JP3204287B2 - 信号処理器においてノイズ・バーストを検出するための方法および装置 - Google Patents
信号処理器においてノイズ・バーストを検出するための方法および装置Info
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- H04M1/00—Substation equipment, e.g. for use by subscribers
- H04M1/72—Mobile telephones; Cordless telephones, i.e. devices for establishing wireless links to base stations without route selection
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- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的に信号処理器に
関し、更に特定すればノイズ・バースト検出機能を有す
る信号処理器およびそれに関連する方法に関するもので
ある。
関し、更に特定すればノイズ・バースト検出機能を有す
る信号処理器およびそれに関連する方法に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】集積回路構成物の密度が向上しコストが
低減したことにより、以前では実用的でなかった製品
が、商業的に実現可能となっている。集積回路技術の進
歩によって実現可能となったタイプの製品に、デジタル
無線電話機がある。デジタル無線電話機のハンドセット
は、マイクロフォンを通じてアナログ音声信号を受信
し、そのアナログ音声信号をデジタル音声信号に変換
し、このデジタル音声信号を圧縮し、圧縮した信号を無
線周波数（ＲＦ）で変調し、そして変調ＲＦ信号をアン
テナを通じて送信する。送信されたＲＦ信号は、近隣の
基地局で受信され、アナログ信号に変換され（またはデ
ジタル交換機ではデジタル形式のままで）、最終的に目
的地の電話機に中継される。同様の信号が目的地の電話
機から受信されると、その電話信号は同様な逆のプロセ
スで処理される。基地局は、ハンドセットにデジタルＲ
Ｆ信号を送信し、これがアンテナを通じて受信され、復
調され、圧縮解除され、そしてアナログ音声信号に変換
されて、ハンドセットのスピーカを駆動する。
低減したことにより、以前では実用的でなかった製品
が、商業的に実現可能となっている。集積回路技術の進
歩によって実現可能となったタイプの製品に、デジタル
無線電話機がある。デジタル無線電話機のハンドセット
は、マイクロフォンを通じてアナログ音声信号を受信
し、そのアナログ音声信号をデジタル音声信号に変換
し、このデジタル音声信号を圧縮し、圧縮した信号を無
線周波数（ＲＦ）で変調し、そして変調ＲＦ信号をアン
テナを通じて送信する。送信されたＲＦ信号は、近隣の
基地局で受信され、アナログ信号に変換され（またはデ
ジタル交換機ではデジタル形式のままで）、最終的に目
的地の電話機に中継される。同様の信号が目的地の電話
機から受信されると、その電話信号は同様な逆のプロセ
スで処理される。基地局は、ハンドセットにデジタルＲ
Ｆ信号を送信し、これがアンテナを通じて受信され、復
調され、圧縮解除され、そしてアナログ音声信号に変換
されて、ハンドセットのスピーカを駆動する。
【０００３】無線電話ハンドセットの動作に規定された
標準に、英国無線電話機第２世代（ＣＴ−２）標準（U.
K. Cordless Telephone, Second Generation (CT-2) st
andard）プロトコルがある。ＣＴ−２に準拠したハンド
セットは、マイクロホンからのアナログ音声信号を受信
する。この音声信号は、デジタルパルス・コード変調
（ＰＣＭ）フォーマットに変換され、適応差分パルス・
コード変調（ＡＤＰＣＭ：adaptive differential puls
e code modulation）エンコーダによって処理され、次
にＣＴ−２の共通エアー・インターフェース(ＣＡＩ：C
ommon Air Interface)にしたがって変調され、基地局に
送信される。ＣＴ−２は、ＡＤＰＣＭエンコーダの処理
に対して、ＣＣＩＴＴ Ｇ．７２１を指定する。送信お
よび受信信号は基地局に対して、パケットの形でピンポ
ン状（ping-pong fashon）に送受信される。ＣＡＩは、
このパケットの一部が、呼の設定および終了要求のよう
なものを含む信号送信情報、およびハンドシェーキング
情報を含むことを指定する。信号受信については、パケ
ットが受信され、変調され、Ｇ．７２１ＡＤＰＣＭエン
コーダによって処理され、デジタルＰＣＭからアナログ
に変換され、そしてスピーカに供給される。
標準に、英国無線電話機第２世代（ＣＴ−２）標準（U.
K. Cordless Telephone, Second Generation (CT-2) st
andard）プロトコルがある。ＣＴ−２に準拠したハンド
セットは、マイクロホンからのアナログ音声信号を受信
する。この音声信号は、デジタルパルス・コード変調
（ＰＣＭ）フォーマットに変換され、適応差分パルス・
コード変調（ＡＤＰＣＭ：adaptive differential puls
e code modulation）エンコーダによって処理され、次
にＣＴ−２の共通エアー・インターフェース(ＣＡＩ：C
ommon Air Interface)にしたがって変調され、基地局に
送信される。ＣＴ−２は、ＡＤＰＣＭエンコーダの処理
に対して、ＣＣＩＴＴ Ｇ．７２１を指定する。送信お
よび受信信号は基地局に対して、パケットの形でピンポ
ン状（ping-pong fashon）に送受信される。ＣＡＩは、
このパケットの一部が、呼の設定および終了要求のよう
なものを含む信号送信情報、およびハンドシェーキング
情報を含むことを指定する。信号受信については、パケ
ットが受信され、変調され、Ｇ．７２１ＡＤＰＣＭエン
コーダによって処理され、デジタルＰＣＭからアナログ
に変換され、そしてスピーカに供給される。
【０００４】デジタル無線電話ハンドセットの動作に
は、アナログおよびデジタル機能の双方が必要である。
アナログからＰＣＭへ、およびＰＣＭからアナログへの
変換を行うためには、Motorola MC145554 m-law PCM コ
デック・フィルタまたはMotorola MC145557 A-law PCM
コデック・フィルタのような従来の集積回路を用いれば
よい。また、ＰＣＭからＡＤＰＣＭ、およびＡＤＰＣＭ
からＰＣＭへの変換を行うためには、 Motorola MC1455
32 ADPCMトランスコーダ (transcoder)のような従来の
集積回路を用いればよい。これら両者の機能は、単独あ
るいは複合的な信号処理集積回路で組合せることも可能
である。コストを低減するためには、機能性は維持しつ
つ集積回路のサイズを縮小することが望ましい。
は、アナログおよびデジタル機能の双方が必要である。
アナログからＰＣＭへ、およびＰＣＭからアナログへの
変換を行うためには、Motorola MC145554 m-law PCM コ
デック・フィルタまたはMotorola MC145557 A-law PCM
コデック・フィルタのような従来の集積回路を用いれば
よい。また、ＰＣＭからＡＤＰＣＭ、およびＡＤＰＣＭ
からＰＣＭへの変換を行うためには、 Motorola MC1455
32 ADPCMトランスコーダ (transcoder)のような従来の
集積回路を用いればよい。これら両者の機能は、単独あ
るいは複合的な信号処理集積回路で組合せることも可能
である。コストを低減するためには、機能性は維持しつ
つ集積回路のサイズを縮小することが望ましい。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ＣＴ−２コードレス電
話システムでは、ハンドセットが基地局とのデジタル・
リンクを確立する。このリンクは通常通話が完了するま
で維持される。通話中に、ハンドセットと基地局との間
のリンクが失われたり、破壊される場合がある。例え
ば、ユーザが基地局範囲の外側にハンドセットを移動さ
せた場合、リンクが失われ得る。この結果、破壊された
リンクを検出しノイズを消音するまで、受信データの不
規則性に起因する高レベルの白色ノイズがスピーカに供
給される。最大レベルより約３ないし６デシベル（ｄ
Ｂ）低いレベルのノイズが生じる。リンクの損失を検出
するための、ＣＡＩプロトコルによって指定されている
唯一の方法は、パケットの信号送信部分に予想されるハ
ンドシェーク・メッセージが存在しないことを検出する
ことである。ハンドシェーク・メッセージの送信間隔
は、数秒程度である。検出時間を短縮する１つの方法
は、基地局とハンドセットとの間に周期的な通信を強制
することであり、この結果検出時間は数百ミリ秒に短縮
される。それでも、リンクが破壊された時ユーザはうる
さいノイズを聞くことがある。
話システムでは、ハンドセットが基地局とのデジタル・
リンクを確立する。このリンクは通常通話が完了するま
で維持される。通話中に、ハンドセットと基地局との間
のリンクが失われたり、破壊される場合がある。例え
ば、ユーザが基地局範囲の外側にハンドセットを移動さ
せた場合、リンクが失われ得る。この結果、破壊された
リンクを検出しノイズを消音するまで、受信データの不
規則性に起因する高レベルの白色ノイズがスピーカに供
給される。最大レベルより約３ないし６デシベル（ｄ
Ｂ）低いレベルのノイズが生じる。リンクの損失を検出
するための、ＣＡＩプロトコルによって指定されている
唯一の方法は、パケットの信号送信部分に予想されるハ
ンドシェーク・メッセージが存在しないことを検出する
ことである。ハンドシェーク・メッセージの送信間隔
は、数秒程度である。検出時間を短縮する１つの方法
は、基地局とハンドセットとの間に周期的な通信を強制
することであり、この結果検出時間は数百ミリ秒に短縮
される。それでも、リンクが破壊された時ユーザはうる
さいノイズを聞くことがある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】したがって、本発明は、
１つの態様において、信号処理器内でノイズ・バースト
を検出する方法を提供する。入力信号が連続的に受信さ
れ、この入力信号を適応的に量子化して、量子化差分信
号を生成する。信号処理器の出力信号は、前記量子化差
分信号に応答して発生される。ノイズの指示は、前記量
子化差分信号の少なくとも１つのサンプルが全エネルギ
予測値を超過したことに応答して行われる。
１つの態様において、信号処理器内でノイズ・バースト
を検出する方法を提供する。入力信号が連続的に受信さ
れ、この入力信号を適応的に量子化して、量子化差分信
号を生成する。信号処理器の出力信号は、前記量子化差
分信号に応答して発生される。ノイズの指示は、前記量
子化差分信号の少なくとも１つのサンプルが全エネルギ
予測値を超過したことに応答して行われる。
【０００７】別の態様では、本発明は逆適応量子化器、
ノイズ検出手段、および出力手段から成るノイズ・バー
スト検出機能を有する信号処理器を提供する。前記逆適
応量子化器は、信号処理器の入力信号ｌ（ｋ）に応答し
て、量子化差信号ｄq（ｋ）を発生する。前記ノイズ検
出手段は、前記逆適応量子化器に結合され、信号ｄq
（ｋ）、所定数、およびノイズ・スレシホールドと前記
所定数との積を受信し、複数のサンプルの前記所定数の
サンプルの各々について１回サンプルされる、信号ｄq
（ｋ）の全エネルギ予測値を計算し、この全エネルギ予
測値が前記ノイズ・スレシホールドと所定数との積を超
過した場合、これに応答してノイズ指示を発生する。前
記逆適応量子化器と出力手段とは、実質的に、そのデー
タ・レートの少なくとも１つに対して、ＣＣＩＴＴ勧告
Ｇ．７２６−１９９０に対応する適応差分パルス・コー
ド変調（ＡＤＰＣＭ）デコーダを形成する。
ノイズ検出手段、および出力手段から成るノイズ・バー
スト検出機能を有する信号処理器を提供する。前記逆適
応量子化器は、信号処理器の入力信号ｌ（ｋ）に応答し
て、量子化差信号ｄq（ｋ）を発生する。前記ノイズ検
出手段は、前記逆適応量子化器に結合され、信号ｄq
（ｋ）、所定数、およびノイズ・スレシホールドと前記
所定数との積を受信し、複数のサンプルの前記所定数の
サンプルの各々について１回サンプルされる、信号ｄq
（ｋ）の全エネルギ予測値を計算し、この全エネルギ予
測値が前記ノイズ・スレシホールドと所定数との積を超
過した場合、これに応答してノイズ指示を発生する。前
記逆適応量子化器と出力手段とは、実質的に、そのデー
タ・レートの少なくとも１つに対して、ＣＣＩＴＴ勧告
Ｇ．７２６−１９９０に対応する適応差分パルス・コー
ド変調（ＡＤＰＣＭ）デコーダを形成する。
【０００８】更に別の態様では、本発明は、そのデータ
・レートの少なくとも１つに対して、ＣＣＩＴＴ勧告
Ｇ．７２６−１９９０に実質的に準拠する適応差分パル
ス・コード変調（ＡＤＰＣＭ）デコーダにおける、ノイ
ズ・バースト検出方法を提供する。入力信号ｌ（ｋ）が
ＡＤＰＣＭデコーダの入力において受信される。前記Ａ
ＤＰＣＭデコーダの適応速度制御ブロックによって、信
号ｄml（ｋ）が形成される。信号ｄml（ｋ）は所定エネ
ルギ・スレシホルドと比較される。前記信号ｄml（ｋ）
が前記所定・エネルギ・レベルを超過した場合、ノイズ
指示が発生される。
・レートの少なくとも１つに対して、ＣＣＩＴＴ勧告
Ｇ．７２６−１９９０に実質的に準拠する適応差分パル
ス・コード変調（ＡＤＰＣＭ）デコーダにおける、ノイ
ズ・バースト検出方法を提供する。入力信号ｌ（ｋ）が
ＡＤＰＣＭデコーダの入力において受信される。前記Ａ
ＤＰＣＭデコーダの適応速度制御ブロックによって、信
号ｄml（ｋ）が形成される。信号ｄml（ｋ）は所定エネ
ルギ・スレシホルドと比較される。前記信号ｄml（ｋ）
が前記所定・エネルギ・レベルを超過した場合、ノイズ
指示が発生される。
【０００９】更に別の態様では、本発明は、適応差分パ
ルス・コード変調（ＡＤＰＣＭ）信号処理手段とノイズ
検出手段とから成る、ノイズ・バースト検出機能を有す
る信号処理器を提供する。前記ＡＤＰＣＭ信号処理手段
は、入力信号ｌ（ｋ）を受信し、出力信号ｓd（ｋ）を
発生する。また、ＡＤＰＣＭ信号処理手段は、出力信号
ｄml（ｋ）を発生する出力を有する適応速度制御ブロッ
クを含む。前記ノイズ検出手段は、前記適応速度制御ブ
ロックに結合され、信号ｄml（ｋ）と所定エネルギ・ス
レシホールドとを受信し、前記信号ｄml（ｋ）を前記所
定エネルギ・スレシホールドと比較し、前記信号ｄml
（ｋ）が前記所定エネルギ・スレシホールドを超過した
場合、これに応答してノイズ指示を発生する。前記ＡＤ
ＰＣＭ信号処理手段は、そのデータ・レートの少なくと
も１つに対して、ＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２６−１９９０
に対応するＡＤＰＣＭデコーダを形成する。
ルス・コード変調（ＡＤＰＣＭ）信号処理手段とノイズ
検出手段とから成る、ノイズ・バースト検出機能を有す
る信号処理器を提供する。前記ＡＤＰＣＭ信号処理手段
は、入力信号ｌ（ｋ）を受信し、出力信号ｓd（ｋ）を
発生する。また、ＡＤＰＣＭ信号処理手段は、出力信号
ｄml（ｋ）を発生する出力を有する適応速度制御ブロッ
クを含む。前記ノイズ検出手段は、前記適応速度制御ブ
ロックに結合され、信号ｄml（ｋ）と所定エネルギ・ス
レシホールドとを受信し、前記信号ｄml（ｋ）を前記所
定エネルギ・スレシホールドと比較し、前記信号ｄml
（ｋ）が前記所定エネルギ・スレシホールドを超過した
場合、これに応答してノイズ指示を発生する。前記ＡＤ
ＰＣＭ信号処理手段は、そのデータ・レートの少なくと
も１つに対して、ＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２６−１９９０
に対応するＡＤＰＣＭデコーダを形成する。
【００１０】これらのおよびその他の特徴および利点
は、添付図面と関連付けて記載された以下の詳細の説明
から、より明確に理解できよう。
は、添付図面と関連付けて記載された以下の詳細の説明
から、より明確に理解できよう。
【００１１】
【実施例】図１は、ＡＤＰＣＭコデック(CODEC)２２を
含む、ＣＴ−２電話機のハンドセットを、ブロック図形
状で示す。ハンドセット２０は、ＣＴ−２標準に準拠す
るものである。ＣＴ−２プロトコルによれば、電話信号
は、ハンドセット２０と基地局（図１には示されていな
い）との間において、半二重またはピンポン方式を用い
パケット形式で送受信される。アンテナ２４を用いて、
電話信号の無線周波数（ＲＦ）表現を送受信する。ＲＦ
システム２５がアンテナ２４に接続され、電話データの
デジタル・ストリームの受信および復調、ならびに変調
および送信を行う。ここで用いる「信号」という用語
は、時間的に変化する電気信号を意味し、「デジタル信
号」という用語は、前記信号の一連のデジタル・サンプ
ルを意味する。「パケット」にはデジタル信号の一部、
あるいは電話信号の特定数のデジタルサンプルが、デジ
タル信号送信用ビットと共に含まれる。
含む、ＣＴ−２電話機のハンドセットを、ブロック図形
状で示す。ハンドセット２０は、ＣＴ−２標準に準拠す
るものである。ＣＴ−２プロトコルによれば、電話信号
は、ハンドセット２０と基地局（図１には示されていな
い）との間において、半二重またはピンポン方式を用い
パケット形式で送受信される。アンテナ２４を用いて、
電話信号の無線周波数（ＲＦ）表現を送受信する。ＲＦ
システム２５がアンテナ２４に接続され、電話データの
デジタル・ストリームの受信および復調、ならびに変調
および送信を行う。ここで用いる「信号」という用語
は、時間的に変化する電気信号を意味し、「デジタル信
号」という用語は、前記信号の一連のデジタル・サンプ
ルを意味する。「パケット」にはデジタル信号の一部、
あるいは電話信号の特定数のデジタルサンプルが、デジ
タル信号送信用ビットと共に含まれる。
【００１２】マイクロホン３０が、入力信号線３４を通
じて、アナログ電話信号をＡＤＰＣＭコデック２２に供
給する。図示の実施例では、ＡＤＰＣＭコデック２２
は、単一の集積回路であり、ＡＤＰＣＭ変換器２８とＰ
ＣＭコデック２９の双方を組み込んだものである。ＰＣ
Ｍコデック２９は、Motorola MC145554 m-law PCM コデ
ック・フィルタ、または Motorola MC145557 A-law PCM
コデック・フィルタのような、従来の集積回路の機能
を実行する。機能的には、ＰＣＭコデック２９は、２つ
の部分、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）と帯域通
過フィルタ２９ａ、およびデジタル／アナログ変換器
（ＤＡＣ）と低域通過フィルタ２９ｂを含む。ＡＤＣお
よび帯域通過フィルタ２９ａは、アナログ電話信号をデ
ジタル電話信号に変換すると共に、Ａ−法則（Ａ−la
w）またはｍ−法則アルゴリズムにしたがってそれをＰ
ＣＭに変換し、入力信号３３ａを通じて、ＡＤＰＣＭト
ランスコーダ２８に供給する。機能的には、ＡＤＰＣＭ
２８は、２つの部分、ＡＤＰＣＭエンコーダ２８ａとＡ
ＤＰＣＭデコーダ２８ｂを含む。一方、ＡＤＰＣＭエン
コーダ２８ａは、Ｇ．７２１標準にしたがって、６４ｋ
ｐｓのデジタル電話信号を３２ｋｂｐｓのＡＤＰＣＭ信
号に圧縮し、このＡＤＰＣＭ信号を信号線３２ａを通じ
て、時分割二重ブロック２６に供給する。次に、時分割
二重ブロック２６は、マイクロプロセッサ２７からの信
号通信用ビットをＡＤＰＣＭトランスコーダ２８からの
圧縮デジタルデータと結合し、ＣＴ−２パケットを形成
する。時分割二重ブロック２６は、ＣＴ−２パケットを
無線周波数システム２５に供給し、それを変調し、ＲＦ
信号としてアンテナ２４に供給する。このＲＦ信号は放
射され、最終的に基地局によって受信される。変調方式
は、ＣＴ−２ ＣＡＩ仕様に記載されているように、ほ
ぼガウシアン・フィルタによって形作られた２レベルＦ
ＳＫである。
じて、アナログ電話信号をＡＤＰＣＭコデック２２に供
給する。図示の実施例では、ＡＤＰＣＭコデック２２
は、単一の集積回路であり、ＡＤＰＣＭ変換器２８とＰ
ＣＭコデック２９の双方を組み込んだものである。ＰＣ
Ｍコデック２９は、Motorola MC145554 m-law PCM コデ
ック・フィルタ、または Motorola MC145557 A-law PCM
コデック・フィルタのような、従来の集積回路の機能
を実行する。機能的には、ＰＣＭコデック２９は、２つ
の部分、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）と帯域通
過フィルタ２９ａ、およびデジタル／アナログ変換器
（ＤＡＣ）と低域通過フィルタ２９ｂを含む。ＡＤＣお
よび帯域通過フィルタ２９ａは、アナログ電話信号をデ
ジタル電話信号に変換すると共に、Ａ−法則（Ａ−la
w）またはｍ−法則アルゴリズムにしたがってそれをＰ
ＣＭに変換し、入力信号３３ａを通じて、ＡＤＰＣＭト
ランスコーダ２８に供給する。機能的には、ＡＤＰＣＭ
２８は、２つの部分、ＡＤＰＣＭエンコーダ２８ａとＡ
ＤＰＣＭデコーダ２８ｂを含む。一方、ＡＤＰＣＭエン
コーダ２８ａは、Ｇ．７２１標準にしたがって、６４ｋ
ｐｓのデジタル電話信号を３２ｋｂｐｓのＡＤＰＣＭ信
号に圧縮し、このＡＤＰＣＭ信号を信号線３２ａを通じ
て、時分割二重ブロック２６に供給する。次に、時分割
二重ブロック２６は、マイクロプロセッサ２７からの信
号通信用ビットをＡＤＰＣＭトランスコーダ２８からの
圧縮デジタルデータと結合し、ＣＴ−２パケットを形成
する。時分割二重ブロック２６は、ＣＴ−２パケットを
無線周波数システム２５に供給し、それを変調し、ＲＦ
信号としてアンテナ２４に供給する。このＲＦ信号は放
射され、最終的に基地局によって受信される。変調方式
は、ＣＴ−２ ＣＡＩ仕様に記載されているように、ほ
ぼガウシアン・フィルタによって形作られた２レベルＦ
ＳＫである。
【００１３】受信の際、基地局からのパケットが、アン
テナ２４において変調ＲＦ信号として受信される。無線
周波数システム２５は、このＲＦ信号を受信し、復調す
る。次に、パケットは時分割二重ブロック２６に渡され
る。時分割二重ブロック２６は、このパケットを２つの
構成要素に分割し、信号通信用ビットをマイクロプロセ
ッサ２７が使用できるようにする。時分割二重ブロック
２６は、圧縮デジタル信号を信号３２ｂを通じてＡＤＰ
ＣＭトランスコーダが使用できるようにする。以後、マ
イクロプロセッサ２７はこの信号通信用ビットを読み、
呼設定や切断のような、関連する信号通信機能を実行す
る。
テナ２４において変調ＲＦ信号として受信される。無線
周波数システム２５は、このＲＦ信号を受信し、復調す
る。次に、パケットは時分割二重ブロック２６に渡され
る。時分割二重ブロック２６は、このパケットを２つの
構成要素に分割し、信号通信用ビットをマイクロプロセ
ッサ２７が使用できるようにする。時分割二重ブロック
２６は、圧縮デジタル信号を信号３２ｂを通じてＡＤＰ
ＣＭトランスコーダが使用できるようにする。以後、マ
イクロプロセッサ２７はこの信号通信用ビットを読み、
呼設定や切断のような、関連する信号通信機能を実行す
る。
【００１４】ＡＤＰＣＭデコーダ２６は、時分割二重ブ
ロック２６から受信した圧縮デジタル信号の圧縮を解除
する。図示の実施例では、ＣＴ−２ハンドセットの一部
として、ＡＤＰＣＭデコーダ２８ｂがＣＣＩＴＴ勧告
Ｇ．７２１（ＣＣＩＴＴ Recommendation Ｇ．７２
１）に準拠している。ＡＤＰＣＭデコーダ２８ｂは、３
２ｋｂｐｓのＡＤＰＣＭデジタル信号を、標準Ｇ．７２
１ＡＤＰＣＭにしたがって、６４ｋｂｐｓに変換する。
ＡＤＰＣＭトランスコーダ２８は、入出力信号３２ｃを
通じてマイクロプロセッサ２７に接続され、マイクロプ
ロセッサ２７がその動作を開始させると共に制御を行
う。ＤＡＣおよび低域通過フィルタ２９ｂは、入力信号
３３ｂを通じてＰＣＭデータを受信し、Ａ−法則または
ｍ−法則による圧縮解除およびデジタル／アナログ変換
を行い、アナログ電話信号を形成し、このアナログ電話
信号を出力信号３５を通じてスピーカ３１およびリンガ
（図１には示されていない）に供給する。
ロック２６から受信した圧縮デジタル信号の圧縮を解除
する。図示の実施例では、ＣＴ−２ハンドセットの一部
として、ＡＤＰＣＭデコーダ２８ｂがＣＣＩＴＴ勧告
Ｇ．７２１（ＣＣＩＴＴ Recommendation Ｇ．７２
１）に準拠している。ＡＤＰＣＭデコーダ２８ｂは、３
２ｋｂｐｓのＡＤＰＣＭデジタル信号を、標準Ｇ．７２
１ＡＤＰＣＭにしたがって、６４ｋｂｐｓに変換する。
ＡＤＰＣＭトランスコーダ２８は、入出力信号３２ｃを
通じてマイクロプロセッサ２７に接続され、マイクロプ
ロセッサ２７がその動作を開始させると共に制御を行
う。ＤＡＣおよび低域通過フィルタ２９ｂは、入力信号
３３ｂを通じてＰＣＭデータを受信し、Ａ−法則または
ｍ−法則による圧縮解除およびデジタル／アナログ変換
を行い、アナログ電話信号を形成し、このアナログ電話
信号を出力信号３５を通じてスピーカ３１およびリンガ
（図１には示されていない）に供給する。
【００１５】ラインが破損した時はいつでも、高いエネ
ルギ・レベルを有するランダム・ノイズが信号に挿入さ
れる。したがって、破壊されたリンクを検出する１つの
方法は、受信信号の平均エネルギレベルをスレシホール
ドと比較することである。平均エネルギ・レベルが、所
定期間にわたってスレシホールドより高い場合、リンク
が破壊されていると結論し、スピーカ３１への出力を消
音することができる。
ルギ・レベルを有するランダム・ノイズが信号に挿入さ
れる。したがって、破壊されたリンクを検出する１つの
方法は、受信信号の平均エネルギレベルをスレシホール
ドと比較することである。平均エネルギ・レベルが、所
定期間にわたってスレシホールドより高い場合、リンク
が破壊されていると結論し、スピーカ３１への出力を消
音することができる。
【００１６】この方法を用いて平均電力を計算するため
に、マイクロプロセッサ２７は信号３３ｂ上を伝えられ
る「ｓd（ｋ）」で示された受信デジタルＰＣＭデータ
をサンプルしなければならない。これについては後にも
う一度説明する。しかしながら、この計算は、システム
によっては実用的でない場合がある。まず、ＰＣＭが対
数状（logarithmic）フォーマットであり、電力を計算
するには、データを線形フォーマットに変換しなければ
ならない。第２に、ＡＤＰＣＭトランスコーダ２８およ
びＰＣＭコデック２９が１つの集積回路（混合信号処理
システム２２のような）内に含まれているような実施態
様では、専用のピン（データ、クロック、およびイネー
ブル信号用）を素子に追加しなければ、信号３３ｂは外
部では使用不可能である。第３に、ＣＴ−２ハンドセッ
ト自体のような用途は、非常にコストに敏感であるた
め、コストを最少に抑えるために、マイクロプロセッサ
２７の性能を落としてあり、前記電力の計算を実行する
には十分な計算能力を有していないことがある。
に、マイクロプロセッサ２７は信号３３ｂ上を伝えられ
る「ｓd（ｋ）」で示された受信デジタルＰＣＭデータ
をサンプルしなければならない。これについては後にも
う一度説明する。しかしながら、この計算は、システム
によっては実用的でない場合がある。まず、ＰＣＭが対
数状（logarithmic）フォーマットであり、電力を計算
するには、データを線形フォーマットに変換しなければ
ならない。第２に、ＡＤＰＣＭトランスコーダ２８およ
びＰＣＭコデック２９が１つの集積回路（混合信号処理
システム２２のような）内に含まれているような実施態
様では、専用のピン（データ、クロック、およびイネー
ブル信号用）を素子に追加しなければ、信号３３ｂは外
部では使用不可能である。第３に、ＣＴ−２ハンドセッ
ト自体のような用途は、非常にコストに敏感であるた
め、コストを最少に抑えるために、マイクロプロセッサ
２７の性能を落としてあり、前記電力の計算を実行する
には十分な計算能力を有していないことがある。
【００１７】図２は、ＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２１または
Ｇ．７２６に準拠した従来技術のＡＤＰＣＭデコーダ４
０の機能ブロック図を示す。ＡＤＰＣＭデコーダ４０
は、逆適応量子化器４１、再生信号計算器４２、適応予
測器４３、出力ＰＣＭフォーマット変換器４５、同期コ
ーディング調節部４６、量子化器スケール因子適応部４
７、適応速度制御ブロック４８、およびトーンおよび遷
移検出器４９を含む。これら機能ブロック各々の動作は
公知であり、ＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２６−１９９０に記
載されている。
Ｇ．７２６に準拠した従来技術のＡＤＰＣＭデコーダ４
０の機能ブロック図を示す。ＡＤＰＣＭデコーダ４０
は、逆適応量子化器４１、再生信号計算器４２、適応予
測器４３、出力ＰＣＭフォーマット変換器４５、同期コ
ーディング調節部４６、量子化器スケール因子適応部４
７、適応速度制御ブロック４８、およびトーンおよび遷
移検出器４９を含む。これら機能ブロック各々の動作は
公知であり、ＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２６−１９９０に記
載されている。
【００１８】図３は、図１のＡＤＰＣＭデコーダの一実
施例２８ｂの機能ブロック図を示す。ＡＤＰＣＭデコー
ダ２８ｂは、デジタル受信利得部４４およびノイズ検出
器５０を含む。デジタル受信利得部４４はＡＤＰＣＭデ
コーダ２８ｂには好ましいが、他の実施例ではこれを省
略してもよい。その他のブロックは全て、Ｇ．７２１ま
たはＧ．７２６に指定され、図２に示されたＡＤＰＣＭ
デコーダの対応するブロックと同様に動作する。デジタ
ル受信利得部４４は、再生信号ｓr（ｋ）と変数である
利得係数とを受信する。これに応答して、デジタル受信
利得部４４は、「ｓg（ｋ）」と命名された利得を有す
る再生信号およびＳＹＮＣ ディセーブルと命名された
信号を、同期コーディング調節部４６に供給する。この
ようにして、デジタル受信利得部４４は、線形利得調節
を可能にする。
施例２８ｂの機能ブロック図を示す。ＡＤＰＣＭデコー
ダ２８ｂは、デジタル受信利得部４４およびノイズ検出
器５０を含む。デジタル受信利得部４４はＡＤＰＣＭデ
コーダ２８ｂには好ましいが、他の実施例ではこれを省
略してもよい。その他のブロックは全て、Ｇ．７２１ま
たはＧ．７２６に指定され、図２に示されたＡＤＰＣＭ
デコーダの対応するブロックと同様に動作する。デジタ
ル受信利得部４４は、再生信号ｓr（ｋ）と変数である
利得係数とを受信する。これに応答して、デジタル受信
利得部４４は、「ｓg（ｋ）」と命名された利得を有す
る再生信号およびＳＹＮＣ ディセーブルと命名された
信号を、同期コーディング調節部４６に供給する。この
ようにして、デジタル受信利得部４４は、線形利得調節
を可能にする。
【００１９】ノイズ検出器５０は、再生信号ｓr（ｋ）
と３つのパラメータ、即ち、「Ｎ」と命名されたエネル
ギ計算に含まれるサンプル数、［ＮＥTH」と命名された
エネルギ・スレシホールド値、および［ＮＤ」と命名さ
れたノイズ検出イネーブルとを受信する。マイクロプロ
セッサ２７は、パラメータＮ，ＮＥTH，ＮＤを、ＡＤＰ
ＣＭトランスコーダ２８の従来の直列通信ポート（ＳＣ
Ｐ）（図３には示されていない）を通じて、ＡＤＰＣＭ
トランスコーダ２８に供給する。ノイズ検出器５０は、
「ＥＡＶＥ」と命名されたｓr（ｋ）の平均エネルギが
［ＥＴＨ」と命名された所定スレシホールドを超過した
時に、これに応答して［ＮＯＩＳＥ」と命名されたノイ
ズ指示を発生する。このエネルギ計算を実行する１つの
方法は、Ｎサンプル期間にわたって信号ｓr（ｋ）の絶
対値を加算し、その結果をＮで除算することによってＥ
ＡＶＥを近似することである。これは以下のように表さ
れる。
と３つのパラメータ、即ち、「Ｎ」と命名されたエネル
ギ計算に含まれるサンプル数、［ＮＥTH」と命名された
エネルギ・スレシホールド値、および［ＮＤ」と命名さ
れたノイズ検出イネーブルとを受信する。マイクロプロ
セッサ２７は、パラメータＮ，ＮＥTH，ＮＤを、ＡＤＰ
ＣＭトランスコーダ２８の従来の直列通信ポート（ＳＣ
Ｐ）（図３には示されていない）を通じて、ＡＤＰＣＭ
トランスコーダ２８に供給する。ノイズ検出器５０は、
「ＥＡＶＥ」と命名されたｓr（ｋ）の平均エネルギが
［ＥＴＨ」と命名された所定スレシホールドを超過した
時に、これに応答して［ＮＯＩＳＥ」と命名されたノイ
ズ指示を発生する。このエネルギ計算を実行する１つの
方法は、Ｎサンプル期間にわたって信号ｓr（ｋ）の絶
対値を加算し、その結果をＮで除算することによってＥ
ＡＶＥを近似することである。これは以下のように表さ
れる。
【００２０】
【数１】 ここで、「Σ」は加算演算子を表し、加算範囲は（ｋ＝
０）から（ｋ＝Ｎ−１）までである。しかしながら、こ
の計算はあるＤＳＰとってはわずらわしいことがある。
特定用途のＤＳＰは、リアル・タイム信号処理に適用さ
せるために、命令の数を減らすことによって動作を最適
化したものである。除算命令は、Ｇ．７２１ＡＤＰＣＭ
には必要でない。したがって、命令数を最少にするため
には、平均電力計算において除算命令の必要性を排除す
ることが望ましい。
０）から（ｋ＝Ｎ−１）までである。しかしながら、こ
の計算はあるＤＳＰとってはわずらわしいことがある。
特定用途のＤＳＰは、リアル・タイム信号処理に適用さ
せるために、命令の数を減らすことによって動作を最適
化したものである。除算命令は、Ｇ．７２１ＡＤＰＣＭ
には必要でない。したがって、命令数を最少にするため
には、平均電力計算において除算命令の必要性を排除す
ることが望ましい。
【００２１】除算命令のない平均電力計算は、平均エネ
ルギの代わりに全エネルギを計算すれば可能となる。ノ
イズ検出器５０は、「ＮＥAVE」と命名されたＮ個のサ
ンプルにわたるエネルギがＮＥTHを超過する場合にＮＯ
ＩＳＥを活性化することによって、この問題を解決す
る。この式は数学的には以下のように表現される。
ルギの代わりに全エネルギを計算すれば可能となる。ノ
イズ検出器５０は、「ＮＥAVE」と命名されたＮ個のサ
ンプルにわたるエネルギがＮＥTHを超過する場合にＮＯ
ＩＳＥを活性化することによって、この問題を解決す
る。この式は数学的には以下のように表現される。
【００２２】
【数２】 ここで、先と同様、加算範囲は（ｋ＝０）から（ｋ＝Ｎ
−１）までである。サンプル数Ｎおよび平均エネルギ・
スレシホールドは予め決められるので、それらの積ＮＥ
THはわかっている。図１のマイクロプロセッサ２７は、
ＮＥTHをノイズ検出器５０に供給し、ノイズ検出器５０
が数２の平均エネルギ予測を行い、それにしたがってＮ
ＯＩＳＥを発生する。ＮＯＩＳＥの活性化に応答して、
マイクロプロセッサ２７は受信信号を減衰または消音す
る。消音は、ＡＤＰＣＭデコーダ２８、ＰＣＭコデック
２９において行なうか、あるいはスピーカ３１に供給さ
れる信号３５に直接行なう。好適実施例では、デジタル
受信利得部４４がＧＡＩＮＦＡＣＴＯＲをゼロに設定す
ることによってマイクロプロセッサ２７に受信信号をデ
ジタル的に消音させる。
−１）までである。サンプル数Ｎおよび平均エネルギ・
スレシホールドは予め決められるので、それらの積ＮＥ
THはわかっている。図１のマイクロプロセッサ２７は、
ＮＥTHをノイズ検出器５０に供給し、ノイズ検出器５０
が数２の平均エネルギ予測を行い、それにしたがってＮ
ＯＩＳＥを発生する。ＮＯＩＳＥの活性化に応答して、
マイクロプロセッサ２７は受信信号を減衰または消音す
る。消音は、ＡＤＰＣＭデコーダ２８、ＰＣＭコデック
２９において行なうか、あるいはスピーカ３１に供給さ
れる信号３５に直接行なう。好適実施例では、デジタル
受信利得部４４がＧＡＩＮＦＡＣＴＯＲをゼロに設定す
ることによってマイクロプロセッサ２７に受信信号をデ
ジタル的に消音させる。
【００２３】図４は、図３のノイズ検出器５０の方法に
したがって、それを図示したタイム・チャートであり、
ここでは同一参照番号が付けられている。ＡＤＰＣＭ検
出器２８ｂは、ステップ５１で、［ＮＤ」と命名された
ノイズ検出制御ビットがセットされたか否かチェックす
ることによって、ノイズ検出ルーチンの実行を開始す
る。ＮＤがセットされていない場合、ノイズ検出器５０
は動作不能とされ、ステップ５２でＮＯＩＳＥがクリア
され、ステップ６１でＣＮＴＲが−１に設定された後、
プログラム・フローは主ルーチンに戻される。ＮＤがセ
ットされている場合、「ＣＮＴＲ」と命名されたカウン
タ変数が、ステップ５３でチェックされる。ＣＮＴＲは
蓄積すべき｜ｓr（ｋ）｜の値がいくつ残っているのか
を追跡する内部変数である。電源投入時、およびＡＤＰ
ＣＭコデック２２のリセット時に、ＣＮＴＲは−１にセ
ットされる。ＮＤ＝１（イネーブルされる）の場合、Ｃ
ＮＴＲは負となり、ステップ５４で、ＣＮＴＲはエネル
ギ計算に用いられる｜ｓr（ｋ）｜のサンプル数である
Ｎに初期化される。ステップ５５で、Ｎ個のサンプルに
わたる全エネルギ予測値を表す内部変数ＮＥAVEがゼロ
に初期化される。
したがって、それを図示したタイム・チャートであり、
ここでは同一参照番号が付けられている。ＡＤＰＣＭ検
出器２８ｂは、ステップ５１で、［ＮＤ」と命名された
ノイズ検出制御ビットがセットされたか否かチェックす
ることによって、ノイズ検出ルーチンの実行を開始す
る。ＮＤがセットされていない場合、ノイズ検出器５０
は動作不能とされ、ステップ５２でＮＯＩＳＥがクリア
され、ステップ６１でＣＮＴＲが−１に設定された後、
プログラム・フローは主ルーチンに戻される。ＮＤがセ
ットされている場合、「ＣＮＴＲ」と命名されたカウン
タ変数が、ステップ５３でチェックされる。ＣＮＴＲは
蓄積すべき｜ｓr（ｋ）｜の値がいくつ残っているのか
を追跡する内部変数である。電源投入時、およびＡＤＰ
ＣＭコデック２２のリセット時に、ＣＮＴＲは−１にセ
ットされる。ＮＤ＝１（イネーブルされる）の場合、Ｃ
ＮＴＲは負となり、ステップ５４で、ＣＮＴＲはエネル
ギ計算に用いられる｜ｓr（ｋ）｜のサンプル数である
Ｎに初期化される。ステップ５５で、Ｎ個のサンプルに
わたる全エネルギ予測値を表す内部変数ＮＥAVEがゼロ
に初期化される。
【００２４】次のサンプルにおいて、ＣＮＴＲの正値が
ステップ５３で検出される。ステップ５６で、｜ｓr
（ｋ）｜がＮＥAVEに加算され、ステップ５７でＣＮＴ
Ｒが減算される。ステップ５８でＣＮＴＲを再び検査し
て、それが負か否か判定する。ＣＮＴＲが−１に減数さ
れるまで、各サンプルに対してステップ５６，５７，５
８を繰り返す。ＣＮＴＲが−１に減数された時、ＮＥAV
Eはサンプル間隔のＮ倍によって規定された時間中の全
エネルギの予測値を表している。Ｇ．７２１の３２ｋｂ
ｐｓ ＡＤＰＣＭでは、サンプル間隔が１２５マイクロ
秒（μ秒）であり、したがってＮＥAVEは（Ｎ）＊（１
２５μ秒）間隔にわたる信号内の全エネルギの予測値を
表す。ステップ５９においてＮＥAVEをＮＥTHと比較す
る。ＮＥAVEがＮＥTHより小さくなければ、ステップ６
０においてＮＯＩＳＥをセットする。
ステップ５３で検出される。ステップ５６で、｜ｓr
（ｋ）｜がＮＥAVEに加算され、ステップ５７でＣＮＴ
Ｒが減算される。ステップ５８でＣＮＴＲを再び検査し
て、それが負か否か判定する。ＣＮＴＲが−１に減数さ
れるまで、各サンプルに対してステップ５６，５７，５
８を繰り返す。ＣＮＴＲが−１に減数された時、ＮＥAV
Eはサンプル間隔のＮ倍によって規定された時間中の全
エネルギの予測値を表している。Ｇ．７２１の３２ｋｂ
ｐｓ ＡＤＰＣＭでは、サンプル間隔が１２５マイクロ
秒（μ秒）であり、したがってＮＥAVEは（Ｎ）＊（１
２５μ秒）間隔にわたる信号内の全エネルギの予測値を
表す。ステップ５９においてＮＥAVEをＮＥTHと比較す
る。ＮＥAVEがＮＥTHより小さくなければ、ステップ６
０においてＮＯＩＳＥをセットする。
【００２５】このアルゴリズムを実施する別の方法も可
能である。図４のフロー・チャートは、減数サンプル・
カウンタを示す。また、増数サンプル・カウンタをゼロ
に初期化し、カウンタがＮに到達した時にＮＥAVEの値
をＮＥTHと比較することもできる。また、ステップ５９
において、ＮＥAVEがＮＥTHより小さいかについての検
査結果が虚（false）である場合、これに応答してＮＯ
ＩＳＥがセットされた。他の実施例では、ＮＥAVEがＮ
ＥTHより大きいかについての検査結果が真である場合、
これに応答してＮＯＩＳＥをセットすることもできる。
能である。図４のフロー・チャートは、減数サンプル・
カウンタを示す。また、増数サンプル・カウンタをゼロ
に初期化し、カウンタがＮに到達した時にＮＥAVEの値
をＮＥTHと比較することもできる。また、ステップ５９
において、ＮＥAVEがＮＥTHより小さいかについての検
査結果が虚（false）である場合、これに応答してＮＯ
ＩＳＥがセットされた。他の実施例では、ＮＥAVEがＮ
ＥTHより大きいかについての検査結果が真である場合、
これに応答してＮＯＩＳＥをセットすることもできる。
【００２６】図５は、本発明の好適実施例による図１の
ＡＤＰＣＭトランスコーダ２８をブロック図に示したも
のでる。図５は、ＡＤＰＣＭトランスコーダをハードウ
エア回路の機能ブロック表現にしたがって図示したもの
であることに注意されたい。一方、図３は、ＡＤＰＣＭ
デコーダ２８ｂの機能ブロック図を示す。図５は、ＡＤ
ＰＣＭトランスコーダ２８のブロックがいかにして図３
に示された機能を実行するかを明確化したものである。
図５では、エンコーダ機能に対応するブロックを２８
ａ’で示し、デコーダ機能に対応するブロックに２８
ｂ’を付してある。残りのブロックは双方の機能の一部
を実行する。
ＡＤＰＣＭトランスコーダ２８をブロック図に示したも
のでる。図５は、ＡＤＰＣＭトランスコーダをハードウ
エア回路の機能ブロック表現にしたがって図示したもの
であることに注意されたい。一方、図３は、ＡＤＰＣＭ
デコーダ２８ｂの機能ブロック図を示す。図５は、ＡＤ
ＰＣＭトランスコーダ２８のブロックがいかにして図３
に示された機能を実行するかを明確化したものである。
図５では、エンコーダ機能に対応するブロックを２８
ａ’で示し、デコーダ機能に対応するブロックに２８
ｂ’を付してある。残りのブロックは双方の機能の一部
を実行する。
【００２７】ＡＤＰＣＭトランスコーダ２８は、デジタ
ル信号処理器（ＤＳＰ）７０を含む。ＤＳＰ７０は通信
バス７３に結合され、そこからのデータを受信すると共
に、そこにデータを供給する。クロック発生器７２が、
水晶発振器（図示せず）の出力である「ＳＰＣ」と命名
された信号を受信する。クロック発生器７２はＤＳＰ７
０に結合され、そこにクロック信号を供給する。直列制
御ポート（ＳＣＰ）７１も通信バス７３に接続されてい
る。ＳＣＰ７１は、信号線３２ｃを通じて、マイクロプ
ロセッサ２７に接続されている。ＳＣＰ７１は、マイク
ロプロセッサ２７がＡＤＰＣＭトランスコーダ２８の動
作の起動および制御を行えるようにする。ＳＣＰ７１
は、マイクロプロセッサ２７からのＮＤ，Ｎ，ＮＥTH，
ＧＡＩＮＦＡＣＴＯＲ、およびＡＤＰＣＭデコーダ２８
ｂからのＮＯＩＳＥを記憶するレジスタを含む。
ル信号処理器（ＤＳＰ）７０を含む。ＤＳＰ７０は通信
バス７３に結合され、そこからのデータを受信すると共
に、そこにデータを供給する。クロック発生器７２が、
水晶発振器（図示せず）の出力である「ＳＰＣ」と命名
された信号を受信する。クロック発生器７２はＤＳＰ７
０に結合され、そこにクロック信号を供給する。直列制
御ポート（ＳＣＰ）７１も通信バス７３に接続されてい
る。ＳＣＰ７１は、信号線３２ｃを通じて、マイクロプ
ロセッサ２７に接続されている。ＳＣＰ７１は、マイク
ロプロセッサ２７がＡＤＰＣＭトランスコーダ２８の動
作の起動および制御を行えるようにする。ＳＣＰ７１
は、マイクロプロセッサ２７からのＮＤ，Ｎ，ＮＥTH，
ＧＡＩＮＦＡＣＴＯＲ、およびＡＤＰＣＭデコーダ２８
ｂからのＮＯＩＳＥを記憶するレジスタを含む。
【００２８】ＡＤＰＣＭエンコーダ２８ａ’は、入力ラ
ッチ８０、出力ラッチ８１、並列／直列ブロック８２、
出力バッファ８４、およびレジスタ制御器８５を含む。
入力ラッチ８０は、入力信号線３３ａを通じて、図１の
ＰＣＭコデック２９に接続されている。入力ラッチ８０
はＰＣＭコデック２９からのデジタルＰＣＭデータ・ワ
ードをラッチし、このデータを通信バス７３を通じてＤ
ＳＰ７０に供給する。ＤＳＰ７０は、マイクロコードに
よって、Ｇ．７２１ＡＤＰＣＭエンコーダの機能を実行
する。また、ＤＳＰ７０は、通信バス７３を通じて、Ａ
ＤＰＣＭデータ・ワードを出力ラッチ８１に供給する。
ＡＤＰＣＭデータ・ワードは、６４，３２，２４または
１６ｋｂｐｓのデータ・レートに対応して、それぞれ
８，４，３，２ビットのいずれかである。しかしなが
ら、ＣＴ−２ハンドセットでは、Ｇ．７２１の３２ｋｂ
ｐｓデータ・レートに対応する４ビットのデータ・ワー
ドを使用する。並列／直列ブロック８２は出力ラッチ８
１に接続され、ＡＤＰＣＭデータ・ワードを直列的に出
力バッファ８４に供給する。出力バッファ８４は、信号
線３２ａを通じて、図１の時分割二重ブロック２６にそ
のデータを供給する。レジスタ制御器８５は出力ラッチ
８１、並列／直列ブロック８２、および出力バッファ８
４に接続され、「ＢＣＫＬＴ」と命名されたクロック入
力信号および「ＦＳＴ」と命名された制御信号に応答し
て、これらの動作を制御する。
ッチ８０、出力ラッチ８１、並列／直列ブロック８２、
出力バッファ８４、およびレジスタ制御器８５を含む。
入力ラッチ８０は、入力信号線３３ａを通じて、図１の
ＰＣＭコデック２９に接続されている。入力ラッチ８０
はＰＣＭコデック２９からのデジタルＰＣＭデータ・ワ
ードをラッチし、このデータを通信バス７３を通じてＤ
ＳＰ７０に供給する。ＤＳＰ７０は、マイクロコードに
よって、Ｇ．７２１ＡＤＰＣＭエンコーダの機能を実行
する。また、ＤＳＰ７０は、通信バス７３を通じて、Ａ
ＤＰＣＭデータ・ワードを出力ラッチ８１に供給する。
ＡＤＰＣＭデータ・ワードは、６４，３２，２４または
１６ｋｂｐｓのデータ・レートに対応して、それぞれ
８，４，３，２ビットのいずれかである。しかしなが
ら、ＣＴ−２ハンドセットでは、Ｇ．７２１の３２ｋｂ
ｐｓデータ・レートに対応する４ビットのデータ・ワー
ドを使用する。並列／直列ブロック８２は出力ラッチ８
１に接続され、ＡＤＰＣＭデータ・ワードを直列的に出
力バッファ８４に供給する。出力バッファ８４は、信号
線３２ａを通じて、図１の時分割二重ブロック２６にそ
のデータを供給する。レジスタ制御器８５は出力ラッチ
８１、並列／直列ブロック８２、および出力バッファ８
４に接続され、「ＢＣＫＬＴ」と命名されたクロック入
力信号および「ＦＳＴ」と命名された制御信号に応答し
て、これらの動作を制御する。
【００２９】ＡＤＰＣＭデコーダ２８ｂは、直列／並列
ブロック９０、入力ラッチ９１、波形デコーダ９２、お
よび出力ラッチ９３を含む。直列／並列ブロック９０
は、入力信号線３２ｂを通じて、ＡＤＰＣＭエンコード
されたデータ・ビット・ストリームを受信し、そのデー
タをＡＤＰＣＭデータ・ワードに組み入れ、そのデータ
・ワードを入力ラッチ９１に供給する。入力ラッチ９１
は、ＡＤＰＣＭデータ・ワードを記憶し、ＤＳＰ７０が
そのデータ・ワードを使用できるようにする。波形デコ
ーダ９２は、「ＦＳＲ」，「ＢＣＬＫＲ」と命名された
入力信号を受信する。信号ＢＣＬＫＲは受信信号を駆動
し、信号ＦＳＲは動作モードを決定する。信号ＢＣＬＫ
Ｒ，ＦＳＲは共に、６４，３２，２４または１６ｋｂｐ
ｓのいずれかのデータ・レートでの動作を判定する。し
かしながら、ＣＴ−２ハンドセットでは、Ｇ．７２１の
３２ｋｐｂｓデータ・レートに対応する４ビットのデー
タ・ワードを用いている。ＤＳＰ７０は、図３に示した
デジタル受信利得およびノイズ検出機能を有するＧ．７
２１のデコーダの機能をマイクロコードで実行する。Ｄ
ＳＰ７０は、デジタルＰＣＭ信号ｓd（ｋ）を出力ラッ
チ９３に供給し、出力ラッチ９３は続いて信号線３３ｂ
を通じてこれをＰＣＭコーデック２９に供給する。
ブロック９０、入力ラッチ９１、波形デコーダ９２、お
よび出力ラッチ９３を含む。直列／並列ブロック９０
は、入力信号線３２ｂを通じて、ＡＤＰＣＭエンコード
されたデータ・ビット・ストリームを受信し、そのデー
タをＡＤＰＣＭデータ・ワードに組み入れ、そのデータ
・ワードを入力ラッチ９１に供給する。入力ラッチ９１
は、ＡＤＰＣＭデータ・ワードを記憶し、ＤＳＰ７０が
そのデータ・ワードを使用できるようにする。波形デコ
ーダ９２は、「ＦＳＲ」，「ＢＣＬＫＲ」と命名された
入力信号を受信する。信号ＢＣＬＫＲは受信信号を駆動
し、信号ＦＳＲは動作モードを決定する。信号ＢＣＬＫ
Ｒ，ＦＳＲは共に、６４，３２，２４または１６ｋｂｐ
ｓのいずれかのデータ・レートでの動作を判定する。し
かしながら、ＣＴ−２ハンドセットでは、Ｇ．７２１の
３２ｋｐｂｓデータ・レートに対応する４ビットのデー
タ・ワードを用いている。ＤＳＰ７０は、図３に示した
デジタル受信利得およびノイズ検出機能を有するＧ．７
２１のデコーダの機能をマイクロコードで実行する。Ｄ
ＳＰ７０は、デジタルＰＣＭ信号ｓd（ｋ）を出力ラッ
チ９３に供給し、出力ラッチ９３は続いて信号線３３ｂ
を通じてこれをＰＣＭコーデック２９に供給する。
【００３０】ＡＤＰＣＭトランスコーダ２８は、Ｇ．７
２１のＡＤＰＣＭエンコーダとＧ．７２１のＡＤＰＣＭ
デコーダとの機能を実行する。図５において、集積回路
ハードウエアのいくつかのブロックは、ＤＰＳ７０が各
機能を実行する際これを補佐するものである。ＤＳＰ７
０上で実行されるマイクロコードは、実際図３の機能ブ
ロック図の機能を実行するので、ＤＳＰ７０は、ＡＤＰ
ＣＭエンコーダおよびデコーダ機能の双方にとって共通
である。他の実施例では、図３の機能ブロックのいくつ
かまたは全てを、ハードウエア回路で実行することもで
きる。しかしながら、ＤＳＰ７０がノイズ検出器５０お
よびデジタル受信利得部４４を実施する際の効率のため
に、他のエンコーダおよびデコーダ機能を実行する必要
のない予備クロックサイクルを用いることによる、マイ
クロコードの実行が好ましい。同じ理由のため、ノイズ
検出器５０がＮＯＩＳＥを活性化した後にデジタル受信
利得部４４に（ＧＡＩＮ ＦＡＣＴＯＲ＝０）を供給す
ることによって、受信音声信号を消音することが好まし
い。
２１のＡＤＰＣＭエンコーダとＧ．７２１のＡＤＰＣＭ
デコーダとの機能を実行する。図５において、集積回路
ハードウエアのいくつかのブロックは、ＤＰＳ７０が各
機能を実行する際これを補佐するものである。ＤＳＰ７
０上で実行されるマイクロコードは、実際図３の機能ブ
ロック図の機能を実行するので、ＤＳＰ７０は、ＡＤＰ
ＣＭエンコーダおよびデコーダ機能の双方にとって共通
である。他の実施例では、図３の機能ブロックのいくつ
かまたは全てを、ハードウエア回路で実行することもで
きる。しかしながら、ＤＳＰ７０がノイズ検出器５０お
よびデジタル受信利得部４４を実施する際の効率のため
に、他のエンコーダおよびデコーダ機能を実行する必要
のない予備クロックサイクルを用いることによる、マイ
クロコードの実行が好ましい。同じ理由のため、ノイズ
検出器５０がＮＯＩＳＥを活性化した後にデジタル受信
利得部４４に（ＧＡＩＮ ＦＡＣＴＯＲ＝０）を供給す
ることによって、受信音声信号を消音することが好まし
い。
【００３１】図６は、本発明による図１のＡＤＰＣＭデ
コーダ２８ｂの第２実施例１２８ｂの機能ブロック図で
ある。図３と共通の他の全要素は、それらの以前からの
参照番号を保持している。ＡＤＰＣＭデコーダ１２８ｂ
は、図３のＡＤＰＣＭデコーダ１２８ｂに類似している
が、ノイズ検出器５０が、信号ｓr（ｋ）ではなく、逆
適応量子化器４１からの信号ｄq（ｋ）を入力信号とし
て受信することが異なる点である。
コーダ２８ｂの第２実施例１２８ｂの機能ブロック図で
ある。図３と共通の他の全要素は、それらの以前からの
参照番号を保持している。ＡＤＰＣＭデコーダ１２８ｂ
は、図３のＡＤＰＣＭデコーダ１２８ｂに類似している
が、ノイズ検出器５０が、信号ｓr（ｋ）ではなく、逆
適応量子化器４１からの信号ｄq（ｋ）を入力信号とし
て受信することが異なる点である。
【００３２】信号ｓr（ｋ）の代わりに信号ｄq（ｋ）を
用いることによって、ＡＤＰＣＭデコーダ１２８ｂは、
音声セグメントとノイズ・バーストとの間の判別をより
よく行うことができるようになる。この改良は、図７を
参照することにより理解が深まるであろう。図７は、本
発明を理解するために用いるＡＤＰＣＭエンコーダ２０
０の簡略化したブロック図である。
用いることによって、ＡＤＰＣＭデコーダ１２８ｂは、
音声セグメントとノイズ・バーストとの間の判別をより
よく行うことができるようになる。この改良は、図７を
参照することにより理解が深まるであろう。図７は、本
発明を理解するために用いるＡＤＰＣＭエンコーダ２０
０の簡略化したブロック図である。
【００３３】ＡＤＰＣＭエンコーダ２００は、概略的
に、加算装置２０１、適応量子化器２０２、および適応
予測器２０３によって構成されている。適応予測器２０
３は、「ｘ＾（ｋ）」と命名された入力信号予測値を発
生する。加算装置２０１はこれを「ｘ（ｋ）」と命名さ
れた元の信号から減算し、「ｄ（ｋ）」と命名された差
信号を発生する。次に、適応量子化器２０２が、量子化
に先だって、信号ｄ（ｋ）を調整(scale)し、可変幅コ
ード・ワード信号ｌ（ｋ）を発生する。信号ｌ（ｋ）は
ＡＤＰＣＭワードであり、遠隔端のデコーダへの入力を
形成する。すでに説明したように、デコーダは信号ｌ
（ｋ）を取り込み、逆量子化を行って量子化された差分
信号ｄq（ｋ）を発生する。この値を次に入力信号予測
値ｘ＾（ｋ）と加算し、再生信号ｓr（ｋ）を発生す
る。通常の状況下では、デコーダはエンコーダを追跡す
る。即ち、デコーダにおいて計算された信号ｄq（ｋ）
の値は、エンコーダにおいて計算された信号ｄq（ｋ）
の値と同一である。その理由は、双方の信号ｄq（ｋ）
は、同一信号ｌ（ｋ）から逆適応量子化されたものであ
るからである。したがって、デコーダにおける信号ｄq
（ｋ）は、エンコーダにおける信号ｄq（ｋ）と同じ低
い分散(variance)を有する。同様に、デコーダにおける
信号ｓr（ｋ）は、通常の状況下では、エンコーダにお
ける信号ｓr（ｋ）を追跡する。信号ｓr（ｋ）と原入力
信号ｘ（ｋ）との唯一の相違は、量子化プロセス中に侵
入した誤差成分である。
に、加算装置２０１、適応量子化器２０２、および適応
予測器２０３によって構成されている。適応予測器２０
３は、「ｘ＾（ｋ）」と命名された入力信号予測値を発
生する。加算装置２０１はこれを「ｘ（ｋ）」と命名さ
れた元の信号から減算し、「ｄ（ｋ）」と命名された差
信号を発生する。次に、適応量子化器２０２が、量子化
に先だって、信号ｄ（ｋ）を調整(scale)し、可変幅コ
ード・ワード信号ｌ（ｋ）を発生する。信号ｌ（ｋ）は
ＡＤＰＣＭワードであり、遠隔端のデコーダへの入力を
形成する。すでに説明したように、デコーダは信号ｌ
（ｋ）を取り込み、逆量子化を行って量子化された差分
信号ｄq（ｋ）を発生する。この値を次に入力信号予測
値ｘ＾（ｋ）と加算し、再生信号ｓr（ｋ）を発生す
る。通常の状況下では、デコーダはエンコーダを追跡す
る。即ち、デコーダにおいて計算された信号ｄq（ｋ）
の値は、エンコーダにおいて計算された信号ｄq（ｋ）
の値と同一である。その理由は、双方の信号ｄq（ｋ）
は、同一信号ｌ（ｋ）から逆適応量子化されたものであ
るからである。したがって、デコーダにおける信号ｄq
（ｋ）は、エンコーダにおける信号ｄq（ｋ）と同じ低
い分散(variance)を有する。同様に、デコーダにおける
信号ｓr（ｋ）は、通常の状況下では、エンコーダにお
ける信号ｓr（ｋ）を追跡する。信号ｓr（ｋ）と原入力
信号ｘ（ｋ）との唯一の相違は、量子化プロセス中に侵
入した誤差成分である。
【００３４】数学的には、信号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ）
は、予測器の性能を測定するための典型的な効果尺度で
ある。Ｓ／Ｎは、ｓx2で示された原入力信号の分散を、
量子化誤差の分散Ｓe2で除算した比率に等しい（Ｓe2
は、量子化誤差信号の分散ｅ（ｋ）＝ｄq（ｋ）−ｄ
（ｋ）である）。即ち、以下の式で表わされる。
は、予測器の性能を測定するための典型的な効果尺度で
ある。Ｓ／Ｎは、ｓx2で示された原入力信号の分散を、
量子化誤差の分散Ｓe2で除算した比率に等しい（Ｓe2
は、量子化誤差信号の分散ｅ（ｋ）＝ｄq（ｋ）−ｄ
（ｋ）である）。即ち、以下の式で表わされる。
【００３５】
【数３】 Ｓ／Ｎは、予測器利得Ｇｐと信号対量子化誤差比Ｓ／Ｎ
ｑとの積として表すこともできる。Ｓ／Ｎを高めるに
は、ＡＤＰＣＭエンコーダが差分信号ｄ（ｋ）の分散ｓ
d2を最少に抑えるようにし、これによって量子化差信号
ｄq（ｋ）の分散を最初に抑える。
ｑとの積として表すこともできる。Ｓ／Ｎを高めるに
は、ＡＤＰＣＭエンコーダが差分信号ｄ（ｋ）の分散ｓ
d2を最少に抑えるようにし、これによって量子化差信号
ｄq（ｋ）の分散を最初に抑える。
【００３６】
【数４】 ここで、ｓx2／ｓd2は適応予測器２０３の性能の測定
値、ｓd2/ｓe2は適応量子化器２０２の性能の測定値で
ある。
値、ｓd2/ｓe2は適応量子化器２０２の性能の測定値で
ある。
【００３７】デコーダがエンコーダを追跡している時、
即ちリンクがロバスト（robust）である時、ｄq（ｋ）
の分散は、ｓr（ｋ）の分散よりもはるかに小さい。し
かしながら、前記リンクが失われると、信号ｌ（ｋ）の
ランダムな値によってｄq（ｋ）の分散が増大し、ｓr
（ｋ）の分散とほぼ等しくなる。ｓr（ｋ）の代わりに
ｄq（ｋ）を用いることによって、ノイズ検出器５０
は、通常動作中の虚のトリガに更に強くなる。更に、ｄ
q（ｋ）内のエネルギは通常動作期間中低いので、虚の
トリガに対して所与の不感域(immunity)を保持しつつ積
分期間を短縮することができる。積分期間を短縮するこ
とによって、ＮＥAVEを記憶するために必要なビット数
も少なくて済むことになる。例えば、ノイズ検出器５０
の入力として受信信号sr(k)を使用すると、音声および
ノイズ・エネルギ・セグメント間で１０％の余裕（マー
ジン）を保持するには、約４０ミリ秒の積分期間を必要
とする。しかし、ノイズ検出器５０の入力として受信信
号dq(k)を使用すると、同じ余裕を保持するのに５ミリ
秒しか必要としない。また、検出時間が短ければ、聴取
者の耳におけるポップがより微小(subtle)となる。
即ちリンクがロバスト（robust）である時、ｄq（ｋ）
の分散は、ｓr（ｋ）の分散よりもはるかに小さい。し
かしながら、前記リンクが失われると、信号ｌ（ｋ）の
ランダムな値によってｄq（ｋ）の分散が増大し、ｓr
（ｋ）の分散とほぼ等しくなる。ｓr（ｋ）の代わりに
ｄq（ｋ）を用いることによって、ノイズ検出器５０
は、通常動作中の虚のトリガに更に強くなる。更に、ｄ
q（ｋ）内のエネルギは通常動作期間中低いので、虚の
トリガに対して所与の不感域(immunity)を保持しつつ積
分期間を短縮することができる。積分期間を短縮するこ
とによって、ＮＥAVEを記憶するために必要なビット数
も少なくて済むことになる。例えば、ノイズ検出器５０
の入力として受信信号sr(k)を使用すると、音声および
ノイズ・エネルギ・セグメント間で１０％の余裕（マー
ジン）を保持するには、約４０ミリ秒の積分期間を必要
とする。しかし、ノイズ検出器５０の入力として受信信
号dq(k)を使用すると、同じ余裕を保持するのに５ミリ
秒しか必要としない。また、検出時間が短ければ、聴取
者の耳におけるポップがより微小(subtle)となる。
【００３８】図８は、本発明による図１のＡＤＰＣＭデ
コーダ２２８ｂの第３実施例の機能ブロック図である。
ＡＤＰＣＭデコーダ２２８ｂは、図３のＡＤＰＣＭ２８
ｂに類似しているが、ＡＤＰＣＭデコーダ２２８ｂがＡ
ＤＰＣＭ２８ｂのノイズ検出器５０とは異なるノイズ検
出器２５０を有している点で相違する。その他の全要素
は同一であり、それらの以前からの参照番号を保持して
いる。ノイズ検出器２５０は、「ｄmlTH」と命名された
エネルギ・スレシホールドを受信し、出力としてＮＯＩ
ＳＥを発生し、更に、入力として、信号ｓr（ｋ）また
はｄq（ｋ）ではなく、適応速度制御ブロック４８から
の信号ｄml（ｋ）を受信する。信号ｄml（ｋ）は、信号
ｌ（ｋ）の長期間平均であり、以下の式を用いて、Ｇ．
７２１またはＧ．７２６にしたがって繰り返し計算され
る。
コーダ２２８ｂの第３実施例の機能ブロック図である。
ＡＤＰＣＭデコーダ２２８ｂは、図３のＡＤＰＣＭ２８
ｂに類似しているが、ＡＤＰＣＭデコーダ２２８ｂがＡ
ＤＰＣＭ２８ｂのノイズ検出器５０とは異なるノイズ検
出器２５０を有している点で相違する。その他の全要素
は同一であり、それらの以前からの参照番号を保持して
いる。ノイズ検出器２５０は、「ｄmlTH」と命名された
エネルギ・スレシホールドを受信し、出力としてＮＯＩ
ＳＥを発生し、更に、入力として、信号ｓr（ｋ）また
はｄq（ｋ）ではなく、適応速度制御ブロック４８から
の信号ｄml（ｋ）を受信する。信号ｄml（ｋ）は、信号
ｌ（ｋ）の長期間平均であり、以下の式を用いて、Ｇ．
７２１またはＧ．７２６にしたがって繰り返し計算され
る。
【００３９】
【数５】 ここで、Ｆ［ｌ（ｋ）］は、表１に示す関係によって量
子化された、エンコーダ出力信号ｌ（ｋ）に関連付けら
れる。
子化された、エンコーダ出力信号ｌ（ｋ）に関連付けら
れる。
【００４０】
【表１】 パラメータｄq（ｋ）は、パラメータｌ（ｋ）の大きさ
の逆量子化の結果であるので、ｄml（ｋ）の計算は、ｄ
q（ｋ）内のエネルギ近似の別の方法である。この場
合、エネルギが連続的にある時間にわたって計算される
ことが異なる。したがって、ＡＤＰＣＭデコーダ２２８
ｂは、既存の予測値を利用してノイズを検出する。その
結果、ＡＤＰＣＭデコーダ２２８ｂは、図３のＡＤＰＣ
Ｍデコーダ２８ｂより優れたノイズ判別ができるように
なるが、ＡＤＰＣＭ１２８ｂのノイズ判別程よくはな
い。しかしながら、ＡＤＰＣＭデコーダ２２８ｂは、他
に計算を付加する必要がないので、少ない計算領域で済
む。図４のフロー・チャートを実施する代わりに、ノイ
ズ検出器２５０は、信号ＮＤによってイネーブルされた
時に、信号ｄml（ｋ）の信号ｄmlTHとの比較のみを行
う。もし信号ｄmlTHを超過する場合、ノイズ検出器２５
０は信号ＮＯＩＳＥを発する。加えて、デジタル信号処
理器では、ＡＤＰＣＭデコーダ２２８ｂの機能の実施す
るのに必要な命令が少なくて済み、しかも適応速度制御
ブロック４８がすでに信号ｄml（ｋ）を計算してあるの
で、ノイズ検出は事実上瞬時に行われる。
の逆量子化の結果であるので、ｄml（ｋ）の計算は、ｄ
q（ｋ）内のエネルギ近似の別の方法である。この場
合、エネルギが連続的にある時間にわたって計算される
ことが異なる。したがって、ＡＤＰＣＭデコーダ２２８
ｂは、既存の予測値を利用してノイズを検出する。その
結果、ＡＤＰＣＭデコーダ２２８ｂは、図３のＡＤＰＣ
Ｍデコーダ２８ｂより優れたノイズ判別ができるように
なるが、ＡＤＰＣＭ１２８ｂのノイズ判別程よくはな
い。しかしながら、ＡＤＰＣＭデコーダ２２８ｂは、他
に計算を付加する必要がないので、少ない計算領域で済
む。図４のフロー・チャートを実施する代わりに、ノイ
ズ検出器２５０は、信号ＮＤによってイネーブルされた
時に、信号ｄml（ｋ）の信号ｄmlTHとの比較のみを行
う。もし信号ｄmlTHを超過する場合、ノイズ検出器２５
０は信号ＮＯＩＳＥを発する。加えて、デジタル信号処
理器では、ＡＤＰＣＭデコーダ２２８ｂの機能の実施す
るのに必要な命令が少なくて済み、しかも適応速度制御
ブロック４８がすでに信号ｄml（ｋ）を計算してあるの
で、ノイズ検出は事実上瞬時に行われる。
【００４１】信号処理器におけるノイズ・バースト検出
方法が、デジタル信号処理器（７０）による、連続受
信、適応的量子化、計算、および発生ステップを更に含
むことは、本発明の１つの態様である。
方法が、デジタル信号処理器（７０）による、連続受
信、適応的量子化、計算、および発生ステップを更に含
むことは、本発明の１つの態様である。
【００４２】また、ノイズ指示を発生するステップが、
全エネルギ予測値をゼロに初期化するステップ（５５）
と、量子化差分信号の絶対値を全エネルギ予測値に所定
回加算するステップ（５６，５７，５８）と、全エネル
ギ予測値が所定スレシホールドを超過した場合ノイズ指
示を発生するステップ（５９，６０）を含むことは、本
発明の別の態様である。
全エネルギ予測値をゼロに初期化するステップ（５５）
と、量子化差分信号の絶対値を全エネルギ予測値に所定
回加算するステップ（５６，５７，５８）と、全エネル
ギ予測値が所定スレシホールドを超過した場合ノイズ指
示を発生するステップ（５９，６０）を含むことは、本
発明の別の態様である。
【００４３】前記方法が、前記全エネルギ予測値が前記
所定数とエネルギ・スレシホールドとの積を超過した場
合、ノイズ指示（５９，６０）を発生するステップを、
更に含むことは本発明の更に別の態様である。
所定数とエネルギ・スレシホールドとの積を超過した場
合、ノイズ指示（５９，６０）を発生するステップを、
更に含むことは本発明の更に別の態様である。
【００４４】前記ノイズ指示を発生するステップが、カ
ウンタを所定値に初期化するステップ（５４）と、全エ
ネルギ予測値をゼロに初期化する（５５）ステップと、
量子化差分信号の絶対値を全エネルギ予測値に加算する
（５６）ステップと、前記カウンタを減数する（５７）
ステップと、前記カウンタがゼロより小さくなるまで前
記加算（５６）および減数（５７）ステップを繰り返す
ステップと、前記全エネルギ予測値が所定スレシホール
ドを超過した場合ノイズ指示を発生する（５９，６０）
ステップとを含むことも、本発明の更に別の態様であ
る。
ウンタを所定値に初期化するステップ（５４）と、全エ
ネルギ予測値をゼロに初期化する（５５）ステップと、
量子化差分信号の絶対値を全エネルギ予測値に加算する
（５６）ステップと、前記カウンタを減数する（５７）
ステップと、前記カウンタがゼロより小さくなるまで前
記加算（５６）および減数（５７）ステップを繰り返す
ステップと、前記全エネルギ予測値が所定スレシホール
ドを超過した場合ノイズ指示を発生する（５９，６０）
ステップとを含むことも、本発明の更に別の態様であ
る。
【００４５】前記繰り返しステップが、前記加算（５
６）および減数（５７）ステップを繰り返し、前記カウ
ンタがゼロ以上の間は、信号処理器によって受信された
複数のサンプルの各々につき１回ノイズ指示（５９，６
０）を発生するステップを含むことも本発明の更に別の
態様である。
６）および減数（５７）ステップを繰り返し、前記カウ
ンタがゼロ以上の間は、信号処理器によって受信された
複数のサンプルの各々につき１回ノイズ指示（５９，６
０）を発生するステップを含むことも本発明の更に別の
態様である。
【００４６】前記加算（５６）ステップが、少なくとも
１つのデータ・レートに対してＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２
６に実質的に準拠するＡＤＰＣＭデコーダ（１２８ｂ）
の差分信号ｄq（ｋ）の絶対値を加算するステップを、
更に含むことも、本発明の更にまた別の態様である。
１つのデータ・レートに対してＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２
６に実質的に準拠するＡＤＰＣＭデコーダ（１２８ｂ）
の差分信号ｄq（ｋ）の絶対値を加算するステップを、
更に含むことも、本発明の更にまた別の態様である。
【００４７】前記方法が、前記カウンタを初期化するス
テップ、ノイズ信号を初期化するステップ、加算するス
テップ、減数するステップ、繰り返すステップ、および
ノイズ検出制御信号に応答して発生するステップ（５
１）を実行するステップを更に含むことも、本発明の更
に別の態様である。
テップ、ノイズ信号を初期化するステップ、加算するス
テップ、減数するステップ、繰り返すステップ、および
ノイズ検出制御信号に応答して発生するステップ（５
１）を実行するステップを更に含むことも、本発明の更
に別の態様である。
【００４８】前記ノイズ指示を発生するステップ（５
０）は、カウンタがゼロ未満になったことに応答して、
カウンタを所定数に設定する（５４）と共に全エネルギ
予測値をゼロに設定する（５５）ステップと、前記量子
化された差信号の絶対値を前記全エネルギ予測値に加算
するステップ（５６）と、カウンタを減数するステップ
（５７）と、前記全エネルギ予測値が所定スレシホール
ドと前記所定数との積を超過した場合、前記カウンタが
ゼロ未満になったこと（５８）に応答して、ノイズ指示
を発生するステップ（５９，６０）と、設定（５４，５
５）、減数（５７）、および前記量子化差分信号の複数
の値の各々に対して発生する（５９，６０）ステップを
更に繰り返すステップを含むことも、本発明の別の態様
である。
０）は、カウンタがゼロ未満になったことに応答して、
カウンタを所定数に設定する（５４）と共に全エネルギ
予測値をゼロに設定する（５５）ステップと、前記量子
化された差信号の絶対値を前記全エネルギ予測値に加算
するステップ（５６）と、カウンタを減数するステップ
（５７）と、前記全エネルギ予測値が所定スレシホール
ドと前記所定数との積を超過した場合、前記カウンタが
ゼロ未満になったこと（５８）に応答して、ノイズ指示
を発生するステップ（５９，６０）と、設定（５４，５
５）、減数（５７）、および前記量子化差分信号の複数
の値の各々に対して発生する（５９，６０）ステップを
更に繰り返すステップを含むことも、本発明の別の態様
である。
【００４９】前記繰り返しステップは、設定（５４，５
５）、加算（５６）、減数（５７）、および前記量子化
差分信号の複数のサンプルの各々に対して発生する（５
９，６０）を繰り返すステップを含み、前記量子化差分
信号の複数のサンプルは前記所定数以上であることも、
本発明の別の態様である。
５）、加算（５６）、減数（５７）、および前記量子化
差分信号の複数のサンプルの各々に対して発生する（５
９，６０）を繰り返すステップを含み、前記量子化差分
信号の複数のサンプルは前記所定数以上であることも、
本発明の別の態様である。
【００５０】前記方法は、ノイズ検出制御信号がクリア
されたことに応答して（５１）ノイズ指示（５２）をク
リアしカウンタをある負値（６１）に初期化するステッ
プと、ノイズ検出制御信号がセットされている間、前記
設定（５４，５５）、加算（５６）、減数（５７）、お
よび発生（５９，６０）ステップを実行するステップ
を、更に含むことも本発明の更に別の態様である。
されたことに応答して（５１）ノイズ指示（５２）をク
リアしカウンタをある負値（６１）に初期化するステッ
プと、ノイズ検出制御信号がセットされている間、前記
設定（５４，５５）、加算（５６）、減数（５７）、お
よび発生（５９，６０）ステップを実行するステップ
を、更に含むことも本発明の更に別の態様である。
【００５１】前記信号ｄml（ｋ）が所定エネルギ・スレ
シホールドを超過した場合ノイズ指示を発生するステッ
プは、ノイズ検出イネーブル信号が活性化されている時
に前記信号ｄml（ｋ）が前記所定エネルギ・スレシホー
ルドを超過した場合ノイズ指示を発生するステップを含
むことも、本発明の更に別の態様である。
シホールドを超過した場合ノイズ指示を発生するステッ
プは、ノイズ検出イネーブル信号が活性化されている時
に前記信号ｄml（ｋ）が前記所定エネルギ・スレシホー
ルドを超過した場合ノイズ指示を発生するステップを含
むことも、本発明の更に別の態様である。
【００５２】また、前記出力手段（４２，４３，４４，
４５，４６，４７，４８，４９）が、信号ｓr（ｋ）お
よび利得係数を受信し、前記信号ｓr（ｋ）と前記利得
係数とを乗算して利得ｓg（ｋ）を有する再生信号を発
生し、前記利得係数が１の利得に等しくない時、前記出
力手段（４２，４３，４４，４５，４６，４７，４８，
４９）において前記信号ｓg（ｋ）を前記信号ｓr（ｋ）
に置き換える、一体化デジタル受信利得部（４４）を含
むことも、本発明の更に別の態様である。
４５，４６，４７，４８，４９）が、信号ｓr（ｋ）お
よび利得係数を受信し、前記信号ｓr（ｋ）と前記利得
係数とを乗算して利得ｓg（ｋ）を有する再生信号を発
生し、前記利得係数が１の利得に等しくない時、前記出
力手段（４２，４３，４４，４５，４６，４７，４８，
４９）において前記信号ｓg（ｋ）を前記信号ｓr（ｋ）
に置き換える、一体化デジタル受信利得部（４４）を含
むことも、本発明の更に別の態様である。
【００５３】前記信号処理器（１２８ｂ）が、マイクロ
プロセッサ（２７）にノイズ指示を供給すると共に、前
記マイクロプロセッサ（２７）から前記利得係数を受信
する手段（７１）を含むことも、本発明の更に別の態様
である。
プロセッサ（２７）にノイズ指示を供給すると共に、前
記マイクロプロセッサ（２７）から前記利得係数を受信
する手段（７１）を含むことも、本発明の更に別の態様
である。
【００５４】前記ノイズ検出手段は、更にノイズ検出イ
ネーブル信号を受信し、前記ノイズ検出イネーブル信号
がアクティブの時、前記信号ｄml（ｋ）が前記所定エネ
ルギ・スレシホールドを超過したことに応答して、ノイ
ズ指示を発生することも、本発明の別の態様である。
ネーブル信号を受信し、前記ノイズ検出イネーブル信号
がアクティブの時、前記信号ｄml（ｋ）が前記所定エネ
ルギ・スレシホールドを超過したことに応答して、ノイ
ズ指示を発生することも、本発明の別の態様である。
【００５５】本発明を好適実施例について説明したが、
本発明は多数の方法で変更可能であり、先に具体的に記
載し説明したもの以外にも多くの実施例が考えられるこ
とは、当業者には明白であろう。例えば、信号処理器
が、入力信号とその入力信号の予測値との差である差分
信号の再生版であれば、どれを用いてノイズ・バースト
の検出を行ってもよい。また、Ｇ．７２６では、ＡＤＰ
ＣＭノイズ検出器１２８ｂは信号ｄq（ｋ）に対してノ
イズ検出を行うが、別のエンコード方式に対しては、ノ
イズ検出器はその方式に対応する信号を用いる。したが
って、特許請求の範囲は、本発明の真の精神および範囲
に該当する本発明の全ての変更物に及ぶものとする。
本発明は多数の方法で変更可能であり、先に具体的に記
載し説明したもの以外にも多くの実施例が考えられるこ
とは、当業者には明白であろう。例えば、信号処理器
が、入力信号とその入力信号の予測値との差である差分
信号の再生版であれば、どれを用いてノイズ・バースト
の検出を行ってもよい。また、Ｇ．７２６では、ＡＤＰ
ＣＭノイズ検出器１２８ｂは信号ｄq（ｋ）に対してノ
イズ検出を行うが、別のエンコード方式に対しては、ノ
イズ検出器はその方式に対応する信号を用いる。したが
って、特許請求の範囲は、本発明の真の精神および範囲
に該当する本発明の全ての変更物に及ぶものとする。
【図１】ＡＤＣＰＭ ＣＯＤＥＣを含む電話機ハンドセ
ットをブロック図状で示す図。
ットをブロック図状で示す図。
【図２】ＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２１またはＧ．７２６に
準拠した従来技術のＡＤＰＣＭデコーダの機能ブロック
図。
準拠した従来技術のＡＤＰＣＭデコーダの機能ブロック
図。
【図３】図１のＡＤＰＣＭデコーダの一実施例の機能ブ
ロック図。
ロック図。
【図４】図３のノイズ検出器の方法にしたがって、これ
を図示したフロー・チャート。
を図示したフロー・チャート。
【図５】本発明の好適実施例による、図１のＡＤＰＣＭ
トランスコーダをブロック図状で示す図。
トランスコーダをブロック図状で示す図。
【図６】本発明による、第１図のＡＤＰＣＭデコーダの
一実施例の機能ブロック図。
一実施例の機能ブロック図。
【図７】本発明を理解するために用いるＡＤＰＣＭエン
コーダの簡略化したブロック図。
コーダの簡略化したブロック図。
【図８】本発明による図１のＡＤＰＣＭデコーダの第２
実施例の機能ブロック図。
実施例の機能ブロック図。
２０ ハンドセット ２２ ＡＤＰＣＭコデック ２４ アンテナ ２５ ＲＦシステム ２６ 時分割二重ブロック ２７ マイクロプロセッサ ２８ ＡＤＰＣＭ変換器 ２９ ＰＣＭコデック ３０ マイクロホン ３１ スピーカ ４０ ＡＤＰＣＭデコーダ ４１ 逆適応量子化器 ４２ 再生信号計算器 ４３ 適応予測器 ４４ デジタル受信利得 ４５ 出力ＰＣＭフォーマット変換器 ４６ 同期コーディング調節部 ４７ 量子化器倍率計数適応部 ４８ 適応速度制御ブロック ４９ トーンおよび遷移検出器 ５０，２５０ ノイズ検出手段 ７０ デジタル信号処理器（ＤＳＰ） ７１ 直列制御ポート（ＳＣＰ） ７２ クロック発生器 ８０ 入力ラッチ ８１ 出力ラッチ ８２ 並列／直列ブロック ８４ 出力バッファ ８５ レジスタ制御器 ９０ 直列／並列ブロック ９１ 入力ラッチ ９２ 波形デコーダ ９３ 出力ラッチ １２８ｂ，２２８ｂ 信号処理器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 キャルロス・エー・グリーブス アメリカ合衆国テキサス州オースチン、 クリアビュー・ドライブ3307 (72)発明者 ジョゼ・ジー・コルレット アメリカ合衆国テキサス州オースチン、 ビル・ヒックコック・パス9012 (56)参考文献 特開 平５−268106（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−134714（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 14/06 H03M 7/38 H04B 1/10
Claims (4)
- 【請求項１】信号処理器（１２８ｂ）においてノイズ・
バーストを検出する方法であって： 連続的に入力信号（４１）を受信するステップ； 前記入力信号（４１）を適応的に量子化し、量子化差分
信号を発生するステップ； 前記量子化差分信号に応答して、前記信号処理器の出力
信号を発生するステップ（４２，４３，４４，４５，４
６，４７，４８，４９）；および前記量子化差分信号の
複数のサンプルが全エネルギ推定値を超過することに応
答してノイズ指示（５０）を発生するステップ； から成ることを特徴とする方法。 - 【請求項２】少なくとも１つのデータ・レートについ
て、ＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２６−１９９０に準拠した、
適応差分パルス・コード変調（ＡＤＰＣＭ）デコーダ
（２２８ｂ）において、ノイズ・バーストを検出する方
法であって： 前記ＡＤＰＣＭデコーダ（２２８ｂ）の入力において入
力信号ｌ（ｋ）を受信するステップ； 前記ＡＤＰＣＭデコーダ（２２８ｂ）の適応速度制御ブ
ロック（４８）内で信号ｄml（ｋ）を形成するステッ
プ； 前記信号ｄml（ｋ）を所定のエネルギ・スレシホールド
と比較するステップ；および前記信号ｄml（ｋ）が前記
所定のエネルギ・スレシホールドを超過した場合にノイ
ズ指示を発生するステップ； から成ることを特徴とする方法。 - 【請求項３】ノイズ・バースト検出機能を有する信号処
理器（１２８ｂ）であって： 前記信号処理器（１２８ｂ）の入力信号ｌ（ｋ）に応答
して量子化差分信号ｄq（ｋ）を発生する逆適応量子化
器（４１）； 前記逆適応量子化器（４１）に結合され、前記量子化差
分信号ｄq（ｋ）、所定数、およびノイズ・スレシホー
ルドと前記所定数との積を受信し、前記所定数のサンプ
ルの各々に対して前記量子化差分信号ｄq（ｋ）の全エ
ネルギ予測値を計算し、前記全エネルギ予測値が前記ノ
イズ・スレシホールドと前記所定数との前記積を超過し
たことに応答してノイズ指示を発生する、ノイズ検出手
段（５０）；および前記逆適応量子化器（４１）に結合
され、前記量子化差分信号ｄq（ｋ）に応答して前記信
号処理器の出力信号ｓd（ｋ）を発生する出力手段（４
２，４３，４４，４５，４６，４７，４８，４９）； から成り、前記逆適応量子化器（４１）と前記出力手段
（４２，４３，４４，４５，４６，４７，４８，４９）
とは、少なくとも１つのデータ・レートに対して、ＣＣ
ＩＴＴ勧告Ｇ．７２６−１９９０に対応する適応差分パ
ルス・コード変調（ＡＤＰＣＭ）デコーダを形成するこ
とを特徴とする信号処理器。 - 【請求項４】ノイズ・バースト検出機能を有する信号処
理器（２２８ｂ）であって： 入力信号ｌ（ｋ）を受信し、出力信号ｓd（ｋ）を発生
する適応パルス・コード変調（ＡＤＰＣＭ）信号処理手
段； 出力信号ｄml（ｋ）を出力する適応速度制御部（４
８）；および前記適応速度制御部（４８）に結合され、
前記信号ｄml（ｋ）と所定のエネルギ・スレシホールド
とを受信し、前記信号ｄml（ｋ）を前記所定のエネルギ
・スレシホールドと比較し、前記信号ｄml（ｋ）が前記
所定のエネルギ・スレシホルドを超過したことに応答し
てノイズ指示を発生するノイズ検出手段（２５０）；から成り 、 前記ＡＤＰＣＭ信号処理手段（２２８ｂ）
は、少なくともその１つのデータ・レートに対して、Ｃ
ＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２６−１９９０に対応するＡＤＰＣ
Ｍデコーダを形成することを特徴とする信号処理器。
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|---|---|---|---|
| US088944 | 1993-07-12 | ||
| US08/088,944 US5317522A (en) | 1992-01-15 | 1993-07-12 | Method and apparatus for noise burst detection in a signal processor |
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|---|---|
| JPH0758710A JPH0758710A (ja) | 1995-03-03 |
| JP3204287B2 true JP3204287B2 (ja) | 2001-09-04 |
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| JP (1) | JP3204287B2 (ja) |
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| DE4340387C1 (de) * | 1993-11-26 | 1994-12-22 | Siemens Ag | Verfahren zur codierten Übertragung von Sprachsignalen |
| US5544251A (en) * | 1994-01-14 | 1996-08-06 | Intel Corporation | Process and apparatus for pseudo-SIMD processing of image data |
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-
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-
1994
- 1994-05-24 TW TW083104705A patent/TW243571B/zh not_active IP Right Cessation
- 1994-06-27 EP EP94109903A patent/EP0634845A3/en not_active Withdrawn
- 1994-07-06 JP JP17619194A patent/JP3204287B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1994-07-07 CN CN94108219A patent/CN1042185C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1994-07-11 KR KR1019940016574A patent/KR100256378B1/ko not_active IP Right Cessation
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