デ
ータから見ると、メインのデータ信号点にノイズとして
音声等のアナログベースバンド信号を重畳することで、
相互に干渉することなく独立にデータと音声を同時に多
重伝送できる。

【００４９】また受信側での自動等化器の使用を考え
て、メインデータのランダム化に合わせてベースバンド
帯域の音声信号もランダム化するので、音声信号を重畳
しても自動等化器の等化動作を安定に実行させることが
できる。またランダム変換をスクランブルデータを用い
て行い、復調側でデスクランブルされた結果に基づいて
音声信号をランダム逆変換するので、元の相関のある音
声信号に戻すことができる。

【００５０】しかも、データ信号点に重畳するアナログ
信号の振幅を、アナログ信号に許されたレベル範囲に制
限するので、メインのデータ通信における回線のノズレ
ベルを越えることがなく、信号の復調不能という事態を
防止できる。

【００５１】また図２（ｃ）の第２発明にあっては、デ
ータ信号点に重畳できるアナログ信号のレベルに制約が
あっても、ディジタル信号とアナログ信号に分離し、デ
ィジタル信号は送信データと共にデータ信号点を表わす
データに含めて伝送することで、音声、ファクシミリ等
のアナログ信号の伝送品質を向上できる。

【００５２】さらに図２（ｄ）の第３発明にあっては、
音声２チャネルをディジタル信号とアナログ信号に分け
て、ディジタル信号については、更に振幅情報と位相情
報に分けて量子化することで、２チャネル分のディジタ
ル信号はデータ信号点に変換し、２チャネル分のアナロ
グ信号はリアル成分とイマジナリ成分とに対応させたア
ナログ芯号してデータ信号点に重畳させることで、単一
のアナログ回線を使用して同時に音声信号又はファクシ
ミリ信号を２チャネル同時伝送できる。

【００５３】

【発明の実施の形態】＜目次＞ １．第１発明の基本実施形態 ２．第１発明送信部の詳細実施形態 ３．第１発明送信部の動作 ４．第１発明受信部の詳細実施形態 ５．第１発明受信部の動作 ６．第１発明の他の実施形態 ７．第２発明の基本実施形態 ８．第２発明送信部の詳細 ９．第２発明送信部の動作 10．第２発明受信部の詳細 11．第２発明受信部の動作 12．音声２チャネルを伝送する第３発明の基本実施形態 13．第３発明送信部の詳細 14．第３発明送信部の動作 15．第３発明受信部の詳細 16．第３発明の変形実施形態 １．第１発明の基本実施形態 図３は本発明のマルチメディア多重通信の第１発明の基
本的な実施形態をモデムを例にとって示した実施形態構
成図である。

【００５４】図３において、モデムは送信部３０と受信
部３２で構成される。送信部３０にはメインの送信デー
タ３４を送信するため、スクランブラー３６、トレリス
符号化機能を備えたデータ信号点発生部３８、データ変
調部４２及びハイブリッド回路４２が設けられている。
また、音声またはファクシミリ等のアナログパスバンド
信号４８を同時に送るため、ベースバンド変換部５０、
ランダム変換部５２、振幅制限部５４及び加算部４０が
設けられている。

【００５５】音声またはファクシミリ等のアナログパス
バンド信号は、ベースバンド変換部５０でアナログベー
スバンド信号に変換され、ランダム変換部５２で無相関
とするためのランダム変換を施した後、振幅制限部５４
で振幅制限を行い、加算部４０でメインの送信データ３
４から得られたデータ信号点に重畳し、メインの送信デ
ータのデータ信号点のノイズ成分として同時に伝送され
る。

【００５６】一方、モデムの受信部３２は復調等化部６
０、ビタビアルゴリズムに従ったデータ信号点の判定を
行う軟判定部６２、データ信号点をビット系列に変換す
る符号変換部６４、デスクランブラー部６６を備える。
このようなメインの送信データの受信系に加え、データ
信号点のノイズ成分として重畳した音声またはファクシ
ミリ等のアナログパスバンド信号を再生するため、遅延
回路７０、ベースバンド復調機能を有する加算部７２、
ランダム逆変換部７４及びパスバンド変換部７６を備え
る。

【００５７】また、モデム側は送信部３０と受信部３２
を有する４線側となることから、ハイブリッド回路４４
により２線式アナログ回線４６を送信部３０と受信部３
２の各２線に分けて全二重伝送を実現している。ハイブ
リッド回路４４と受信部３２の間にはエコー推定部５６
と、エコー推定部５６で推定したエコー成分をハイブリ
ッド回路４４からの受信信号から除去するエコー成分除
去機能をもつ加算部５８を設けている。

【００５８】ここで本発明にあっては、メインの送信デ
ータのデータ信号点に音声等のアナログベースバンド信
号をノイズ成分として重畳して同時に伝送することか
ら、アナログベースバンド信号のレベルをメインの送信
データの伝送に影響を及ぼさない範囲に抑える必要があ
る。

【００５９】図４はＣＣＩＴＴのＶ．２９における変調
速度２４００ボー、１シンホル当りの割当ビット数が２
ビット／シンボル、及びデータ伝送速度が４８００ｂｐ
ｓモードの場合のデータ信号のエラーレート特性を示し
ている。

【００６０】このデータ信号のエラーレート特性におい
て、１０万分の１エラーレート、即ち１×１０^-5のエラ
ーレートにおけるデータ信号のＳ／Ｎ比は１５ｄＢ程度
である。これに対しアナログ音声信号の場合は規格値で
２８ｄＢ程度であり、また回線品質が良好な場合には３
８ｄＢ程度であり、アナログ回線は音声信号に対しＳ／
Ｎ的に余裕がある。

【００６１】本発明にあっては、このアナログ回線にお
けるＳ／Ｎ的な余裕を音声やファクシミリ等のアナログ
信号の伝送に利用し、アナログ信号をデータ信号に重畳
して単一のアナログ回線で同時に伝送する。このため、
データ信号に重畳するアナログ信号のレベルは、規格値
のアナログ回線ではレベル範囲３５−１に示すように、
メインのデータ信号のレベルより１５ｄＢ以上低く、規
格値に基づく２８ｄＢ以上高いレベルとすればよい。ま
た、回線品質が良好な場合には、レベル範囲３５−２に
示すように、メインのデータ信号のレベルより１５ｄＢ
以上低く、３８ｄＢより高いレベルをアナログ信号に適
用すればよい。

【００６２】図３の送信部３０に設けた振幅制御部５４
は、例えば図４に示した音声等のアナログ信号に適用可
能なレベルに納まるように振幅制限を行うことになる。

【００６３】更に望ましくは、相手局の受信部の信号品
質ＳＱＤを、監視信号を伝送しているセカンダリチャネ
ルを用いて受信し、相手局の信号品質ＳＱＤを最適にす
るように振幅制限部５４の振幅制限値を設定することが
望ましい。 ２．第１発明送信部の詳細実施形態 図５は図３に示した第１実施形態のモデムにおける送信
部３０の詳細を示した実施形態構成図である。

【００６４】図５において、送信部３０はハードウェア
的にはプロセッサユニット７５、音声またはファクシミ
リ等のアナログパスバンド信号４８をディジタル信号に
変換するアナログＬＳＩ部５５、プロセッサユニット７
５からの送信変調データをアナログ変調信号に変換する
アナログＬＳＩ部４５、及びハイブリッド回路４４で構
成される。

【００６５】具体的には、プロセッサユニット７５はマ
イクロプロセッサ（ＭＰＵ）とディジタル・シグナルプ
ロセッサ（ＤＳＰ）で構成され、メインの送信データの
系統についてはスクランブラー部３６、トレリス符号化
機能を備えたデータ信号点発生部３８、データ変調部４
２の機能を実現する。一方、メインの送信データのデー
タ信号点に音声またはファクシミリ等のアナログ信号を
重畳する系統としてベースバンド変換部５０、ランダム
変換部５２、振幅制限部５４及び加算部４０の機能を実
現する。

【００６６】更に、ハイブリッド回路４４からの受信信
号から推定エコー成分を除去するため、エコー推定部５
６及び加算部５８の機能と、振幅制限部５４に対し相手
局の信号品質信号ＳＱＤに基づいて最適振幅制限値を設
定する最適振幅制限値判断部１０８の機能が実現され
る。

【００６７】音声またはファクシミリ等のアナログパス
バンド信号４８をディジタル信号に変換するアナログＬ
ＳＩ部５５は、ローパスフィルタ９０とＡ／Ｄコンバー
タ９２を備える。ローパスフィルタ９０は電話やファク
シミリ等からのアナログパスバンド信号の高周波成分を
カットし、音声信号等の音声帯域成分を抽出する。Ａ／
Ｄコンバータ９２はローパスフィルタ９０からの音声帯
域成分をディジタル変換してプロセッサユニット７５に
入力する。

【００６８】また、プロセッサユニット７５からの変調
データをアナログ信号に変換するアナログＬＳＩ部４５
は、Ｄ／Ａコンバータ８６とローパスフィルタ８８を備
える。Ａ／Ｄコンバータ８６はプロセッサユニット７５
からのディジタル変調信号をアナログ変調信号に変換す
る。ローパスフィルタ８８はアナログ変調信号の不要な
帯域成分を除去する。

【００６９】次に、プロセッサユニット７５により実現
される各部の詳細を説明する。

【００７０】まずスクランブラー部３６はホストコンピ
ュータや端末装置等からの送信データ３４をランダム化
して無相関なデータとする。このスクランブラー３６の
機能は例えばＣＣＩＴＴのＶ．２９で勧告された生成多
項式により送信データ３４をランダム化する。スクラン
ブラー部３６による送信データ３４のランダム化は、一
般に送信データには相関があり、相関があるデータを送
信すると受信側に設けている自動等化器のタップ係数が
収束しなくなり、安定な自動等化が困難になることを防
ぐためである。

【００７１】次にデータ信号点発生部３８を説明する。
この実施形態において、データ信号点発生部３８はトレ
リス符号化機能を備えており、ＣＣＩＴＴのＶ．３３で
勧告された方法によりデータ信号点に符号化する。ＣＣ
ＩＴＴのＶ．３３で勧告された内容については、１９９
８年１１月２０日 ＣＱ出版社発行の刊行物「モデムと
電話網によるデータ通信」により公知である。

【００７２】図６はＣＣＩＴＴのＶ．３３による３２０
０ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓモー
ドに適合したトレリス符号化機能を備えたデータ点信号
発生部の実施形態構成図である。

【００７３】図６において、データ信号点発生部３８は
シリアル／パラレル変換、及びグレイコード／ナチュラ
ルコード変換を行う符号変換部１１０−１、変換テーブ
ル１１４とタップ１１６，１１８で構成される位相差分
をとる差分回路、畳み込み符号器１２０及び信号点発生
用ＲＯＭ１１２−１で構成される。

【００７４】スクランブラー部３６でランダム化された
送信データのシリアル出力は符号変換部１１０−１でシ
ンボル毎の３ビットのパラレルデータに変換され、更に
パラレルデータをグレイコードとしてナチュラルコード
に変換する。符号変換部１１０−１からの３ビットの出
力の内の２ビットを変換テーブル１１４に入力し、タッ
プ１１６，１１８の帰還入力により各ビット毎に位相差
分をとり、差分後の２ビットを畳み込み符号器１２０に
入力して３ビット情報に変換する。

【００７５】最終的に、信号点発生用ＲＯＭ１１２−１
で符号変換部１１０−１からの１ビットと畳み込み符号
器１２０からの３ビットの合計４ビットをアドレスとし
て、対応するデータ信号点（シンボル）を発生する。

【００７６】ここで、ＣＣＩＴＴのＶ．３３による３２
００ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓの
モードでは、図７に示すような１６値の信号点が使用さ
れ、信号点発生用ＲＯＭ１１２−１には図７の１６信号
点が４ビットアドレスを使用して格納されており、トレ
リス符号化により生成した４ビットデータによるアドレ
ス指定で対応する信号点のデータを読み出す。

【００７７】図８は２４００ボー，６＋１ビット／シン
ボル，１４４００ｂｐｓモードの場合のトレリス符号化
機能を備えたデータ信号点発生部３８の詳細を示す。こ
の場合にも、データ信号点発生部３８はシリアル／パラ
レル変換及びグレイコード／ナチュラルコード変換の機
能を備えた符号変換部１１０−２、変換テーブル１１４
とタップ１１６，１１８で構成される位相差分をとるた
めの差分回路、畳み込み符号器１２０及び信号点発生用
ＲＯＭ１１２−２で構成される。

【００７８】この１４４００ｂｐｓモードでは７ビット
のデータが生成されることから、データ信号点は１２８
値となり、信号点発生用ＲＯＭ１１２−２は７ビットの
アドレス指定を受けて１２８点の信号点データの中の対
応する１つを読み出すようになる。

【００７９】再び図５を参照するに、アナログベースバ
ンド信号をデータ信号点に重畳する加算部４０に続いて
設けられたデータ変調部４２は、ロールオフフィルタ部
８０，変調部８２及びキャリア発生部８４で構成され
る。ロールオフフィルタ部８０は加算部４０からのデー
タ信号点にベースバンドアナログ信号を重畳した信号の
帯域を制限して波形整形する。

【００８０】キャリア発生部８４は１８５０Ｈｚの搬送
キャリア信号を発生する。変調部８２は図９に示すよう
に、乗算器１２４とリアルパート抽出部１２８で構成さ
れる。即ち、キャリア発生部８４からの１８５０Ｈｚの
搬送キャリア信号を乗算器１２４でロールオフフィルタ
８０からの信号に乗算して復調し、乗算器１２４の復調
信号の中からリアルパート抽出部１２８でリアル成分の
みを抽出して次段のアナログＬＳＩ部４５へ出力する。

【００８１】この実施形態で使用する変調部８２の他の
実施形態としては、図１０に示すように、データ信号点
をキャリア発生部８４からの搬送キャリア信号を用いて
変調部８０で変調した後に、ロールオフフィルタ８２で
帯域制限を行う構成のものを使用してもよい。

【００８２】次に図５のベースバンド変換部５０を説明
すると、ベースバンド変換部５０は復調部９４、キャリ
ア発生部９６及びローパスフィルタ９８で構成される。
復調部９４の詳細は図１１に示され、リアル成分及びイ
マジナリ成分毎に乗算器１３６，１３８を備える。キャ
リア発生部１４０は−１８５０Ｈｚで時計回りの回転信
号を発生し、キャリア信号のリアル成分Ｒとイマジナリ
ー成分Ｉを入力したアナログパスバンド信号の同じくリ
アル成分及びイマジナリー成分毎に乗算器１３６，１３
８で乗算して、ベースバンド信号のリアル成分とイマジ
ナリ成分に変換する。

【００８３】このようなベースバンド信号への変換にあ
っては、復調に伴う和成分と差成分の両方が出力される
ため、不要な和成分に関してはローパスフィルタ９８で
除去し、差成分のみをベースバンド信号として取り出
す。 図１２はベースバンド変換部９４に入力するアナ
ログパスバンド信号の帯域特性を示したもので、前段の
アナログＬＳＩ部５５に設けたローパスフィルタ９０は
ローパスフィルタ特性１７６を備えており、例えばパス
バンド信号として音声信号１７４を例にとると、図示の
ように０．３〜３．４ｋＨｚまでの音声帯域 （パスバ
ンド）の信号が入力される。

【００８４】このようなアナログパスバンド信号は、ベ
ースバンド変換部５０により図１３に示す−１．５５ｋ
Ｈｚから＋１．５５ｋＨｚの０ｋＨｚを中心としたベー
スバンドの音声信号１７８に変換され、ローパスフィル
タ９８はローパスフィルタ特性１８０に従った帯域制限
を行って、復調により得られた差成分のみを取り出して
いる。

【００８５】図５の実施形態で使用するベースバンド変
換部５０の他の実施形態としては、図１４に示すヒルベ
ルトフィルタを用いた構成としてもよい。

【００８６】図１４のベースバンド変換部５０はヒルベ
ルトフィルタ１３０，乗算器１３２及びキャリア発生部
１３４で構成される。ヒルベルトフィルタ１３０はアナ
ログＬＳＩ部５５よりのスカラ信号を入力してベクトル
信号に変換する。乗算器１３２はヒルベルトフィルタ１
３０からのベクトル信号とキャリア発生部１３４からの
−１８５０Ｈｚで時計回りの回転信号でなるキャリアベ
クトルとの乗算を行って、パスバンド信号をベースバン
ド信号に変換する。

【００８７】このヒルベルトフィルタ１３０を用いた場
合には、和信号等の不要な成分が発生しないため、図５
の実施形態で設けているローパスフィルタ９８は不要で
ある。

【００８８】次に図５のランダム変換部５２を説明する
と、ランダム変換部５２はビット抽出部１００と位相変
換部１０２で構成される。このビット抽出部１００と位
相変換部１０２の詳細をＣＣＩＴＴのＶ．３３による３
２００ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓ
モードについて示すと、図１５の実施形態構成図のよう
になる。

【００８９】図１５において、ビット抽出部１００はシ
リアル／パラレル変換部１００−１を備える。シリアル
／パラレル変換部１００−１は３２００ボーの変調同期
用クロック１４２−１で動作し、各クロック毎に得られ
るスクランブラー部３６からのシリアルデータについて
３ビットのパラレル出力「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀」に変換され
る。

【００９０】ここでスクランブラー３６からのデータビ
ット列は右から左に並べると ・・・Ｃ₂ Ｃ₁ Ｃ₀ Ｂ₂ Ｂ₁ Ｂ₀ Ａ₂ Ａ₁ Ａ₀ となり、３ビット／シンボルであることからシンボル毎
の区別が可能であり、図１６に示すようにスクランブラ
ー部３６からのビット抽出出力に対し、シンボル毎に分
けられたパラレル出力「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀」を生ずる。

【００９１】位相変換部１０２は図１７に示すビット抽
出部１００からのパラレル出力Ｘ₂，Ｘ₁，Ｘ₀をアドレ
スとして８値の位相変化角を格納しており、対応するい
ずれか１つの位相変化角を出力する。

【００９２】図１５に示した９６００ｂｐｓモードの場
合は、位相変換部１０２で発生するランダム位相信号の
相数８とスクランブラー部３６から入力されるシンボル
毎のビット数が３ビットと一致しているために、特に複
雑な処理を必要としない。

【００９３】図１８はＣＣＩＴＴのＶ．２９による２４
００ボー，２ビット／シンボル，４８００ｂｐｓモード
で用いるランダム変換部５２の実施形態構成図であり、
ビット抽出部１００には２４００ボーの変調同期用クロ
ック１４２で動作し、スクランブラー部３６からのシリ
アル出力を１シンボル毎のビット数にパラレル変換する
シリアル／パラレル変換部１００−２を設けている。

【００９４】この４８００ｂｐｓモードの場合、スクラ
ンブラー部３６から出力されるデータビット列は右から
左に並べると、 ・・・Ｄ₁ Ｄ₀ Ｃ₁ Ｃ₀ Ｂ₁ Ｂ₀ Ａ₁ Ａ₀ となり、２ビット／シンボルであることから位相変換部
１０２で発生するランダム位相信号の数である８相より
小さくなる。

【００９５】そこで、シリアル／パラレル変換部１００
−２にあっては、スクランブラー部出力としてのデータ
ビット列のシンボル毎の２ビットを図１９に示すように
３ビットのパラレル出力「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀」に変換す
る。この３ビットパラレル出力への変換は前のシンボル
の最終ビットと次の入力データビット列の２ビットで構
成するように変換する。

【００９６】位相変換部１０２の変換内容は図１７と同
じであり、パラレル変換部１００−２の３ビットパラレ
ル出力「Ｘ₂ Ｘ1 Ｘ₀」によるアドレス指定を受け
て、対応する位相変化角を出力する。

【００９７】尚、この実施形態にあっては、８相を用い
たランダム位相変調を例にとっているが、ランダム化を
更に強化したい場合には相数を増やした例えば１６相の
ランダム変調を用いてもよい。また、この実施形態にあ
っては位相方向のみのランダム化を行っているが、デー
タ信号点に同時に振幅変調が施されている場合には振幅
上のランダム変化を追加してもよく、いずれにせよ、結
果的に相関のある音声やファクシミリ等のアナログ信号
をランダム化して無相関とすればよい。

【００９８】再び図５を参照するに、ビット抽出部１０
０及び位相変換部１０２でスクランブラー３６でランダ
ム化された送信データに基づいて抽出されたランダム位
相信号は、乗算部１０４でベースバンド変換部５０から
のアナログベースバンド信号と掛け合わされ、ベースバ
ンド信号をランダム位相信号で回転させてランダム化す
る。

【００９９】次にランダム化されたベースバンド信号の
振幅制限を行う振幅制限部５４及び最適振幅制限値判断
部１０８を説明する。

【０１００】まず最適振幅制限値判断部１０８は図２０
に示すように、ＲＯＭ１４８を備え、相手局からの信号
品質信号（ＳＱＤ）１０６と変調モード情報１４６をア
ドレスとして入力し、予め格納している最適振幅制限値
１５０を出力する。

【０１０１】ここで、変調方式モード情報１４６として
は、例えばＶ．２９の２４００ボー，２ビット／シンボ
ル，４８００ｂｐｓモード、あるいはＶ．３３の３２０
０ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓモー
ドの内容を示す情報である。

【０１０２】図２１は振幅制限部５４の実施形態構成図
であり、まずベースバンド信号１５２を自動利得制御部
１５４に入力し、振幅制限値１５０を基準信号としてベ
ースバンド信号１５２のピーク値を振幅制限値１５０に
リミットする。自動利得制御部１５４の出力はリアル成
分Ｒとイマジナリ成分Ｉに分離され、それぞれ加算器１
５６，１６４で振幅制限値１５０の加算を受ける。加算
器１５６，１６４の出力はリミッタ１５８，１６２のそ
れぞれで制限された後、加算器１６０，１６８に与えら
れる。

【０１０３】一方、振幅制限値１５０は乗算器１７２で
「−１」を乗算することで極性が反転され、加算器１６
０，１６８に与えられる。このため、加算器１６０，１
６８はリアル成分Ｒ及びイマジナリ成分Ｉのそれぞれに
極性を反転した振幅制限値１５０を加算し、最終的にリ
ミッタ１６２，１７０を通してデータ信号点に重畳する
ために加算部４０に出力する。

【０１０４】尚、振幅制限部５４の入力段に設けた自動
利得制御部１５４は除いても問題はないが、自動利得制
御部１５４を設けていることで、全体のＳ／Ｎ比を最適
制御して信号品質を高めることができ、音声信号の場合
には良い音質を得ることができる。 ３．第１発明送信部の動作 図５に示した送信部３０の動作をＣＣＩＴＴのＶ．３３
による３２００ボー、２＋１ビット／シンボル、９６０
０ｂｐｓモードを例にとって説明する。

【０１０５】ホストコンピュータまたは端末装置から出
力された送信データ３４は、送信部３０のスクランブラ
ー部３６に入力し、ランダム化され、受信側に設けてい
る自動等化器でのタップ係数の収束を可能とする。

【０１０６】クランブラー部３６からのスクランブルデ
ータはトレリス符号化機能を備えたデータ信号点発生部
３８に入力され、図６に示したように３ビットのパラレ
ルデータに変換した後、グレイコード／ナチュラルコー
ド変換によりエラーレートの最適化が図られ、パラレル
出力の内の２ビットの位相差分をとった後に折畳み符号
化で３ビットに変換され、最終的に４ビットの情報に変
換される。

【０１０７】このようにして新たに付加された１ビット
は冗長度のある信号であり、このトレリス符号化により
受信側でのビタビアルゴリズムに従った最尤推定法によ
るエラー訂正を可能とする。最終的にデータ信号点発生
部３８は、トレリス符号化により得られた４ビットのデ
ータから、図７に示す１６信号点の対応するいずれかの
信号点を得る。

【０１０８】一方、アナログパスバンド信号４８として
音声信号を例にとると、音声信号は図１２に示したよう
に帯域が０．３〜３．４ｋＨｚの信号であり、アナログ
ＬＳＩ部５５のローパスフィルタ９０で不要帯域成分を
除去し、Ａ／Ｄコンバータ９２でディジタル信号に変換
した後、プロセッサユニット７５に入力する。

【０１０９】アナログＬＳＩ部５５からのディジタル音
声信号はベースバンド変換部５０で図１３に示すアナロ
グパスバンド信号に変換される。ここで、ベースバンド
変換部５０のキャリア発生部９６からは音声帯域の中心
周波数となる１８５０Ｈｚのキャリア周波数を発生し、
復調部９４で音声ベースバンド信号を得る。この場合、
復調に伴って和成分と差成分の両方が出力されることか
ら、不要な和成分についてはローパスフィルタ９４で除
去する。

【０１１０】ベースバンド変換部５０で変換された音声
ベースバンド信号は、位相平面において図２２（Ａ）に
示す分布１８４を示す相関をもっており、ある時点では
分布１８４内での１つのベクトル１８２で表わされる。

【０１１１】一方、ランダム変換部５２にあっては、ス
クランブラー部３６からのスクランブルデータを入力
し、図１５，図１６及び図１７に示したように、３ビッ
トのパラレルデータに変換して３２００ボーの変調用同
期クロックに同期して、ランダム位相信号として図２２
（Ｂ）に示す８値の位相変化角のいずれか１つを発生し
ている。

【０１１２】このランダム位相信号は乗算部１０４でベ
ースバンド変換部５０からの音声ベースバンド信号に掛
け合わされ、各位相変化角により位相平面で回転される
ことにより、図２２（Ｃ）に示すようにランダム化され
た音声ベースバンド信号に変換される。

【０１１３】続いて振幅制限部５４でランダム化された
音声ベースバンド信号は、メインの送信データの伝送を
妨げないレベル範囲に制限され、加算部４０でデータ信
号点に重畳される。

【０１１４】振幅制限部５４の振幅制限値は最適振幅制
限値判断部１０８により制御される。最適振幅制限値判
断部１０８に対しては受信側での信号点の開口度、即ち
信号品質（ＳＱＤ）１０６を受信し、最適振幅制限値と
なるようにランダム化されたアナログベースバンド信号
の振幅を制限する。

【０１１５】加算部３０はデータ信号点発生部３８から
の任意データの信号点に振幅制限部５４からのランダム
化され且つ振幅が最適値に制御された音声ベースバンド
信号を重畳してデータ変調部４２に出力する。

【０１１６】加算部４０からのデータ信号点に対する音
声ベースバンド信号の重畳出力は変調部３０のロールオ
フフィルタ８０で波形成形された後、搬送キャリア発生
部８４からの搬送キャリア信号により変調部８２で変調
され、リアル成分のみが取り出されてアナログＬＳＩ部
４５に出力される。アナログＬＳＩ部４５にあっては、
Ｄ／Ａコンバータでアナログ変調信号に変換した後、ロ
ーパスフィルタ８８でサンプリング周波数に伴う高周波
成分を除去し、ハイブリッド回路４４に出力する。

【０１１７】ハイブリッド回路４４はアナログ回線４６
が２線、モデム側が送信部３０と受信部３２の４線であ
ることから、２線式全二重伝送を行うために信号の合
成，分配を行っており、このハイブリッド回路４４を介
してアナログＬＳＩ部からのアナログ変調信号が２線式
アナログ回線４６に送出される。

【０１１８】ここで、２線式アナログ回線４６で全二重
通信を行うため、ハイブリッド回路４４からの受信信号
に含まれる送信信号のエコー成分の除去を行う必要があ
る。

【０１１９】そこで、プロセッサユニット７５に設けた
エコー推定部５６で加算部４０からのデータ信号点に音
声ベースバンド信号を重畳した信号からエコー成分を算
出し、加算部５８で算出したエコー成分を受信信号から
差し引き、受信信号に含まれる送信信号のエコー成分の
除去した受信信号をモデムの受信部３２に供給してい
る。

【０１２０】図２２（Ｄ）及び（Ｅ）は加算部４０にお
けるデータ信号点に対するランダム化された音声ベース
バンド信号の重畳を示したもので、説明を簡単にするた
め、ＣＣＩＴＴのＶ．２９による２４００ボー，２ビッ
ト／シンボル，４８００ｂｐｓモードにおける４信号点
の場合を例にとっている。

【０１２１】即ち、データ信号点発生部３８からは、図
２２（Ｄ）に示す４つの信号点１８８−１〜１８８−４
のいずれか、例えば信号点１１８−１が出力される。こ
のとき同時に振幅制限部５４より、図２２（Ｃ）に示す
ランダム化され且つ振幅制限された音声ベースバンド信
号が加算部４０に加えられ、図２２（Ｅ）に示すように
信号点１８８−１を中心とした小円１９０−１の信号と
して重畳される。勿論、他の信号点１８８−２〜１８８
−４の場合にも同様に、小円１９０−２〜１９０−４の
信号として重畳される。

【０１２２】実際には、この動作説明にあっては３２０
０ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓモー
ドを例にとっていることから、図７に示した１６信号点
のいずれかについて、そのときの信号点を中心とした小
円に図２２（Ｃ）のランダム化され且つ振幅制限された
音声ベースバンド信号を重畳することになる。 ４．第１発明受信部の詳細実施形態 図２３は図５に示したモデムにおける受信部３２の詳細
を示した実施形態構成図である。図２３において、受信
部３２をハードウェアの構成から見ると、プロセッサユ
ニット２００とアナログＬＳＩ部８５で構成される。プ
ロセッサユニット２００はマイクロプロセッサ（ＭＰ
Ｕ）とディジタル・シグナルプロセッサ（ＤＳＰ）で構
成され、復調等化部６０、軟判定部６２、信号変換部６
４、デスクランブラー部６６、遅延部７０、アナログベ
ースバンド信号復調手段としての加算部７２、ランダム
逆変換部７４、パスバンド変換部７６、更に信号品質検
出部２８としての機能を実現する。

【０１２３】また、アナログＬＳＩ部８５はＤ／Ａコン
バータ２２４とローパスフィルタ２２６で構成される。
Ｄ／Ａコンバータ２２４はプロセッサユニット２００で
再生された音声またはファクシミリ等のディジタル信号
をアナログ信号に変換する。ローパスフィルタ２２６は
アナログ再生信号の高周波成分をカットし、音声帯域成
分を抽出した音声またはファクシミリ等のアナログパス
バンド信号７８を出力する。

【０１２４】次に送信部３２のプロセッサユニット２０
０に設けた各部の詳細を説明する。

【０１２５】まず、復調等化部６０は復調部２０２，キ
ャリア発生部２０４，ロールオフフィルタ部２０６，ベ
ースバンド自動等化器２０８及びキャリア自動位相制御
部２１０で構成される。図５に示した受信部３０におい
て、エコー成分の除去を受けた受信信号１９２は復調等
化部６０の変調部２０２でキャリア信号を用いて復調さ
れ、パスバンド信号からベースバンド信号に変換され
る。

【０１２６】続いて、ロールオフフィルタ部２０６で、
復調で発生した和成分と差成分の内、不要な和成分を除
去すると共に、波形整形を施してベースバンド型自動等
化器２０８に出力する。ベースバンド型自動等化器２０
８は波形等化を行って伝送劣化を補償し、続いてキャリ
ア自動位相制御部２１０で、回線上で生じた周波数オフ
セット，位相ジッタ等を除去し、任意のデータ信号点を
示す信号を復調する。

【０１２７】この復調等化部６０の他の実施形態として
は、図２４に示すようにスカラ信号である受信信号をヒ
ルベルト変換部２２８によりベクトル化し、続いてパス
バンド型自動等化器２３０で波形等化を行い、更にキャ
リア自動位相制御機能と復調機能を兼ねた復調キャリア
自動位相制御部２３２でキャリア発生部２３４からのキ
ャリア信号を使用して、キャリア分のオフセットを復調
を兼ねて除去することでデータ信号点を得る構成として
もよい。

【０１２８】図２３と図２４の復調部６にあっては、前
者が復調，等化の順番になっているのに対し、後者が等
化，復調となっている点で相違する。

【０１２９】再び図２３を参照するに、復調等化部６０
に続いて設けられた軟判定部６２は復調等化部６０の出
力データから送信側のトレリス符号化で付加した冗長ビ
ットを利用して、回線上生じたエラーを訂正し、正しい
データ信号線を判定する。即ち、送信側でトレリス符号
化を用いた場合には、軟判定部６２はビタビアルゴリズ
ムに基づく最尤推定法を実行して正しいデータ信号点を
判定する。

【０１３０】軟判定部６２で判定された正しいデータ信
号点は符号変換部６４に与えられ、９６００ｂｐｓモー
ドの場合は３ビットのデータを復元し、また４８００ｂ
ｐｓモードの場合は２ビットのデータを復元する。更
に、復元されたデータはデスクランブラー部６６でデス
クランブルされ、元のメインデータが再生され、受信デ
ータ６８として出力される。

【０１３１】この軟判定部６２，符号変換部６４及びデ
スクランブラー部６６の詳細をＣＣＩＴＴのＶ．３３に
よる３２００ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００
ｂｐｓのモードを例にとると、図２５に示すようにな
る。 図２５において、軟判定部６２は送信側でのトレ
リス符号化に対応して周知のビタビアルゴリズムによる
最尤推定法に従って、送信側で付加した冗長ビットを利
用して回線上で生じたエラーを訂正し、正しい信号点を
判定する。軟判定部６２で判定されたデータ信号点は符
号変換部２４４−１とパラレル／シリアル変換部２４６
−１を備えた符号変換部６４に与えられる。符号変換部
２４４−１は判定されたデータ信号点について位相差分
及びナチュラルコード／グレイコード変換を行って３ビ
ットのパラレルデータに変換する。パラレル／シリアル
変換部２４６−１は３２００ボーの復調クロック２４２
に同期して、１つのデータ信号点から得られた３ビット
のパラレルデータをシリアルデータに変換し、デスクラ
ンブラー部６６でデスクランブルして受信データ６８を
再生する。

【０１３２】図２６は図２３の軟判定部６２，符号変換
部６４及びデスクランブラー部６６の詳細をＣＣＩＴＴ
のＶ．３３における２４００ボー，６＋１ビット／シン
ボル，１４４００ｂｐｓのモードについて示したもの
で、図２５と基本的に同じ構成であり、符号変換部６４
の符号変換器２４４−２は１つのデータ信号点から６ビ
ットのパラレルデータを出力し、２４００ボーの復調ク
ロック２４２−２に同期してパラレル／シリアル変換部
２４６−２でパラレルデータに変換し、最終的にデスク
ランブラー部６６でデスクランブルして受信データ６８
を得ている。

【０１３３】再び図２３を参照するに、復調等化部６６
から得られたデータ信号点に重畳されているアナログベ
ースバンド信号の抽出は、軟判定部６２に対して設けた
遅延部７０及びアナログベースバンド抽出手段としての
機能をもつ加算部７２により行われる。

【０１３４】遅延部７０は図２７に示すように、１シン
ボル当りの遅延素子として機能する例えば６つのタップ
遅延線２２８−１〜２２８−６の６つを直列に設けてお
り、これによって軟判定部６２の最尤推定法によるデー
タ信号点の判定に要する時間だけ判定前のデータ信号点
を遅延させている。

【０１３５】加算部７２は遅延部７０で遅延された判定
前のデータ信号点から軟判定部６２で判定された正しい
データ信号点を差し引き、データ信号点に重畳されてい
るランダム化されたアナログベースバンド信号を取り出
す。

【０１３６】加算部７２で取り出されたアナログベース
バンド信号をランダム逆変換するランダム逆変換部７４
は、ビット抽出部２１２，位相逆変換部２１４及び乗算
部２１６で構成される。ビット抽出部２１２及び位相逆
変換部２１４の詳細は、９６００ｂｐｓモードの場合は
図２８に示すようになる。

【０１３７】図２８において、符号変換部６４からの符
号変換出力となるデータビット列は右から左に並べると ・・・Ｃ₂ Ｃ₁ Ｃ₀ Ｂ₂ Ｂ₁ Ｂ₀ Ａ₂ Ａ₁ Ａ₀ となり、３ビット／シンボルであることから、シンボル
毎の区別が可能である。このため、ビット抽出部２１２
に設けたシリアル／パラレル変換部２１２−１は３２０
０ボーの復調同期用クロック２４２に同期して、符号化
変換出力のデータビット列を３ビット毎にパラレルデー
タ「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀」に変換する。即ち、図２９に示す
ような入力データビット列に対するビット抽出出力を生
ずる。

【０１３８】シリアル／パラレル変換部２１２−１の出
力「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀］は位相逆変換部２１４のアドレス
として入力し、位相逆変換部２１４は図３１に示す入力
ビット列に対する位相変化角を格納していることから、
再生されたデータビット列に対応した位相変化角として
ランダム逆変換位相信号を得ることができる。

【０１３９】図３１はランダム逆変換部７４のビット抽
出部２１２及び位相逆変換部２１４をＣＣＩＴＴの２４
００ボー，６＋１ビット／シンボル，１４４００ｂｐｓ
のモードについて詳細を示す。

【０１４０】ここで、図２９の９６００ｂｐｓモードの
場合には、ランダム逆変換位相信号の相数８と入力され
るビット数が３ビットと一致していることから、特に複
雑な処理を必要としないが、図３１の１４４００ｂｐｓ
モードの場合には１シンボルに対応する入力ビット数が
２ビットであり、ランダム逆変換位相信号の相数８より
小さいため、ビット抽出部２１２に設けているシリアル
／パラレル変換部２１２−２では符号変換出力のシリア
ル２ビットをパラレル３ビットに変換する。

【０１４１】即ち、１４４００ｂｐｓモードでは符号変
換部６４からの符号変換出力としてのデータビット列は
右から並べると Ｄ₁ Ｄ₀ Ｃ₁ Ｃ₀ Ｂ₁ Ｂ₀ Ａ₁ Ａ₀ となって、１シンボルは２ビットで区別される。そこ
で、シリアル／パラレル変換部２１２−２としては、図
３２に示すように前のシンボルの最終ビットと次の入力
データビット列の２ビットとを合わせた３ビットにパラ
レル変換するように構成する。

【０１４２】位相逆変換部２１４は図３０と同じ内容を
もち、抽出ビット列「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ ₀」をアドレスとし
て８値の位相変化角を格納したＲＯＭで構成され、符号
変換部６４からのデータに対応したランダム逆変換位相
信号としてハッチの位相変化角のいずれか１つを出力す
る。

【０１４３】再び図２３を参照するに、位相逆変換部２
１４より出力されるランダム逆変換位相信号は乗算部２
１６で加算部７２からのランダム化された状態にあるア
ナログベースバンド信号に掛け合わされ、アナログベー
スバンド信号を復元のための位相変化角で回転させ、元
の相関のあるアナログベースバンド信号に変換する。

【０１４４】ランダム逆変換部７４に続いて設けられた
パスバンド変換部７６は変調部２２０とキャリア発生部
２２２で構成される。

【０１４５】変調部２２０は図３３に詳細を示すよう
に、乗算器２３６とリアルパート抽出部２３８を備え
る。このため、ランダム逆変換部７４からのアナログベ
ースバンド信号を乗算器２３６に加えて、キャリア発生
部２２２からの１８５０Ｈｚのキャリア信号で変調し、
変調信号のリアル成分のみをリアルパート抽出部２３８
で抽出してアナログバンドパス信号に変換する。

【０１４６】図３４はバンドパス変換部７６に入力する
アナログベースバンド信号の帯域特性を示したもので、
０ｋＨｚを中心に−１．５５ｋＨｚから＋１．５５ｋＨ
ｚまでの３．１ｋＨｚの帯域をもっており、送信側のロ
ーパスフィルタ特性２６４による帯域制限を受けてい
る。この図３４に示すアナログベースバンド信号は、パ
スバンド変換部７６における変調で図３５に示す帯域
０．３〜３．４ｋＨｚのパスバンド信号、例えば音声パ
スバンド信号２６６に変換される。

【０１４７】このアナログパスバンド信号については、
最終段のアナログＬＳＩ部８５に設けたローパスフィル
タ２２６によりローパスフィルタ特性２６８が設定され
て不要な高域成分が除去された後、再生されたアナログ
パスバンド信号７８として電話やファクシミリに出力さ
れる。 ５．第１発明受信部の動作 図２３に示した第１実施形態の受信部３２の動作を３２
００ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓの
モードを例にとって説明する。

【０１４８】アナログ回線４６からの受信信号は、図５
に示したように受信部３０側の加算部５８で送信信号の
エコー成分が除去された後、プロセッサユニット２００
に入力し、まず復調等化部６０の復調部４０でベースバ
ンド信号に復調され、ロールオフフィルタ２０６で帯域
制限と波形整形が行われ、ベースバンド型等化器２０８
で波形等化が施された後、キャリア自動位相補正部２１
０でキャリアの位相成分やジッタの補正が行われ、例え
ば図３６（Ａ）の位相空間で示すように、複数のデータ
信号点２５２−１〜２５２−４のいずれかに小円２５４
−１〜２５４−４で示すアナログベースバンド信号を重
畳した信号が得られる。

【０１４９】尚、図３６の（Ａ）及び（Ｂ）にあって
は、説明を簡単にするため、データ信号点をＣＣＩＴＴ
のＶ．２９における２４００ボー，２ビット／シンボ
ル，４８００ｂｐｓにおける４値を例にとっているが、
送信動作を説明している９６００ｂｐｓのモードの場合
には、図７に示したように１６信号点となる。

【０１５０】復調等化部６０で得られたデータ信号点は
軟判定部６２に与えられ、ビタビアルゴリズムによる最
尤推定法により正しい信号点が判定され、符号変換部６
４でデータ信号点に対応する３ビットのデータに符号化
され、最終的にデスクランブラー部６６でデスクランブ
ルして元のメインデータを受信データ６８として出力す
る。

【０１５１】この軟判定部６２における判定処理にあっ
ては、データ信号点に重畳したアナログベースバンド信
号は判定精度に影響しない単なるノイズ成分としてしか
見えず、メインのデータの復元に何ら影響を及ぼさな
い。 一方、復調等化部６０からのデータ信号点は遅延
部７０で軟判定部６２における判定時間分だけ遅延され
た後、加算部７２に与えられ、判定前のデータ信号点か
ら判定後の正しいデータ信号点を差し引くことで、図３
６（Ｃ）に示すようなランダム化された状態にあるアナ
ログベースバンド信号を得ることができ、アナログベー
スバンド信号はランダム逆変換部７４の乗算部２１６に
与えられる。

【０１５２】これと共に、ランダム逆変換部７６のビッ
ト抽出部２１２では符号変換部６４で復号されたデータ
の３ビット毎のパラレル出力を発生し、位相逆変換部２
１４により図３６（Ｄ）に示す復元用の８値の位相変化
角のいずれかを得て乗算部２１５に出力している。

【０１５３】ここで、受信部の位相逆変換部２１４に格
納した図３１に示す位相変化角は、送信側の図１７に示
した位相変換部１０２の位相変化角の極性を反転したも
のである。従って、図３６（Ｄ）に示すように、送信側
におけるランダム化した回転方向とは逆方向に同一回転
角だけ回転させる復元用の位相変化角を得ることができ
る。

【０１５４】従って、乗算部２１６において、ランダム
化された状態にあるアナログベースバンド信号は、位相
逆変換部２１４からの復元用の位相変化角によりランダ
ム化した回転方向とは逆方向に同一回転角だけ回転さ
れ、図３６（Ｅ）に示す相関のある、アナログベースバ
ンド信号２６０に戻される。

【０１５５】ランダム逆変換部７４から得られたアナロ
グベースバンド信号はパスバンド変換部７６の変調部２
２０でキャリア発生部２２２からのキャリア信号を用い
て変調され、図３５に示す０．３〜３．４ｋＨｚの音声
帯域のパスバンド信号に戻される。最終的にアナログＬ
ＳＩ部８５のＤ／Ａコンバータによりパスバンド信号に
戻されたディジタル信号はアナログ信号に変換され、ロ
ーパスフィルタ２２６で高周波成分がカットされ、音声
またはファクシミリ等のアナログパスバンド信号７８を
得ることができる。

【０１５６】一方、加算部７２から出力されるデータ信
号点に重畳したランダム化された状態にあるアナログベ
ースバンド信号は、メインのデータ伝送から見るとノイ
ズとして見えるため、加算部７２からのアナログベース
バンド信号を信号品質検出部２１８で検出し、セカンダ
リチャネル等を使用して相手局へ送信する。この受信側
の信号品質検出部２１８からの信号品質（ＳＱＤ）を相
手局が受けることで、図５の受信部３０に示したよう
に、送信側でのメインのデータ信号点に重畳するアナロ
グベースバンド信号の最適振幅値の制御が可能となる。 ６．第１発明の他の実施形態 図３７は本発明の第２実施形態を示した実施形態構成図
であり、第２実施形態は図３の第１実施形態の送信部３
０に設けているスクランブラー部３６、データ信号点発
生部３８のトレリス符号化機能、ランダム変換部５２及
び振幅制限部５４を除いて送信部３０の構成を簡略化し
たことを特徴とする。

【０１５７】このような送信部３０の簡略化に伴い、受
信部３２についても図３の第１実施形態に設けているデ
スクランブラー部６６及びランダム逆変換部７４は除か
れ、また送信側でのトレリス符号化に対応した軟判定部
６２の代わりに、入力データ信号点と固定的に決めたデ
ータ信号点との位相平面上の距離が規定の閾値に入るか
否かでデータ信号点を判定する、いわゆる硬判定を行う
判定部６２−１としている。尚、それ以外の構成は第１
実施形態と同じである。

【０１５８】この図３７の第２実施形態にあっては、送
信部３０のデータ信号点発生部３８−１は例えば図３８
（Ａ）に示すように、４値のデータ信号点のいずれかを
送信データ３４に基づいて発生し、加算部４０でベース
バンド変換部５０より得られた位相平面で図３８（Ｂ）
に示す分布をもつ例えば音声ベースバンド信号を重畳
し、図３８（Ｃ）に示す模擬のデータ信号点に破線の小
円で示す音声ベースバンド信号を重畳した信号を生成
し、データ変調部４２で変調してアナログ回線４６に送
出する。

【０１５９】復調部３２は復調等化部６０で図３８
（Ｃ）に示すデータ信号点に音声を重畳した信号を復調
し、データ信号点については判定部３２で硬判定を行っ
てデータ信号点を判定した後、符号変換部６４で例えば
２ビット単位のデータに変換して受信データ６８として
出力する。

【０１６０】また、加算部７２で判定前のデータ信号点
から判定後のデータ信号点を差し引くことで、図３８
（Ｂ）に示す音声ベースバンド信号を取り出し、パスバ
ンド変換部７６で音声帯域のアナログパスバンド信号７
８に変換して出力する。

【０１６１】図３９は第１発明の第３実施形態を示した
実施形態構成図であり、この第３実施形態にあっては図
３７の送信側にスクランブラー部３６を追加したことを
特徴とし、これに対応して受信部３２にはデスクランブ
ラー部６６が設けられる。

【０１６２】図４０は第１発明の第４実施形態を示した
もので、この第４実施形態は図３７の送信部３０に振幅
制限部５４を設けたことを特徴とする。

【０１６３】図４１は第１発明の第５実施形態を示した
もので、この第５実施形態は図４０の第４実施形態の送
信部３０に更にスクランブラー部３６を設けたことを特
徴とし、これに対応した受信部３２にはデスクランブラ
ー部６６が設けられる。

【０１６４】更に図４２は第１発明の第６実施形態を示
したもので、図４１の第５実施形態の送信部３０に設け
ているデータ信号点発生部３８にトレリス符号化機能を
もたせたことを特徴とする。これに対応して受信部３２
はビタビアルゴリズムによりデータ信号点を判定する軟
判定部６２としている。

【０１６５】更に図３７〜図４２に示した第１発明の第
２〜第６実施形態にあっては、アナログ回線４６として
相手局と４線式アナログ回線４６で接続した場合を例に
とっていることから、送信部３０にはハイブリッド回路
４４を設けていない。

【０１６６】勿論、２線式アナログ回線４６を使用して
全二重伝送を行う場合には、図３の第１実施形態に示し
たようにハイブリッド回路４４を設ければよい。但し、
図４２の第６実施形態にあっては、ハイブリッド回路４
４を設けると第１実施形態と同じになるので、これは４
線式アナログ回線４６のみを対象としている。

【０１６７】また、振幅制限部５４を備えた他の実施形
態については、図５の受信部３０に示したように最適振
幅制限値判断部１０８を設けて相手局からの信号品質Ｓ
ＱＤに基づいて最適振幅制限値を設定するようにしても
よい。

【０１６８】更に、以上説明した第１〜第６の実施形態
の他に、第１発明にあっては次のような変形が可能であ
る。

【０１６９】まず上記の実施形態におけるアナログベー
スバンド信号のランダム化及び逆ランダム化のため、メ
インのデータ信号のスクランブルデータを利用している
が、スクランブルデータを利用せずに、送信側に設けた
ランダム化部と受信側に設けた逆ランダム化部を同期さ
せて、アナログ信号のランダム化と逆ランダム化を行っ
てもよい。また、データ信号点の設定を８相変調で説明
したが、これに限定されず、ＣＣＩＴＴで標準化されて
いる他の方式、例えばＴＣＭ，ＱＡＭ，ＰＳＫ等を用い
ることができる。

【０１７０】更に、送信部と受信部の両方を設けてモデ
ム装置として構成する場合には、送信側のプロセッサユ
ニットと受信側のプロセッサユニットとは共通のものに
してもよい。 ７．第２発明の基本実施形態 図４３は音声またはファクシミリ等のアナログパスバン
ド信号をアナログベースバンド信号に変換した後に、ア
ナログベースバンド信号をアナログ信号とディジタル信
号に分離してメインの送信データと共に多重伝送する本
発明の第２発明の基本構成を示した実施形態構成図であ
る。

【０１７１】図４３において、送信部３０はベースバン
ド変換部５０，残アナログ信号作成部２５０，振幅値非
線形量子化部２５２，時分割多重回路部２５４，データ
信号点発生部３８，加算部４０及びデータ変調部４２で
構成される。ベースバンド変換部５０は音声またはファ
クシミリ等のアナログパスバンド信号４８をベースバン
ド信号に変換する。

【０１７２】振幅値非線形量子化部２５２はアナログベ
ースバンド信号の振幅値を非線形量子化して、ディジタ
ル信号として時分割多重回路２５４に出力する。残アナ
ログ信号作成部２５０は非線形量子化残アナログ信号を
生成して加算部４０に加え、データ信号点発生部３８か
らのデータ信号点にアナログ的に重畳させる。

【０１７３】時分割多重回路部２５４は任意の送信デー
タ３４と振幅値非線形量子化部２５２からの振幅値を非
線形量子化したディジタル信号を併せて送信データと
し、所定ビット単位に順次パラレル出力し、データ信号
点発生回路３８で対応するデータ信号点に変換する。

【０１７４】加算部４０はデータ信号点発生部３８から
のデータ信号点に残アナログ信号作成部２５０からの非
線形量子化残アナログ信号を重畳する。データ変調部４
２は残アナログ信号が重畳されたデータ信号点を変調し
てアナログ回線４６に変調信号を送出する。

【０１７５】ここで、送信部３０に設けた振幅値非線形
量子化部２５２と残アナログ信号作成部２５０により、
図２（ｃ）に示したディジタル／アナログ信号分離手段
が構成される。

【０１７６】一方、受信部３２は復調等化部４２，判定
部６０，符号変換部６４，時分割分配回路部２５８，振
幅値非線形逆量子化部２６０，ディジタル／アナログ信
号合成回路２５６及びパスバンド変換部７６で構成され
る。

【０１７７】復調等化部４２はアナログ回線４６から受
信した変調信号を復調し、伝送劣化を補償するための自
動等化等を行う。判定部６０は復調されたデータ信号点
から正しいデータ信号点を判定する。符号変換部６４は
判定されたデータ信号点をビット系列に変換して元の送
信データ及びベースバンド信号のディジタル信号を復調
する。

【０１７８】時分割分配回路部２５８は復調データから
元の受信データ６８とアナログベースバンド信号のディ
ジタル信号分を分配する。振幅値非線形逆量子化部２６
０は分離されたディジタル信号の逆量子化により元のベ
ースバンド信号の振幅値を復元する。

【０１７９】更に、加算部７２はアナログ復調手段とし
て機能し、判定前のデータ信号点から判定後のデータ信
号点を差し引くことで、データ信号点に重畳している残
アナログ信号を再生する。ディジタル／アナログ信号合
成回路部２５６は再生された振幅値と残アナログ信号に
基づいて元のベースバンド信号を合成する。最終的に、
パスバンド変換部７６でアナログパスバンド７８に変換
されて出力される。

【０１８０】ここで、図４３の実施形態において音声と
データを同時に多重伝送するに必要な変調周波数（ボー
レート）を説明する。

【０１８１】まず、本発明の伝送対象とする例えばＧ３
のファクシミリ信号に必要な伝送帯域はＣＣＩＴＴの
Ｖ．２９及びＶ．３３（Ｖ．１７）で勧告されている。
即ち、Ｖ．２９の場合には、キャリア周波数＝１７００
Ｈｚ、変調速度２４００ボー，ロールオフ率１５％、帯
域は３２０Ｈｚ〜３０８０Ｈｚの２７６０Ｈｚである。

【０１８２】また、Ｖ．３３（Ｖ．１７）にあっては、
キャリア周波数は１８００Ｈｚ、変調速度は２４００ボ
ー、ロールオフ率は１５％、帯域は４２０Ｈｚ〜３１８
０Ｈｚまでの２７６０Ｈｚである。

【０１８３】従って、Ｖ．２９またはＶ．３３（Ｖ．１
７）のどちらのファクシミリ信号がきても確実に伝送を
可能とするためには、帯域として３２０Ｈｚ〜３１８０
Ｈｚまでの２８６０Ｈｚが必要で、変調速度は２８６０
ボー以上が必要となる。

【０１８４】また、メインのデータ信号は最低のデータ
伝送速度が２４００ｂｐｓであるため、周波数としては
２４００Ｈｚの整数分の１で同期がとれること、且つフ
ァクシミリ信号を考慮して２８６０ボーよりも大きな周
波数であることが望ましい。

【０１８５】そこで、データ伝送速度２４００ｂｐｓに
対応した周波数２４００Ｈｚの１０分の１を２４０Ｈｚ
とすると、１フレーム当り１２個のデータ信号点を割り
当てた場合、 ２４０Ｈｚ×１２＝２８８０ボー となり、従って２８８０Ｈｚが最適なボーレート周波数
となる。

【０１８６】次に本発明にあっては、ネットワークの監
視及び制御のためにセカンダリチャネルを使用してデー
タを伝送する必要があり、装置の製品化を容易にするた
めにセカンダリチャネルはメインの変調速度２８８０ボ
ーの整数分の１、例えば７２分の１である４０ボーを選
択する。

【０１８７】次に本発明のアナログ伝送に必要な帯域幅
を説明する。

【０１８８】まず必要帯域としては、 セカンダリ用の５７．４４Ｈｚ（ロールオフ率４３．
６％） 帯域分離用の５６Ｈｚ（１４Ｈｚ×４） メインデータ用の２９８６．５６Ｈｚ（ロールオフ率
３．７％） であることから、合計帯域は３１００Ｈｚとなる。ここ
で、音声帯域は０．３〜３．４ｋＨｚの３１００Ｈｚで
あることから問題ない。

【０１８９】次にディジタル信号として伝送する音声信
号の振幅値は、一般的に１０ｍｓの間は一定と見做すこ
とができる。従って、音声の最大振幅値については１０
０Ｈｚ以上の速度で伝送できればよい。しかも最大振幅
値は非線形量子化することから、３ビット／１００Ｈｚ
程度の情報で十分である。

【０１９０】次に送信データのデータ信号点による伝送
におけるビット割当てを説明する。

【０１９１】メインの送信データのデータ伝送速度は９
６００ｂｐｓ、４８００ｂｐｓ、あるいは２４００ｂｐ
ｓの３種類を予定する。勿論、更に高速のデータ伝送速
度であってもよい。

【０１９２】まずデータ伝送速度が９６００ｂｐｓの場
合には、例えば図４４に示すように１フレーム当り、即
ちフレーム周期（１／２４０Ｈｚ）当り合計４８ビット
を割り当てている。この４８ビットの内、４０ビットを
９６００ｂｐｓのメインの送信データに割り当て、残り
８ビットを音声またはファクシミリ信号の振幅値に割り
当てる。

【０１９３】更に、１つのデータ信号点、即ち１シンボ
ル当りの割当てビット数を４ビット／シンボルとする
と、４８ビットの１フレーム分のデータは１２シンボル
の時分割により伝送できる。

【０１９４】次に４８００ｂｐｓのデータ伝送速度にあ
っては、フレーム周波数を２４０Ｈｚとすると、１フレ
ーム当り３６ビットが割り当てられる。３６ビットの
内、４８００ｂｐｓのメインのデータビットに２０ビッ
トが割り当てられ、音声またはファクシミリ信号の最大
振幅値に残り１６ビットを割り当てる。更に、１フレー
ム分のシンボル数を同じ１２シンボルとすると、１シン
ボル当り３ビット、即ち３ビット／シンボルで伝送され
る。

【０１９５】更に２４００ｂｐｓの場合には、フレーム
周波数を同じく２４０Ｈｚとすると、１フレームに２４
ビットが割り当てられ、この内、メインのデータに１０
ビット、最大振幅情報に１４ビットが割り当てられる。
また、１フレームのシンボル数を同じ１２シンボルとす
ると２ビット／シンボルの伝送となる。

【０１９６】更に本発明の実施形態にあっては、トレリ
ス符号化を行った後にデータ信号点に変換していること
から冗長１ビットが追加され、９６００ｂｐｓのときに
は５ビット／シンボルとなり、この場合のデータ信号点
の配置は図４５に示すように３２値となる。

【０１９７】また、トレリス符号化により４８００ｂｐ
ｓについては４ビット／シンボルでデータ信号点は１６
値となり、更に２４００ｂｐｓについては３ビット／シ
ンボルでデータ信号点は８値となる。 ８．第２発明送信部の詳細 図４６は図４３に示した送信部３２の具体的な実施形態
を示した実施形態構成図である。以下の実施形態の説明
にあっては、データ伝送速度を９６００ｂｐｓとし、ま
た変調速度は２８８０ボーとした場合を例にとる。ま
た、変調方式は特に限定されず、ＣＣＩＴＴで標準化さ
れているＰＳＫ方式，ＱＡＭ方式あるいはＴＣＭ方式等
のいずれでもよく、更に他の独自の変調方式であっても
よい。

【０１９８】図４６において、まず送信部３０に設けた
アナログパスバンド信号の処理系を説明する。音声信号
またはファクシミリ信号としてのアナログパスバンド信
号４８はアナログＬＳＩ部５５に入力し、ローパスフィ
ルタ９０により不要成分が除去され、Ａ／Ｄコンバータ
９２によりサンプリングされる。Ａ／Ｄコンバータ９２
によるサンプリング周波数はフレーム周波数が２４０Ｈ
ｚで１フレーム当り１２シンボルを発生することから ２４０Ｈｚ×１２シンボル＝２８８０Ｈｚ と、ボーレート周波数に一致している。

【０１９９】アナログＬＳＩ部５５でディジタル信号に
変換されたアナログパスバンド信号はベースバンド変換
部５０でアナログベースバンド信号に変換される。ベー
スバンド変換部５０の詳細は図５の受信部の具体的な実
施形態について示したと同じである。

【０２００】ベースバンド変換部５０で変換されたアナ
ログベースバンド信号はアナログ／ディジタル信号作成
部２５０に与えられ、最大振幅値を示すディジタル信号
と非線形量子化残アナログ信号に変換される。

【０２０１】アナログ／ディジタル信号作成回路部２５
０はデータ格納ＲＡＭ２７２，パワー計算部２７４，最
大値検出回路部２７６，非線形量子化部２７６及び振幅
制御回路部２７８で構成される。

【０２０２】図４７はアナログ／ディジタル信号作成回
路部２５０に設けたパワー計算部２７４の詳細を示す。
サンプリングされたシンボルごとのベースバンド振幅情
報、即ちローパスフィルタ９８の入力は、１２個のタッ
プ遅延線２８０−１〜２８０−１２を直列した遅延回路
に出力され、次段の乗算器２８２とＡＧＣ回路２８４を
用いて振幅値の二乗としてパワーを計算する。

【０２０３】ここで、ＡＧＣ回路２８４は振幅値を半径
１．０に正規化するために設けている。乗算器２８２で
求めたパワーの計算結果はリアル成分Ｒとして取り外さ
れ、図４６に示したデータ格納ＲＡＭ２７２に１２シン
ボル分のパワーデータＰ１〜Ｐ１２が格納される。

【０２０４】図４８は図４６のアナログ／ディジタル信
号作成回路部２５０に設けた最大値検出回路部２７６の
詳細を示す。

【０２０５】最大値検出回路部２７６は１２シンボル分
のパワー比較器２８６−１〜２８６−１２を備え、第１
シンボルの計算パワーＰ１から第１２シンボルの計算パ
ワーＰ１２までを順番に２つずつ比較し、大きい方のパ
ワーを出力する。このため、最終段のパワー比較器２８
６−１２からは１２シンボル分の中のパワーの最大値の
検出出力が得られる。

【０２０６】図４９は図４６のアナログ／ディジタル信
号作成回路部２５０に設けた非線形量子化部２７６の詳
細を示したもので、浮動小数点変換部２８８と上位ビッ
ト抽出部２９０で構成される。浮動小数点変換部２８８
は最大値検出回路２７６からの固定小数点データを浮動
少数点データに変換する。

【０２０７】上位ビット抽出部２９０は、この実施形態
にあっては１フレームを構成する４８ビットの中の８ビ
ットを振幅最大値に割り当てていることから、最大検出
値データの上位８ビットを抽出する。この８ビットデー
タは浮動小数点データであることから、指数部と仮数部
で構成されている。即ち、上位ビット抽出部２９０は最
大値検出データの切上げを行っている。

【０２０８】図５０は図４６のアナログ／ディジタル信
号作成回路部２５０に設けた振幅制御回路部２７８の詳
細を示したもので、１２シンボル分のタップ遅延線２９
２−１〜２９２−１２を直列接続した回路、割算器２９
４及び乗算器２９６で構成される。

【０２０９】タップ遅延線２９２−１〜２９２−１２の
直列回路に対しては前段のローパスフィルタ９８からベ
ースバンド信号に変換された振幅情報が順次入力する。
タップ遅延線２９２−１〜２９２−１２に１２シンボル
分の振幅情報が揃った状態で、割算器２９４は図４９に
示した非線形量子化部からの８ビットの非線形量子化デ
ータをデータＸとして入力し、その逆数（１／Ｘ）を出
力する。

【０２１０】乗算器２９６で最終段のタップ遅延線２９
２−１２より順次出力される第１シンボルから第１２シ
ンボルの各振幅情報に逆数（１／Ｘ）を掛け合わせ、ア
ナログ振幅情報の振幅正規化を施す。このような非線形
量子化データＸの逆数（１／Ｘ）の乗算で得られた情報
は非線形量子化残アナログ信号と呼ばれ、レベル的にデ
ータ信号点に重畳してもメインのデータから見るとノイ
ズとしてしか見えない小さいレベルに収まる。

【０２１１】再び図４６を参照するに、アナログ／ディ
ジタル信号作成回路部２５０で生成された８ビットの最
大振幅値情報は、データ信号点発生部３８に出力され
る。また、データ信号点発生部３８に対してはシリアル
／パラレル変換部２５４によりシリアルデータからパラ
レルデータに変換された送信データ３４が１フレーム周
期につき４０ビット単位に供給される。

【０２１２】図５１は図４６のシリアル／パラレル変換
部に設けたシリアル／パラレル変換器２６２の詳細を示
す。シリアル／パラレル変換器２６２には送信データ３
４が９６００ｂｐｓのシリアルデータとして入力され、
また読込クロック２６４として９６００Ｈｚのクロック
が供給され、更にフレーム同期クロック２６６として２
４０Ｈｚのクロックが与えられている。

【０２１３】シリアル／パラレル変換器２６２はフレー
ム同期クロック２６６で決まるフレーム周期毎に読込ク
ロック２６４により４０ビットのシリアル送信データ３
４を読み込んで、４０ビットのパラレルデータ２６８を
出力する。

【０２１４】再び図４６を参照するに、データ信号点発
生部３８にはスクランブラー及びグレイコード／ナチュ
ラルコード変換機能を備えた変換部２６４、トレリス符
号化機能を備えたデータ信号点発生回路２６６、及びフ
レーム同期回路２６８が設けられる。

【０２１５】変換部２６４は図５２に詳細を示すよう
に、パラレル／シリアル変換器４６６，スクランブラー
４６８，シリアル／パラレル変換器４７０及びグレイコ
ード／ナチュラルコード変換器４７２を備える。

【０２１６】パラレル／シリアル変換器４６６には図５
１に示したシリアル／パラレル変換器２６２からの４０
ビットのメインの送信データであるパラレルデータ２６
８と、図４６のアナログ／ディジタル信号作成回路部２
５０からのディジタル信号である最大振幅値を示す８ビ
ットのパラレルデータとの合計４８ビットが並列入力さ
れている。

【０２１７】また、フレーム同期クロック２６６として
２４０Ｈｚのクロックが与えられ、読込クロック２６４
として１１．５２ｋＨｚのクロックが与えられている。
従って、パラレル／シリアル変換器４６６はフレーム同
期クロック２６６で決まるフレーム周期毎に並列入力し
ている４８ビットのパラレルデータをシリアルデータに
変換してスクランブラー４６８に出力する。スクランブ
ラー４６８はＣＣＩＴＴの勧告に従った公知のものであ
る。

【０２１８】シリアル／パラレル変換器４７０はスクラ
ンブルが済んだシリアルデータを再び４０ビットのパラ
レルデータに変換する。

【０２１９】図５３はトレリス符号化機能を備えたデー
タ信号点発生部３８の詳細を示したもので、４ビット選
択部２７４，変換テーブル１１４，タップ１１６，１１
８を備えた位相差分回路、畳み込み符号器１２０及び信
号点発生用ＲＯＭ１１２−３で構成される。

【０２２０】４ビット選択部２７４に対しては、前段で
スクランブル及びナチュラルコードへの変換が済んだ４
８ビットデータが並列に入力され、動作クロックとして
２４０Ｈｚ×１２シンボル＝２８８０Ｈｚのクロックが
与えられており、この動作クロック毎に第１ビットから
第４８ビット目まで４ビット単位に順次選択して出力す
る。

【０２２１】４ビット選択部２７４から出力された４ビ
ットの内、２ビットは位相差分回路で位相差分をとった
後、畳み込み符号器１２０で符号化され、トレリス符号
化の手順に従った冗長１ビットが付加されて３ビットと
して出力される。このため、信号点発生用ＲＯＭ１１２
−３に対しては５ビットが並列入力される。

【０２２２】信号点発生用ＲＯＭ１１２−３には、図４
５に示した３２値のデータ信号点が５ビットのアドレス
指定により格納されており、入力した５ビットに対応す
る特定のデータ信号点１２２を出力する。更に、信号点
発生用ＲＯＭ１１２−３は発生したデータ信号点１１２
が存在する位相平面の象限情報２７６を出力する。この
象限情報は第１象限で（１＋ｊ０）、第２象限で（０＋
ｊ１）、第３象限で（−１＋ｊ０）、更に第４象限で
（０−ｊ１）となる。

【０２２３】図５４は図４６のデータ信号点発生部３８
に設けたフレーム同期回路２６８の詳細を示す。このフ
レーム同期回路２６８は４ビットカウンタ２８０とＲＯ
Ｍ２８４で構成される。４ビットカウンタ２８０は２８
８０Ｈｚの変調クロック２８２を計数し、２４０Ｈｚの
フレーム同期クロック２６６毎にリセットされる。

【０２２４】即ち、図５５のタイムチャートに示すよう
に、フレーム同期クロックで決まる１フレーム周期毎に
変調クロックを４ビットカウンタ２８０で１２個計数
し、第１番目から第１２番目のシンボルを示すフレーム
位相番号１〜１２を出力する。

【０２２５】ＲＯＭ２８４には図５６に示すように４ビ
ットカウンタ２８０からの位相番号に対応した位相角を
示すフレーム同期データを格納している。このフレーム
同期データは１２相単位に繰り返し変化する値となって
いる。このようなフレーム同期回路２６８で作成された
フレーム同期データはデータ信号点発生回路２６６から
のデータ点信号に掛け合わされて、受信側でフレーム同
期信号の復調を可能とする。

【０２２６】また、フレーム同期回路２６８で作成され
たフレーム同期信号は、図４６の受信部３０に設けてい
るシリアル／パラレル変換部２６２，符号変換器２６
４，アナログ／ディジタル信号作成回路部２５０の各回
路部に供給されてフレーム同期に従った処理を行ってい
る。

【０２２７】次に図４６の受信部３０に設けている位相
ランダム回路部５２を説明すると、位相ランダム回路部
５２はビット抽出回路部１００，位相変換回路部１０２
及び乗算部１０４で構成される。

【０２２８】図５７は図４６のビット抽出回路部１００
の詳細を示したもので、データ信号点発生部３８の変換
部２６４から出力されたスクランブルが済んでナチュラ
ルコードに変換された４８ビットのパラレルデータ２７
２を入力する。ビット抽出部１００は２４０Ｈｚのフレ
ーム同期クロック２６６で動作し、４８ビットのパラレ
ルデータを３ビット単位に１２シンボル分即ち３６ビッ
ト抽出して出力する。

【０２２９】ビット抽出部１００からの抽出データは図
５８に示すように、ビット抽出出力「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀」
を示すビット番号の組合せで第１シンボル目から第１２
シンボル目まで順次次段の位相変換回路部１０２に供給
され、位相変化角を出力する。位相変換回路部１０２に
は図１７に示した位相変化角を４５°単位で示す８値の
ベクトルデータが格納されており、ビット抽出回路部１
００からの３ビット入力Ｘ₂，Ｘ₁，Ｘ₀の値に対応する
位相変化角のベクトルデータを読み出して乗算部１０４
に出力する。

【０２３０】乗算部１０４にはアナログ／ディジタル信
号作成回路部２５０の振幅制御回路部２７８より非線形
量子化残アナログ信号が与えられており、これに位相変
化角を掛け合わせることで図２２（Ｂ）に示した８値の
位相回転を与えて、図２２（Ａ）に示すような相関をも
っている分布を図２２（Ｃ）に示すようにランダム化し
て無相関とする。

【０２３１】図５９は図４６のデータ信号点発生回路２
６６に続いて設けている加算部４０，乗算器２７０及び
乗算器２７２の部分の詳細を示す。

【０２３２】図５９において、トレリス符号化機能を備
えたデータ信号点発生回路２６６から出力されたデータ
信号点は加算部４０でアナログ情報の重畳を受けるが、
加算部４０でデータ信号点に重畳する前に乗算器２７０
で象限判定回路２７８の判定出力に基づいて所定の位相
回転を行っている。

【０２３３】即ち、アナログ情報を単純に加算部４０で
データ信号点に重畳した場合には、回線上でのキャリア
の位相ずれが生じた場合に受信側でリアル成分とイマジ
ナリー成分を逆に再生してしまうことが起きる。これを
防止するため本発明にあっては、象限判定回路２７８で
データ信号点の象限を判定し、データ信号点の象限に応
じてアナログ情報として重畳するベクトルを所定角度位
相回転させた後に重畳する。

【０２３４】象限判定回路部２７８による象限判定と判
定出力は図６０に示すようになり、第１象限での位相回
転は０°、第２象限では９０°、第３象限では１８０
°、第４象限では２７０°となり、従ってアナログ情報
としてのベクトルは乗算器２７０における判定出力の乗
算で第１象限のベクトル位置に位相回転されることにな
る。

【０２３５】このため、データ信号点が位相平面で第１
象限から第４象限のいずれかにあっても、データ信号点
に重畳するアナログ情報のベクトルは、データ信号点が
第１象現に位置した場合と同じ小円の位相平面の象限に
存在することとなり、回線上でキャリアの位相ずれが生
じてもリアル成分とイマジナリー成分を逆に再生してし
まうことを確実に防止できる。データ信号点発生部３８
に続いて設けられた変調部４２の詳細は図５の実施形態
と同じになる。更に、アナログＬＳＩ４５についても図
５の実施形態と同じである。 ９．第２発明送信部の動作 図４６において、まずホストコンピュータまたは端末装
置等から出力された送信データはシリアル／パラレル変
換部２６２に入力され、９６００ｂｐｓの送信データ３
４はフレーム同期周波数２４０Ｈｚでパラレル変換さ
れ、４０ビットのパラレルデータとなる。シリアル／パ
ラレル変換部２５４からの４０ビットのパラレルデータ
はデータ信号点発生部３８の変換部２６４に与えられ
る。

【０２３６】一方、電話からの音声信号あるいはファク
シミリ装置からの０．３〜３．４ｋＨｚのパスバンド帯
域をもつアナログパスバンド信号４８はアナログＬＳＩ
部５５のローパスフィルタ９０で不要成分を除去した
後、Ａ／Ｄコンバータ９２によりボーレート周波数２８
８０Ｈｚの整数倍でサンプリングされ、アナログ信号か
らディジタル信号に変換されてディジタル振幅値を得
る。

【０２３７】Ａ／Ｄコンバータ９２の出力はアナログパ
スバンド信号であるため、ベースバンド変換部５０でア
ナログベースバンド信号に変換される。即ち、キャリア
発生部９６からのキャリア信号を用いて復調部９４で復
調してパスバンド帯域の信号に変換する。このとき帯域
３１０Ｈｚ〜３１９０Ｈｚの信号をパスバンド帯域に取
り込むため、復調に使用するキャリア周波数としては、 ３５００Ｈｚ÷２＝１７５０Ｈｚ を使用する。復調部９４によるパスバンド帯域への復調
にあっては、和成分と差成分の両方が出力されるため、
ローパスフィルタ９８により不要な和成分を除去する。

【０２３８】次にアナログ／ディジタル信号作成回路部
２５０のパワー計算部２７４において、アナログベース
バンド信号のパワーが計算され、１フレームで送信する
１２シンボル分のアナログベースバンド信号から求めた
パワーがデータ格納ＲＡＭ２７２に記憶される。

【０２３９】データ格納ＲＡＭ２７２に記憶した１２シ
ンボル分のパワーの中からは最大値検出回路２７６で最
大値が検出され、非線形量子化部２７６による非線形量
子化で８ビットの振幅最大値を示す非線形量子化データ
を得て、データ信号点発生部２６４に設けた変換部２６
４に供給する。このため、変換部２６４はフレーム周期
毎に４０ビットのパラレル送信データと８ビットの最大
振幅値データの入力を受ける。

【０２４０】また、非線形量子化部２７６で求めた８ビ
ットの最大振幅値の非線形量子化データは振幅制御回路
部２７８に与えられ、その逆数をデータ格納ＲＡＭ２７
２に記憶している１フレームで送る１２シンボル分のパ
ワー値、即ち振幅情報のそれぞれに掛け合わすことで正
規化し、データ信号点に重畳するための非線形量子化残
アナログベースバンド信号を１２シンボル分順次求め
て、位相ランダム回路部５２に出力する。

【０２４１】データ信号点作成部３８の変換部２６４に
入力されたパラレル送信データ４０ビットと非線形量子
化された８ビットの最大振幅値データはスクランブラー
によりランダム化されると共に、和分操作を容易とする
ようにグレイコードからナチュラルコードに変換され、
ナチュラルコードに変換された後のパラレル４８ビット
データはデータ信号点を発生するため、トレリス符号化
機能を備えたデータ信号点発生回路２６６に入力され
る。

【０２４２】データ信号点発生回路２６６にあっては、
この実施形態にあっては１フレームで１２シンボルを送
ることから、４ビット／シンボルのデータとなり、トレ
リス符号化により冗長１ビットを加えた５ビットとな
り、最終的に信号点発生用のＲＯＭに入力して、図４５
に示した３２値のデータ信号点のいずれかの対応するデ
ータ信号点に変換して出力する。

【０２４３】一方、位相ランダム回路部５２にあって
は、データ信号点発生部３８に設けている変換部２６４
からの４８ビットのパラレル出力データを入力し、ビッ
ト抽出回路部１００で図５７に示したように３ビット×
１２シンボル分を順次抽出し、図５８に示す３ビット抽
出データ「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀」を得て位相変換回路部１０
２に設けたＲＯＭをアクセスし、図２２（Ｂ）に示した
ような８値の位相変化角を得る。

【０２４４】位相変換回路部１０２からの位相変化角は
乗算部１０４においてアナログ／ディジタル信号作成回
路部２５０からの非線形量子化残アナログベースバンド
信号に掛け合わされ、受信側に設けている自動等化器の
タップ係数の収束を可能とするためにランダム化により
無相関とする。

【０２４５】続いてデータ信号点発生部３８に設けた乗
算器２７０において、図６２に示したようにデータ信号
点の象限判定結果に応じた非線形量子化残アナログ信号
のベクトルを常に基準象限としての第１象限となるよう
に位相回転した後、加算部４０でデータ信号点に重畳す
る。

【０２４６】更に、非線形量子化残アナログ信号を重畳
したデータ信号点を乗算部２７２にでフレーム同期回路
２６８からのフレーム同期データを掛け合わせ、データ
変調部４２に出力する。

【０２４７】データ変調部４２はロールオフファルタ８
０により信号を帯域整形した後に、変調部８２で図９に
示したようにキャリア周波数を用いて変調し、情報とし
て送信するのはリアル成分とイマジナリー成分の一方で
よいため、通常、リアル成分のみを抽出して伝送する。

【０２４８】最終的に変調信号はアナログＬＳＩ部４５
のＤ／Ａコンバータ８６でディジタル変調信号からアナ
ログ変調信号に変換される。このアナログ変調信号には
サンプリング周波数に伴う高調波が含まれていることか
ら、ローパスフィルタ８８により必要な帯域外成分を除
去し、アナログ回線４６に出力する。

【０２４９】尚、アナログ回線４６が２線式であり、モ
デムとして図４６の送信部、及び次に詳細を示す図６４
の受信部３２を備えている場合には、図５に示したよう
にハイブリッド回路４４を介して２線式のアナログ回線
４６に接続する。また、ハイブリッド回路４４を設けた
場合には、受信部３０に図５に示すようにエコー推定部
５６，エコー除去を行う加算部５８を設け、加算部５８
で送信信号から推定したエコー成分を除去した受信信号
を受信部３２に供給する。 １０．第２発明受信部の詳細 図６１は図４３に示した第２発明の受信部３２の詳細を
示した実施形態構成図である。図６１において、復調等
化部６０には変調部２０２，キャリア発生部２０４，ロ
ールオフフィルタ２０６，ベースバンド型自動等化器２
０８，キャリア自動位相制御部２１０，フレーム同期回
路２９０及び乗算部２９２が設けられている。復調等化
部６０の詳細は図２３の第１発明の受信部に示した通り
である。

【０２５０】次の軟判定部６２にあっては、送信側での
トレリス符号化により付加した冗長１ビットを利用する
ことにより、回線上生じたエラーを訂正可能としてお
り、一般によく知られているビタビアルゴリズムによる
最尤推定法に従って正しいデータ信号点を判定する。

【０２５１】次の符号変換部６４は、判定されたデータ
信号点を符号変換用のＲＯＭのアドレスとして入力し、
対応する４ビットのデータを出力する。次の符号変換部
２９４は１フレームを構成する１２シンボル分のデータ
信号点から４８ビットのデータを復元した後に、デスク
ランブルを行い、更にナチュラルコードからグレイコー
ドに変換した後、４８ビットパラレル出力の中から上位
４０ビットをパラレル／シリアル変換器２９６に出力
し、パラレルデータに変換してこれを受信データ６８と
して出力する。また、符号変換器２９４は下位８ビット
を最大振幅値データとして振幅逆変換回路部２５６に出
力する。

【０２５２】一方、加算部７２は判定前の信号点データ
から判定後の信号点データを差し引くことで、データ信
号点に重畳した非線形量子化残アナログ信号を復調す
る。この場合、軟判定回路部６２における軟判定に時間
がかかることから、この遅延分を補償するため、遅延部
７０を介して判定前のデータ信号点を加算部７２に供給
している。

【０２５３】次の乗算部２９８にあっては、軟判定部６
２における判定後データ信号点の存在する位相平面の象
限判定結果に基づいて、非線形量子化残アナログ信号を
送信側とは逆方向の位相回転を加えて元に戻す。

【０２５４】即ち、図６２に詳細を示すように、軟判定
部６２に設けた軟判定回路６２−１からの判定後のデー
タ信号点について、象限判定部３０８でデータ信号点の
存在する位相平面の象限を判定し、判定出力を乗算器２
９８に加えて、復調された非線形量子化残アナログ信号
と掛け合わせ、元の象限にベクトルを戻す。

【０２５５】象限判定部３０８は図６３に示す象限判定
に対する判定出力を生ずる。即ち、データ信号点が第１
象限であればベクトルの位相回転は行わず、第２象限で
あれば送信側と逆に９０°回転し、第３象限であれば送
信側と逆に１８０°回転し、更に第４象限であれば送信
側と逆に２７０°回転する。

【０２５６】再び図６１を参照するに、ランダム逆変換
部７４はビット抽出部２１２，位相逆変換部２１４を備
え、符号変換部６４からの４８ビットの再生データに基
づいて図５７及び図５８に示した送信側と同様のビット
抽出後に送信側とは逆の位相変化角を発生する。即ち図
３１に示した３ビットの入力ビット列「Ｘ₂ Ｘ₁
Ｘ ₀」に対応する位相変化角を与えるベクトルデータを
出力し、図３６（Ｄ）に示す位相逆変化角を発生し、こ
れを図６１の乗算部２１６で復調された非線形量子化残
アナログ信号に掛け合わせることで逆ランダム化し、相
関をもった元の非線形量子化残アナログ信号に変換す
る。

【０２５７】振幅逆変換回路部２５６は乗算部３００と
ＲＯＭ３０２を備える。ＲＯＭ３０２は非線形量子化を
行うものとし、８ビットの振幅最大値データ、即ち非線
形量子化データをアドレスとして対応する逆量子化され
た最大振幅値を格納し、乗算部３００はＲＯＭ３０２を
用いて逆量子化された最大振幅値をランダム逆変換部７
４を介して得られた非線形量子化残アナログ信号、即ち
送信側で振幅最大値を用いて正規化された信号に逆量子
化で復調した最大振幅情報を掛け合わせることで、デー
タ信号点の受信毎に対応する振幅値とアナログベースバ
ンド信号を再生する。

【０２５８】次のインタ・ポレーション・フィルタ部３
０４にはロールオフフィルタ３０６が設けられ、帯域制
限と波形整形を行う。パスバンド変換部７６はキャリア
発生部２２２と変調部２２０を備え、アナログベースバ
ンド信号をアナログパスバンド信号に変換する。このパ
スバンド変換部７６の詳細は図２３の第１発明の受信部
３２と同じである。更にＤ／Ａコンバータ２２４及びロ
ーパスフィルタ２２６を備えたアナログＬＳＩ部８５が
設けられる。このアナログＬＳＩ部８５の詳細も図２３
の第１発明の受信部３２と同じである。 １１．第２発明受信部の動作 次に図６１の受信部３２の受信動作を説明する。アナロ
グ回線からの受信信号１９２は復調等化部６０の変調部
２０２に入力され、キャリア発生部２０４からのキャリ
ア信号を用いてパスバンド信号からベースバンド信号に
変換される。このとき和成分と差成分の両方が生ずるこ
とから、必要な和成分については波形成形を兼ねた次の
ロールオフフィルタ２０６で除去する。

【０２５９】続いてベースバンド型自動等化器２０８に
より波形等化を行い、更にキャリア自動位相制御部２１
０で回線上生じた周波数オフセットや位相ジッタ等を除
去し、乗算部２９２でフレーム同期回路２９０からのフ
レーム同期信号を乗算してフレーム同期をとった後、デ
ータ信号点を得る。

【０２６０】続いて軟判定部６２で送信側とのトレリス
符号化に伴って付加した冗長１ビットを利用し、ビタビ
アルゴリズムに従った最尤推定法に従って正しいデータ
信号点を判定する。続いて符号変換部６４でデータ信号
点を４ビットデータに変換し、変換部２９４で１フレー
ムで受信した１２シンボル分のビットデータ４８ビット
が揃ったフレーム周期のタイミングで４０ビットを送信
データとして分離して、パラレル／シリアル変換器２９
６でシリアルデータに変換して受信データ６８として出
力する。

【０２６１】また変換部２９４で分離した８ビットの非
線形量子化データ即ち振幅最大値データは、振幅逆変換
回路部２５６のＲＯＭ３０２に与えられ、逆量子化され
る。

【０２６２】一方、軟判定部６２から判定出力が得られ
たときに遅延部７０で遅延していた判定前のデータ信号
点から加算部７２で判定後のデータ信号点を差し引い
て、データ信号点に重畳した非線形量子化残アナログ信
号を復調する。更に、乗算部２９８で軟判定部６２で判
定されたデータ信号点の象限判定に基づいて送信側で回
転したベクトルを元の象限に戻すように逆回転する。続
いて、ランダム逆変換部７４でランダム逆変換を行って
ベースバンド信号に変換した後、振幅逆変換回路部２５
６に供給する。

【０２６３】振幅逆変換回路部２５６の乗算部３００は
復調された非線形量子化残アナログ信号が送信側でシン
ボル単位にパワーを正規化されていることから、ＲＯＭ
３０２からの逆量子化された最大振幅値を掛け合わせる
ことで、パワーとしての振幅値を逆正規化し、シンボル
単位にアナログベースバンド信号を再生する。

【０２６４】再生されたアナログベースバンド信号はイ
ンタポレーション・フィルタ部３０４のロールオフフィ
ルタ３０６により帯域制限及び波形成形を受けた後、パ
スバンド変換部７６においてパスバンド帯域のアナログ
パスバンド信号に変換される。更にアナログＬＳＩ部８
５のＤ／Ａコンバータ２２４によりアナログパスバンド
信号はディジタル象限からアナログ信号に変換され、ロ
ーパスフィルタ２２６で不要な帯域成分を除去すること
で元のアナログパスバンド信号７８を得ることができ
る。 １２．音声２チャネルを伝送する第３発明の基本実施形
態 図６４は第３発明の基本構成を示した実施形態構成図で
あり、この第３発明にあっては単一のアナログ回線を用
いて音声２チャネルを同時に多重伝送するようにしたこ
とを特徴とする。勿論、ファクシミリ信号２チャネルの
同時伝送であってもよいし、音声信号とファクシミリ信
号の２チャネル同時伝送であってもよい。 図６４にお
いて、送信部３０と受信部３２はアナログ回線４６を介
して接続される。

【０２６５】送信部３０は図４３に示した第２発明の場
合と同様、データをデータ信号点に変換して伝送するた
め、時分割多重回路部２５４，データ信号点発生部３
８，加算部４０及びデータ変調部４２を設けている。こ
の点は受信部３２についても同様であり、復調等化部６
０，判定部６２，符号変換部６４及び時分割分配回路部
２５８を設けている。

【０２６６】このような送信データをデータ信号点に変
換した後に変調して送り受信側で復調する信号系につい
て、本発明は、第１発明及び第２発明のように送信デー
タと音声またはファクシミリ信号を多重伝送するのでは
なく、２チャネルの音声信号またはファクシミリ信号の
伝送のみに使用する。従って第３発明にあっては、基本
的にはホストコンピュータや端末装置等からの送信デー
タの伝送しない。

【０２６７】更に送信部３０には２チャネル分のアナロ
グ・ディジタル信号作成回路部３１０，３１２が設けら
れる。アナログ・ディジタル信号作成回路部３１０，３
１２はベースバンド変換部５０−１，５０−２、残アナ
ログ信号作成部２５０−１，２５０−２、振幅値非線形
逆量子化部２５２−１，２５０−２、更に位相線形量子
化部３１４−１，３１４−２を有する。

【０２６８】この第３発明にあっては、新たに位相線形
量子化部３１４−１，３１４−２が追加された点が図４
３の第２発明と異なり、それ以外は同じになる。また、
加算部４０でデータ信号点には２つのチャネルについて
生成した非線形量子化残アナログ信号を重畳するため、
一方のチャネルＣＨ１の残アナログ信号作成部２５０−
１からは非線形量子化残アナログ信号のリアル成分Ｒを
出力し、他方のチャネルＣＨ２の残アナログ信号作成部
２５０−２からは非線形量子化残アナログ信号のイマジ
ナリー成分Ｉを出力し、加算部３１６で加算した後、加
算部４０でデータ信号点に加えている。

【０２６９】更に非線形量子化残アナログ信号の極性を
データ１ビットに利用することで、位相線形量子化部３
１４−１，３１４−２の各１ビットをデータ信号点の信
号重畳に含ませて送るようにしている。

【０２７０】受信部３２についても２つのチャネルに対
応してディジタル／アナログ再生回路部３２０，３２２
が設けられる。ディジタル／アナログ再生回路部３２
０，３２２には振幅値非線形逆量子化部２６０−１，２
６０−２、位相線形逆量子化部３２４−１，３２４−
２、ディジタル／アナログ信号合成回路２５６−１，２
５６−２、パスバンド変換部７６−１，７６−２が設け
られる。

【０２７１】また、判定部６２における判定前のデータ
信号点から判定後のデータ信号点を差し引いてデータ信
号点に重畳した信号を復調する加算部７２が設けられ
る。加算部７２からの復調信号は分配部３１８でチャネ
ルＣＨ１のリアル成分とチャネルＣＨ２のイマジナリー
成分に分離され、それぞれディジタル／アナログ信号合
成回路２５６−１，２５６−２に与えられる。

【０２７２】このような音声２チャネルの同時伝送を可
能とするため本発明にあっては、第２発明と同様、ボー
レート周波数を２８８０Ｈｚとし、また１フレームで１
２シンボルを送るとすると、フレーム周波数は２４０Ｈ
ｚとなり、各音声チャネル毎にディジタル情報として最
大振幅情報，最大位相情報，高速位相情報を送り、更に
データ信号点重畳情報として高速振幅情報を送るものと
する。この場合の伝送に必要なビット割当ては次のよう
になる。

【０２７３】

【表１】

【０２７４】即ち、音声２チャネルの同時伝送でディジ
タル情報としては１フレームで７２ビットを送る必要が
あり、従って１フレームを１２シンボルとすると、１シ
ンボル当り６ビットに割当てた時分割多重伝送となり、
位相平面におけるデータ信号点は６４値となるが、更に
トレリス符号化による冗長１ビットを加えた７ビット／
シンボルであることから１２８値となる。 １３．第３発明送信部の詳細 図６５は図６４の送信部３０の詳細を示した実施形態構
成図である。図６５において、チャネルＣＨ１側を具体
的に示したアナログ／ディジタル信号作成回路部３１０
を見ると、アナログＬＳＩ部５５，データ格納ＲＡＭ２
７２，パワー計算部２７４，最大値検出部２７６，非線
形量子化部２７６は図４６に示した第２発明の実施形態
と基本的に同じである。

【０２７５】また、データ信号点発生部３８，変調部４
２，アナログＬＳＩ部４５、更に位相ランダム回路部５
２についても、１フレームで送信するデータビットが７
２ビットとなっている点以外は図４６の受信部３２と同
じになる。

【０２７６】図６６は図６５の音声２チャネルにおける
フレーム構成を示しており、フレーム周波数２４０Ｈｚ
で決まるフレーム周期前半３６ビットを音声チャネルＣ
Ｈ１に割り当て、後半３６ビットを音声チャネルＣＨ２
に割り当てている。また、１フレームは１２シンボルの
時分割で終わることから、７２ビットデータを６ビット
ずつ取り出してデータ信号点を発生させる。実際にはト
レリス符号化により６＋１ビット／シンボルでデータ信
号点を発生させる。

【０２７７】図６５の送信部３０において、新たに設け
られたものは位相差分回路部３３０及び最大値検出・量
子化回路部３３２であり、更に振幅情報作成部２７８に
おいてチャネルＣＨ１はリアル成分を、チャネルＣＨ２
側はイマジナリ成分を出力する点が異なる。

【０２７８】図６７は図６５の位相差分回路部３３０の
詳細を示す。ここで、人間の視聴特性は低周波に敏感で
あり、高周波に関しては鈍感であることから、ボーレー
ト周波数２８８０Ｈｚでサンプリングした音声信号の位
相変位角については、人間の聴覚特性を最大限に利用し
た位相量子化を実施する。

【０２７９】このため、図６７に示す位相差分回路部に
設けた乗算部３３４において、シンボル毎のアナログベ
ースバンド信号（ディジタル値表記）でキャリア周波数
１４４０Ｈｚを乗算して周波数を右にシフトし、低周波
の移送量を最小化し、高周波の移送量を最大化する。続
いてＡＧＣ部３３６で単位円を作成し、乗算部３３８を
用いてシンボル単位に位相差分値３４５を作成する。

【０２８０】図６８は図６５の位相差分回路部３３０に
続いて設けられた最大値検出・量子化回路部３３２の最
大値検出側の詳細を示したもので、ベクトルデータであ
る位相差分値３４５をスカラ量である角度に変換する変
換部３４２、１２シンボル分のタップ遅延線３４４−１
〜３４４−１２の直列回路部、タップ遅延線３４４−１
〜３４４−１２で得られた１２シンボル分の位相差分角
θ１〜θ１２を入力して、その中の最大値θｍａｘを検
出する最大値検出部３４６を備える。

【０２８１】最大値検出部費３４６は１２シンボル分の
位相差分角θ１〜θ１２の中から検出した最大値θｍａ
ｘを４ビットで表現している。

【０２８２】図６９は図６８の最大値検出部に続いて設
けられる量子化部側の詳細を示したもので、上位ビット
抽出部３４８とＲＯＭ３５０を備える。上位ビット抽出
部３４８は４ビットで表現された位相角最大値θｍａｘ
の上位４ビットを抽出し、ＲＯＭ３５０に入力する。Ｒ
ＯＭ３５０には図７０に示す４ビット入力をアドレスと
した位相正規化情報が格納されており、１フレーム当り
１２シンボル分の位相情報を正規化する。

【０２８３】この位相正規化情報３５２は更に図７１に
示す最大値検出・量子化回路部３３２の量子化回路部側
の最終段の回路部に与えられる。図７１の位相量子化回
路部の最終段は乗算器３５４と３ビット情報抽出部３５
６で構成される。３ビット情報抽出部３５６には入力位
相情報に対応した３ビットデータが格納されている。乗
算部３５４は位相正規化情報３５２を乗算部３５４で位
相最大値θｍａｘに掛け合わせてスカラ量としての位相
情報を求め、これをアドレスとして図７２に示す変換内
容をもつ３ビット情報抽出部３５６で対応する３ビット
情報に変換し、、３ビット分での高速量子化を行う。

【０２８４】３ビット情報抽出部３５６からの３ビット
データは、上位２ビットについてはディジタル信号とし
てデータ信号点の時分割で送り、最下位ビットＬＳＢに
ついてはアナログ信号として非線形量子化残アナログ信
号の極性を制御して送る。

【０２８５】このため、１シンボル当り２ビットの位相
情報が得られることから、１フレームで送る１２シンボ
ル分の位相情報は音声１チャネルにつき２４ビットとな
り、これに位相最大値θｍａｘを示す４ビットが加わる
ことで、位相情報は合計２８ビットとなる。更に、非線
形量子化により得られた振幅最大値８ビットが加わるこ
とで音声１チャネルは１フレーム当り合計３６ビットと
なり、従って音声２チャネルでは１フレーム当り合計７
２ビットとなる。

【０２８６】図７３は図６５の振幅情報作成部２７８の
詳細を示している。図７３において、振幅情報作成部２
７８は乗算器３５８，３６２，３６６、ＡＧＣ部３６０
及び割算器３６４で構成される。乗算部３５８はシンボ
ル毎に得られたアナログベースバンド信号（ディジタル
値表記）にＡＧＣ部３６０で半径１．０を与えるレベル
を掛け合わせて正規化した後、ここではチャネルＣＨ１
側を例にとっていることからリアル成分を乗算器３６２
に入力する。

【０２８７】一方、非線形量子化部２７６で求められた
８ビットの非線形量子化後の振幅最大値Ｘは割算器３６
４で逆数（１／Ｘ）が求められ、乗算器３６２で乗算器
３５８からのリアル成分に掛け合わせてデータ符号点に
重畳する非線形量子化残アナログ信号を得る。

【０２８８】更に乗算器３６６において、図６９に示し
た３ビット情報抽出部３５６から出力されたＬＳＢビッ
トに基づき、ＬＳＢ＝１のとき＋１．０を掛け合わせ、
ＬＳＢ＝０のとき−１．０を掛け合わせて極性を反転
し、リアル成分の非線形量子化残アナログ信号の極性で
位相情報の１ビットを表現し、データ信号点に重畳して
伝送させる。

【０２８９】即ち、図７３の振幅情報作成回路部２７８
にあっては、乗算器３６６で位相情報から振幅成分のベ
クトル情報を複素共役で正規化し、位相情報１ビットを
含む振幅情報を得る。

【０２９０】尚、図６５のチャネルＣＨ２側のディジタ
ル信号作成回路部３２８に設けた振幅情報作成回路部２
７８にあっては、図７３において乗算器３８５からのイ
マジナリー成分Ｉについて同様な処理を行うことにな
る。 図７４は図６５のデータ信号点発生部３４に設け
た変換部２６４の詳細を示したもので、パラレル／シリ
アル変換器３６６，スクランブラー３６８，シリアル／
パラレル変換器３７０及び１２シンボル分のグレイコー
ド／ナチュラルコード変換器３７２−１〜３７２−１２
で構成される。

【０２９１】パラレル／シリアル変換器３６６には音声
チャネルＣＨ１，ＣＨ２の各々につき最大振幅情報８ビ
ット、最大位相情報４ビット、及び１２シンボル分の位
相情報２４ビットがパラレル入力し、２４０Ｈｚのフレ
ーム同期クロック２６６と１７．２８ｋＨｚの読込クロ
ック２６４を用いて１フレーム周期でパラレルデータに
変換し、スクランブラー３６８でスクランブルを行った
後、同時にシリアル／パラレル変換器３７０で元の７２
ビットパラレルデータに戻す。

【０２９２】グレイコード／ナチュラルコード変換器３
７２−１〜３７２−１２はシリアル／パラレル変換器３
７０からの７２ビットパラレル出力を６ビット単位に入
力し、ナチュラルコードに変換して出力する。 １４．第３発明送信部の動作 図６５における音声２チャネルの伝送動作を説明する。
まず０．３ＫＨｚ〜３．４ｋＨｚの帯域をもつ音声信号
はチャネルＣＨ１及びチャネルＣＨ２のアナログパスバ
ンド信号４８−１，４８−２としてアナログ・ディジタ
ル信号作成回路部３２６，３２８のそれぞれに入力され
る。チャネルＣＨ１側に示すようにアナログパスバンド
信号４８−１は、アナログＬＳＩ部５５のローパスフィ
ルタ９０で不要成分を除去した後、Ａ／Ｄコンバータで
ボーレート周波数２８８０Ｈｚのサンプリング周波数で
サンプリングされて、ディジタル値表記に変換される。

【０２９３】続いてベースバンド変換回路部５０でアナ
ログベースバンド信号に変換され、データ格納ＲＡＭ２
７２に格納される。データ格納ＲＡＭ２７２に１フレー
ムを構成する１２シンボル分のアナログベースバンド信
号が格納されると、パワー計算部２７４，最大値検出部
２７６及び非線形量子化部による１２シンボルの中の最
大パワー検出値の非線形量子化データが作成され、８ビ
ットのディジタル信号として送出される。

【０２９４】同時に位相差分回路部３３０及び最大値検
出・量子化回路部３３２において１２シンボル分のアナ
ログベースバンド信号の位相量の最大値の検出に基づ
く、線形量子化された３ビットの位相情報と４ビットの
位相最大値が求められ、位相最大値４ビットと位相情報
２ビットを合わせた６ビットを各シンボル毎にデータ信
号点発生部３８に出力する。

【０２９５】位相情報の１ビットＬＳＢは非線形量子化
部２７６からの最大振幅値の８ビットデータと共に振幅
情報作成部２７８に与えられる。振幅情報作成部２７８
にあっては、データ格納ＲＡＭ２７２に記憶している１
２シンボル分のパワー値を読み出して非線形量子化によ
り求めた最大値の逆数を掛け合わせることで非線形量子
化残アナログ信号を求め、更に位相情報の１ビットＬＳ
Ｂの「１」でプラス、「０」でマイナスを掛け合わせて
極性を制御し、リアル成分について合成部３１６に供給
する。

【０２９６】同時にチャネルＣＨ２のアナログ・ディジ
タル信号作成回路部３２８側においてもイマジナリ成分
として位相情報１ビットの極性反転を受けた非線形量子
化残アナログ信号が出力されることとなり、両者を合わ
せて位相ランダム回路部５２に供給し、８値の位相角の
回転を与えてランダム化し、データ信号点発生部３８に
送る。

【０２９７】データ信号点発生部３８におけるトレリス
符号化、データ信号点の発生、発生したデータ信号点に
重畳するアナログ信号の象限判定に応じたベクトル回
転、更にフレーム同期信号の乗算、変調部４２における
変調、アナログＬＳＩ部４５におけるアナログ信号への
変換については、図４６の第２発明の実施形態と同じで
ある。 １５．第３発明受信部の詳細 図７５は図６４に示した第３発明の受信部３２の詳細を
示した実施形態構成図である。図７５において、復調等
化部６０，軟判定部６２，符号変換部６４，変換部２９
４，非線形量子化残アナログ信号を復調する遅延部７２
と加算部７２，復調したアナログ信号のベクトル回転を
元の象限に戻す乗算部２９８、更にランダム逆変換部７
４については、受信したデータ信号点が６ビット／シン
ボルであり、１フレームで７２ビットのデータを再生す
る点以外は、図６１の第２発明の受信部３２と同じにな
る。

【０２９８】また、音声２チャネルに対応してアナログ
ベースバンド信号復元回路部３７４，３７６、パスバン
ド変換部７６−１，７６−２及びアナログＬＳＩ部８５
−１，８５−２が設けられる。

【０２９９】アナログベースバンド信号復元回路部３７
４，３７６には、チャネルＣＨ１側に示すように、８ビ
ットの振幅最大値データを非線形逆量子化し、同時に復
調された非線形量子化残アナログ信号に掛け合わせて各
シンボル毎の振幅情報としてパワー値を再生する振幅逆
変換回路部３７８が設けられる。

【０３００】更に第３発明にあっては、送信側から位相
情報をディジタル信号として２４ビット（２ビット／シ
ンボル）送信しており、またアナログ信号の極性として
位相情報１ビットを送っており、更に位相最大値として
４ビットを送っていることから、これらの位相情報に対
し選択・位相和分回路部３８０及び乗算器３８６が設け
られる。

【０３０１】図７４は選択・位相和分回路部３８０の詳
細を示す。選択回路３８８は各シンボルの受信毎に得ら
れた２ビットの位相情報をシンボル受信に同期して順次
セレクトしてＲＯＭ３２に入力する。同時に、復調され
たアナログ情報３８５の極性を符号判定部３９０で判定
し、位相情報の１ビットＬＳＢをＲＯＭ３９２に入力す
る。この符号判定部３９０によるＬＳＢは符号が＋でＬ
ＳＢ＝１、符号が−でＬＳＢ＝０となる。

【０３０２】ＲＯＭ３９２は図７８に示すように、３ビ
ット情報を入力して対応する位相情報を出力する。一
方、ＲＯＭ３９６には線形量子化された最大位相情報の
４ビットが入力され、図７７に示すように、元の最大位
相情報に戻す。乗算器３９４はシンボル毎にＲＯＭ３９
２から出力される位相情報に最大位相情報を掛け合わせ
て逆量子化する。

【０３０３】更に、逆量子化された位相情報は変換器３
９８でスカラ量である位相角からベクトル情報に変換さ
れ、次の乗算器４００，振幅正規化部４０２及びタップ
遅延線４０４を用いて位相和分を求め、更に乗算器４０
６で−１４４０Ｈｚのキャリア周波数で位相和分情報を
ベースバンド情報にシフトして戻し、位相和分出力４０
８を生ずる。

【０３０４】図７９は図７５の振幅逆変換回路部３７８
の詳細を示したもので、絶対値回路４１０、８ビットの
振幅最大値データ４１４を非線形逆量子化するＲＯＭ４
１２、および乗算器４１６が設けられる。即ち、復元さ
れたアナログ情報３８５としてのアナログベースバンド
信号がもつ位相情報１ビットを表わす極性を絶対値回路
４１０で除去し、同時にＲＯＭ４１２で量子化されてい
る８ビットの振幅最大値データから振幅最大値情報を復
調し、両者を乗算器４１６で掛け合わせて振幅情報とし
てのパワー値を復元する。そして振幅逆変換回路部３７
８で求めたパワー値に、選択・位相和分回路部３８０で
求めた位相和分出力４０８を乗算器３８６で掛け合わせ
て元のアナログベースバンド信号を復元する。

【０３０５】次に図７５の受信部３２の動作を説明する
と、受信したデータ信号点からの１フレームにつき７２
ビットのディジタル信号の再生と、リアル成分とイマジ
ナリ成分で作られた非線形量子化残アナログ信号の復調
は、図６１の第２発明の場合と同じである。

【０３０６】その後の位相情報と振幅情報に基づく元の
アナログベースバンド信号の復元は送信側と逆の操作を
行えばよい。

【０３０７】

【発明の効果】以上説明してきたように本発明によれ
ば、メインのデータ信号等の第１信号の信号点が２次元
座標空間（位相平面）で第１象限から第４象限のいずれ
かにあっても、データ信号点に重畳するアナログ信号等
の第２信号のベクトルは信号点を中心とした小円の位相
平面の第１象現に存在することとなるため、回線上でキ
ャリアの位相ずれが生じても、リアル成分とイマジナリ
成分を逆に再生してしまうことを確実に防止できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本願第１発明の原理説明図

【図２】本願第２発明と第３発明の原理説明図

【図３】第１発明の基本構成となる第１実施形態をモデ
ムとして示した実施形態構成図

【図４】アナログ回線のエラーレートを示した特性図

【図５】図３の送信部詳細を示した実施形態構成図

【図６】９６００ｂｐｓモードで使用する図５のデータ
信号発生部の詳細説明図

【図７】９６００ｂｐｓモードの信号点の説明図

【図８】１４４００ｂｐｓモードで使用する図５のデー
タ信号発生部の詳細説明図

【図９】図５の復調部に設けた復調器の詳細説明図

【図１０】図５の復調部の他の実施形態構成図

【図１１】図５のベースバンド変換部の詳細説明図

【図１２】ベースバンド変換前のパスバンド信号の帯域
説明図

【図１３】ベースバンド変換後のベースバンド信号の帯
域説明図

【図１４】図５のベースバンド変換部の他の実施形態構
成図

【図１５】９６００ｂｐｓモードに用いる図５のランダ
ム変換部の詳細説明図

【図１６】図１５のパラレル変換部の変換特性図

【図１７】図１５の位相変換部による位相変換角の変換
特性図

【図１８】４８００ｂｐｓモードに用いる図５のランダ
ム変換部の詳細説明図

【図１９】図１８のパラレル変換部の変換特性図

【図２０】図５の最適振幅制限値判断部の詳細説明図

【図２１】図５の振幅制限部の詳細説明図

【図２２】図５の送信部におけるベースバンド信号、ラ
ンダム変換に用いる位相変化角、ランダム化されたベー
スバンド信号、データ信号点及び重畳信号を位相平面で
示した説明図

【図２３】図３の受信部の詳細を示した実施形態構成図

【図２４】図２３の復調等化部の他の実施形態を示した
実施形態構成図

【図２５】９６００ｂｐｓモードで用いる図２３の軟判
定部の詳細説明図

【図２６】１４４００ｂｐｓモードで用いる図２３の軟
判定部の詳細説明図

【図２７】図２３の遅延部の詳細説明図

【図２８】９６００ｂｐｓモードで用いる図２３のラン
ダム逆変換部の詳細説明図

【図２９】図２８のパラレル変換部の変換特性図

【図３０】図２８の位相逆変換部の変換特性図

【図３１】１４４００ｂｐｓモードで用いる図２３のラ
ンダム逆変換部の詳細説明図

【図３２】図３１のパラレル変換部の変換特性図

【図３３】図２３のパスバンド変換部に設けた変調部の
詳細説明図

【図３４】パスバンド変換前のベースバンド信号の帯域
特性図

【図３５】パスバンド変換後のパスバンド信号の帯域説
明図

【図３６】図２３の受信部における判定前データ信号
点、判定後データ信号点、データ信号点から抽出された
ベースバンド信号、ランダム逆変換に用いる位相逆変化
角、および逆変換したベースバンド信号を位相平面につ
いて示した説明図

【図３７】第１発明の第２実施形態を示した実施形態構
成図

【図３８】図３７のデータ信号点、音声ベースバンド信
号、重畳信号を位相平面で示した説明図

【図３９】第１発明の第３実施形態を示した実施形態構
成図

【図４０】第１発明の第４実施形態を示した実施形態構
成図

【図４１】第１発明の第５実施形態を示した実施形態構
成図

【図４２】第１発明の第６実施形態を示した実施形態構
成図

【図４３】第２発明の基本的な実施形態を示した実施形
態構成図

【図４４】図４３におけるフレーム構成の説明図

【図４５】図４３の実施形態で使用する３２値のデータ
信号点の説明図

【図４６】図４３の受信部の詳細を示した実施形態構成
図

【図４７】図４６のパワー計算部の詳細説明図

【図４８】図４６の最大値検出回路部の詳細説明図

【図４９】図４６の非線形量子化部の詳細説明図

【図５０】図４６の振幅制御回路部の詳細説明図

【図５１】図４６のシリアル／パラレル変換部の詳細説
明図

【図５２】図４６のデータ信号点発生回路部に設けた時
分割変換回路部の詳細説明図

【図５３】図４６のデータ信号点発生部の詳細説明図

【図５４】図４６のフレーム同期回路部の詳細説明図

【図５５】図４６のフレーム同期回路部の信号波形図

【図５６】図５４に設けたＲＯＭの格納内容の説明図

【図５７】図４６のビット抽出回路部の詳細説明図

【図５８】図４６の位相変換回路部の変換特性を示した
説明図

【図５９】図４６のデータ信号点発生回路の出力段の詳
細説明図

【図６０】図５９の象限判定部の判定出力の説明図

【図６１】図４３の受信部の詳細を示した実施形態構成
図

【図６２】図６１の軟判定部の詳細説明図

【図６３】図６２の象限判定部の判定出力の説明図

【図６４】第３発明の基本的な実施形態を示した実施形
態構成図

【図６５】図６４の送信部の詳細を示した実施形態構成
図

【図６６】図６４の第３発明におけるフレーム構成の説
明図

【図６７】図６５の位相差分回路部の詳細説明図

【図６８】図６５の最大値検出・量子化回路部の最大値
検出側の詳細説明図

【図６９】図６５の最大値検出・量子化回路部の量子化
側の詳細説明図

【図７０】図６９のＲＯＭの変換機能の説明図

【図７１】図６９に続く最大値検出・量子化回路部の量
子化側の詳細説明図

【図７２】図７１のビット情報抽出部の変換機能の説明
図

【図７３】図６５の振幅情報作成部の詳細説明図

【図７４】図６５のデータ信号点発生部に設けた時分割
変換回路部の詳細説明図

【図７５】図６４の受信部の詳細を示した実施形態構成
図

【図７６】図７５の選択・位相和分回路部の詳細説明図

【図７７】図７６の４ビット入力ＲＯＭの変換機能を示
した説明図

【図７８】図７６の３ビット入力ＲＯＭの変換機能を示
した説明図

【図７９】図７５の振幅逆変換回路部の詳細を示した説
明図

【図８０】従来のディジタル基幹回線による伝送形態の
説明図

【図８１】従来のアナログ回線による伝送形態の説明図

【符号の説明】

３０：送信部 ３２：受信部 ３４：送信データ ３６：スクランブラー部（ＳＣＲ） ３８：データ信号点発生部 ４０：加算部 ４２：データ変調部 ４４：ハイブリッド回路 ４５，５５，８５：アナログＬＳＩ部 ４６：アナログ回線（２線式又は４線式） ４８：アナログパスバンド信号 ５０：ベースバンド変換部 ５２：ランダム変換部 ５４：振幅制限部 ５６：エコー推定部 ５８：エコー除去部（加算部） ６０：復調等化部 ６２：軟判定部 ６２−１：判定部（硬判定） ６４：符号変換部 ６６：デスクランブラー部（ＤＳＣＲ） ６８：受信データ ７０：遅延部 ７２：加算部（ベースバンド信号復調用） ７４：ランダム逆変換部 ７５，２００：プロセッサユニット ７６：パスバンド変換部 ７８：アナログパスバンド信号 ８０，２０６：ロールオフフィルタ部（ＲＯＦ） ８２，２２０：復調部 ８４，９６，１３４，２０４，２２２，２３４：キャリ
ア発生部 ８６，２２４：Ｄ／Ａコンバータ ８８，９０，９８，２２６：ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ） ９２：Ａ／Ｄコンバータ ９４，２０２：復調部（ＤＥＭ） １００：ビット抽出部 １００−１，１００−２：パラレル変換部 １０２：位相変換部 １０４，１２４，１３２，１３６，１３８，１７２，２
３６：乗算部 １０６：信号品質信号（ＳＱＤ） １０８：最適振幅制限値判断部 １１０−１，１１０−２：変換部 １１２−１，１１２−２：信号点発生用ＲＯＭ １１４：変換テーブル １１６，１１８：タップ １２８，２３８：リアルパート抽出部 １３０：ヒルベルトフィルタ １４８：ＲＯＭ １５４：自動利得制御部（ＡＧＣ） １５６，１６４，１６０，１６８：加算器 １５８，１６２，１６６，１７０：リミッタ ２０２：復調部 ２０８：ベースバンド型自動等化器（ＥＱＬ） ２１０：自動キャリア位相制御部（ＣＡＰＣ） ２１２：ビット抽出部 ２１２−１，２１２−２：パラレル変換部 ２１４：位相逆変換部 ２２８：ヒルベルト変換部 ２３０：パスバンド自動等化器 ２３２：復調自動キャリア周波数制御部 ２４４−１，２４４−２：符号変換器 ２４６−１，２４６−２：パラレル／シリアル変換部 ２５０，２５０−１，２５０−２：残アナログ信号作成
部 ２５２，２５２−１，２５２−２：振幅非線形量子化部 ２５４：時分割多重回路部 ２５８：時分割分配回路部 256,256-1,256-2 ：ディジタル／アナログ信号合成回路
（振幅逆変換回路部） ２６０，２６２−１，２６２−２：振幅非線形逆量子化
部 ２６２：シリアル／パラレル変換部 ２６４：時分割多重変換部 ２６６：データ信号点発生回路部 ２６８：フレーム同期回路部 ２７２：データ格納ＲＡＭ ２７４：パワー計算部 ２７５：最大値検出回路部 ２７６：非線形量子化部 ２７８：振幅制御回路部 ３１０，３１２：アナログ・ディジタル信号作成回路部 ３１４，３１４−１，３１４−２：位相線形量子化部 ３２０，３２２：ディジタル／アナログ信号再生回路部 ３３０：位相差分回路部 ３３２：最大値検出・量子化回路部 ３７４，３７６：アナログベースバンド信号復元回路部 ３７８：振幅逆変換回路部 ３８０：選択・位相和分回路部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特表 昭60−501087（ＪＰ，Ａ) 欧州特許出願公開506400（ＥＰ，Ａ ２) 石尾秀樹、外３名，“多相多値搬送波 ディジタル通信の一方式”，通信方式研 究会資料，電子通信学会，1975年１月29 日（1975−01），ｐ．57−64 Ｔｒｉｃｉａ Ｈｉｌｌ ａｎｄ Ｋ ａｍｉｌｏ Ｆｅｈｅｒ，”Ａ Ｐｅｒ ｆｏｒｍａｎｃｅ Ｓｔｕｄｙ ｏｆ ＮＬＡ 64−Ｓｔａｔｅ ＱＡＭ”，Ｉ ＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ Ｏ Ｎ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，Ｖ ｏｌ．ＣＯＭ−31，ＮＯ．６，ＪＵＮＥ 1983，ｐ．821−826 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04M 11/00 - 11/10 H04L 27/00 - 27/30 H04B 3/23 H04L 5/02

Claims (12)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】送信側で、第１信号を２次元座標空間の信
   号点に割当て、第２信号を信号点に重畳することにより
   ２種類の信号を合成して伝送路に送信し、受信側で、前
   記伝送路の受信信号から２次元座標空間の信号点を判定
   して第１信号を再生し、判定前の信号点と判定後の信号
   点の判定誤差から第２信号を再生するマルチメディア多
   重伝送方法に於いて、 送信側で、第１信号の信号点に第２信号を重畳する際
   に、信号点が２次元座標空間の第１象現乃至第４象現の
   いずれに属するかを判定し、判定した象現に応じた角度
   だけ第２信号を位相回転して信号点に重畳させ、 受信側で、第１信号の信号点が２次元座標空間の第１象
   現乃至第４象現のいずれに属するかを判定し、判定した
   象現に応じた角度だけ再生された第２信号の位相を逆回
   転することを特徴とするマルチメディア多重伝送方法。
2. 【請求項２】請求項１記載のマルチメディア多重伝送方
   法に於いて、前記第１信号はデータ信号であり、前記第
   ２信号はアナログ信号であることを特徴とするマルチメ
   ディア多重伝送方法。
3. 【請求項３】請求項１項記載のマルチメディア多重伝送
   方法に於いて、前記第１信号はデータ信号とアナログ信
   号の一部の信号を合成した信号であり、前記第２信号は
   前記アナログ信号の残りの信号であることを特徴とする
   マルチメディア多重伝送方法。
4. 【請求項４】請求項１項記載のマルチメディア多重伝送
   方法に於いて、前記第１信号は第１アナログ信号と第２
   アナログ信号の一部の信号を合成した信号であり、前記
   第２信号は前記第１および第２アナログ信号の残りの信
   号であることを特徴とするマルチメディア多重伝送方
   法。
5. 【請求項５】送信側で、第１信号を２次元座標空間の信
   号点に割当て、第２信号を信号点に重畳することにより
   ２種類の信号を合成して伝送路に送信するマルチメディ
   ア多重送信方法に於いて、 第１信号の信号点に第２信号を重畳する際に、信号点が
   ２次元座標空間の第１象現乃至第４象現のいずれに属す
   るかを判定し、判定した象現に応じた角度だけ第２信号
   を位相回転して信号点に重畳させることを特徴とするマ
   ルチメディア多重送信方法。
6. 【請求項６】伝送路の受信信号から２次元座標空間の信
   号点を判定して第１信号を再生し、判定前の信号点と判
   定後の信号点の判定誤差から第２信号を再生するマルチ
   メディア多重受信方法に於いて、 第１信号の信号点が２次元座標空間の第１象現乃至第４
   象現のいずれに属するかを判定し、判定した象現に応じ
   た角度だけ再生された第２信号の位相を逆回転すること
   を特徴とするマルチメディア多重受信方法。
7. 【請求項７】送信側で、第１信号を２次元座標空間の信
   号点に割当て、第２信号を信号点に重畳することにより
   ２種類の信号を合成して伝送路に送信し、受信側で、前
   記伝送路の受信信号から２次元座標空間の信号点を判定
   して第１信号を再生し、判定前の信号点と判定後の信号
   点の判定誤差から第２信号を再生するマルチメディア多
   重伝送装置に於いて、 送信側に、第１信号の信号点に第２信号を重畳する際
   に、信号点が２次元座標空間の第１象現乃至第４象現の
   いずれに属するかを判定し、判定した象現に応じた角度
   だけ前記第２信号を位相回転して信号点に重畳させる手
   段を設け、 受信側に、第１信号の信号点が２次元座標空間の第１象
   現乃至第４象現のいずれに属するかを判定し、判定した
   象現に応じた角度だけ再生された第２信号の位相を逆回
   転する手段を設けたことを特徴とするマルチメディア多
   重伝送装置。
8. 【請求項８】請求項７記載のマルチメディア多重伝送装
   置に於いて、前記第１信号はデータ信号であり、前記第
   ２信号はアナログ信号であることを特徴とするマルチメ
   ディア多重伝送装置。
9. 【請求項９】請求項７項記載のマルチメディア多重伝送
   装置に於いて、前記第１信号はデータ信号とアナログ信
   号の一部の信号を合成した信号であり、前記第２信号は
   前記アナログ信号の残りの信号であることを特徴とする
   マルチメディア多重伝送装置。
10. 【請求項１０】請求項７項記載のマルチメディア多重伝
    送装置に於いて、前記第１信号は第１アナログ信号と第
    ２アナログ信号の一部の信号を合成した信号であり、前
    記第２信号は前記第１および第２アナログ号の残りの信
    号であることを特徴とするマルチメディア多重伝送装
    置。
11. 【請求項１１】第１信号を２次元座標空間の信号点に割
    当て、第２信号を前記信号点に重畳することにより２種
    類の信号を合成して伝送路に送信するマルチメディア多
    重送信装置に於いて、 第１信号の信号点に第２信号を重畳する際に、信号点が
    ２次元座標空間の第１象現乃至第４象現のいずれに属す
    るかを判定し、判定した象現に応じた角度だけ前記第２
    信号を位相回転して信号点に重畳させる手段を設けたこ
    とを特徴とするマルチメディア多重送信装置。
12. 【請求項１２】伝送路の受信信号から２次元座標空間の
    信号点を判定して第１信号を再生し、判定前の信号点と
    判定後の信号点の判定誤差から前記第２信号を再生する
    マルチメディア多重受信装置に於いて、 第１信号の信号点が２次元座標空間の第１象現乃至第４
    象現のいずれに属するかを判定し、判定した象現に応じ
    た角度だけ再生された第２信号の位相を逆回転する手段
    を設けたことを特徴とするマルチメディア多重受信装
    置。