JP3547443B2 - 改良されたプリコーディング装置および方法 - Google Patents
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Description
本発明は一般的にデジタル通信システムに関し、更に特定すれば、デジタル通信システムにおける送信用デジタル・データ・シーケンスのプリコーディング（precoding）に関するものである。
発明の背景
ガウス・ノイズがあり、帯域制限が厳格で、信号対ノイズ比（SNR）が高いチャンネル上では、理想的なゼロ強制判断返送等化（zero−forcing decision−feedback equalization:DFE）と符号間干渉（ISI）のない理想的なチャンネルのために設計されたコード化変調およびコンステレーション・シェーピング（coded modulation and constellation shaping）技術との組み合わせを用いることによって、デジタル・データを信頼性高く送信できることが示されている。しかしながら、理想的なDFEは実現不可能である。トレリス・プリコーディング（Trellis precoding）は、コーディング、シェーピングおよび等化技術を組み合わせ、コーディングおよびシェーピングと共に理想的なDFEと同じ性能を得ることができる実現可能な技術である。
トレリス・プリコーディングの潜在的な欠点の１つに、信号点が空間充填境界領域（space−filing boundaryregion）内に均一に分布している信号コンステレーションに対してのみ有効であるということがあげられる。空間充填（space−filling）とは、境界領域を重なり合わないように適当に変換して合体すると、その空間全体におよぶ（占有する（tile））ということを実質的に意味する。言い換えれば、境界領域は、典型的にプリコーディング格子と呼ばれている格子の基本領域として表現可能でなければならない。公知のコード化変調技術との互換性を保つために、プリコーディング格子は、典型的に、境界領域が正方形の形状を有するように、二次元整数格子Z2を換算（scale）したものMZ2（Ｍは換算係数）として選択される。用途によっては、正方形の信号コンステレーションは、円形に近い境界を有するコンステレーションよりも、二次元ピーク対平均出力比（PAR:Peak to Average power Ratio）が高いので、望ましくない場合がある。より重大なのは、正方形のコンステレーションは符号を分数ビット（fractional bits）で表わすのには相応しくなく、分数速度送信（fractional rate transmission）を可能にするにはコンステレーション・スイッチングとして知られている方法が必要になるので、二次元PARが更に増大することである。トレリス・プリコーディングでは、ボロノイ領域（Voronoi region）が正方形のそれよりも円に近く、ある分数データ速度を許容するプリコーディング格子を見つけることが可能である。しかしながら、この方法は全ての分数データ速度を均一に扱うのではなく、90゜位相回転に対して不変とすることは更に難しいため、柔軟性に欠ける。これは実際の応用では重要な要件となる場合もあるものである。トレリス・プリコーディングのその他の欠点は、シェーピング利得を得るためには、プリコーディング処理をシェーピング処理と組み合わせなければならず、このために構成の複雑度が増大することである。
実質的にいかなる信号コンステレーションとでも、実質的にいかなるデータ速度においてでも動作し、しかもコンステレーション・シェーピングとは独立して実施可能で、理想的なDFEの性能にできるだけ近い全体性能を得ることができる、柔軟性のあるプリコーティング方法および装置が必要とされている。
発明の概要
トレリス・コードＣを用いて、非理想的チャネル応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャンネル上を送信するためにデジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンス（signalpoint sequence）ｘ（Ｄ）に配置する（mapping）装置および方法について記載する。
前記装置は、
プリコーダによって供給されるフィードバック情報に基づいて、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて、所与の時刻ｋにおける（Ｄ）の成分ukが選択されるように、前記デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置するマッパ（mapper）と、
ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって前記信号点シーケンスｘ（Ｄ）を発生するプリコーダとから成る。ここで、ｄ（Ｄ）は選択された非ゼロ・シーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］の形式のポストカーソル符号間干渉（postcursor intersymbol interference）（ISI）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差を表し、ｃ（Ｄ）は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣ内のコード・シーケンスとなるように選択される。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明による装置のブロック図である。
第２図は、本発明による装置の第１実施例を示すより詳細なブロック図である。
第３図は、第２図のマッパの詳細ブロック図である。
第４図は、本発明による装置の第２実施例のブロック図である。
第５図は、本発明による装置を利用したデジタル通信システムの第１実施例のブロック図である。
第６図は、図５のデジタル通信システムの復元装置のブロック図であり、復元装置をより特定して示すものである。
第７図は、本発明方法による一実施例のステップを表わすフロー・チャートである。
第８図は、本発明による他の実施例のステップを表わすフロー・チャートである。
第９図は、デジタル・データ・シーケンスをプリコーディングしてシーケンスｘ（Ｄ）を得て、インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャンネル上を送信するために用いられる、本発明によるデジタル信号プロセッサのブロック図である。
好適実施例の詳細な説明
本発明の方法および装置は、デジタル通信チャンネル上を送信するためにデジタル・データ・シーケンスをプリコードし、特に厳しい減衰歪みを有するチャンネル上での動作を可能とするものである。本発明を利用することによって得られる重要な利点には、コンステレーション・スイッチングを必要とせず実質的にあらゆる所望データ速度で送信すること、円形信号コンステレーションによる送信、シェーピングをプリコーディングと完全に分離することによるシェーピングの簡素化、およびプリコーダによって供給されるフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスの過去の成分に部分的に基づいてマッパの出力を選択することによるディザ損失（dither loss）の低減が含まれる。
第１図に示されるように、番号100の装置は、本発明にしたがって、トレリス・コードＣを用いて、デジタル・データ・シーケンスをプリコードし、複素プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）＝x0＋x1D＋...を発生し、複素インパルス応答ｈ（Ｄ）＝h0＋h1D＋h2D2＋....を有する離散時間チャンネルを通じて送信を行う。本明細書において、ｈ（Ｄ）は単調（monic）である（即ち、h0＝１）と仮定しても一般性を失わない。
コードＣは2n次元トレリス・コードであり、ここでｎは格子分割（lattice partition）Λ／Λ’に基ずく整数、Λは予め選択された格子、Λ’はΛおよび速度m/m＋ｒの畳み込みコードの予め選択された副格子（sublattice）である。格子Λは、いわゆるトレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏの2r個のコセット（coset）の合体（union）であり、ここでΛｏはΛの副格子、Λ’はΛｏの副格子である。ｙ（Ｄ）＝y0＋y1D＋y2D2＋....がトレリス・コードにおけるコード・シーケンスとし、一連の2n次元ベクトル成分yk＝（ykn…,ykn+n-1）,k＝0,1,...,として表されるとすると、時刻ｋにおける成分ykは、Λｏの唯一のコセットに属する。このコセットは時刻ｋにおける現在状態Skによって決定される。
装置（100）はマッパ（102）とプリコーダ（104）とを含む。このプリコーディング体系の特徴は、プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）が次の和によって表されることである。
ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）
ここで、ｕ（Ｄ）＝u0＋u1D＋u2D2＋....は、デジタル・データを表わす信号点シーケンスであり、マッパ（102）によって発生される。信号点Ui,i＝0,1,2,...は、ｕ（Ｄ）の各2n次元成分uk＝（Ｕkn,...,Ukn+n-1）が格子の変換（translate）上に位置するように、二次元信号コンステレーションから選択される。シーケンスｄ（Ｄ）＝d0＋d1D＋d2D2＋....は、以下の式にしたがってプリコーダ（104）によって発生されるディザ・シーケンスである。
ｄ（Ｄ）＝ｃ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）
ここで、ｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］は、ポスト−カーソル符号間干渉（ISI）シーケンスであり、ｃ（Ｄ）＝c0＋c1D＋c2D2＋....は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）がトレリス・コードＣからのコード・シーケンスとなるように選択される。
本発明の特徴は、シーケンスｃ（Ｄ）の成分Ck＝（Ckn,...,Ckn+n-1）が、常にトレリス・コードＣの時刻−ゼロ格子Λｏまたはその副格子Λｓからプリコーダ（104）によって選択され、シーケンスｕ（Ｄ）の成分ukは、ｙ（Ｄ）がＣ内の有効なコード・シーケンスとなるように成分ykが存在していなければならないΛｏのコセットにukが存在するように、ｙ（Ｄ）の過去の値｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて、マッパ（102）によって選択されることである。したがって、コセットは、コード・シーケンスｙ（Ｄ）の状態skに基づいて選択される。デジタル・データは、通常通り選択されたコセットから信号点を決定する。過去の値｛yk-1,yk-2,....｝に関する情報は、マッパ（102）に動作可能に結合されているプリコーダ（104）によってマッパ（102）に供給される。
本発明の技術は、“ISI coder−Combined coding and precoding,"AT＆Ｔ contribution to EIA−TR30.1,Baltimore,MD,June 1993に記載された技術とは、重要な部分で相違するものである。先に引用した技術では、成分ukはｙ（Ｄ）の状態skには関係なく、常に時刻−ゼロ格子Λｏの変換から選択されるのに対し、成分ckは状態skにしたがって、Λｏの2r個のコセットの１つから選択される。ckの選択にはいつでも同一格子を用いるので、本発明の技術は論理的により単純である。更に、本発明の方法は90度の回転に対して透明（transparent）とすることができるのに対し（以下を参照）、先に引用した技術ではこれを完全に達成することはできない。また、本発明では、プリコーダは理想的なチャンネル（即ち、ｈ（Ｄ）＝１）に対して自動的に動作不能とされるのに対し、先に引用した技術では、理想的なチャンネル上では特別な手順に従わなければならない。
典型的に、本発明は、複素インパルス応答ｈ（Ｄ）が単位円上でゼロを有さない場合、または、これと同等に、その逆数1/h（Ｄ）が安定な時に用いられるものである。したがって、以下の実施例は、安定した逆数を有する標準型応答（canonical response）であるｈ（Ｄ）を用いる。ｈ（Ｄ）はｈ（Ｄ）＝１＋0.75Dのような全ゼロ応答（all zero response）、ｈ（Ｄ）＝1/（１−0.75 Ｄ）のような全極応答（all poleresponse）、または、ゼロおよび極を含むより一般的な応答のいずれでもよいことに注意されたい。以前のプリコーディング技術におけるように、応答ｈ（Ｄ）は決定されており、送信機および受信機においては既知のものである。
第２図の番号200は、本発明による装置の第１実施例のより詳細な実施例である。第１図の場合のように、デジタル・データ・シーケンスはまずマッパ（102）において、公知のエンコーディング、マッピングおよびシェーピング技術の組み合わせを用いて、信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置される。成分uk＝（ukn,ukn+1,....,ukn+n-1）が存在する時刻−ゼロ格子Λｏのコセットは、プリコーダ（104）によって供給されるフィードバック情報に基ずくｙ（Ｄ）の過去の値｛yk-1,yk-2,....｝に基づいて決定される。この実施例では、プリコーダは、第１結合部（204）と、フィルタリング／モデュロ部（206）とで構成されている。第１結合部（204）は典型的に加算器であり、入力シーケンスｕ（Ｄ）とディザ・シーケンスｄ（Ｄ）とを受信するように動作可能に結合され、プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）を形成する。フィルタリング／モデュロ部（206）は、ｘ（Ｄ）を受信するように動作可能にに結合されたフィルタ（212）を含み、ｄ（Ｄ）を発生するために用いられる。フィルタリング／モデュロ部（206）は、更に、フィルタリング部（212）からのポスト−カーソルISIシーケンスｐ（Ｄ）を受信するように動作可能にに結合されたモデュロ部（210）を含む。ここで、ｐ（Ｄ）はｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］にしたがって結合部（204）から受信されるプリコード・シーケンスｘ（Ｄ）をフィルタリングすることによって得られる。ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）は、ｄ（Ｄ）＝ｃ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）で与えられる。ここで、ｃ（Ｄ）は時刻−ゼロ格子Λｏの選択された副格子Λｓから選択された2n次元成分ckシーケンスである。成分ckは、ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）の平均エネルギを小さく維持するように、Λｓから選択される。
第２結合部（208）（典型的に加算器）が、プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）とポスト−カーソルISIシーケンスｐ（Ｄ）とを組み合わせ、ｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）＋ｐ（Ｄ）にしたがってチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）を形成する。次に、コセットの選択のために、シーケンスｙ（Ｄ）をマッパにフィードバックする。
成分ckはΛｏの副格子Λｓから選択されるので、チャンネル出力成分yk＝uk＋ckは、信号点ukと同じΛｏのコセットに属する。したがって、トレリス・コード内のｙ（Ｄ）の現在の状態skに基づいて、時刻−ゼロ格子の許されるコセットからukが選択されるのであれば、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）は有効なコード・シーケンスである。
第２図のモデュロ部（210）は、副格子Λｓの指定された基本領域（fundamental region）内でディザ成分dk＝（dkn,dkn+1,...,dkn+n-1）を発見するために用いられる。このディザ成分は、副格子Λｓを法とする．（modulo the sublattice Λｓ）負ポスト−カーソルISI成分−pk＝（−pkn,−pkn+1,...,−pkn+n-1）に正確に一致する。副格子Λｓは、複雑さと性能との間でいずれを優先させるかに応じて選択される。複雑さを低くするには、Λｓを二次元格子の重カルテシアン積（ｎ−fold Cartesian product）となるように選択すればよい。
ここでモデュロ部の動作を１つの具体例についてより詳細に説明する。トレリス・コードが格子分割RZ4/2D4に基づく四次元トレリス・コードと仮定する。このコードは時刻−ゼロ格子Λｏ＝RD4を有するので、ΛｓはRD4の副格子である2Z4＝（2Z2）２として選択される。この例では、二次元符号dkn+1,i＝0,1,...,n−１が、正方形領域［−1,1）ｘ［−1,1）から符号毎（symbol by symbol basis）に、2Z2を法とする−Pkn+iに正確に一致するように（即ち、dkn+iの実部および虚部が２を法とする−Pkn+iの実部および虚部と正確に一致するように）選択される。用途によっては、プリコード体系が90゜位相回転に対して透明であることは重要である。これは、区間［−1,1）をpkの正成分に、かつ（−1,1］を非正成分に用いることによって達成される。この場合、マッパも差動エンコーダを含むことになる。差動エンコーダは技術的現状では公知である（例えば、L.F.Wei,“Trellis−coded modulation using multi−dimensional constellations,"IEEE Trans.Inform.Theory,vol.IT−33,pp.483−501,July 1987）。
送信される符号Sx＝Ｅ｛|xj|2｝のエネルギは、エネルギｕ（Ｄ）およびｄ（Ｄ）の和Su＋Sdとなる。ここで、Ｅは統計的期待値（statistical expectation）である。送信されるシーケンスｘ（Ｄ）の平均エネルギSxは、平均ディザ・エネルギSdが小さい限りは、信号シーケンスｕ（Ｄ）のエネルギSuとほぼ同一
ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）による平均エネルギの増加は小さくなるということである。これは、副格子Λｓの基本ボロノイ領域（fundamental Voronoi region）からdkの要素を選択することによって達成される。本発明の主要な利点は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の過去の履歴を基にシーケンスｕ（Ｄ）を修正することによって、ディザ・エネルギを低減することである。
第３図の番号300は、マッパ（102）の更に詳細なブロック図であり、成分ukを選択するΛｏのコセットを決定するために用いられるコード追跡部（code tracker）（304）が示されている。コード追跡部（304）への入力は、プリコーダ（104）から得られるチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）である。コード追跡部（304）は、ｙ（Ｄ）を受信するコセット情報抽出器（302）、コセット情報抽出器（302）に動作可能に結合されているビット・マッパ（306）、およびマッパに動作可能に結合されている速度m/m＋ｒの畳み込みエンコーダ（convolutional encoder）（308）を含む。連続する成分ykが存在するトレリス・コードの副格子Λ’のコセットを追跡することにより、コード・シーケンスｙ（Ｄ）の状態を追跡することが可能となる。この情報を用いて、時刻−ゼロ格子Λｏの2r個のコセットのどれから成分ukを選択すべきかを決定する。第３図に示すように、このステップの実施を可能にするには、コセット情報抽出器（CIE）（302）を用いてスライシング処理（slicing operation）によって上述のコセットを抽出し、ビット・マッパ（306）を用いてCIEの出力をｍビットに変換し（304）、次にこれらのビットを速度m/m＋ｒ畳み込みエンコーダ（308）を通過させてｒビットを発生し、マッピング部（310）がこれらをデジタル・データ符号と共に用いて、成分ukを決定する。畳み込みエンコーダからのこれらｒビットを用いて、Λの中のΛｏの2r個のコセットの１つを選択する。例えば、分割RZ4/2D4に基づく4Dトレリス・コードの場合、速度m/m＋１畳み込みエンコーダを用いて、各２符号毎に１回、余分に１ビットを生成し、このビットを用いてRZ4内の時刻−ゼロ格子RD4の２つのコセットの一方を選択し、一方前記データ・ビットはそのコセットから四次元点を選択する。
第４図は、本発明の他の実施例（番号400）を示す。これは図２に示す実施例と実質的に同等である。この実施例では、フィルタリング／モデュロ部（404）が副格子Λｓから成分ckを最初に選択するスライシング部（402）と、dk＝ck−pkにしたがってディザdkを形成するフィルタリング部（212）とを含む。本実施例では、チャンネル出力成分ykは、yk＝uk＋ckにしたがって成分ukをckと組み合わせることによって得ることができる。プリコーダによって供給されるシーケンスｙ（Ｄ）に関する情報は、マッパ出力ukが選択される時刻−ゼロ格子Λｏのコセットを決定するためにマッパ（102）においてコード追跡器（310）によって用いられる。
他の例では、再び、分割RZ4/2D4に基づいた四次元トレリス・コードが用いられると仮定するが、今回は副格子Λｓは時刻−ゼロ格子RD4自体である。まず、副格子RD4は、4D格子2Z4とそのコセット2Z4＋（0,0,1,1）との合体として表されることに注意されたい。更に、4D格子2Z4は、偶数の整数の全ての対から成る二次元（2D）格子2Z2のカルテシアン積を取ることによって得ることができる。したがって、RD4は以下のように表される。
RD4＝（2Z2x2Z2）Ｕ［2Z2＋（1,1）］Ｘ［2Z2＋（1,1）］，
ここで、Ｕは合体（union）を表し、Ｘはカルテシアン積を表わす。2D格子2Z2とそのコセット2Z2＋（1,1）との合体により、2D格子RZ2が形成される。
したがって、スライシング部（410）は、偶数の符号間隔2kにおいてRZ2からその符号c2kを選択することにより、4D符号ck＝（c2k,c2k+1）を選択することができる。c2kが2Z2に属する場合、続く奇数符号間隔（symbol interval）において、偶数の整数格子2Z2から２番目の符号c2k+1が選択される。しかしながら、c2kがコセット2Z2＋（1,1）に属する場合、コセット2Z2＋（1,1）から２番目の符号C2k+1が選択される。このようにして、4D符号（c2k,C2k+1）がRD4に属することを保証する。
本発明は平均ディザ・エネルギを最少に抑えるという基準に限定される訳ではなく、各ciの選択がｘ（Ｄ）の過去の値xj,j＜ｉのみに基づき、成分ckが時刻−ゼロ格子Λｏに属する限り、いかなる基準を用いてコード・シーケンスｃ（Ｄ）を選択してもよいことに注意されたい。例えば、ある応用では、チャンネル出力符号yi＝ui＋ciの範囲を制限することが望ましい場合がある。これを達成するには、ディザ・エネルギSdが高くなることを犠牲にして、ciの値をある範囲に抑制すればよい。
以上の説明では、チャンネルが離散時間複素インパルス応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられることを仮定とした。技術的現状では、ノイズが含まれる離散時間または連続時間の線形チャンネルは全て、因果（causal）（hk＝0,k＜０）、最少位相（単位円上または外側では全てゼロ）、単調（ho＝１）インパルス応答ｈ（Ｄ）、および付加白色ノイズＷ（Ｄ）を有する標準状離散時間等化チャンネル（canonical discrete−timeequivalent channel）で表されることはよく知られている。白化整合フィルタ（whitened matched filter）と、選択された符号速度で動作するサンプラ（連続時間チャンネルの場合）とを含む標準受信機フロントエンドを用いて、かかる等価チャンネルを設けてもよい。実際には、ｈ（Ｄ）は典型的に、送信機、チャンネル、受信機、およびサンプラにおけるフィルタの総合効果を表わす。同様に、ｗ（Ｄ）は受信フィルタおよびサンプラを通過した後のノイズを表す。白化整合フィルタは、適切なフィルタによって歪み強度を低下させるので、ここに従来の線形等化に対する本発明の性能上の優越性がある。
実際、ｈ（Ｄ）が全ゼロ応答である時、判定返送等化器のための標準適応技術を用いて、白化整合フィルタを適応的に決定することができる。ｈ（Ｄ）が全極フィルタであることが望まれる時、まず標準方法を用いて全ゼロ応答ｈ′（Ｄ）を適応的に決定し、次に公知の多項式分割技術を用いてｈ（Ｄ）＝1/g′（Ｄ）を
有限多項式である。
デジタル通信システムに組み込まれた本発明装置の一実施例を、第５図に番号500で示す。ここでは、送信機と受信機の少なくとも一方が本発明を利用している。前記システムは、典型的に、送信機（502）と受信機（506）の少なくとも一方を含み、送信機はマッパ（508）と、デジタル・データ・シーケンスを送信するためのプリコーダ（510）と、上述のパラグラフで説明したように得られ、プリコーダに動作可能に結合されてプリコード・シーケンスｘ（Ｄ）の送信を容易にするチャンネル（504）とを有し、一方、受信機（506）は、チャンネル部（504）に動作可能に結合され、受信シーケンスｒ（Ｄ）を受信しデコードして予測出力シーケンスｙ（Ｄ）を発生するデコーディング部（518）と、デコーディング部（518）に動作可能に結合され、信号点シーケンスｕ（Ｄ）の予測ｕ（Ｄ）を実質的に復元する復元部（520）とを有する。次に、逆配置およびシェーピング復元（inversemap and shaping recovery）を用いて（コンステレーション・シェーピングを用いる場合）、送信すべきデジタル・データ・シーケンスの予測値をｕ（Ｄ）から検出する。
先に示した等価チャンネル（504）は、応答ｈ（Ｄ）を有し、ｘ（Ｄ）を受信し既に定義した出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）を生成するフィルタ（512）と、付加ノイズを発生する付加ノイズ部（516）と、典型的には加算器であり、チャンネルフィルタｈ（Ｄ）（512）と付加ノイズ部（516）とに動作可能に結合された結合部（514）とによって実質的に表される。
デコーディング部（518）は、典型的に、当技術では公知のトレリス・コードＣ用デコーダである。デコーディング部（518）は典型的にノイズにある受信シーケンスｒ（Ｄ）を受信しデコードする。このシーケンスは以下の形状を有し、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の予測値ｙ（Ｄ）を発生する。
ｒ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）＋ｗ（Ｄ）
＝ｙ（Ｄ）＋ｗ（Ｄ）
＝［ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）］＋ｗ（Ｄ）
また、復元部（520）は、デコーディング部（518）に動作可能に結合され、入力シーケンスｕ（Ｄ）の予測値ｕ（Ｄ）を実質的に復元する。これについては以下でより詳細に説明する。
先に述べたように、シーケンスｙ（Ｄ）はトレリス・コードＣ内のシーケンスでなければならない。これが意味するのは、当技術では公知のように、シーケンスｙ（Ｄ）を従来のＣ用デコーダで予測することにより、予測出力シーケンスｙ（Ｄ）を発生できるということである。
第６図のブロック図に番号600で更に特定して示す復元部（520）は、典型的に、予測シーケンスｙ（Ｄ）を受信するように動作可能に結合され、ｙ（Ｄ）をフィルタリングして実質的にｐ（Ｄ）＝ｙ（Ｄ）／｛１−1/h（Ｄ）｝という形状でポスト−カーソルISIシーケンスの予測値ｐ（Ｄ）を求め、ｐ（Ｄ）をフィードバック信号として発生し、ｘ（Ｄ）＝ｙ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）にしたがってｙ（Ｄ）からｘ（Ｄ）を得る、プリコーダ（104）内のフィルタ（212）と実質的に同一の少なくとも１つの復元フィルタリング部（604）と、復元フィルタリング部（604）に動作可能に結合され、送信機においてプリコーディング部で用いられるのと実質的に同様に、成分dk＝（dkn,dkn+1,...,dkn+n-1）が複格子Λｓの指定された基本領域に存在し、副格子Λｓを法とする負ポスト−カーソルISI成分−pk＝（−pkn,−pkn+1,pkn+n-1）と正確に一致する、予測ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を検出する復元モデュロ部（606）と、復元モデュロ部（604）と予測結合器（602）とに動作可能に結合され、プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）の予測シーケンスｘ（Ｄ）を受信し、シーケンスｘ（Ｄ）とシーケンスｄ（Ｄ）との間の差を実質的に判定し、元の入力シーケンスｕ（Ｄ）の予測値ｕ（Ｄ）を得る復元結合部（606）とを含む。判定誤差（ｙ（Ｄ）＝ｙ（Ｄ））がなく、そして送信機および受信機における動作が実質的に対称的である限り、元のシーケンスｕ（ｋ）は正確に復元される。復元回路には他の等価な構成でも可能である。
要約すると、復元フィルタリング部（604）を用いてポスト−カーソルISI変数ｐ（Ｄ）の予測値ｐ（Ｄ）を再生（reconstruct）し、次の復元モデュロ部（604）を用いて、送信機の対応する装置（100）におけるｄ（Ｄ）と実質的に相関関係にあるディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を決定し、次に復元結合部（608）を用いてｕ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）−ｄ（Ｄ）を発生する。
勿論、ｙ（Ｄ）にはチャンネル・ノイズによる偶発的エラーがあり、それがエラー伝搬を引き起こす可能性がある。しかしながら、1/h（Ｄ）が安定なので、フィルタ１−1/h（Ｄ）におけるエラー伝搬は破滅的なもの（catastrophic）には決してならない。更に、ｈ（Ｄ）が位数（order）ｐの全極応答である場合（ｍは選択された整数）、エラー伝搬はせいぜいｐ個の符号で確実に阻止される。
予測値uj、復元シーケンスｕ（Ｄ）のｉ番目の変数が、入力シーケンスｕ（Ｄ）のｉ番目の変数に許される範囲外にある場合、かかる範囲の違反は、判断の誤りが現在の符号yjに発生したこと、または最新の符号のいずれかyj-i,i＞０にあるエラーのためにciが誤りであることを示す。かかる範囲違反が検出された時、予測値yjまたはyj-iを調節することによりその違反を補正しようとすることが考えられる。したがって、範囲違反を監視することによって、ある程度のエラー補正は達成される。かかるエラー検出機能は、送信システムの動作を監視するためにも有用である。
以下のように、本発明によれば、デジタル通信受信機を用いて、プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）に配置され、非理想的な応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャンネル上を送信されるデジタル・データ・シーケンスを、トレリス・コードＣを用いて受信し、受信シーケンスｒ（Ｄ）を発生する。この場合、受信機は、少なくとも、ｒ（Ｄ）を受信するように動作可能に結合され、受信された送信シーケンスｒ（Ｄ）をデコードして予測出力シーケンスｙ（Ｄ）を発生するデコーディング部と、デコーディング部に動作可能に結合され、ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって発生される送信信号点シーケンスｘ（Ｄ）に対するシーケンスｕ（Ｄ）の予測シーケンスｕ（Ｄ）を実質的に復元する復元部とを含む。ここで、ｕ（Ｄ）は前記デジタル・データ・シーケンスを固有に表わす信号点シーケンスであり、2n次元成分ukが存在する時刻−ゼロ格子Λｏのコセットはチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の状態に左右され、ｄ（Ｄ）は、成分ckがトレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏの副格子Λｓから選択される選択シーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］という形状のポスト−カーソル符号間干渉（ISI）との間の非ゼロ差を表し、ｃ（Ｄ）がｐ（Ｄ）のみに基づいて選択されるようにする。
第６図に示すように、復元手段の一実施例は、予測出力シーケンスｙ（Ｄ）,p（Ｄ）を受信するように動作可能に結合された予測結合部（602）と、予測出力シーケンスｘ（Ｄ）を受信するように動作可能に結合され、予測ポスト−カーソル符号間干渉（ISI）シーケンスｐ（Ｄ）を発生する復元フィルタリング部（604）と、復元フィルタリング手段に動作可能に結合され、送信シーケンスｘ（Ｄ）を発生するために用いられるｄ（Ｄ）と実質的に相関関係を有する予測ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を発生する復元モデュロ部（606）と、予測プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）を受信すると共に復元モデュロ手段の出力ｄ（Ｄ）に動作可能に結合され、実質的にｕ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）−ｄ（Ｄ）の形状の予測シーケンスｕ（Ｄ）を決定する第３結合部（610）（典型的に加算器）と、第３結合手段に動作可能に結合され、予測シーケンスｕ（Ｄ）をインバース・マッピングし、送信デジタル・データ・シーケンスに実質的に等しい受信デジタル・データ・シーケンスを発生するインバース・マッパ（612）とを利用する。
加えて、デジタル通信受信機は、デコーディング部（518）が連続符号yi間の相関関係を利用して複雑度を減少させたシーケンス予測部も含むように選択することもできる。一実施では、この複雑度を減少させたシーケンス予測部は、状態減少シーケンス予測（RSSE）のための状態合体技術（state merging techniques）を用いて決定する、状態数が少ないシーケンス予測器を用いる。
復元部は、範囲違反判定部を含むことが望ましければ、それを含むように選択してもよい。復元されたシーケンスｕ（Ｄ）のｉ番目の変数がある範囲の外側にある（範囲違反）時、この判定部は予測値yjと過去の予測値yk-j（ｊは正の整数）との少なくとも一方を調整し、範囲違反を実質的に補正する。
図７の番号700は、デジタル通信システムにおいて送信用信号点ストリームをプリコードするための、本発明方法によるステップを示すフロー・チャートを表わす。この方法は、トレリス・コードＣを用いて、デジタル・データ・シーケンスをプリコードしてシーケンスｘ（Ｄ）を発生し、インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャンネル上を送信するためのものである。信号点ストリームｕ（Ｄ）は、ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）として送信される。ここで、ｄ（Ｄ）はｄ（Ｄ）＝ｃ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）という形状のディザ・シーケンスであり、ｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］はポスト−カーソル符号間干渉（ISI）を表し、ｃ（Ｄ）は成分ckがトレリス・コードＣの時刻−ゼロ格子Λｏの副格子Λｓに属するシーケンスであり、ｃ（Ｄ）はｐ（Ｄ）のみに基づいて得られる。シーケンスｕ（Ｄ）はデジタル・データ・シーケンスを固有に表し、その成分ukは、ｙ（Ｄ）がトレリス・コードにおけるコード・シーケンスとなるように、プリコーダによって発生されるフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,...｝に部分的に基づいて選択される。
第７図の番号700に示す一実施例では、トレリス・コードＣを用いて、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｘ（Ｄ）に配置し、非理想的チャンネル応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャンネル上を送信する方法は、以下のステップから成る。
（１）デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置するステップ（702）、および
（２）ｕ（Ｄ）をディザ・シーケンスｄ（Ｄ）と組み合わせることによって信号点シーケンスｕ（Ｄ）をプリコードし（704）、ｄ（Ｄ）がｄ（Ｄ）＝ｃ（Ｄ）−ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］という形状となるようにするステップ。ここで、ｃ（Ｄ）は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）がトレリス・コードＣからのコード・シーケンスとなるように選択される。ｕ（Ｄ）の成分ukは、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて選択される。ｃ（Ｄ）の成分ckは、トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏの副格子Λｓから選択される。これらのシーケンスは上述の通りである。
第８図の番号800に示す別の実施例では、この方法は、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置するステップ（802）、ｕ（Ｄ）を加算するステップ、選択されたコード・シーケンスｃ（Ｄ）およびポスト−カーソルISIシーケンスｐ（Ｄ）を加算して送信シーケンスｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）を得るステップ（804）、ｘ（Ｄ）をフィルタリングして実質的に以下の形状のｐ（Ｄ）を得るステップ（806）、
ｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］
および、ｐ（Ｄ）を符号毎にスライスしシーケンスｃ（Ｄ）を得るステップから成る。
上述した方法は、先により詳細に説明した本発明の装置の変更にしたがって、変更してもよい。この場合でも、ｕ（Ｄ）の成分ukは、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて選択される。ｃ（Ｄ）の成分ckは、トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏの副格子Λｓから選択される。
本発明は、図９に番号900で示されるデジタル通信システムに実施することができる。この場合、デジタル信号プロセッサ（902）を用いてデジタル・データ・シーケンスをプリコードし、インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャンネル上を送信するためのシーケンスｘ（Ｄ）を得る。このプロセッサは、典型的に、当該デジタル信号プロセッサが実行するコンピュータ・プログラムを有するプログラム記憶媒体（904）を含み、前記プログラムは、プリコーディング・プログラムによって発生される情報に基づいたチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の過去の値に部分的に基づいて、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置するマッピング・プログラム（906）と、ｕ（Ｄ）を用いてシーケンスｘ（Ｄ）を発生するプリコーディング・プログラム（908）とを含む。ここで、ｘ（Ｄ）は、デジタル・データ・シーケンスを固有に表し、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の状態に基づいて選択される信号点ストリームｕ（Ｄ）とディザ・シーケンスｄ（Ｄ）＝ｃ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）との和ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）として表わすことができる。ここで、ｃ（Ｄ）はトレリス・コードＣからの時刻−ゼロ格子Λｏの副格子Λｓからのシーケンスであり、ｐ（Ｄ）は、ｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）｛ｈ（Ｄ）−１｝の形状のポスト−カーソル符号間干渉（ISI）シーケンスを表わす。コード・シーケンスｃ（Ｄ）は、ポスト−カーソルISIシーケンスｐ（Ｄ）のみに基づいて決定される。ｕ（Ｄ）の成分ukは、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて選択される。ｃ（Ｄ）の成分ckは、トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏの副格子Λｓから選択される。これまでの説明に続いて、プロセッサの処理について更に説明を続ける。
デジタル信号プロセッサは、典型的に、このプロセッサが実行するコンピュータ・プログラムを有するコンピュータ・プログラム記憶媒体を含む。コンピュータ・プログラムは、プリコーディング・プログラムによって発生されるフィードバック情報に基づいたチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の過去の値に部分的に基づいて、デジタル・データ・シーケンスを信号点列ｕ（Ｄ）に配置するマッピング・プログラムと、ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）という形状の全ての可能な信号点シーケンスのサブセットからの前記信号点シーケンスｘ（Ｄ）を選択するためのプリコーディング・プログラムを含む。ここで、ｄ（Ｄ）は、選択された非ゼロシーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］という形状のポスト−カーソル符号間干渉（ISI）シーケンスｐ（Ｄ）との間の、非ゼロ差を表わす。ここで、ｃ（Ｄ）は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣから変換されたコード・シーケンスとなるように選択される。一実施例では、プリコーディング・プログラムは、入力シーケンスｕ（Ｄ）をディザ・シーケンスｄ（Ｄ）と結合しプリコード・シーケンスｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）を発生する第１結合命令と、ｄ（Ｄ）を発生すると共にポスト−カーソルISIシーケンスｐ（Ｄ）を供給するｄ（Ｄ）発生/p（Ｄ）発生命令と、シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）＋ｐ（Ｄ）を発生する第２結合命令とを含む。
本発明は、過去のチャンネル出力信号に基づいてディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を除去し、これを送信機において入力シーケンスｕ（Ｄ）に付け加えて、送信シーケンスｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）を形成する。ディザ・シーケンスは、実質的に、ポスト−カーソル符号間干渉ｐ（Ｄ）と、トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏの副格子Λｓからの適切なシーケンスｃ（Ｄ）との間の差である。シーケンスｕ（Ｄ）は、プリコードによって発生されるフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて選択される。ｕ（Ｄ）の連続要素が存在する時刻−ゼロ格子Λｏのコセットは、過去の値｛yk-1,yk-2,....｝に基づいて決定される。
本発明は、実質的にいかなる信号通信方法とでも、またいかなるデータ速度ででも用いることができる。更に、本発明は、コンステレーション・シェーピング技術（例えば、シェル・マッピング（shell mapping）、“Signal mapping and shaping for V.fast"Motorola contribution D196,CCITT Study Group XVIII,Geneva,June 1992）とは独立して用いることができる。これが意味するのは、ｕ（Ｄ）は、信号点が不均一ガウス型確率分布を有する、既にシェーピングされたシーケンスを表わすということである。
本発明では、ディザ・シーケンスは平均送信エネルギを増大させることができる。実際には平均送信エネルギは一定に保たなければならないので、信号ｘ（Ｄ）を縮小して同一平均エネルギを維持しなければならない。平均送信エネルギの増大を、ここではディザ損失と呼ぶ。
以上いくつかの例示的実施例を説明したが、本発明を逸脱することなく多くの変更や修正が可能であることは当業者には明白であろう。例えば、主としてトレリス・コードについて述べたが、本発明は同様にブロックまたは格子コード（lattice codes）と用いることもできる。また、選択されたマルチ−レベル・トレリス・コードと共に用いることもできる。また、二次元（パスバンド、直角）送信システムを強調したが、前記方法は一次元（ベースバンド）或いはより高次な次元（並列チャンネル）の送信にも適用することができる。更に、本発明は、次元数が奇数のトレリス・コードと用いることもできる。これまでの説明は単調なチャンネル応答ｈ（Ｄ）を強調したが、本発明は、チャンネル応答のスケーリングを行いそれを単調化することによって、或いはプリコーディング・システムの変数を適切に調整することによって、h0≠１を有するより一般的なチャンネル応答に適用することもできる。このような実施態様は全て実質的に本発明と等価であると見なされるものである。したがって、かかる変更および修正は、添付の特許請求の範囲に規定されている本発明の精神および範囲に含まれることを意図するものである。
発明の背景
ガウス・ノイズがあり、帯域制限が厳格で、信号対ノイズ比（SNR）が高いチャンネル上では、理想的なゼロ強制判断返送等化（zero−forcing decision−feedback equalization:DFE）と符号間干渉（ISI）のない理想的なチャンネルのために設計されたコード化変調およびコンステレーション・シェーピング（coded modulation and constellation shaping）技術との組み合わせを用いることによって、デジタル・データを信頼性高く送信できることが示されている。しかしながら、理想的なDFEは実現不可能である。トレリス・プリコーディング（Trellis precoding）は、コーディング、シェーピングおよび等化技術を組み合わせ、コーディングおよびシェーピングと共に理想的なDFEと同じ性能を得ることができる実現可能な技術である。
トレリス・プリコーディングの潜在的な欠点の１つに、信号点が空間充填境界領域（space−filing boundaryregion）内に均一に分布している信号コンステレーションに対してのみ有効であるということがあげられる。空間充填（space−filling）とは、境界領域を重なり合わないように適当に変換して合体すると、その空間全体におよぶ（占有する（tile））ということを実質的に意味する。言い換えれば、境界領域は、典型的にプリコーディング格子と呼ばれている格子の基本領域として表現可能でなければならない。公知のコード化変調技術との互換性を保つために、プリコーディング格子は、典型的に、境界領域が正方形の形状を有するように、二次元整数格子Z2を換算（scale）したものMZ2（Ｍは換算係数）として選択される。用途によっては、正方形の信号コンステレーションは、円形に近い境界を有するコンステレーションよりも、二次元ピーク対平均出力比（PAR:Peak to Average power Ratio）が高いので、望ましくない場合がある。より重大なのは、正方形のコンステレーションは符号を分数ビット（fractional bits）で表わすのには相応しくなく、分数速度送信（fractional rate transmission）を可能にするにはコンステレーション・スイッチングとして知られている方法が必要になるので、二次元PARが更に増大することである。トレリス・プリコーディングでは、ボロノイ領域（Voronoi region）が正方形のそれよりも円に近く、ある分数データ速度を許容するプリコーディング格子を見つけることが可能である。しかしながら、この方法は全ての分数データ速度を均一に扱うのではなく、90゜位相回転に対して不変とすることは更に難しいため、柔軟性に欠ける。これは実際の応用では重要な要件となる場合もあるものである。トレリス・プリコーディングのその他の欠点は、シェーピング利得を得るためには、プリコーディング処理をシェーピング処理と組み合わせなければならず、このために構成の複雑度が増大することである。
実質的にいかなる信号コンステレーションとでも、実質的にいかなるデータ速度においてでも動作し、しかもコンステレーション・シェーピングとは独立して実施可能で、理想的なDFEの性能にできるだけ近い全体性能を得ることができる、柔軟性のあるプリコーティング方法および装置が必要とされている。
発明の概要
トレリス・コードＣを用いて、非理想的チャネル応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャンネル上を送信するためにデジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンス（signalpoint sequence）ｘ（Ｄ）に配置する（mapping）装置および方法について記載する。
前記装置は、
プリコーダによって供給されるフィードバック情報に基づいて、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて、所与の時刻ｋにおける（Ｄ）の成分ukが選択されるように、前記デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置するマッパ（mapper）と、
ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって前記信号点シーケンスｘ（Ｄ）を発生するプリコーダとから成る。ここで、ｄ（Ｄ）は選択された非ゼロ・シーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］の形式のポストカーソル符号間干渉（postcursor intersymbol interference）（ISI）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差を表し、ｃ（Ｄ）は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣ内のコード・シーケンスとなるように選択される。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明による装置のブロック図である。
第２図は、本発明による装置の第１実施例を示すより詳細なブロック図である。
第３図は、第２図のマッパの詳細ブロック図である。
第４図は、本発明による装置の第２実施例のブロック図である。
第５図は、本発明による装置を利用したデジタル通信システムの第１実施例のブロック図である。
第６図は、図５のデジタル通信システムの復元装置のブロック図であり、復元装置をより特定して示すものである。
第７図は、本発明方法による一実施例のステップを表わすフロー・チャートである。
第８図は、本発明による他の実施例のステップを表わすフロー・チャートである。
第９図は、デジタル・データ・シーケンスをプリコーディングしてシーケンスｘ（Ｄ）を得て、インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャンネル上を送信するために用いられる、本発明によるデジタル信号プロセッサのブロック図である。
好適実施例の詳細な説明
本発明の方法および装置は、デジタル通信チャンネル上を送信するためにデジタル・データ・シーケンスをプリコードし、特に厳しい減衰歪みを有するチャンネル上での動作を可能とするものである。本発明を利用することによって得られる重要な利点には、コンステレーション・スイッチングを必要とせず実質的にあらゆる所望データ速度で送信すること、円形信号コンステレーションによる送信、シェーピングをプリコーディングと完全に分離することによるシェーピングの簡素化、およびプリコーダによって供給されるフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスの過去の成分に部分的に基づいてマッパの出力を選択することによるディザ損失（dither loss）の低減が含まれる。
第１図に示されるように、番号100の装置は、本発明にしたがって、トレリス・コードＣを用いて、デジタル・データ・シーケンスをプリコードし、複素プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）＝x0＋x1D＋...を発生し、複素インパルス応答ｈ（Ｄ）＝h0＋h1D＋h2D2＋....を有する離散時間チャンネルを通じて送信を行う。本明細書において、ｈ（Ｄ）は単調（monic）である（即ち、h0＝１）と仮定しても一般性を失わない。
コードＣは2n次元トレリス・コードであり、ここでｎは格子分割（lattice partition）Λ／Λ’に基ずく整数、Λは予め選択された格子、Λ’はΛおよび速度m/m＋ｒの畳み込みコードの予め選択された副格子（sublattice）である。格子Λは、いわゆるトレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏの2r個のコセット（coset）の合体（union）であり、ここでΛｏはΛの副格子、Λ’はΛｏの副格子である。ｙ（Ｄ）＝y0＋y1D＋y2D2＋....がトレリス・コードにおけるコード・シーケンスとし、一連の2n次元ベクトル成分yk＝（ykn…,ykn+n-1）,k＝0,1,...,として表されるとすると、時刻ｋにおける成分ykは、Λｏの唯一のコセットに属する。このコセットは時刻ｋにおける現在状態Skによって決定される。
装置（100）はマッパ（102）とプリコーダ（104）とを含む。このプリコーディング体系の特徴は、プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）が次の和によって表されることである。
ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）
ここで、ｕ（Ｄ）＝u0＋u1D＋u2D2＋....は、デジタル・データを表わす信号点シーケンスであり、マッパ（102）によって発生される。信号点Ui,i＝0,1,2,...は、ｕ（Ｄ）の各2n次元成分uk＝（Ｕkn,...,Ukn+n-1）が格子の変換（translate）上に位置するように、二次元信号コンステレーションから選択される。シーケンスｄ（Ｄ）＝d0＋d1D＋d2D2＋....は、以下の式にしたがってプリコーダ（104）によって発生されるディザ・シーケンスである。
ｄ（Ｄ）＝ｃ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）
ここで、ｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］は、ポスト−カーソル符号間干渉（ISI）シーケンスであり、ｃ（Ｄ）＝c0＋c1D＋c2D2＋....は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）がトレリス・コードＣからのコード・シーケンスとなるように選択される。
本発明の特徴は、シーケンスｃ（Ｄ）の成分Ck＝（Ckn,...,Ckn+n-1）が、常にトレリス・コードＣの時刻−ゼロ格子Λｏまたはその副格子Λｓからプリコーダ（104）によって選択され、シーケンスｕ（Ｄ）の成分ukは、ｙ（Ｄ）がＣ内の有効なコード・シーケンスとなるように成分ykが存在していなければならないΛｏのコセットにukが存在するように、ｙ（Ｄ）の過去の値｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて、マッパ（102）によって選択されることである。したがって、コセットは、コード・シーケンスｙ（Ｄ）の状態skに基づいて選択される。デジタル・データは、通常通り選択されたコセットから信号点を決定する。過去の値｛yk-1,yk-2,....｝に関する情報は、マッパ（102）に動作可能に結合されているプリコーダ（104）によってマッパ（102）に供給される。
本発明の技術は、“ISI coder−Combined coding and precoding,"AT＆Ｔ contribution to EIA−TR30.1,Baltimore,MD,June 1993に記載された技術とは、重要な部分で相違するものである。先に引用した技術では、成分ukはｙ（Ｄ）の状態skには関係なく、常に時刻−ゼロ格子Λｏの変換から選択されるのに対し、成分ckは状態skにしたがって、Λｏの2r個のコセットの１つから選択される。ckの選択にはいつでも同一格子を用いるので、本発明の技術は論理的により単純である。更に、本発明の方法は90度の回転に対して透明（transparent）とすることができるのに対し（以下を参照）、先に引用した技術ではこれを完全に達成することはできない。また、本発明では、プリコーダは理想的なチャンネル（即ち、ｈ（Ｄ）＝１）に対して自動的に動作不能とされるのに対し、先に引用した技術では、理想的なチャンネル上では特別な手順に従わなければならない。
典型的に、本発明は、複素インパルス応答ｈ（Ｄ）が単位円上でゼロを有さない場合、または、これと同等に、その逆数1/h（Ｄ）が安定な時に用いられるものである。したがって、以下の実施例は、安定した逆数を有する標準型応答（canonical response）であるｈ（Ｄ）を用いる。ｈ（Ｄ）はｈ（Ｄ）＝１＋0.75Dのような全ゼロ応答（all zero response）、ｈ（Ｄ）＝1/（１−0.75 Ｄ）のような全極応答（all poleresponse）、または、ゼロおよび極を含むより一般的な応答のいずれでもよいことに注意されたい。以前のプリコーディング技術におけるように、応答ｈ（Ｄ）は決定されており、送信機および受信機においては既知のものである。
第２図の番号200は、本発明による装置の第１実施例のより詳細な実施例である。第１図の場合のように、デジタル・データ・シーケンスはまずマッパ（102）において、公知のエンコーディング、マッピングおよびシェーピング技術の組み合わせを用いて、信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置される。成分uk＝（ukn,ukn+1,....,ukn+n-1）が存在する時刻−ゼロ格子Λｏのコセットは、プリコーダ（104）によって供給されるフィードバック情報に基ずくｙ（Ｄ）の過去の値｛yk-1,yk-2,....｝に基づいて決定される。この実施例では、プリコーダは、第１結合部（204）と、フィルタリング／モデュロ部（206）とで構成されている。第１結合部（204）は典型的に加算器であり、入力シーケンスｕ（Ｄ）とディザ・シーケンスｄ（Ｄ）とを受信するように動作可能に結合され、プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）を形成する。フィルタリング／モデュロ部（206）は、ｘ（Ｄ）を受信するように動作可能にに結合されたフィルタ（212）を含み、ｄ（Ｄ）を発生するために用いられる。フィルタリング／モデュロ部（206）は、更に、フィルタリング部（212）からのポスト−カーソルISIシーケンスｐ（Ｄ）を受信するように動作可能にに結合されたモデュロ部（210）を含む。ここで、ｐ（Ｄ）はｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］にしたがって結合部（204）から受信されるプリコード・シーケンスｘ（Ｄ）をフィルタリングすることによって得られる。ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）は、ｄ（Ｄ）＝ｃ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）で与えられる。ここで、ｃ（Ｄ）は時刻−ゼロ格子Λｏの選択された副格子Λｓから選択された2n次元成分ckシーケンスである。成分ckは、ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）の平均エネルギを小さく維持するように、Λｓから選択される。
第２結合部（208）（典型的に加算器）が、プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）とポスト−カーソルISIシーケンスｐ（Ｄ）とを組み合わせ、ｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）＋ｐ（Ｄ）にしたがってチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）を形成する。次に、コセットの選択のために、シーケンスｙ（Ｄ）をマッパにフィードバックする。
成分ckはΛｏの副格子Λｓから選択されるので、チャンネル出力成分yk＝uk＋ckは、信号点ukと同じΛｏのコセットに属する。したがって、トレリス・コード内のｙ（Ｄ）の現在の状態skに基づいて、時刻−ゼロ格子の許されるコセットからukが選択されるのであれば、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）は有効なコード・シーケンスである。
第２図のモデュロ部（210）は、副格子Λｓの指定された基本領域（fundamental region）内でディザ成分dk＝（dkn,dkn+1,...,dkn+n-1）を発見するために用いられる。このディザ成分は、副格子Λｓを法とする．（modulo the sublattice Λｓ）負ポスト−カーソルISI成分−pk＝（−pkn,−pkn+1,...,−pkn+n-1）に正確に一致する。副格子Λｓは、複雑さと性能との間でいずれを優先させるかに応じて選択される。複雑さを低くするには、Λｓを二次元格子の重カルテシアン積（ｎ−fold Cartesian product）となるように選択すればよい。
ここでモデュロ部の動作を１つの具体例についてより詳細に説明する。トレリス・コードが格子分割RZ4/2D4に基づく四次元トレリス・コードと仮定する。このコードは時刻−ゼロ格子Λｏ＝RD4を有するので、ΛｓはRD4の副格子である2Z4＝（2Z2）２として選択される。この例では、二次元符号dkn+1,i＝0,1,...,n−１が、正方形領域［−1,1）ｘ［−1,1）から符号毎（symbol by symbol basis）に、2Z2を法とする−Pkn+iに正確に一致するように（即ち、dkn+iの実部および虚部が２を法とする−Pkn+iの実部および虚部と正確に一致するように）選択される。用途によっては、プリコード体系が90゜位相回転に対して透明であることは重要である。これは、区間［−1,1）をpkの正成分に、かつ（−1,1］を非正成分に用いることによって達成される。この場合、マッパも差動エンコーダを含むことになる。差動エンコーダは技術的現状では公知である（例えば、L.F.Wei,“Trellis−coded modulation using multi−dimensional constellations,"IEEE Trans.Inform.Theory,vol.IT−33,pp.483−501,July 1987）。
送信される符号Sx＝Ｅ｛|xj|2｝のエネルギは、エネルギｕ（Ｄ）およびｄ（Ｄ）の和Su＋Sdとなる。ここで、Ｅは統計的期待値（statistical expectation）である。送信されるシーケンスｘ（Ｄ）の平均エネルギSxは、平均ディザ・エネルギSdが小さい限りは、信号シーケンスｕ（Ｄ）のエネルギSuとほぼ同一
第３図の番号300は、マッパ（102）の更に詳細なブロック図であり、成分ukを選択するΛｏのコセットを決定するために用いられるコード追跡部（code tracker）（304）が示されている。コード追跡部（304）への入力は、プリコーダ（104）から得られるチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）である。コード追跡部（304）は、ｙ（Ｄ）を受信するコセット情報抽出器（302）、コセット情報抽出器（302）に動作可能に結合されているビット・マッパ（306）、およびマッパに動作可能に結合されている速度m/m＋ｒの畳み込みエンコーダ（convolutional encoder）（308）を含む。連続する成分ykが存在するトレリス・コードの副格子Λ’のコセットを追跡することにより、コード・シーケンスｙ（Ｄ）の状態を追跡することが可能となる。この情報を用いて、時刻−ゼロ格子Λｏの2r個のコセットのどれから成分ukを選択すべきかを決定する。第３図に示すように、このステップの実施を可能にするには、コセット情報抽出器（CIE）（302）を用いてスライシング処理（slicing operation）によって上述のコセットを抽出し、ビット・マッパ（306）を用いてCIEの出力をｍビットに変換し（304）、次にこれらのビットを速度m/m＋ｒ畳み込みエンコーダ（308）を通過させてｒビットを発生し、マッピング部（310）がこれらをデジタル・データ符号と共に用いて、成分ukを決定する。畳み込みエンコーダからのこれらｒビットを用いて、Λの中のΛｏの2r個のコセットの１つを選択する。例えば、分割RZ4/2D4に基づく4Dトレリス・コードの場合、速度m/m＋１畳み込みエンコーダを用いて、各２符号毎に１回、余分に１ビットを生成し、このビットを用いてRZ4内の時刻−ゼロ格子RD4の２つのコセットの一方を選択し、一方前記データ・ビットはそのコセットから四次元点を選択する。
第４図は、本発明の他の実施例（番号400）を示す。これは図２に示す実施例と実質的に同等である。この実施例では、フィルタリング／モデュロ部（404）が副格子Λｓから成分ckを最初に選択するスライシング部（402）と、dk＝ck−pkにしたがってディザdkを形成するフィルタリング部（212）とを含む。本実施例では、チャンネル出力成分ykは、yk＝uk＋ckにしたがって成分ukをckと組み合わせることによって得ることができる。プリコーダによって供給されるシーケンスｙ（Ｄ）に関する情報は、マッパ出力ukが選択される時刻−ゼロ格子Λｏのコセットを決定するためにマッパ（102）においてコード追跡器（310）によって用いられる。
他の例では、再び、分割RZ4/2D4に基づいた四次元トレリス・コードが用いられると仮定するが、今回は副格子Λｓは時刻−ゼロ格子RD4自体である。まず、副格子RD4は、4D格子2Z4とそのコセット2Z4＋（0,0,1,1）との合体として表されることに注意されたい。更に、4D格子2Z4は、偶数の整数の全ての対から成る二次元（2D）格子2Z2のカルテシアン積を取ることによって得ることができる。したがって、RD4は以下のように表される。
RD4＝（2Z2x2Z2）Ｕ［2Z2＋（1,1）］Ｘ［2Z2＋（1,1）］，
ここで、Ｕは合体（union）を表し、Ｘはカルテシアン積を表わす。2D格子2Z2とそのコセット2Z2＋（1,1）との合体により、2D格子RZ2が形成される。
したがって、スライシング部（410）は、偶数の符号間隔2kにおいてRZ2からその符号c2kを選択することにより、4D符号ck＝（c2k,c2k+1）を選択することができる。c2kが2Z2に属する場合、続く奇数符号間隔（symbol interval）において、偶数の整数格子2Z2から２番目の符号c2k+1が選択される。しかしながら、c2kがコセット2Z2＋（1,1）に属する場合、コセット2Z2＋（1,1）から２番目の符号C2k+1が選択される。このようにして、4D符号（c2k,C2k+1）がRD4に属することを保証する。
本発明は平均ディザ・エネルギを最少に抑えるという基準に限定される訳ではなく、各ciの選択がｘ（Ｄ）の過去の値xj,j＜ｉのみに基づき、成分ckが時刻−ゼロ格子Λｏに属する限り、いかなる基準を用いてコード・シーケンスｃ（Ｄ）を選択してもよいことに注意されたい。例えば、ある応用では、チャンネル出力符号yi＝ui＋ciの範囲を制限することが望ましい場合がある。これを達成するには、ディザ・エネルギSdが高くなることを犠牲にして、ciの値をある範囲に抑制すればよい。
以上の説明では、チャンネルが離散時間複素インパルス応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられることを仮定とした。技術的現状では、ノイズが含まれる離散時間または連続時間の線形チャンネルは全て、因果（causal）（hk＝0,k＜０）、最少位相（単位円上または外側では全てゼロ）、単調（ho＝１）インパルス応答ｈ（Ｄ）、および付加白色ノイズＷ（Ｄ）を有する標準状離散時間等化チャンネル（canonical discrete−timeequivalent channel）で表されることはよく知られている。白化整合フィルタ（whitened matched filter）と、選択された符号速度で動作するサンプラ（連続時間チャンネルの場合）とを含む標準受信機フロントエンドを用いて、かかる等価チャンネルを設けてもよい。実際には、ｈ（Ｄ）は典型的に、送信機、チャンネル、受信機、およびサンプラにおけるフィルタの総合効果を表わす。同様に、ｗ（Ｄ）は受信フィルタおよびサンプラを通過した後のノイズを表す。白化整合フィルタは、適切なフィルタによって歪み強度を低下させるので、ここに従来の線形等化に対する本発明の性能上の優越性がある。
実際、ｈ（Ｄ）が全ゼロ応答である時、判定返送等化器のための標準適応技術を用いて、白化整合フィルタを適応的に決定することができる。ｈ（Ｄ）が全極フィルタであることが望まれる時、まず標準方法を用いて全ゼロ応答ｈ′（Ｄ）を適応的に決定し、次に公知の多項式分割技術を用いてｈ（Ｄ）＝1/g′（Ｄ）を
デジタル通信システムに組み込まれた本発明装置の一実施例を、第５図に番号500で示す。ここでは、送信機と受信機の少なくとも一方が本発明を利用している。前記システムは、典型的に、送信機（502）と受信機（506）の少なくとも一方を含み、送信機はマッパ（508）と、デジタル・データ・シーケンスを送信するためのプリコーダ（510）と、上述のパラグラフで説明したように得られ、プリコーダに動作可能に結合されてプリコード・シーケンスｘ（Ｄ）の送信を容易にするチャンネル（504）とを有し、一方、受信機（506）は、チャンネル部（504）に動作可能に結合され、受信シーケンスｒ（Ｄ）を受信しデコードして予測出力シーケンスｙ（Ｄ）を発生するデコーディング部（518）と、デコーディング部（518）に動作可能に結合され、信号点シーケンスｕ（Ｄ）の予測ｕ（Ｄ）を実質的に復元する復元部（520）とを有する。次に、逆配置およびシェーピング復元（inversemap and shaping recovery）を用いて（コンステレーション・シェーピングを用いる場合）、送信すべきデジタル・データ・シーケンスの予測値をｕ（Ｄ）から検出する。
先に示した等価チャンネル（504）は、応答ｈ（Ｄ）を有し、ｘ（Ｄ）を受信し既に定義した出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）を生成するフィルタ（512）と、付加ノイズを発生する付加ノイズ部（516）と、典型的には加算器であり、チャンネルフィルタｈ（Ｄ）（512）と付加ノイズ部（516）とに動作可能に結合された結合部（514）とによって実質的に表される。
デコーディング部（518）は、典型的に、当技術では公知のトレリス・コードＣ用デコーダである。デコーディング部（518）は典型的にノイズにある受信シーケンスｒ（Ｄ）を受信しデコードする。このシーケンスは以下の形状を有し、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の予測値ｙ（Ｄ）を発生する。
ｒ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）＋ｗ（Ｄ）
＝ｙ（Ｄ）＋ｗ（Ｄ）
＝［ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）］＋ｗ（Ｄ）
また、復元部（520）は、デコーディング部（518）に動作可能に結合され、入力シーケンスｕ（Ｄ）の予測値ｕ（Ｄ）を実質的に復元する。これについては以下でより詳細に説明する。
先に述べたように、シーケンスｙ（Ｄ）はトレリス・コードＣ内のシーケンスでなければならない。これが意味するのは、当技術では公知のように、シーケンスｙ（Ｄ）を従来のＣ用デコーダで予測することにより、予測出力シーケンスｙ（Ｄ）を発生できるということである。
第６図のブロック図に番号600で更に特定して示す復元部（520）は、典型的に、予測シーケンスｙ（Ｄ）を受信するように動作可能に結合され、ｙ（Ｄ）をフィルタリングして実質的にｐ（Ｄ）＝ｙ（Ｄ）／｛１−1/h（Ｄ）｝という形状でポスト−カーソルISIシーケンスの予測値ｐ（Ｄ）を求め、ｐ（Ｄ）をフィードバック信号として発生し、ｘ（Ｄ）＝ｙ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）にしたがってｙ（Ｄ）からｘ（Ｄ）を得る、プリコーダ（104）内のフィルタ（212）と実質的に同一の少なくとも１つの復元フィルタリング部（604）と、復元フィルタリング部（604）に動作可能に結合され、送信機においてプリコーディング部で用いられるのと実質的に同様に、成分dk＝（dkn,dkn+1,...,dkn+n-1）が複格子Λｓの指定された基本領域に存在し、副格子Λｓを法とする負ポスト−カーソルISI成分−pk＝（−pkn,−pkn+1,pkn+n-1）と正確に一致する、予測ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を検出する復元モデュロ部（606）と、復元モデュロ部（604）と予測結合器（602）とに動作可能に結合され、プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）の予測シーケンスｘ（Ｄ）を受信し、シーケンスｘ（Ｄ）とシーケンスｄ（Ｄ）との間の差を実質的に判定し、元の入力シーケンスｕ（Ｄ）の予測値ｕ（Ｄ）を得る復元結合部（606）とを含む。判定誤差（ｙ（Ｄ）＝ｙ（Ｄ））がなく、そして送信機および受信機における動作が実質的に対称的である限り、元のシーケンスｕ（ｋ）は正確に復元される。復元回路には他の等価な構成でも可能である。
要約すると、復元フィルタリング部（604）を用いてポスト−カーソルISI変数ｐ（Ｄ）の予測値ｐ（Ｄ）を再生（reconstruct）し、次の復元モデュロ部（604）を用いて、送信機の対応する装置（100）におけるｄ（Ｄ）と実質的に相関関係にあるディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を決定し、次に復元結合部（608）を用いてｕ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）−ｄ（Ｄ）を発生する。
勿論、ｙ（Ｄ）にはチャンネル・ノイズによる偶発的エラーがあり、それがエラー伝搬を引き起こす可能性がある。しかしながら、1/h（Ｄ）が安定なので、フィルタ１−1/h（Ｄ）におけるエラー伝搬は破滅的なもの（catastrophic）には決してならない。更に、ｈ（Ｄ）が位数（order）ｐの全極応答である場合（ｍは選択された整数）、エラー伝搬はせいぜいｐ個の符号で確実に阻止される。
予測値uj、復元シーケンスｕ（Ｄ）のｉ番目の変数が、入力シーケンスｕ（Ｄ）のｉ番目の変数に許される範囲外にある場合、かかる範囲の違反は、判断の誤りが現在の符号yjに発生したこと、または最新の符号のいずれかyj-i,i＞０にあるエラーのためにciが誤りであることを示す。かかる範囲違反が検出された時、予測値yjまたはyj-iを調節することによりその違反を補正しようとすることが考えられる。したがって、範囲違反を監視することによって、ある程度のエラー補正は達成される。かかるエラー検出機能は、送信システムの動作を監視するためにも有用である。
以下のように、本発明によれば、デジタル通信受信機を用いて、プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）に配置され、非理想的な応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャンネル上を送信されるデジタル・データ・シーケンスを、トレリス・コードＣを用いて受信し、受信シーケンスｒ（Ｄ）を発生する。この場合、受信機は、少なくとも、ｒ（Ｄ）を受信するように動作可能に結合され、受信された送信シーケンスｒ（Ｄ）をデコードして予測出力シーケンスｙ（Ｄ）を発生するデコーディング部と、デコーディング部に動作可能に結合され、ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって発生される送信信号点シーケンスｘ（Ｄ）に対するシーケンスｕ（Ｄ）の予測シーケンスｕ（Ｄ）を実質的に復元する復元部とを含む。ここで、ｕ（Ｄ）は前記デジタル・データ・シーケンスを固有に表わす信号点シーケンスであり、2n次元成分ukが存在する時刻−ゼロ格子Λｏのコセットはチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の状態に左右され、ｄ（Ｄ）は、成分ckがトレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏの副格子Λｓから選択される選択シーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］という形状のポスト−カーソル符号間干渉（ISI）との間の非ゼロ差を表し、ｃ（Ｄ）がｐ（Ｄ）のみに基づいて選択されるようにする。
第６図に示すように、復元手段の一実施例は、予測出力シーケンスｙ（Ｄ）,p（Ｄ）を受信するように動作可能に結合された予測結合部（602）と、予測出力シーケンスｘ（Ｄ）を受信するように動作可能に結合され、予測ポスト−カーソル符号間干渉（ISI）シーケンスｐ（Ｄ）を発生する復元フィルタリング部（604）と、復元フィルタリング手段に動作可能に結合され、送信シーケンスｘ（Ｄ）を発生するために用いられるｄ（Ｄ）と実質的に相関関係を有する予測ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を発生する復元モデュロ部（606）と、予測プリコード・シーケンスｘ（Ｄ）を受信すると共に復元モデュロ手段の出力ｄ（Ｄ）に動作可能に結合され、実質的にｕ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）−ｄ（Ｄ）の形状の予測シーケンスｕ（Ｄ）を決定する第３結合部（610）（典型的に加算器）と、第３結合手段に動作可能に結合され、予測シーケンスｕ（Ｄ）をインバース・マッピングし、送信デジタル・データ・シーケンスに実質的に等しい受信デジタル・データ・シーケンスを発生するインバース・マッパ（612）とを利用する。
加えて、デジタル通信受信機は、デコーディング部（518）が連続符号yi間の相関関係を利用して複雑度を減少させたシーケンス予測部も含むように選択することもできる。一実施では、この複雑度を減少させたシーケンス予測部は、状態減少シーケンス予測（RSSE）のための状態合体技術（state merging techniques）を用いて決定する、状態数が少ないシーケンス予測器を用いる。
復元部は、範囲違反判定部を含むことが望ましければ、それを含むように選択してもよい。復元されたシーケンスｕ（Ｄ）のｉ番目の変数がある範囲の外側にある（範囲違反）時、この判定部は予測値yjと過去の予測値yk-j（ｊは正の整数）との少なくとも一方を調整し、範囲違反を実質的に補正する。
図７の番号700は、デジタル通信システムにおいて送信用信号点ストリームをプリコードするための、本発明方法によるステップを示すフロー・チャートを表わす。この方法は、トレリス・コードＣを用いて、デジタル・データ・シーケンスをプリコードしてシーケンスｘ（Ｄ）を発生し、インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャンネル上を送信するためのものである。信号点ストリームｕ（Ｄ）は、ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）として送信される。ここで、ｄ（Ｄ）はｄ（Ｄ）＝ｃ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）という形状のディザ・シーケンスであり、ｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］はポスト−カーソル符号間干渉（ISI）を表し、ｃ（Ｄ）は成分ckがトレリス・コードＣの時刻−ゼロ格子Λｏの副格子Λｓに属するシーケンスであり、ｃ（Ｄ）はｐ（Ｄ）のみに基づいて得られる。シーケンスｕ（Ｄ）はデジタル・データ・シーケンスを固有に表し、その成分ukは、ｙ（Ｄ）がトレリス・コードにおけるコード・シーケンスとなるように、プリコーダによって発生されるフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,...｝に部分的に基づいて選択される。
第７図の番号700に示す一実施例では、トレリス・コードＣを用いて、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｘ（Ｄ）に配置し、非理想的チャンネル応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャンネル上を送信する方法は、以下のステップから成る。
（１）デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置するステップ（702）、および
（２）ｕ（Ｄ）をディザ・シーケンスｄ（Ｄ）と組み合わせることによって信号点シーケンスｕ（Ｄ）をプリコードし（704）、ｄ（Ｄ）がｄ（Ｄ）＝ｃ（Ｄ）−ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］という形状となるようにするステップ。ここで、ｃ（Ｄ）は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）がトレリス・コードＣからのコード・シーケンスとなるように選択される。ｕ（Ｄ）の成分ukは、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて選択される。ｃ（Ｄ）の成分ckは、トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏの副格子Λｓから選択される。これらのシーケンスは上述の通りである。
第８図の番号800に示す別の実施例では、この方法は、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置するステップ（802）、ｕ（Ｄ）を加算するステップ、選択されたコード・シーケンスｃ（Ｄ）およびポスト−カーソルISIシーケンスｐ（Ｄ）を加算して送信シーケンスｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）を得るステップ（804）、ｘ（Ｄ）をフィルタリングして実質的に以下の形状のｐ（Ｄ）を得るステップ（806）、
ｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］
および、ｐ（Ｄ）を符号毎にスライスしシーケンスｃ（Ｄ）を得るステップから成る。
上述した方法は、先により詳細に説明した本発明の装置の変更にしたがって、変更してもよい。この場合でも、ｕ（Ｄ）の成分ukは、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて選択される。ｃ（Ｄ）の成分ckは、トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏの副格子Λｓから選択される。
本発明は、図９に番号900で示されるデジタル通信システムに実施することができる。この場合、デジタル信号プロセッサ（902）を用いてデジタル・データ・シーケンスをプリコードし、インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャンネル上を送信するためのシーケンスｘ（Ｄ）を得る。このプロセッサは、典型的に、当該デジタル信号プロセッサが実行するコンピュータ・プログラムを有するプログラム記憶媒体（904）を含み、前記プログラムは、プリコーディング・プログラムによって発生される情報に基づいたチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の過去の値に部分的に基づいて、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）に配置するマッピング・プログラム（906）と、ｕ（Ｄ）を用いてシーケンスｘ（Ｄ）を発生するプリコーディング・プログラム（908）とを含む。ここで、ｘ（Ｄ）は、デジタル・データ・シーケンスを固有に表し、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の状態に基づいて選択される信号点ストリームｕ（Ｄ）とディザ・シーケンスｄ（Ｄ）＝ｃ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）との和ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）として表わすことができる。ここで、ｃ（Ｄ）はトレリス・コードＣからの時刻−ゼロ格子Λｏの副格子Λｓからのシーケンスであり、ｐ（Ｄ）は、ｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）｛ｈ（Ｄ）−１｝の形状のポスト−カーソル符号間干渉（ISI）シーケンスを表わす。コード・シーケンスｃ（Ｄ）は、ポスト−カーソルISIシーケンスｐ（Ｄ）のみに基づいて決定される。ｕ（Ｄ）の成分ukは、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて選択される。ｃ（Ｄ）の成分ckは、トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏの副格子Λｓから選択される。これまでの説明に続いて、プロセッサの処理について更に説明を続ける。
デジタル信号プロセッサは、典型的に、このプロセッサが実行するコンピュータ・プログラムを有するコンピュータ・プログラム記憶媒体を含む。コンピュータ・プログラムは、プリコーディング・プログラムによって発生されるフィードバック情報に基づいたチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の過去の値に部分的に基づいて、デジタル・データ・シーケンスを信号点列ｕ（Ｄ）に配置するマッピング・プログラムと、ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）という形状の全ての可能な信号点シーケンスのサブセットからの前記信号点シーケンスｘ（Ｄ）を選択するためのプリコーディング・プログラムを含む。ここで、ｄ（Ｄ）は、選択された非ゼロシーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］という形状のポスト−カーソル符号間干渉（ISI）シーケンスｐ（Ｄ）との間の、非ゼロ差を表わす。ここで、ｃ（Ｄ）は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣから変換されたコード・シーケンスとなるように選択される。一実施例では、プリコーディング・プログラムは、入力シーケンスｕ（Ｄ）をディザ・シーケンスｄ（Ｄ）と結合しプリコード・シーケンスｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）を発生する第１結合命令と、ｄ（Ｄ）を発生すると共にポスト−カーソルISIシーケンスｐ（Ｄ）を供給するｄ（Ｄ）発生/p（Ｄ）発生命令と、シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）＋ｐ（Ｄ）を発生する第２結合命令とを含む。
本発明は、過去のチャンネル出力信号に基づいてディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を除去し、これを送信機において入力シーケンスｕ（Ｄ）に付け加えて、送信シーケンスｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）を形成する。ディザ・シーケンスは、実質的に、ポスト−カーソル符号間干渉ｐ（Ｄ）と、トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏの副格子Λｓからの適切なシーケンスｃ（Ｄ）との間の差である。シーケンスｕ（Ｄ）は、プリコードによって発生されるフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて選択される。ｕ（Ｄ）の連続要素が存在する時刻−ゼロ格子Λｏのコセットは、過去の値｛yk-1,yk-2,....｝に基づいて決定される。
本発明は、実質的にいかなる信号通信方法とでも、またいかなるデータ速度ででも用いることができる。更に、本発明は、コンステレーション・シェーピング技術（例えば、シェル・マッピング（shell mapping）、“Signal mapping and shaping for V.fast"Motorola contribution D196,CCITT Study Group XVIII,Geneva,June 1992）とは独立して用いることができる。これが意味するのは、ｕ（Ｄ）は、信号点が不均一ガウス型確率分布を有する、既にシェーピングされたシーケンスを表わすということである。
本発明では、ディザ・シーケンスは平均送信エネルギを増大させることができる。実際には平均送信エネルギは一定に保たなければならないので、信号ｘ（Ｄ）を縮小して同一平均エネルギを維持しなければならない。平均送信エネルギの増大を、ここではディザ損失と呼ぶ。
以上いくつかの例示的実施例を説明したが、本発明を逸脱することなく多くの変更や修正が可能であることは当業者には明白であろう。例えば、主としてトレリス・コードについて述べたが、本発明は同様にブロックまたは格子コード（lattice codes）と用いることもできる。また、選択されたマルチ−レベル・トレリス・コードと共に用いることもできる。また、二次元（パスバンド、直角）送信システムを強調したが、前記方法は一次元（ベースバンド）或いはより高次な次元（並列チャンネル）の送信にも適用することができる。更に、本発明は、次元数が奇数のトレリス・コードと用いることもできる。これまでの説明は単調なチャンネル応答ｈ（Ｄ）を強調したが、本発明は、チャンネル応答のスケーリングを行いそれを単調化することによって、或いはプリコーディング・システムの変数を適切に調整することによって、h0≠１を有するより一般的なチャンネル応答に適用することもできる。このような実施態様は全て実質的に本発明と等価であると見なされるものである。したがって、かかる変更および修正は、添付の特許請求の範囲に規定されている本発明の精神および範囲に含まれることを意図するものである。
Claims (44)
- トレリス・コードＣを用いて、非理想的チャンネル応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャンネル上を送信するために、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｘ（Ｄ）にマッピングする装置であって、
プリコーダによって与えられるフィードバック情報に基づいて得られるチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて信号点シーケンスｕ（Ｄ）の成分uk（ｋは時間インデックス）が選択されるように、前記デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｕ（Ｄ）にマッピングするマッパと、
ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって前記信号点シーケンスｘ（Ｄ）を発生するプリコーダであって、ｄ（Ｄ）が、選択されたシーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］という形式のポストカーソル符号間干渉（ISI）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差を表し、且つｃ（Ｄ）が、前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣ内のコード・シーケンスとなるように選択される、前記プリコーダと
を備える装置。 - ｃ（Ｄ）の成分ckが、前記トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏまたはその副格子Λｓから選択される請求項１記載の装置。
- 前記ｕ（Ｄ）の成分ukが、前記トレリス・コード内のチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の状態skに基づいて選択される請求項１記載の装置。
- 時刻ｋにおける前記ｕ（Ｄ）の成分ukが、前記トレリス・コード内のチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の状態skに基づいて時刻−ゼロ格子Λｏのコセットの１つから選択される請求項３記載の装置。
- 時刻−ゼロ格子の前記コセットが、トレリス・エンコーダに畳み込みエンコーダを利用することによって決定される請求項４記載の装置。
- 前記トレリス・コードが四次元トレリス・コードである請求項１記載の装置。
- 前記トレリス・コードが格子分割RZ4/2D4に基づき、且つその時刻−ゼロ格子がRD4である請求項６記載の装置。
- 前記マッパが更に差分エンコーダを含む請求項７記載の装置。
- 前記マッパが更にコンステレーション・シェーピングを含む請求項８記載の装置。
- 前記コンステレーション・シェーピングが、シェル・マッピングを用いて達成される請求項９記載の装置。
- スライシング手段が、整数格子2Z2から符号c2k,c2k+1を選択することにより、選択されたシーケンスｃ（Ｄ）を供給する請求項６記載の装置。
- スライシング手段が、第１符号間隔においてRZ2から符号c2kを、且つc2kに基づいて第２符号間隔において2Z2またはそのコセット2Z2＋（1,0）から符号c2k+1を選択する（ここで、ｋは時間インデックス）ことによって、選択されたシーケンスｃ（Ｄ）を供給する請求項６記載の装置。
- ckの選択が更に、前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の符号yiの範囲を制限する制約を含む請求項６記載の装置。
- 前記プリコーダが少なくとも、前記マッパおよびモデュロ手段に動作的に結合され、ｕ（Ｄ）と少なくともディザ・シーケンスｄ（Ｄ）とを結合して、プリコードされたシーケンスｘ（Ｄ）を発生する第１結合手段を含み、
前記モデュロ手段は、フィルタに動作的に結合され、前記ポストカーソルISIシーケンスｐ（Ｄ）に基づいて前記ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を検出するために用いられ、
前記フィルタは、前記第１結合手段に動作的に結合され、送信シーケンスｘ（Ｄ）から前記ポストカーソルISIシーケンスｐ（Ｄ）を抽出するために用いられる
請求項１記載の装置。 - 前記第１結合手段が加算器である請求項14記載の装置。
- 前記プリコーダが更に、前記第１結合手段と前記フィルタとに動作的に結合され、実質的にｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）＋ｐ（Ｄ）の形式の前記出力チャンネルシーケンスｙ（Ｄ）を得る第２結合手段を含む請求項14記載の装置。
- 前記プリコーダが少なくとも、
前記マッピング手段とスライシング手段とに動作的に結合され、ｕ（Ｄ）と少なくともシーケンスｃ（Ｄ）とを結合してチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）を発生する第１結合手段と、
前記第１結合手段とフィルタとに動作的に結合され、前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）と前記ポストカーソルISIシーケンスｐ（Ｄ）とを結合して前記プリコードされたシーケンスｘ（Ｄ）を形成する第２結合手段と、を備え、
前記スライシング手段は、フィルタに動作的に結合され、且つ信号点のシーケンスｃ（Ｄ）の成分ckが前記トレリス・コードＣの時刻−ゼロ格子Λｏまたはその副格子Λｓから選択される前記信号点のシーケンスｃ（Ｄ）に前記ポストカーソル・シーケンスｐ（Ｄ）をスライスするために用いられ、
前記フィルタは、前記第２結合手段に動作的に結合され、前記送信シーケンスｘ（Ｄ）から前記ポストカーソルISIシーケンスｐ（Ｄ）を抽出するために用いられる
請求項１記載の装置。 - 前記第１結合手段が加算器である請求項17記載の装置。
- 前記第２結合手段が加算器である請求項17記載の装置。
- 前記トレリス・コードＣがブロック・コードである請求項１記載の装置。
- トレリス・コードＣを用いて、信号点シーケンスｘ（Ｄ）にマッピングされ、且つ非理想的応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャンネル上を送信されたデジタル・データ・シーケンスを受信し、且つ受信シーケンスｒ（Ｄ）を供給するデジタル通信受信機であって、少なくとも、
ｒ（Ｄ）を受信するように動作的に結合され、前記の受信された送信シーケン
グ手段と、
前記デコーディング手段に動作的に結合され、プリコーダによってｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって発生された送信信号点シーケンスｘ（Ｄ）の予測値を最初に復元することによって、前記デジタル・データ・シーケンスを表わ
元手段と、を備え、
ｄ（Ｄ）が、選択された非ゼロシーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］という形式のポストカーソル符号間干渉（ISI）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差を表し、
ｃ（Ｄ）は、チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣ内のコード・シーケンスとなるように選択され、
ｕ（Ｄ）は、所与の時刻ｋにおける成分ukが、前記プリコーダによって与えられるフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて選択される、デジタル通信受信機。 - 前記復元手段が少なくとも、
リング手段と、
前記復元フィルタリング手段に動作的に結合され、前記の送信シーケンスｘ（Ｄ）を発生するために用いられたｄ（Ｄ）と実質的に相関関係を有する予測非ゼロ・ディザ・シーケンスｄ（Ｄ）を発生する復元スライシング手段と、
ピングして復元デジタル・データ・シーケンスを発生する逆マッピング手段と
を含む請求項21記載のデジタル通信受信機。 - 前記非理想的応答ｈ（Ｄ）がノイズ予測フィルタのインパルス応答を表す請求項21記載のデジタル通信受信機。
- 前記デコーディング手段が更に、連続符号yi間の相関関係を利用する、複雑度を低減したシーケンス予測手段を含む請求項21記載のデジタル通信受信機。
- 前記複雑度を低減したシーケンス予測手段は、状態減少シーケンス予測（RSSE）用状態併合技術を用いて決定される低減した数の状態を有するシーケンス予測器を利用する請求項24記載のデジタル通信受信機。
- トレリス・コードＣを用いて、非理想的チャンネル応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャンネル上を送信するために、デジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｘ（Ｄ）にマッピングする方法であって、
所与の時刻ｋにおける信号点シーケンスｕ（Ｄ）の成分ukが、プリコーダによって与えられるフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて選択されるように、デジタル・データ・シーケンスを前記信号点シーケンスｕ（Ｄ）にマッピングするステップと、
ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって前記信号点シーケンスｘ（Ｄ）を発生するステップであって、ｄ（Ｄ）が、選択された非ゼロ・シーケンスｃ（Ｄ）を、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］という形式のポストカーソル符号間干渉（ISI）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差を表し、ｃ（Ｄ）は、前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣ内のコード・シーケンスとなるように選択される、前記発生するステップと
を備える方法。 - 前記ｃ（Ｄ）の成分ckが、前記トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏまたはその副格子Λｓから選択される請求項26記載の方法。
- 前記ｕ（Ｄ）の成分ukが、前記トレリス・コード内のチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の状態skに基づいて選択される請求項26記載の方法。
- 時刻ｋにおける前記ｕ（Ｄ）の成分ukは、前記トレリス・コード内の前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の状態skに基づく時刻−ゼロ格子Λｏのコセットの１つから選択される請求項28記載の方法。
- 前記時刻−ゼロ格子のコセットが、前記トレリス・エンコーダに畳み込みエンコーダを利用することによって決定される請求項29記載の方法。
- 前記トレリス・コードが四次元トレリス・コードである請求項26記載の方法。
- 前記トレリス・コードが格子分割RZ4/2D4に基づき、且つその時刻−ゼロ格子がRD4である請求項31記載の方法。
- 前記マッパが更に差分エンコーダを含む請求項32記載の方法。
- 前記マッパが更にコンステレーション・シェーピングを含む請求項33記載の方法。
- 前記コンステレーション・シェーピングが、シェル・マッピングを用いて達成される請求項34記載の方法。
- トレリス・コードＣを用いて、インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャンネル上を送信するためにデジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｘ（Ｄ）にプリコードし、デジタル通信システムにおいて用いるデジタル信号プロセッサであって、
前記デジタル信号プロセッサによって実行されるコンピュータ・プログラムを有するコンピュータ・プログラム記憶媒体を備え、
前記コンピュータ・プログラムは、
所与の時刻ｋにおける信号点シーケンスｕ（Ｄ）の成分ukが、プリコーディング・プログラムによって与えられるフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて選択されるように、デジタル・データ・シーケンスを前記信号点シーケンスｕ（Ｄ）にマッピングするマッピング・プログラム手段と、
ｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって前記信号点シーケンスｘ（Ｄ）を発生するプリコーディング・プログラム手段であって、ｄ（Ｄ）が、選択された非ゼロ・シーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］という形式のポストカーソル符号間干渉（ISI）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差を表し、且つｃ（Ｄ）が、前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣ内のコード・シーケンスとなるように選択される、前記プリコーディング・プログラム手段と
を含む、デジタル信号プロセッサ。 - 前記ｃ（Ｄ）の成分ckが、前記トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏまたはその副格子Λｓから選択される請求項36記載のデジタル信号プロセッサ。
- 前記ｕ（Ｄ）の成分ukが、前記トレリス・コード内のチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の状態skに基づいて選択される請求項36記載のデジタル信号プロセッサ。
- トレリス・コードＣを用いて、インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャンネル上を送信するためにデジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｘ（Ｄ）にプリコードするデジタル通信システムであって、
送信装置を備え、当該送信装置が、
所与の時刻ｋにおける信号点シーケンスｕ（Ｄ）の成分ukが、プリコーダによって与えられるフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて選択されるように、デジタル・データ・シーケンスを前記信号点シーケンスｕ（Ｄ）にマッピングするマッパと、
前記信号点シーケンスｘ（Ｄ）をｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって発生するプリコーダであって、ｄ（Ｄ）が、選択された非ゼロ・シーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］という形式のポストカーソル符号間干渉（ISI）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差を表し、且つｃ（Ｄ）が、前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣ内のコード・シーケンスとなるように選択される、前記プリコーダと
を含む、デジタル通信システム。 - トレリス・コードＣを用いて、インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャンネル上を送信するためにデジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｘ（Ｄ）にプリコードするデジタル通信システムであって、
受信装置を備え、当該受信装置が、
前記チャンネルに動作的に結合され、受信シーケンスｒ（Ｄ）を受信し且つデ
前記デコーディング装置に動作的に結合され、前記信号点シーケンスｕ（Ｄ）
を含む、デジタル通信システム。 - トレリス・コードＣを用いて、インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャンネル上を送信するためにデジタル・データ・シーケンスを信号点シーケンスｘ（Ｄ）にプリコードする」デジタル通信システムであって、
送信装置と受信装置とを備え、
前記送信装置が、
所与の時刻ｋにおける信号点シーケンスｕ（Ｄ）の成分ukが、プリコーダによって与えられるフィードバック情報に基づくチャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）の過去の成分｛yk-1,yk-2,....｝に部分的に基づいて選択されるように、デジタル・データ・シーケンスを前記信号点シーケンスｕ（Ｄ）にマッピングするマッパと、
前記信号点シーケンスｘ（Ｄ）をｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）にしたがって発生するプリコーダであって、ｄ（Ｄ）が、選択された非ゼロ・シーケンスｃ（Ｄ）と、実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］という形式のポストカーソル符号間干渉（ISI）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差を表し、且つｃ（Ｄ）が、前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）が前記トレリス・コードＣ内のコード・シーケンスとなるように選択される、前記プリコーダとを含み、
前記受信装置が、
前記チャンネルに動作的に結合され、受信シーケンスｒ（Ｄ）を受信し且つデ
前記デコーディング装置に動作的に結合され、前記信号点シーケンスｕ（Ｄ）
- 前記デコーディング装置は、Ｗ（Ｄ）が付加白色ノイズを表すとして、次の形式
ｒ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）＋ｗ（Ｄ）
＝ｙ（Ｄ）＋ｗ（Ｄ）
＝［ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）］＋ｗ（Ｄ）
である、ノイズを含む受信シーケンスｒ（Ｄ）を受信し且つデコードして、チャ
トレリス・コードＣ用デコーダであり、
前記復元装置は、前記デコーディング装置に動作的に結合され、前記入力シー
請求項39から41のいずれか一項に記載のデジタル通信システム。 - 前記ｃ（Ｄ）の成分ckが、前記トレリス・コードの時刻−ゼロ格子Λｏまたはその副格子Λｓから選択される請求項39から41のいずれか一項に記載のデジタル通信システム。
- 前記ｕ（Ｄ）の成分ukが、前記トレリス・コード内の前記チャンネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の状態skに基づいて選択される請求項39から41のいずれか一項に記載のデジタル通信システム。
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| US5604769A (en) * | 1994-10-13 | 1997-02-18 | Lucent Technologies Inc. | Hybrid equalizer arrangement for use in data communications equipment |
| US5602583A (en) * | 1995-02-10 | 1997-02-11 | Zenith Electronics Corporation | NTSC rejection filter with switched tomlinson precoder for reducing NTSC co-channel interference in ATV receivers |
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| US6081555A (en) * | 1996-12-04 | 2000-06-27 | Conexant Systems, Inc. | Methods and apparatus for implementing shell mapping techniques in the context of a PCM-based modem communications system |
| US6307893B1 (en) * | 1997-03-05 | 2001-10-23 | Paradyne Corporation | System and method for transmit signal spectral shaping |
| US6101223A (en) * | 1997-03-06 | 2000-08-08 | Paradyne Corporation | System and method for optimizing the uncoded modulation of circular constellations using circular precoding and nonlinear encoding |
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