JP3442793B2 - Ｐｃｍモデム用直流成分の抑制 - Google Patents

Ｐｃｍモデム用直流成分の抑制

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    • H04L25/4927—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes using levels matched to the quantisation levels of the channel

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は、加入者ライン上でのデータ通信に関し、ま
た特に加入者ライン上での高速データ通信に関する。通
信されるデータ内の超低周波数成分および直流成分のエ
ネルギーを抑制するためにフレーム・ベースのスペクト
ル整形を行う方法と装置が利用される。
データ通信システムは、汎用の電話交換網のディジタ
ル部分にディジタル的に接続される符号化器（encode
r）を含んでいる。データ源は、この符号化器に入力を
供給する。加入者は、この通信システムの反対側の端部
に位置している。加入者は典型的には、一般にアナログ
・ループとして知られている１対のより線によって汎用
電話網に接続される。
このようなシステムでは、情報はデータ源から加入者
へ次のように通信することができる。データ源からの情
報は、符号化器によって一連のディジタルの符号語に変
換される。これらのディジタル符号語は、符号化器から
ディジタル形式で電話網のディジタル部分を通過する。
電話網のディジタル部分とアナログ・ループとのインタ
ーフェース（境界面）でこの一連の符号語は、ディジタ
ル・アナログ変換器によってアナログの電圧波形に変換
される。アナログ・ループの加入者端に配置された復号
器は、このアナログ電圧波形の歪んだものを受信してこ
の波形からこの一連の符号語を再構成する。その後、こ
のデータ源からの情報は、この再構成された一連の符号
語から抽出可能になる。
これと反対方向の通信については、加入者端の情報は
アナログ・ループ上をアナログ形式で変調されて伝送さ
れる。電話網のアナログ・ループとディジタル部分との
インタフェースでこのアナログ信号は、アナログ・ディ
ジタル変換器によって一連の符号語に変換される。これ
らの符号語は、このインタフェースからデータ源に伝送
され、そこで復調されてこの情報が再生される。
電話網によって行われるアナログ・ディジタル変換と
ディジタル・アナログ変換のために、世界中で種々の規
格が採用されてきた。例えば米国では、インタフェース
におけるアナログ・ディジタル変換器が毎秒8000サンプ
ルの速度でアナログ信号を標本化して、それらのサンプ
ルを255個の識別可能な符号語の一つに写像するという
変換方式を使っている。これら255個の符号語はμ法則
圧伸ルール（μ−law companding rule）と呼ばれる非
線形写像ルールによって定義される量子化レベルに対応
しており、北米と日本ではパルス符号化変調（「PC
M」）音声符号化・圧伸規格となっている。ヨーロッパ
ではＡ法則圧伸ルールが使われている。各アナログ・サ
ンプルのために選択される符号語は、そのアナログ・サ
ンプルの電圧に最も近い量子化レベルに対応する。イン
タフェースにおけるディジタル・アナログ変換器はこの
写像の逆を行う、すなわち電話網のディジタル部分によ
って利用される各符号語はディジタル・アナログ変換器
によってあるアナログ電圧に関連付けられる。
汎用の電話交換網のディジタル部分によって利用され
る符号語は、一般に８ビット符号語である。図１にμ法
則符号語用のビット割当てマップを示す。この８ビット
符号語では、最上位ビットb7は符号ビットである。次の
３ビットb6〜b4は、μ法則量子化特性における８セグメ
ントの中から１セグメントを識別する。最後の４ビット
b3〜b0はその１セグメント内の16ステップの中から１ス
テップを識別する。これらのビット位置b6〜b0は、ここ
では８ビット符号語の振幅フィールドと呼ぶこともでき
る。
汎用の電話交換網は、電話の送受器に電力を供給する
ため、また送受器あるいはモデムなどその他の顧客装置
がオフフックしたときに信号を送るためにアナログ・ル
ープ上で直流信号を利用する。オフフック信号は、顧客
装置がアナログ・ループに接続されたことを示す。した
がってモデム、応答装置等といった、アナログ・ループ
に接続される可能性のある顧客装置は電話の信号送出を
直流ネットワーク信号送出から分離するように設計する
ことが望ましい。例えばモデムでは、低周波信号を阻止
するために分離型変成器とコンデンサとを使うのが一般
的である。
電話の信号方式に関しては、超低周波信号は、より高
周波の信号よりもアナログ・ループ回線内でより大きな
高調波歪みを受けることが観測されている。更に、電話
の信号内の超低周波成分は非常に長いエコー・インパル
ス応答を生じさせ、それによってエコーキャンセルの複
雑さを増加させる可能性がある。したがって電話の信号
においては直流成分と超低周波成分とを減少させること
が望ましい。
例えば１ストリームのμ法則符号語を変えることによ
って送信データ内の直流成分を補償する装置が知られて
いる。参考までにここに組み入れてある米国特許出願番
号第08/352,651号の中でタウンシェンド（Townshend）
は、符号化器内で使う直流成分除去器を示している。こ
の符号化器は、データ・ストリームを符号語のストリー
ムに変換し、この符号語ストリームが電話網上を加入者
まで伝送される。加入者は、アナログ・ループによって
電話網のディジタル部分に接続される。符号化器は、電
話網のディジタル部分に対してディジタル接続を有す
る。アナログ・ループと電話網のディジタル部分との間
のインタフェースにおいて電話網のディジタル・アナロ
グ変換器は、この符号語ストリームをアナログの電圧波
形に変換する。この符号化器内の直流成分消去器は、下
記のように、アナログ電圧波形が直流成分を持たないよ
うに符号のストリームを修正する機能を有する。
タウンシェンドの直流成分消去器50の機能ブロック図
を、図２に示す。タウンシェンドによって示された直流
成分消去器では、符号ストリーム52は変換器54によって
線形値に変換され、これらの線形値は合計器56と単位遅
延58とによって累算され、打ち消されて直流オフセット
信号60を形成する。この直流オフセット信号は、直流再
生符号64を生成する変換器62に加えられる。それから２
入力セレクタ66は、符号ストリーム52と直流再生符号64
とのうちの一つから出力符号を選択する。タウンシェン
ドによって示された直流成分消去器の動作モードでは、
２入力セレクタ66は直流再生符号64の一つの値を伴う符
号ストリーム52から連続した７個の値を出力する。
タウンシェンドの示す直流成分消去器の欠点は、デー
タ転送速度に関する直流成分消去のコストである。例え
ば、もし各符号が同じビット長であって伝送符号８個毎
に１個の符号がデータを運ばない直流再生符号であると
すれば、このようなシステムのデータ転送速度はそのシ
ステムの潜在能力値の８分の７を超えることができな
い。システムのデータ転送速度に関する直流成分消去の
コストは最小にすることが望ましい。
直流成分抑制に関する他の周知の方法によれば、各第
ｎ番目符号語の、図１に示したビットb7のような符号ビ
ットは、アナログ電圧波形の直流成分を抑制するために
徴用される。１ストリームの符号語は、一連の線形値に
変換することができ、これらの線形値は合計器によって
累算される。それから符号化器は、すべての第ｎ番目符
号語に符号ビットを挿入してこの符号ストリームに修正
を加えるが、この場合この符号ビットの値（正または
負）は合計器によって累算された値の符号とは反対にな
るように選択される。それから合計器が累算した値は、
第ｎ番目符号語の値だけ、（合計器が累算した値が正で
あれば）減じられ、（合計器が累算した値が負であれ
ば）増やされる。復号器でのデータ検索に関しては、復
号器はすべての第ｎ番目符号語の符号ビットを単に無視
するだけである。
図3Aと図3Bは、直流成分抑制のためにすべての第６番
目符号語の符号ビットを徴用する符号化器のスペクトル
出力のシミュレーションを示す。図3Aには、0Hz〜4000H
zの全周波数帯が示してある。図3Bは、図3Aの中から0Hz
〜200Hzの範囲の拡大図を示す。
この方法の欠点は、直流成分抑制符号の振幅、すなわ
ち各第ｎ符号語の振幅が各第ｎ符号語の振幅フィールド
内のデータ・ビットのランダム値に依存していることで
ある。直流成分抑制符号語の振幅が合計器によって累算
された値に比較して小さければ、結果として得られるア
ナログ電圧波形のスペクトル修正は最適とまでは行かな
いであろう。この方法のもう一つの欠点は、徴用される
符号ビットの周期的な位置が符号化器の出力に、図3Aに
示すスペクトル・ピークのようなスペクトル・ピークを
誘導する可能性があるということである。
したがって改良された直流成分補償の方法と装置を持
つことが望まれるであろう。
発明の要約 本発明の第１の態様によれば、改良された直流成分補
償の方法が提供される。この方法は、少なくとも２個の
符号語を含むフレームを定義することを含む。それか
ら、あるルールを少なくとも２個の符号語に適用するこ
とによってこのフレーム内で無符号の符号語が識別され
る。次にこの無符号の符号語に符号ビットが付加され、
それによって直流成分補償符号語が生成される。この符
号ビットは、前に伝送された符号語に関連した線形値に
適用された重み付け関数に基づいて選択できる。残りの
無符号の符号語には、ユーザのデータ・ビットのプール
から符号ビットが付加される。
本発明の第２の態様によれば、改良された直流成分補
償器を有する符号化器がが提供される。この符号化器
は、直流成分補償器に連結された変換器を含む。この直
流成分補償器は、１ストリームの無符号の符号語を格納
するための記憶装置と格納された符号語を分類するため
の分類装置とを含む。この分類装置は、あるルールにし
たがって、格納されている符号語からある選択された符
号語を識別するように動作できる。この直流成分補償器
はまた、この選択された符号語に符号ビットを付加し、
それによって補償符号語を形成するための結合器手段を
含む。
図面の簡単な説明 本発明の構成と動作は、下記の付属図面と合わせて現
在好適な実施例の下記の詳細な説明を考慮すれば明瞭に
理解可能である。
図１は、μ法則符号語に関するビット割当てマップを
示す。
図２は、既知の直流成分消去器の機能ブロック図であ
る。
図3A、3Bは、直流成分抑制のためにすべての第６符号
語の符号ビットを徴用する符号化器のスペクトル出力の
シミュレーションを示す。
図４は、本発明による直流成分補償器を有する通信シ
ステムのブロック図である。
図５は、図４に示す直流成分補償器の機能ブロック図
である。
図6A、6Bは、図５に示すような直流成分補償器を利用
する符号化器のスペクトル出力のシミュレーションを示
す。
現在好適な実施例の詳細な説明 さて本発明の現在好適な実施例については、図４〜図
６を参照しながら説明するが、ここで同じ要素は同じ数
字で示している。図４は、本発明のフレーム・ベースの
直流成分補償の方法と装置とを利用し得る通信システム
のブロック図である。この通信システムは、図４に示す
ように復号器84に接続される符号化器72を含む順方向チ
ャネルと、復調器70に接続される変調器68を含む逆方向
チャネルとを持っている。
順方向チャネルの通信に関しては、データ源はディジ
タル電話網76へのディジタル接続74を有する符号化器72
に情報を供給する。このディジタル電話網76は、回線イ
ンタフェース78によって２線式アナログ・ループなどの
加入者ライン79に連結される。加入者ライン79は、ハイ
ブリッド回路80を有するクライアント装置86に連結され
る。このハイブリッド回路80は、図４のクライアント装
置86内に図示されているエコー・キャンセラ82と復号器
84とに接続される。
回線インタフェース78は、順方向チャネルではディジ
タル・アナログ変換器を含む在来型の装置であって、こ
のディジタル・アナログ変換器は北米ではμ法則圧伸ル
ールにしたがって動作するものである。逆方向チャネル
では回線インタフェース78は、アナログ・ディジタル変
換器であって、この変換器は前記のディジタル・アナロ
グ変換器が利用する圧伸ルールにしたがって動作する。
この回線インタフェース78は、PCMコーデックと呼ぶこ
ともある。
回線インタフェース78内のディジタル・アナログ変換
器とアナログ・ディジタル変換器は、前記ルールの代わ
りに、ヨーロッパのＡ法則圧伸ルールまたは線形変換ル
ールといった異なるルールにしたがって動作するもので
もよい。回線インタフェース78によって使われる特定の
ルールの意義は、そのルールがディジタル電話網76によ
って利用される符号語の集合を定義するということ、し
たがって符号化器72によって利用される符号語の集合を
定義するということを理解することにのみ存在する。
順方向チャネルの通信に関しては、符号化器72は、デ
ータ源から情報を受取り、その情報をディジタル電話網
76に適合するディジタル・フォーマットに変換する。符
号化器72によって生成されるディジタル・フォーマット
は、１ストリームのμ法則符号語のような、ディジタル
電話網76によって使われるフォーマットであることが望
ましい。ここでPCM符号語とも呼ばれるμ法則符号語
は、一般に図１に示す形式を採る。
このPCM符号語は、アナログ形式に変換されることな
く、符号化器72からディジタル電話網76を通って回線イ
ンタフェース78に達する。更にエコー・キャンセラ71
は、符号化器72からの送出PCM符号語を基準化し、この
送出PCM符号語から得られた基準化値を着信PCM符号語か
ら減算して回線インタフェース78での不完全な点を補償
する。
PCM符号語の送出ストリームが回線インタフェース78
に到着すると、上述のようにこれらのPCM符号語は、こ
こではアナログ電圧波形とも呼ばれる一連のアナログ電
圧に変換される。この一連のアナログ電圧は、加入者ラ
イン上79をクライアント装置86まで伝送される。
クライアント装置86内の復号器84でこの一連のアナロ
グ電圧は、アナログ・ディジタル変換器によってディジ
タル・フォーマット化された情報に変換される。クライ
アント装置86内の復号器84は、初めにデータ源によって
送信された情報をこのディジタル・フォーマット化され
た情報から抽出する。それからこの情報は、クライアン
ト装置86に連結された、コンピュータなどのデータ端末
装置に送られる。このような代わりに、クライアント装
置86はデータ端末装置に組み込んでもよい。
図４に示すように、符号化器72は変換器88と直流成分
補償器90とを含む。変換器88は、その情報のフォーマッ
トが何であれ、データ源からの情報を一連のｎビット・
データ符号語に変換する。典型的にはこの情報はシリア
ルなディジタル・データであって、ディジタル電話網は
図１に示すような１組の８ビットμ法則符号語を利用す
るであろう。このような場合、変換器88は、入力データ
を一連の８ビットμ法則符号語に変換する８ビットのシ
リアル・パラレル変換器（ｎ＝８）であることが望まし
い。直流成分補償器90は、変換器88によって生成された
この一連のｎビット・データ符号語を、この一連のｎビ
ット・データ符号語に応じて回線インタフェース78で生
成されるアナログ電圧波形にスペクトル空白（spectral
nulls）を生成するように修正する。
符号化器72からのｎビット・データ符号語は、通信シ
ステムの順方向チャネルでは、線形変換といった変換ル
ールあるいはμ法則またはＡ法則圧伸といった圧伸ルー
ルにしたがって、アナログ電圧サンプルに、あるいはア
ナログ電圧の数値表現（例えばディジタル語）に変換さ
れる。アナログ電圧サンプルあるいはその数値表現の各
々は、特定の変換ルールに従うｎビット符号語の一つに
結び付けられる。例えば図４に示す通信システムでは、
符号語は回線インタフェース78でアナログ電圧サンプル
に変換される。
本発明の好適な実施例によれば、符号化器72は、符号
化器72によって伝送された一連のｎビット・データ符号
語に応じて回線インタフェース78によって生成される、
結果的に得られるアナログ電圧波形についてスペクトル
空白のようなスペクトル整形を生成するように動作可能
である。例えば図４に示す通信システムに関しては、結
果として得られるアナログ電圧波形の直流成分を最小に
することが望ましい。
スペクトル整形は、本発明の好適な実施例では変換器
88によって生成されるｎビット・データ符号語を修正す
ることによって達成される。したがってｎビット符号語
のいくつかの符号語内のビットの一部にはデータを運ば
ないビットがある。逆にこれら一部のビットは、結果と
して得られるアナログ電圧波形の所望のスペクトル修正
を作りだすために使われる。これら一部のビットは、符
号化器72と復号器84について知られているあるルールに
したがって選択されることが望ましい。それから復号器
84は、このルールを適用してｎビット符号語内のデータ
・ビットをアナログ電圧波形から再生する。スペクトル
整形に使われるビット数が増加するにつれてデータ転送
速度は減少するから、スペクトル整形に使用するビット
数を最小にすることが好ましい。
このスペクトル整形ルールを適用するために符号化器
72と復号器84は、ｎビット符号語をフレームにグループ
化するが、このフレームは例えばあらかじめ決められた
数の連続する符号語で形成してもよい。符号化器72と復
号器84は、フレーム内の各符号語の無修正フィールド内
のデータ・ビットを調べることと、スペクトル整形ルー
ルを適用して修正符号語を識別することとによって、各
フレーム内の符号語のいずれがこのスペクトル整形ルー
ルにしたがって修正されたかを知る。
ある好適な実施例では１フレームに付きただ１個の符
号語が修正される。ｎビット符号語の符号ビットは、下
記のように所望のスペクトル修正を達成するように選択
できることが好ましい。フレーム内の残りのビットはデ
ータを伝送するために利用できることが好都合である。
所望のスペクトル修正は、スペクトルの空白または空
白に近いものであってよい。図４に示す通信システムで
は、スペクトルの空白または空白に近いものはゼロ周波
数（直流）に位置することが好ましい。ｎビット符号語
は、８ビットのμ法則またはＡ法則圧伸されるPCM符号
語でもよい。アナログ電圧サンプルは、回線インタフェ
ース78内で見出されるようなPCMコーデックの出力部で
生成される信号であってよい。
逆方向チャネルの通信に関してはクライアント装置86
は、既知の変復調手法にしたがって変調器68よってデー
タ・ストリームを送出アナログ信号に変換できる。この
アナログ信号は、ハイブリッド回路80によって回線イン
タフェース78に連結され、ここでアナログ信号は一連の
符号語に変換される。ディジタル電話網76は、この一連
の符号語を復調器70に転送する。その後、この復号器70
は、この一連の符号語をデータ・ストリームに変換す
る。
エコー・キャンセラ82は、変調器68からの送出アナロ
グ電圧波形を基準化し、これを既知の方法で着信アナロ
グ電圧波形から減算する。図４に示す非対称通信システ
ムに関してはエコー・キャンセラ82は、参考のためにこ
こに組み入れてある米国ロボティクス社に発行された米
国特許第5,579,305号に記載のようなものであることが
好ましい。
今度は、図５を参照しながら図４に示す直流成分補償
器90について説明する。直流成分補償器90は、変換器88
によって１フレームずつ供給される一連の符号語に作用
する。すべての各第ｎ符号語のような厳密に周期的な直
流成分抑制サンプル時間を定義しないで、この好適な実
施例は、ある好ましいフレームを定義して、そのフレー
ム内の適切な直流成分補償サンプルを選択するのであ
る。例えばフレームは、ここでは記号または符号語とも
呼ばれることもある一連の６個のサンプルからなるサン
プル列として定義することもできる。これの代わりに、
本発明から逸脱することなくこの他のフレームの定義を
使うこともできる。特に、定義されるフレームは、多数
の連続するサンプルに限定されることはなく、符号化器
72と復号器84について知られているいかなるサンプル・
グループ化をも含むことができる。
定義されたフレーム内で、１ビットはスペクトル整形
のために利用されるが、このスペクトル整形はここに述
べられた例では直流成分補償である。符号化器72と復号
器84について既知のスペクトル整形ルールは、１ビット
を奪取されるフレーム内の符号語を識別する。現在好適
な実施例によれば、このフレーム内に利用されるビット
は、復号器が一意的に識別できるサンプルに関連付けら
れた符号ビットに対応している。直流成分補償符号ビッ
トは、サンプルの振幅フィールドが圧伸複号後の第１の
最大振幅の線形またはアナログ信号を生成するそのサン
プルに付加される。それから復号器は、フレーム内の全
サンプルを比較してそのフレーム内の直流成分補償符号
語を識別することができる。また特に復号器は、フレー
ム内の各符号語に関連する振幅フィールドを比較して直
流成分補償符号語を識別することもできる。
サンプルの振幅フィールドが最大振幅の線形またはア
ナログ信号を生成する定義されたフレーム内でそのサン
プルまたはPCM符号語は、ここでは最大サンプルと呼ぶ
こともある。したがって第１最大サンプルとは、同一フ
レーム内の２個以上のサンプルが同じ最大振幅フィール
ドを持ち得る場合に、フレーム内の出現順序で最初の最
大振幅フィールドを有するサンプルを意味する。ディジ
タル電話網76によって導入されたビット反転のために、
最大サンプルは実際には、最小の２進数に対応するサン
プルまたはPCM符号語になることもある。同様にしてこ
こで使われる「第２最大サンプル」は、同じ最大振幅フ
ィールドを有し、そのフレーム内で２番目に出現するサ
ンプルである。このようにしてこのルールは、同一振幅
フィールドがフレーム内で最大振幅フィールドである場
合に、その同一の振幅フィールドを持った２個以上のサ
ンプルを有するフレームに関するタイ・ブレーカー規定
を含んでいる。
図５は図４に示す直流成分補償器90のブロック図であ
り、この直流成分補償器90は、フレームが連続するｎ個
の符号語として定義されていて、且つそのルールが直流
成分補償符号語はフレーム内の第１最大符号語であると
いうルールであるという場合のために設計されている。
このスペクトル整形ルールを実現するためにこの他の設
計を用いることもでき、またこのような設計はこの詳細
な説明を吟味すれば本技術に精通する者に明らかになる
であろう。
図５を参照すればフレーム・バッファ92は、一連のｎ
個の無符号のPCM符号語c0,c1,・・,cn-1を受信するよう
に連結されている。フレーム・バッファ92はソータ94に
連結されており、このソータの出力は最小インデックス
・レジスタ96に供給される。この最小インデックス・レ
ジスタ96は、比較器98に連結されている。比較器98もま
た、カウンタ100から入力を受け取る。カウンタ100は、
モジュールｎカウンタであることが好ましく、このカウ
ンタはディジタル電話網76からクロック信号を受信す
る。ディジタル電話網76からのクロック信号は代表的に
は、8000Hzのクロック周波数を持っている。
カウンタ100は、ｎポジション・スイッチ102の状態を
制御するが、このスイッチはｎ個の無符号の符号語c0,c
1,・・,cn-1がフレーム・バッファ92から順次に読み取
られて、第１の入力を介して符号付加結合器104に供給
されるようにする。符号付加結合器104への第２の入力
は、２ポジション・スイッチ108を介して供給される。
２ポジション・スイッチ108の状態は、比較器98によっ
て制御される。第１のポジションでこの２ポジション・
スイッチ108は、符号ビット・バッファ106を符号付加結
合器104に接続する。第２のポジションではこの２ポジ
ション・スイッチ108は、インバータ116の出力をを符号
付加結合器104に接続する。
符号付加結合器104の出力は、ディジタル接続74によ
ってディジタル電話網76に接続される。こうして符号付
加結合器104の出力は、図４に示す符号化器72の出力と
なる。図５に示すように符号付加結合器104から出力さ
れた符号語は、変換器110にも供給される。この変換器1
10は、図４に示す回線インタフェース78によって適用さ
れるディジタル・アナログ変換ルールをエミュレートす
るPCMデータから線形データへの変換器であることが好
ましい。
この変換器110には積分器118が連結されている。積分
器118は、合計器112とバッファ114とを含む。この積分
器118は、１個のPCM符号語がディジタル電話網76に伝送
される度毎に１個の線形値をランニング・ディジタル合
計（「RDS」;running digital sum）に加えることによ
って、変換器110によって与えられた線形値のRDSを計算
する。RDSの符号ビットは、積分器118に連結された符号
抽出器120によって供給される。この符号抽出器120の出
力は、インバータ116に連結されている。
図５に示す直流成分補償器90は、下記のように動作す
るが、ここでｎは６であると仮定する。ｎ＝６の場合に
は、符号化器72はデータを１フレーム当たり６個のPCM
符号語を有するフレームに符号化する。先ずフレーム・
バッファ92は、６個の無符号のPCM符号語c0,c1,・・,c5
を収集する。初めは、符号化は振幅のみであって、符号
ビットはまだ割り当てられない。このようにしてPCM符
号語c0,c1,・・,c5は、128〜255の範囲内に入るであろ
う。
次に、ソータ94は、フレーム・バッファ92に格納され
たPCM符号語c0,c1,・・,c5から第１最大サンプルを選択
する。前述のように最大サンプルは、後のサンプルが回
線インタフェース78に到着したときにPCM符号語c0,c1,
・・,c5によって生成された結果として得られる最大線
形値に緊密に対応するであろう。ディジタル電話網76に
よって僅かな偏りが持ち込まれることもある。例えば奪
取ビット信号送出が、PCM符号語の最下位ビットを変え
ることもあり得る。選択されたPCM符号語のインデック
スは、最小インデックス・レジスタ96に格納される。こ
こで使われるように、符号語の「インデックス」は、フ
レーム・バッファ92内の符号語の位置に対応するもので
ある。同時に、５個の（ｎ−１個の）符号ビットは差別
的に符号化されて符号ビット・バッファ106に格納され
る。
この時点で、符号付きのPCM符号語が組み立てられ
て、ディジタル電話網76の8000Hzのクロック周期の１周
期毎に１個のPCM符号語という速度でディジタル電話網7
6に伝送される。フレーム・バッファ92内に格納されたP
CM符号語c0,c1,・・,c5のなかから１個の無符号のPCM符
号語が、カウンタ100とスイッチ102の制御の下で１クロ
ック周期毎に、符号付加結合器104に供給される。更に
ディジタル電話網76の１クロック周期毎に比較的98は、
最小インデッスク・レジスタ96内に格納されたインデッ
クスをカウンタ100の値と比較する。もしこのインデッ
クスがカウンタ100の値に等しくなければ、比較器98は
符号ビット・バッファ106から符号付加結合器104へ１ビ
ットを供給するようにスイッチ108を設定する。もしこ
れとは反対にインデックスがカウンタ100の値に等しけ
れば、比較器98はインバータ116から符号付加結合器104
へ１個の符号ビットを供給するようにスイッチ108を設
定し、これによって直流成分補償符号語を生成する。イ
ンバータ116は、積分器118内のRDSに関連する符号ビッ
トとは反対の符号ビットを供給する。いずれの場合にも
符号付加結合器104で組み立てられたPCM符号語は、ディ
ジタル電話網76に伝送される。
ディジタル電話網に伝送される各PCM符号語は、RDSが
更新されるように変換器110による処理もされる。このR
DSは、リセットされることなくフレームからフレームへ
連続的に計算されることが望ましい。
本発明の他の好適な実施例によれば、直流成分補償器
90の動作の前記の説明は次のように変更される。インデ
ックスがカウンタ100の値に等しいとき、すなわちRDSが
前に伝送されたPCM符号語のみを補償する場合には、RDS
の反転された符号を採るよりもむしろ、最初にこのRDS
は、フレーム・バッファ92内に格納された６符号語フレ
ームの末尾まで拡張される。この拡張されたRDSは、二
通りに計算され、第１に最大サンプルには−１という符
号ビットが付加されると仮定して拡張合計が計算される
という仮説と、第２に最大サンプルには＋１という符号
ビットが付加されると仮定して拡張合計が計算されると
いう仮説との二つの仮説を作りだす。次ぎにこれら二つ
の仮説は、どちらの仮説が処理中のフレームの末尾にま
で拡張されたRDSの最低絶対値を与えるかを決定するた
めに比較される。それから第１最大無符号PCM符号語の
符号ビットは、この最低絶対値RDSを生成した仮説に整
合するように設定される。この別の好適な実施例は計算
上の複雑さをあまり増加させずに改善された直流成分補
償をもたらす。
本発明の更に別の好適な実施例によれば、直流成分補
償器90の動作の前記の説明は次のように変更される。１
個のフレームをバッファせずに、フレーム・バッファ92
はフレームを多重化する。それからソータ94は、各フレ
ーム内の第１最大サンプルに対応するインデックスを識
別して、最小インデックス・レジスタ96内に格納する。
拡張されたランニング・ディジタル合計は、前に伝送さ
れたPCM符号語と一緒に、フレーム・バッファ92内のPCM
符号語すべてに関して計算される。それから拡張RDSの
あらゆる可能な組合せを吟味することによって２のＮ乗
個の仮説が形成されるが、この場合は各フレーム内の第
１最大サンプルに関して符号ビットは＋１か−１のいず
れかであると想定されており、ここでＮはフレーム・バ
ッファ92内にバッファされたフレームの数である。Ｎ個
のバッファされたフレームに関して最良の、すなわち最
小の拡張RDSを与える組合せが選択される。
例えばもし上述の方法が次のフレームまで先読みする
ように拡張されれば、フレーム・バッファ92は無符号の
符号語の２個のフレーム（Ｎ＝２）をバッファする。そ
の結果として４個の仮説は下記のようになる。
R00＝|W0・（RDS＋DS00）＋W1・DS10| R01＝|W0・（RDS＋DS00）＋W1・DS11| R10＝|W0・（RDS＋DS01）＋W1・DS10| R11＝|W0・（RDS＋DS01）＋W1・DS11| ここでRDSは前に伝送されたPCM符号語に関連したラン
ニング・ディジタル和であり、DS00は第１フレーム内の
第１最大サンプルに関する符号ビットが−１に設定され
ていると仮定した場合のフレーム・バッファ92内の第１
フレームのディジタル合計であり、DS10はバッファされ
た第２フレーム内の第１最大サンプルに関する符号ビッ
トは−１に設定されていると仮定した場合のフレーム・
バッファ92内の第２フレームのディジタル合計であり、
DS01はバッファされた第１フレーム内の第１最大サンプ
ルに関する符号ビットは＋１に設定されていると仮定し
た場合のフレーム・バッファ92内の第１フレームのディ
ジタル合計であり、DS11は第２フレーム内の第１最大サ
ンプルに関する符号ビットは＋１に設定されていると仮
定した場合のフレーム・バッファ92内の第２フレームの
ディジタル合計であり、W0はフレーム・バッファ92内の
第１フレームに割り当てられた重み付け係数であり、W1
はフレーム・バッファ92内の第２フレームに割り当てら
れた重み付け係数である。好適な実施例によれば、W0＝
２およびW1＝１である。これらの代わりに他の重み付け
係数を使うこともできる。
バッファされた第１フレーム内の第１最大サンプルに
関する符号ビットは、R00とR01とR10とR11の内のいずれ
でも最小のものによって決定される。もし最小のものが
R00かR01であれば、符号ビットは−１に設定される。そ
うでなければ、符号ビットは＋１に設定される。
この方法は、計算に関しては複雑さが増加するという
結果を招くものの、適当な重み付け関数を用いて、２個
より多くのフレームを含むように更に拡張することもで
きる。しかしながら大抵の用途では、２フレームという
のが性能と複雑性との許容し得るバランスを与える。更
に上述の各方法はRDSの最小絶対値とＲの最小絶対値と
を利用するものであるが本技術に精通する人々は他の選
択基準も使用できることを認めるであろう。例えば最小
２乗平均計算、最小ピーク計算等を利用して適当な符号
ビットを選択することもできる。更に、ランニング・デ
ィジタル合計に代わるものとして、過去（および先読み
手法により将来）のサンプルの線形結合を使用すること
もできる。
上記のように直流成分補償器90は、１フレーム当たり
高々１個の直流成分補償符号語を生成するだけである。
現在好適な実施例によれば直流成分補償符号語の符号ビ
ットだけがスペクトル整形のために奪取され、直流成分
補償符号語の振幅フィールドはデータ・ビットを含んで
いる。このようにここに述べた直流成分補償の方法と装
置の好適な実施例に関連したオーバーヘッドは好都合に
も、１フレーム当たり１ビットに限定される。
符号化器72と復号器84は、上述のように直流成分補償
器90が米国特許出願番号第08/352,651号に示された直流
成分除去器を置き換えていることと、復号器84が直流成
分補償符号語を識別するための直流成分補償器として同
様の要素を含んでいることとを除いて、米国特許出願番
号第08/352,651に記載のように構成することが好まし
い。復号器84によって再生されたPCM符号語から情報を
抽出するために復号器84は、直流成分補償符号語の符号
ビットを廃棄し、直流成分補償符号語の振幅フィールド
を保持する。
奪取されるビットを含むPCM符号語を選択するために
符号化器72と復号器84が代わりの他のルールを利用して
もよいことは、理解すべきである。例えば直流成分補償
符号語は、その振幅フィールドが第１の最大振幅の線形
またはアナログ信号の代わりに、第２の最大振幅線形ま
たはアナログ信号あるいは最終の最大振幅の線形または
アナログ信号を生成するPCM符号語として割り当てるこ
ともできる。直流成分補償器90と復号器84の構成は、本
技術に精通する人々によって代わりのルールを実現する
ように修正することもできる。
前述のことを吟味すれば、ソータ94と最小インデック
ス・レジスタ96と比較器98とカウンタ100は、ディジタ
ル信号プロセッサまたはマイクロプロセッサを使って即
座に実現可能な順次型コンパレータを形成することが明
らかになるであろう。その代わりに、直流成分補償符号
語の位置と振幅とを識別するために並列入力ソータを使
ってもよいことは理解すべきである。変換器100と積分
器118と符号抽出器120とを実現するために、本技術に精
通する人々によって、ディジタル信号プロセッサまたは
マイクロプロセッサの利用が可能である。
すべての第ｎ番目サンプルの代わりにｎ個のサンプル
の中から最大のサンプルを選択することによって、好適
な実施例は好都合にも、結果として得られる線形電圧値
に関して大きな平均振幅を有する直流成分補償符号語を
提供することができる。その結果、所定のフレーム・サ
イズのために直流において更に広い帯域幅の空白領域が
得られる。更に、この好適な実施例は、一連のフレーム
内で位置がランダムになっている直流成分補償符号語の
利点をもたらす。フレーム内の直流成分補償符号語の位
置がランダムになっている結果、符号化器は図3Aに示す
スペクトル・ピークのような望ましくないスペクトル・
ピークを生成することはない。
他の実施例では同様に、復号器84は符号化器72から伝
送されたと判断した符号語を統合し、この符号化器72が
各無符号の符号語をどのように処理しようとしているか
を予測する。たとえば符号化器72が制御フレームに信号
を送るために復号器84が期待していることとは反対のこ
とを行うことによって、ルールに違反する場合には、復
号器84はそのルール違反を検出し、それにしたがって応
答することができる。例えばこのようにして、符号化器
72は、データ伝送を中断することなく、速度スイッチ、
診断手段等に信号を送ることができる。
符号化器72と復調器70は、ディジタル電話網76にディ
ジタル接続を有するクライアント装置に組み込むことも
できる。そうする代わりに符号化器72と復調器70はサー
バ環境またはハブ環境内で動作することもできる。サー
バ環境では符号化器72と復調器70は、ディジタル電話網
76に対するサーバ・インタフェースとして機能する。ハ
ブ環境では符号化器72と復調器70は同様に、ディジタル
電話網76に対するインタフェースとして機能する。両方
ともU.S.ロボティクス社に出されたもので、参考のため
にここに組み入れてある米国特許第5,528,595号と第5,5
77,105号は、ディジタル電話網76に対するインタフェー
スとして機能し得るネットワーク・アクセス・サーバを
示している。ネットワーク・アクセス・サーバ内のDSP
モデムは前述のように符号化器72の機能を実行するよう
に構成できることが好ましい。
図6A、6Bは、図５に示すような直流成分補償器90を利
用する符号化器の周波数に関するパワー・スペクトル密
度のシミュレーションを示す。図6A、6Bのシミュレーシ
ョンで使われた直流成分補償器90は、直流成分補償符号
語として６サンプルからなる１フレーム内の最大サンプ
ルを選択するというルールに従っている。次の二つの場
合についての結果が示されている：すなわち、破線（Ｄ
＝０）は、フレーム・バッファ92内の前に伝送された符
号語と１個の６記号フレームとを含む拡張ランニング・
ディジタル合計を利用した結果を示しており、実線（Ｄ
＝１）は前述のように１フレームを先読みすることによ
って拡張ランニング・ディジタル合計内に１個の追加フ
レームを含めた結果を示す。このシミュレーション結果
は、53.3kbpsのデータ転送速度に対応する記号群から採
った131,070個のランダムな記号に基づいている。パワ
ー・スペクトルは、ハニング・ウィンドウを有する1024
ポイントFFTを採用した半重複ピリオドグラムを用いて
生成された。
図3Aと比較すると、図6Aはより平坦なスペクトル出力
を示している。特に、直流成分補償器90は図3Aに示した
周期的スペクトル・ピークを発生させない。更に、図6B
と図3Bとの比較によってよく分かるように、直流成分補
償器90は好都合にも、直流および超低周波において更に
幅広く深いスペクトル空白（null）を与える。ここに述
べたスペクトル整形の方法と装置は、待ち時間が小さく
て複雑さが少ない、且つエラー伝搬のない、改善された
スペクトル整形を提供するものである。
図５に示す直流成分補償器90は、代わりのまたは追加
のスペクトル整形手法を実現するために利用することも
できる。ここに述べた方法は、本技術に精通する人々に
よって、１フレーム当たり１ビットより多くのビット数
を利用する、ナイキスト（Nyquist）整形を利用するよ
うに即座に拡張可能であり、また重み付け関数を変更す
ることにより、あるいはランニング・ディジタル合計に
漏れを導入することにより、異なるスペクトル整形特性
を得ることもできる。例えば補償器90は、低周波と高周
波のような信号スペクトルの二つの態様を最小にするよ
うにPCM符号語の１フレーム内で２個の最大サンプルを
識別し、両サンプルに符号ビットを割り当てることもで
きる。この場合、補償器90は前に伝送されたPCM符号語
の線形値の二つの重み付け関数を利用するであろう。一
方の関数は、前述のように低周波成分を減少させるため
に利用できるランニング・ディジタル合計であってもよ
い。他方の関数は、PCM符号語が累積されるにしたがっ
てPCM符号語の符号を一つ置きに交替させるも可能であ
り、これはナイキスト周波数（この電話網76の場合は40
00Hz）においてエネルギーを最小にすることになるであ
ろう。
前述の詳細な説明は限定ではなく例証と見なされるこ
とを意図したものである。本発明の原理を具体化するこ
とのできる他の実施例は、本技術に精通する人々によれ
ば、前述の説明に照らして即座に考案可能である。した
がってここに記載の直流成分補償の方法と装置は、ここ
に示された特定の例示に限定されることはなく、これら
に同等なものすべてを含み、下記の特許請求範囲によっ
てのみ限定される他の実施形態を取り得ることを理解す
べきである。
フロントページの続き (72)発明者 パリツスキー、 ウラディミール ジ ー. アメリカ合衆国 60661 イリノイ州 シカゴ ナンバー1107 ウエスト ジャ クスン ブールヴァード 728 (72)発明者 ルリー、 スコット エイ. アメリカ合衆国 95959 カリフォルニ ア州 ネヴァダ シティ エコー ドラ イブ 12525 (72)発明者 ウォルドロン、 マーク エイ. アメリカ合衆国 60031 イリノイ州 ガーニー イングルヌック レイン 7442 (56)参考文献 国際公開96／18261（ＷＯ，Ａ１) 国際公開98／20656（ＷＯ，Ａ１) 国際公開98／45970（ＷＯ，Ａ１) 国際公開98／37657（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03M 1/00 H04L 25/49

Claims (20)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】改良された直流成分補償方法であって、 少なくとも２個の無符号の符号語を含むフレームを定義
    するステップと、 あるルールを前記の少なくとも２個の無符号の符号語に
    適用することによって、前記フレーム内にランダムに配
    置された無符号の補償符号語を識別するステップと、 前記無符号の補償符号語に符号ビットを付加するステッ
    プとを具備し、 前記符号ビットは以前に伝送された符号語に関連する線
    形値の統合体とは反対になるように選択されることを特
    徴とする方法。
  2. 【請求項２】前記無符号の補償符号語を識別する前記ス
    テップは、 前記フレーム内の前記符号語を分類して前記フレーム内
    に最大サンプルを配置するステップと、 前記フレーム内の前記最大サンプルの位置に対応するイ
    ンデックスを前記フレームに配置するステップと からことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  3. 【請求項３】前記方法がさらに、 前記格納されたインデックスと8000Hzクロックを周期毎
    にカウントするカウンタによって提供された数とを比較
    するステップと、 前記インデックスが前記数と等しいときには前記無符号
    の補償符号語に前記符号ビットを付加するステップとを
    含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
  4. 【請求項４】前記符号ビットを付加するステップは、 前に伝送された符号語に関連する線形値のランニング・
    ディジタル合計を計算するステップと、 前記ランニング・ディジタル合計から符号ビットを抽出
    するステップと、 前記抽出された符号ビットを反転するステップとからな
    り、 前記反転された符号ビットは前記無符号の補償符号語に
    付加されること を特徴とする請求項１に記載の方法。
  5. 【請求項５】前記統合体は、前記定義済されたフレーム
    内の各符号語に関連した線形値を含むことを特徴とする
    請求項１に記載の方法。
  6. 【請求項６】前記統合体は、引き続いて定義されたフレ
    ーム内の各符号語に関連した線形値を含むことを特徴と
    する請求項５に記載の方法。
  7. 【請求項７】前記方法がさらに、 あらかじめ決定された数の符号ビットを差別的に符号化
    するステップと、 前記あらかじめ決定された数の符号ビットの一つを前記
    少なくとも２個の無符号の符号語の一つに付加するステ
    ップと を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  8. 【請求項８】改良された直流成分補償器を有する符号化
    器であって前記符号化器は、 １ストリームの無符号の符号語を格納する手段と、 前記格納された符号語を分類する手段であって、所定の
    ルールにしたがって前記格納された符号語の中から選択
    された１つの符号語を識別するように動作可能な手段で
    あるものと、 前記選択された符号語に符号ビットを付加し、それによ
    って補償符号語を形成する手段と、 前記補償符号語をディジタル電話網に伝送する手段とか
    らなることを特徴とする符号化器。
  9. 【請求項９】前記格納手段はフレーム・バッファを含む
    ことを特徴とする請求項８に記載の符号化器。
  10. 【請求項１０】複数の符号ビットを格納する手段をさら
    に有することを特徴とする請求項８に記載の符号化器。
  11. 【請求項１１】前記符号ビット格納手段は前記付加手段
    に連結されることを特徴とする請求項９に記載の符号化
    器。
  12. 【請求項１２】前記ルールは、前記格納されたストリー
    ムの無符号語の中から１つの符号語を選択することを含
    み、前記選択された符号語は第１の最大振幅フィールド
    を有することを特徴とする請求項８に記載の符号化器。
  13. 【請求項１３】各伝送された符号語に関連する値のラン
    ニング・ディジタル合計を計算する手段を更に具備する
    ことを特徴とする請求項８に記載の符号化器。
  14. 【請求項１４】前記計算手段は、 前記付加手段に連結された変換器と、 前記変換器に連結された積分器と、 前記積分器に連結されたインバータと を具備すること特徴とする請求項13に記載の符号化器。
  15. 【請求項１５】前記補償符号語はPCM符号語であり、前
    記変換器はPCMから線形への変換器であることを特徴と
    する請求項14に記載の符号化器。
  16. 【請求項１６】アナログの加入者ラインによってディジ
    タル電話網に連結された復号器と前記ディジタル電話網
    にディジタル的に接続された符号化器とを有するクライ
    アント装置を備えた通信システムにおいて、 スペクトル整形装置が、 １ストリームの無符号の符号語を格納するフレーム・バ
    ッファと、 前記フレーム・バッファに連結されたソータであって、
    所定のスペクトル整形ルールを適用することによって前
    記格納されたストリームの符号語の中からある選択され
    た符号語を識別するように動作するソータと、 前記ソータに連結されたレジスタであって、前記フレー
    ム・バッファ内の前記選択された符号語の位置を表すイ
    ンデックスを格納するように動作可能なレジスタと を具備することを特徴とする装置。
  17. 【請求項１７】前記無符号の符号語のストリームはあら
    かじめ決定された長さを有することを特徴とする請求項
    16に記載のスペクトル整形装置。
  18. 【請求項１８】前記あらかじめ決定された長さは12符号
    語であることを特徴とする請求項17に記載のスペクトル
    整形装置。
  19. 【請求項１９】２入力を有する結合器をさらに具備し、
    前記結合器への第１の入力は前記フレーム・バッファに
    連結され、前記結合器への第２の入力は第２のバッファ
    に連結されることを特徴とする請求項16に記載のスペク
    トル整形装置。
  20. 【請求項２０】前記アナログ加入者ラインと前記フレー
    ム・バッファとの間に連結されたアナログ・ディジタル
    変換器をさらに具備することを特徴とする請求項16に記
    載のスペクトル整形装置。
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