JPH08501433A

JPH08501433A - 改良されたプリコーディング装置および方法

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Publication number: JPH08501433A
Application number: JP7504042A
Authority: JP
Inventors: ユーボグル，エム・ベダット
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1993-07-08
Filing date: 1994-06-24
Publication date: 1996-02-13
Anticipated expiration: 2019-07-28
Also published as: JP3547443B2; CA2142846C; US5446758A; EP0672321A1; CA2142846A1; DE69433224D1; WO1995002291A1; EP0672321A4; EP0672321B1; DE69433224T2

Abstract

(57)【要約】改良されたプリコーディング技術（７００）と装置（１００）とによって、チャンネルｈ（Ｄ）上での信号点シーケンスの送信が可能となり、チャンネル容量に近いデータ速度で、符号間干渉やノイズが存在する下でも、効率的なデータ転送が実現される。この改良された技術は、トレリス・コード化変調およびあらゆる信号コンステレーシヨンと共に動作する。これにより、本発明はシェーピングを簡素化し、コンステレーションの切り替えをせずに、分数速度での信号送信を可能にする。本発明の主要な利点は、チャンネル出力シーケンスの過去の成分に基づいてマッパの出力成分を選択することによって、ディザ損失の低減を達成する機能である。

Description

【発明の詳細な説明】改良されたプリコーディング装置および方法発明の分野本発明は一般的にデジタル通信システムに関し、更に特定すれば、デジタル通信システムにおける送信用デジタル・データ・シーケンスのプリコーディング（ precoding）に関するものである。発明の背景ガウス・ノイズがあり、帯域制限が厳格で、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が高いチャンネル上では、理想的なゼロ強制判断返送等化（zero-forcing decision-fe edback equalization：ＤＦＥ）と符号間干渉（ＩＳＩ）のない理想的なチャンネルのために設計されたコード化変調およびコンステレーション・シェーピング（coded modulation and constellation shaping）技術との組み合わせを用いることによって、デジタル・データを信頼性高く送信できることが示されている。しかしながら、理想的なＤＦＥは実現不可能である。トレリス・プリコーディング（Trellis precoding）は、コーディング、シェーピングおよび等化技術を組み合わせ、コーディングおよびシェーピングと共に理想的なＤＦＥと同じ性能を得ることができる実現可能な技術である。トレリス・プリコーディングの潜在的な欠点の１つに、信号点が空間充填境界領域（space-filing boundary region）内に均一に分布している信号コンステレーションに対してのみ有効であるということがあげられる。空間充填（space-fi lling）とは、境界領域を重なり合わないように適当に変換して合体すると、その空間全体におよぶ（占有する（tile））ということを実質的に意味する。言い換えれば、境界領域は、典型的にプリコーディング格子と呼ばれている格子の基本領域として表現可能でなければならない。公知のコード化変調技術との互換性を保つために、プリコーディング格子は、典型的に、境界領域が正方形の形状を有するように、二次元整数格子Ｚ²を換算（scale）したものＭＺ²（Ｍは換算係数）として選択される。用途によっては、正方形の信号コンステレーションは、円形に近い境界を有するコンステレーションよりも、二次元ピーク対平均出力比（ＰＡＲ：Peak to Average power Ratio）が高いので、望ましくない場合がある。より重大なのは、正方形のコンステレーションは符号を分数ビット（fracti onal bits）で表わすのには相応しくなく、分数速度送信（fractional rate tra nsmission）を可能にするにはコンステレーション・スイッチングとして知られている方法が必要になるので、二次元ＰＡＲが更に増大することである。トレリス・プリコーディングでは、ボロノイ領域（Voronoi region）が正方形のそれよりも円に近く、ある分数データ速度を許容するプリコーディング格子を見つけることが可能である。しかしながら、この方法は全ての分数データ速度を均一に扱うのではなく、９０゜位相回転に対して不変とすることは更に難しいため、柔軟性に欠ける。これは実際の応用では重要な要件となる場合もあるものである。トレリス・プリコーディングのその他の欠点は、シェーピング利得を得るためには、プリコーディング処理をシェーピング処理と組み合わせなければならず、このために構成の複雑度が増大することである。実質的にいかなる信号コンステレーションとでも、実質的にいかなるデータ速度においてでも動作し、しかもコンステレーション・シェーピングとは独立して実施可能で、理想的なＤＦＥの性能にできるだけ近い全体性能を得ることができる、柔軟性のあるプリコーディング方法および装置が必要とされている。発明の概要トレリス・コードＣを用いて、非理想的チャンネル応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャンネル上を送信するためにデジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンス（signal point sequence）ｘ（Ｄ）に配置する（mapping）装置および方法について記載する。前記装置は、プリコーダによって供給されるフィードバック情報に基づいて、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛ｙ_k-1，ｙ_k-2，...｝に部分的に基づいて、所与の時刻ｋにおける（Ｄ）の成分ｕ_kが選択されるように、前記デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置するマッパ（mapper）と、ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって前記信号点シーケンスｘ（Ｄ）を発生するプリコーダとから成る。ここで、ｄ（Ｄ）は選択された非ゼロ・シーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）-１］の形式のポストカーソル符号間干渉（postcursor intersymbol interference）（ＩＳＩ）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差を表し、ｃ（Ｄ）は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣ内のコード・シーケンスとなるように選択される。図面の簡単な説明第１図は、本発明による装置のブロック図である。第２図は、本発明による装置の第１実施例を示すより詳細なブロック図である。第３図は、第２図のマッパの詳細ブロック図である。第４図は、本発明による装置の第２実施例のブロック図である。第５図は、本発明による装置を利用したデジタル通信システムの第１実施例のブロック図である。第６図は、図５のデジタル通信システムの復元装置のブロック図であり、復元装置をより特定して示すものである。第７図は、本発明方法による一実施例のステップを表わすフロー・チャートである。第８図は、本発明による他の実施例のステップを表わすフロー・チャートである。第９図は、デジタル・データ・シーケンスをプリコーディングしてシーケンスｘ（Ｄ）を得て、インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャンネル上を送信するために用いられる、本発明によるデジタル信号プロセッサのブロック図である。好適実施例の詳細な説明本発明の方法および装置は、デジタル通信チャンネル上を送信するためにデジタル・データ・シーケンスをプリコードし、特に厳しい減衰歪みを有するチャンネル上での動作を可能とするものである。本発明を利用することによって得られる重要な利点には、コンステレーション・スイッチングを必要とせず実質的にあらゆる所望データ速度で送信すること、円形信号コンステレーションによる送信、シェーピングをプリコーディングと完全に分離することによるシェーピングの簡素化、およびプリコーダによって供給されるフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスの過去の成分に部分的に基づいてマッパの出力を選択することによるディザ損失（dither loss）の低減が含まれる。第１図に示されるように、番号１００の装置は、本発明にしたがって、トレリス・コードＣを用いて、デジタル・データ・シーケンスをプリコードし、複素プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）＝ｘ₀＋ｘ₁Ｄ＋...を発生し、複素インパルス応答ｈ（Ｄ）＝ｈ₀＋ｈ₁Ｄ＋ｈ₂Ｄ²＋....を有する離散時間チャンネルを通じて送信を行う。本明細書において、ｈ（Ｄ）は単調（monic）である（即ち、ｈ₀＝１）と仮定しても一般性を失わない。コードＣは２ｎ次元トレリス・コードであり、ここでｎは格子分割（lattice partition）Λ／Λ’に基ずく整数、Λは予め選択された格子、Λ’はΛおよび速度ｍ/ｍ＋ｒの畳み込みコードの予め選択された副格子（sublattice）である。格子Λは、いわゆるトレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λ_oの２^r個のコセット（coset）の合体（union）であり、ここでΛ_oはΛの副格子、Λ’はΛ_oの副格子である。ｙ（Ｄ）＝ｙ₀＋ｙ₁Ｄ＋ｙ₂Ｄ²＋....がトレリス・コードにおけるコード・シーケンスとし、一連の２ｎ次元ベクトル成分ｙ_k＝（ｙ_kn，...，ｙ_kn+n-1 ），ｋ＝０，１，...，として表されるとすると、時刻ｋにおける成分ｙ_kは、Λ_o の唯一のコセットに属する。このコセットは時刻ｋにおける現在状態Ｓ_kによって決定される。装置（１００）はマッパ（１０２）とプリコーダ（１０４）とを含む。このプリコーディング体系の特徴は、プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）が次の和によって表されることである。ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）ここで、ｕ（Ｄ）＝ｕ₀＋ｕ₁Ｄ＋ｕ₂Ｄ²＋....は、デジタル・データを表わす信号点シーケンスであり、マッパ（１０２）によって発生される。信号点Ｕ_i，ｉ＝０，１，２，...は、ｕ（Ｄ）の各２ｎ次元成分ｕ_k＝（Ｕ_kn，...，Ｕ_kn+n-1 ）が格子の変換（translate）上に位置するように、二次元信号コンステレーションから選択される。シーケンスｄ（Ｄ）＝ｄ₀+ｄ₁Ｄ＋ｄ₂Ｄ²＋....は、以下の式にしたがってプリコーダ（１０４）によって発生されるディザ・シーケンスである。ｄ（Ｄ）＝ｃ（Ｄ）-ｐ（Ｄ）ここで、ｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）-１］は、ポスト−カーソル符号間干渉（ＩＳＩ）シーケンスであり、ｃ（Ｄ）＝ｃ₀＋ｃ₁Ｄ＋ｃ₂Ｄ²＋....は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）がトレリス・コードＣからのコード・シーケンスとなるように選択される。本発明の特徴は、シーケンスｃ（Ｄ）の成分Ｃ_k＝（Ｃ_kn，...，Ｃ_kn+n-1）が、常にトレリス・コードＣの時刻−ゼロ格子Λ_oまたはその副格子Λ_sからプリコーダ（１０４）によって選択され、シーケンスｕ（Ｄ）の成分ｕ_kは、ｙ（Ｄ）がＣ内の有効なコード・シーケンスとなるように成分ｙ_kが存在していなければならないΛ_oのコセットにｕ_kが存在するように、ｙ（Ｄ）の過去の値｛ｙ_k-1，ｙ_k-2，....｝に部分的に基づいて、マッパ（１０２）によって選択されることである。したがって、コセットは、コード・シーケンスｙ（Ｄ）の状態ｓ_kに基づいて選択される。デジタル・データは、通常通り選択されたコセットから信号点を決定する。過去の値｛ｙ_k-1，ｙ_k-2，....｝に関する情報は、マッパ（１０２）に動作可能に結合されているプリコーダ（１０４）によってマッパ（１０２）に供給される。本発明の技術は、“ISI coder - Combined coding and precoding，”AT&T co ntribution to EIA-TR30.1，Baltimore，MD，June 1993に記載された技術とは、重要な部分で相違するものである。先に引用した技術では、成分ｕ_kはｙ（Ｄ）の状態ｓ_kには関係なく、常に時刻−ゼロ格子Λ_oの変換から選択されるのに対し、成分ｃ_kは状態ｓ_kにしたがって、Λ_oの２^r個のコセットの１つから選択される。ｃ_kの選択にはいつでも同一格子を用いるので、本発明の技術は論理的により単純である。更に、本発明の方法は９０度の回転に対して透明（tr ansparent）とすることができるのに対し（以下を参照）、先に引用した技術ではこれを完全に達成することはできない。また、本発明では、プリコーダは理想的なチャンネル（即ち、ｈ（Ｄ）＝１）に対して自動的に動作不能とされるのに対し、先に引用した技術では、理想的なチャンネル上では特別な手順に従わなければならない。典型的に、本発明は、複素インパルス応答ｈ（Ｄ）が単位円上でゼロを有さない場合、または、これと同等に、その逆数１/ｈ（Ｄ）が安定な時に用いられるものである。したがって、以下の実施例は、安定した逆数を有する標準型応答（ canonical response）であるｈ（Ｄ）を用いる。ｈ（Ｄ）はｈ（Ｄ）＝１＋０．７５Ｄのような全ゼロ応答（all zero response）、ｈ（Ｄ）＝１/（１-０．７５Ｄ）のような全極応答（all poleresponse）、または、ゼロおよび極を含むより一般的な応答のいずれでもよいことに注意されたい。以前のプリコーディング技術におけるように、応答ｈ（Ｄ）は決定されており、送信機および受信機においては既知のものである。第２図の番号２００は、本発明による装置の第１実施例のより詳細な実施例である。第１図の場合のように、デジタル・データ・シーケンスはまずマッパ（１０２）において、公知のエンコーディング、マッピングおよびシェーピング技術の組み合わせを用いて、信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置される。成分ｕ_k＝（ｕ_kn，ｕ_kn+1，....，ｕ_kn+n-1）が存在する時刻−ゼロ格子Λ_oのコセットは、プリコーダ（１０４）によって供給されるフィードバック情報に基ずくｙ（Ｄ）の過去の値｛ｙ_k-1，ｙ_k-2，....｝に基づいて決定される。この実施例では、プリコーダは、第１結合部（２０４）と、フィルタリング／モデュロ部（２０６）とで構成されている。第１結合部（２０４）は典型的に加算器であり、入力シーケンスｕ（Ｄ）とディザ・シーケンスｄ（Ｄ）とを受信するように動作可能に結合され、プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）を形成する。フィルタリング／モデュロ部（２０６）は、ｘ（Ｄ）を受信するように動作可能にに結合されたフィルタ（２１２）を含み、ｄ（Ｄ）を発生するために用いられる。フィルタリング／モデュロ部（２０６）は、更に、フィルタリング部（２１２）からのポスト−カーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）を受信するように動作可能にに結合されたモデュロ部（２１０）を含む。ここで、ｐ（Ｄ）はｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）-１］にしたがって結合部（２０４）から受信されるプリコード・シーケンスｘ（Ｄ）をフィルタリングすることによって得られる。ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）は、ｄ（Ｄ）＝ｃ（Ｄ）-ｐ（Ｄ）で与えられる。ここで、ｃ（Ｄ）は時刻−ゼロ格子Λ_oの選択された副格子Λ_sから選択された２ｎ次元成分ｃ_kのシーケンスである。成分ｃ_kは、ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）の平均エネルギを小さく維持するように、Λ_sから選択される。第２結合部（２０８）（典型的に加算器）が、プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）とポスト−カーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）とを組み合わせ、ｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）＋ｐ（Ｄ）にしたがってチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）を形成する。次に、コセットの選択のために、シーケンスｙ（Ｄ）をマッパにフィードバックする。成分ｃ_kはΛ_oの副格子Λ_sから選択されるので、チャンネル出力成分ｙ_k＝ｕ_k＋ｃ_kは、信号点ｕ_kと同じΛ₀のコセットに属する。したがって、トレリス・コード内のｙ（Ｄ）の現在の状態ｓ_kに基づいて、時刻−ゼロ格子の許されるコセットからｕ_kが選択されるのであれば、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）は有効なコード・シーケンスである。第２図のモデュロ部（２１０）は、副格子Λ_sの指定された基本領域（fundame ntal region）内でディザ成分ｄ_k＝（ｄ_kn，ｄ_kn+1，...，ｄ_kn+n-1）を発見するために用いられる。このディザ成分は、副格子Λ_sを法とする．（modulo the sublattice Λ_s）負ポスト−カーソルＩＳＩ成分-ｐ_k＝（-Ｐ_kn，-Ｐ_kn+1，... ，-Ｐ_kn+n-1）に正確に一致する。副格子Λ_sは、複雑さと性能との間でいずれを優先させるかに応じて選択される。複雑さを低くするには、Λ_sを二次元格子のｎ重カルテシアン積（n-fold Cartesian product）となるように選択すればよい。ここでモデュロ部の動作を１つの具体例についてより詳細に説明する。トレリス・コードが格子分割ＲＺ⁴／２Ｄ₄に基づく四次元トレリス・コードと仮定する。このコードは時刻−ゼロ格子Λ₀＝ＲＤ₄を有するので、Λ_sはＲＤ₄の副格子である２Ｚ⁴＝（２Ｚ²）²として選択される。この例では、二次元符号ｄ_kn+1，ｉ＝０，１，...，ｎ-１が、正方形領域［-１，１）ｘ［-１，１）から符号毎（sy mbol by symbol basis）に、２Ｚ²を法とする-Ｐ_kn+iに正確に一致するように（即ち、ｄ_kn+iの実部および虚部が２を法とする-Ｐ_kn+iの実部および虚部と正確に一致するように）選択される。用途によっては、プリコード体系が９０゜位相回転に対して透明であることは重要である。これは、区間［-１，１）をｐ_kの正成分に、かつ（-１，１］を非正成分に用いることによって達成される。この場合、マッパも差動エンコーダを含むことになる。差動エンコーダは技術的現状では公知である（例えば、L. F. Wei，“Trellis-c oded modulation using multi-dimensional constellations，”IEEE Trans．In form．Theory，vol．IT-33，pp．483-501， July 1987）。送信される符号Ｓ_x＝Ｅ｛｜ｘ_j｜²｝のエネルギは、エネルギｕ（Ｄ）およびｄ（Ｄ）の和Ｓ_u＋Ｓ_dとなる。ここで、Ｅは統計的期待値（statistical expect ation）である。送信されるシーケンスｘ（Ｄ）の平均エネルギＳ_xは、平均ディザ・エネルギＳ_dが小さい限りは、信号シーケンスｕ（Ｄ）のエネルギＳ_uとほぼ同一ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）による平均エネルギの増加は小さくなるということである。これは、副格子Λ_sの基本ボロノイ領域（fundamental Voronoi region ）からｄ_kの要素を選択することによって達成される。本発明の主要な利点は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の過去の履歴を基にシーケンスｕ（Ｄ）を修正することによって、ディザ・エネルギを低減することである。第３図の番号３００は、マッパ（１０２）の更に詳細なブロック図であり、成分ｕ_kを選択するΛ₀のコセットを決定するために用いられるコード追跡部（code tracker）（３０４）が示されている。コード追跡部（３０４）への入力は、プリコーダ（１０４）から得られるチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）である。コード追跡部（３０４）は、ｙ（Ｄ）を受信するコセット情報抽出器（３０２）、コセット情報抽出器（３０２）に動作可能に結合されているビット・マッパ（３０６）、およびマッパに動作可能に結合されている速度ｍ/ｍ+ｒの畳み込みエンコーダ（convolutional en coder）（３０８）を含む。連続する成分ｙ_kが存在するトレリス・コードの副格子Λ’のコセットを追跡することにより、コード・シーケンスｙ（Ｄ）の状態を追跡することが可能となる。この情報を用いて、時刻−ゼロ格子Λ₀の２^r個のコセットのどれから成分ｕ_kを選択すべきかを決定する。第３図に示すように、このステップの実施を可能にするには、コセット情報抽出器（ＣＩＥ）（３０２）を用いてスライシング処理（slicing operation）によって上述のコセットを抽出し、ビット・マッパ（３０６）を用いてＣＩＥの出力をｍビットに変換し（３０４）、次にこれらのビットを速度ｍ/ｍ+ｒ畳み込みエンコーダ（３０８）を通過させてｒビットを発生し、マッピング部（３１０）がこれらをデジタル・データ符号と共に用いて、成分ｕ_kを決定する。畳み込みエンコーダからのこれらｒビットを用いて、Λの中のΛ₀の２^r個のコセットの１つを選択する。例えば、分割ＲＺ⁴/２Ｄ₄に基づく４Ｄトレリス・コードの場合、速度ｍ/ｍ+１畳み込みエンコーダを用いて、各２符号毎に１回、余分に１ビットを生成し、このビットを用いてＲＺ⁴内の時刻−ゼロ格子ＲＤ⁴の２つのコセットの一方を選択し、一方前記データ・ビットはそのコセットから四次元点を選択する。第４図は、本発明の他の実施例（番号４００）を示す。これは図２に示す実施例と実質的に同等である。この実施例では、フィルタリング／モデュロ部（４０４）が副格子Λ_sから成分ｃ_kを最初に選択するスライシング部（４０２）と、ｄ_k ＝ｃ_k-ｐ_kにしたがってディザｄ_kを形成するフィルタリング部（２１２）とを含む。本実施例では、チャンネル出力成分ｙ_kは、ｙ_k＝ｕ_k＋ｃ_kにしたがって成分ｕ_k をｃ_kと組み合わせることによって得ることができる。プリコーダによって供給されるシーケンスｙ（Ｄ）に関する情報は、マッパ出力ｕ_kが選択される時刻− ゼロ格子Λ₀のコセットを決定するためにマッパ（１０２）においてコード追跡器（３１０）によって用いられる。他の例では、再び、分割ＲＺ⁴/２Ｄ₄に基づいた四次元トレリス・コードが用いられると仮定するが、今回は副格子Λ_sは時刻−ゼロ格子ＲＤ₄自体である。まず、副格子ＲＤ₄は、４Ｄ格子２Ｚ⁴とそのコセット２Ｚ⁴+（０，０，１，１）との合体として表されることに注意されたい。更に、４Ｄ格子２Ｚ⁴は、偶数の整数の全ての対から成る二次元（２Ｄ）格子２Ｚ²のカルテシアン積を取ることによって得ることができる。したがって、ＲＤ₄は以下のように表される。ＲＤ₄＝(２Ｚ²ｘ２Ｚ²) Ｕ[２Ｚ²+（１，１）]Ｘ[２Ｚ²+（１，１）]，ここで、Ｕは合体（union）を表し、Ｘはカルテシアン積を表わす。２Ｄ格子２Ｚ²とそのコセット２Ｚ²+（１，１）との合体により、２Ｄ格子ＲＺ²が形成される。したがって、スライシング部（４１０）は、偶数の符号間隔２ｋにおいてＲＺ² からその符号ｃ_2kを選択することにより、４Ｄ符号ｃ_k＝（ｃ_2k，ｃ_2k+1）を選択することができる。ｃ_2kが２Ｚ²に属する場合、続く奇数符号間隔（symbol in terval）において、偶数の整数格子２Ｚ²から２番目の符号ｃ_2k+1が選択される。しかしながら、ｃ_2kがコセット２Ｚ²+（１，１）に属する場合、コセット２Ｚ² +（１，１）から２番目の符号Ｃ_2k+1が選択される。このようにして、４Ｄ符号（ｃ_2k，Ｃ_2k+1）がＲＤ₄に属することを保証する。本発明は平均ディザ・エネルギを最少に抑えるという基準に限定される訳ではなく、各ｃ_iの選択がｘ（Ｄ）の過去の値ｘ_j，ｊ＜ｉのみに基づき、成分ｃ_kが時刻−ゼロ格子Λ₀に属する限り、いかなる基準を用いてコード・シーケンスｃ（Ｄ）を選択してもよいことに注意されたい。例えば、ある応用では、チャンネル出力符号ｙ_i＝ｕ_i＋ｃ_iの範囲を制限することが望ましい場合がある。これを達成するには、ディザ・エネルギＳ_dが高くなることを犠牲にして、ｃ_iの値をある範囲に抑制すればよい。以上の説明では、チャンネルが離散時間複素インパルス応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられることを仮定とした。技術的現状では、ノイズが含まれる離散時間または連続時間の線形チャンネルは全て、因果（causal）（ｈ_k＝０，ｋ＜０）、最少位相（単位円上または外側では全てゼロ）、単調（ｈ₀＝１）インパルス応答ｈ（Ｄ）、および付加白色ノイズＷ（Ｄ）を有する標準状離散時間等化チヤンネル（canonical discrete-time equivalent channel）で表されることはよく知られている。白化整合フィルタ（whitened matched filter）と、選択された符号速度で動作するサンプラ（連続時間チャンネルの場合）とを含む標準受信機フロントエンドを用いて、かかる等価チャンネルを設けてもよい。実際には、ｈ（Ｄ）は典型的に、送信機、チャンネル、受信機、およびサンプラにおけるフィルタの総合効果を表わす。同様に、ｗ（Ｄ）は受信フィルタおよびサンプラを通過した後のノイズを表す。白化整合フィルタは、適切なフィルタによって歪み強度を低下させるので、ここに従来の線形等化に対する本発明の性能上の優越性がある。実際、ｈ（Ｄ）が全ゼロ応答である時、判定返送等化器のための標準適応技術を用いて、白化整合フィルタを適応的に決定することができる。ｈ（Ｄ）が全極フィルタであることが望まれる時、まず標準方法を用いて全ゼロ応答ｈ’（Ｄ）を適応的に決定し、次に公知の多項式分割技術を用いてｈ（Ｄ）＝１/ｇ’（Ｄ）を有限多項式である。デジタル通信システムに組み込まれた本発明装置の一実施例を、第５図に番号５００で示す。ここでは、送信機と受信機の少なくとも一方が本発明を利用している。前記システムは、典型的に、送信機（５０２）と受信機（５０６）の少なくとも一方を含み、送信機はマッパ（５０８）と、デジタル・データ・シーケンスを送信するためのプリコーダ（５１０）と、上述のパラグラフで説明したように得られ、プリコーダに動作可能に結合されてプリコード・シーケンスｘ（Ｄ）の送信を容易にするチャンネル（５０４）とを有し、一方、受信機（５０６）は、チャンネル部（５０４）に動作可能に結合され、受信シーケンスｒ（Ｄ）を受信しデコードして予測出力シーケンスｙ（Ｄ）を発生するデコーディング部（５１８）と、デコーディング部（５１８）に動作可能に結合され、信号点シーケンスｕ（Ｄ）の予測ｕ（Ｄ）を実質的に復元する復元部（５２０）とを有する。次に、逆配置およびシェーピング復元（inversemap and shaping recovery）を用いて（コンステレーション・シェーピングを用いる場合）、送信すべきデジタル・データ・シーケンスの予測値をｕ（Ｄ）から検出する。先に示した等価チャンネル（５０４）は、応答ｈ（Ｄ）を有し、ｘ（Ｄ）を受信し既に定義した出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）を生成するフィルタ（５１２）と、付加ノイズを発生する付加ノイズ部（５１６）と、典型的には加算器であり、チャンネルフィルタｈ（Ｄ）（５１２）と付加ノイズ部（５１６）とに動作可能に結合された結合部（５１４）とによって実質的に表される。デコーディング部（５１８）は、典型的に、当技術では公知のトレリス・コードＣ用デコーダである。デコーティング部（５１８）は典型的にノイズのある受信シーケンスｒ（Ｄ）を受信しデコードする。このシーケンスは以下の形状を有し、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の予測値ｙ（Ｄ）を発生する。ｒ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）+ｗ（Ｄ）＝ｙ（Ｄ）+ｗ（Ｄ）＝［ｕ（Ｄ）+ｃ（Ｄ）］+ｗ（Ｄ）また、復元部（５２０）は、デコーディング部（５１８）に動作可能に結合され、入力シーケンスｕ（Ｄ）の予測値ｕ（Ｄ）を実質的に復元する。これについては以下でより詳細に説明する。先に述べたように、シーケンスｙ（Ｄ）はトレリス・コードＣ内のシーケンスでなければならない。これが意味するのは、当技術では公知のように、シーケンスｙ（Ｄ）を従来のＣ用デコーダで予測することにより、予測出力シーケンスｙ（Ｄ）を発生できるということである。第６図のブロック図に番号６００で更に特定して示す復元部（５２０）は、典型的に、予測シーケンスｙ（Ｄ）を受信するように動作可能に結合され、ｙ（Ｄ）をフィルタリングして実質的にｐ（Ｄ）＝ｙ（Ｄ）/｛１ −１/ｈ（Ｄ）｝という形状でポスト−カーソルＩＳＩシーケンスの予測値ｐ（Ｄ）を求め、ｐ（Ｄ）をフィードバック信号として発生し、ｘ（Ｄ）＝ｙ（Ｄ） -ｐ（Ｄ）にしたがってｙ（Ｄ）からｘ（Ｄ）を得る、プリコーダ（１０４）内のフィルタ（２１２）と実質的に同一の少なくとも１つの復元フィルタリング部（６０４）と、復元フィルタリング部（６０４）に動作可能に結合され、送信機においてプリコーディング部で用いられるのと実質的に同様に、成分ｄ_k＝（ｄ_k _n ，ｄ_kn+1，...，ｄ_kn+n-1）が副格子Λ_sの指定された基本領域に存在し、副格子Λ_sを法とする負ポスト−カーソルＩＳＩ成分-ｐ_k＝（-ｐ_kn，-ｐ_kn+1，ｐ_kn+ _n-1 ）と正確に一致する、予測ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を検出する復元モデュロ部（６０６）と、復元モデュロ部（６０４）と予測結合器（６０２）とに動作可能に結合され、プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）の予測シーケンスｘ（Ｄ）を受信し、シーケンスｘ（Ｄ）とシーケンスｄ（Ｄ）との間の差を実質的に判定し、元の入力シーケンスｕ（Ｄ）の予測値ｕ（Ｄ）を得る復元結合部（６０６）とを含む。判定誤差（ｙ（Ｄ）＝ｙ（Ｄ））がなく、そして送信機および受信機における動作が実質的に対称的である限り、元のシーケンスｕ（ｋ）は正確に復元される。復元回路には他の等価な構成でも可能である。要約すると、復元フィルタリング部（６０４）を用いてポスト−カーソルＩＳＩ変数ｐ（Ｄ）の予測値Ｐ（Ｄ）を再生（reconstruct）し、次に復元モデュロ部（６０４）を用いて、送信機の対応する装置（１００）におけるｄ（Ｄ）と実質的に相関関係にあるディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を決定し、次に復元結合部（６０８）を用いてｕ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）-ｄ（Ｄ）を発生する。勿論、ｙ（Ｄ）にはチャンネル・ノイズによる偶発的エラーがあり、それがエラー伝搬を引き起こす可能性がある。しかしながら、１/ｈ（Ｄ）が安定なので、フィルタ１-１/ｈ（Ｄ）におけるエラー伝搬は破減的なもの（catastrophic）には決してならない。更に、ｈ（Ｄ）が位数（order）ｐの全極応答である場合（ｍは選択された整数）、エラー伝搬はせいぜいｐ個の符号で確実に阻止される。予測値ｕ_j、復元シーケンスｕ（Ｄ）のｉ番目の変数が、入力シーケンスｕ（Ｄ）のｉ番目の変数に許される範囲外にある場合、かかる範囲の違反は、判断の誤りが現在の符号ｙ_jに発生したこと、または最新の符号のいずれかｙ_j-i，ｉ＞０にあるエラーのためにｃ_iが誤りであることを示す。かかる範囲違反が検出された時、予測値ｙ_jまたはｙ_j-iを調節することによりその違反を補正しようとすることが考えられる。したがって、範囲違反を監視することによって、ある程度のエラー補正は達成される。かかるエラー検出機能は、送信システムの動作を監視するためにも有用である。以上のように、本発明によれば、デジタル通信受信機を用いて、プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）に配置され、非理想的な応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャンネル上を送信されるデジタル・データ・シーケンスを、トレリス・コードＣを用いて受信し、受信シーケンスｒ（Ｄ）を発生する。この場合、受信機は、少なくとも、ｒ（Ｄ）を受信するように動作可能に結合され、受信された送信シーケンスｒ（Ｄ）をデコードして予測出力シーケンスｙ（Ｄ）を発生するデコーディング部と、デコーディング部に動作可能に結合され、ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって発生される送信信号点シーケンスｘ（Ｄ）に対するシーケンスｕ（Ｄ）の予測シーケンスｕ（Ｄ）を実質的に復元する復元部とを含む。ここで、ｕ（Ｄ）は前記デジタル・データ・シーケンスを固有に表わす信号点シーケンスであり、２ｎ次元成分ｕ_kが存在する時刻−ゼロ格子Λ₀のコセットはチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の状態に左右され、ｄ（Ｄ）は、成分ｃ_kがトレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λ₀の副格子Λ_sから選択される選択シーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）-１］という形状のポスト−カーソル符号間干渉（ＩＳＩ）との間の非ゼロ差を表し、ｃ（Ｄ）がｐ（Ｄ）のみに基づいて選択されるようにする。第６図に示すように、復元手段の一実施例は、予測出力シーケンスｙ（Ｄ），ｐ（Ｄ）を受信するように動作可能に結合された予測結合部（６０２）と、予測出力シーケンスｘ（Ｄ）を受信するように動作可能に結合され、予測ポスト−カーソル符号間干渉（ＩＳＩ）シーケンスｐ（Ｄ）を発生する復元フィルタリング部（６０４）と、復元フィルタリング手段に動作可能に結合され、送信シーケンスｘ（Ｄ）を発生するために用いられるｄ（Ｄ）と実質的に相関関係を有する予測ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を発生する復元モデュロ部（６０６）と、予測プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）を受信すると共に復元モデュロ手段の出力ｄ（Ｄ）に動作可能に結合され、実質的にｕ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）-ｄ（Ｄ）の形状の予測シーケンスｕ（Ｄ）を決定する第３結合部（６１０）（典型的に加算器）と、第３結合手段に動作可能に結合され、予測シーケンスｕ（Ｄ）をインバース・マッピングし、送信デジタル・データ・シーケンスに実質的に等しい受信デジタル・データ・シーケンスを発生するインバース・マッパ（６１２）とを利用する。加えて、デジタル通信受信機は、デコーディング部（５１８）が連続符号ｙ_i 間の相関関係を利用して複雑度を減少させたシーケンス予測部も含むように選択することもできる。一実施では、この複雑度を減少させたシーケンス予測部は、状態減少シーケンス予測（ＲＳＳＥ）のための状態合体技術（state merging te chniques）を用いて決定する、状態数が少ないシーケンス予測器を用いる。復元部は、範囲違反判定部を含むことが望ましければ、それを含むように選択してもよい。復元されたシーケンスｕ（Ｄ）のｉ番目の変数がある範囲の外側にある（範囲違反）時、この判定部は予測値ｙ_jと過去の予測値ｙ_k-j（ｊは正の整数）との少なくとも一方を調整し、範囲違反を実質的に補正する。図７の番号７００は、デジタル通信システムにおいて送信用信号点ストリームをプリコードするための、本発明方法によるステップを示すフロー・チャートを表わす。この方法は、トレリス・コードＣを用いて、デジタル・データ・シーケンスをプリコードしてシーケンスｘ（Ｄ）を発生し、インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャンネル上を送信するためのものである。信号点ストリームｕ（Ｄ）は、ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）として送信される。ここで、ｄ（Ｄ）はｄ（Ｄ）＝ｃ（Ｄ）-ｐ（Ｄ）という形状のディザ・シーケンスであり、ｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）-１］はポスト−カーソル符号間干渉（ＩＳＩ）を表し、ｃ（Ｄ）は成分ｃ_kがトレリス・コードＣの時刻−ゼロ格子Λ₀の副格子Λ_sに属するシーケンスであり、ｃ（Ｄ）はｐ（Ｄ）のみに基づいて得られる。シーケンスｕ（Ｄ）はデジタル・データ・シーケンスを固有に表し、その成分ｕ_kは、ｙ（Ｄ）がトレリス・コードにおけるコード・シーケンスとなるように、プリコーダによって発生されるフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛ｙ_k-1，ｙ_k-2，...｝に部分的に基づいて選択される。第７図の番号７００に示す一実施例では、トレリス・コードＣを用いて、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｘ（Ｄ）に配置し、非理想的チャンネル応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャンネル上を送信する方法は、以下のステップから成る。（１）デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置するステップ（７０２）、および（２）ｕ（Ｄ）をディザ・シーケンスｄ（Ｄ）と組み合わせることによって信号点シーケンスｕ（Ｄ）をプリコードし（７０４）、ｄ（Ｄ）がｄ（Ｄ）＝ｃ（Ｄ）-ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）-１］という形状となるようにするステップ。ここで、ｃ（Ｄ）は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）がトレリス・コードＣからのコード・シーケンスとなるように選択される。ｕ（Ｄ）の成分ｕ_kは、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛ｙ_k-1，ｙ_k-2，....｝に部分的に基づいて選択される。ｃ（Ｄ）の成分ｃ_kは、トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λ₀の副格子Λ_sから選択される。これらのシーケンスは上述の通りである。第８図の番号８００に示す別の実施例では、この方法は、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置するステッブ（８０２）、ｕ（Ｄ）を加算するステップ、選択されたコード・シーケンスｃ（Ｄ）およびポスト−カーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）を加算して送信シーケンスｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）を得るステップ（８０４）、ｘ（Ｄ）をフィルタリングして実質的に以下の形状のｐ（Ｄ）を得るステップ（８０６）、ｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）-１］および、ｐ（Ｄ）を符号毎にスライスしシーケンスｃ（Ｄ）を得るステップから成る。上述した方法は、先により詳細に説明した本発明の装置の変更にしたがって、変更してもよい。この場合でも、ｕ（Ｄ）の成分ｕ_kは、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛ｙ_k-1，ｙ_k-2，....｝に部分的に基づいて選択される。ｃ（Ｄ）の成分ｃ_kは、トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λ₀の副格子Λ_sから選択される。本発明は、図９に番号９００で示されるデジタル通信システムに実施することができる。この場合、デジタル信号プロセッサ（９０２）を用いてデジタル・データ・シーケンスをプリコードし、インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャンネル上を送信するためのシーケンスｘ（Ｄ）を得る。このプロセッサは、典型的に、当該デジタル信号プロセッサが実行するコンピュータ・プログラムを有するプログラム記憶媒体（９０４）を含み、前記プログラムは、プリコーディング・プログラムによって発生される情報に基づいたチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の過去の値に部分的に基づいて、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置するマッピング・プロクラム（９０６）と、ｕ（Ｄ）を用いてシーケンスｘ（Ｄ）を発生するプリコーディング・プログラム（９０８）とを含む。ここで、ｘ（Ｄ）は、デジタル・データ・シーケンスを固有に表し、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の状態に基づいて選択される信号点ストリームｕ（Ｄ）とディザ・シーケンスｄ（Ｄ）＝ｃ（Ｄ） −ｐ（Ｄ）との和ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）として表わすことができる。ここで、ｃ（Ｄ）はトレリス・コードＣからの時刻−ゼロ格子Λ₀の副格子Λ_sからのシーケンスであり、ｐ（Ｄ）は、ｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）｛ｈ（Ｄ）-１｝の形状のポスト− カーソル符号間干渉（ＩＳＩ）シーケンスを表わす。コード・シーケンスｃ（Ｄ）は、ポスト−カーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）のみに基づいて決定される。ｕ（Ｄ）の成分ｕ_kは、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛ｙ_k-1，ｙ_k-2，....｝に部分的に基づいて選択される。ｃ（Ｄ）の成分ｃ_kは、トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λ₀の副格子Λ_sから選択される。これまでの説明に続いて、プロセッサの処理について更に説明を続ける。デジタル信号プロセッサは、典型的に、このプロセッサが実行するコンピュータ・プログラムを有するコンピュータ・プログラム記憶媒体を含む。コンピュータ・プログラムは、プリコーディング・プログラムによって発生されるフィードバック情報に基づいたチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の過去の値に部分的に基づいて、デジタル・データ・シーケンスを信号点列ｕ（Ｄ）に配置するマッピング・プログラムと、ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）という形状の全ての可能な信号点シーケンスのサブセットからの前記信号点シーケンスｘ（Ｄ）を選択するためのプリコーディング・プログラムを含む。ここで、ｄ（Ｄ）は、選択された非ゼロシーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）-１］という形状のポスト−カーソル符号間干渉（ＩＳＩ）シーケンスｐ（Ｄ）との間の、非ゼロ差を表わす。ここで、ｃ（Ｄ）は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣから変換されたコード・シーケンスとなるように選択される。一実施例では、プリコーディング・プログラムは、入力シーケンスｕ（Ｄ）をディザ・シーケンスｄ（Ｄ）と結合しプリコード・シーケンスｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）を発生する第１結合命令と、ｄ（Ｄ）を発生すると共にポスト−カーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）を供給するｄ（Ｄ）発生／ｐ（Ｄ）発生命令と、シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）＋ｐ（Ｄ）を発生する第２結合命令とを含む。本発明は、過去のチャンネル出力信号に基づいてディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を除去し、これを送信機において入力シーケンスｕ（Ｄ）に付け加えて、送信シーケンスｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）を形成する。ディザ・シーケンスは、実質的に、ポスト−カーソル符号間干渉ｐ（Ｄ）と、トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λ₀の副格子Λ_sからの適切なシーケンスｃ（Ｄ）との間の差である。シーケンスｕ（Ｄ）は、プリコードによって発生されるフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛ｙ_k-1，ｙ_k-2，....｝に部分的に基づいて選択される。ｕ（Ｄ）の連続要素が存在する時刻−ゼロ格子Λ₀のコセットは、過去の値｛ｙ_k-1，ｙ_k-2，....｝に基づいて決定される。本発明は、実質的にいかなる信号通信方法とでも、またいかなるデータ速度ででも用いることができる。更に、本発明は、コンステレーション・シェーピング技術（例えば、シェル・マッピング（shell mapping）、“Signal mapping and shaping for V.fast” Motorola contribution D196，CCITT Study Group XVIII ，Geneva，June 1992）とは独立して用いることができる。これが意味するのは、ｕ（Ｄ）は、信号点が不均一ガウス型確率分布を有する、既にシェーピングされたシーケンスを表わすということである。本発明では、ディザ・シーケンスは平均送信エネルギを増大させることができる。実際には平均送信エネルギは一定に保たなければならないので、信号ｘ（Ｄ）を縮小して同一平均エネルギを維持しなければならない。平均送信エネルギの増大を、ここではディザ損失と呼ぶ。以上いくつかの例示的実施例を説明したが、本発明を逸脱することなく多くの変更や修正が可能であることは当業者には明白であろう。例えば、主としてトレリス・コードについて述べたが、本発明は同様にブロックまたは格子コード（la ttice codes）と用いることもできる。また、選択されたマルチ−レベル・トレリス・コードと共に用いることもできる。また、二次元（パスバンド、直角）送信システムを強調したが、前記方法は一次元（ベースバンド）或いはより高次な次元（並列チャンネル）の送信にも適用することができる。更に、本発明は、次元数が奇数のトレリス・コードと用いることもできる。これまでの説明は単調なチャンネル応答ｈ（Ｄ）を強調したが、本発明は、チャンネル応答のスケーリングを行いそれを単調化することによって、或いはプリコーディング・システムの変数を適切に調整することによって、ｈ₀≠１を有するより一般的なチャンネル応答に適用することもできる。このような実施態様は全て実質的に本発明と等価であると見なされるものである。したがって、かかる変更および修正は、添付の特許請求の範囲に規定されている本発明の精神および範囲に含まれることを意図するものである。

Claims

【特許請求の範囲】１．トレリス・コードＣを用いて、非理想的チャンネル応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャンネル上を送信するために、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｘ（Ｄ）に配置する装置であって：プリコーダによって供給されるフィードバック情報に基づいて得られるチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛ｙ_k-1，ｙ_k-2， ....｝に部分的に基づいて、信号点シーケンスｕ（Ｄ）の成分ｕ_k（ｋは時間インデックス）が選択されるように、前記デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置するマッパ；ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって前記信号点シーケンスｘ（Ｄ）を発生するプリコーダｄ（Ｄ）；から成り、ここで、Ｄ（Ｄ）は選択されたシーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）-１］という形状のポストカーソル符号間干渉（ＩＳＩ）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差を表し、ｃ（Ｄ）は、前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣ内のコード・シーケンスとなるように選択されることを特徴とする装置。２．請求項１において：Ａ）ｃ（Ｄ）の成分ｃ_kは前記トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λ_oまたはその副格子Λ_sから選択されること；Ｂ）前記ｕ（Ｄ）の成分ｕ_kは、前記トレリス・コード内のチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の前記状態Ｓ_kに基づいて選択され、選択される時、時刻ｋにおける前記ｕ（Ｄ）の成分ｕ_kは、前記トレリス・コード内のチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の前記状態Ｓ_kに基づいて、前記時刻−ゼロ格子Λ_oのコセットの１つから選択され、選択される時、前記時刻−ゼロ格子の前記コセットは、前記トレリス・エンコーダに畳み込みエンコーダを用いることによって決定されること；Ｃ）前記トレリス・コードは四次元トレリス・コードであり、選択される時、Ｃ１）前記トレリス・コードは格子分割ＲＺ⁴/２Ｄ₄に基づき、その時刻−ゼロ格子はＲＤ₄であり、選択される時、前記マッパは、更に差分エンコーダを含み、更に選択される時、前記マッパは更にコンステレーション・シェーピングを含み、選択される時、前記コンステレーション・シェーピングはシェル・マッピング（shell mapping）を用いて行われるようにすること；Ｃ２）整数格子２Ｚ²から符号ｃ_2k，ｃ_2k+1を選択することにより、スライシング手段が選択されたシーケンスｃ（Ｄ）を供給すること；Ｃ３）スライシング手段が、第１符号間隔においてＲＺ²から符号ｃ_2k、第２符号間隔において２Ｚ²またはそのコセット２Ｚ²＋（１，０）から符号ｃ_2k+1を、ｃ_2kに基づいて選択することによって、選択されたシーケンスｃ（Ｄ）を供給すること（ｋは時間インデックス）；およびＣ４）Ｃ_kの選択は更に、前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の符号ｙ_jの範囲を制限する制約を含むこと；の少なくとも１つに該当すること；Ｄ）前記プリコーダは、少なくとも：前記マッパおよびモデュロ手段に動作可能に結合され、ｕ（Ｄ）を少なくとも前記ディザ・シーケンスと結合してプリコードされたシーケンスｘ（Ｄ）を発生する第１結合手段を含み、前記モデュロ手段はフィルタに動作可能に結合され、前記ポスト−カーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）に基づいて前記ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を検出するために用いられ、前記フィルタは、前記第１結合手段に動作可能に結合され、送信シーケンスｘ（Ｄ）から前記ポスト−カーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）を抽出するために用いられ、選択される時、Ｄ１）前記第１結合手段は加算器であること；およびＤ２）前記プリコーダは、更に、前記第１結合手段と前記フィルタとに動作可能に結合され、実質的にｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）＋ｐ（Ｄ）の形状の前記出力チャンネルシーケンスｙ（Ｄ）を得る第２結合手段を含むこと；から成るＤ１−Ｄ２の一方に該当すること；Ｅ）前記プリコーディング部は、少なくとも：前記マッピング手段とスライシング手段とに動作可能に結合され、ｕ（Ｄ）と少なくともシーケンスｃ（Ｄ）とを結合してチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）を発生する第１結合手段；および前記第１結合手段と前記フィルタとに動作可能に結合され、前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）と前記ポスト−カーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）とを結合して前記プリコードされたシーケンスｘ（Ｄ）を形成する第２結合手段；を含み、前記スライシング手段は動作的にフィルタに結合され、成分ｃ_kが前記トレリス・コードＣの時刻−ゼロ格子Λ_oまたはその副格子Λ_sから選択される、信号点ｃ（Ｄ）のシーケンスに前記ポスト−カーソル・シーケンスｐ（Ｄ）をスライスするために用いられ、前記フィルタは前記第２結合手段に動作可能に結合され、前記送信シーケンスｘ（Ｄ）から前記ポスト−カーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）を抽出するために用いられ、選択される時に、Ｅ１）前記第１結合手段は加算器であること；およびＥ２）前記第２結合手段は加算器であること；から成るＥ１−Ｅ２の一方に該当すること；およびＦ）前記トレリス・コードＣはブロック・コードであること；から成る、Ａ−Ｆの少なくとも１つに該当することを特徴とする装置。３．トレリス・コードＣを用いて、信号点シーケンスｘ（Ｄ）に配置され、非理想的応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャンネル上を送信されたデジタル・データ・シーケンスを受信し、受信シーケンスｒ（Ｄ）を供給するデジタル通信受信機であって、少なくとも；ｒ（Ｄ）を受信するように動作可能に結合され、前記受信された送信シーケンスｒ（Ｄ）をデコードして予測出力シーケンスｙ（Ｄ）を発生するデコーディング手段；および前記デコーディング手段に動作可能に結合され、ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがってプリコーダによって発生された送信信号点シーケンスｄ（Ｄ）の予測値を最初に復元することによって、前記デジタル・データ・シーケンスを表わすシーケンスｕ（Ｄ）について、予測シーケンスｕ（Ｄ）を実質的に復元する復元手段とから成り、ｄ（Ｄ）は、選択された非ゼロシーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）-１］という形状のポスト−カーソル符号間干渉（ＩＳＩ）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差を表し、ｃ（Ｄ）は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣ内のコード・シーケンスとなるように選択され、ｕ（Ｄ）の選択は、所与の時刻ｋにおける成分ｕ_k が、前記プリコーダによって発生されたフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の過去の成分｛ｙ_k-1，ｙ_k-2，....｝に部分的に基づいて選択されるように行われることを特徴とするデジタル通信受信機。４．請求項３において、前記デジタル通信受信機は；Ａ）前記復元手段は：前記予測出力シーケンスｙ（Ｄ）を受信するように動作的に結合され、ポスト −カーソル符号間干渉（ＩＳＩ）の予測シーケンスｐ（Ｄ）を発生する復元フィルタリング手段；前記復元フィルタリング手段に動作可能に結合され、前記送信シーケンスｘ（Ｄ）を発生するために用いられたｄ（Ｄ）と実質的に相関関係を有する予測非ゼロディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を発生する復元スライシング手段；前記予測出力シーケンスｙ（Ｄ）を受信すると共に、前記復元スライシング手段に動作可能に結合され、実質的にｕ（Ｄ）＝ｙ（Ｄ）-ｐ（Ｄ）-ｄ（Ｄ）という形状の前記予測シーケンスｕ（Ｄ）を決定する第３結合手段；および前記第３結合手段に動作可能に結合され、前記予測シーケンスｕ（Ｄ）を逆配置することにより復元デジタル・データ・シーケンスを発生する逆マッピング手段；を含むこと；Ｂ）前記非理想的応答ｈ（Ｄ）はノイズ予測フィルタのインパルス応答を表すこと；およびＣ）前記デコーディング手段は、更に、連続符号ｙ_j間の相関関係を利用する、複雑度を低減したシーケンス予測手段を含み、選択される時、前記複雑度を低減したシーケンス予測手段は、状態減少シーケンス予測（ＲＳＳＥ）用状態合体技術を用いて決定する、状態数が少ないシーケンス予測器を利用する；から成るＡ−Ｃの一つに該当することを特徴とするデシタル通信受信機。５．トレリス・コードＣを用いて、非理想的チャンネル応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャンネル上を送信するために、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｘ（Ｄ）に配置方法であって：所与の時刻ｋにおける信号点シーケンスｕ（Ｄ）の成分ｕ_kが、プリコーダによって発生されたフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛ｙ_k-1，ｙ_k-2，....｝に部分的に基づいて選択されるように、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置するステップ；ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって、前記信号点シーケンスｘ（Ｄ）を発生し、ここで、ｄ（Ｄ）は、選択された非ゼロ・シーケンスｃ（Ｄ）と実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）-１］という形状のポスト−カーソル符号間干渉（ＩＳＩ）との間の非ゼロ差を表し、ｃ（Ｄ）は、前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣ内のコード・シーケンスとなるように選択されるステップ；から成ることを特徴とする方法。６．請求項５において：Ａ）前記ｃ（Ｄ）の成分ｃ_kが、前記トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λ_oまたはその副格子Λ_sから選択されること；Ｂ）前記ｕ（Ｄ）の成分ｕ_kが、前記トレリス・コード内のチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の状態に基づいて選択され、選択される時、時刻ｋにおける前記ｕ（Ｄ）の成分ｕ_kは、前記トレリス・コード内の前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の状態に基づく時刻−ゼロ格子Λ_oのコセットの１つから選択され、更に、選択される時、前記時刻−ゼロ格子のコセットは、前記トレリス・エンコーダ用の従来のエンコーダを用いることによって決定されること；およびＣ）前記トレリス・コードは四次元トレリス・コードであり、選択される時：前記トレリス・コードは格子分割ＲＺ⁴/２Ｄ₄に基づき、その時刻−ゼロ格子はＲＤ₄であり、更に選択される時：前記マッパは更に差分エンコーダを含み、更に選択される時：前記マッパは更にコンステレーション・シェーピングを含み、更に、選択される時：前記コンステレーション・シェーピングはシェル・マッピングを用いて達成されること；から成るＡ−Ｃの少なくとも１つに該当することを特徴とする方法。７．トレリス・コードＣを用いて、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｘ（Ｄ）にプリコードし、インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャンネル上を送信するために、デジタル通信システムにおいて用いるデジタル信号プロセッサであって：前記デジタル信号プロセッサによって実行されるコンピュータ・プログラムを有するコンピュータ・プログラム記憶媒体を含み；前記コンピュータ・プログラムは：所与の時刻ｋにおける信号点シーケンスｕ（Ｄ）の成分ｕ_kが、プリコーダによって発生されたフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛ｙ_k-1，ｙ_k-2，....｝に部分的に基づいて選択されるように、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置する、マッピング・プログラム手段；ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって、前記信号点シーケンスｘ（Ｄ）を発生し、ここで、ｄ（Ｄ）は、選択された非ゼロ・シーケンスｃ（Ｄ）と実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）-１］という形状のポスト−カーソル符号間干渉（ＩＳＩ）との間の非ゼロ差を表し、前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣ内のコード・シーケンスとなるようにｃ（Ｄ）を選択する、プリコーディング・プログラム手段；を含むことを特徴とするデジタル信号プロセッサ。８．請求項７において、Ａ）前記ｃ（Ｄ）の成分ｃ_kは、前記トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λ_oまたはその副格子Λ_sから選択されること；およびＢ）前記ｕ（Ｄ）の成分ｕ_kは、前記トレリス・コード内のチャンネル出力シーケンスＹ（Ｄ）の状態ｓ_kに基づいて選択されること；から成るＡ−Ｂの少なくとも一方に該当することを特徴とする信号プロセッサ。９．トレリス・コードＣを用いて、インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャンネル上を送信するために、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｘ（Ｄ）にプリコードするデジタル通信システムであって：送信装置；および受信装置の少なくとも一方から成り、前記送信装置は：プリコーダによって供給されるフィードバック情報に基づいて得られるチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛ｙ_k-1，ｙ_k-2， ....｝に部分的に基づいて、信号点シーケンスｕ（Ｄ）の成分ｕ_k（ｋは時間インデックス）が選択されるように、前記デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置するマッパ；前記信号点シーケンスｘ（Ｄ）をｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって発生するプリコーダであって、ｄ（Ｄ）は選択されたシーケンスｃ（Ｄ）と実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）-１］という形状のポストカーソル符号間干渉（ＩＳＩ）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差を表し、前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣ内のコード・シーケンスとなるようにｃ（Ｄ）を選択する前記プリコーダ；から成り、前記受信装置は：前記チャンネルに動作可能に結合され、受信シーケンスｒ（Ｄ）を受信しかつデコードして、予測出力シーケンスｙ（Ｄ）を発生するデコーディング装置；および前記デコーディング部（５１８）に動作可能に結合され、前記信号点シーケンスｕ（Ｄ）の予測値ｕ（Ｄ）を実質的に復元する復元装置；から成ることを特徴とするデジタル通信システム。１０．請求項９において、Ａ）前記デコーディング装置は、以下の形状のノイズを含む受信シーケンスｒ（Ｄ）を受信しかつデコードし、ｒ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）＋ｗ（Ｄ）＝ｙ（Ｄ）＋ｗ（Ｄ）＝ｕ［（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）］＋ｗ（Ｄ），チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の予測値ｙ（Ｄ）を発生するトレリス・コードＣ用デコーダであり、前記復元装置は前記デコーディング装置に動作可能に結合され、前記入力シーケンスｕ（Ｄ）の予測値ｕ（Ｄ）を実質的に復元すること；Ｂ）前記ｃ（Ｄ）の成分ｃ_kは、前記トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λ_oまたはその副格子Λ_sから選択されること；およびＣ）前記ｕ（Ｄ）の成分ｕ_kは、前記トレリス・コード内の前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の状態ｓ_kに基づいて選択されること；から成るＡ−Ｃの少なくとも１つに該当することを特徴とするシステム。