JP3595574B2 - 通信チャネルを介してデータを伝送する方法 - Google Patents
通信チャネルを介してデータを伝送する方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3595574B2 JP3595574B2 JP18512994A JP18512994A JP3595574B2 JP 3595574 B2 JP3595574 B2 JP 3595574B2 JP 18512994 A JP18512994 A JP 18512994A JP 18512994 A JP18512994 A JP 18512994A JP 3595574 B2 JP3595574 B2 JP 3595574B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- warp
- trellis
- signal point
- modulo
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/497—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems by correlative coding, e.g. partial response coding or echo modulation coding transmitters and receivers for partial response systems
- H04L25/4975—Correlative coding using Tomlinson precoding, Harashima precoding, Trellis precoding or GPRS
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4917—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes
- H04L25/4927—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes using levels matched to the quantisation levels of the channel
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/497—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems by correlative coding, e.g. partial response coding or echo modulation coding transmitters and receivers for partial response systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
- H04L27/3427—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【産業上の利用分野】
この発明はデータを通信チャネルを介して転送するための符号化に関し、特に、シンボル間干渉に妨害を受け易い電話通信チャネルを介して行なわれるデータ通信に関する。
【0002】
【従来の技術】
「充分な符号化利得を持つ符号化ディジタル信号を得る技術(Technique for Achieving the Full Coding Gain of Encoded Digital Signals)」なる標題の米国特許第5,162,812号に、送信信号がトレリス符号を使用して符号化され、一般化部分応答フィルタ(generalized partial response filter)を使用して事前符号化(以下、プリコードと言う)されるシステムが開示されている
。
【0003】
図1は上記米国特許に開示されている送信器を示す図である。図中、直列/並列・コンバータ(以下、S/Pと略称する)10は入力データをパラレル・ワードに変換する。トレリス・エンコーダ12はそのパラレル・ワードを符号化してシンボル間干渉に強い免疫力を供する。シンボル写像器(symbol mapper)14はそのトレリス符号化ワードを所定のシンボル、即ち、信号点配列座標(signal point constellation)中の信号点に写像する。シンボル写像器14によって特定されたシンボルは複素数の形ちを持ち、プリコーダ16に受信される。プリコーダ16は、受信器でそのシンボルがノイズ白色化フィルタを通過するときにその受信器で導入される信号歪みを補償するために使用される。受信されたシンボルは、通信チャネルの有色ノイズを補償するためにノイズ白色化フィルタに通され、その結果、上記トレリス符号の復号作用が適切に改善される。
【0004】
プリコーダ16には、トランスバーサル・フィルタ18と非線形フィルタ20とが包含されている。非線形フィルタ20はモジュロ装置の形態に構成されており、このモジュロ装置はその出力αが−L≦α≦Lを満足するまで、2Lの値の加算或いは減算を繰り返し行なう。非線形フィルタ20はトランスバーサル・フィルタ18によって導入された何らかの不安定要因を補償するために使用される。プリコーダ16の出力は、モジュレータ19により、QAM(直交振幅変調)のような変調技術を使用して変調される。モジュレータ19の出力はフィルタ21によって濾波され、複合回路22介して市内加入者線24へ出力される。
【0005】
類似のシステムが、1993年4月15日にアトランタ(Atlanta)のジョージア(Georgia)で開催された米国電気通信工業会(Telecommunications Industry Association;TIA)の技術委員会TR−30に差し出された論文に開示されている。この論文は「V−FASTにおけるプリコードの実行(Implementation of Precoding in V−FAST)」なる標題で、ユーボグルー(Eyuboglu)らによって著されている。図2はこの論文に開示されているプリコーダを示す図である。プリコーダ30は図1のプリコーダ16と同一である。この図2の例では、有限インパルス応答フィルタ(FIRと略称する)とモジュロ装置とが両方ともフィードバック・ループ中に有る。このFIRは3タップのフィルタとして開示されており、上記モジュロ装置の出力が上記プリコーダへの入力から減算される。
【0006】
上記従来システムは両方ともデータをプリコードするものであり、その結果、受信器中のノイズ白色化フィルタの効果に対して補償がなされるものである。しかし、残念ながら両システムとも欠点がある。第一のシステムは正方形(square)シンボル配列座標にのみ有効であり、それ故により効率的な配列座標の使用が妨げられている。第二のシステムは、かなり大きなディザ信号を使用する。この大きなディザ信号は伝送された信号電力をかなり大きな量で変化させるので、通信チャネルの最大許容電力を超過することがある。その結果、その配列座標に割り当てられる信号空間の量が伝送された電力の変動を吸収するために減少されなければならない。配列座標の信号間隔の減少により、上記配列座標中の信号点間の空間が減少し、従って、ノイズ免疫力が減少する。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、正方形配列座標に限定されることがなく、且つ、ディザ信号の振幅を減少することができる符号化方法及び装置を提供することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】
本システムでは、送信信号を生成する際にディザ信号が使用され、上記ディザ信号が二つの隣接シンボル間の間隔と等しいモジュロ値を使用して作成される限りにおいて元のトレリス符号の復元可能性が維持される。これは、例えば送信器の3タップ型FIRによって生成された各直交位相成分に対して個別のモジュロ・カウントを作成することによって達成される。それらモジュロ・カウントとトレリス・エンコーダからのビットとが、そのトレリス・エンコーダによって識別された配列座標部分集合(constellation subset)を別の配列座標部分集合と置換するために使用される。この置換された部分集合は伝送目的で使用され、その結果受信器中のトレリス・デコーダによって元のトレリス符号が復元される。
【0009】
【作用】
本発明によれば、ディザ信号は、受信器において元のトレリス符号を復元する能力を持続しながら、このディザ信号を生成するのにかなり小さなモジュロ値を使用することによって減少される。この元のトレリス符号を復元する能力は、トレリス・エンコーダによって識別された配列座標部分集合に対する代替配列座標部分集合を選択するために、ディザ信号を生成する間に作成されたモジュロ・カウントを使用することによって得られる。
【0010】
【実施例】
図3は、本発明装置の一実施例のうちの送信器部分を示すブロック図である。シリアル・データは直列/並列・コンバータ(S/P)40によってによって受信される。直列/並列・コンバータ(S/P)40の出力はLビットのワードである。ビット1からビットnは差動エンコーダ42へ与えられ、残るn+1からLのビットLは、シンボル写像器44a、44b、44c、44d、及びシンボル写像器46a、46b、46c、46dへ与えられる。ビットn+1からビットLは上記写像器によって異なった信号点即ち代替配列座標部分集合へ写像される。総合すれば、それら部分集合は伝送配列座標の全体を構成する。各写像器の出力は直交位相成分を持つ複素数である。これら複素数はシンボル配列座標部分集合中のシンボルを識別する。それら写像器からの各出力はマルチプレクサ(MUXと略称する)48によって受信される。
【0011】
差動エンコーダ42はビット1乃至ビットnのうちの幾つかを差動的に符号化する。変更されなかったデータ・ビットと同様に、差動的に符号化されたビットはトレリス・エンコーダ50へ与えられる。トレリス・エンコーダ50はトレリス・ビットY0乃至Ynを生成する。これらトレリス・ビットY0乃至Ynはトレリス・エンハンサ52によって受信される。トレリス・エンハンサ52はまた、モジュロ装置54から入力xカウント及びyカウントを受信する。トレリス・ビットY0乃至Ynの値とxカウント及びyカウントの値とに基づいて、トレリス・エンハンサ52によりMUX48が制御され、上記写像器の出力の一つが選択される。MUX48の出力信号e(k)は加算器58によって受信される。モジュロ装置54からのディザ信号d(k)は加算器58においてMUX48の出力信号e(k)から減算される。加算器58の出力信号x(k)はモジュレータ60、帯域通過フィルタ62及び複合回路64の回路へ与えられる。加算器58の出力信号x(k)はまた、3タップ型のFIR66へ与えられる。FIR66の出力信号はモジュロ装置54によって受信され、そこでxカウント、yカウント及びd(k)が生成される。
【0012】
各シンボル期間中は、直列/並列・コンバータ(S/P)40でパラレル・ワード(I1−IL)kが生成される。ビットIn+1乃至ビットILは上記各シンボル写像器へ与えられる。それらシンボル写像器はビットIn+1乃至ビットILに基づいて所定の配列座標部分集合内で信号点即ちシンボルを出力する。図4は8区劃シンボル配列座標を示す図である。ビットI1乃至ビットILはこの図のシンボル配列座標のシンボルのうちの一つとして符号化される。この図のシンボル配列座標は配列座標の全体を構成している8個の配列座標部分集合が存在していることを示している。これら配列座標部分集合はa、b、c、d、A、B、C及びDの符号文字が付されている各信号点からなり、同一の文字の信号点は同一の配列座標部分集合に属している。4個の配列座標部分集合が存在する4区劃シンボル配列座標では、各文字の大文字表記及び小文字表記は同一の配列座標部分集合の一部と考えられる。データ・ビットI1乃至In及び1個のトレリス・ビットは上記8個の配列座標部分集合うちの一つを選択するために使用される。データ・ビットIn+1乃至ILは配列座標部分集合内の特定のシンボル即ち信号点を識別するために使用される。
【0013】
差動エンコーダ42とトレリス・エンコーダ50とはデータ・ビットI1乃至Inを使用して1個の配列座標部分集合を選ぶ。この実施例では、n = 5であるが,nは他の値であってもよい。差動エンコーダ42は符号化テーブルに従ってデータ・ビットI2及びI3を符号化して、ビットJ2及びJ3を生成する。
【0014】
ビットI1、J2、J3、I4及びI5はトレリス・エンコーダ50へ与えられる。トレリス・エンコーダ50は何らかの有限状態機械によって構成することが可能である。この種の有限状態機械は当該技術分野で周知であり、そのような有限状態機械の二つの例が図6及び図7に図示されている。図6の有限状態機械は64有限状態機械であり、図7の有限状態機械は16有限状態機械である。なお、他の数の状態を持つ有限状態機械を使用することもできる。64有限状態機械の場合、ビットJ2、J3及びI4が入力として使用される。この64有限状態機械の出力はビットY0乃至Y5であり、これらのうちビットY1乃至Y5はそれぞれビットI1、J2、J3、I4及びI5に等しい。符号80が付されている各装置は加算器であり、符号82が付されている各装置は遅延装置であり、符号84が付されている各装置はアンド・ゲートである。ビットY0乃至Y5は、残りのビットIn+1乃至ILと共に使用される配列座標部分集合を識別するために使用される。
【0015】
図6及び図7に図示されている有限状態機械は、2次元トレリス符号化に関してはシンボル期間毎に新たなビットY0を出力し、4次元トレリス符号化に関してはシンボル期間の一つおきに新たなビットY0を出力するように使用される。もし各シンボル期間毎に新たな出力の組が生成されると、遅延装置82は一単位のシンボル期間の遅延装置として作用し、もしシンボル期間の一つおきに新たな出力の組が生成されると、遅延装置82は二単位のシンボル期間の遅延装置として作用する。シンボル期間の一つおきに新たなビット出力Y0乃至Y5の組を生成するように使用されたとき、上記代替配列座標部分集合の選択は図8のテーブル2に示されている。このテーブル2は二つのシンボル期間中に使用される配列座標部分集合を示しているテーブルである。第一文字は第一シンボル期間中に使用される配列座標部分集合を識別し、第二文字は第一シンボル期間中に使用される配列座標部分集合を識別している。なお、二次元符号化が使用される場合は上記第一文字のみが使用される。例えば、もしビット出力Y0乃至Y5が000010であれば、ビット(In+1−IL)k−1が配列座標部分集合“a”を使用して符号化され、ビット(In+1−IL)kが配列座標部分集合“A”を使用して符号化されることとなる。
【0016】
もし4区劃を持つ配列座標が使用される場合は、図7の16有限状態機械がビットY0乃至Y3を生成するために使用される。このケースではn = 3であり、ビットY1、Y2及びY3はそれぞれビットI1、I2及びI3に等しい。図8のテーブル2は0に設定されているビットY4及びY5を伴って使用され、同一の文字の大文字表記及び小文字表記が同一の配列座標部分集合に属している。
【0017】
なお、本発明は図6及び図7の有限状態機械を使用せずに実施することも可能である。この場合、n = 2であり、ビットI1及びI2が差動エンコーダ42へ与えられる。この差動エンコーダ42からのビットJ2及びJ3はY2及びY3として使用される。本実施例では、二次元符号化が使用され、上記差動エンコーダ42からはシンボル期間毎に新たな出力が生成される。図8のテーブル2は0に設定されているビットY0、Y1、Y4及びY5を伴って使用され、各テーブル記述項中の第二文字は無視されている。
【0018】
なお、先に述べた8区劃配列座標において、シンボル写像器44a乃至44d及びシンボル写像器46a乃至46dはそれぞれビットIn+1乃至ILに基づいて配列座標部分集合a、b、c、d及びA、B、C、D中のシンボルを識別する。所望の写像器出力はトレリス・エンハンサ52によって制御されているMUX48を使用して選択される。
【0019】
トレリス・エンハンサ52は、モジュロ装置54からのxカウントとyカウントとの値に基づいて、図8のテーブル2及びビットY0乃至Yn(この実施例ではn = 5)によって識別されている配列座標部分集合を構成する。トレリス・エンハンサ52はテーブル2に従ってMUX48を動作させ、その結果、適切な置換が起きる。MUX48の出力は加算器58によって受信される。
【0020】
トレリス・エンハンサ52によって、配列座標部分集合がビットY0乃至Ynによって識別される配列座標部分集合に置換される前に、FIR66は過去に伝送されたシンボル(3タップ型フィルタの場合、過去の三個のシンボル)に基づいて出力p(k)を計算する。FIR66は当該技術分野で周知な3タップ型フィルタである。この3タップ型フィルタに対する係数は、当該技術分野で周知な方法での学習中に得られ、ITU(International Telecommunication Union:国際電気通信連合;前名称CCITTの改称)のような標準委員会によりITU勧告V.32bisに特定されている。FIR66の出力はモジュロ装置54によって受信される。
【0021】
モジュロ装置54は上記シンボルの各直交位相成分にモジュロ演算を実行してFIR66のX直交位相成分及びY直交位相成分に対して別々のモジュロ・カウントであるxカウント及びyカウントを生成する。もしFIR66の出力がp(k)の特定の直交位相成分に対して正であり且つ2−mあれば、モジュロ値2(2−m)をp(k)の上記直交位相成分から減算する演算がその結果が2−mと同等か或いはそれより小さくなるまで整数回行なわれる。この減算の回数はxカウンタやyカウンタを個々に増分することによってカウントされる。もしFIR66の出力がp(k)の特定の直交位相成分に対して負であり且つ−2−mと同等か或いはそれより小さければ、モジュロ値2(2−m)をp(k)の上記直交位相成分に加算する演算がその結果が−2−mと同等か或いはそれより大きくなるまで整数回行なわれる。この加算の回数はxカウンタ或いはyカウンタをそれぞれ減分することによってカウントされる。上記xカウンタ及びyカウンタの算術底(arithmetic base)は4である。即ち、これらxカウンタ及びyカウンタでは2ビット値00を1だけ減分することによって2ビット値11が生成され、2ビット値11を1だけ増分することによって2ビット値00が生成される。
【0022】
これらのカウント結果はxカウント・ライン及びyカウント・ラインを介してトレリス・エンハンサ52へ供される。信号p(k)のうち上記減算または加算の後で残る部分は信号d(k)として加算器58へ供される。信号d(k)はディザ信号と呼ばれる。これらの計算が実行された後、トレリス・エンハンサ52は、xカウント、yカウント及びビットY0乃至Ynを使用して図9のテーブル3に従って配列座標部分集合を置換する。なお、4区劃配列座標では同一の文字の大文字表記及び小文字表記は同一であると考えられ、テーブル3の最初の4カラムが必要とされる。MUX48から得られる出力は加算器58へ与えられ、この加算器58で信号e(k)から値d(k)が減算されて信号x(k)が生成される。この信号x(k)は通常の方法でモジュレータ60、帯域通過フィルタ62及び複合回路64の回路へ供される。
【0023】
上記加算或いは減算のカウントはFIR66からの出力の各直交軸に対して独立して計算される。これらのカウントは、8区劃配列座標に対しては算術底4を使用し、4区劃配列座標に対しては算術底2を使用して継続することが可能である。これらのカウントはテーブル3に従う置換を実行するためにトレリス・エンハンサ52によって使用される。
【0024】
大きなシンボル配列座標が使用されるときは、大きなディザ信号がこの大きなディザ信号は受信器の再構成フィルタ中のエラー伝播を低減するので許容性が高い。種々の配列座標に適応するために、可変モジュロ装置を使用することが望ましいことであろう。或る可変モジュロ装置は同様にモジュロ装置54に対して以下のよう差異を実行する。もし、FIR66の出力がp(k)の特定の直交位相成分に対して正であり、且つ、K2−mより大きければ、モジュロ値K2(2−m)をp(k)の上記直交位相成分から減算する演算がその結果がK2−mと同等か或いはそれより小さくなるまで整数回行なわれる。この減算の回数はxカウンタ及びyカウンタをそれぞれK回増分することによってカウントされる。もしFIR66の出力がp(k)の特定の直交位相成分に対して負であり、且つ、−K2−mと同等かまたはそれより小さければ、モジュロ値2K(2−m)をp(k)の上記直交位相成分に加算する演算がその結果が−K2−mと同等か或いはそれより大きくなるまで整数回行なわれる。この加算の回数はxカウンタ及びyカウンタをそれぞれK回減分することによってカウントされる。上記変数Kは大きな配列座標に対しては2以上の整数であり、小さな配列座標に対しては1である。
【0025】
上記の値2−mに関しては、図4においてシンボル間の間隔が2×2−mである場合が図示されている。この値2−mは、mが好ましくは7或いは8のような整数である任意スカラー数である。
【0026】
図10は本発明と共に使用される受信器を示す図である。信号は市内加入者線24から複合回路64を介して受信される。この受信された信号はデモジュレータ/線形イコライザ・複合装置100を介して次へ送られる。このデモジュレータ/線形イコライザ・複合装置100は当該技術分野で周知なものである。その信号は続いてノイズ白色化フィルタ102へ与えられる。このノイズ白色化フィルタ102は上記通信チャネルによって導入される有色ノイズを補償する。白色ノイズを有することは、その結果トレリス符号の復号を旨く行なうことができることとなるので望ましい。ノイズ白色化フィルタ102は3タップ型FIR104と加算器106とで構成される。FIR104は当該技術分野で周知であり、前述の図3の送信器中のFIR66と同一のタップ値を有する。白色ノイズr(k)はトレリス・デコーダ108へ与えられる。トレリス・デコーダ108は周知のビテルビ・アルゴリズムを実行し、トレリス符号及びビットI1乃至Inを復元する。復元されたトレリス符号は伝送された配列座標部分集合を識別するために使用される。この情報は再構成フィルタ112のトレリス・エンハンサ110へ与えられる。このトレリス・エンハンサ110もまたモジュロ装置114のxカウント出力及びyカウント出力を受信する。
【0027】
トレリス・デコーダ108の出力は信号y’(k)であり、この信号は図4の配列座標を超えて広がっている増加された数のシンボル即ち信号点を有する信号を表わしている。この配列座標の膨張は前述の送信器中のノイズ白色化フィルタ102とその補フィルタ及びモジュロ装置の結果生じたものである。この配列座標の膨張を排除するために、3タップ型のFIR116及び加算器118がノイズ白色化フィルタ102と逆の作用を実行するように動作する。FIR116の係数は前述の送信器中のFIR104及びFIR66の係数と同一である。FIR116の出力は信号p’(k)であり、この信号はモジュロ装置114へ与えられる。モジュロ装置114は前述のモジュロ装置54と同一の方法で動作する。
【0028】
モジュロ装置54に関連して先に記述したように、モジュロ装置114はxカウント信号とyカウント信号とを生成する。モジュロ装置114の出力は信号d’(k)であり、この信号は信号d(k)の推定値である。信号d’(k)は加算器120で加算器118からの信号x’(k)と組み合わされる。加算器120の出力は信号e’(k)である。この加算器120の出力信号e’(k)はスライサ122a、122b、122c、122d、及びスライサ124a、124b、124c、124dへ与えられる。これらのスライサ122a、122b、122c、122d、及びスライサ124a、124b、124c、124dは、信号e’(k)が配列座標部分集合のシンボルa、b、c及びdとA、B、C及びDのうちの何れのシンボルを表わしているかを判定するために使用される。MUX126は上記スライサのうちの一つの出力を選択するために使用される。このMUX126はトレリス・エンハンサ110を使用して制御される。
【0029】
トレリス・エンハンサ110は上記ビットY0’乃至Yn’を使用して上記伝送された配列座標部分集合を識別し、モジュロ装置114からのxカウント入力及びyカウント入力は図9のテーブル3に従って上記伝送された配列座標部分集合と置換された元の配列座標部分集合を識別するために使用される。一旦、元の配列座標部分集合の識別が完了すると、MUX126によってその配列座標部分集合に関連するスライサが選択される。その結果、MUX126の出力が並列/直列・コンバータ128へ与えられ、そこで最初に供されたデータ・ストリームが復元される。
【0030】
図11は上記送信器で代替配列座標部分集合を選択するための別の実施例を示す図である。この実施例では、図3中のシンボル写像器46a、46b、46c、46dが写像器140及び142で置換されている。これら各写像器140及び142は、ビットIn+1乃至I1を包含する信号を配列座標部分集合に写像する。この実施例では、8個の配列座標部分集合が存在し、これらがそれぞれ4個から成る二つのグループにグループ分けされている。各グループでは、その中の4個の配列座標部分集合が互いに90度の回転位相差を持つように関係付けられている。その結果、MUX144は写像器140若しくは142の出力を選択することによって4個の配列座標部分集合から成る上記二つのグループの一つを選択する。
【0031】
選択されたグループ中の特定の配列座標部分集合は、乗算器146を使用して選択される。MUX144からの配列座標部分集合は各写像器と関連する4個の配列座標部分集合のうちの何れか一つを生成するために0度、90度、180度或いは270度だけ回転されるようにすることができる。この結果、トレリス・エンハンサ52は二つの出力を有し、それらの出力の一方はMUX144によって写像器140と142との選択を行なうために使用され、他方の出力は乗算器146に0度、90度、180度或いは270度の位相偏移の開始を指示するために使用される。この動作は図3の実施例と比較して少ない数の写像器を使用することができる利点を供する。
【0032】
同様な方法で、図12は図10に示される受信器の別の実施例を示す図である。この図12において、信号e’(k)は乗算器150に受信され、乗算器150の出力はスライサ152及び154へ与えられる。スライサ152と154の出力はMUX156によって選択される。上記乗算器150及びMUX156へはトレリス・エンハンサ110から制御信号が入力される。図10に関連して論考されたように、トレリス・エンハンサ110はトレリス・デコーダ108からの上記受信された部分集合識別情報及びモジュロ装置114からのxカウント入力及びyカウント入力を使用して、元の配列座標部分集合を識別する。図11に関連して論考したように、乗算器150は上記受信シンボルを0度、90度、180度或いは270度だけ回転し、図11での乗算器146の効果を逆転させるために使用される。MUX156は、適切なスライサを選択して元のデータを復元するために使用される。
【0033】
図13及び図14は本発明の他の実施例を示す図である。図13において、この送信器は直列/並列・コンバータ(S/P)40と写像器140及び142との間にプリプロセッサ200を挿入する改変が為されている。このプリプロセッサ200は、部分率エンコード(fractional rate encoding)、絶対値変換(modulus conversion)、輪状整形(shaping by ring)及び配列座標切り替え(constellation switching)のような機能を実行する。更に、加算器58の出力はモジュレータ60へ与えられる前に非線形エンコーダ300へ与えられる。
【0034】
図14において、この受信器はデモジュレータ/線形イコライザ・複合装置100とノイズ白色化フィルタ102との間に非線形デコーダ400を包含する改変が為されている。この非線形デコーダ400は、図13での非線形エンコーダ300の作用を補償する。更に、ポスト・プロセッサ202がMUX156とP/S128との間に挿入されている。このポスト・プロセッサ202は図13でのプリプロセッサ200の逆動作装置を構成する。
【0035】
上記非線形エンコーダ300は伝送チャネルの非直線特性を補償する。この非線形エンコーダ300は上記配列座標を、先験的に知られている上記伝送チャネルの上記非直線特性成分の逆成分を形づくるワープ関数(warp function)に従い、その配列座標の信号点の位置を調整することによってゆがませる(以下ワープ(warp)すると言う)。例えば、PCMシステムの事例では、その成分は代表的には伝送されつつある信号の絶対値の対数関数、いわゆるμ法則特性関数のものである。従って、上記伝送された信号の絶対値の逆の対数関数、即ち、指数関数が上記配列座標をワープするために使用される。
【0036】
上記配列座標のワープは解除可能に為されているので、上記受信器では、受信信号点をビタービ・デコーダへ与える前にこれら受信信号点を上記逆のワープ関数を使用して逆ワープ(unwarp)し、それによって上記伝送チャネルの非直線特性の既知の特性を形づくることが可能である。なお、PCMシステムの事例では、上記逆ワープ関数は上記のμ法則特性関数の逆関数であり、特には対数関数である。その結果、上記ビタービ・デコーダは標準の改変されていないビタービ復号アルゴリズムを使用することができる。
【0037】
図15において、信号x(k)のX直交位相成分の値及びY直交位相成分の値は選択されたワープ関数に従って生成されたワープ乗数wを掛けることによってワープされる。特に、上記ワープ乗数wはエンコーダ302によって生成され、このエンコーダ302はそのリード線304から上記ワープ乗数wを乗算器306及び308へ供する。乗算器306及び308は上述の乗算を実行し、その結果得られたワープされた値はモジュレータ60へ与えられる。このモジュレータ60は標準の方法で上記ワープされた信号点のストリームを表わす被変調ライン信号を生成する。
【0038】
上記通信チャネルにはPCMシステムが包含されており、該通信チャネルの全体のチャネル特性が一時的信号強度の関数、即ち、μ法則特性関数の機能である既知の非直線特性を持っていることが推定される。従って、ワープ乗数wを生成するためにエンコーダ302で使用された上記ワープ関数は上記伝送信号点の信号強度の機能である。即ち、上記信号強度は上記ワープ関数では独立変数である。この目的のため、エンコーダ302にはリード線312及び314からX直交位相成分の値及びY直交位相成分の値を受信し、各信号点の絶対値ptを次式、即ち
pt = (X2+Y2)1/2
の計算によって決定する絶対値計算器310が包含されている。
【0039】
このptの値は続いてこのモデム即ち通信装置内からのワープ因数gをリード線318に受信するワープ生成器316へ与えられる。そのワープ因数gは上記ワープ関数での別の独立変数であり、上記信号配列座標の全体をワープするのに望ましい度合いの関数であり、次には該通信チャネルの上記非直線特性の既知の成分の関数、この事例ではμ法則特性関数の関数として選択される。本実施例では、ワープ生成器316は次式、即ち
のワープ関数、即ち
w’= 1+(8192Pt+2731Pt 2+683Pt 3+137Pt 4+23Pt 5+3Pt 6)/16384
で与えられるワープ関数に従って予備ワープ乗数w’を生成する。
ここで、Pt = pt/gである。
【0040】
その関係は上記μ法則特性関数の逆関数(指数関数)への直列近似であり、ワープ乗数wは次式で与えられる。
w = (e[power]Pt−1)/Pt
【0041】
更に、ここで上記通信チャネルで別の非直線関係が得られ、上記関数の別の逆関数がワープ生成器316で使用されることとなる。例えば、もし該通信チャネルに、信号処理アルゴリズムが時間に関して信号強度の関数として変化するADPCM方式(適応差分パルス符号変調方式)が包含されている場合、ワープ生成器316で使用されるワープ因数gの値は上記信号処理アルゴリズムの逆アルゴリズムを形づくるような方法で適合されることとなる。ワープ生成器316で使用される上記関数はまた、その通信チャネル中のノイズが上記配列座標の低絶対値及び高絶対値の信号点に別々に悪影響を及ぼすことが懸念される仕方を考慮することが可能である。
【0042】
ワープ因数gの値及び信号点の絶対値ptの値の範囲に依って、予備ワープ乗数w’へのX及びYの乗算の結果、該通信チャネルのピーク電力限界または平均電力限界或いはそれらの両方共超過するようにワープされた信号点が得られる。従って、予備ワープ乗数w’はエンコーダ302中で自動利得制御器(以下、AGCと略称する)320によって処理され、リード線304に前述のワープ乗数wが生成される。このAGC320は極めて長い時定数を持ち、それにより、或る順応期間の後、何らかの所定の配列座標及びワープ因数gに関して基本的に一定であろう尺度化機能(scaling function)が供される。このことによってワープ乗数wの値に上記通信チャネルの電力限界の超過を回避する上限が課される。
【0043】
図16乃至図18は、それぞれ、別の値のワープ因数gを使用して直前で説明したばかりの上記ワープ作用の結果得られる、図19の配列座標のワープ態様を示す図である。使用される特定の値のワープ因数gは適用例に依存して決定され、且つ経験的にも決定することができる。ともかく、図16乃至図18の配列座標の各ワープされた信号点が所定のワープ関数に従って図19の基本配列座標のそれぞれの信号点と関係していることが明らかに認められる。
【0044】
図14及び図20において、デモジュレータ/線形イコライザ・複合装置100からの信号は伝送信号点の同位相成分Xr及び直交位相成分Yrに関するデモジュレータ/線形イコライザ・複合装置100の最良の推定値を表わしている。ここで、「r」は受信器を意味する記号である。これらの位相成分Xr及び位相成分Yrは、非線形デコーダ400により、それらに逆ワープ乗数Wを乗算することによって「逆ワープ」される。特に、その逆ワープ乗数Wはデコーダ402によって生成され、デコーダ402は下記に述べる方法でそのリード線404からその逆ワープ乗数Wを乗算器406及び408へ供する。乗算器406及び408は上述の乗算を実行し、その結果得られたリード線410及び412上の逆ワープされた同位相成分値及び直交位相成分値がノイズ白色化フィルタ102へ与えられる。
【0045】
デコーダ402に関し、このデコーダ402は受信信号点のprの値を判定する役割を持ち、ワープ因数gの値を認識して送信器で為されたワープ作用と逆の作用を実行する。従って、デコーダ402には絶対値計算器414及び逆ワープ生成器420が包含されており、この絶対値計算器414はリード線416及び418に受信されたXr及びYrからprの値を計算し、逆ワープ生成器420はリード線422上のワープ因数gの値に応答して次の関係、即ち
W = 1+(−8192Pr+5461Pr 2−4096Pr 3+3277Pr 4−2731Pr 5+2341Pr 6)/16384
で与えられる逆ワープ乗数Wを生成する。ここで、Pr = pr/gである。
【0046】
上記関係は予備ワープ乗数w’の生成が行なわれた関係と逆の関係であり、次式、即ち
W = [logn(1+Pr)]/Pr
で与えられる上記μ法則特性関数(対数関数)に対する、Pr<1において有効な直列近似である。なお、Pr≧1においては別の近似が使用されることとなる
。
【0047】
逆ワープ乗数Wに関する上の式5で使用されている信号点の絶対値prの値は上記受信信号点から計算された値である。prのこの値は代表的には受信信号点に重畳されているノイズ成分のせいで、送信器中でワープ乗数wを生成するために使用された値から少なくとも僅かは相違している。このことは、或る信号点を逆ワープする量がその信号点をワープした量とは僅か異なっていることを意味している。しかし、この相違によって、上記信号点が逆ワープされるとき、それら信号点が上記基本配列座標中のそれらと対応する各位置の周囲の、例えば、上記逆ワープ作用が送信器で使用されたptの値を使用して実行されたとした場合(その値が事実受信器で分かっているか、或いは計算可能であったと想定される)より厳格な位置にもたらされる傾向がある利点が有る。
【0048】
上記の事項は、上記通信チャネル中で上記μ法則符号化が実行された後、上記伝送信号点に重畳されたノイズに関係している。しかし、それら信号点が上記通信チャネル中で上記μ法則符号化を受けている時点では、その送信器と上記μ法則符号化が実際に実行される通信チャネル中のコーデックとの間で起きるノイズ及び他のチャネル効果のせいで上記伝送信号点が既に幾分か乱されている。従って、上記ワープされた信号点は図19の理想信号点位置からワープされるのではなく、むしろそれら理想信号点位置からほんの僅かに偏位している位置からワープされる。受信器中で上記μ法則特性関数の逆関数を使用することはこのことを考慮していない。この効果は極めて微少であり、その結果ここまでに述べた方法は非常に旨く働く。しかし、上記効果を考慮することが可能であり、それによりかなり良好な結果が得られる。
【0049】
特に、ワープ作用が無い場合、各受信信号点と関連するノイズは、PCMシステム中の非直線A/Dコンバータのせいで、次の形の式、即ち
n = (a2p2+b2)1/2
で厳密に表わすことができる。ここでnは信号点の絶対値pに関連するノイズの実効値である。定数a及びbは上記通信チャネルと伝送フィルタ及び受信フィルタとの属性に依存している。
【0050】
ここで仮定されている状況のように、伝送チャネルで増殖性ノイズが受信信号点上に重畳されている状況では、ワープ関数とその逆関数には、ワープ作用の際に隣接信号点間の間隔がそれら信号点と関連する実効値ノイズに比例するようなものであることが有利である。その結果、各受信信号点に重畳されたノイズは上記配列座標中でのその位置と独立し、且つ、異なる信号点に関連するエラー発生率の相違が最小になる。もし上記配列座標に多数の信号点が包含されていれば、この属性は次式、即ち
w’= 1+(2731Pt 2+137Pt 4+3Pt 6)/16384
で与えられるワープ関数によって得られる。
ここで、Pt = pt/gであり、g = b/aである。
【0051】
この関係は次式、即ち
w = (sinhPt)/Pt
で与えられる双曲線正弦関数に対する直列近似である。定数a及びbの値は通信チャネルに依存し、一般的には先験的に分かっていないので、ワープ因数gは上記比b/aを決定するために上記の如く適合するか、或いは受信されたノイズの測定値から計算されるようにすることが可能である。
【0052】
上記対応する受信器のワープ乗数は次式、即ち
W = 1+(−2731Pr 2+1229Pr 4−731Pr 6)/16384
に従って生成される。この関係は次式、即ち
W = {logn[Pr+(1+Pr 2)1/2]}/Pr = (sinh−1Pr)/Pr
で与えられる逆双曲線正弦関数に対する直列近似であり、Pr<1で有効である
。
【0053】
上記の説明は、単に非直線符号化及び非直線復号の原理を示すものである。従って、本明細書では対数関数及び双曲線正弦関数に関して論考されているが、特定の状況では他の関数が有利である。
【0054】
簡単な実施態様では、ワープ因数gを通信チャネルの予期の特性に基づいて送信器及び受信器でプリセットすることが可能である。更に複雑な適用例では、受信器で予期の信号点に対する上記受信信号点の分散が検査され、その測定値がワープ因数gの値をその受信器で適合させるために使用され、その一方でそのgの値が、例えば二つのモデム或いは通信装置間の従来の診断通信チャネルを介して送信器に知らされるようにすることによってワープ因数gを適応的に判定することができる。
【0055】
分かり易く説明するために上記送信器及び受信器の種々の機能ブロックが個々のディスクリート要素として図示されているが、それらの機能ブロックは現在の技術を用いて、当業者に周知されているように、代表的には一以上のプログラム内蔵プロセッサやディジタル信号プロセッシング(digital signal processing;DSP)チップ等によって実行されるようにすることができる。
【0056】
本発明は二次元配列座標を使用するシステムの情況で開示されている。しかし、同様に当業者に十分認められているように、何れの次元の配列座標を使用するシステムにも適用可能である。
【0057】
本発明はモデム技術に限定されるものではなく、むしろシンボル間干渉かまたは解除可能に行なわれている非直線効果、或いはそれらが共に存在する、如何なるタイプの信号伝送システム或いは環境にも適用可能である。
【0058】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ディザ信号は、受信器において元のトレリス符号を復元する能力を持続しながら、このディザ信号を生成するのにかなり小さなモジュロ値を使用することによって減少される効果が得られる。この元のトレリス符号を復元する能力は、トレリス・エンコーダによって識別された配列座標部分集合に対する代替配列座標部分集合を選択するために、ディザ信号を生成する間に作成されたモジュロ・カウントを使用することによって得られる効果が有る。
【図面の簡単な説明】
【図1】図1は従来の送信器を示すブロック図である。
【図2】図2は図1の送信器で使用されるプリコーダを示すブロック図である。
【図3】図3は本発明装置の一実施例のうちの送信器部分を示すブロック図である。
【図4】図4は8区劃シンボル配列座標、即ち、信号点配列座標を示す図である。
【図5】図5はビットJ2及びJ3を生成する符号化テーブルを示す図である。
【図6】図6は64状態を持つ有限状態機械を示すブロック図である。
【図7】図7は16状態を持つ有限状態機械を示すブロック図である。
【図8】図8は部分集合選択テーブルを示す図である。
【図9】図9は部分集合置換テーブルを示す図である。
【図10】図10は本発明装置の一実施例の受信器部分を示すブロック図である。
【図11】図11は本発明装置の別の実施例の送信器部分を示すブロック図である。
【図12】図12は本発明装置の別の実施例の受信器部分を示すブロック図である。
【図13】図13は非直線エンコーダを伴う本発明装置の実施例のうちの送信器部分を示すブロック図である。
【図14】図14は非直線デコーダを伴う本発明装置の別の実施例のうちの受信器部分を示すブロック図である。
【図15】図15は図13の送信器で使用される非直線エンコーダを示すブロック図である。
【図16】図16はg = 20の値を持つ場合のワープされた配列座標を示す図である。
【図17】図17はg = 40の値を持つ場合のワープされた配列座標を示す図である。
【図18】図18はg = 60の値を持つ場合のワープされた配列座標を示す図である。
【図19】図19は逆ワープされて配列座標を示す図である。
【図20】図20は図14の受信器で使用される非直線デコーダを示すブロック図である。
【符号の説明】
10 S/P(直列/並列・コンバータ)
12 トレリス・エンコーダ
14 シンボル写像器
16 プリコーダ
18 トランスバーサル・フィルタ
19 モジュレータ
20 非線形フィルタ
21 フィルタ
22 複合回路
24 市内加入者線
30 プリコーダ
40 S/P(直列/並列・コンバータ)
42 差動エンコーダ
44 シンボル写像器
46 シンボル写像器
48 MUX(マルチプレクサ)
50 トレリス・エンコーダ
52 トレリス・エンハンサ
54 モジュロ装置
58 加算器
60 モジュレータ
62 帯域通過フィルタ
64 複合回路
66 FIR(有限インパルス応答フィルタ)
80 加算器
82 遅延装置
84 アンド・ゲート
100 デモジュレータ/線形イコライザ・複合装置
102 ノイズ白色化フィルタ
104 FIR(有限インパルス応答フィルタ)
106 加算器
108 トレリス・デコーダ
110 トレリス・エンハンサ
112 再構成フィルタ
114 モジュロ装置
116 FIR(有限インパルス応答フィルタ)
118 加算器
120 加算器
122 スライサ
124 スライサ
126 MUX(マルチプレクサ)
128 P/S(並列/直列・コンバータ)
140 写像器
142 写像器
144 MUX(マルチプレクサ)
146 乗算器
150 乗算器
152 スライサ
154 スライサ
156 MUX(マルチプレクサ)
200 プリプロセッサ
202 ポスト・プロセッサ
300 非線形エンコーダ
302 エンコーダ
304 リード線
306 乗算器
308 乗算器
310 絶対値計算器
312 リード線
314 リード線
316 ワープ生成器
318 リード線
320 AGC(自動利得制御器)
400 非線形デコーダ
402 デコーダ
404 リード線
406 乗算器
408 乗算器
410 リード線
412 リード線
414 絶対値計算器
416 リード線
418 リード線
420 逆ワープ生成器
422 リード線
Claims (5)
- データ・ワードに基づいて所定の信号点配列座標から第一信号点を識別するステップと、
少なくとも1個の以前に伝送された信号点を使用して第一の信号を生成するステップと、
前記第一信号点と前記第一信号から導出されたモジュロ・カウントとに基づいて、前記所定の信号点配列座標から第二信号点を選択するステップと、
前記第二信号点を表わす信号を通信チャネルを介して伝送するステップ、
とから成ることを特徴とする通信チャネルを介してデータを伝送する方法。 - 第一信号点を識別する前記ステップが、前記データ・ワードとこのデータ・ワードの少なくとも1ビットの関数である状態機械の現在の状態とに基づいて前記識別を行なうステップを有する
ことを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 前記モジュロ・カウントが、前記第一信号の各直交位相成分に別々のモジュロ・カウントを導くステップを有する
ことを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 前記モジュロ・カウントを生成するために、可変モジュロ値が使用される
ことを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 前記第二信号点にディザ信号を加えるステップ
を更に有することを特徴とする請求項1に記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US9350893A | 1993-07-16 | 1993-07-16 | |
US093508 | 1993-07-16 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07154443A JPH07154443A (ja) | 1995-06-16 |
JP3595574B2 true JP3595574B2 (ja) | 2004-12-02 |
Family
ID=22239346
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18512994A Expired - Fee Related JP3595574B2 (ja) | 1993-07-16 | 1994-07-15 | 通信チャネルを介してデータを伝送する方法 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5559835A (ja) |
EP (1) | EP0634856B1 (ja) |
JP (1) | JP3595574B2 (ja) |
CA (1) | CA2124376A1 (ja) |
DE (1) | DE69429037T2 (ja) |
Families Citing this family (33)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3321976B2 (ja) * | 1994-04-01 | 2002-09-09 | 富士通株式会社 | 信号処理装置および信号処理方法 |
US5508752A (en) * | 1994-04-12 | 1996-04-16 | Lg Electronics Inc. | Partial response trellis decoder for high definition television (HDTV) system |
US5878077A (en) * | 1995-10-10 | 1999-03-02 | Paradyne Corporation | Apparatus for high-speed simultaneous voice/data communications |
JP3140974B2 (ja) * | 1996-03-31 | 2001-03-05 | 富士通株式会社 | 判定方法及びプリコーダ装置 |
US5995548A (en) * | 1996-11-15 | 1999-11-30 | 3Com Corporation | Signaling method using multiple modulus shell mapping |
US5812601A (en) * | 1996-11-15 | 1998-09-22 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Coding for higher-level modulation |
WO1998025384A2 (en) * | 1996-12-04 | 1998-06-11 | Fernway Limited | A method for trellis coding a logarithmic distribution of constellation points |
US6081555A (en) * | 1996-12-04 | 2000-06-27 | Conexant Systems, Inc. | Methods and apparatus for implementing shell mapping techniques in the context of a PCM-based modem communications system |
US6084883A (en) * | 1997-07-07 | 2000-07-04 | 3Com Corporation | Efficient data transmission over digital telephone networks using multiple modulus conversion |
US6084915A (en) * | 1997-03-03 | 2000-07-04 | 3Com Corporation | Signaling method having mixed-base shell map indices |
WO1998039883A1 (en) * | 1997-03-03 | 1998-09-11 | 3Com Corporation | Signalling method using multiple modulus conversion and shell mapping |
US6014447A (en) * | 1997-03-20 | 2000-01-11 | Raytheon Company | Passive vehicle classification using low frequency electro-magnetic emanations |
US5881074A (en) * | 1997-03-25 | 1999-03-09 | Level One Communications, Inc. | 1000base-t packetized trellis coder |
US6301683B1 (en) | 1997-06-09 | 2001-10-09 | Vocal Technologies, Ltd. | Trellis encoding technique for PCM modems |
US6088827A (en) * | 1997-08-28 | 2000-07-11 | Level One Communications, Inc. | 1000BASE-T packetized trellis coder |
US6104761A (en) * | 1998-08-28 | 2000-08-15 | Sicom, Inc. | Constrained-envelope digital-communications transmission system and method therefor |
US6185175B1 (en) | 1998-12-02 | 2001-02-06 | Cirrus Logic, Inc. | Sampled amplitude read channel employing noise whitening in a remod/demod sequence detector |
US6414989B1 (en) * | 1999-09-10 | 2002-07-02 | Conexant Systems, Inc. | Upstream PCM transmission for a modem system |
US6690739B1 (en) * | 2000-01-14 | 2004-02-10 | Shou Yee Mui | Method for intersymbol interference compensation |
US7055088B2 (en) | 2000-02-11 | 2006-05-30 | Paradyne Corporation | Interleaved generalized convolutional encoder |
US6715124B1 (en) * | 2000-02-14 | 2004-03-30 | Paradyne Corporation | Trellis interleaver and feedback precoder |
AU2001243566A1 (en) * | 2000-03-10 | 2001-09-24 | Broadcom Corporation | Architecture for very high-speed decision feedback sequence estimation |
US7251270B2 (en) | 2000-06-20 | 2007-07-31 | Paradyne Corporation | Systems and methods for fractional bit rate encoding in a communication system |
JP4393111B2 (ja) * | 2003-05-27 | 2010-01-06 | 三菱電機株式会社 | ハーフレートcdr回路 |
US7283590B2 (en) * | 2003-09-10 | 2007-10-16 | Texas Instruments Incorporated | Signal processing approach for channel coding based on inter-symbol-interference insertion |
US7936851B2 (en) * | 2004-02-20 | 2011-05-03 | Nokia Corporation | Channel equalization |
US20050239500A1 (en) * | 2004-04-05 | 2005-10-27 | Haixian Liu | Method and apparatus for dual mode mobile handset |
WO2006000941A1 (en) * | 2004-06-21 | 2006-01-05 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Modulation of data streams with constellation subset mapping |
US7937048B2 (en) | 2005-08-01 | 2011-05-03 | National Institute Of Advanced Industrial Science And Technology | Signal transmission apparatus and signal transmission method |
JP4583313B2 (ja) * | 2006-01-31 | 2010-11-17 | 株式会社デンソー | 車両用制御装置 |
US8151174B2 (en) * | 2008-02-13 | 2012-04-03 | Sunrise IP, LLC | Block modulus coding (BMC) systems and methods for block coding with non-binary modulus |
CN102783112B (zh) * | 2009-12-21 | 2015-08-05 | 瑞典爱立信有限公司 | 数据调制 |
US9031178B2 (en) * | 2013-08-27 | 2015-05-12 | Broadcom | Generalized transmit pre-coding for optical and backplane channels |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5040191A (en) * | 1987-02-24 | 1991-08-13 | Codex Corporation | Partial response channel signaling systems |
US5022053A (en) * | 1989-04-10 | 1991-06-04 | At&T Bell Laboratories | Data communications with alternation of signaling constellations |
US5159610A (en) * | 1989-05-12 | 1992-10-27 | Codex Corporation | Trellis precoding for modulation systems |
US4941154A (en) * | 1989-05-30 | 1990-07-10 | At&T Bell Laboratories | Trellis coding method and arrangement for fractional bit rates |
US5095497A (en) | 1989-10-02 | 1992-03-10 | At & T Bell Laboratories | Technique for achieving the full coding gain of encoded digital signals |
US5195107A (en) * | 1990-12-11 | 1993-03-16 | At&T Bell Laboratories | Technique for compensating for intersymbol interference |
US5249200A (en) * | 1991-07-30 | 1993-09-28 | Codex Corporation | Device and method for combining precoding with symbol-rate spectral shaping |
US5265127A (en) * | 1991-09-03 | 1993-11-23 | At&T Bell Laboratories | Non-linear encoder and decoder for information transmission through non-linear channels |
-
1994
- 1994-05-26 CA CA002124376A patent/CA2124376A1/en not_active Abandoned
- 1994-07-06 EP EP94304979A patent/EP0634856B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-07-06 DE DE69429037T patent/DE69429037T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-07-15 JP JP18512994A patent/JP3595574B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-02-21 US US08/391,328 patent/US5559835A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH07154443A (ja) | 1995-06-16 |
EP0634856A2 (en) | 1995-01-18 |
DE69429037D1 (de) | 2001-12-20 |
EP0634856A3 (en) | 1995-05-31 |
EP0634856B1 (en) | 2001-11-14 |
US5559835A (en) | 1996-09-24 |
DE69429037T2 (de) | 2002-08-14 |
CA2124376A1 (en) | 1995-01-17 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3595574B2 (ja) | 通信チャネルを介してデータを伝送する方法 | |
US5396519A (en) | Method and apparatus for adaptively providing precoding and preemphasis conditioning to signal data for transfer over a communication channel | |
US5263051A (en) | Device and method of interleaving for a trellis precoding system | |
JP2645432B2 (ja) | 通信システム用受信機、データ回復方法、送信機、及び通信システム | |
JP3115735B2 (ja) | データ送受信装置および方法 | |
US5384810A (en) | Modulo decoder | |
US5398073A (en) | Concatenated coded vestigial sideband modulation for high definition television | |
US7013421B2 (en) | Trellis interleaver and feedback precoder | |
US6101223A (en) | System and method for optimizing the uncoded modulation of circular constellations using circular precoding and nonlinear encoding | |
EP0490551B1 (en) | Technique for compensating for intersymbol interference | |
JP2654320B2 (ja) | 非線形符号化装置およびその方法、非線形復号装置およびその方法、および非線形チャネルによるデータ伝送方法 | |
US5265127A (en) | Non-linear encoder and decoder for information transmission through non-linear channels | |
EP1123613A1 (en) | Fractional-bit transmission using multiplexed constellations | |
US6137829A (en) | System and method for transmitting special marker symbols | |
JP3203303B2 (ja) | 通信装置 | |
JPH08501433A (ja) | 改良されたプリコーディング装置および方法 | |
US5521942A (en) | Method for increasing the dynamic range of a signal in a simultaneous voice and data system by the use of overlapping signal point regions and trellis coding | |
WO1992014306A1 (en) | Apparatus and methods employing distribution preserving tomlinson precoding in transmission of digital data signals | |
EP0383632B1 (en) | Mapping digital data sequences | |
JP2654321B2 (ja) | トレリス符号化の方法および装置 | |
EP0287586B1 (en) | Data transmission system and method for use therein | |
JPH0310423A (ja) | 変調方式用トレリスコーディング | |
EP0162714A2 (en) | Coding baseband signals | |
Gelle et al. | Turbo decision aided reconstruction of clipping noise in coded OFDM |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040127 |
|
A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20040426 |
|
A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20040527 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040708 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040824 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040906 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070910 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080910 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080910 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090910 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100910 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100910 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110910 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120910 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130910 Year of fee payment: 9 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |