JPH03500118A - 情報信号を通信するためのスペクトル的に効率のよい方法 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 情報信号を通信するためのスペクトル的に効率のよい方法 舘１也立 この発明は一般的には情報信号のスペクトル的に有効な送信に間し、かつより特 定的には情報符号化器（コーグ）により処理されている情報信号の送信に関し、 そしてさらに特定的にはサブバンド符号化器を用いて処理される情報のスペクト ル的に効率のよい送信に向けられている。

１１弦」 音声符号化器（ボコーダ）が技術上知られている０通信システムに関しては、い ずれのボコーダの目標も音声信号をチャネルによって送信するために符号化（エ ンコード）することである０通信チャネルはしばしば情報運搬能力（帯域幅）に おいてかなり制限されているから、送信のために必要とされる符号化された情報 の量は最小化されることが好ましい、従って、音声コーディング（ボヨーディン グ）処理は通常受信機に送信された時必要な成分か再生され（あるいは推定され ）るようにしそれにより元の音声入力の知覚的に受容可能な再生物の合成を許容 する情報のみを保持しながら、冗長なスペクトル的要素（あるいは他の不要な情 報）を捨てることによって情報信号を圧縮することを必然的に伴う、当業者は音 声信号は多量の冗長または不要な情報を含んでいることを理解するであろう。

音声の生成はある共振構造を有する、フィルタ（例えば、声道）を駆動する、励 起信号（例えば、声帯により発生される音声インパルス）としてモデル化するこ とができる。

話される音声は時間的に変化するが、これは励起信号および／またはフィルタが 時間により変化するからである。ＢＪ起は無声音（例えば、子音）に対してはノ イズのようであり、かつ有声音（例えば、母音）に対しては周期的であるように 見える。支配的には、かつ特に有声音に対しては、本質的な会話エネルギの大部 分はたったの数個の周波数サブバンドに集中しておりかつ大部分のエネルギを含 むこれらの特定の周波数帯域は一般に時間に対してゆっくりと変動する。これら のスペクトル的なピークの付近に含まれる情報のみを送信することは入力音声の 合理的な再構成を提供するために通常必要とされるもののすべてである。このよ うな方法はよく知られたデジタル適応型サブバンドボコーダに対する基礎を形成 し、これは複数のスペクトル的なサブバンドの内の固定された数のビットを割当 てるよう試み、それにより最高エネルギのサブバンドにおける音声信号成分の再 生の精度が最大となる。

ボコーダのデータレートを最小化する努力において、伝統的な低ビツトレートデ ジタル符号化音声を用いるシステムは一般に元の音声信号からオーディオ品質に おいてかなりの劣化を示す、そのようなコーグを用いる無線通信システムの使用 者は典型的に送信アンテナからの受信機の距離に関して不変の、このような劣化 を経験する。従って、受信機が送信アンテナから２５マイルであるかあるいは２ ５ヤード離れているかに係わらず、得られるオーディオ品質はさらに劣化を生ず るビットエラーがない限り本質的に固定されたままである。

一般に、今日のボコーダの設計者は例えば、デジタルフィルタの動作上の再現性 、デジタル回路のエージングによる変動に対する免疫性、そして温度、湿度、振 動および他の不利な条件に対するデジタル回路の自然の変化がないことのような 、デジタル信号処理の有利性を好適に利用する。

また、デジタル音声コーグから情報を送るための現代の方法はスペクトル的な効 率の悪さを生じ、このため冗長な音声情報を除去することによって達成される利 点と妥協することができる９例えば、高品質のアナログの無処理音声信号はほぼ ４ＫＨｚの帯域幅を占める。（パルス符号変調（ＰＣＭ）による）デジタル化の 後、この信号のデジタル表現は６４　ｋ　ｂ　／　ｓのデータレートを有し、は ぼ３０ＫＨ２の帯域幅を占有する（伝統的な２進チヤネル変調技術を用いるしの と仮定して）、より重要でないスペクトル成分を除去しくそれにより、１０　ｋ 　ｂ　／　ｓ程度の低いレートにおいて適切なオーディオ品質を提供する）なめ に伝統的なサブバンドコーグにおいてがなりの処理を行なった後でも、２進変調 を用いる音声信号の送信は依然として元のアナログ信号より多くの帯域幅を要求 する。

（単一ビットより多くを符号化するためにチャネルシンボルが用いられる）伝統 的なマルチレベル変調技術を必要な送信帯域幅を減少するために利用することが できるが、これはチャネルの損傷に対する強さを代償としてそのようにすること ができるのである。減少されたｌ小化されな）数の送信ビットが正しく受信され ることが必須である。今日の低ビットレート音声コーグに対しては、１％より低 い誤り率（ノイズまたはチャネルのフェーディングによる）は保護されていない 信号を識別不能にするであろう、伝統的な陸上移動チャネルにおいては、このよ うな低い誤り率を達成することはマルチパスフェーディングのため特に困難であ る。従って、送信信号にエラーコーディングを付加して音声信号を表わすビット のエラー検出または訂正を行なうことが一般的なプラクティスである。しかしな がら、付加的なコーディングは送信ビットの数を増大させ、かつ従ってさらにシ ステムのスペクトル的な効率を低下させる。

いくらかの設計者はこの損害を送信ビットのサブセットを選択的にエンコードす ることにより補償することを試みている。

従って、回復された信号におけるはるかに勝れたオーディオ品質を提供しながら 、信頼性および最大のスペクトル効率の組合わされた通信目標に適合する、音声 コーグにおいて処理されている情報を送信するための方法を技術的に提供する必 要性が存在する。

九叶二且Ｉ 要約すれば、本発明によれば、音声信号のような、情報信号がサンプルされ、量 子化され、かつ例えばサブバンドエンコータを用いてデジタル的に処理される。

サブバンドエンコーダにより生成されるデジタル的に処理されたサンプルは通信 チャネルに変調されそれぞれのデジタル的に処理されたサンプルのある特質（好 ましくはサンプルの大きさ）に比例する変調の大きさを有するチャネルシンボル を生成する。チャネル変調のこの技術は高い信号強度の間は、受信機においてデ ジタル的に処理されたサンプルの極めて勝れた評価を提供する。これは受信機の 音声の再構成に便宜を与えそれによりより高い品質の音声信号を提供する。

受信信号が劣化するにつれて、デジタル的に処理されたサンプルの評価の精度も 劣化し、従って、信号の完全な損失に反し再構成された信号がゆるやかに劣化す る。無線周波送信の実施例に関してみると、本発明の全体的効果は改善されたス ペクトル的な効率を与えながら、ノイズの汚染に対する退しさを提供する。

本発明の他の観点によれば、デジタル的に処理されたサンプルの暗号化＜　ｅｎ ｃｒｙｐｔ　１ｏｎ）が通信の秘密性を保証するために提供される。

最後に、本発明の他の見地によれば、有線による実施例は（低周波応答を有しな い）標準の（補償されていない）狭帯域電話チャネルに対しスペクトル的に効率 のよい通信（暗号化を含む）を提供する。

Ｉ亙立星皇ｌ盈ｊ 第１図は、本発明による無線周波エンコーダのブロック図、 第２図は、第１図の割当てセレクタのブロック図、第３図は、第２図のベクトル コーグのブロック図、第４ａ図は、本発明の好ましいサブフレームのチャネルフ ォーマットを示す説明図、 第４ｂ図は、音声サンプルおよび汚染ノイズ信号の説明図、 第５図は、本発明に係わる無１ａＷＩ波デコーダのブロック図、 第６図は、第５図のアロケーションデコーダのブロック図、 第７図は、本発明の有線エンコ・−ダを示すブロック図、第８図は、本発明の有 線デコーダを示すブロック図、第９図は、第１図のエンコーダおよび第５図のデ コーダを用いた無線周波送信機および受信機を示すブロック図、第１０図は、好 ましい入−中継器および出−移動時分割多重ＲＦチャネルプロトコルの説明図、 第１１ａ図は、本発明に係わる暗号化を用いた無線周波送信機を示すブロック図 、 第１１ｂ図は、本発明に係わる暗号化を用いた無線周波受信機を示すブロック図 、 第１２ａ図から第１２ｄ図までは、本発明の好ましい暗号化技術を示す説明図で ある。

Ｌｔ−レ止に１匠血１舅ス旦１ 本発明は、例えば、音声、ビデオ、テレメトリまたは同様の信号であって冗長ス ペクトルまたは他の不要の情報を含むかあるいは含むようにされた信号のような 情報信号の占有送信帯域幅を減少するよう動作する。該情報信号はサンプルされ 、量子化され、かつデジタル的に処理されてデジタル的に処理されたサンプルを 生成する６通信チャネルがデジタル的に処理されたサンプルを用いて変調されそ れぞれのデジタル的に処理されたサンプルの特質に比例する変調の大きさを有す るチャネルシンボルが生成される０本発明によれば、好ましい送信信号は情報信 号の適正な再構成に間し受信機および送信情報を同期するために使用できるオー バヘッドデータとともにチャネルシンボルを具備する。任意選択的に、デジタル 的に処理されたサンプルは正規化され、圧伸（コンバンド）されあるいは暗号化 されて高い信号強度の間にはるかに勝れた信号品質を有し、かつ送信信号のノイ ズ汚染に対する強さを示すスペクトル的に効率のよい通信システムを提供するこ とができる。

本発明の好ましい無線周波（ＲＦ）実施例においては、情報信号がサンプルされ 、量子化され、かつデジタル的に処理されて該情報信号の占有帯域幅を減少する ようにされそれにより単一の２５ＫＨｚ陸線移動通信チャネルにおいて４つまで のそのような処〜された信号を（これらは暗号化することができる）を送信でき るようにする。

好ましい有線の実施例においては、音声信号がサンプルされ、量子化され、デジ タル的に処理される。しかしながら、これらのデジタル的に処理されたサンプル は通信を提供するなめに標準の（補償されていない）狭帯域電話チャネルの利用 できる帯域幅において中心に位置付けられる多重サブキャリア信号を生成するた めに利用される。複数の（ｌｌｔｌｌｔｉｌ）Ｉｅ）シンボルが同時に該チャネ ルで送信される。

各シンボルは異なるサブキャリアを用いかつ単一のデジタル的に処理されたサン プルの特質に比例する変調の大きさを有する。オーバヘッドデータもまたこれら のサブキャリアを用いて変調される０本発明によれば、標準のく補償すれていな い）電話線により安全な通信チャネルを得るために暗号化を行なうことができる 。

無線周波エンコーダ 次に第１図を参照すると、好ましい無線周波エンコーダ１００がブロック図形式 で示されている。動作的には、音声信号のような、情報信号がエンコーダ（１０ ０）の入力ボート１０２に情報信号の２進表現（好ましくは毎秒８０００サンプ ルにおいてＰ　ＣＭにより）を提供する、例えばアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ　 ）変換器（図示せず）によりサンプルされかつ量子化される。デジタル化された サンプルは各々２５０Ｈｚの帯域幅を有する複数のサブバンドフィルタ（１０４ −１１９）に向けられ情報信号の複数の「サブバンド」を提供する。そのような フィルタは技術上よく知られておりかつ好ましくは隣接帯域の間でエイリアシン グを受けない特性を有する多相（ｐｏｌｙｐｈａｓｅ）またはクオドラチャ−ミ ラーフィルタを具備する。従って、フィルタ１０４はＤＣから２５０Ｈｚ、ｔで の帯域を占有し、フィルタ１０５は２５０ないし５００Ｈｚの帯域にあり、そし て３７５０ないし４０００Ｈｚの帯域に位置するフィルタ１１９＝で以下同様に なっている。

第１図に示されるように、現在の技術状態では情報信号を１６＜１６）の帯域に 配分する９本発明によれば、幾つかのフィルタ（１０４および１１６ないし１１ ９）はもし前記情報信号が音声信号であれば用いる必要がないが、その理由はこ れらのフィルタに関連するスペクトラムに存在する音声エネルギの量は受信機に おける音声信号の適正な再生（合成）にとって小さいかあるいは不必要であるか らである。他の情報信号（例えば、ビデオまたはテレメトリ）に対しては、１６ のフィルタの他の構成が情報信号の処理されないスペクトル特性および所望の回 復信号品質に応じて必要とされる。いずれにせよ、選択されたフィルタはデシメ ータ（１２１ないし１３６）を介して割当てセレクタ（ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ　 ５ｅｌｅｃｔｏｒ）　（１２０）に結合される。ボコーダに対しては、フィルタ （１０５ないし１１５）がデシメータ（１２２ないし１３２）を介して割当てセ レクタ（１２０）に向けられる。

デシメータはデジタル的にろ波されたサングルのサンプリングレートを１６の７ アクタにより減少させる。デシメーションは電力消費、メモリ要求を減少させ、 かつ処理速度を低下させることにより後段のコンピュータ的な負担を和らげる。

従って、本発明は各フィルタの出力サンプル速度を１６のファクタにより減少さ せる。もちろん、他のデシメーションレートを特定の装置に応じて選択すること ができる。

割当てセレクタ＜１２０）はデシメートされたフィルり出力の各々の所定の部分 （好ましくは音声の３０ｍ５に対応する１５サンプル）を捜査し充分なエネルギ 内容を有するフィルタの所定のサブセットを識別する０本発明の好ましい実施例 においては、４つのフィルタが送信のために選択される。残りの７つの非選択フ ィルタ帯域は非選択帯域に存在するエネルギの量に関連するエネルギ量を決定す るために捜査される。ｉ！に後に、割当てセレクタ＜１２０）はマスクベクトル （１４９）を形成し、これは受信機が適正に情報信号を合成できるように４つの 選択されたフィルタを識別するデジタルコードを具備する。

４つの選択されたフィルタは各々、各々の選択されたフィルタの１５のサンプル がある最大振幅範囲内にあるように尺度変更（ｓｃａｌｅ）する、ノーマライザ （１３８，１４０゜１４２および１４４）に向けられる１５のサンプルを有する 。好ましくは、ノーマライザ（１３８，１４０，１４２および１４４）の各々は サンプルの振幅を６ｄＢステツプで、次の６ｄＢの増加が所定のしきい値を越え ることが判定されるまで、増加させることにより動作する。４つの選択されたフ ィルタの各々に対するこの増幅（正規化）率は正規化セレクタ（１４８）に向け られる＜１３９，１４１゜１４３および１４５）、正規化セレクタ（１４８）は ７つの非選択フィルタのエネルギ値を尺度変更する（正規化する）ためにノーマ ライザ（１３８，１４０，１４２および１４４）によって提供される最低の正規 化率を選択するよう動作する。従って、ノーマライザ（１，５０ないし１６２） は最低の正規化率に従い割当てセレクタ＜１２０＞により提供される各エネルギ 値を一様に尺度変更する。最低の正規化率の好ましい選択は送信機におけるクリ ッピングに対し保護を行なう、受信機においては、エネルギサンプルを汚染する いずれのノイズまたは他の不利な現象もこの正規化率によって減衰され影響を減 少させる１本発明によれば、正規化されたエネルギ値はしきい値と比較されない が、それはしきい値を越えるエネルギ値の効果は一般に回復された音声品質に損 害を与えないからである。この理由は、非選択フィルタにおけるエネルギ値は、 もちろん、非選択フィルタが割当てセレクタ（１２０）により選択されなかった 理由であるが、通常非常に・低い（４つの選択されたフィルタに比較して）ため である。

正規化された選択されたフィルタサンプル、それらの正規化率、正規化されたエ ネルギ値、そしてマスクベクトル＜１４９）はすべてマルチプレクサ（１６４） に向けられる。マルチプレクサ（１６４）の機能はこれらの信号を最終的にＲＦ 通信チャネルに変調される、サブフレーム形式に構成することである。これらの 信号の好ましい楕成（第４ａ図）はマルチプレクサ（１６４）により出力ボート （１６６）に与えられ、該出カポ−ｈ（１６６）はＲＦ通信チャネルへの変調の ためアナログまたはデジタルマルチレベル変調装置（図示せず）に結合すること ができる。

次に第２図を参照すると、エンコーダ（１００）（７）割当てセレクタ（１２０ ）のブロック図が示されている。フィルタ２＜１０５）ないしフィルタ１２（１ １５）からのデシメートされたフィルタサンプルはエネルギ計算部（２００ない し２２０）によって受けられる（フィルタ１（１゜４）および１３ないし１６（ １１６ないし１１９）は本発明の好ましいボコーダの実施例においては用いられ ていないことに注意）、エネルギ計算部（２００ないし２２ｏ）は伝統的な設計 のものでありかつ好ましくは２乗および和（５ｑｕａｒｅ−ａｎｄ−ｓｕｎ　） 型装置あるいはソフトウェアプロトコルによって達成される等価的な機能とされ る。エネルギ計算部（２００ないし２２ｏ）の各々はそれらのそれぞれのフィル タに間違する帯域におけるエネルギ量に比例する値を提供する。これらの値はベ クトルヨーダ（２４４）に結合され（２２２ないし２４２）、該ベクトルヨーダ （２４４）は４つの選択されたフィルタを識別する４ビツト２進マスクベクトル （１４９）を提供するよう動作する。マスクベクトル（１４９）はクロスポイン トマトリクス（２５４）に結合され（２４６ないし２５２＞、このクロスポイン トマトリクス（２５４）は（マスクベクトルによって識別される）４つの選択さ れたフィルタを４つの対応する出力ボート（２５６ないし２６２）に向ける。（ 実際のフィルタサンプルに対して）７つの非選択フィルタのエネルギ値の各々を 表す信号は他の出カポ−）（２６４ないし２７６）に向けられる。このようにし て、４つのフィルタからのサンプル出力のみが（正規化されているが）および非 選択フィルタにおけるエネルギを表すエネルギ値（これもまた正規化されている が）が送信のため通信チャネルに変調される。

次に第３図を参照すると、ベクトルヨーダ（２４４）のブロック図が示されてい る。１１個のボコーダフィルタ（Ｆ２ないしＦ１２）からのエネルギ値（２２２ ないし２４２）が第３図の表１のように１６の加算器またはサマー（３００ない し３３０）に相互接続されている（「１」は接続を示す）、従って、例えば、フ ィルタ１２のエネルギ値＜２４２）は加算器３１０（３１８）および５１６（３ ３０）に結合されている。加算器（３００ないし３３ｏ）はそれらに結合される エネルギ値を加算し、かつ加算値をセレクタ（３３２）に提供し、該セレクタ（ ３３２）は１６の加Ｘ値から最も高い加算値を選択する。ａ高の値を有する加算 器はセレクタ（３３２）により論理１によって示されかつ残りの加算器は論理ゼ ロによって示される（あるいはこの逆）、セレクタ（３３２）は１／１６の２進 コンバータ（３３４）に結合され（３３３）、該コンバータ（３３４）は１６の 加算器の内の最高の加算エネルギ値を有する特定の１つを表示する、４ビツトの デジタルコードを提供する。マスクベクトル（１４９）を有する２道数は（第３ 図の表１により）４つの選択されたフィルタを識別するために変換（ｎａｐ）さ れる、このようにして、例えば、もし加算器７（３１２）が最高の加算値を有す る加算器として識別されれば、フィルタ２，３．５および６が選択された４つの フィルタを構成する。

通常、１１の独立したフィルタの内から、任意の４つのフィルタを選択すると４ の３３０の可能な組合せが得られる。現代の情報理論を用いて、これらの３３０ の可能な組合せを９個のデジタルビットに符号化するために種々の計数アルゴリ ズムを用いることができる。しかしながら、音声信号のエネルギ内容は可聴周波 数帯域にランダムには検出されないということを経験的に示すことができる。即 ち、４つのフィルタのすべての可能な組合せは同じ可能性を持って生ずることは ない、従って、４つの選択されたフィルタは独立ではなく、かつ第１のフィルタ が選択されると、所定の他のフィルタが音声信号の実質的なエネルギ内容を有す るというある程度の確立が存在する。この理由は有声音（即ち母音）に対しては 重要なスペクトル的な情報は数個の頻繁に選択されるフィルタ帯域内にのみある ということの実感からなっている。無声音（即ち子音）に対しては、優勢なエネ ルギを含むフィルタ帯域はクリティカルでないが、それは、後に述べるように、 非選択フィルタは受信機においてノイズ様の無声音を再生成するためにノイズで 「満される」からである、従って、３３０の可能な組合せの内１２０を選択する ことにより９９％の確率で正しいフィルタが選択される結果となる。しかしなが ら、このようなレベルの最適化は自然に聞こえる再生音を得るためには必要では ない。

本発明によれば、４つのフィルタの可能な構成を第３図の表１によって示される １６の組合わせにのみ限定することにより、話者の識別の望ましい特性および自 然な音声の豊富さく　ｆｕ　ｌ　Ｉｎｅｓｓ　）を有する非常に勝れた音声品質 が提供される。そのうえ、マスクベクトルにおいて必要とされるシンボルの数が ５０％以上低減され、即ちたった４つのシンボルを必要とする１６の可能な組合 わせとなっており、これに対して３３０全部の可能な組合わせであれば９個のシ ンボルを必要としたであろう、スペクトル的な効率がこのようにして増強されて いる。

次に第４ａ図を参照すると、好ましいサブフレームのフォーマット（４００）が 示されている。サブフレームのフォーマット（４００）はベクトルヨーダ（２４ ４）によって発生される４ビツトのマスクベクトルを有する８０のシンボルを具 備し、この４ビツトのマスクベクトルはマスクパリティビット（４０４）ととも にコード化されマスクにおけるエラー検出の方法を提供する。該マスクは４つの 選択されたフィルタを識別するから受信機がどの４つのフィルタが送信されたサ ンプルを受信すべきかを正しくデコードすることが必須である。マスクパリティ ビットに続き、ノーマライザ（１３８，１４０，１４２および１４４）により提 供される４つの選択されたフィルタの各々に対する正規化率が２つの３元（ｔｅ ｒｎａｒｙ）　（３レベル）信号として送信される。知られているように、２つ の３元符号りま９個の異なる正規化率を識別できる。好ましい実施例におし１て は、各正規化ステップは６ｄＢであるから、５４ｄＢ　（９Ｘ６）のダイナミッ クレンジが提供される。しかしながら、他の構成を用いることもできる。従って 、第１の選択されたフィルタ（ＳＦＩ）に対する正規化値は２つの３元信号（４ ０６）を有し、これに続きフィルタＳＦ２　（４０８）、５Ｆ３（４１０）に対 する１対の３元信号があり、そして最後に５Ｆ４（４１２）が続く０次に、非選 択フィルりの正規化されたエネルギ値（４１４）が単一のシンボルとして各々送 信される（受信機が選択されたフィルタの内の送信された正規化値の最低のもの を選択するからこれらのエネルギ値に対する正規化定数は送信される必要がな１ １ことに注意）、これに続き、４つの選択されたフィルタの各々からの１５のサ ンプル（正規化することができる）が送信される。２進マスクビツト、３元正規 化率、エネルギ値Ｇこ対するシンボル、そしてフィルタサンプルが共に本発明の ８０シンボルのサブフレームフォーマ・ｙトを構成する。

次に第４ｂ図を参照すると、単一のチャネルのシンボル（４２４）か通信チャネ ルに変調されて例示的に示されている。好ましくは、該サンプルは計算された正 規化フィルタサンプルの実際の値に比例する変調の大きさを有する８ビツト（２ ５６レベル）のマルチレベル信号を提供するようにデジタル的に変調される。

サンプル変調手順は正規化された計算されたエネルギサンプルの大きさを送信す るために使用される。あるいは、フィルタサンプルおよびエネルギサンプルは伝 統的なアナログ技術を用いて通信チャネルに変調できる。これらの手順は単一ビ ットより多くの情報を単一チャネルシンボルにエンコードするが、ノイズの存在 下におけるデータのデコードが害される伝統的なマルチレベルデータ送信にあり ふれた不都合を避けるという利点を有する。

本発明によって提供されるノイズ免疫性を説明するため、例示的なノイズ信号（ ４２６）がチャネルシンボル（４２４）を汚染しているものと仮定する。ノイズ 信号の振幅と極性に応じて、汚染されたチャネルシンボルはノイズレンジの頭部 （４３０’）と同じ高さの大きさになるか、あるいはノイズレンジの底部（４２ ８）と同じ低さとなる。もしノイズの擾乱が穏当なものであれば、受信機におい て再構成された音声には最小の影響のみとなるがこれは汚染ノイズ信号に比例す る回復されたサンプルにおけるエラーのみが生ずるであろうためである。従って 、伝統的なコーディングｍ楕において非常にありふれた複雑かつ大規模なエラー コーディングの代りに、本発明はチャネルシンボルとして通信チャネルにデジタ ル的に処理されたサンプルを運びそれによりいずれの汚染パラメータら比例的な 回復されたサングルエラーのみを生ずるようにする。これむよノイズおよび他の 歪に対し免疫性を与えかつ不利な送信状態の間には受信信号品質における穏やか な劣化を許容する。従って、強い受信信号において動作している受信機は卓越し た回復信号品質を享受できるが、それはチャネルシンボル復されたサンプルは送 信機における元のデジタル的Ｇこ処理されたサンプルと同じ値を、理想的には、 提供するようサンプルされかつ量子化されるべきである力）らである、通信の「 周辺部（ｆｒｉｎ（Ｉｅ）　Ｊの近くに位置する受信機番よよりノイズの多い回 復信号を得るがこれはチャネルシンボルシカ）ら得られたサン１ルが汚染されて いるからである．ノイズの影響に対するこれ以上の低減は前述の正規化手順によ り？！尋られる．要するに、いずれの回復されたサンプルのエラーも正規化率に 比例して尺度変更され、これＣよ音声エネルギに関係する．効果的なノイズのマ スキングがそれＧこより実感される。

無線周波デコーダ 次に第５図を参照すると、無線周波音声デコーダの実施例（５００）がブロック 図形式で示されてＩｌｌる．当然、大部分のエンコーダ／デコーダ構成における 場合のように、デコーダ＜５００＞の一般的な目的はエンコーダ（１００）によ って提供されるコーディング処理を逆転することである。従って、サブフレーム 情報を含む受信シンボル（好ましいサブフレームのフォーマットについては第４ ａ図を参照）がサンプルされ、！子化され、かつ２進サンプル表現が情＠（音声 ）信号の合成のためにデコーダ（５００）の入力（５０２）に結合される。最初 は、デマルチプレクサ（５０４）が直列的に送信される情報を４つの選択された フィルタ（５０６ないし５１２）の各々の１５のサンプル、それらに関連する正 規化率（５１４ないし５２０）、非選択フィルタの７つのエネルギサンプル（５ ２２ないし５３４）、そして勿論４つの選択されたフィルタを識別するマスクベ クトル（５３６）を備えた並列フォーマットに分離する。これらの信号のすべで は割当てデコーダ（５３８）により受信され、該割当てデコーダ（５３８）はフ ィルタサンプルおよびエネルギサンプルの双方をデノーマライズしかつフィルタ サンプルを適切な受信フィルタ（５５７ないし５６７）に向ける。非選択フィル タの各々は知覚されるオーディオ品質を改善するためエネルギサンプルの大きさ に応じて適切な振幅に尺度変更される、ランダムノイズにより「満たされ」、そ れにより「空洞」または不自然な音声を避けかつ種々の加工的なものをマスクす る。

割当てデコーダ＜５３８＞はこれらの信号の各々を補間器またはインタボレータ （５４１ないし５５１）に与え、該インタボレータはサンプルのサンプリングレ ートを送信機におけるデシメーションレートに対応する率（好ましい実施例にお いては１６の率）で増大する。伝統的な１６のサブバンドの内、第１のものおよ び１３から１６までは本発明のボコーダの実施例には使用されていないことに注 意を要する。従って、インタボレータ（５４０）および（５５２ないし５５５） は音声信号に対しては必要とされない。

サンプル上昇（ｕｐ−ｓａｉｐｌｅｄ）された信号はデジタル的に実施されたサ ブバンドフィルタの積重ね（ｂａｎｋ）　（５５６ないし５７１）に向けられ、 これらのフィルタは帯域幅およびスペクトルの位置においてエンーヨーダ＜１０ ０）４：：お夕（５５７ないし５６７）の各々のフィルタ出力はデコーダ（５０ ０）の出力ポート（５７２）において与えられる、音声信号を合成するよう岨合 わせられる。

次に第６図を参照すると、割当てデコーダ（５３８）が示されている。４つの選 択されたフィルタ（５０６ないし５１２）の各々の１５のサンプルはそれぞれ、 第２の入力として正規化率（５１４ないし５２０）を受け入れかつサンプルを尺 度変更するよう動作する、デノーマライザ（６００ないし６０６）に結合される 。正規化＊（５１４ないし５１２）の各々はまた選択回路（６０７）に結合され 、該選択回路（６０７）はデノーマライザ（６１０ないし６２２）を介して７つ の非選択エネルギサンプル（５２２ないし５３２）を尺度変更するために最低の 正規化率を選択する。デノーマライズされたサンプルの各々は伝統的な設計のク ロスポイントマトリクス（６３２＞に結合される。

さらに、クロスポイントマドリス＜６３２＞はマスクベクトル（５３６）を受け る（６２４ないし６３０）、マスクベクトル（５３６）は４つの選択されたフィ ルタおよび７つの非選択フィルタの１１の出力ポート（６３８ないし６４７）へ の出力構成を決定する。出力ポート（６３８ないし６４７）の各々は（フィルタ が選択されたかまたは選択されなかったかに依存して）フィルタサンプルまたは エネルギサンプルのいずれかに対する出口を構成する。もちろん、選択されたフ ィルタの場合は、フィルタサンプルはクロスポイントマトリクス（６３２）の出 力ポートから提供されるであろうが、それは選択されたフィルタのエネルギレベ ルは送信されなかったからである。逆に、非選択フィルタの出力ポートはエネル ギサンプルを有するが、フィルタサンプルを有しない。

出カポ−）（６３８ないし６４７）からのエネルギサンプルの各々はノーマライ ザ（６４８ないし６５８）に結合されてノイズ発生器（６５９ないし６６９）に より供給されるランダムノイズの振幅を制御する。この構成は非選択フィルタの エネルギの大きさに比例する尺度変更されたノイズ信号を提供する。非選択フィ ルタを通り尺度変更されたノイズ信号を強制的に送ることはノイズ様の無声音（ 即ち、子音）を近似し、この無声音はより豊かなかつより認識できる合成音声信 号を提供する。！ａ音源（６５９ないし６６９）は１１のフィルタの各々に対し 別個のノイズ源でもよく、あるいはそれらはノーマライザ（６４８ないし６５８ ）のすべてに向けられる単一のノイズ源でもよく、あるいはランダムノイズは適 切なソフトウェアアルゴリズムによって発生することもできる。

フィルタサンプルおよび正規化ランダムノイズは送信ゲート対（６７０／６７０ ’ないし６８０／６８０’　）に結合される。送信ゲート（６７０′ないし６８ ０’　）の各々は各送信ゲート対が対応するオン／オフ構成を有するように配慮 された、関連するインバータ（６８工ないし６９１）を有する。即ち、例えば、 もし送信ゲー）　＜６７０）がオンであれば、送信ゲート６７０′はオフである （かつ逆も同様である）、送信ゲート対は読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）ルック アップテーブルにより与えられる、１１の制御ライン（６９２）により制御され る。ＲＯＭルックアップテーブル（６３４）は４ビツトのマスクベクトル（５３ ６＞を第３図の表１に従って１１の制御ライン（６９２）に変換（マツプ）する 、このようにして、４つの選択されたフィルタのフィルタサンプルおよび非選択 フィルタの各々に対する正規化されたランダムノイズは加算器（サマー）（６９ ５ａないし６９５ｋ）に導かれる。送信ゲート対は交番構成で動作するからサマ ー（６９５ａないし６９５ｋ＞はフィルタサンプルまたは尺度変更されたランダ ムノイズのいずれかを第５図のインタボレータ（５４１ないし５５１）に通過さ せる。

（それぞれ第１図および第５図の）エンコーダ（１００）およびデコーダ（５０ ０）がハードウェアのブロック図で便宜的に示されたが、当業者はこれらの装置 に対する好ましい物理的実施例は、例えば、モトローラ社により製造されたＤＳ Ｐ５６０００型、あるいはその機能的な等個物のような、デジタル信号プロセッ サ（ＤＳＰ）とすることができることを理解するであろう、従って、本発明によ りＤＳＰのコンピュータ的な力を単独で、あるいは外部マイクロプロセッサと組 合せて、本発明の音声コーディング構成の信頼性を改善するために使用すること によりより一層の有利性を与えることができる。

第４ａ図および第４ｂ図に関連して述べたように、本発明の好ましいサブフレー ムのフォーマットは８０のシンボルを有し、その内の１つのみがパリティシンボ ルを表わしている０本発明によれば、付加的なエラー保護または他のコーディン グはエネルギシンボルまたはフィルタサンプルに与えられていない、従って、本 発明は、本発明のデコーダ（５００）のために必要とされる本質的な情報のみを 送信することは明白である。しかしながら、長く続く深いフェードが送信信号の 適正な受信に悪い影響を与えるかもしれない、従って、本発明はいくつかの先に 受信されたサブフレームから拾い集められた情報を格納する、「ヒストリテーブ ル」の生成および保守を意図している。さらに、この情報はその情報の信頼性の 自信のメジャーを与えるために、関連する重み付はファクタを有することができ る。そのような重み付はファクタは、例えば、特定のサブフレームを受信する瞬 間における受信信号強度に関連して発生できる。このようにして、受信されたエ ネルギシンボルおよび正規化率のヒストリが維持でき、かつ確立されたしスト９ からの大幅な離脱があれば、デコーダ＜５００＞は（単独であるいは先の値の幾 つかにわたり平均した）その歴史的な値に味方して変位を無視することができる 。

本発明により与えられるヒストリテーブルの手法は主として各サブフレームが３ ０ｍ５の音声を表わすなめに存立できる。音声コーディングの技術の分野におけ る熟練者は音声（５ｐｅｅｃｈ　）は特にユニークな信号であり、かつその特性 を調べることにより、音声パターンにおける顕著な変位は一般に短い期間では起 こらないことを示すことができる。

音声信号の特性、ヒストリテーブルに格納された値、とともに該ヒトスリテーブ ルの要素の各々が正しいという重み付けられた信頼性を認識して、本発明は付加 的なエラー訂正またはパリティ符号を要求することなく補償技術を与える。もし 使用された特定のＤＳＰが充分な内部ＲＡＭを有しておれば、ヒストリテーブル は好適にチップ上に格納できるであろう、あるいは、しかしながら、ＤＳＰはオ フチップＲＡＭと通信することができ、あるいはマイクロプロセッサまたは同様 の制御装置により与えられる情報を受信することができる。

次に第７図を参照すると、本発明に係わる有線エンコーダ（７００）がブロック 図形式で示されている。有線（ｗｉｒｅｌｉｎｅ　）　工：ｙ：ｙ−ダ（７００ ＞はＲＦ　工：／　：７−ダ（１００）と同様に動作してその入力（１０２）に 情報信号を受け入れ、かつ４つの選択されたフィルタの正規化されたサンプル、 ７つの非選択フィルタの正規化されたエネルギ値、そしてフィルタ構成を識別す るマスクベクトルを提供する。しかしながら、有線エンコーダ＜７００＞におい ては、これらの信号はサンプルマツパ−（７０２）に与えられる。

サンプルマツパ−（７０２）はオーバヘッドデータを構成しかつ６個のフィルタ （７１６ないし７２６）による処理のためにサンプルを行なう、第１図に関連し て述べたデジタルフィルタと同様に、６個のデジタル的に実施されるフィルタの 各々は２５０Ｈｚの帯域幅を有し、最低のフィルタは７５０ないし１０００Ｈｚ のスペクトル位置にあり、かつ最高のフィルタはスペクトル的に２０００ないし ２２゜５０Ｈｚに位置する。これらのフィルタの選択はエンコードされた情報信 号を標準の（即ち、補償されていない）電話線の利用できる帯域幅において中心 に位置付けるよう設計される。もちろん、他のフィルタの選択も可能であるが、 上述したスペクトル位置が好ましい、サンプルマツパ−（７０２）およびフィル タ（７１６ないし７２６）の間には６個のインタボレータ（７０４ないし７１４ ）があり、これらは信号のサンブリングレートを信号が出力信号（７２８）に結 合される前に増大させる。インタボレータ（７０４ないし７１４）のインタボレ ーションファクタはデシメータ（１２２ないし１３２）により与えられるデシメ ーションファクタと同じになるよう選択される（好ましいファクタは１６である ）。

上述の処理はデジタル的に処理されたサンプルに対する比例を維持するように変 調される大きさを各々有する６つのものを同時に生成する０発生処理に対するサ ブバンドフィルタのバンクの使用はサブキャリアの効率的なｒバッキング」を許 容し、かつ１つのサブキャリアから隣接のサブキャリアへの情報の「リーケイジ 」を最小化する。

好ましい構成においては、サンプルマツパ−＜７０２）はマスクベクトルのシン ボル（４０２）、マスクパリティシンボル（４０４）、そして３元正規化シンボ ル（４０６）、（４０８）および（４１０）をフィルタ３　（７２０）に通過さ せる。同時に、３元正規化率（４１２）および７つのエネルギ値のシンボル（４ １４）がフィルタ４　（７２２）に通される。同時に、選択されたフィルタ１　 （４１６）の１５のサンプルが第２のフィルタ（７１８）に向けられ、選択され たフィルタ２（４１８）の１５のサンプルがフィルタ５　（７２４）に向けられ 、選択されたフィルタ３（４２０）の１５のサンプルがフィルタ１　（７１６） に向けられ、そしてフィルタ４　（４２２）のサンプルがフィルタ６（７２６） に向けられる。また、同期シンボルが同期パターン（これはまたチャネルを等化 するために使用される）を６個のフィルタに分配するためにフィルタ（７１６な い゛し７２６）の各々に通される。もちろん、これらのサンプルおよびシンボル の他の構成も可能であるが、唯一の要求はデコード用サンプルマツパ−（８２８ ）か適正な回復を許容するためにエンコード用サンプルマツパ−（７０２）と逆 の構成を達成することである。

有線デコーダ 次に第８図を参照すると、本発明の有線デコーダ（８００）がブロック図形式で 示されている。受信情報、これは第７図のサンプルマツパ−（７０２＞に従って フォーマットされているが、はサンプルされ、量子化され、かつその入力ボート （８０２＞における有線デコーダ（８００）に向けられる。入力ボート（８０２ ）は受信情報を６個のデジタル的に実施されるフィルタ（８０４ないし８１４） に結合するが、これらのフィルタは、次に、デシメータ（８１６ないし８２６） に結合される。フィルタ＜　ｇ　ｏ　４　すいし８１４）は帯域幅およびスペク トル位置においてエンコーダ（７００）のフィルタ（７１６ないし７２６）に対 応し、そしてデシメータ（８１６ないし８２６）は送信機のインタボレーション レートに等価なレートで（好ましい実施例では１６のファクタで）デシメートす る。もちろん、適切な等化およびフレームおよびシンボルの同期がろ被処理の前 または後で達成されなければならない。

サブバンドろ波されかつデシメートされた情報はサングルマツパ−（８２８）に 与えられ、該サンプルマツパ−（８２８）はサンプルマツパ−＜７０２＞の逆割 り付は機能を提供する。従って、４つの選択されたフィルタ（５０６ないし５１ ２）の１５のフィルタサンプル、それらに関連する正規化率（５１４ないし５２ ０）、７つの非選択フィルタ（５２２ないし５３４）の正規化されたエネルギサ ンプル、そしてマスクベクトル＜５３６）が割当てデコーダ（５３８）に向けら れる。この点から、有線デコーダ（８００）は第５図に関連して説明したＲＦデ コヨー（５００）と同様に動作する０合成された音声信号は出力ボート（５７２ ）において与えられる。

ＲＦエンコータ（１００）およびデコーダ＜５００＞について述べたように、有 線エンコーダ（７００）およびデコーダ（８００）に対する好ましい物理的構成 は、例えば、モトローラ社のＤＳＰ５６０００型のような、デジタル信号プロセ ッサ（ＤＳＰ）とされる、このようにして、「ヒストリテーブル」補償ｍ梢は、 これは特定の情報の先に受信されたレベルからの著しい変位を無視するが、受信 された有線信号の適正な受信を増強するなめに用いることができる。

もちろん、補償されていない電話チャネルの帯域幅は非常に狭いから、１つの情 報信号のみが一時に送信されるであろう、しかしながら、有線の場合における真 の改善は音声のプライバシーを保証するために暗号化が与えられた場合に提供さ れる２本発明によれば、いったん音声信号が第７図に関連して説明したようにボ ヨードされれば、オーバヘッドデータおよびサンプルの双方の暗号化は（以後よ り詳細に述べるように）標準の（′４償されていない）電話チャネルにおいて現 在利用できる帯域幅内で完全な音声の保安を補償するために提供できる。伝統的 な有線デジタル暗号化技術は一般に高度に複雑なモデム、特別に補償された電話 線、および／または貧弱な音声の再生を提供する非常に低いとットレートの音声 コーグの使用を要求する。これは電話マーケットに対する音声の１ライバシーの 利用性に対して厳しい制限を与える１本発明によれば、音声の１ライバシーは特 別に補償された電話線という罰を受けることなく容易に提供できる。

無線周波通信システム 次に第９図を参照すると、無線周波送信機（９００＞が無線周波受信機（９０２ ）と理想的でない無線周波通信チャネル（９０４）によって通信している。通信 チャネル（９０４）はノイズ汚染、信号フェーディングおよび他の不利な現象が 送信信号に対し変化する度合で常に働きかけていると考えられる点において非理 想的であると考えられる。

送信機においては、音声信号がマイクロホン（９，０６）に印加され、該マイク ロホン（９０６）は音声信号をサンプルしかつデジタル化するＡ／Ｄコンバータ に結合されている。量子化された音声信号のサンプルは音声エンコーダ（１００ ）に印加され、該音声エンコーダ（１００）は第１図に関連して述べたように動 作する。音声エンコーダ（１００）は好ましいサブフレームフォーマット（第４ ａ図）に従ってフォーマットされた情報を時分側条′！ｊＬ（ＴＤＭ）フレーム フォーマツタ（９０９）に与える。フレームフォーマツタ（９０９＞はサブフレ ームを以後より詳細に説明される好ましいフレーム（チャネル）フォーマットに 配列する。ＴＤＭフレームは周波数変調器（９１４）（これは好ましくは占有帯 域幅を最小化するために適切なる波を含む）に印加され、該周波数変調器（９１ ，４）はデジタル的に処理された（かつろ渡された）サンプルを周波数変調され たチャネルシンボルに変換する０本発明によれば、任意の池の形式のマルチレベ ルのデジタルまたはアナログ変調を用いることができ、これらは＠幅変調１伎相 変調、または＠幅または角度サブキャリア変調を含む、これに続き、得られた信 号は増幅され（９１６）かつ非理想的な通信チャネル（９０４＞による送信のた めにアンテナ（９１８）に印加される。

受信機においては、アンテナ（９２０）が送信された情報を１リスクーラ（９２ ２）に向け、該プリスケーラ（９２２）は適切に受信機（９０２）に利用できる 周波数スペクトラムを帯域制限する。プリスケーラ（９２２＞からのる渡された 受信情報はダウンコンバータによりＲＦキャリアから除去され適切な中間周波数 （ＩＦ）にされる、ＩＦフィルタ＜９２６）はさらに受信信号を帯域制限し、受 信信号は適切なＦＭ復調器（９２８）により復調される０次に、該情報がイコラ イザ（９３０＞において等化され、該イコライザ（９３０）は変調器（９１４） 内でのる波、ＩＦろ波、そして通信システムにおける他の知られた遅延により生 ずる送信情報の遅延および他の汚染を訂正するよう動作する。このようにして等 化されたＴＤＭフレームはＡ／Ｄコンバータ（９３２）に印加され、該Ａ／Ｄコ ンバータ（９３２）は受信されたシンボルをデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ＞ を用いて処理される２進形式に変換する。

等化の幾つかまたはすべてはチャネルシンボルのデジタル化の後ＤＳＰ内におい てデジタル的に行なうことができる。

らちるん、適切なりロック信号が回復され（９３４）かつＴＤＭフレームデフオ ーマツタに提供されなければならず、該ＴＤＭフレームデフオーマツタは音声デ ヨー！　＜５００＞に印加されるべきサブフレームを解剖する。音声デコーダ＜ ５００＞は第５図に関連して述べたように動作し、かつ合成された音声信号をＤ ／Ａコンバータ（９３６）に提供する０合成された音声信号は次にスピーカ＜９ ３８＞に印゛加され回復処理を完了する。

ＲＦチャネルプロトコル 次に第１０図を参照すると、好ましい入（１ｎｂｏｕｎｄ）　（即ち、移動から 中継器へ）、および出（ｏｕｔｂｏｕｒ＋＋ｊ）　（即ち、中継器から移動へ） 無線周波チャネルのプロトコルが示されている。第１０図により明らかなように 、好ましいＴ　Ｄ　Ｍスロットは第４ａ図の８＠のサブフレームを具備する。各 フレームは４つのスロットを具備する。従って、４つの音声メツセージが伝統的 な２５ＫＨｚのチャネル間隔を有する単−ＲＦ陸上移動通信チャネルに同時に存 在することができる。従って、３つの他のＴＤＭスロットが第１０図に図示され た単一のスロットに続く。

入チャネルプロトコル（１００２）は長さにおいて３９シンボルに等しい「ガー ド時間ｊで始まる。このガード時間は送信機のシンセサイザが周波数を変えかつ 安定化できるようにし、かつ電力増幅器が付勢されるようにするのに必要な受信 から送信への（Ｒ／Ｔ）時間を有する。　Ｒ／Ｔ部分（１００６）は同期パター ン（１００８）に先行し、該同期パターン（１００８）は好ましくはスロットの 始まりをマーク付ける１６のシンボル同期ワードを有する。同期ワード（１００ ８）に続き、８個の情報サブフレーム（１０１０ないし１０２４）が送信される ０次に、１６のシンボル識別コード（１０２６）が送信され、該シンボル識別コ ード＜１０２６）は送信パーティを識別する。最後に、９個のシンボルの伝播許 可（１０２８）が各ＴＤＭスロットの後に与えられ、これは（中継器に見られる ように）近くで入り（ｃｌｏｓｅ−ｉｎ）　、および遠くで出る（　ｆａｒ−ｏ ｕ↑）送信移動ユニットからの送信遅延時間の変動に対処する。

先に述べたように、第１のスロット（１００２）に続き、３つの同じスロットが すぐに続きこのようにして４つの音声をチャネル毎に収容する。

４つのスロットは２つの全２重会話、４つのデイスバ・ソチ会話、あるいは１つ の全２重および２つのディスバッチ会話の任意の組合せを含むことができる。こ れらの割当ては送信車両の要求により、自動的にシステムローディングに基づき 、あるいは例えば−日の時間により決定される周期的な基準によりダイナミック に変えることができる。も。

ちるん、１つまたはそれ以上のスロットの間、混合された音声／データ通信シス テムにおける音声メツセージの代りにデータメツセージを送信することもできる 。

出チャネルプロトコル（１００４）はドツトパターン（ｄｏｔｔｉｎｇ　ｐａｔ ｔｅｒｎ）の４８のシンボルで始まる。（ドツトパターンは受信１両がビット同 期を得ることを可能にするために習慣的に送信される伝統的な１−０−１（等） のパターンである。）ドツトパターン（１０３０）に続き、１６のシンボル同期 ワード（１０３２）が受信車両に同期マーカを与えるために送信される。同期ワ ード（１０３２）に続き、５つのシンボルのスロットＩＤ（１０３４）が送信さ れ、その後に１１のシンボル管理ワード（１０３６）が送信される。５個のシン ボルのスロットのＩＤ＜１０３４）は引き続くスロットを識別しそれにより受信 車両がどのスロットが送信されているかを追跡できるようにする。

１１の管理シンボル（１０３６）は、例えば、全２重会話、ディスバッチ会話、 データメツセージを実施しかつ無線周波チャネルによる通信の制御に関連する他 のパラメータを変えるためにスロットの指定および割当てを制御する。この管理 情報に続き、８個のサブフレーム（１０３８ないし１０５２）、これらは単一の 出ＴＤＭスロットを有するが、が送信される。先に述べたように、フレーム毎の ４つのＴＤＭスロットは伝統的な通信システムに対し４：１のスペクトル的な改 善を許容することができる。

暗号化 次に、第１１ａ図を参照すると、保安（５ｅｃｕｒｅ）送信機（１１００）がブ ロック図形式で示されている。第１１ａ図において、暗号化構成（１１０１）が 第９図の送信機（９０２）の部分に適用されて示されており、そこでは音声信号 が音響エネルギをコーデック（１１０２）によってサンプルされる電気的信号に 変換する、マイクロホン（９０６）に印加される。コーデックは音声信号をデジ タル化し、エンコーダ（１００）に導かれ、エンコーダ（１００）は第１図から 第４ａ図までに関連して述べたようにサブフレームフォーマットを発生する。し かしながら、サブフレームフォーマットのデータのオーバヘッド部分（４ｏ２な いし４１２）はデジタルスクランブラ（１１０８）に導かれる（１１０４）、デ ジタルスクランブラ（１１０８）は伝統的な設計のものでよくかつ何らかの所有 された暗号化アルゴリズムを用いてオーバヘッド情報を暗号化してもよく、ある いは合衆国標準局によって交布されたデータ暗号化標準（ＤＢＳ）を利用するこ ともできる。量子化されたエネルギサンプル（４１４）およびこれらの選択され たフィルタ（４１６ないし４２２）の各々の１５の量子化されたフィルタサンプ ルはモジュラス加算器（１１１０）に導かれる（１１０６）、第２の入力として 、モジュラス加算器（１１１０）は量子化された暗号化ベクトル（ｒで示される ）（１１１２）を受け入れ、この量子化された暗号化ベクトルは量子化されたフ ィルタサンプル（Ｘで表される）に加算されて暗号化された量子化サンプル（Ｓ で表される）を提供する。ランダムに発生される量子化された暗号化ベクトルを 用いる暗号化技術は、これは量子化された情報サンプルにモジュロ加算されるが 、一般に「サンプルマスキング」と称される。

本発明の暗号化構成によれば、デジタル暗号化オーバヘッドおよび「サンプルマ スクされな」量子化エネルギおよびフィルタサンプルがＴＤＭフォーマツタ（９ ０９）に与えられ、該ＴＤＭフォーマツタ（９０９）はＴＤＭスロットを構成す るよう動作する（第１０図参照）、フォーマットされたスロット情報は第９図の 変調器（９１４）に関連して説明したように任意の適切な変調器に導かれる。

次に第１１ｂ図を参照すると、保安受信１！（１１２６）は受信ｅｌｌ（９ｏ４ ）の一部に適用された暗号化構成（１１１２）を具備する０回復されたＴＤＭフ レームはサンプルされかつ量子化されて（９３２）回復に便宜を与えるためにク ロック信号＜９３３＞を提供するクロック回復回路（９３４）に導かれる。サン プルされかつ量子化されたＴＤＭフレームはまたＴＤＭフレームデフオーマツタ （９３５）に印加され、該ＴＤＭフレームデフオーマツタ（９３５）はサブフレ ームを暗号解読装置（１１１２）に導く。

暗号解読は第１１　ａＵｊＪに関連して説明した暗号化と同様の方法で、サブフ レームのデジタルオーバヘッド部分をデジタルデスクランブラ（１１１８）に導 ＜（１１１４）ことにより達成される。もちろん、送信機における暗号化発生器 （１１１４）および受信機における暗号化発生器（１１２４）が同期して動作す ることを保証するために適切な同期を取り入れなければならない、サンプルのマ スクされた音声およびエネルギサンプルはモジュラス加算器（１１２０）に導か れ（１１１６）、該モジュラス加算器（１１２０）はマスクベクトル（ｒで表わ される）（１１２２）を暗号化ベクトル（Ｓで表わされる）から減算することに より元のサンプル（Ｘで表わされる）を回復する。暗号化発生器（１１２４）は サンプルベクトルに加算されかつ減算される同じマスクベクトル（ｒ）を与える 暗号化発生器（１１１４）とほぼ同様のものである。暗号解読されたオーバヘッ ドおよびサンプル部分はデコーダ（５００）に与えられ、該デコーダ（５００） は該サンプルをデジタル的に処理して音声信号を再構成する。Ｄ／Ａ変換（９３ ６）の後、再構成された音声信号はスピーカ（９３８）に印加されて回復処理を 完了する。

次に第１２ａ図を参照すると、サンプルマスク技術の基本的な動作が示されてい る。最初に、８ビツトのマルチレベルのサンプル＜１２００＞は２つのしきい値 限界（＋Ａおよび−Ａ）の間にある。該しきい値限界は便宜的には（第１図に関 連して説明した）正規化のための限界と同じになるように設定し最適化されたダ イナミックレンジを保証することができる。２５６レベルのサンプル（ｘ）　（ １２００）が８ビツトのマスクベクトル（ｒ）（１２０４）に加えられる＜１２ ０２）、マスクベクトル（１２０４）は任意の極性および大きさのものである。

この例においては、和は８ビツトのマルチレベルサンプルのマスクされたベクト ル（ｓ）（１２０６）に等しく、これは送信さるべき暗号化されたサンプルであ る。

第１２ｂ図においては、サングルマスキングの他の例が示されている。８ビツト のサンプル（ｘ）（１２０８）が８ビツトマスクベクトル（ｒ）＜１２１０）に 加算されてしきい筒内にある８ビツトのサンプルのマスクされたベクトル（ｓ、 ＞（１２１２）を提供する。従って、これ以上動作は必要とされずかつサングル のマスクされたベクトル（ｓ）は送信できる。

しかしながら、第１．２　ｃ図においては、８ビツトのサンプル（ｘ＞（１２１ ４）は、８ビツトのマスクベクトル（ｒ）（１２１６）に加えられた時、上部し きい値（＋Ａ）を量デルタ（Δ）＜１２１８）だけ超過する。従って、上部しき い値が超過されたから暗号化サンプルは下部しきいｆｆ１（−Ａ）を通り同じ量 デルタ（Δ）（１２１８’　）だけ「巻き込み（ＷｒａｐＳ　ａｒｏｕｎｄ）　 Ｊかつサンプルのマスクされたベクトル（１２２０）はベクトル（Ｓ）の８ビツ トの符号および振幅を（１２１８”）で示される範囲の上部に合うよう設定する ことにより構成される。当業者はｒ巻き込み」処理は羊にモジュロ加算の一特性 であることを理解するであろう。

第１２ｂ図においては、８ビツトのサンプル（ｘ）（１２２２）は８ビツトのマ スク（ｒ＞＜１２２４）に加えられた時下部しきい値（−Ａ）を量デルタ（Δ） （１２２６）だけ越える。従って、このサンプルは上部しきい値（十Ａ）を同じ 量デルタ（Δ）＜１２２６’　）だけ「巻き込み」かつ８ビツトのサンプルのマ スクされたベクトル（１２２８）は下げられたしきい値の超過量に合うよう構成 される。

このようにして、量子化されたエネルギおよびフィルタサンプルが効果的にマス クされ伝統的な２進暗号化システムにより与えられる保安と比較し得る音声の保 安を提供する。当業者は暗号化装置（１″１０１および１１１２）はＲＦエンコ ーダ＜１００＞およびデコーダ（５００）に関連して述べられたが、暗号化は有 線エンコーダ（７００）および有線デコーダ（８００）にも、暗号化装置（１１ ０１）および暗号解読装置（１１１２）をサンプルマツパ（７０２）の前におよ びサンプルマツパ（８２８）の後にそれぞれ配置して標準の（即ち、補償されて いない）電話線に対しても完全な音声の保安を提供することにより容易に提供で きることを理解するであろう。

・−−− ＋Ａ　＋＾−＋Ａ□ −Ａ≦Ｘ≦Ａ　−Ａ≦「≦＾　−Ａ≦Ｓ≦ＡＦＩＧ、１２Ａ ＦＩＧ、１２Ｂ −Ａ−−−−−−−−−−−− −国際調査報告

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. １．通信チャネルによって情報信号を送信するための方法であって、該方法は、 （ａ）該情報の少なくとも一部をサンプルおよび量子化してデジタル的にコード 化されたサンプルを提供する段階、を具備し、さらに付加的な段階として、（ｂ ）前記デジタル的にコード化されたサンアルの少なくとも一部を処理してデジタ ル的に処理されたサンプルを提供する段階、 （ｃ）前記デジタル的に処理されたサンプルの少なくとも幾つかを用いて通信チ ャネルを変調してチャネルシンボルを提供し、この場合各チャネルシンボルはそ れぞれのデジタル的に処理されたサンプルの特質に比例する変調の大きさを有す るものとする段階、 を具備することを特徴とする送信方法。
2. ２．送信された信号から実際の情報信号を表わす情報信号を再構成するための方 法であって、前記送信された信号は、 処理されたサンプルまたはエネルギ値の少なくとも１つの特性に比例する変調の 大きさを有するチャネルシンボルであり、 前記方法は、 （ａ）前記送信された信号を受信しかつ回復された処理サンプルおよび回復され たエネルギ値を提供する段階、（ｂ）各々の回復されたエネルギ値に対し、前記 回復されたエネルギ値にそれぞれ関係する振幅を有する背景信号を発生する段階 、 （ｃ）前記回復された処理サンプルに働きかけてデジタル的にコード化されたサ ンプルを提供する段階、（ｄ）前記デジタル的にコード化されたサンプルおよび 前記背景信号を組合わせて組合わされた信号を提供する段階、 （ｅ）前記組合わされた信号をデジタルーアナログ変換して再構成された情報信 号を提供する段階、を具備することを特徴とする情報信号を再構成する方法。
3. ３．さらに、前記変調段階は、無線周波通信チャネルを処理サンプルの前記サブ セットの少なくとも幾つかおよび前記選択されたエネルギ値の少なくとも幾つか を用いて変調し前記チャネルシンボルを提供する段階であって、前記チャネルシ ンボルの各々は前記それぞれの処理サンプルまたはエネルギ値の少なくとも１つ の特質に比例する変調の大きさを有するもの、を具備する請求項１に記載の方法 。
4. ４．さらに、前記変調段階は、処理サンプルの前記サブセットの少なくとも幾つ かおよび前記選択されたエネルギ値の少なくとも幾つかを用いて有線通信チャネ ルを変調し前記チャネルシンボルを提供する段階であって、前記チャネルシンボ ルの各々は前記それぞれの処理されたサンプルまたはエネルギ値の少なくとも１ つの特質に比例する変調の大きさを有するもの、を具備する請求項１に記載の方 法。
5. ５．情報信号をエンコードしかつそれを通信チャネルに変調するためのエンコー ダであって、 前記情報信号の少なくとも一部をサンプリングおよび量子化してデジタル的にコ ード化されたサンプルを提供するためめ手段、 を具備し、さらに、 前記デジタル的にコード化されたサンプルをデジタル的にサブバンドエンコード しサブバンドエンコードされたサンプルを提供するための手段、 前記サブバンドエンコードされたサンプルの少なくとも幾つかを用いて通信チャ ネルを変調しチャネルシンボルを提供するための手段であって、各チャネルシン ボルはそれぞれのサブバンドエンコードされたサンプルの特質に比例する変調の 大きさを有するもの、 を具備することを特徴とする前記エンコーダ。