CN1111421A

CN1111421A - 检测信号处理器中噪涌的方法和装置

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Publication number: CN1111421A
Application number: CN94108219A
Authority: CN
Inventors: 卢斯·A·博内特; 卡洛斯·A·格里夫斯; 乔斯·G·科利特
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: NXP USA Inc
Priority date: 1993-07-12
Filing date: 1994-07-07
Publication date: 1995-11-08
Anticipated expiration: 2014-07-07
Also published as: JPH0758710A; KR100256378B1; KR960016224A; JP3204287B2; EP0634845A2; US5317522A; CN1042185C; TW243571B; EP0634845A3

Abstract

ADPCM解码器(128b)的信号处理器接收输入信号。反向自适应量化器(41)按照CCITT建议G.726的算法处理输入信号，提供量化的差值信号d_q(k)。噪声检测器(50)对信号d_q(k)取样并将其绝对值与总能量估算值相加。在预定的样值个数取样结束时，将总能量估算值同噪声阈值与该预定数目之积相比较，若总能量估算值超过该积，则提供一个噪声指示。

Description

本发明涉及信号处理器，具体涉及具有噪涌检测功能的信号处理器及其有关的检测方法。

集成电路部件日益增长的集成度和造价的日益下降使许多以前不能实现的产品已在商售上成为可能。利用集成电路技术中的先进技术制作的一种可行的产品是数字无绳电话。数字无绳电话手机通过话筒接收模拟话音信号，并将模拟话音信号转换成数字话音信号，再对该数字话音信号进行压缩，然后把压缩的信号调制到一个射频信号上，再经天线将已调制射频信号发送出去。发送的射频信号由一个附近的基站接收下来，在那里将它转换成模拟信号（或者保持数字信号形式供数字交换设备使用），最终转发到目的地电话上。若从该目的地电话上接收到一个类似的信号时，这个电话信号按相反的顺序得到同样的处理。基站将数字射频信号发送给手机，该信号经天线接收下来，通过解调、去压缩，然后转换成模拟话音信号，该模拟话音信号驱动手机的扬声器。

用于无绳电话手机工作的一种标准是英国的无绳电话第二代（CT-2）标准。CT-2手机从话筒接收模拟话音信号。该话音信号被转换成为数字脉冲编码调制（PCM）格式，再由一个自适应差分脉码调制（ADPCM）编码器处理。然后，按照CT-2公用空间界面（CAI即，Common Air Interface）协议进行调制和发送给一个基站。CT-2为ADPCM编码器的操作规定CCITT G.721 ADPCM技术条件。往来于基站的发送信号和接收信号的发送和接收是以数据包的形式按“乒-乓”交替方式进行的。CAI规定数据包的一部分包括信令信息，该信令信息包括的内容诸如呼叫建立和终端请求，以及同时交换的信息。对于信号的接收，数据包由一个G.721 AD-PCM解码器接收、解调和处理数据包，然后从数字PCM形式转换成为模拟形式，再提供给扬声器。

在数字无绳电话手机的操作过程中，既需要模拟功能也需要数字功能。可以应用常规的集成电路诸如Motorola MC145554m律PCM编码解码滤波器或Motorola MC 145557 A律PCM编码解码滤波器执行模拟到PCM的转换和PCM到模拟的转换。可以应用常规的集成电路块诸如Motorola MC 145532 ADPCM代码转换器来执行PCM到ADPCM的转换和ADPCM到PCM的转换。模拟和数字方面的这些功能也可以组合在一个混合的信号处理集成电路内。为了降低成本，希望在保持功能度（fanctionality）的情况下减小集成电路块的尺寸。

在CT-2无绳电话系统中，手机与基站建立数字链路。该链路一般一直保持到呼叫通话的完成。某些情况下，呼叫通话期间在手机与基站之间的链路会失去（loss）或断开。例如，如果用户将手机移置到基站的服务范围之外，则链路会失去。结果，因所接收数据的随机性，故只有高电平的白噪声提供给扬声器，直至检测到链路已断开和噪声被静噪时为止。因此，会发生比最大电平低约3至6分贝（dB）的噪声电平。CAI协议所规定的检测链路失去的唯一方法是检测出数据包信令部分中期望的同时交换的消息是否已不存在。然而，传送同时交换的消息的时间间隔可能长到几秒钟。缩短检测时间的一种途径是在基站与手机之间强行周期性通信，它可使检测时间减少到几百毫秒。但即使这样，在链路断开之前用户还会听到响的噪声。

为此，本发明以一种方式提供一种检测信号处理器中噪涌的方法。连续地接收输入信号，该输入信号被自适应地量化以提供出一个量化的差值信号。响应量化的差值信号提供信号处理器的输出信号。响应量化差值信号中至少一个超过总能量估算值的样值，提供出一个噪声指示。

本发明以另一种方式提供一种具有噪涌检测功能的信号处理器，它包括一个反向自适应量化器、噪声检测装置和输出装置。反向自适应量化器响应信号处理器的输入信号I（K），提供一个量化的差值信号d_q（k）。噪检测装置与该反向自适应量化器相耦合，接收信号d_q（k）、一个预定数、以及一个噪声阈值与该预定数之积，对多个样值中所述预定数目的样值的每个样值计算一次被取样的信号d_q（k）的总能量估算值，响应超过噪声阈值与预定数之积的总能量估算值，提供出一个噪声指示。反向自适应量化器和输出装置实际上组成一个CCITT建议G.726-1990自适应差分脉码调制（ADPCM）解码器，供其至少一个数据速率使用。

本发明以又一种方式提供一种检测自适应差分脉码调制（AD-PCM）解码器中噪涌的方法，该ADPCM解码器实质上符合CCITT建议G.726-1990，供其至少一个数据速率使用。在AD-PCM解码器的输入端接收输入信号I（K）。由ADPCM解码器中的自适应速度控制部分形成信号d_ml（k）。该信号d_ml（k）与一个预定的能量阈值相比较。如果该信号d_ml（k）超过预定能量阈值，则提供一个噪声指示。

本发明以再一种方式提供一种具有噪涌检测功能的信号处理器，它包括自适应差分脉调制（ADPCM）信号处理装置和噪声检测装置。该ADPCM信号处理装置接收输入信号I（K），提供输出信号S_d（k）。ADPCM信号处理装置包括一个自适应速率控制部分，该速度控制部分具有一个输出端，用以提供输出信号d_ml（k）。噪声检测装置与自适应速度控制部分相耦合，接收信号d_ml（k）和一个预定的能量阈值，将信号d_ml（k）与预定能量阈值相比较，当信号d_ml（k）超过该预定能量阈值时，提供出一个噪声指示。该ADPCM信号处理装置实际上组成一个CCITT建议G.726-1990 ADPCM解码器，为其至少一个数据速率使用。

本发明的这些和其它的特点和优点通过结合以下附图阅读下面的详细描述将会更加清楚。

图1示出内含一个ADPCM编码解码器的电话手机的方框图。

图2示出符合CCITT建议G.721或G.726的先有技术AD-PCM解码器的功能性的方框图。

图3示出图1中ADPCM解码器的一个实施例的功能性的方框图。

图4示出按照图3所示的噪声检测器的检测方法的流程图。

图5示出按照本发明的一个优选实施例实施的图1中的AD-PCM代码转换器的方框图。

图6示出按照本发明实施的图1中ADPCM解码器的一个实施例的功能性的方框图。

的方框图。

图7示出一个ADPCM编码器的简化方框图，这对理解本发明很有用。

图8示出按照本发明实施的图1中ADPCM解码器的第二个实施例的功能性方框图。

图1示出CT-2电话手机20，其内含有一个ADPCM编码器22，手机20符合CT-2标准。按照CT-2协议，电话信号以包的形式在手机10与基站（图1中未示出）之间按半双工或“乒-乓”交替的方式进行接收和发送。天线24用于发送和接收电话信号的射频已调波。射频系统25与天线24相连接，用以接收和解调或是调制和发送电话数据的数字流。本文所用的术语“信号”是指随时间变化的电信号，“数字信号”是指信号的一系列数字样值，“包”含有一个数字信号部分，或者换句话说，包含电话信号规定数目的数字样值，以及数字信令比特。

话筒30通过输入信号线34向ADPCM编码解码器22提供模拟电话信号。在示例的实施例中，ADPCM22是一块集成电路块，内含ADPCM代码转换器28和PCM编码解码器29。PCM编码解码器29执行常规集成电路功能，诸如是Motorola MC 145554m律PCM编码解码器滤波器或Motorola MC145557 A律PCM编码解码器滤波器。从功能上说，PCM编码解码器29包括两个部分，即A/D转换器和带通滤波器29a及D/A转换器和低通滤波器29b。A/D转换器和带通滤波器29a将模似2电话信号转换成为数字电话信号，并将它按照A律或m律算法转换成为PCM信号，通过输入信号线33a将数字电话信号提供给ADPCM代码转换器28。从功能上说，ADPCM代码转换器28包括两个部分，即ADPCM编码器28a和ADPCM解码器28b。ADPCM编码器28a按照G.721标准依序地将64Kbps数字电话信号压缩成为32kbps ADPCM信号，并通过信号线32a将ADPCM信号提供给时分双工器部分26。然后，时分双工器部分26将微处理器27来的信令比特与ADPCM代码转换器28来的压缩后的数字数据组合起来，形成CT-2包。时分双工器部分26向射频系统25提供CT-2包，用以调制射频载波，以向天线24提供一个已调制射频信号，天线24将它发射出去，最后由基站接收。这种调制方式如CT-2 CAI规范中所说明的，是由一个近似的高斯滤波器成形的二电平移频键控（FSK）调制。

在接收方面，来自基站的包作为天线24上的已调制射频信号被接收下来。射频系统25接收射频信号，并对它解调。然后，将包提供给时分双工器部分26。时分双工器部分26将包分裂成为两个组成分量，使信令比特供给微处理器27使用。通过信号线32b，时分双工器部分26将压缩的数字信号经过信号线32b供给ADPCM代码转换器28使用。接着，微处理器27读出信令比特，执行有关的信令功能，诸如建立呼叫和断开呼叫。

ADPCM解码器28b对以时分双工器部分26接收的已压缩的数字信号进行“去压缩”。在示例的实施例中，ADPCM解码器28b作为CT-2手机的一部分符合CCITT建议G.721。ADPCM解码器28b按照G.721 ADPCM标准将32kbps ADPCM数字信号转换成64 kbps PCM信号。ADPCM代码转换器28通过输入与输出信号线32c连接到微处理器27，微处理器27启动和控制ADPCM代码转换器的操作。D/A转换器和低通滤波器29b通过输入信号线33b接收PCM数据，实现A律或m律“去压缩”和D/A转换，形成模拟电话信号，并通过输出信号线35将模拟电话信号提供给扬声器31和振铃器（图1中未示出）。

每当线路断开时，将有一个高能量电平的随机噪声插入信号中。因此，检测出链路断开的一种可能方法是将接收信号的平均能量电平与一个阈值相比较，如果在一个预定时段内平均能量电平超过了该阈值，则可以推断出：链路已经断开，并将输出给扬声器31的信号静噪（mnte）。

为了对这种方法计算平均功率，微处理器27必须对信号线33b上传输的、所接收的数字PCM数据进行取样，称为“S_d（k）”，有关这方面的内容将在下文中进一步解释。然而，对于某些系统，这种计算是不现实的。第一，PCM是一种对数格式的数据，计算功率时，必须将此数据转换成线性格式的数据。第二，在实施中，ADPCM代码转换器28和PCM编码解码器29包括在一块集成电路块内（诸如混合式信号处理系统22），若无专门附加的器件引脚（提供出数据、时钟和启动信号），信号线33b从外部无法应用的。第三，某些应用场合，诸如CT-2手机本身，在价格上极其引人注目，为了把价格降到最低，微处理器27就得降低性能，有可能没有足够的计算能力来实现功率计算。

图2与方框图形式示出符合CCITT建议G.721或G.726的一种先有技术ADPCM解码器40的功能性方框图。ADPCM解码器40包括反向自适应量化器41、重建信号计算器42、自适应预测器43、输出PCM格式转换器45、同步编码调整器46、量化器标度因数自适应器47、自适应速度控制部分48和音调与阶越检测器49。这些功能性方框中每一个方框部分的工作是众所周知的，并在CCITT建议G.726-1990中已经描述了。

图3以方框图形式示出图1中ADPCM解码器28b的一个实施例的功能性方框图。ADPCM解码器28b包括数字接收增益级44和噪声检测器50。虽然图3所示的实施例对ADPCM解码器28b是优选的，但其它实施例可能省掉数字接收增益级44。除此之外，所有其它方框部分所起的作用类同于G.721或G.726中规定的如图2上所示ADPCM解码器中相应部分的作用。数字接收增益级44接收重建信号S_r（k）和一个可变增益系数。作为响应，数字接收增益级44提供出一个具有标注为“S_g（k）”增益的重建信号及一个标记为“同步不能执行”的信号，后者送往同步编码调整器46。这样，数字接收增益级44允许线性增益调整。

噪声检测器50接收重建信号S_r（k）和以下三个参数：标注为“N”的样值个数，在能量计算中使用;一个标注为“NE_TH”的能量阈值;以及一个标注为“ND”的噪声检测启动信号。微处理器27通过ADPCM代码转换器28（图3中未示出）的一个常规的串行通信端口（SCP）向ADPCM代码转换器28提供给参数N、NE_TH和ND。噪声检测器50响应超过标注为“E_TH”的一个预定阈值的标注为“E_AVE”的S_r（k）的平均能量，提供一个噪声指示标注为“NOISE”。执行这种能量计算的一种方法是在N个样值期间累加信号S_r（k）的绝对值来接近E_AVE，然后将所得结果除以N，它表示为

E_AVE＝（1/N）（Σ|S_r（k）|）〔1〕

式中，“Σ”代表累加运算符，而累加的时段是从k＝0到k＝N-1。然而，这种计算对于某些信号处理器（DSP）来说是烦索的。一种特定应用的DSP包括的指令数目减至最少，以使实时信号处理应用场合中的运行最佳化。对于G.721 ADPCM，除法指令是不需要的。因此，为了使令数目减至最少，希望在平均功率计算中对于除法指令的需求减至最少。

如果对总能量而不是平均能量进行计算，则可在无除去法指令的情况下作平均功率计算。如果在N个样值上标注为NE_AVE”的能量超过NE_TH，则噪声检测器50通过输出“NOISE”来解决此问题。数学上用下式表示

IF〔NE_AVE＝Σ|S_r（k）|）≥NE_TH〕

THEN（NOISE＝1）

ELSE（NOISE＝0）〔2〕

式中，如前所述，累加时段是从k＝0到k＝N-1。因为样值数N和平均能量阈值可以预先确定，所以它们的乘积NE_TH是已知的。图1中的微处理器27将NE_TH提供给噪声检测器50，该检测器50执行式〔2〕的平均能量估算，据此提供NOISE。响应NOISE的触发，微处理器27对接收的信号衰减或静噪。这种静噪可在ADPCM代码转换器28中或在PCM编码解码器29中发生，或者直接地经信号线35加给扬声器31。在优选实施例中，数字接收增益级44通过将增益系数调定到0以允许微处理器27对接收的信号静噪。

图4示出按照图3的噪声检测器50的检测方法的流程图，并采用相同的参考标号。ADPCM解码器28b在步骤51检验标注为“ND”的噪声检测控制比特是否被位来开始执行噪声检测的例行程序。如果ND未被置位，则噪声检测器50不能工作，并在步骤52使NOISE置0和步骤61使CNTR＝-1之后，流程返回到主程序。如果ND被置位，则在步骤53检验标注为“CNTR”的计数器变量。CNTR是一个内部变量，它监测着还有多个|S_r（k）|值尚待累加。在接通电源后，CNTR置为-1，且ADPCM编码解码器22复位。如果ND＝1（启动）和CNTR为负值，则在步骤54CNTR被初始化为N，N是将在能量计算中使用的|S_r（k）|样值的个数。在步骤55，在N个样值上代表总能量估值的内部变量NE_AVE被初始化为0。

对于随后的样值，在步骤53检测到CNTR为正值。在步骤56，将|S_r（k）|与NE_AVE相加，并在步骤57使CNTR减1。在步骤58再测试CNTR，判定它是否为负值。对每一个样值都重量复步骤56、57和58，直至CNTR递减到-1时为止。当CNTR递减到-1时，NE_AVE代表了在由N的样值间隔次数所规定的时间段内总能量的估算值。对于G.721的32kbps ADPCM样值间隔是125μs，因而NE_AVE代表了在（N）＊（125μs）间隔内信号中总能量的估算值。在步骤59，NE_AVE与NE_TH相比较。如果NE_AVE不小于NE_TH，则在步骤60使NOISE置位。

用与此不同的一些途径实施该算法也是可能的。图4所示的流程图显示出一种递减的样值计数器的工作方式。也可以将一个递减的样值计数器初始化为0，然后当计数器达到N值时将NE_AVE值与NE_TH值相比较。另外，在步骤60处响应步骤59NE_AVE是否小于NE_TH的测试结果为“否”，使NOISE置位。在另一个实施例中，这是响应对NE_AVE是否大于NE_TH的测试结果是肯定的，使NOISE置位。

图5示出按照本发明的一个优选实施例实施图1中示出的AD-PCM代码转换器28的方框图。请注意，图5是按照代表硬件电路的功能性方框图来示明ADPCM代码转换器28的。与图3相对照，图3示出ADPCM解码器28b的功能性方框图。图5示出ADPCM代码转换器28的各功能性方框如何执行图3所示例的各种功能。图5中，对应于编码器功能的方框标注为“28a”，对应于解码器功能的方框标注为“28b”，而其余的方框均兼执行两种功能中的一部分。

ADPCM代码转换器28包括数字信号处理器（DSP）70。DSP70连接到通信母线73上，用以从通信母线73接收数据和向通信母线73提供数据。时钟发生器72接收到由一个晶体振荡器（图中未示出）输出的、标注为“SPC”的信号。时钟发生器72与DSP70相连接，向DSP70提供时钟信号。一个串行控制端口（SCP）71也连接到通信母线73上。SCP71通过信号线32C连接到图1中的微处理器27上。SCP71可使微处理器27初始化和控制ADPCM代码转换器28的操作。SCP71包括多个寄存器用以存储ND、N、NE_TH、微处理器27来的增益系数、以及ADPCM解码器28b来的NOISE。

ADPCM编码器28a′包括输出锁存器81、并/串转换部分82、输出缓冲器84和寄存器控制器85。输入锁存器80通过输入信号线33a连接到图1中的PCM编码解码器29。输入锁存器80锁存PCM编码解码器29来的数字PCM数据字，并通过通信母线73将数据提供给DSP70。DSP70通过微码执行G.721 ADPCM编码器的功能。DSP70还通过通信母线73将ADPCM数据字提供给输出锁存器81。ADPCM数据字可以是8、4、3或2个比特，分别对应于数据速率64、32、24或16kbps。然而，在CT-2手机中，采用对应于G.721 32kbps数据速率的4比特数据字。并/串转换部分82与输出锁存器81相连接，向输出缓冲器84提供串行的ADPCM数据字，输出缓冲器84通过信号线32a向图1中的时分双工器部分26提供数据。寄存器控制器85与与锁存器81、并/串变换部分82和输出缓冲器84相连接，响应标注为“BCLKT”的时钟输入信号和标注为“FST”的控制信号，控制上述部件81、82、84的工作。

ADPCM解码器28b′包括串/并转换部分90、输入锁存器91、波形解码器92以及输出锁存器93。串/并变换部分90通过输入信号线32b接收按ADPCM编码的数据比特流，将该数据流组合成为ADPCM数字，并将该数据字提供给输入锁存器91。输入锁存器91存储ADPCM数据字，使之可供DSP70应用。波形解码器92接收标注为“FSR”和“BCLKR”的输入信号。信号BCLKR给接收到的数据定时钟，而信号FSR确定工作方式。信号BCLKR和信号FSR合起来确定是以数据速率64、32、24还是16kbps工作。然而，在CT-2手机中，采用了对应于G.721 32kbps数据速率的4比特数据字。DSP70执行G.721 ADPCM解码器的功能，它具有微码形式的图3中示例的数字接收增益和噪声检测功能。DSP70向输出锁存器93提供数字PCM信号S_d（k），输出锁存器92随后通过信号线33b向PCM编解码器29提供该数字PCM信号S_d（k）。

ADPCM代码转换器28执行G.721 ADPCM编码器和G.721 ADPCM解码器的功能。图5中，几块集成电路硬件帮助DSP70执行上述每种功能。在DSP70中运行的微码实际上执行图3功能性方框图要求的功能，所以，DSP70对ADPCM编码器和解码器的功能来说是共享的。在另一个实施例中，图3的功能性方框图中是某一些或者全部都可由硬件电路来实现。然而，从DSP70实施噪检测器50和数字接收增益级44的效率上看，利用在执行其它的编码器和解码器功能中不需要的那些备用时钟周期，用微码来实现是较佳的。基于同样的理由，在噪声检测器50启动NOISE后，通过向数字接收增益级44提供“增益系数＝0”来使接收到的声频信号静噪也是较佳的。

图6示出按照本发明实施图1的ADPCM解码器28b第二实施例128b和功能性方框图。与图3中相同的所有其它单元都保留它们先前的参考标号。ADPCM解码器128b除了噪声检测器50接收来自反向自适应量化器41的信号d_q（k）而不是以信号S_r（k）作为其输入信号以外，都与图3的AFDPCM解码器28b相似。

ADPCM解码器128b利用信号d_q（k）而不是信号S_r（k）能够在话音段部分与噪涌之间作出较好地鉴别。参看图7，可以更好地理解所作的改进;图7示出一个对理解本发明有益的ADPCM编码器200的简化方框图。

ADPCM编码器200一般包括求和装置201、自适应量化器202和自适应预测器203。自适应预测器203产生一个标注为“X＾（k）”的输入信号估算值，求和装置201从标注为“X（k）”的原信号中减去这个“X＾（k）”，以提供一个标注为“d（k）”的差值信号。然后，自适应量化器202在量化之前对信号d（k）定标，产生宽度可变的码字信号I（k）。信号I（k）是ADPCM码字，它构成远端处的解码器的一个输入。如前所述，解码器拾取信号J（k）和执行反向量化，产生量化的差值信号d_q（k）。然后，这个值与输入信号估算值X＾（k）相，产生重建信号S_r（k）。在正常情况下，解码器跟踪编码器，也就是说，在解码器处计算的信号d_q（k）的值与在编码器处计算的信号d_q（k）的值相同，这是因为，信号d_q（k）的两种型式是从同一信号I（k）在相反自适应量化中得到的。这样，解码器处的信号d_q（k）具有与编码器处的号d_q（k）一样低的方差（variance）。同样地，在正常情况下，解码器处在信号S_r（k）跟踪编码器处的信号S_r（k），在信号S_r（k）与原输入信号X（k）之间的唯一差别是量化过程中引入的误差分量。

在数学上，信噪比（S/N）是度量预测器性能的一个典型质量因数。S/N等于原输入信号与方差之比，亦即S² _x除以量化误差的方差S² _e（这里S² _e是量化误差信号e（k）＝d_q（k）-d（k）的方差），或即

S/N＝S² _x/S² _e〔3〕

S/N也可以表示为预测器增益G_p与信号-量化噪声比S/N_q之积。为了提高S/N，ADPCM编码器试图将差值信号d（k）的方差S² _d减小到最小程度，从而可使量化的差值信号d_q（k）的方差减小到最小程度：

S/N＝G_p＊S/N_q＝（S² _x/S² _d）＊（S² _d/S² _e）＝S² _x/S² _e〔4〕

式中，S² _x/S² _d是自适应预测器203性能的测量值，S² _d/S² _e是自适应量化器202性能的测量值。

当解码器跟踪编码器时，亦即链路牢靠时，d_q（k）的方差比S_r（k）的方差小得多。然而，当链路已经损失（loss）时，信号I（k）的随机值使信号d_q（k）的方差增加到几乎等于S_r（k）的方差。所以，采用d_q（k）来取代S_r（k），在正常工作期间噪声检测器50能更免受错误触发的影响。此外，因为正常工作期间d_q（k）中的能量小，所以在维持对错误触发的给定抗扰度下，可以减小积分时间。减小积分时间又导致需要较少的比特数来贮存NE_AVE。例如图3的噪声检测器50需要约40ms的积分时间在语音与噪声能量段之间维持10%的裕度，而图6的噪声检测器50只需5ms的积分时间来维持同样的裕度。还有，较快的检测时间使听者耳朵里的爆音（POP）更有辨别力（more subtle）。

图8示出按照本发明对图1中ADPCM解码器28b的第三实施例228b的功能性方框图。ADPCM解码器228b除了ADPCM解码器228b包括一个与ADPCM解码器28b的噪声检测器50不一样一的噪声检测器250以外都与图3的ADPCM解码器28b相似。所有其它单元都相同，并保留它们先前的参考标号。噪检测器250接收标注为“d_mlTH”的能量阈值，提供NOISE为其输出，并从接收来自自适应速度控制部分48的信号d_ml（k）而不是以信号S_r（k）或d_q（k）为其输入信号。信号d_ml（k）是信号I（k）的一个长期的平均值，并利用下式按照G.721或G.726标准进行递归计算：

d_ml（k）＝（1-2^-7）＊d_ml（k）+2^-7＊F〔I（k〕〔5〕

式中，F〔I（k）〕与量化的编码器输出信号I（k）有关，其关系如表1所示：

表1

|I(k)| 0 1 2 3 4 5 6 7

F[I(k)] 0 0 0 1 1 1 3 7

因为参数d_q（k）是参数I（k）值反向量化的结果，所以d_ml（k）的计算是d_q（k）中能量的另一个近似值，不同的是该能量在整个时间内连续地计算。因此，ADPCM解码器228b利用了已有的估值来检测噪声。结果是ADPCM解码器228b提供出比图3的ADPCM解码器28b较好的噪声鉴别，但是，它交不如ADPCM解码器128b的鉴别力好。不过，ADPCM码器228b不需要附加的计算，因而所需的集成电路面积较小。噪声检测器250不执行图4的流程图，在由信号ND启动时，只是将信号d_ml（k）与信号d_mlTH相比较。如果信号d_ml（k）超过信号d_mlTH，则噪声检测器250启动信号NOISE。此外，数字信号处理器需要较少的指令来执行ADPCM解码器228b的功能，并因为自适应速度控制部分48已经计算出信号d_ml（k），所以噪声检测实际上是瞬时的。

虽然本发明是在优选实施例的上下文中描述的，但很显然，本领域内的技术人员可以以极多的方式来修改本发明，并可设想出不同于上面具体提出和叙述的许多实施例。例如，信号处理器可以采用差值信号的任一种重建方式（该差值信号表明输入信号与该输入信号估算值之间的差值，并对输入信号进行噪涌检测）。虽然在G.726 ADPCM有情况下噪检测器128b对信号d_q（k）执行噪声检测，但对于其它的编码方案而言，噪声检测器可应用相应的信号。据此，试图用所附的权利要求书覆盖对本发明的所有修改，它们都归入本发明的真实精神和范畴之内。

Claims

1、一种在信号处理器(128b)中检测噪涌的方法，其特征在于包括以下步骤：

连续地接收输入信号(41)；

自适应量化所述输入信号(41)，以提供一个量化的差值信号；

响应上述量化的差值信号，提供(42、43、44、45、46、47、48、49)信号处理器的输出信号；

响应上述量化的差值信号中超过总能量估算值的至少一个样值，提供一个噪声指示(50)。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，上述的提供出噪声指示（50）的步骤包括以下步骤：

将上述总能量估算值初始化（55）为0;

按预定的次数将上述量化差值信号的绝对值与上述总能量估算值相加（56、57、58）;

如果上述总能量估值超过一个预定的阈值，则提供（59、60）上述噪声指示。

3、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，提供噪声指示的步骤，当所述总能量估算值超过所述预定次数与能量阈值之积时，提供所述噪声指示（59、60）。

4、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，提供出所述噪声指示（50）的步骤包括以下步骤：

将一个计数器初始化（54）到一个预定值;

初始化（55）上述总能量估算值为0;

一个相加（56）步骤，按照CCITT建议G.726的至少一个数据速率，将实际上符合CCITT建议G.726的ADPCM解码器（128b）的差值信号d_q（k）的绝对值与上述总能量估算值相加;

将所述计数器计数值减1（57）;

重复上述相加步骤（56）和减1步骤（57），直到计数器计数值小于0时为止;

如果上述总能量估算值超过一个预定的阈值，则提供（59、60）所述噪声指示。

5、在实质上符合CCITT建议G.726-1990并对其至少以一个数据速率工作的一种自适应差分脉码调制（ADPCM）解码器（228b）中检测噪涌的一种方法，其特征在于，包括以下步骤：

在ADPCM解码器（228b）的一个输入端上接收输入信号I（k）;

在ADPCM解码器（228b）的自适应速度控制部分（48）中形成信号d_ml（k）;

将上述信号d_ml（k）与一个预定的能量阈值相比较;

如果上述信号d_ml（k）超过所述预定能量阈值，则提供一个噪声指示。

6、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，上述的提供噪声指示的步骤，当噪声检测启动信号被激发时，若所述信号d ml （k）超过所述预定能量阈值，则提供出一个噪声指示。

7、一种具有噪涌检测的信号处理器（128b），其特征在于：

一个反向自适应量化器（41），响应信号处理器（128b）的输入信号I（k），提供量化的差值信号d_q（k）;

噪检测装置（50），与上述的反向自适应量化器（41）相耦合，接收上述信号d_q（k）、一个预定的数目以及一个噪声阈值与所预定数目之积，对于多个样值中上述预定样值数目的样值的每个取样计算一次所述信号d_q（k）的总能量估算值，并响应所述总能量估算值超过所述噪声阈值与所述预定数目之积，提供一个噪声指示;

输出装置（42、43、44、45、46、47、48、49），与所述反向自适应量化器（41）相耦合，响应所述量化的差值信号d_q（k），提供信号处理器的输出信号S_d（k）;

所述反向自适应量化器（41）和所述输出装置（42、43、44、45、46、47、48、49）实际上构成一个CCITT建议G.726-1990自适应差分脉码调制（ADPCM）解码器，供其至少一个数据速率使用。

8、根据权利要求7所述的信号处理器（128b），其特征在于，所述输出装置（42、43、44、45、46、47、48、49）的数字接收增益级（44）接收信号S_r（k）和一个增益系数，用于将上述信号S_r（k）乘以所述增益系数，以提供一个具有增益S_R（k）的重建信号，并在所述增益数不等于单位增益时，以所述信号S_R（k）取代所述输出装置（42、43、44、45、46、47、48、49）中所述信号S_r（k）。

9、一种具有噪涌检测的信号处理器（228b），其特征在于：

自适应分脉码调制（ADPCM）信号处理装置（228b），用于接收输入信号I（k）和提供输出信号S_d（k）;

上述ADPCM信号处理装置（228b）包括一个自适应速度控制部分（48），它具有一个输出端以提供输出信号d_ml（k）;

噪检测装置（250），与所述自适应速度控制部分（48）相连接，用以接收所述信号d_ml（k）和一个预定的能量阈值，将所述信号d_ml（k）与所述预定能量阈值相比较，并响应上述信号d_ml（k）超过所述预定能量阈值，提供一个噪声指示;

上述ADPCM信号处理装置（228b）实质上构成一个CCITT建议G.726-1990 ADPCM解码器，供其至少一个数据速率使用。

10、根据权利要求9所述的信号处理器（228b），其特征在于，ADPCM信号处理装置（228b）有一个积分数字接收增益级（44），接收信号S_r（k）和一个增益系数，将上述信号S_r（k）乘以所述增益系数，以提供一个具有增益S_g（k）的重建信号，并当所述增益系数不等于单位增益时，以所述信号S_g（k）取代所述信号S_r（k）。