KR920007093B1 - 정보 신호 전송 방법 - Google Patents

Abstract

내용 없음.

Description

[발명의 명칭]

정보 신호 전송 방법

[도면의 간단한 설명]

제1도는 본 발명의 무선 주파수 엔코더의 블럭선도.

제2도는 제1도의 할당 선택기의 블럭선도.

제3도는 제2도의 벡터 코더의 블럭선도.

제4a도는 본 발명의 적합한 서브 프레임 채널 포맷도.

제4b도는 음성 샘플 및 전와 노이즈 신호도.

제5도는 본 발명의 무선 주파수 디코더의 블럭선도.

제6도는 제5도의 할당 디코더의 블럭선도.

제7도는 본 발명의 와이어 라인 엔코더의 블럭선도.

제8도는 본 발명의 와이어 라인 디코더의 블럭선도.

제9도는 제1도의 엔코더와 제5도의 디코더를 사용하는 무선 주파수 송신기 및 수신기의 블럭선도.

제10도는 적합한 중계기로의 내향 및 모빌로의 외향 시분할 멀티플렉스 RF 채널 프로토콜의 표시도.

제11a도는 본 발명에 따른 암호화를 사용하는 무선 주파수 송신기의 블럭선도.

제11b도는 본 발명에 따른 암호화를 사용하는 무선 주파수 수신기의 블럭선도.

제12a 내지 제12d도는 본 발명의 적합한 암호화 기술을 도시.

[발명의 상세한 설명]

[기술적 분야]

본 발명은 효율적인 스펙트럼식 정보 신호의 전송에 관한 것으로, 특히 정보 코더에 의해 처리된 정보 신호의 전송 및 서브 대역 코더를 사용하여 처리된 정보의 효율적인 스펙트럼식 전송에 관한 것이다.

[배경기술]

본 기술분야에서는 음성 코더(보(vo)-코더)가 공지되어 있다. 통신 시스템에 관하여, 모든 보-코더의 목적은 채널을 통해 전송하기 위해 음성 신호를 엔코드하는 것이다. 통신 채널은 정보 전송 용량(대역폭)에 상당히 제한되므로, 전송을 위해 필요한 엔코드된 정보량은 적합하게는 최소로 된다. 따라서 보-코딩 처리는 항상 여분의 스펙트럼 소자(또는 다른 불필요한 정보)를 제거함으로써 정보 신호의 압축을 가져오면서도, 상기 정보 신호가 수신기로 전송될때 원시 음성 입력의 지각할 수 있는 재생의 합성을 허용함으로써 필요한 성분이 재생(또는 표시)되도록 허용하는 정모만을 보유한다. 본 기술분야에 숙련된자에게는 음성 신호가 대량의 여분 또는 불필요한 정보를 포함한다는 것에 인식할 수 있다.

음성 생성은 일정한 공명 구조를 갖는 필터(예를들어 음성 트랙)를 구동하는 여기 신호(예를들어 음성 코드에 의해 발생된 음성 임펄스)로서 모델될 수 있다. 전달된 음성은 여기 신호 및 필처가 시간에 따라 변화 하기 때문에 시간에 따라 변화된다. 여기는 무성음(예를들어 자음)에 대해서는 노이즈형이며 유성음(예를들 어, 모음)에 대해서는 주기적으로 나타난다. 유성음에 대해서는 우세하고 특별하게, 대부분의 실질 음성 에너지는 수 주파수 서브 대역에만 집중되며 최대 에너지를 포함하는 이들 특정 수파수 대역은 시간에 대해 서서히 변화한다. 이들 스펙트럼 피크 주위에 포함된 정보만을 전송하는 것이 입력 음성의 이상적인 재구성을 제공하는데 명목상 필요로 되는 모든 것이다라는 것을 알 수 있다. 이러한 방법은 공지의 디지탈 적응 서브 대역 보-코더의 원리를 구성하며, 이러한 방법은 최고 에너지 서브 대역에서 음성 신호 성분의 재생 정화도가 최대로 되도록 다수의 스펙트럼 서브 대역간에 고정된 수의 비트를 할상하려고 시도한다.

보-코더의 데이타 속도를 최소로 하기 위한 노력으로, 종래의 저비트 속도 디지탈 코드된 음성을 사용하는 시스템은 통상 원시 음성 신호에서 실질적인 음질의 저하를 나타낸다. 이러한 코터를 사용하는 무선 통신 시스템의 유저는 통상 솔신 안테나로부터 떨어진 수신기의 거리와는 무관하게 이러한 저하에 직면하게 된다. 이와 같이, 수신기가 송신기 안테나로부터 25마일 또는 25야드 떨어지든지에 관계없이, 나타난 음질은 비트 에러가 없는 한은 실제로 고정되지만 이때 또다른 저하가 발생한다. 일반적크로, 종래의 보-코더 설계자들은, 예를들어, 디지탈 필터의 동작-반복력, 에이징으로 인한 변화에 대한 디지탈 회로의 면역성과, 온도, 습도, 진동 및 다른 악조건에 대한 디지탈 회로의 불변성등의 디지탈 신호 처리 장점을 개발하였다. 또한, 디지탈 음성 코더로부터 정보를 전송하기 위한 종래의 방법은 여분의 음성 정보를 제거함으로써 얻어진 이익에 손상을 줄수 있는 스펙트럼 비효율성을 나타낸다. 예를들어 처리되지 않은 고질의 아나로그 음성 신호는 약 4대역폭을 점유하는 것으로 알려졌다. 후에, 이 신호의 디지탈 표시는(종래의 2진 채널 변조 기술을 사용한 것으로 추정하여) 약 30㎑ 대역폭을 점유하뿐 65kb/s의 데이타 속도를 갖는다. 보다 덜 중요한 스펙트럼 소자를 제거하기 위해 종래의 서브 대역 코더에서 상당한 처리를 행한후에라도(이로써 10kb/s의 저속으로 적당한 음질이 제공됨) 2진 변조를 이용하는 음성 신호를 전송하는데는 아직도 원시 아나로그보다 높은 대역폭을 필요로 한다.

종래의 다레벨 변조 기술(채널 심볼이 단일 비트 이상을 코드하는데 사용되는 경우)이 필요한 전송 대역폭을 저감시키는데 이용되더라도, 이것은 채널 손상을 감수하면서 행해진다. 감소(최소)된 전송 비트수가 장확하게 수신되는 것이 필수적이다. 종래의 저비트 속도 음성 코드에 대하여, (노이즈 또는 채널 페이딩으로 인한) 10% 미만의 에러율은 비보호 신호를 알 수 없게 만들 수 있다. 종래의 육상 이동 채널로 이러한 낮은 에러율을 달성하는 것은 다경로 페이딩으로 인해 특히 곤란하다. 이와 같이, 음성 신호를 표시하는 비트의 에러 검출 또는 정정을 허용하기 위해 전송된 신호에 에러 코딩을 부가하는 것이 통상적으로 실행된다. 그러나, 부가된 코딩으로 전송된 비트의 수가 증가되므로, 시스템의 스펙트럼 효율은 더욱더 저감된다. 전송된 비트의 서브셋트를 선택적으로 엔코딩함으로써 이러한 손상을 보상하려고 시도한 설계자들도 있다.

그러므로, 본 기술분야에서는 회복된 신호에 고품질의 음질을 제공하면서 신뢰도 및 최대 스펙트럼 효율을 겸한 통신 목적에 적합한 음성 코더로 처리되어지는 정보를 전송하는 방법을 제공하는 것이 필요하다.

[발명의 요약]

본 발명에 따르면, 음성 신호등의 정보 신호는, 예를들어, 서브 대역 코더를 사용하여 샘플, 양자화 및 디지탈 처리된다. 서브 대역 코더에 의해 생성된 디지탈 처리된 샘플은 디지탈 처리된 샘플 각각의 특성에 비례하는 변조 크기(적합하게는 샘플 크기)를 갖는 채널 심볼을 생성하도록 통신 채널상에서 변조된다. 이러한 채널 변조 기술은 하이 신호 강도 주기동안, 수신기에서 디지탈 처리된 샘플의 양호한 추정을 제공한다. 이러한 기술로 수신기 음성 재구성이 용이해짐으로써 보다 높은 품질의 음성 신호가 제공된다. 수신된 신호가 저하됨에 따라, 디지탈 처리된 샘플의 추정 정확도도 저하되어, 재구성된 음성은 신호의 전체 손실과 대비하며 단아하게 저하된다. 무선 주파수 전송 실시예의 내용을 관찰해보면, 본 발명의 전체 적인 양상은 개선된 스펙트럼 효율을 제공하면서 노이즈 전와에 대한 개선을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 양상에서, 통신 보안을 보장하기 위해서 디지탈 처리된 샘플의 암호화가 제공된다.

최종으로, 본 발명의 또다른 양상에 있어서, 와이어 라인 실시예에서는(저주파수 응답을 갖지 않는) 표준(비보상된) 협대역 전화 채널에(암호화를 포함하여) 스펙트럼 효율 통신을 제공한다.

[적합한 실시예의 상세한 설명]

본 발명은 여분의 스펙트럼 또는 다른 불필요한 정보를 포함하거나 또는 포함하기에 적합될 수 있는 예를 들어 음성, 비데오, 원격 측정 또는 동일 신호등의 정보 신호의 전송 점유 대역폭을 저감시키도록 한 것이다. 정보 신호는 샘플되고, 양자화되고, 디지탈 처리되어 디지탈 처리된 샘플이 생성된다. 통신 채널은 디지탈 처리된 샘플을 사용하여 변조되어 디지탈 처리된 각각의 샘플 특성에 비례하는 변조 크기를 갖는 채널 심볼을 생성한다. 본 발명에 따르면, 적합하게 전송된 신호는 수신기를 동기화시키고 정보 신호의 적절한 재구성에 관한 정보를 전달하는데 사용될 수 있는 오버헤드 데이타와 함께 채널 심볼을 구비한다. 임의적 디지탈 처리된 샘플은 하이 신호 강도 주기동안 고품질의 신호를 포함하며 전송된 신호의 노이즈 전와를 극복할 수 있는 효율적인 스펙트럼식 통신 시스템을 제공하기 위해 정규, 압신(compand) 또는 암호화될 수 있다.

본 발명의 적합한 무선 주파수(RF) 실시예에 있어서, 정보 신호는 샘플되고, 양자화되고, 디지탈 처리되어 정보 신호의 점유 대역폭이 저감되므로(암호화될 수 있는) 상기 처리된 신호가 4개까지 25㎑ 육상이 동의 단일 통신 채널로 전송되어진다.

적합한 와이어 라인 실시예에 있어서, 음성 신호는 샘플되고, 양자화되고 디지탈 처리된다. 그러나, 상기 이들 디지탈 처리된 샘플은 통신을 수행하기 위해 표준(보상되지 않은) 협대역 전화 채널의 이용 대역폭에 집중된 부반송파 다중 신호를 생성하는데 이용된다. 다중 심볼이 채널을 통해 동시에 전송된다. 각각의 심볼은 상이한 부반송파를 사용하며 디지탈 처리된 단일 샘플의 특성에 비례하는 변조 크기를 갖는다. 상기 이들 부반송파를 이용하여 오버헤드 데이타도 변조된다. 본 발명에 따르면, 암호화를 수행하여 표준(보상되지 않은) 전화선에 안전한 통신 채널을 제공할 수 있다.

제1도를 참조해보면, 적합한 무선 주파수 엔코더(100)가 블럭선도 형태로 도시되어 있다. 임의로, 음성 신호와 같은 정보 신호는, 예를들어, 엔코더(100)의 입력 포트(102)에 2진 표시의 정보 신호(적합하게 P. C. M.을 통해 초당 8000개 샘플)를 제공하는 아나로그-디지탈(A/D) 변환기(도시되지 않음)에 의해 샘플 및 양자화된다. 디지탈된 샘플은 250㎐ 대역폭을 포함하며 다수의 "서브 대역"정보 신호를 제공하는 다수의 서브 대역 필터(104 내지 119)로 루트된다. 상기 이러한 필터는 본 기술분야에서는 공지된 것으로 적합 하게 인접한 대역간에서 앤티-에일리어싱 특성을 갖는 다상 또는 구적 미러 필터를 구비한다. 따라서, 필터(104)는 DC에서 250㎐까지의 대역을 점유하며, 필터(105)는 250 내지 500㎐ 대역을 점유하며, 필터 (119)는 3750 내지 4000㎐ 대역을 점유한다.

제1도에서 도시된 바와 같이, 본 발명의 경우에 있어서는 정보 신호를 16개 대역으로 할당한다. 본 발명에 따르면, 필터(104 및 116 내지 119)는 정보 신호가 음성 신호이면, 이들 필터에 관련된 스펙트럼을 점유하는 음성 에너지량이 수신기에서 음성 신호의 적절한 재생(합성)시에는 적거나 불필요하기 때문에 사용될 필요가 없다. 다른 정보 신호(예를들어, 비데오 또는 원격 측정)에 대하여, 정보 신호의 처리되지 않은 스펙트럼 특성 및 희망 회복 신호 품질에 따라 다른 장치의 16개 필터가 필요로될 수 있다. 여하튼간에, 선택된 필터는 데시메이터(decimator)(121 내지 136)를 통내 할당 선택기(120)에 결합된다. 보-코더에 대해, 필터(105 내지 115)는 데시메이터(122 내지 132)를 통해 할당 선택기(120)로 루트된다.

데시메이터는 디지탈 필터된 샘플의 샘플링 속도를 1/16만큼 감속시킨다. 데시메이션은 전력 소모, 필요한 메모리를 감소시키며 처리 속도를 감속시킴으로써 다음단에서의 계산을 용이하게 된다. 따라서, 본 발명은 필터 각각의 출력 샘플 속도를 1/16만큼 감속시킨다. 물론, 특정한 수행에 따라 다른 데시메이션율을 선택할 수 있다.

할당 선택기(120)는 데시메이트된 필터 출력 각각의 소정의 부(적합하게는 음성의 30㎳에 대응하는 15샘플)를 검사하여 상당한 에너지량을 갖는 소정의 필터 서브셋트를 식별한다. 본 발명의 적합한 실시예에 있어서, 전송을 하기 위해서 4개 필터가 선택된다. 선택되지 않은 나머지 7개 필터는 비선택된 대역을 점유하는 에너지량에 관련된 에너지 값을 결정하도록 검사된다. 최종으로, 할당 선택기(120)는 마스크 벡터(149)를 형성하며, 이벡터(149)는 선택된 4개 필터를 식별하는 디지탈 코드를 구비하여 수신기는 정보 신호를 적절하게 합성할 수 있다.

선택된 4개 필터 각각은 노말라이져(138, 140, 142 및 144)로 샘플된 15샘플을 갖으며, 이들 노말라이져는 임의 최대 진폭 범위내에 존재하도록 선택된 필터 각각의 16샘플을 스케일한다. 적합하게는, 각각의 노말라이져(138, 140, 142 및 144)는 그 다음 6dB 증가가 소정의 임계치를 초과하는 것으로 판단될때까지는 6dB 스텝으로 샘플의 진폭을 증가시킴으로써 동작한다. 선택된 4개 필터 각각에 대한 증폭(정규화) 계수는 정규화 선택기(148)로 루트(139, 141, 143, 145)된다. 정규화 선택기(148)는 노말라이져(138, 140, 142, 144)에 의해 제공된 최저 정규화 계수를 선택하여 비선택된 3개 필터의 에너지 값을 스케일(정규화)하도록 동작한다. 따라서, 노말라이져(150 내지 162)는 최저 정규화 계수에 따라 할당 선택기(120)에 의해 제거된 각각의 레너지 값을 균일하게 스케일 한다. 최저 정규화 계수의 적합한 선택으로 송신기에서의 클리핑(clipping)이 방지된다. 수신기에서, 에너지 샘플을 전와시키는 어떠한 노이즈 또는 다른 악현상이라도 상기 정규화 계수만큼 감쇄되어 충격이 감소된다. 본 발명에 의하면, 정규화된 에너지 값은 임계치를 초과하는 에너치 값의 현상이 일반적으로 회복된 음질에는 유해하지 않기 때문에 임계치와 비교되지 않는다. 이러한 이유는 비선택된 필터의 에너지 값이 (선택된 4개 필터와 비교하여) 통상 아주 적기 때문인데 이것은, 물론, 비선택된 필터가 할당 선택기 (120)에 의해 선택되지 않기 때문이다.

정규화되어 선택된 필터 샘플, 이들의 정규화 계수, 정규화된 에너지 값 및 마스크 벡터(149) 모두는 멀티플렉서(164)로 루트된다. 멀티플렉서(164)의 기능은 상기 이들 신호를 최종적으로 RF 통신 채널상에서 변조되어질 서브 프레임 포맷으로 배열하는 것이다. 이들 신호의 적합한 배열(제4a도)은, RF 통신 채널상에서 변조하기 위하여 아나로그 또는 디지탈 다레벨 변조 장치(도시되지 않음)에 결합될 수 있는 출력 포트(166)에서 멀티플렉서(164)에 의해 제공된다.

제2도를 참조해보면, 엔코더(100)의 할당 선택기(120)에 대한 블럭선도가 도시된다. 필터 2(105) 내지 필터 12(115)에서 데시메이트된 필터 샘플은 에너지 계산기(200 내지 220)에 의해 수신된다(필터 1(104) 및 필터 13 내지 16(116 내지 119)은 본 발명의 적합한 보-코더 실시예에서는 사용되지 않는다). 에너지 계산기 (200 내지 220)는 종래의 설계 형태이며 적합하게 제곱합형 장치 또는 소프트웨어 프로토클로 수행된 동일한 기능을 갖는다. 에너지 계산기(200 내지 220) 각각은 이들 필터 각각에 관련된 대역에 에너지량에 비례하는 값을 제공한다. 이들 값은 벡터코더(244)에 결합되며(222 내지 242), 벡터 코더(244)는 선택된 4개 필터를 식별하는 4비트짜리의 2진 마스크 벡터(149)를 제공하도록 동작한다. 마스크 벡터(149)는 교점 매트릭스(254)에 결합되며(246 내지 252), 이 매트릭스(254)는 (마스크 벡터로 식별된) 선택된 4개 필터를 대응하는 4개 출력 포트(256 내지 262)로 루트한다(실제 필터 샘플과 대비하여) 비선택된 7개 필터의 에너지 값 각각을 표시하는 신호는 다른 출력 포트(264 내지 276)로 루트된다. 이러한 방법으로, (정규화된) 4개 필터 로부터 나온 샘플 출력과 비선택된 필터의 에너지를 나타내는(또한 정규화된) 에너지 값만이 전송을 하기 위해 통신 채널상에서 변조된다.

제3도를 참조해보면, 벡터 코더(244)의 블럭선도가 도시되어 있다. 11개 보-코더 필터 (F2 내지 F12)로 부터 나온 에너지 값(222 내지 242)은 제3도의 테이블 1에 따라 16개 합산기(300 내지 330)와 상호 접속된다("1"은 코넥션을 표시함) 이와 같이, 예를들어, 필터 12의 에너지 값(242)은 합산기 510(318) 및 516(330)에 결합된다. 합산기(300 내지 330)는 이들 합산기에 결합된 에너지 값을 합산하여 합산 값을 선택기(332)에 제공하며, 이 선택기(332)는 16개 합산 값에서 최고 합산 같을 선택한다. 최고 값을 갖는 합산기는 논리1을 갖는 선택기(332)로 표시되며 나머지 합산기는 논리 0로 표시된다(또는 반대의 상황도 가능 하다). 선택기(332)는 16중의 1선택 2진 변환기(334)에 결합되며, 변환기(334)는 합산된 최고 에너지 값을 갖는 16개 합산기중 특정의 하나를 표시하는 4-비트 디지탈 코드를 제공한다. 마스크 벡터(149)를 구비하는 2진수는 선택된 4개 필터를 식별하도록(제3도의 테이블1에 따라) 맵프될 수 있다. 이와 같이, 예를들어, 합산기 7(312)이 최고치 합을 갖는 것으로 확인되면, 필터 2, 3, 5 및 6은 선택된 4개 필터를 구비할 수 있다.

통상적으로, 11대 독립 필터중 임의 4개 필터의 선택으로 4개 필터의 330가지의 조합이 가능하다. 현대의 정보 이론을 이용하여, 이들 330가지의 가능한 조합을 9디지탈 비트로 코드하는데 여러 카운팅 알고리즘을 사용할 수 있다. 그러나, 이것은 음성 신호의 에너지량이 가청 주파수 대역 전반에 걸쳐서 임으로 나타나지 않는다는 것이 실험적으로 도시될 수 있다. 즉, 4개 필터의 가능한 모든 조합은 동일한 가능성으로 발생되지는 않는다. 그러므로, 선택된 4개 필터는 독립적이 아니며, 제1필터의 선택이 주어지면, 소정의 다른 필터가 음성 신호의 실질 에너지양을 갖는다는 측정 가능한 확률이 존재하는 것을 도시할 수 있다. 이러한 이유는는 유성음(즉 모음)에 대하여 중요한 스펙트럼 정보가 자주 선택된 수개의 필터 대역내에만 존재한다는 사실로 이루어진다. 무성음(즉, 자음)에 대하여 우세한 에너지를 포함하는 필터 대역은, 후술될 바와 같이, 비선택된 필터가 수신에서 노이즈로 채워져 무성음과 같은 노이즈를 생성시키기 때문에 중요하지 않다. 따라서, 330가지의 가능한 조합중 120개를 선택하면 선택된 필터의 정확도는 99% 확률이다. 그러나, 이러한 최적화 레벨은 자연음 재생 음성을 갖는데는 불필요하다.

본 발명에 따르면, 4개 필터의 가능한 배열을 제3도의 테이블 1에서 표시된 16개의 조합만으로 제한시킴으로써, 스피커 식별 및 자연음 충실도의 희망 특성을 갖는 우수한 음질이 제공된다. 또한, 마스크 벡터에서 필요로 되는 심볼의 수는 50% 이상까지 감소될 수 있으며, 16가지의 가능한 조합은 단지 4개 심볼만을 필요로 하는 반면에, 전체 330가지의 가능한 조합을 9개 심볼을 필요로 한다. 스펙트럼 효율은 따라서 향상 된다.

제4a도를 참조해보면, 적합한 서브 프레임 포맷(400)이 도시된다. 서브 프레임 포맷(400)은 벡테 코더(244)에 의해 발생된 4비트 마스크 벡터로 구성되는 80심볼을 구비하며 4비트 마스크 벡터는 마스크 패리티 비트(404)를 포함하여 코드되어 마스크에서의 에러 검출 방법을 제공한다. 마스크가 선택된 45개 필터를 식별하므로 수신기는 4개 필터중 어느것이 전송된 샘플을 수신하는가를 정화하게 디코드할 필요가 있다. 마스크 패리티비트 다음에 노말라이져 (138, 140, 142, 144)에 의해 제공된 선택된 4개 필터 각가에 대한 정규화 계수가 두개의 3진(3레벨) 신호로서 전송된다. 공지된 바와 같이, 두개의 3진 심볼은 9개의 상이한 정규화 계수를 식별할 수 있다. 적합한 실시예에 있어서, 각각의 정규화 스텝은 6dB이므로, 동적 범위의 54dB(9×6)이 제공된다. 그러나, 다른 장치도 사용될 수 있다. 따라서, 선택된 제1필터(SFI)의 정규화 값은 두개의 3진 신호(406)를 포함하며, 필터 SF2(408), 필터 SF3(410) 및 최종으로 필터 SF4(412)에 대한 한쌍의 3진 신호가 후속된다. 다음에, 비선택된 필터의 정규화된 에너지 값(414)은 단일 심볼로서 각각 전송된다(이들 에너지 값에 대한 정규화 계수는, 수신기가 선택된 필터의 전송된 정규화 값중 최저 값을 선택하므로 전송될 필요는 없다는 것을 상기하기로 한다). 이 다음에(정규화 될 수 있는 선택된 4개 필터 각각으로부터 나온 15샘플이 전송된다. 2진 마스크 비트, 3진 정규화 계수, 에너지 값에 대한 심볼 및 필터 샘플은 함께 본 발명의 80심볼 서브 프레임 포맷을 구성한다.

제4b도를 참조해보면, 단일 채널 심볼(424)에 대한 실시예가 통신 채널상에서 변조되어 도시된다. 적합 하게, 샘플은 계산 및 정규화된 필터 샘플의 실제 값에 비례하는 변조 크기를 갖는 8비트(256레벨) 다레벨 신호를 제공하도록 디지탈 처리된다.

샘플 변조 처리는 계산 및 정규화된 에너지 샘플의 크기를 전송하는데 사용된다. 교체로, 필터 샘플 및 에너지 샘플은 종래의 아나로그 기술을 이용하여 통신 채널상에서 변조될 수 있다. 이러한 처리는 단일 비트 이상의 정보를 단일 채널 심볼로 엔코딩하는 장점을 갖으며 노이즈 존재시 데이타 디코딩의 질이 저하되는 종래의 다레벨 데이타 전송에서 흔히 일어나는 단점을 피할 수 있다. 본 발명에 의해 제공된 노이즈 면역성을 나타내기 위하여, 예증된 노이즈 신호(426)는 채널 심볼(424)을 전와시키는 것으로 가정한다. 노이즈 신호의 진폭 및 극성에 따라, 전와된 채널 심볼은 노이즈 범위 상한 (430)만큼 높거나 노이즈 범위 하한(428)만큼 낮은 크기를 얻을 수 있다. 노이즈 섭동이 적절하면, 전와 노이즈 신소에 비례하여 회복된 샘플에서 에러가 발생하므로 수신기에서 재구성된 음성에 거의 영향을 미치지 않는다. 이와 같이, 종래 코딩 기구에서의 일상적인 복잡하고 광대한 에러 코딩 대신에, 본 발명에서는 임의 전와 파라미터가 비례 회복된 샘플 에러만을 발생하도록 디지탈 처리된 샘플을 채널 심볼로서 통신 채널에 전송한다. 이것은 노이즈 및 다른 왜곡에 대해 면역성을 제공하며 악전송 조건동안 수신된 신호의 질을 극히 적게 저하시킨다. 이와 같이, 강력하게 수신된 신호에 따라 동작하는 수신기는, 채널 심볼로부터 회복된 샘플이 이상적으로 송신기에서 디지탈 처리된 원시 샘플의 동일 값을 제공하기 위해 샘플 및 양자화되어 져야 하므로, 고품질의 회복된 신호를 얻을 수 있다 통신 "불량(fringe)"지역 부근에 위치된 수신기는, 채널 심볼로부터 얻어진 샘플이 전와되어지기 때문에, 회복된 신호에서 보다 심한 노이즈 현상을 경험할 수 있다. 상기 정규화 처리에 의해 노이즈 현상을 보다 더 감소시킬 수 있다. 사실상, 임의 회복된 샘플 에러는 음성 에너지에 관계된 정규화 계수에 비례하여 스케일된다. 이로써 효과적인 노이즈 마스킹이 실현된다.

[무선 주파수 디코더]

제5도를 참조해보면, 무선 주파수 음성 디코더 실시예(500)가 블럭선도형으로 도시되어 있다. 사실상 대부분의 엔코더/디코더 장치에서와 같이, 디코더(500)의 일반적인 목적은 엔코더(100)에 의해 제공된 초딩 처리를 역행하는 것이다. 따라서, 서브 프레임 정보를 포함하는 수신된 심볼(적합한 서브 프레임 포맷에 대해서는 제4a도 참조)은 샘플 및 양자화되며, 2진 샘플 표시는 정보(음성) 신호의 합성을 위해 디코더(500)의 입력(502)에 결합된다. 초기에는, 디멀티플렉서(504)는 직렬 전송된 정보를 선택된 4개 필터 각각의 15 샘플(506 내지 512), 관련된 정규화 계수(514 내지 520), 비선택된 필터의 7에너지 샘플(522 내지 534) 및 물론 선택된 4개 필터를 식별하는 마스크 벡터(536)를 구비하는 병렬 포맷으로 분리한다. 이들 신호 모두는 할당 디코더(538)에 의해 수신되며, 이 디코더(538)는 필터 샘플 및 에너지 샘플을 탈정규화하여 필터 샘플을 적절한 수신 필터(557 내지 567)로 루트시킨다. 비선택 필터 각각은 랜덤 노이즈로 "채워지며", 이 랜덤 노이즈는 감지된 음질을 개선하기 위해 에너지 샘플의 크기에 상응하는 적당한 진폭으로 스케일됨으로써, "공허(hollow)" 또는 이상음을 피하며 여러 인위 구조를 마스킹한다.

할당 디코더(538)는 보간기(541 내지 551)에 상기 신호 각각을 제공하며, 이들 보간기는 샘플의 샘플링 속도를 송신기에서 데시메이션율에 상응하는 계수(적합한 실시예에서 16)만큼 증가시킨다. 종래의 16개 서브 대역중에서 제1과, 제13 내지 제16서브 대역은 본 발명의 보-코딩 실시예에서는 사용되지 않는다는 것을 상기한다. 따라서, 보간기(540) 및 (552 내지 555)는 음성 신호에서는 필요로 되지 않는다. 업(up) 샘플된 신호는 엔코더(100)에서 필터(105 내지 115)의 대역폭 및 스펙트럼 위치에 상응하는 디지탈 처리된 서브 대역 필터(556 내지 571)로 루트된다. 필터(557 내지 567) 각가의 필터 출력은 결합되어 디코더(500)의 출력 포트(572)에 제공된 음성 신호를 합성시킨다.

제6도를 참조해보면, 할당 디코더(538)가 도시되어 있다. 선택된 4개 필터 각각의 15샘플(506 내지 512) 은 정규화 계수(514 내지 520)를 제2입력으로서 수신하며 샘플을 스케일하도록 동작하는 시노말라이져(600 내지 606)에 각각 결합된다. 정규화 계수(514 내지 512) 각각은 또한 디노말라이져(610 내지 622)를 통해 비선택된 7에너지 샘플(522 내지 532)를 스케일하도록 최저 정규화 계수를 선택하는 선택 회로(607)에 결합된다. 탈정규화된 샘플 각각은 종래 설계의 교점 매트릭스(632)에 결합된다. 또한, 교점 매트릭스(632)는 마스크 벡터(536)를 수신한다(624 내지 630). 마르크 벡터(536)는 11개 출력 포트(638 내지 647)로의 선택 된 4개 필터 및 비선택된 7개 필터의 출력 배열을 결정한다. 출력 포트(638 내지 647) 각각은 (필터가 선택 또는 비선택되는지에 따라) 필터 샘플 또는 에너지 샘플용 출구를 구비한다. 물론, 선택된 필터의 경우에 있어서, 필터 샘플은, 선택된 필터의 에너지 레벨이 전송되지 않았으므로, 교점 매트릭스(632)의 출력 포트 로부터 제공된다. 반대로, 비선택된 필터의 출력 포트는 에너지 샘플은 포함하지만 필터 샘플은 포함하지 않는다.

출력 포트(638 내지 647)로부터 나온 에너지 샘플 각각은 노말라이져(648 내지 658)에 결합되어 노이즈 발생기(659 내지 669)에 의해 제공된 랜덤 노이즈의 진폭을 제어한다. 이러한 장치는 비선택된 필터의 에너지의 크기에 비례하여 스케일된 노이즈 신호를 제공한다. 비선택된 필터를 통해 강제로 스케일된 노이즈 신호는 보다 완전하며 보다 인식하기 용이한 합성된 음성 신호를 제공하는 노이즈형 무성음(즉, 자음)에 근사 한다. 노이즈 소스(659 내지 669)는 11개 필터 각각에 대해 독립 노이즈 소스일 수 있거나, 모든 노말라이져(648 내지 658)에 루트된 단일 노이즈 소스일 수 있거나, 랜덤 노이즈는 적합한 소프트웨어 알고리즘으로 발생될 수 있다.

필터 샘플 및 정규화된 랜덤 노이즈는 전송 게이트쌍(670/670' 내지 680/680')에 결합된다. 전송 게이트(670'/680') 각각은 전송 게이트쌍 각각이 상응하는 온/오프 장치를 갖도록 배열된 관련된 반전기(681 내지 691)를 포함한다. 즉, 예를들어, 전송 게이트(670)가 온이면, 전송 게이트(67O')는 오프이다. (또한 반대 현상도 가능하다) 전송 게이트쌍은 판독 전용 메모리(ROM) 조사표에 의해 제공된 11개 제어 라인(692)으로 제어된다. ROM 조사표(634)는 제3도의 테이블 1에 따라 11개 제어 라인(692)내로 4비트 마스크 벡터(536)를 맵프시킨다. 이러한 방법으로, 선택된 4개 필터의 필터 샘플 및, 비선택된 필터 각각의 정구화된 랜덤 노이즈는 합산기(695 내지 695k)로 루트된다. 전송 게이트쌍이 교대 배열로 도통되므로, 합산기(695a 내지 695k)는 필터 샘플 또는 스케일된 랜덤 노이즈를 제5도의 보간기 (541 내지 551)로 통과시킨다.

(제1 및 5도 가각의) 엔코더(100) 및 디코더(500)가 편의상 하드웨어 블럭선도 형태로 포시되어졌더라도, 본 기술분야에 숙련된 자에게는 이들 장치체 대한 적합한 물리적 실시예가, 예를들어, 모토로라 인코포레이 티드에서 제조된 DSP 56000 또는 이의 기능과 동일한 제품과 같은 디지탈 신호 처리기(DSP)를 구비할 수 있다는 것에 인식된다. 따라서, 본 발명에 의하면 독자적으로 또는 외부 마이크로 프로세서와 함께 DSP의 계산 역량을 이용하여 본 발명의 음성 코딩 장치의 신뢰도를 개선시키는 다른 장점이 제공될 수 있다.

제4a 및 4b도에 관련하여 기술된 바와 같이, 본 발명의 적합한 서브 프레임 포맷은 80심볼을 구비하며. 이들 심볼중 단자 하나만이 패리티 심볼을 나타낸다. 본 발명에 따르면, 부가 에러 보호 또는 다른 코딩은 에너지 심볼 또는 필터 샘플에 제공되지 않는다 이와 같이, 본 발명은 본 발명의 디코더(500)에서 필요한 필수 정보만을 전송하는 것은 명백하다.

그러나, 장기간 계속된 딥(deep)페이드는 전송된 신호를 적절하게 수신하는데 악영향을 끼칠 수가 있다. 따라서, 본 발영은 사전 수신된 여러 서브 프레임으로부터 얻은 정보를 기억하는 "히스토리 테이블(history table)"의 창조 및 보존을 고려한다. 추가로, 상기 정보는 관련된 웨이팅 계수를 포함하여 상기 정보의 신뢰도의 신뢰를 측정한다. 이러한 웨이팅 계수는, 예를들어, 특정 서브 프레임을 수신하는 순간에 수신된 신호 강도에 관련하여 발생될 수 있다. 이러한 방법으로, 수신된 에너지 심볼 및 정규화 계수의 히스토리는 보존될 수 있으며, 설정된 히스토리에서 표시된 편이가 나타나면, 디코더(500)는 (독자적으로 또는 사전의 여러값에 대한 평균으로) 히스토리 간에 지지하며 편이를 무시할 수 있다.

본 발명에 의해 제공된 히스토리 테이블 방법은 각각의 서브 프레임이 30㎳의 음성을 표시하므로 수행가능하다. 음성 코딩 기술에 숙련된 자에게는 음성이 특히 독특한 신호이며, 이 신호의 특성을 검사함으로써 음성 패턴에서 표시된 편이는 일반적으로 단시간 주기동안은 발생되지 않는다는 것이 인식된다. 히스토리 테이블의 소자 각각이 정확한지에 대한 가중된 신뢰와 함게. 히스토리 테이블에 기억된 값과 음성 신호의 특성을 인정하며, 본 발명은 부가 에러 정정 또는 패리티 심볼의 필요없이 보상 기술을 제공한다. 사용된 특정의 DSP가 충분한 내장 RAM을 갖으면, 히스토리 테이블은 편리하게 요칩에 기억된다. 교체로, 그러나, DSP는 오프칩 RAM과 통신할 수 있거나 또는 마이크로프로세서 또는 동일 제어 장치로 제공된 정보 를 수신할 수 있다.

[와이어 라인 엔코더]

제7도를 참조해보면, 본 발명의 와이어 라인 엔코더(700)는 블럭선도 형태로 도시되어 있다. 와이어 라인 엔코더(700)는 입력(102)에서 정보 신호를 수신하여, 선택된 4개 필터의 정규화된 샘플과 비선택된 7개 필터의 정규화된 에너지 값과 필터 장치를 식별하는 마스크 벡터를 제공하는 RF 엔코더(100)와 동일하게 동작한다. 그러나, 와이어 라인 엔코더(700)에서 이들 신호는 샘플 맵퍼(702)에 제공된다.

샘플 맵퍼(702)는 6개 필터(716 내지 726)로 처리하기 위한 위한 오버헤드 데이타 및 샘플을 배열한다. 제1도에 관련하여 기술된 디지탈 필터와 동일하게, 디지탈 처리된 6개 필터 각각은 250㎐의 대역폭을 갖으며 최저 필터는 750 내지 1000㎐ 스펙트럼 위치를 점유하여 최고 필터는 2000 내지 2250㎐에서 스펙트럼 위치된다. 이들 필터 선택은 표준(즉, 보상되지 않은)전화선의 이용 대역폭에서 엔코드된 정보 신호를 집중시키 도록 설계된다. 물론, 다른 필터와 선택도 가능하지만, 기술된 스펙트럼 위치가 적합된다. 샘플 맵퍼(702) 와 필터(716 내지 726)사이에는 6개 보간기(704 내지 714)가 위치되며, 이들 보간기는 출력 신호(728)와 결합하기 전에 신호의 샘플링 속도를 증가시킨다. 보간기(704 내지 714)의 보간율은 데시메이터 (122 내지 132)에 의해 제공된 데시메이션율과 동일하게 되도록 선택된다.(적합한 비율은 16임)

상기 처리는 디지탈 처리된 샘플에 대한 비례를 유지하기 위하여 변조된 크기를 갖는 6개 동시에 발생한다. 발생 처리를 위해 서브 대역 필터를 사용하면 부반송파를 효율적으로 "패킹"하며 한 부반송파에서 인접한 부반송파로의 정보 "누설"은 최소화된다.

적합한 장치에 있어서, 샘플 맵퍼(702)는 필터 3(720)을 통해 마스크 벡터 심볼(402), 마스크 패리티 심볼(404) 및, 3진 정규화 심볼(406, 408 및 416)을 통과시킨다. 동시에, 3진 정규화 계수(412) 및 7에너지간 심볼(414)은 필터 4(722)를 통해 통과된다. 동시에, 선택된 필터 1(416)의 15 샘플은 제2필터(718)를 통해 루트되며, 선택된 필터 2(418)의 15 샘플은 필터 5(724)를 통해 루트되며, 선택된 필터 3(420)의 15 샘플은 필터 1(716)을 통해 루트되며, 필터 4(422)의 샘플은 필터 6(726)을 통해 루트된다. 또한, 동기화 심볼은 6개 필터 전반에 걸쳐(채널을 등가화시키는데 사용될 수 있는) 동기화 패턴을 제공하도록 필터(716 내지 726) 각각을 통해 통과된다. 물론, 이들 샘플 및 심볼에 대한 다른 장치도 가능한데, 단지 필요조건은 디코딩 샘플 맵퍼(828)가 적절한 회복을 허용하기 위하여 엔코딩 샘플 맵퍼로서 역기능 장치를 수행한다는 것이다.

[와이어 라인 디코더]

제8도를 참조해보면, 본 발명의 와이어 라인 디코더(800)는 블럭선도 형태로 도시된다. 제7도의 샘플 맵퍼(702)에 따라 포맷되어진 수신 정보는 입력 포트(802)에서 샘플 및 양자화되어 와이어 라인 디코더(800)로 루트된다. 입력 포트(802)는 수신된 정보를 디지탈 처리된 6개 필터(804 내지 814)에 결합시키며, 필터(804 내지 814)는 데시메이터(816 내지 826)에 결합된다. 필터(804 내지 814)의 대역폭 및 스펙트럼 위치는 엔코더(700)의 필터(716 내지 726)와 상응하며, 데시메이터(816 내지 826)는 송신기의 보간율과 등가인 비율(적합한 실시예에서 16)로 데시메이션한다. 물론, 적합한 등가화와 프레임 및 심볼 등기화하는 필터링 처리 이전 또는 이후에 달성되어져야 한다.

서브 대역 필터되고 데시메이트된 정보는 샘플 맵퍼(702)의 역할당 기능을 제공하는 샘플 맵퍼(828)에 제공된다. 이와 같이, 선택된 필터(506 내지 512)의 15필터 샘플, 이들에 관련된 정규화 계수(514 내지 520), 비선택된 7개 필터 (522 내지 534)의 정규화된 에너지 샘플 및, 마스크 벡터(536)가 할당 디코더(538)로 루 트된다. 이러한 점에서, 와이어 라인 디코더(800)는 제5도에 관련하여 기술된 RF 디코더(500)와 동일하게 동작한다. 출력 포트(572)에 합성된 음성 신호가 제공된다.

RF 엔코더(100) 및 디코더(500)에 대해 기술된 바와 같이, 와이어 라인 엔코더(700) 및 디코더(800)에대한 적합한 물리적 장치는, 예를들어, 모토로라 DSP 56000등과 같은 디지탈 신호 처리기(DSP)를 구비한다. 이러한 방법으로, 특정 정보의 사전 수신된 레벨로부터 표시된 편이를 무시하는 "히스토리 테이블"보상 장치는 수신된 와이어 라인 신호의 양호한 수신을 향상시키는데 사용될 수 있다.

물론, 비보상된 전화 채널의 대역폭이 매우 협소하므로, 한번에 단지 한 정보 신호만이 전송될 수 있다. 그러나, 와이어 라인 경우에 있어서는 음성 보안을 보증하기 위해 암호화가 제공될때 진정한 개선점이 제공된다. 본 발명에 따르면, 일단 음성 신호가 제7도에 관하여 기술된 바와 같이 보-코드되어지면, (후술될 바와 같이) 오버헤드 데이타 및 샘플의 암호화가 제공되어 표준(비보상된) 전화 채널상에서 현재 이용가능한 대역폭내에서 완전한 음성 보안을 보증할 수 있다. 종래의 와이어 라인 디지탈 암호화 기술은 일반적으로 상당히 복잡한 모템, 특히 보상된 전화선을 필요로 하며 바람직하지 않은 음성 재구성을 제공하는 매우 낮은 비트 속도 음성 코더를 사용한다. 이것은 전화 시장에서 음성 보안 역량에 심한 제한을 준다. 본 발명에 따르면, 음성 보안은 특별히 보상된 전화선이라는 악조건 없이도 쉽사리 제공될 수 있다.

[무선 주파수 통신 시스템]

제9도를 참조해보면, 무선 주파수 송신기(900)는, 비이상적인 무선 주파수 통신 채널(904)를 통해 무선 주파수 수신기(902)와 통신한다. 통신 채럴(904)은 노이즈 전와, 신호 페이딩 및 다른 악현상이 전송된 신호에 대한 등급을 변화시킴에 있어서 계속적으로 동작되는 것으로 고려된다는 점에서 비이상적인 것으로 고려된다.

송신기에서, 음성 신호는 음성 신호를 샘플 및 디지트화하는 A/D 변환기에 결합된 마이크로폰에 인가된다. 양자화된 음성 신호 샘플은 제1도에 관련하여 기술된 바와 같이 동작하는 음성 엔코더(100)에 인가된다. 음성 엔코더(100)는 적합한 서브 프레임 포맷(제4a도)에 따라 포맷된 정보를 시분할 멀티플렉서(TDM) 프레임 포맷터(909)에 제공한다. 프레임 포맷터(909)는 서브 프레임을 이하에서 상세히 기술될 적합한 프레임(채널)포맷으로 배열한다. TDM 프레임은 (점유 대역폭을 최소화하기 위한 적합한 필터링을 포함하는) 주파수 변조기(914)에 인가되며, 이 변조기(914)는 디지탈 처리된 (또한 필터된) 샘플을 주파수 변조된 채널 심볼로 변화시킨다. 본 발명에 따르면, 임의 다른형의 다레벨 디지탈 또는 아나로그 변조가, 진폭변조, 위상 변조, 또는 진폭 또는 각 부반송파 변조를 포함하여 사용될 수 있다. 이 다음에, 비이상적 통신 채널(904)을 통해 전송하기 위해 생성된 신호는 증폭되고(916) 안테나(918)에 인가된다.

수신기에서, 안테나(920)는 전송된 정보를 수신기(902)에서 이용 가능한 주파수 스펙트럼을 적절하게 대역 제한시키는 사전 선택기(922)에 전송한다. 사전 선택기(922)로부터 필터되어 수신된 정보는 적합한 중간 주파수(IF)까지 다운(down) 변환기(924)에 의해 RF 반송파에서 제거된다. IF 필터는 또한 적합한 FM 복 조기(928)로 복조되어진 수신된 신호의 대역을 제한시킨다. 다음에, 정보는 변조기(914)내에서 필터링함으로써 초래된 전송된 정보의 지연 및 다른 전와, IF 필터링 및 통신 시스템에서 공지된 다른 지연을 보정하도록 동작하는 이퀄라이저(930)에서 이퀄라이즈된다. 현재 이퀄라이즈된 TOM 프레임은 A/D 변환기 (932)에 인가되며, 이 변환기(932)는 디지탈 신호 처리기(DSP)를 사용하여 다지탈 처리될 수 있는 수신된 심볼을 2진형으로 변환시킨다. 채널 심볼의 디지트화 후에 DSP내에서 이퀼라이제이션 모두 또는 어느 정도가 디지탈 처리될 수 있다. 물론, 적합한 클럭 신호가 회복되어져, 음성 디코더(500)에 인가되어질 서브 프레임을 완전히 분해하는 TDM 프레임 디포맷터에 제공된다. 음성 디코더(500)는 제5도에 관련하여 기술된 바와 같이 동작하며 합성된 신호를 D/A 변환기(936)에 제공된다. 이로써 합성된 음성 신호는 스피커(938)에 인가되어 회복 처리가 완료된다.

[RF 채널 프로토콜]

제10도를 참조해보면, 적합한 내향(즉 모빌에서 중계기로) 및, 외향(즉, 중계기에서 모빌로) 우선 주파수 채널 프로토콜이 도시된다. 제10도에서 도시된 바와 같이, 적합한 TDM 슬롯은 제4a도의 8개 서브프레임을 구비한다. 각각의 프레임은 4개 슬롯을 구비한다. 따라서, 4개 음성 메세지는 종래의 25㎑ 채널 공간을 갖는 단일 RF 육상 이동 통신 채널상에 동시에 존재한다. 이와 같이, 3개의 다른 TDM 슬롯에는 제10도에서 도시된 단일 슬롯이 후속된다.

내향 채널 프로토콜(1002)은 길이가 39 심볼과 동일한 "보호 시간"으로 개시된다. 보호 시간은 송신기의 합성기가 주파수를 변경하여 안정화하고, 전력 증폭기가 활성화하는데 소요되는 수신-송신(R/T) 시간을 포함한다. R/T부(1006)는 동기화 패턴(1008)에 선행하며, 이 패턴(1008)은 슬롯의 시작을 표시하는 16 심볼 동기화워드를 구비한다. 동기화워드(1008) 다음에 8개 정보 서브 프레임 (1010 내지 1024)이 전송된다. 다음에, 송신측을 식별하는 16개 심볼 식별 코드(1026)가 전송된다. 최종으로, 근거리 및 원거디 송신 모빌 유닛으로부터(중계기에서 도시된 바와 같이) 전송 지연 시간의 변화를 허용하는 TDM 슬롯 다음에 9개 심볼 전파 제한부(1028)가 제공된다. 상술된 바와 같이, 제1슬롯(1002) 다음에는 3개의 동일한 슬롯이 바로 후속되어 채널당 4개 음성을 수신한다.

4개 슬롯은 두개의 전이중 대화, 4디스패치 대화, 또는 한 전이중 및 두 디스패치 대돠의 임의 조합을 구 비할 수 있다. 이들 할당은 시스템 로딩에 자동적으로 의거된 전송 모빌의 요청에 의해 또는, 예를들어, 시간으로 정해진 주기적인 원리에 따라 동적으로 변화될 수 있다. 물론, 데이타 메세지는 하나 이상의 슬롯동 안 혼합된 음성/데이타 통신 시스템으로 음성 메세지 대신에 송신될 수 있다.

외향 채널 프로토콜(1004)은 도팅 패턴의 48 심볼로 개시된다.(도팅 패턴이란 수신용 모빌이 비트 동기화를 이루도록 통상으로 전송된 종래의 1-0-1(등등) 패턴이다) 도팅 패턴(1030) 다음에, 16심볼 동기화워드(1032)가 수신용 모빌에 동기화 마터를 제공하도록 전송된다. 동기화워드(1032) 다음에, 5심볼 슬롯 ID (1034)가 전송되며, 이어서 11심볼 감시워드(1036)가 전송된다. 5심볼 슬롯 ID(1034)는 수신용 모빌이 슬롯이 전송되어지는 트랙을 보존할 수 있도록 다음 슬롯을 식별한다. 11감시 심볼(1036)은, 예를들어, 전이중 대화, 디스패치 대화, 데이타 메세지를 수생하며 무선 주파수 채널로 통신 제어에 관한 다른 파라미터를 변화시키기 위해 슬롯 지정 및 할당을 제어한다. 상기 감시 정보 다음에, 단일 외향 TDM 슬롯은 구비한 8 서브 프레임(1038 내지 1052)이 전송된다. 상술된 바와 같이, 프레임당 4TDM 슬롯은 종래의 통신 시스템으로 4-1 스펙트럼 개선이 가능하다.

[암호화]

제113도를 참조해보면, 보안 송신기(1100)가 블럭선도 형태로 도시되어 있다. 제11a도에 있어서, 암호화 장치(1101)는 음성 신호가 마이크로폰(906)에 의해 인가된 제9도의 송신기부(902)에 적용되어 도시되며, 마이크로폰(06)은 음성 에너지를 코덱(codec, 1102)에 의해 샘플 되어지는 전기 신호로 변환시킨다. 코텍은 제1 내지 4a도에 관련하여 기술된 같이 서브 프레임 포맷을 형성하는 엔코더(100)로 루트되어진 음성 신호를 디지트화한다. 그러나, 서브 프레임 포맷의 데이타 오비 헤드부(402 내지 412)는 디지탈 스크램블러(1108)로 루트된다. 디지탈 스크램블러(1108)는 종래 설계 무성일 수 있으며 임의 독점 암호화 알고리즘을 이용하여 오버헤드 정보를 암호화할 수 있거나, 또는 미국 표준 사무국에 의해 공표된 데이타 암호화 표준(DES)을 이용할 수 있다. 양자화된 에너지 샘플(414) 및 선택된 필터 각각의 양자화된 15 필터 샘플은 모듈러스 가산기(1110)로 루트된다(1106) 모듈러스 가산기(1110)는 제2입력으로서 양자화된 암호화 벡터(r로 표시)(112)를 수신하며, 이 벡터는 양자화된 필터 샘플(X로 표시)에 가산되어 암호화 및 양자화된 샘플 (S로 표시)이 제공된다. 양자화된 정보 샘플에 가산된 모듈로인 임의로 발생되어 양자화도니 암호화 벡터를 사용하는 암호화 기술은 통상 "샘플 마스킹"르로서 참조된다.

본 발명의 암호화 장치에 따르면, 디피탈 암호화 오버헤드 및 "샘플 마스크"양자화된 에너지와, 필터 샘플은 TDM 슬롯을 배열하도록 동작하는 TDM 포맷터 (909)에 제공된다(제10도 참조). 포맷된 슬롯 정보는 제9도의 변조기(914)에 관해 기술된 바와 같은 임의의 적합한 변조기로 루트된다.

제11b도를 참조해보면, 보안 수신기(1126)는 수신기부(904)에 적용된 암호화 장치(1112)를 구비한다. 회복된 TDM 프레임은 샘플 및 양자화되어(932), 회복을 용이하게 하기 위해 클럭 신호(933)를 제공하는 클럭 회복 회로(934)로 통과한다. 샘플 및 양자화된 TDM 프레임은 또한 서브 프레임을 복호화 장치(1112)로 루트시키는 TDM 프레임 디포맷터(935)에도 인가된다. 복호화는 서브 프레임의 디지탈 모버헤드부를 디지탈 디스크램블러(1118)로 루팅함으로써(1114), 제11a도에 관하여 기술된 암호화와 동일한 방법으로 달성된다. 물론, 송신기(1114) 및 수신기(1124)에서 암호화 발생기가 동기적으로 동작되는 것을 보증하기 위해서는 적합한 동화가 이루어져야 한다. 샘플 마스크된 음성 및 에너지 샘플은 모듈러스 가산기(1120)로 루트되고(116), 이 가산기(1120)는 암호화된 벡터(5로 표시)에서 마스크 벡터(r로 표시)를 감산피킴으로써 원시 샘플(X로 표시)을 회복한다. 암호화 발생기(1124)는 샘플 벡터에 가산되고 감산되어질 동일한 마스크 벡터(r)를 제공하는 암호화 발생기(1114)은 실제로 동일하다. 복호화된 오버헤드 및 샘플부는 음성 신호를 재구성하도록 샘플을 디지탈 처리하는 디코더(500)에 제공된다. D/A 변환(936)후에, 재구성된 음성 신호 는 스퍼커(938)에 인가되어 회복 처리를 완료시킨다.

제12a도를 참조해보면, 샘플 마스크 기술의 기본적인 동작이 도시되어 있다. 초기에는, 8비트 다레벨 샘플(1200)이 두 임계치(+A와 -A)간에 제공된다. 임계치는 최적화된 동적 범위를 보증하기 위해 (제1도에 관련되어 기술된) 정규화에 대한 한계치와 동일하게 되도록 편리하게 설정될 수 있다. 256 레벨 샘플(X)(1200)은 8비트 마스크 벡터(r)(1204)에 가산된다. (1202) 마스크 벡터(1204)는 임의 극성 및 크기를 갖는다. 본 실시예에서, 합은 전송될 암호화된 샘플인 8비트 다레벨 샘플 마스크된 벡터(S)(1206)와 동일 하다.

제12b도에서, 샘플 마스킹에 대한 다른 실시예가 도시되어 있다. 8비트 샘플(X)(1208)은 8비트 마스크 벡터(r)(1210)에 가산되어 임계치내에 존재하는 8비트 샘플 마스크된 벡터(S)(1212)를 제공한다. 따라서, 더 이상의 다른 동작은 필요치 않으며, 샘플 마스크된 벡터(5)가 전송될 수 있다.

그러나, 제12c도에서, 8비트 마스크 벡터(r)(1216)에 가산될때 8비트 샘플(X)(1214)은 상한 임계치(+A)로 델타량(A)(1218)만큼 초과한다. 따라서, 상한 임계치를 초과하기 때문에, 암호화된 샘플은 하한 임계치(-A)를 통해 동일 데이타량(

)(1218)만큼 "랩 어라운드(wrap aroud)"되며 샘플 마스크된 벡터(1220)는 벡터(S)의 8비트 부호 및 진폭을 설정함으로써 구성되어(1218)에 의해 식별된 범위의 상한부에 대응한다. 본 기술 분야에 숙련된자에게는 "랩 어라운드"처리가 간단한 모듈로 가산의 특성인 것에 인식된다.

제12d도에서, 8비트 마스크(r)(1224)에 가산될때 8비트 샘플(X)(1222)은 하한 임계치(-A)를 델타량(

)(1226)만큼 초과한다. 따라서, 이러한 샘플은 상한 임계치(+A)를 동일 델타량(A)(1226')만큼 "랩 어라운 드"하며 8비트 샘플 마스크된 벡터(S)(1228)는 하한 임계치 초과량에 대응하도록 배열된다.

이러한 방법으로, 양자화된 에너지 및 필터 샘플은 효율적으로 마스크되어 종래의 2진 암호화 시스템으로 제공된 보안에 필적할만한 음성 보안을 제공할 수 있다. 본 기술분야에 숙련된 자에게는 비록 암호화 장치(1101 및 1112) RF 엔코더(100) 및 디코더(500)에 관련하여 기술되어졌더라도, 암호화는 샘플 맵퍼(702)전에 또한 샘플 맵퍼(828) 다음에 상호화 장치(1101) 및 복호화 장치(1112)를 배치함으로써 와이어 라인 엔코더(700) 및 와이어 라인 디코더(800)에 쉽사리 제공되어 표준(즉, 비보상된) 전화선으로 완전한 음성 보안 을 제공할 수 있다는 것에 인식된다.

Claims (5)

1. 통신 채널을 통해 정보 신호를 전송하기 위해, (a) 디지탈 코드된 샘플을 제공하도록 정보 신호중 적어도 일부를 샘플링 및 양자화하는 단계를 구비하는 정보 신호 전송 방법에 있어서, (b) 디지탈 처리된 샘플을 제공하도록 상기 디지탈 코드된 샘플중 적어도 일부를 처리하며, (c) 상기 디지탈 처디된 각각의 샘플 특성에 비례하는 변조 크기를 갖는 채널 심볼을 제공하도록 상기 디지탈 처리된 샘플중 적어도 다소의 샘플을 사용하여 통신 채널을 변조하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 신호 전송 방법.
2. 처리된 샘플 또는 에너지 값중 적어도 하나 이상의 특성에 비례하는 변조 크기를 갖는 채널 심볼를 포 함한 전송된 신호에서 실제 정보 신호를 표시하는 정보 신호를 재구성하기 위한 방법에 있어서, (a) 전송된 신호를 수신하여, 회복 처리된 샘플 및 회복된 에너지 값을 제공하며, (b) 회복된 각각의 에너지 값에 대하여 상기 회복된 에너지 값에 관련된 진폭을 갖는 배경 신호를 발생하고, (c) 디지탈 코드된 샘플을 제공하도록 방기 회복 처리된 샘플에 대해 동작하고, (d) 결합된 신호를 제공하도록 상기 디지탈 처리된 샘플 및 상기 배경 신호를 결합하고, (e) 재구성된 정보 신호를 제공하도록 상기 결합된 신호를 디지탈-아나로그 변환하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 신호 재구성 방법.
3. 제1항에 있어서, 상기 변조 단계는, 상기 채널 심볼을 제공하기 위해 상기 처리된 샘플의 서브셋트중 최소한 다소의 서브셋트와 상기 선택된 에너지 값중 최소한 다소의 에너지 값을 사용하여 무선 주파수 통신 채널을 변조하는 단계를 또한 구비하며, 상기 채널 심볼 각각은 상기 처리된 샘플 또는 에너지 값 각각의 최소한 하나 이상의 특성에 비례하는 변조 크기를 갖는 것을 특징으로 하는 정보 신호 전송 방법.
4. 제1항에 있어서, 상기 변조 단계는, 상기 채널 심볼을 제공하기 위해 상기 처리된 샘플의 서브셋트중 최소한 다소의 서브셋트와 상기 선택된 에너지 값중 최소한 다소의 에너지 값을 사용하여 와이어 라인 통신 채널을 변조하는 단계를 또한 구비하며, 상기 채널 심볼 각각은 상이 처리된 샘플 또는 에너지 값 각각의 최소한 하나 이상의 특성에 비례하는 변조 크기를 갖는 것을 특징으로 하는 정보 신호 전송 방법.
5. 통신 채널상에서 정보 신호를 엔코딩하고 변조시키기 위하여, 디지탈 코드된 샘플을 제공하도록 정보 신호중 최소한 일부를 샘플링 및 양자화하는 수단을 구비하는 엔코더에 있어서, 서브 대역 엔코드된 샘플을 제공하도록 상기 디지탈 코드된 샘플을 서보 대역 디지탈 엔코딩하는 수단과. 상기 각각의 서브 대역 엔코드된 샘플의 특성에 비례하는 변조 크기를 갖는 채널 심볼을 제공하도록 상기 서브 대역 엔코드된 샘플 중 최소한 다소의 샘플을 사용하여 통신 채널을 변조하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 신호 엔코더.

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