JPS6014540A - ビツト圧縮多重化システム - Google Patents
ビツト圧縮多重化システムInfo
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- JPS6014540A JPS6014540A JP59125452A JP12545284A JPS6014540A JP S6014540 A JPS6014540 A JP S6014540A JP 59125452 A JP59125452 A JP 59125452A JP 12545284 A JP12545284 A JP 12545284A JP S6014540 A JPS6014540 A JP S6014540A
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- signal
- signals
- compressed
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- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J3/00—Time-division multiplex systems
- H04J3/16—Time-division multiplex systems in which the time allocation to individual channels within a transmission cycle is variable, e.g. to accommodate varying complexity of signals, to vary number of channels transmitted
- H04J3/1682—Allocation of channels according to the instantaneous demands of the users, e.g. concentrated multiplexers, statistical multiplexers
- H04J3/1688—Allocation of channels according to the instantaneous demands of the users, e.g. concentrated multiplexers, statistical multiplexers the demands of the users being taken into account after redundancy removal, e.g. by predictive coding, by variable sampling
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はディジタル伝送システムに、細目的にはビット
圧縮多重化技法に関する。
圧縮多重化技法に関する。
伝送システムを理解する最初のステップは基本広帯域伝
送単位を規定することである。
送単位を規定することである。
アナログ・システムの場合にはこれはチャネル群であシ
、このチャネル群は典型例では伝送前に超群およびマス
ター群に多重化される。
、このチャネル群は典型例では伝送前に超群およびマス
ター群に多重化される。
ディジタル伝送の場合、基本単位はＤＳ１信号である。
ディジタル・チャネル・バンク（例えばジエーΦエッチ
・グリーンおよびジ工−・イー・ランドリイの１９７７
年１１月２２日付米国特許第４，０５９．７３１号で述
べられているＤ−３チヤネル・バンク）によって形成さ
れ、’ｌ’ −１伝送リンク（１，５４４Ｍｂ／ｓ ）
を介して伝送されるＤＳ１信号は現在ベル・システムの
ディジタル伝送網で使用されている。
・グリーンおよびジ工−・イー・ランドリイの１９７７
年１１月２２日付米国特許第４，０５９．７３１号で述
べられているＤ−３チヤネル・バンク）によって形成さ
れ、’ｌ’ −１伝送リンク（１，５４４Ｍｂ／ｓ ）
を介して伝送されるＤＳ１信号は現在ベル・システムの
ディジタル伝送網で使用されている。
ＤＳＩディジタル信号のフォーマットは、２４の８ビツ
トＯワードと１フレーム・ビットの計１９６ビツト（フ
レーム当り）よυ成る。典型例では２４のワードは、２
４の別個のチャネル中に配置された２４の別個のメツセ
ージを表わす。ワードはＰＯＭ（パルス符号変調）符号
化されておシ、１つのチャネルの最下位ビット（すなわ
ち牙８番目ビット）は周期的に（６フレーム毎に）信号
用に使用されている。
トＯワードと１フレーム・ビットの計１９６ビツト（フ
レーム当り）よυ成る。典型例では２４のワードは、２
４の別個のチャネル中に配置された２４の別個のメツセ
ージを表わす。ワードはＰＯＭ（パルス符号変調）符号
化されておシ、１つのチャネルの最下位ビット（すなわ
ち牙８番目ビット）は周期的に（６フレーム毎に）信号
用に使用されている。
過去数年にわたって、更に効率の良いディジタル符号化
を実現したいという要求が存在した。進展しつつあるデ
ィジタル・ネットワークにおいて、最も関心のある適用
分野は電話用の６４０００ビット／秒のＰＯＭ信号（８
ｋＨｚで繰返すチャネル当υ８−ビットの信号）である
。もちろんその理由は帯域圧縮を実現し、それによって
伝送容量を増加させることである。そのため、効率の良
いビット圧縮アルゴリズムが提案されてきた。このアル
ゴリズムに従い、各々の６４ ｋｂ ／ｓの信号は６２
ｋｂ／ｓの信号に変換、すなわち圧縮される。
を実現したいという要求が存在した。進展しつつあるデ
ィジタル・ネットワークにおいて、最も関心のある適用
分野は電話用の６４０００ビット／秒のＰＯＭ信号（８
ｋＨｚで繰返すチャネル当υ８−ビットの信号）である
。もちろんその理由は帯域圧縮を実現し、それによって
伝送容量を増加させることである。そのため、効率の良
いビット圧縮アルゴリズムが提案されてきた。このアル
ゴリズムに従い、各々の６４ ｋｂ ／ｓの信号は６２
ｋｂ／ｓの信号に変換、すなわち圧縮される。
例えばＴ１線路の容量はこれによって２倍となる。
このアルゴリズムを用いると、１対のＤＳ１ダイグルー
プ（ディジタル・グループ）はビット圧縮され、多重化
されて正規の（Ｔ１）伝送容量の２倍で、かつ同じビッ
ト速度 （１、５４４Ｍｂ／ ｓ ）のダイグループが
形成される。ＤＳ１ディジタル信号の場合、１つのチャ
ネルの最下位ビットは周期的に信号用に供せられるが、
特性の劣化はほとんどない。しかし、サブ・レート（６
２ｋｂ／ｓ）チャネルの４ビツトの内の１つを周期的に
信号用に供すると特性は大幅に劣化する。何故ならば、
符号器と復号器の間に必要な協同動作が悪影響を受ける
からである。あるいは２つまだはそれ以上のサブ・レー
ト・チャネルを信号専用することも考えられる。しかし
、この方法はメツセージ伝送に利用可能なチャネル数を
減少させることになる。従って、ビット圧縮は最も有利
であるが、問題、特に信号伝送の問題を生じさせる。
プ（ディジタル・グループ）はビット圧縮され、多重化
されて正規の（Ｔ１）伝送容量の２倍で、かつ同じビッ
ト速度 （１、５４４Ｍｂ／ ｓ ）のダイグループが
形成される。ＤＳ１ディジタル信号の場合、１つのチャ
ネルの最下位ビットは周期的に信号用に供せられるが、
特性の劣化はほとんどない。しかし、サブ・レート（６
２ｋｂ／ｓ）チャネルの４ビツトの内の１つを周期的に
信号用に供すると特性は大幅に劣化する。何故ならば、
符号器と復号器の間に必要な協同動作が悪影響を受ける
からである。あるいは２つまだはそれ以上のサブ・レー
ト・チャネルを信号専用することも考えられる。しかし
、この方法はメツセージ伝送に利用可能なチャネル数を
減少させることになる。従って、ビット圧縮は最も有利
であるが、問題、特に信号伝送の問題を生じさせる。
信号ビットを含み、かつ特性劣化が最小のビット圧縮デ
ィジタル信号フォーマットを実現するのが本発明の主た
る目・的である。
ィジタル信号フォーマットを実現するのが本発明の主た
る目・的である。
本発明は繰返しフレームの別個のチャネル中に配置され
た複数個のＰＣＭ符号化された信号およびこれと多重化
された信号ビットをその各々が含む１対の時分割多重化
されたディジタル・ビット流用のビット圧縮多重化法に
関する。相続くフレームのＰＣＭ符号化された信号は平
常時はｎビット信号にビット圧縮されるが、１つのフレ
ームの符号化された信号は周期的に（ｎ −１）ビット
信号にビット圧縮される。（１対のビット流の）ビット
圧縮された信号は互いに時分割多重化され、多重化され
圧縮された信号は繰返しフレームの別個のチャネルを占
有する。信号ビットは１対のディジタル・ビット流から
抽出され、前述の繰返しフレームの予め定められた（ｎ
−１）ビット・チャネル中に挿入される。所定のチャネ
ル中に配置された信号ビットは、そのチャネルのメツセ
ージ信号と関連付けられている。− 第１図は本発明に従うビット圧縮多重化デー イジタル
信号フォーマットを示す。第１図に示すフォーマットは
効率が良（（ＤＳ、１の伝送容量の２倍）、特性の劣化
は極めて少く、信号に対してソ舎にトランスペアレント
、すなわち（例えばＤＳｌの）信号ビットは全く変−更
されないという特徴を有している。第１図のフォーマッ
トは１対のＤＳ１信号をビット圧縮多重化することによ
シ得られる。本発明は２つのＤＳＩのビット圧縮多重化
を例にとって説明するが、本発明はこれに限定きれるも
のではない。すなわち本発明は他の異なるフォーマット
を使用する他のディジタル伝送システムに適用すること
ができる。
た複数個のＰＣＭ符号化された信号およびこれと多重化
された信号ビットをその各々が含む１対の時分割多重化
されたディジタル・ビット流用のビット圧縮多重化法に
関する。相続くフレームのＰＣＭ符号化された信号は平
常時はｎビット信号にビット圧縮されるが、１つのフレ
ームの符号化された信号は周期的に（ｎ −１）ビット
信号にビット圧縮される。（１対のビット流の）ビット
圧縮された信号は互いに時分割多重化され、多重化され
圧縮された信号は繰返しフレームの別個のチャネルを占
有する。信号ビットは１対のディジタル・ビット流から
抽出され、前述の繰返しフレームの予め定められた（ｎ
−１）ビット・チャネル中に挿入される。所定のチャネ
ル中に配置された信号ビットは、そのチャネルのメツセ
ージ信号と関連付けられている。− 第１図は本発明に従うビット圧縮多重化デー イジタル
信号フォーマットを示す。第１図に示すフォーマットは
効率が良（（ＤＳ、１の伝送容量の２倍）、特性の劣化
は極めて少く、信号に対してソ舎にトランスペアレント
、すなわち（例えばＤＳｌの）信号ビットは全く変−更
されないという特徴を有している。第１図のフォーマッ
トは１対のＤＳ１信号をビット圧縮多重化することによ
シ得られる。本発明は２つのＤＳＩのビット圧縮多重化
を例にとって説明するが、本発明はこれに限定きれるも
のではない。すなわち本発明は他の異なるフォーマット
を使用する他のディジタル伝送システムに適用すること
ができる。
本発明に従い、人力（ＤＳｌ）のダイグループの８ビツ
トｌ）ＣＭＭ符号化れた信号は、通常は４ビット信号に
ビット圧縮されるが、周期的に（６フレーム毎に） ｌ
） ＣＭ符号化された信号は６ビツト信号に圧縮される
。（入カダイグループ人およびＢの）ビット圧縮された
信号は互いに時分割多重化され、多重化された圧縮信号
は繰返しフレーム（１２５μ５ｅｅ）の別個のチャネル
を占有する。信号ビット、すなわちＳビットは人力ＤＳ
ｌ対から抽出され、ビット圧縮されたフレームの予め定
められた６ビツトチヤネルに付加される。所定のチャネ
ルに配置された信号ビットは、そのチャネルの符号化さ
れたメツセージ信号と直接関係づけられる。
トｌ）ＣＭＭ符号化れた信号は、通常は４ビット信号に
ビット圧縮されるが、周期的に（６フレーム毎に） ｌ
） ＣＭ符号化された信号は６ビツト信号に圧縮される
。（入カダイグループ人およびＢの）ビット圧縮された
信号は互いに時分割多重化され、多重化された圧縮信号
は繰返しフレーム（１２５μ５ｅｅ）の別個のチャネル
を占有する。信号ビット、すなわちＳビットは人力ＤＳ
ｌ対から抽出され、ビット圧縮されたフレームの予め定
められた６ビツトチヤネルに付加される。所定のチャネ
ルに配置された信号ビットは、そのチャネルの符号化さ
れたメツセージ信号と直接関係づけられる。
第２図を参照すると、１対の時分割多重（ＴＤＭ）ディ
ジタルｅビット流（例えばＤＳ１ダイグループ）はライ
ン・インタフェース０ユニツト（２１）に加えられてい
る。その名前が意味するように、インタフェース・ユニ
ット（２１）は第２図のビット圧縮マルチプレクサ（Ｒ
ＯＭ）と他の装置とのインタフェースをとる。このイン
タフェース回路は、典型例では利得および／または遅延
歪の等化を行う等化回路、施設の特性モニタ用検出器、
保守用Ｄ８１ループバック、バイポーラ・ユニポーラ変
換器等を含んでいる。ライン・インタフェース回路は、
通常と同様に設計されたものでその機能は当業者にあっ
ては周知である。インタフェース（２１）の１つの回路
パックは、人力ＤＳ１Ｓ２Ｏ１つから“″ビット・クロ
ック°゛信号を発生する基準クロック抽出回路を含んで
いる。他のインタフェース回路は入力Ｄ８１信号の信号
ビットを抽出する役割を果たしている。信号ビットの抽
出はすべてのディジタル・チャネル・バンクの標準的特
性である。
ジタルｅビット流（例えばＤＳ１ダイグループ）はライ
ン・インタフェース０ユニツト（２１）に加えられてい
る。その名前が意味するように、インタフェース・ユニ
ット（２１）は第２図のビット圧縮マルチプレクサ（Ｒ
ＯＭ）と他の装置とのインタフェースをとる。このイン
タフェース回路は、典型例では利得および／または遅延
歪の等化を行う等化回路、施設の特性モニタ用検出器、
保守用Ｄ８１ループバック、バイポーラ・ユニポーラ変
換器等を含んでいる。ライン・インタフェース回路は、
通常と同様に設計されたものでその機能は当業者にあっ
ては周知である。インタフェース（２１）の１つの回路
パックは、人力ＤＳ１Ｓ２Ｏ１つから“″ビット・クロ
ック°゛信号を発生する基準クロック抽出回路を含んで
いる。他のインタフェース回路は入力Ｄ８１信号の信号
ビットを抽出する役割を果たしている。信号ビットの抽
出はすべてのディジタル・チャネル・バンクの標準的特
性である。
同期発生器（すなわち８０Ｍクロック）（２２）は、前
述の基準クロック抽出回路によって提供されるネットワ
ーク・タイミングに゛１従属°゛シている。発生器（２
２）のローカル位相ロック・ループ（ＰＩ、Ｌ）は、そ
の発振器を１．５４４ Ｍｌ（ｚのライン・クロックに
ロックする。同期発生器回路は第２図のシステムの種々
の機能を実行するのに要求されるローカル・クロックお
よび同期信号を発生する。
述の基準クロック抽出回路によって提供されるネットワ
ーク・タイミングに゛１従属°゛シている。発生器（２
２）のローカル位相ロック・ループ（ＰＩ、Ｌ）は、そ
の発振器を１．５４４ Ｍｌ（ｚのライン・クロックに
ロックする。同期発生器回路は第２図のシステムの種々
の機能を実行するのに要求されるローカル・クロックお
よび同期信号を発生する。
特に、該同期発生回路はデュアル・モードのビット圧縮
回路（２３）によって要求される同期信号を発生する。
回路（２３）によって要求される同期信号を発生する。
インタフェース・ユニット（２１）は１対のＴ ’Ｄ
Ｍ信号をビット圧縮回路（２６）に加える。説明の便宜
とハードウェアを簡単にするために、インタフェース（
２１）からのＴＤＭ出力信号は（バッファによって）フ
レーム整列がとれているものとする。前述の如く、回路
（２３）は通常は受信した８ビットＰＣＭ符号化された
信号の各々を４ビットＡＤＰＯＭ（適応型差分パルス符
号変調）にビット圧縮し、周期的（６フレーム毎）に３
ピットＡＤＰＣＭにビット圧縮する。これら２つの動作
モードの各々は前述のビット圧縮アルゴリズムに従って
実行される。ビット圧縮回路（２６）は以下で更に詳細
に述べる。
Ｍ信号をビット圧縮回路（２６）に加える。説明の便宜
とハードウェアを簡単にするために、インタフェース（
２１）からのＴＤＭ出力信号は（バッファによって）フ
レーム整列がとれているものとする。前述の如く、回路
（２３）は通常は受信した８ビットＰＣＭ符号化された
信号の各々を４ビットＡＤＰＯＭ（適応型差分パルス符
号変調）にビット圧縮し、周期的（６フレーム毎）に３
ピットＡＤＰＣＭにビット圧縮する。これら２つの動作
モードの各々は前述のビット圧縮アルゴリズムに従って
実行される。ビット圧縮回路（２６）は以下で更に詳細
に述べる。
ビット圧縮されたＴＤＭ信号（例えば圧縮されたＤＳ１
信号）はマルチプレクサ（２４）で互いに多重化される
と共に抽出された信号ビットとも多重化され、第１図に
示すビット圧縮多重化された信号が得られる。もちろん
、圧縮されたデータ信号を多重化する方法は多数ある。
信号）はマルチプレクサ（２４）で互いに多重化される
と共に抽出された信号ビットとも多重化され、第１図に
示すビット圧縮多重化された信号が得られる。もちろん
、圧縮されたデータ信号を多重化する方法は多数ある。
説明の便宜上、２つの圧縮されたダイグループのチャネ
ルはインタリーブ（Ａ１゜Ｂ１ 、Ａ２．Ｂ２．、、、
、Ａ２４．Ｂ２４）されているものと仮定する。ちるい
は第１図のフォーマットの最初の２４チヤネルをダイグ
ループＡから発生する２４チヤネルに割当て、第１図の
フォーマットの最後の２４チヤネルをダイグループＢか
ら発生するチャネルに割当てることもできる。更に他の
多重化装置も容易に考案できる。前述の多重化操作は単
純であり、現在入手可能なマルチプレクサまたは几ＡＭ
を使用して実現できる。
ルはインタリーブ（Ａ１゜Ｂ１ 、Ａ２．Ｂ２．、、、
、Ａ２４．Ｂ２４）されているものと仮定する。ちるい
は第１図のフォーマットの最初の２４チヤネルをダイグ
ループＡから発生する２４チヤネルに割当て、第１図の
フォーマットの最後の２４チヤネルをダイグループＢか
ら発生するチャネルに割当てることもできる。更に他の
多重化装置も容易に考案できる。前述の多重化操作は単
純であり、現在入手可能なマルチプレクサまたは几ＡＭ
を使用して実現できる。
インタフェース（２１）からの抽出された信号ビットは
記憶装置（２５）に加えられる。
記憶装置（２５）に加えられる。
この記憶装置は几ＡＭまたは他の適当な現在入手可能な
記憶デバイスであってよい。抽出された信号ビットはＲ
ＡＭのそれぞれの記憶ロケーション中に書き込まれる。
記憶デバイスであってよい。抽出された信号ビットはＲ
ＡＭのそれぞれの記憶ロケーション中に書き込まれる。
これら記憶ロケーションは予め定められた仕方でアクセ
スされて、読み出され、ＲＡＭ出力導線（２６）上の信
号ビットの系列は６ビツトＡＤＰＯＭチャネルのフレー
ム中に挿入される。例えば、第１図に示すインタリーブ
された多重化フォーマットの場合、ＡＩ 、Ｂ１ 、Ａ
２．Ｂ２゜１１．チャネルの信号ビットが導線（２６）
上の系列（Ａ’ＩＳ−ビット、Ｉ３１ Ｓ−ビット０．
）中に現れる。このようにして几ＡＭは信号ビットをリ
フオーマットする機能を有している。
スされて、読み出され、ＲＡＭ出力導線（２６）上の信
号ビットの系列は６ビツトＡＤＰＯＭチャネルのフレー
ム中に挿入される。例えば、第１図に示すインタリーブ
された多重化フォーマットの場合、ＡＩ 、Ｂ１ 、Ａ
２．Ｂ２゜１１．チャネルの信号ビットが導線（２６）
上の系列（Ａ’ＩＳ−ビット、Ｉ３１ Ｓ−ビット０．
）中に現れる。このようにして几ＡＭは信号ビットをリ
フオーマットする機能を有している。
しかし信号ビットは変更されない。ＲＡＭから読み出さ
れた信号ビットは６フレーム毎に、すなわち、もちろん
６ビツトＡＤＰＯＭチャネルのフレーム期間中に生起す
る。
れた信号ビットは６フレーム毎に、すなわち、もちろん
６ビツトＡＤＰＯＭチャネルのフレーム期間中に生起す
る。
ビット圧縮された時分割多重信号（ＢＯＴＤＭ）はライ
ン・インタフェース・ユニット（２７）に加えられ、該
ユニット（２７）はビット圧縮マルチプレクサと伝送ネ
ットワークのインタフェースをとる。このインタフェー
スは、例えばユニポーラ・バイポーラ変換や、出て行く
ディジタル・ビット流へのＤ３／Ｄ４型フレーム・ビッ
トの付加等の周知の多数の機能を実行する。あるいは最
も最近の拡張されたスーパフレーム・ビット（Ｆｅ ）
をこの時点で付加しても良い。
ン・インタフェース・ユニット（２７）に加えられ、該
ユニット（２７）はビット圧縮マルチプレクサと伝送ネ
ットワークのインタフェースをとる。このインタフェー
スは、例えばユニポーラ・バイポーラ変換や、出て行く
ディジタル・ビット流へのＤ３／Ｄ４型フレーム・ビッ
トの付加等の周知の多数の機能を実行する。あるいは最
も最近の拡張されたスーパフレーム・ビット（Ｆｅ ）
をこの時点で付加しても良い。
デュアル・モード・ビット圧縮回路（２６）が第６図に
、更に詳細に示されている。前述の如（、この回路は通
常は８ビットＰＯＭ符号化された信号を４ビットＡＤＰ
ＯＭ信号にビット圧縮し、周期的（６フレーム毎）に６
ビツトＡＤＰＣＭにビット圧縮する。各々の８ビット対
数μ法則ＰＯＭ信号は、まず複数ビット（例えば１６〜
１６ビツト）の線形Ｐ ＣＭサンプルに変換される。こ
の線形ＰＯＭサンプルＳは代数加算器、すなわち差回路
（６１）に加えられる。
、更に詳細に示されている。前述の如（、この回路は通
常は８ビットＰＯＭ符号化された信号を４ビットＡＤＰ
ＯＭ信号にビット圧縮し、周期的（６フレーム毎）に６
ビツトＡＤＰＣＭにビット圧縮する。各々の８ビット対
数μ法則ＰＯＭ信号は、まず複数ビット（例えば１６〜
１６ビツト）の線形Ｐ ＣＭサンプルに変換される。こ
の線形ＰＯＭサンプルＳは代数加算器、すなわち差回路
（６１）に加えられる。
適応予測器（６２）はサンプルＳの予測値である予測さ
れた信号Ｓｅを提供する。この予測された信号Ｓｅはイ
ンバータ（３３）で反転され、加算器（３１）の他の入
力に加えられる。その名前が意味するように、減算器は
その出力に、その２つの入力の代数和である差信号ｄを
提供する。この差信号ｄは量子化装置Ｑ□およびＱ２の
入力に加えられる。
れた信号Ｓｅを提供する。この予測された信号Ｓｅはイ
ンバータ（３３）で反転され、加算器（３１）の他の入
力に加えられる。その名前が意味するように、減算器は
その出力に、その２つの入力の代数和である差信号ｄを
提供する。この差信号ｄは量子化装置Ｑ□およびＱ２の
入力に加えられる。
Ｑ□ 量子化装置（４１）、Ｑｌ−１逆量子化装置（４
２）およびＱ 適応回路（４６〕は適応予測器（６２）
と共に入力線形ＰＣＭサンプルを４ビツトの差分Ｐ Ｏ
Ｍ信号に符号化する。同期発生器（２２）からのビット
速度制御（Ｂ几Ｃ）信号はセレクタ（６０）をエネイブ
ルして６フレームの内５フレームの期間中、前述の回路
を相互接続する。
２）およびＱ 適応回路（４６〕は適応予測器（６２）
と共に入力線形ＰＣＭサンプルを４ビツトの差分Ｐ Ｏ
Ｍ信号に符号化する。同期発生器（２２）からのビット
速度制御（Ｂ几Ｃ）信号はセレクタ（６０）をエネイブ
ルして６フレームの内５フレームの期間中、前述の回路
を相互接続する。
量子化装置（４１）はスケール・ファイグ△の多レベル
非一様適応量子化装置よシ成シ、ｎ ＝ ４の場合、１
６レベル量子化が可能である。当業者にあっては容易に
理解できるように、量子化装置（４１）は所望の量子化
を行うだけでなく、入力信号をＰＣＭ符号化する。
非一様適応量子化装置よシ成シ、ｎ ＝ ４の場合、１
６レベル量子化が可能である。当業者にあっては容易に
理解できるように、量子化装置（４１）は所望の量子化
を行うだけでなく、入力信号をＰＣＭ符号化する。
この量子化および符号化は同時に実行される（これに関
しては標準的なディジタル伝送に関する教科書を参照さ
れたい。）。この４ビット出力信号工は差サンプルｄの
量子化され、ＰＣＭ符号化されたものである。
しては標準的なディジタル伝送に関する教科書を参照さ
れたい。）。この４ビット出力信号工は差サンプルｄの
量子化され、ＰＣＭ符号化されたものである。
この４ビットＰＯＭ出力はＱ−１逆量子化装置（４２）
に加えられる。このＱ−１逆量子化装置（４２）はその
名前が意味するようにブロック（４１）の操作の丁度逆
の操作を実行する。すなわち、逆量子化装置（４２）は
４ビツト差分ＰＯＭ信号■を受信し、その出力に信号ａ
ｑを提供する。このａｑ 信号は差信号ｄを量子化した
ものである。信号ｄｑはＱ□適応回路（４６）の入力お
よび加算器（６４）に加えられる。適応予測器（３２）
のＳｅ 出力はまた加算器（３４）の入力に加えられる
。
に加えられる。このＱ−１逆量子化装置（４２）はその
名前が意味するようにブロック（４１）の操作の丁度逆
の操作を実行する。すなわち、逆量子化装置（４２）は
４ビツト差分ＰＯＭ信号■を受信し、その出力に信号ａ
ｑを提供する。このａｑ 信号は差信号ｄを量子化した
ものである。信号ｄｑはＱ□適応回路（４６）の入力お
よび加算器（６４）に加えられる。適応予測器（３２）
のＳｅ 出力はまた加算器（３４）の入力に加えられる
。
加算器（６４）は、これら２つの入力信号を加算してそ
の出力に再現された信号ｒ（これは入力信号Ｓを量子化
したものに等しい）を提供する。信号サンプルｒは適応
予測器（３２）に加えられ、該予測器（３２）はこれに
応動して次の線形ＰＣＭサンプルと比較するべく次の予
測信号を発生する。適応予測器（６２）はサンプルｒと
数個の以前のサンプルを使用して１ｎ個の入力サンプル
（例えばｍ ＝ ４ ）の荷重和である予測値Ｓｅを発
生する。
の出力に再現された信号ｒ（これは入力信号Ｓを量子化
したものに等しい）を提供する。信号サンプルｒは適応
予測器（３２）に加えられ、該予測器（３２）はこれに
応動して次の線形ＰＣＭサンプルと比較するべく次の予
測信号を発生する。適応予測器（６２）はサンプルｒと
数個の以前のサンプルを使用して１ｎ個の入力サンプル
（例えばｍ ＝ ４ ）の荷重和である予測値Ｓｅを発
生する。
Ｑｌ 極応回路（４３）は量子化された差信号ａｑおよ
び４ビツト出力■を受信し、そこから適応スケール・フ
ァクタ△を形成する。
び４ビツト出力■を受信し、そこから適応スケール・フ
ァクタ△を形成する。
このスケール・ファクタ△は、次に量子化装置（４１）
および逆量子化装置（４２）に加えられる。適応スケー
ル・ファクタ△はＱおよびＱ″１％性のスケールを調整
して入力差信号ｄの電力と整合するようにする。Ｑ適応
回路はスケール・ファクタ△の適応速度を制御し、入力
線形ＰＯＭ信号が音声を表わすときは高速の適応を提供
し、入力のＰＣＭ符号化された音声帯域データまたはト
ーンに対しては極めて遅い（はぼ一定の）適応速度を提
供する。
および逆量子化装置（４２）に加えられる。適応スケー
ル・ファクタ△はＱおよびＱ″１％性のスケールを調整
して入力差信号ｄの電力と整合するようにする。Ｑ適応
回路はスケール・ファクタ△の適応速度を制御し、入力
線形ＰＯＭ信号が音声を表わすときは高速の適応を提供
し、入力のＰＣＭ符号化された音声帯域データまたはト
ーンに対しては極めて遅い（はぼ一定の）適応速度を提
供する。
６フレーム毎に同期発生器（２２）からのＢ几Ｃ信号は
セレクタ（６ｏ）をエネイブルし、Ｑ２量子化装置（４
６）、ＱＪ１逆量子化装置（４７）およびＱ２適応回路
（４８）を相互接続する。２つの動作モードに対し、セ
レクタ（３０）によって形成される相互接続・ は、も
ちろん互いに排反である。量子化装置（４６）は入力線
形サンプルＳを６ビツト出力信号工に符、５化する。他
のすべての面に関して６ビツトＡｔ） Ｐ ＣＭ符号化
操作は、前述の４ビツトのＡＤＰＣＭ符号化操作と同様
であり、前述のビット圧縮アルゴリズムに従う。
セレクタ（６ｏ）をエネイブルし、Ｑ２量子化装置（４
６）、ＱＪ１逆量子化装置（４７）およびＱ２適応回路
（４８）を相互接続する。２つの動作モードに対し、セ
レクタ（３０）によって形成される相互接続・ は、も
ちろん互いに排反である。量子化装置（４６）は入力線
形サンプルＳを６ビツト出力信号工に符、５化する。他
のすべての面に関して６ビツトＡｔ） Ｐ ＣＭ符号化
操作は、前述の４ビツトのＡＤＰＣＭ符号化操作と同様
であり、前述のビット圧縮アルゴリズムに従う。
オ６図に示す如き１対の符号器は時分割でＴＤＭビット
流の８ビットＰＣＭ信号をビット圧縮するのに使用でき
る。そして所望のＡＤＰＯＭ 符号化はディジタル的に
実行できるので、すべてディジタル信号プロセッサを使
用して容易に実現できる。
流の８ビットＰＣＭ信号をビット圧縮するのに使用でき
る。そして所望のＡＤＰＯＭ 符号化はディジタル的に
実行できるので、すべてディジタル信号プロセッサを使
用して容易に実現できる。
オ６図のデュアル・モード符号器、すなわち圧縮回路は
１６レベル（ｒ＋ ＝ ４ ）および８レベル（ｎ ＝
３ ）の量子化が可能である。１６／８レベル符号化
を行うためには、送信され得る４ビツトのバイトの１つ
は必ずｏｏｏ。
１６レベル（ｒ＋ ＝ ４ ）および８レベル（ｎ ＝
３ ）の量子化が可能である。１６／８レベル符号化
を行うためには、送信され得る４ビツトのバイトの１つ
は必ずｏｏｏ。
バイトでなければならないし、６ビツト・バイトの１つ
は０００バイトでなければならない。しかし、長い０の
ストリングは相続くすべて０のバイトによシて生じ、こ
れは例えばＤ３／Ｄ４フレーミングの如きある種のフレ
ーミング法に対してはタイミングの問題を引き起こすこ
とが知られている。０の長いストリングを回避するため
、伝送装置は１行中に１５個以上の０のストリングが生
じないように設計されている。この問題を取扱う一般的
な方法は、バイポーラＮ−０代人（例えばＢ８ Ｚ Ｓ
）を行う回路を挿入することである。このようにして（
８つの）相続くｏのブロックが検出されると、予め定め
られたワードが代入される。伝送施設の受信端では代入
されたワードが同定され、元の００ストリングによって
置き換えられる。
は０００バイトでなければならない。しかし、長い０の
ストリングは相続くすべて０のバイトによシて生じ、こ
れは例えばＤ３／Ｄ４フレーミングの如きある種のフレ
ーミング法に対してはタイミングの問題を引き起こすこ
とが知られている。０の長いストリングを回避するため
、伝送装置は１行中に１５個以上の０のストリングが生
じないように設計されている。この問題を取扱う一般的
な方法は、バイポーラＮ−０代人（例えばＢ８ Ｚ Ｓ
）を行う回路を挿入することである。このようにして（
８つの）相続くｏのブロックが検出されると、予め定め
られたワードが代入される。伝送施設の受信端では代入
されたワードが同定され、元の００ストリングによって
置き換えられる。
本発明の原理に従い、０のストリングによって生じるタ
イミングの問題は、１５レベル（ｎ ＝ ４ ）および
７レベル（ｎ ＝ ３ ）量子化を使用することにより
回避される。この１５／７レベル符号化は００００およ
びｏｏｏバイトを送信する必要を除去する。その結果、
０の長いストリングは決して生じないことになる。
イミングの問題は、１５レベル（ｎ ＝ ４ ）および
７レベル（ｎ ＝ ３ ）量子化を使用することにより
回避される。この１５／７レベル符号化は００００およ
びｏｏｏバイトを送信する必要を除去する。その結果、
０の長いストリングは決して生じないことになる。
第４図は７レベル量子化の伝達特性を示している。この
ミツド−トレッド伝達特性も既知であるが、ミツト・ラ
イザ特性の方がよシ一般的に使用されている。伝達特性
は非一様（すなわち対数特性）で、入力レンジは不等長
のＮ個（７ｔたは１５）のステップに分割されている。
ミツド−トレッド伝達特性も既知であるが、ミツト・ラ
イザ特性の方がよシ一般的に使用されている。伝達特性
は非一様（すなわち対数特性）で、入力レンジは不等長
のＮ個（７ｔたは１５）のステップに分割されている。
第４図の実線で示す伝達特性は６つの正のステップ、す
なわちレベルと、６つの負のレベルおよび１つの０レベ
ルの計７レベル（ｎ−６）よシ成る。もちろん１５レベ
ル特性（ｎ−４）は７つの正のレベル（すなわちステッ
プ）と７つの負のレベルを有している。△なる記号は第
３図のＱ□およびＱ２適応回路によって形成された適応
スケール・ファクタを表わしている。
なわちレベルと、６つの負のレベルおよび１つの０レベ
ルの計７レベル（ｎ−６）よシ成る。もちろん１５レベ
ル特性（ｎ−４）は７つの正のレベル（すなわちステッ
プ）と７つの負のレベルを有している。△なる記号は第
３図のＱ□およびＱ２適応回路によって形成された適応
スケール・ファクタを表わしている。
当業者にあっては容易に理解できるように、デマルチプ
レクサおよび復号器（ビット伸張）回路は互いに遠隔地
点にあって相互作用するマルチプレクサ（２４）および
符号器の鏡像となっている。この受信装置は標準的な操
作手順に従ってフレーム・ビットによって送信装置と協
調して相互動作する。このようにして、例えば符号器と
協同動作する復号器はるフレーム毎にわずか３ビツトを
必要とするだけでアシ、特性の劣化は最小化される。Ｄ
３／Ｄ４チャネル・バンクと同様、フレーム・フォーマ
ットの信号フレーム・ビットは遠隔端末に何時６ビツト
（ＡＤＰＯＭ）チャネルが現れるかを知らせることにな
る。
レクサおよび復号器（ビット伸張）回路は互いに遠隔地
点にあって相互作用するマルチプレクサ（２４）および
符号器の鏡像となっている。この受信装置は標準的な操
作手順に従ってフレーム・ビットによって送信装置と協
調して相互動作する。このようにして、例えば符号器と
協同動作する復号器はるフレーム毎にわずか３ビツトを
必要とするだけでアシ、特性の劣化は最小化される。Ｄ
３／Ｄ４チャネル・バンクと同様、フレーム・フォーマ
ットの信号フレーム・ビットは遠隔端末に何時６ビツト
（ＡＤＰＯＭ）チャネルが現れるかを知らせることにな
る。
ディジタル・データ（例えば５６ｋｂ／ｓのデータ）は
音声の符号化されたチャネルと統合されて、更にネット
ワーク能力を増加させ ノることかできる。この場合、
６４ｋｂ／ｓのチャネルは、例えばＡ１およびＢ１チャ
ネルの代シに挿入使用される。ディジタル・データはビ
ット圧縮することはできないので、符号器（２６）はデ
ィジタルｅデータに対してはトランスペアレントでなけ
ればならない（すなわち符号器はディジタル・データに
対しては一時的にバイパス・モードとされる。）。
音声の符号化されたチャネルと統合されて、更にネット
ワーク能力を増加させ ノることかできる。この場合、
６４ｋｂ／ｓのチャネルは、例えばＡ１およびＢ１チャ
ネルの代シに挿入使用される。ディジタル・データはビ
ット圧縮することはできないので、符号器（２６）はデ
ィジタルｅデータに対してはトランスペアレントでなけ
ればならない（すなわち符号器はディジタル・データに
対しては一時的にバイパス・モードとされる。）。
本発明のビット圧縮多重化技法はＩ）ＣＭ符号化された
音声帯域データの伝送には特に有利である。その信号対
雑音比特性は約１５ｄＢであシ、ザブレート（３２ｋｂ
／ｓ ）チャネルの４ビツトの内の１つを（６フレーム
毎に）信号用に供する前述の方法に比べて秀れている。
音声帯域データの伝送には特に有利である。その信号対
雑音比特性は約１５ｄＢであシ、ザブレート（３２ｋｂ
／ｓ ）チャネルの４ビツトの内の１つを（６フレーム
毎に）信号用に供する前述の方法に比べて秀れている。
以上の記述は本発明の原理を単に説明するものであって
、多数の変形が本発明の精神および範囲を逸脱すること
なく当業者にあっては考案可能である。
、多数の変形が本発明の精神および範囲を逸脱すること
なく当業者にあっては考案可能である。
第１図は本発明に従うビット圧縮多重化信号のフォーマ
ットを示す図、 刈・２図は第１図に示すフレーム・フォーマットを実現
するビット圧縮マルチプレクサの簡単化されたブロック
図、 第６図は牙２図のビット圧縮回路のブロック図。 第４図は符号化伝達特性を示す図である。 〔主要部分の符号の説明〕 ラインハンターフェース・ユニット −ｍ−・−−−−
−−２１ビット圧縮回路−−−−−−−−−−−ｍ−−
−−−−−−−−−−−−−−−２３マルチプレクサー
−−−−−−一−−−−−−〜−−−−−−−−−−−
−−−−２４出願人：アメリカン テレフォン アンド
テレグラフ カムパニー
ットを示す図、 刈・２図は第１図に示すフレーム・フォーマットを実現
するビット圧縮マルチプレクサの簡単化されたブロック
図、 第６図は牙２図のビット圧縮回路のブロック図。 第４図は符号化伝達特性を示す図である。 〔主要部分の符号の説明〕 ラインハンターフェース・ユニット −ｍ−・−−−−
−−２１ビット圧縮回路−−−−−−−−−−−ｍ−−
−−−−−−−−−−−−−−−２３マルチプレクサー
−−−−−−一−−−−−−〜−−−−−−−−−−−
−−−−２４出願人：アメリカン テレフォン アンド
テレグラフ カムパニー
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、 繰返しフレームの別個のチャネル中に配置された
複数個のＰ ＯＭ符号化された信号およびこれと多重化
された信号ビットをその各々が含む１対の時分割多重化
されたディジタル・ビット流用のビット圧縮多重化シス
テムにおいて、 通常時は相続くフレームのＰＣＭ符号化された信号をｎ
ビット信号にビット圧縮し、周期的に前記符号化された
信号の選択されたフレームを（ｎ−１）ビット信号にビ
ット圧縮する手段（例えば２６）と、 前記ディジタル・ビット流の対から信号ビットを抽出す
る手段（例えば２１）と、ビット流対のビット圧縮され
た信号を繰返しフレームの別個のチャネルを占有する多
重比され、圧縮された信号と時分割多重化する多重化手
段（例えば２４）とを含み、 該多重化手段は、また前記抽出された信号ビットを前記
繰返しフレームの予め定められた（ｎ−Ｌ）ビット・チ
ャネル中に挿入し、所定のチャネル中に配置された信号
ビットはそのチャネルの符号化されたメツセージ信号と
関連付けられていることを特徴とするビット圧縮多重化
システム。 ２、繰返しフレームの別個のチャネル中に配置された複
数個のＰＣＭ符号化された信号およびこれと多重化され
た信号ビットをその各々が含む１対の時分割多重化され
たディジタル壷ビット流のビット圧縮多重化法において
、 通常時は、ＰＣＭ符号化された信号の相続くフレームを
＋１ピット信号にビット圧縮し、周期的にフレームの選
択された信号を（Ｉ＋−１）ビット信号にビット圧縮し
、 １対のビット流の圧縮された信号を繰返しフレームの別
個のチャネルを占める多重化され、圧縮された信号と多
重化し、 ディジタル・ビット流対から信号ビットを抽出し、 抽出された信号ビットを前記繰返しフレームの予め定め
られた（ ｎ −１）ビット・チャネル中に配置する階
程を含み、 所定のチャネル中に配置された信号ビットはそのチャネ
ルの符号化されたメツセージ信号と関連付けられている
ことを特徴とするビット圧縮多重化法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/505,926 US4519073A (en) | 1983-06-20 | 1983-06-20 | Bit compression multiplexer |
| US505926 | 1983-06-20 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6014540A true JPS6014540A (ja) | 1985-01-25 |
Family
ID=24012457
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59125452A Pending JPS6014540A (ja) | 1983-06-20 | 1984-06-20 | ビツト圧縮多重化システム |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4519073A (ja) |
| JP (1) | JPS6014540A (ja) |
| CA (1) | CA1203031A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997017785A1 (fr) * | 1995-11-10 | 1997-05-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Systeme et procede de transmission et d'echange de signaux vocaux |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6019337A (ja) * | 1983-07-13 | 1985-01-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デイジタル信号多重方法 |
| CA1232022A (en) * | 1983-11-30 | 1988-01-26 | Eisuke Fukuda | Radio communication system |
| CA1209706A (en) * | 1984-06-22 | 1986-08-12 | Northern Telecom Limited | Transmitting a digital signal and an additional signal |
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| SE510974C3 (sv) * | 1996-10-01 | 1999-08-23 | Ericsson Telefon Ab L M | Abonnentvaexel telekommunikationssystem och foerfarande foer att dynamiskt allokera tal- och data kanaler |
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Family Cites Families (4)
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-
1983
- 1983-06-20 US US06/505,926 patent/US4519073A/en not_active Expired - Fee Related
-
1984
- 1984-05-23 CA CA000454938A patent/CA1203031A/en not_active Expired
- 1984-06-20 JP JP59125452A patent/JPS6014540A/ja active Pending
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| WO1997017785A1 (fr) * | 1995-11-10 | 1997-05-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Systeme et procede de transmission et d'echange de signaux vocaux |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4519073A (en) | 1985-05-21 |
| CA1203031A (en) | 1986-04-08 |
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