NO895318L - Framgangsmaate for overfoering av informasjonssignal. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår generelt en framgangsmåte for spektral effektiv overføring av informasjonssignaler, og mer spesielt overføring av informasjonssignaler som har blitt prosessert av informasjonskodere, og er spesielt rettet mot spektralt effektive overføringer av informasjoner behandlet ved hjelp av sub-båndskodere.

Stemmekodere er kjent i teknikken. I forbindelse med kommunikasjonssystemer er målet for enhver stemmekoder å

kode et talesignal for overføring over en kanal. Da

) kommunikasjonskanaler ofte er forholdsvis begrenset i inf ormas jons-boerekapasiteten (båndbredde), foretrekkes det å minimalisere den mengden av kodeinformas jon som er nødvendig for overføring. Derfor omfatter talekodingsprosessen som

regel komprimering av informasjonssignalet ved fjerning av

> overflødige spektralelementer (eller annen unødvendig informasjon), mens det bare beholdes den informasjon som når den overføres til en mottaker tillater nødvendige komponenter å bli regenerert (eller endret) og dermed

tillate en syntese av en perseptuell aksepterbar

) reorganisering av den orginale taleinngangen. De som er kjent i teknikken kjenner til at talesignalet inneholder en stor mengde overflødig eller unødvendig informasjon.

Taleproduksjonen kan moduleres som et eksitasjonssignal (dvs. taleimpulser generert av stemmebånd), drift av et

> filter (f.eks. taleorganet), som inneholder en viss resonansstruktur. Den talte lyden endres over tid, da både eksitasjonssignalet og/eller filtret kan variere over tid. Eksitasjonen er støylignende for ustemte lyder (f.eks.

konsonanter), og virker periodisk for stemte lyder (f.eks.

) vokaler). I all vesentlighet, og spesielt for stemte lyder,

er det meste av essensiell taleenergi konsentrert i kun få frekvenssub-bånd og disse spesielle frekvensbåndene som inneholder det meste av energien, har generelt meget liten

variasjon over tid. Det er funnet at overføring bare av

> informasjonen som finnes rundt disse spektralspissene er alt som normalt kreves for å gi en rimelig rekonstruksjon av

inngangstalen. Denne metoden danner basis for den velkjente digitale adaptive sub-båndstemmekoderen, som forsøker å allokere et fast antall biter blant et flertall av spektrale sub-bånd, slik at nøyaktigheten av reproduksjonen av tale-signalkomponenten i det sub-bånd med høyest energi blir maksimalisert. 1 et forsøk på å minimalisere datamengden i stemmekoderen, framviser typisk systemer med konvensjonelt digitalt kodet tale av lave bit-rater, en vesentlig degenerering i lydkvalitet i forhold til det originale talesignalet. Brukerne av radiokommunikasjonssystemer som anvender en slik koder vil som oftest oppfatte denne degenereringen, uavhengig av mottakerens avstand fra senderantenna. Dermed, uavhengig om mottakeren er 25 km eller 25 m fra senderantenna, vil den oppnådde lydkvaliteten for det meste være fast så lenge det ikke er noen bitfeil, i så fall vil ytterligere degenerering oppstå.

Generelt vil nåtidens konstruktører av talekodere fortrinnsvis utnytte fordelene med digital signal-prosessering, såsom den operasjonelle repeterbarheten av digitale filtre, immuniteten ved digitale kretser mot variasjoner pga. alder, og den naturlige stabiliteten ved digitale kretser i forhold til temperatur, fuktighet, vibrasjoner, og andre forskjellige tilstander. Videre vil framgangsmåter for overføring av informasjon fra digitale talekodere produsere spektral ineffektivitet, noe som kan dempe fordelene som oppnås ved å fjerne den overflødige taleinformasjonen. Det er f.eks. kjent at et høykvalitets analog uprosessert talesignal opptar omtrent 4 kHz

i båndbredde. Etter digitalisering (ved pulskodemodelasjon, PCM), har den digitale representasjon av dette signalet en datahastighet på 64 kb/s, som opptar ca. 30 kHz båndbredde (antatt anvendelse av konvensjonelle teknikker for binær kanalmodulasjon). Selv etter vesentlig prosessering i en konvensjonell sub-båndkoder for å fjerne de minst viktige spektralelementene (og dermed gi moderat lydkvalitet ved en hastighet så lav som 10 kb/s), krever overføring av tale-

signal som bruker binær modulasjon fortsatt mer båndbredde enn den orginale analoge signalet.

Mens tradisjonelle flernivå modulasjonsteknikker (der et kanalsymbol anvendes for å kode mer enn en enkel bit) kan utnyttes for å redusere nødvendig båndbredde for overføring, blir dette gjort på bekostning av motstand mot kanal-svekking. Det er viktig at det reduserte (minimaliserte) antall overføringsbiter mottas korrekt. For nåværende lavhastighets talekodere, kan feilrate (pga. av støy eller svak kanal) på mindre enn 1% gi et uønsket ubeskyttet signal. I konvensjonelle landmobile kanaler, er det spesielt vanskelig å oppnå slik lav feilrate spesielt pga. flerveis svekkelse. Det er derfor vanlig praksis å legge til feilkoding til det overførte signalet for å tillate feildetektering eller korreksjon av biter som representerer talesignalet. Imidlertid øker ytterligere koding antall overførte biter, og reduserer derfor ytterligere den spektrale effektiviteten av systemet. Noen konstruktører har prøvd å kompensere for dette ved selektiv koding av et subsett av de overførte biter.

Det eksisterer derfor et behov for å framskaffe en framgangsmåte for overføring av informasjon som har blitt prosessert i en talekoder, for å kombinere kommunikasjons-mål som pålitelighet og maksimal spektral effektivitet, og samtidig ha en ypperlig talekvalitet i det gjennvunnede s ignalet.

Kort fortalt blir i samsvar med oppfinnelsen et informasjonssignal, såsom et talesignal, samplet, kvantisert, og prosessert digitalt ved hjelp av f.eks. en sub-båndkoder. Digitalt prosesserte samplinger produsert av sub-båndkodere moduleres til en kommunikasjonskanal for å gi kanalsymboler med et flertall av modulasjon proposjonal til en karakteristikk (fortrinnsvis størrelsen på samplingen) av en respektivt digitalt prosessert sampling. Denne teknikken for kanalmodulasjon gir, under perioder av høy signalstyrke, en overlegen estimering av den digitalt prosesserte samplingen ved en mottaker. Dette muliggjør rekonstruksjon av mottakertale som gir et talesignal av høy kvalitet. Ettersom det mottatte signalet degenereres, vil nøyaktigheten av estimatet av det digitalt prosesserte sample minske, og dermed gi det rekonstruerte signalet en minskning, i motsetning til totalt tap av signalet. Sett på bakgrunn av en utførelse med over- føring ved radiofrekvens, vil den totale effekten av foreliggende oppfinnelse gi motstand mot støyødeleggelse,

og samtidig gi en forbedret spektral effektivitet.

I en annen utførelse av foreliggende oppfinnelse, blir kryptering av de digitalt prosesserte prøvene gjort for å sikre privat kommunikasjon.

Til slutt, i et annet aspekt av foreliggende oppfinnelse, gir en kabelutførelse kommunikasjon med spektral effektivitet, inkludert kryptering, for standard (ukompensert) smalbåndet telefonkanaler (som ikke har en lav frekvensrespons).

I det følgende vil oppfinnelsen beskrives ved hjelp av

eksempel og med referanse til tegninger, der

fig. 1 er et blokkdiagram av radiofrekvenskoder i

samsvar med foreliggende oppfinnelse;

fig. 2 er et blokkdiagram av allokeringsvelger fra fig.

1;

fig. 3 er et blokkdiagram for vektorkoder i fig. 2;

fig. 4a er en illustrasjon av den foretrukne subramme-kanalformat ved foreliggende oppfinnelse;

fig. 4b er en illustrasjon av en talesampler og et

ødeleggende støysignal;

fig. 5 er et blokkdiagram av radiofrekvensdekoder i

i samsvar med foreliggende oppfinnelse;

fig. 6 er et blokkdiagram av en allokeringsdekoder fra fig. 5;

fig. 7 er et blokkdiagram av kabelkoder fra foreliggende oppfinnelse;

fig. 8 er et blokkdiagram av kabeldekoderen i samsvar med foreliggende oppfinnelse;

fig. 9 er et blokkdiagram av en radiofrekvenssender og

mottaker som anvender koderen fra fig. 1 og dekoderen fra fig. 5;

Fig. 10 er en illustrasjon av foretrukne tidsmultiplekser RF-kanal protokoller for inn-til-repeterer og ut-til-mobil;

fig. Ila er et blokkdiagram av en radiofrekvenssender som anvender en kryptering i samsvar med foreliggende oppf innelse;

fig. 11b er et blokkdiagram av en radiofrekvensmottaker som anvender kryptering i samsvar med foreliggende oppfinnelse; og

fig. 12a-d er illustrasjoner av en foretrukket krypter-ingsteknikk i samsvar med foreliggende oppfinnelse.

Foreliggende oppfinnelse opererer for å redusere anvendt båndbredde for overføring av informasjonssignaler som f.eks. tale, bilde, fjernmåling e.l. signaler som inneholder, eller kan inneholde, overflødig spektral eller annen unødvendig informasjon. Informasjonssignalet blir samplet, kvantisert og digitalt prosessert for å produsere digitale prosesserte samplinger. En kommunikasjonskanal blir modulert ved anvendelse av det digitalt prosesserte samplingene for å danne kanalsymboler med en modulasjonsstørrelsesorden proposjonal til karakteristikken av respektive digital prosessert sampling. I samsvar med oppfinnelsen omfatter de foretrukne overførte signalene kanalsymbolene, sammen med overflødig data som kan anvendes for å synkronisere en mottaker og overføre informasjon angående den riktige rekonstruksjonen av informasjons signalet. Alternativt kan de digitalt prosesserte samplingene normaliseres, kompanderes eller krypteres for å gi et spektral effektivt kommunikasjonssystem med en overlegen signalkvalitet ved perioder av høy signalstyrke, og framskaffe robusthet mot støyødeleggelse av det overførte signalet.

I den foretrukne radiofrekvens (RF) utførelsen av foreliggende oppfinnelse, blir et informasjonssignal samplet, kvantisert, og prosessert digitalt for å redusere den opptatte båndbredden av informasjonssignalet og dermed tillate opptil fire slike prosesserte signal (som kan være kryptert) og overføres på en enkel 25 kHz landmobil kommunikasjonskanal.

I den foretrukne kabelutførelsen, blir et talesignal samplet, kvantisert og digitalt prosessert. Imidlertid er disse digital prosesserte samplingene anvendt for å danne en multi-subbærebølge signal som er sentrert i det tilgjengelige båndbredden av en standard (ukompensert) smalbåndet telefonkanal for å gi kommunikasjoner. Flere symboler blir samtidig overført over kanalen. Hvert symbol anvender en forskjellig sub-bærebølge og har et flertall av modulasjonsstørrelser til en karakteristikk av et enkelt digitalt prosessert sampling. Overflødige data er også modulert ved anvendelse av subbærebølger. I samsvar med foreliggende oppfinnelse kan kryptering framskaffes for å muliggjøre en sikker kommunikasjonskanal over standard (ukompenserte) telefonlinjer.

Ved først å referere til fig. 1, er den foretrukne radiofrekvenskoder 100 vist i blokkdigitalform. I operasjonen blir et informasjonssignal, såsom et talesignal, samplet og kvantisert ved f.eks. en analog til digital (A/D) konverter (ikke vist), som gir en digital representasjon (fortrinnsvis via PCM ved 8000 samplinger pr. sekund) av informasjonssignalet til en inngangsport 102 av koderen 100. De digitale samplingene blir rutet til et flertall av sub-båndfilter 104-119, der hvert filter har et 250 Hz båndbredde for å gi et flertall av "sub-bånd" av informasjonssignalet. Slike filtre er vel kjent i

i teknologien og omfatter fortrinnsvis flerfaset eller kvadratur speilfiltre med en anti-aliasing egenskap mellom nærliggende bånd. I samsvar med dette har filter 104 båndet fra likestrøm til 250 Hz, filter 105 ligger i 250-500 Hz båndet, osv. til og med filter 199, som er plassert i 3750-4000 Hz-båndet.

Som vist i fig. 1, blir nåværende informasjonssignal delt i 16 bånd. I samsvar med foreliggende oppfinnelse, trenger ikke flere filtre (104 og 116-119) å anvende informasjonssignal hvis det er et talesignal, da mengden av taleenergi ligger i spektret assosiert med disse filtrene er liten eller unødvendig til korrekt reproduksjon (syntese) av et talesignal ved en mottaker. For andre informasjonssignaler (f.eks. bilde eller fjernmåling), kan et annet arrangement av de seksten filtrene kreves avhengig av det uprosesserte spektral-karakteristikkene av informasjonssignalet og det ønskede rekonstruerte signalets kvalitet. I alle tilfeller er de valgte filtre koplet til -?n allokeringsvelger 120 via desimatorer 121-136. For en talekoder, er filtre 105-115 rutet til allokeringsvelger 120 via desimatorer 122-132.

Desimatorene reduserer samtlingsraten av det digitalt filtrerte samtlene ved en faktor på 16. Desimering reduserer effektforbruket, lagerkravet, og lette beregningsbyrden ved senere stadier ved en minsking av prosesseringsraten. I samsvar med dette reduserer foreliggende oppfinnelse utgangsraten på hvert filter ved en faktor på 16. Naturligvis kan andre des imeringsgrader velges avhengig av den spesielle utførelsen.

Allkoeringsvelgeren 120 undersøker en forhåndsbestemt del (fortrinnsvis 15 prøver som tilsvarer 30 ms tale) til hver av desimeringsfilterutgangene for å identifisere et forhåndsbestemt subsett av filtre som har det overveiende energiinnhold. I den foretrukne utførelsen av foreliggende oppfinnelse, er fire filtre valgt for sending. De gjenværende 7 ikke-valgte filterbånd undersøkes for å bestemme energiverdien i samsvar med mengden av energi som ligger i de ikke-valgte båndene. Til sist danner allokerings-velgere 120 en maskevektor 149 som omfatter en digital kode som identifiserer de fire valgte filtrene slik at mottakeren kan syntetisere informasjonssignalet på korrekt måte.

De fire valgte filtrene har hver 15 samplinger som rutes til normaliserere 138, 140, 142 og 144, som skalerer de 15 prøvene av hvert valgte filter for å ligge innenfor maksimum amplitude område. Fortrinnsvis opererer hver av normaliserene 138, 140, 142 og 144 ved økning av amplituden av samplingene i trinn på 6 dB, til det bestemmes at de neste 6 dB økning vil gå over den forhåndsbestemte terskelen. Den forsterknings(normaliserings-) faktoren for hver av de fire valgte filtrene blir rutet 139, 141, 143 og 145 til normaliserigsvelger 148. Normaliseringsvelger 148 opererer for å velge den laveste normal iseringsfaktor som kan skaffes av normaliserene 138, 140, 142 og 144 for å skalere (normalisere) energiverdiene av de sju ikke-valgte filtrene. I samsvar med dette vil normaliserene 150-162 på en liknende måte skalere hver energiverdi som framskaffes av allokeringsvelger 120 i samsvar med den laveste normaliseringsfaktor. Det foretrukne valget av laveste normaliseringsfaktor beskytter mot klipping ved senderen. Ved mottakeren vil enhver støy eller annet feilfenomen som ødelegger energistamplingen, bli forsterket ved denne normaliseringsfaktoren for å redusere påvirkningen. I samsvar med oppfinnelsen vil den normaliserte energiverdiene ikke bli sammenliknet til en terskelverdi pga. at effekten av en energiverdi overskrider terskelverdien generelt ikke ødelegger den gjenvunnede talekvaliteten. Grunnen til dette er at energiverdiene i de ikke-valgte filtrene ordinært er temmelig lav (sammenliknet med de fire valgte filtrene) noe som naturligvis skyldes at de ikke-valgte filtrene ikke ble valgt av allokeringsvelgeren 120.

De normaliserte valgte filtersamplingene, deres normaliseringsfaktorer, de normaliserte energiverdiene og maskevektor 149 alle blir rutet til en multiplekser 164. Funksjonen av multiplekser 164 er å arrangere disse signalene i et sub-rammeformat, som til slutt vil moduleres på en RF kommunikasjonskanal. Det foretrukne arrangementet ved disse signalene (fig. 4a) framskaffes av multiplekser 164 ved en utgangsport 166 som kan koples til en analog eller digital flernivå modulasjonsinnretning (ikke vist) for modulasjon på en RF kommunikasjonskanal.

Ved nå å referere til fig. 1, vises et blokkdiagram av allokeringsvelger 120 fra koder 100. De desimerte filtersamplingene fra filter 2 105 til og med filter 12 115 er mottatt av energiberegnere 200-220 (husk at filter 1 104 og 13-16 116-119 ikke anvendes i den foretrukne stemme-kodeutførelsen ved foreliggende oppfinnelse). Energiberegnere 200-220 er av konvensjonell utførelse og omfatter fortrinnsvis en kvadrer-og-summer krets eller tilsvarende funksjon utført ved protokoll i programvare. Hver av energiberegnerene 200-220 gir en verdi som tilsvarer mengden av energi i båndet assosiert med deres respektive filter. Disse verdiene er koplet 222-242 til en vektorkoder

(244) som opererer for å gi de fire bits binære

maksevektorer 149 som identifiserer de fire valgte filtrene. Maskevektor 149 blir koplet 246-252 til et krysspunktmatrise 254, som ruter de fire valgte filtrene (identifisert ved maskevektoren) til fire tilsvarende utgangsporter 256-262. Signal som representerer hver av energiverdiene av de sju ikke-valgte filtrene (i motsetning til den virkelige filterprøven) blir rutet til andre utgangspunkter 264-276. På denne måten blir bare sampelutganger fra fire filtre (normalisert) og energi- verdier (også normalisert) representerer energien i de ikke-valgte filtre blir modulert på en kommunikasjonskanal for sending.

Ved nå å referere til fig. 3 vises et blokkdiagram av verktorkoder 244. Energiverdiene 222-242 fra de elleve talekodefiltre F2-F12 koplet sammen til 16 summerere 300-330 i som tabell 1 fig. 3 (en "1" indikerer en kopling). Dermed blir f.eks. energiverdien 242 av filter 12 koplet til summerere S10 318 og S16 330. Summererne 330-330 adderer energiverdier som er koplet til dem, og gir en verdisum til en velger 332 som velger den høyeste sumverdien av de 16

i sumverdiene. Summereren som har høyeste verdi vil velges av velgeren 332 med en logisk 1 og de gjenværende summererne vil velges ved en logisk 0 (eller omvendt). Velgeren 332 er koplet 333 til en l-av-16 binær konverter 334 som gir en firebits digital kode som indikerer spesielt en av de 16

i summererne som har høyeste sumenergiverdi. Det binære tallet omfatter en maskevektor 149 som kan merkes (tabell 1 fig. 3) for å identifisere de fire valgte filtrene. Dermed f.eks.

hvis summer 7 312 ble identifisert som den summereren med høyeste sumverdi, ville filtre 2, 3, 5 og 6 omfatte de valgte fire filtre.

Ordinært vil utvalg av hvilke som helst fire filtre av 11 uavhengige filtre, resultere i 330 mulige kombinasjoner av fire. Ved anvendelse av nåværende informasjonsteori, kan forskjellige tellealgotitmer anvendes for å kode disse 330 mulige kombinasjoner i ni digitale biter. Imidlertid kan det empirisk vises at energi-innholdet til et talesignal ikke oppstår tilfeldig over talefrekvensbåndet. Dvs. alle mulige kombinasjoner av disse fire filtrene oppstår ikke med lik stor sannsynlighet. Derfor er de fire valgte filtrene ikke uavhengig, og det kan vises at gitt et første filter som velges, er det målbare sannsynligheter som bestemmer andre filtre vil ha en vesentlig energi-innhold av talesignalet. Grunnen for dette innebærer erkjennelsen av at for stemte lyder (dvs. vokaler) ligger den viktige spektral-informasjonen bare innenfor noen få ofte valgt frekvensfilterbånd. For ustemte tale (dvs. konsonanter) vil filterbåndene inneholde den vesentlige energien ikke være kritisk, da, noe som senere vil bli diskutert, de ikke-valgte filtre er "fylt" med støy ved mottakeren for å regenerere støyen som ustemte lyder. I samsvar med dette kan det vises at et utvalg av 120 av de 330 mulige kombinasjoner resulterer i 99% sannsynlighet av at korrekt filter blir valgt. Det er imidlertid ikke nødvendig med denne graden av optimalisering for å oppnå reprodusert tale som høres naturlig.

I samsvar med foreliggende oppfinnelse har det ved begrensning av mulige kombinasjoner av fire filtre til bare de seksten kombinasjonene vist i tabell 1 fig. 3, det blitt oppnådd overlegen talekvalitet med de ønskelige karakteristika for taleridentifikasjon og naturlig stemme. Videre er antall symboler som kreves i maskevektoren blitt redusert med over 50%; de 16 mulige kombinasjoner krever bare fire symboler, mens den hele 330 mulige kombinasjoner ville ha krevd 9 symboler. Spektral effektivitet er dermed oppnåd.

Ved nå å referere til fig. 4a, er foretrukne subrammeformat 400 vist. Subramraeformat 400 omfatter 80 symboler som består av fire biter maskevektor generert av vektorkoder 244, som er kodet med en maskeparitetsbit 404 for å gi en framgangsmåte for detektering av feil i masken. Da masken identifiserer de fire valgte filtrene er det viktig at mottakeren dekoder korrekt hvilke fire filtre som skal motta de overførte samplingene. Etter maskeparitets-biten, er normaliseringsfaktorene for hver av de fire valgte filtrene gitt av normaliserere 138, 140, 142 og 144 overført som to tertiære (tre nivå) signaler. Som kjent kan to ternære symboler identifisere 9 forskjellige normal iseringsfaktorer. Da, i den foretrukne utførelsen, hver normaliseringstrinn er 6 dB, er en dynamisk intervall på 54 dB (9x6) oppnådd. Andre sammenstillinger kan imidlertid anvendes. I samsvar med dette er normaliseringsverdien for første valgte filter SF1 2 ternære signaler 406 som er fulgt av et par ternære signaler for filtre SF2 408 SF3 410 og til slutt SF4 412. Videre er normaliserigsenergiverdiene 414 av de ikke-valgte filtrene hver overført som et enkelt symbol (husk at normal iseringskonstanten for disse energiverdiene ikke trenger overføring da mottakeren vil velge den laveste av de overførte normaliseringsverdiene til de valgte filtrene). Etter dette følger fire samplinger fra hver av de fire valgte filtrene (som kan normaliseres.) Sammen utgjør den binære maskebitene, de ternære normaliseringsfaktorene, symbolene for energiverdiene, og f i 11ersamplingene det 8 bit symbolsk subrammeformat ved foreliggende oppfinnelse.

Ved nå å referere til fig. 4b, er en eksempel illustrasjon av en enkel kanalsymbol 424 vist modulert på en kommunikasjonskanal. Fortrinnsvis har samplingen blitt digitalt modulert for å gi en 8 bit (256 nivå) fler-nivåsignal med en størrelsesorden på modulasjon proposjonal til den virkelige verdien av den beregnede normaliserings-f iltersamplingen.

Sampelmodulasjonsprosedyren som anvendes for å overføre størrelsen av de normaliserte beregnede energisamplingene. Alternativt, kan filtersamplingene og energisaarplingene moduleres på kommunikasjonskanal ved anvendelse av konvensjonelle analoge teknikker. Disse prosedyrene har en fordelen i å kode mer enn et enkelt stykke informasjon i et enkel kanalsymbol, men unngår ulempene som er vanlig i konvensjonelle flernivå dataoverføringer kompromitteres i nærvær av støy.

For å illustrere støyimmuniteten ved foreliggende oppfinnelse, er et støysignal 426 antatt å ødelegge kanalsymbolet 424. Avhengig av amplitute og polaritet på støysignalet, kan det ødelagte kanalsymbolet oppta størrelsesorden som høy som toppen av støysignalet 430 eller så lav som bunnen av støyområde 428. Hvis støyforvrengningen er moderat vil det bare være en mindre effekt på det rekonstruerte talen ved mottakeren da en feil i det gjenvunnede samplingen vil oppstå som er proposjonal med det ødeleggende støysignalet. Dermed, heller enn komplisert og ekstensiv feilkoding som er vanlig i konvensjonelle kodingsskjemaer, anvender foreliggende oppfinnelse den digitale prosesserte samplingen til kommunikasjonskanalen som kanalsymboler slik at enhver ødeleggende parameter skaper bare en proposjonal gjennvunnet feil. Dette gir immunitet mot støy og andre forstyrrelser og tillater en jevn svekking i motsatt signalkvalitet under dårlige overføringstils tander. Dermed vil en mottaker som opererer med et sterkt mottatt signal nyte overlegen gjenvunnet signalkvalitet da samplingen som gjenvinnes fra kanalsymbolet som samples og kvantiseres ideelt vil gi identisk verdi med det orginalt digitalt prosesserte samplingen ved senderen. En mottaker lokalisert i nærheten av et kommunikasjonssvakt område kan lide under et mer støyende signal da samplingen som er gjenvunnet fra kanalsymbolet har blitt ødelagt. Ytterligere reduksjon i effekten av støyen oppnås ved ovenfor nevnte normaliserings-prosedyre. Som effekt er enhver gjenvunnet samplingsfeil skalert i forhold til normaliseringsfaktoren, som er relatert til taleenergien. Effektiv støymaskering blir dermed oppnådd.

Ved nå å referere til fig. 5, er radiofrekvenstale-dekoder utførelsen 500 vist i blokkdiagramform. Som tilfellet er med de fleste koder/dekoder arrangement er naturligvis den generelle hensikten med dekoder 500 å reversere kodingsprosessen som er gjort ved koderen 100.

I samsvar med dette omfatter de mottatte symboler subramme-informasjon (se fig. 4a for foretrukket subrammeformat) som blir samplet, kvantisert, og den binære sampel-representa-sjonen blir koplet til inngangen 502 av dekoder 500 for syntese med informasjon (stemme) signalet. Først separerer en demultiplekser 504 den serielt overførte informasjonen i parallelle format som omfatter 15 samplinger hver på fire valgte filtre 506-512, deres tilhørende normal iseringsfaktorer 514-520, de sju energisamplinger av de ikkevalgte filtre 522-534, og naturligvis maskevektor 536, som identifiserer de fire valgte filtrene. Alle disse signal mottas av en allokeringsdekoder 538 som denormaliserer både filtersamplingene og energisamplingene og ruter filtersamplingene til en passelig mottakerfilter 557-567. Hver av de ikke-valgte filtrene blir fylt med tilfeldig støy, som blir skalert til en passelig amplitude tilsvarende størrelsesorden av energisamplingen for å forbedre den oppfattede lydkvaliteten, og dermed unngå en "hul" eller unaturlig lyd og maskere forskjellige kunstige forhold.

Allokeringsdekoder 538 gir hvert av disse signalene til en interpolator 541-551 som øker samplingsraten til samplingene ved en faktor tilsvarende desimeringsraten ved senderen (en faktor på 16 i den foretrukne utførelsen). Av de konvensjonelle seksten sub-bånd, blir det første, og trettende tom. sekstende ikke brukt av talekodeutførelsen ved foreliggende oppfinnelse. I samsvar med dette er interpolatorer 540 og 552-555 ikke nødvendig for et talesignal. De oppsamplete signalene blir rutet til en bank med digitalt implementerte sub-båndfiltre 556-571 som tilsvarer båndbredde og spektral posisjon til filtret 105-115 ved koder 100. Filterutgangene til hver av filtrene 557-567 blir kontinert for å syntetisere talesignalet som er framskaffet ved utgangsporten 572 av dekoder 500.

Ved nå å referere til fig. 6, er allokeringsdekoder 538 vist. De femten samplingene fra hver av de fire valgte filtrene 506-512 blir respektive koplet til en denormaliserer 600-606 som aksepterer normal iseringsfaktoren 514-520 som den andre inngangen, og virker til å skalere samplingene. Hver av normaliseringsfaktorene 514-512 blir også koplet til en velgerkrets 607 som velger det laveste normal iserigsfaktor for å skalere de sju ikke-valgte energiprøvene 522-532 via de-normaliserende 610-622. Hver av denormaliserte samplingene blir koplet til et krysspunkt--matrise 632 av konvensjonell utførelse. I tillegg mottar krysspunktmatrisen 632 maskevektor 536. Maskevektor 536 bestemmer utgangsårrangementet av de fire valgte filtrene og de sju ikke-valgte filtrene til de 11 utgangsportene 638-637. Hver av utgangsportene 638-647 omfatter en utgang for enten filtersamplingene eller energisamplingene

(avhengig av om filtret er valgt eller ikke-valgt.)

Naturligvis i et tilfelle av valgt filter vil filter-samplingen skaffes fra utgangsporten av krysspunktmatrisen 632, ettersom at energinivået av de valgt filtrene ikke ble overført. Omvendt vil utgangsporten for de ikke-valgte filtrene ha energisamplinger, men ikke filtersamplinger.

Hver av energisamplingene fra utgangsportene 638-647 blir koplet til normaliserere 648-658 for å kontrollere amplituden på tilfeldig støy fra støygeneratorer 659-669. Dette arrangementet gir et skalert støysignal som tilsvarer størrelsesorden på energien fra de ikke-valgte filtrene. Ved å tvinge skalert støysignaler gjennom de ikke-valgte filtrene skaffes en omtrentlig utgave av de støyliknende ustemte lydene (dvs. konsonanter, som gir en fyldigere og mer gjenkjennbar syntetisert talesignal. Støykildene 659-669 kan være separerte støykilder for hver av de elleve filtrene, eller de kan være en enkel støykilde som rutes til alle normaliserere 648-658, eller tilfeldig støy kan genereres av en passelig programalgoritme.

Filtersamplingene og normaliserte tilfeldig støy blir koplet til transmisjonsportpar 670/670'-680/680 ' . Hver av transmisjonsportene 670'-680' har en tilhørende inverter 681-691, arrangert slik at hvert transmisjonsportpar har en tilhørende av/på arrangement. Det vil si, hvis for eksempel transmisjonsport 670 er på, vil transmisjonsport 670<*>være av (og vica versa). Transmisjonsportparet blir styrt av elleve styringslinjer 692 som er gitt fra en ROM-tabell. ROM-tabellen 634 overfører den firebits maskevektor 536 i elleve kontroll-linjer 692 i samsvar med tabell 1 i fig. 3. På denne måten vil filtersamplingene fra de fire valgte

i filtrene og normaliserings tilfeldig støy for hver av de ikke-valgte filtrene rutes til summerer 695a-k. Da trans-mis jonsportparene leder i en alternativt arrangement gir summererne 695a-k enten f iltersamplinger eller skalert tilfeldig støy til interpolatorer 541-551 i fig. 5.

Selv om koder 100 og B-koder 500 (fra fig. 1 hhv. 5), for enkelhets skyld har blitt illustrert i et koplingsblokk-diagram, vil det forstås av de med ordinær kunnskap i teknologien at en foretrukket fysisk utførelse av disse

inretninger kan omfatte en digital signalprosessor såsom DSP i 5600 framstilt av Motorola, eller tilsvarende. I samsvar med dette kan en videre fordel oppnås ved foreliggende oppfinnelse ved anvendelse av beregningseffekt fra DSP enten enkelt, eller i samband med den ekstern mikroprosessor, for å forbedre påliteligheten av talekodingsarrangementet ved foreliggende oppfinnelse.

Som diskutert i samband med figur 4a og 4b, er den foretrukne subrammeformatet ved foreliggende oppfinnelse omfattende 80 symboler, der bare en representerer et paritetssymbol. I samsvar med foreliggende oppfinnelse, er

) ytterligere feilbeskyttelse eller andre kodinger ikke framskaffet til energisymbolene eller filterprøvene. Det er dermed åpenbart at foreliggende oppfinnelse overfører bare den viktige informasjonen som kreves for en dekoder 500 ved foreliggende oppfinnelse. Imidlertid kan en forlenget dyp

i svekkelse betydelig innflyte på korrekt mottak av det overførte signalet. I samsvar med dette gir foreliggende oppfinnelse mulighet for å skape og vedlikeholde en

"nistorikktabell", som lagrer informasjon fra flere tidligere mottatte subrammer. I tillegg har denne informasjonen tilhørende vektfaktorer, for å gi en måling av pålitelighet av mottak av informasjon. En slik vektfaktor kan f.eks. genereres i forhold til mottatt signalstyrke idet øyeblikk av mottak av den spesielle subramma. På denne måten blir en historikk av mottatte energisymboler og normali-ser ingsf aktorer vedlikeholdt, og dersom en markert fjerning fra den etablerte historikken oppstår, kan dekoderen 500 vrake avviket til fordel for historiske verdier, enten enkeltvis eller gjennomsnitt over flere tidligere verdier.

Metoden med historikktabell som frambrakt ved foreliggende oppfinnelse er brukbar hovedsakelig fordi subrammen representerer 30 ms tale. De som er kjent i teknologien med talekoding vil vite at tale er et spesielt unikt signal, og ved undersøkelse av dets karakteristika kan det vises at markert avvik i talemønster generelt ikke oppstår over korte tidsperioder. Ved gjenkjenning av karakteristika av talesignaler, kan verdier lagret i historikktabeller, sammen med vekt som hver element i historikktabellen er korrekt, gir foreliggende oppfinnelse en kompensasjonsteknikk uten krav om ytterligere feilkorre-gering eller paritetssymboler. Hvis den spesielle DSP har en tilstrekkelig resident RAM, kan historikktabellen lett lagres i brikken. Alternativt kan imidlertid DSP være istand til å kommunisere med en RAM utenom brikken, eller motta informasjon fra en mikroprosessor e.l. styreingsorgan.

Ved nå å referere til fig. 7 vises kabelkoder 700 ved foreliggende oppfinnelse i blokkdiagramform. Kabelkoder 700 opererer på liknende måte som RF-koder 100 ved å akseptere samplinger fra 4 valgte filtre; normaliseringsenergiverdiene av de sju ikke-valgte filtrene; og en maskevektor som identifiserer filterarrangementet. Imidlertid er disse signalene i en kabelkoder 700 gitt til en samplingmapper 702.

Samplingsmapperen 702 arrangerer de overflødige data og samplinger for prosessering av seks filtre 716-726. På liknende måte som filtrene diskutert i samband med fig. 1, er hver av de seks digitalt implementerte filtrene utstyrt med en båndbredde på 250 Hz; de laveste filtre ligger ved 750-1000 Hz spektral posisjon, og det høyeste filtre er spektralt posisjonert ved 2000-2250 Hz. Disse f iltervalgene er utført for å sentrere den kodede informasjonssignalet i den tilgjengelige båndbredden av en standard (dvs. ukompensert) telefonlinje. Naturligvis er andre filtervalg også mulig, imidlertid er det beskrevne spektralposisjonene foretrukket. Mellom samplingmapper 702 og filtrene 716-726 er seks interpolatorer 704-714, som øker samplingsraten av signalet før kombinasjonen til et utgangssignal 728. Interpolerings- faktoren til interpolererene 704-714 velges å være identisk til desimeringsfaktoren som gis av desimatorer 122-132 (den foretrukne faktor er 16).

Disse foranstaltninger skaper seks samtidige, hver med en størrelsesorden som er modulert inn for å vedlikeholde en proposjonalitet til digitalt prosesserte samplinger. Anvendelsen av sub-båndfi 1 terbank for genereringsprosessen tillater effektiv pakking av subbærebølger, og minimaliserer "lekkasje av informasjon fra en subbærebølge til en nærliggende subbærebølge."

I det foretrukne arrangementet, sender samplingmapper 702 maskevektorsymbolene 402, maskeparitetssymbolet 404 og det ternære normal iseringssymbolene 406, 408, 410 gjennom filter 3 720. Samtidig blir de ternære normaliseringsfaktorene 412 og de sju energiverdisymbolene 414 sendt gjennom filter 4 722. Samtidig blir 15 samplinger fra det valgte filter 1 416 rutet gjennom andre filter 718; de femten samplingene fra valgt filter 2 418 blir rutet gjennom filter 5 724; de femten samplinger fra filter 3 420 blir rutet gjennom filter 1 716; og samplingene fra filter 4 422 blir rutet gjennom filter 6 726. Videre blir et synkroniseringssymbol sendt gjennom hver av filtrene 716-726 for å spre synkroniseringsmønstre (som også kan anvendes for å ekvilisere kanalen) på de 6 filtrene. Naturligvis kan andre arrangement av disse samplingene og symbolene være mulig; det eneste kravet er at dekodingssampling mapperen 828 utfører den inverse arrangementet som kodesampling mapper 702 for å få korrekt gjenvinning.

Ved nå å referere til fig. 8 er kabeldekoder 800 i samsvar med foreliggende oppfinnelse illustrert i blokkdiagram. Den mottatt informasjonen som ble formattert i samsvar med samplingmapper 702 i fig. 7, blir samplet, kvantisert og rutet til kabeldekoder 800 ved dennes inngangsport 802. Inngangsporten 802 kopler mottatt informasjon til 6 digitale implementert filtret 804-814, som i sin tur er koplet til desimatorer 816-826. Filtrene 804-814 tilsvarer i båndbredde og spektral posisjon filtrene 716-726 fra koder 700, og desimatorene 816-826 desimerer i en hastighet tilsvarende interpoleringshastigheten til senderen (en faktor på seksten ved foretrukket utførelse). Naturligvis må passelig ekvilisering og rammeog symbol-synkronisering utføres før eller etter filtreringsprosessen.

Den sub-bånd filtrerte og desimerte informasjonen blir ført til en samplingmapper 828 som gir den inverse alloker-ingsfunksjonen av samplingmapper 702. Dermed blir de femten filtersamplingene av fire utvalgte filtre 506-512, deres tilhørende normaliseringsfaktorer 514-520, normal iserings-energisamplinger fra sju ikke-valgte filtre 522-534, og maskevektor 536, rutet til allokeringsdekoder 538. Fra dette punktet opererer kabeldekoder 800 samtidig med RF-dekoder 500 beskrevet i samband med fig. 5. Det syntetiserte stemmesignalet finnes ved utgangsport 572.

Som beskrevet for RF koder 100 og dekoder 500 omfatter den foretrukne fysiske arrangementet for en kabelkoder 700 og dekoder 800 en digital signalprosessor (DSP) såsom f.eks. Motorola DSP 56000. På denne måten kan kompenseringen med "historietabell", som vraker markerte avvik fra tidligere mottatte nivå av spesiell informasjon, anvendes for å øke korrekt mottak av mottatt kabelsignal.

Naturligvis kan bare et informasjonssignal overføres ad gangen, da båndbredden av en ukompensert telefonkanal er liten. Imidlertid framstår den virkelige forbedring i kabeltilfellet anbrakt når kryptering anvendes for å sikre privat stemme. I samsvar med foreliggende oppfinnelse, straks et stemmesignal har blitt stemmekodet som beskrevet i samband med fig. 7, kan kryptering av både overflødige data og samplinger gjøres (noe som blir videre beskrevet senere) for å holde talen privat innenfor båndbredden som er tilgjengelig på standard (ukompensert) telefonkanal. Konvensjonelle teknikker for digital kryptering på kabel krever generelt modem av høy kompleksitet, spesielle kompenserte telefonlinjer, og/eller anvendelse av meget lav bitrate talekodere, som gir dårlig talerekonstruksjon. Dette gir store restriksjoner på tilgjengeligheten av privatliv over telefonen. I samsvar med foreliggende oppfinnelse kan privat tale lett framskaffes uten at det er nødvendig å bruke kompenserte telefonlinjer.

Ved nå å refererere til fig. 9, kommuniserer en radiofrekvens sender 900 med en radiofrekvens mottaker 902 over en ikke-ideell radiofrekvens kommunikasjonskanal 904. Kommunikasjonskanalen 904 er antatt å være ikke-ideell i det at støyødeleggelse, signalsvekkelse og andre betydelige fenomener er antatt kontinuerlig å være til stede i varierende grad på det sendte signalet.

Ved senderen blir et stemmesignal tilført en mikrofon 906, som er koplet til en A/D-omformer som sampler og digitaliserer stemmesignalet. De kvantiserte stemmesignal-samplingene blir tilført en talekoder 100, som opererer som beskrevet i samband med fig. 1. Talekoderen 100 gir informasjon formattert i samsvar med foretrukket subrammeformat (fig. 4a) til et tidsdelt multipleks (TDM) rarameformatterer 909. Rammeformatterer 909 arrangerer subrammene i foretrukket ramme (kanal) format som skal beskrives nærmere. TDM rammene blir tilført en frekvens-modulator 914 (som fortrinnsvis omfatter en passelig filtrering for å minimalisere den opptatte båndbredden), hvilken konverterer de digitalt prosesserte (og filtrerte) samplingene til frekvensmodulerte kanalsymboler. I samsvar med oppfinnelsen kan enhver annen type av flernivå digital eller analog modulering anvendes, omfattende: ampiitudemodulasjon, fasemodulasjon, eller amplitudeeller vinkel-sub-bærebølgemodulasjon. Etter dette blir det resulterende signalet forsterket 916 og tilført ei antenne 918 for overføring over den ikke-ideelle kommunikasjonskanal 904.

Ved mottakeren retter antenna 920 den utsendte informasjonen til en forvelger 922 som passelig bånd-begrenser frekvensspektret som er tilgjengelig for mottakeren 902. Den filtrerte mottatte informasjon fra forvelger 922 fjernes fra RF bærebølgen ved nedkonverter 924 til en passelig mellomfrekvens (IF). Et IF-filter 926 begrenser båndbredden på det mottatte signalet videre, hvoretter det blir demodulert ved en passelig FM demodulator 928. Videre blir informasjonen ekvilisert i en ekviliserer 930, som opererer for å korrigere forsinkelser og andre mangler ved den overførte informasjonen pga. filtrering innenfor modulator 914, IF-filtrering, og andre kjente forsinkelser i kommunikasjonssystemet. Den nå ekviliserte TDM ramma blir tilført en A/D-konverter 932, som konverterer de mottatte symbolene til binær form slik at de kan prosesseres digitalt ved hjelp av en digital signalprosessor (DSP). Noen eller alle ekvi1 iseringene kan utføres digitalt innenfor DSPen etter digitalisering av kanalsymbolene. Naturligvis må en passelig klokkesignal gjenvinnes 934 og gis til TDM ramme D-formater, som mapper subrammene til taledekoder 500. Taledekoder 500 opererer som beskrevet i samband med fig. 5, og framskaffer en syntetisert talesignal til D/A-konverter 936. Det syntetiserte talesignalet blir så tilført en høyttaler 932 for å komplettere gjenvinningsprosessen.

Ved nå å referere til fig. 10, er vist den foretrukne innover (dvs. mobil-til-repeterer), og utover (dvs. repeterer-til-mobil) radiofrekvens kanalprotokoll. Som kan ses ved fig. 10, omfatter en foretrukket TDM spalte åtte subrammer fra fig. 4a. Hver ramme omfatter fire spalter. I samsvar med dette kan fire talebeskjeder samtidig ligge innenfor en enkel RF landmobil kommunikasjonskanal med konvensjonell 25 kHz kanal mellomrom. Deretter følger tre andre TDM spalter den illustrerte enkel spalten i fig. 4.

Inngangskanalprotokollen 1002 begynner med en "sikringstid" tilsvarende lengde på 39 symboler. Sikringstida omfatter mottaker til sender (R/T) tid som er nødvendig for å tillate syntetisere fra senderen og endre frekvens og stabilisere seg, og å tillate effektforsterkeren å energiseres. R/T delen 106 kommer før en synkroniserings-mønster 1008, som fortrinnsvis omfatter seksten symbol synkroniseringsord som markerer starten på spalta. Etter synkroniseringsordet 1008, følger åtte informasjon-subrammer 1010-1024. Deretter blir seksten symbol informasjonskode 1026 overført, som identifiserer sendingsparten. Til slutt følger et ni symbol utbredelsestillatelse 1028 etter hvert TDM spalte som tillater variasjoner i tida for overføringsforsinkelse (som sett av repeterer) fra en nær og fjern transmitterende mobilenhet. Som tidligere nevnt følger etter første spalte 1002 tre identiske spalter, noe som muliggjør fire stemmer pr. kanal.

De fire spaltene kan omfatte to full dupleks konversasjoner, fire delte konversasjoner, eller en kombinasjon av en full dupleks og to delte konversasjoner. Disse allokeringene kan dynamisk varieres enten etter ønske fra den sendende mobil; automatisk passert på systemets oppstart; eller bestemt på periodisk basis bestemt, f.eks. av tidspunkt på dagen. Naturligvis kan en databeskjed overføres under en eller flere spalter istedet for stemmebeskjed på et blandet stemme/datakommunikasjonssystem.

Den utgående kanalprotokoll 1004 starter med 48 symbol av et punktmønster. (Punktmønster er konvensjonelle 1-0-1...-mønster som vanligvis overføres for å muliggjøre mottakingsmobiler å få bitsynkronisering). Etter punkt-mønstret 1030, blir et seksten symbol synkroniseringsord 1032 sendt for å gi en synkroniseringsmarkering til de mottakende mobiler. Etter synkroniseringsordet 1032, blir en femsymbol spalte ID 1034 overført, etter hvilken elleve symbols overvåkningsord 1036 overføres. Den fem symbols spalte-ID 1034 identifiserer den følgende spalten slik at de mottakende mobiler kan holde styr på hvilken spalte som overføres. De elleve overvåkningssymbolene 1036 styrer spalte tilførsel og allokering for å implementere f.eks. full dupleks konvensasjoner, delte konvensasjoner, databeskjeder og å variere andre parametre som er relevant når det gjelder styring av kommunikasjon over radiofrekvenskanaler. Etter overvåknings informasjonen følger åtte subrammer 1038-1052 som omfatter en enkelt utgående TDM spalte. Som tidligere nevnt er fire TDM spalter mulig pr. ramme, noe som tillater en fire-til-en spektral forbedrelse over konvensjonelle kommunikasjonssystemer.

Ved nå å referere til fig. Ila, er en sikker sender 1100 vist i blokkdiagrams form. I fig. Ila er vist et krypteringsarrangement 1101 anvendt til en del av senderen 902 fra fig. 9, hvori et talesignal tilført en mikrofon 906, som konverterer den akustiske energien til det elektriske signalet som samples ved en kodek 1102. Kodeken digitaliserer talesignalet, som rutes til koder 100, som genererer en subrammeformat som diskutert i samband med fig. l-4a. Imidlertid blir delen 402-412 av overflødig data til subrammeformatet rutet 1104 til en digital forvrenger 1108. Den digitale forvrenger 1108 kan være av konvensjonell utforming og kan kryptere den overflødige informasjonen ved hjelp av enhver vanlig krypteringsalgoritme, eller kan anvende datakrypteringsstandard (DES) fra US National Bureau of Standards. De kvantiserte energisamplinger 414 og de femten kvantiserte f iltersampl inger fra hver av disse valgte filtrene 416-422 blir rutet 1106 til en modulus adderer 1110. Som andre inngangssignal mottar modulusadderer 1110 en kvantisert krypteringsvektor (benevnt r) 1112, som blir addert til en kvant iseringsfiltersampling (benevnt x) for å gi et kryptert kvantisert sampling (benevnt s). Krypterings-teknikken anvender et tilfeldig generert kvantisert krypteringsvektor, som blir modulo-addert til en kvantiseringsinformasjonssampling, er vanlig referert til som "samplingmaskering".

I samsvar med krypteringsarrangementet ved foreliggende oppfinnelse er det digitalt krypterte overflødige informasjon og "samplingmaskert" kvantisert energi og filtersamplinger tilført TDM formatterer 909, som virker til å danne en TDM spalte (se fig. 10). Den formatterte spalteinnformasjonen blir rutet til en passelig modulator som diskutert i samband med modulator 914 fra fig. 9.

Ved nå å referere til fig. 11B, omfatter en sikkerhetsmottaker 1126 et krypteringsarrangement 1112 ved en del av mottaker 904. De gjenvunnete TDM rammene blir samplet og kvantisert 932 og sendt til en klokke-gjenvinningskrets 934 som gir et klokkesignal 933 for å muliggjøre gjenvinning. De samplede og kvantiserte TDM rammene blir også tilført til TDM ramme D-formatter 935, som ruter subrammene til D-kryptingsanordning 1112. D-kryptering blir utført på en liknende måte som kryptering beskrevet i samband med fig. Ila, ved ruting 1114 av den digitale overflødige delen fra subramma til en digital oppretter 1118. Naturligvis må passelig synkronisering anvendes for å sikre krypteringsgenereringen ved sender 1114 og mottaker opererer samtidig. Den samplingmaskerte stemmen og energisamplingene blir rutet 1116 til en modulus adderer 1120, som gjenvinner den orginale sampling (benevnt x) ved å trekke fra maskeringsvektor (benevnt r) 1122 fra den krypterte vektor (benevnt s). Krypteringsgeneratoren 1124 er vesentlig lik krypteringsgeneratoren 1114 forutsatt identiske maskeringsvektorer r blir addert og subtrahert til samplingvektorene. Den dekrypterte overflødige informasjon og samplingdelen blir tilført dekoder 500 som digitalt prosesserer samplingene for rekonstruer ing av stemmesignalet. Etter D/A omforming 936 blir det rekonstruerte stemmesignalet tilført en høyttaler 938 for å komplettere gjenvinningsprosessen.

Ved nå å referere til fig. 12A, er den fundamentale operasjonen ved samplingmaskeringsteknikken illustrert. Først ligger en åtte bits flernivå sampling 1200 mellom to terskelgrenser (+A og -A). Terskelgrensene kan konvensjonelt settes til å være det samme for normalisering (diskutert i samband med fig. 1) for å sikre optimalisert dynamisk intervall. De 256 nivåsampling x 1200 blir addert 1202 til et åtte bits maskeringsvektor r 1204. Maskeringsvektor 1204 er av tilfeldig polaritet og størrelse. I dette eksemplet blir summen lik den åtte bits flernivå samplingmaskerings-vektor (s) 1206, som er det krypterte sampling som skal sendes.

I fig. 12B er et annet eksempel på samplingmaskering illustrert, åtte bits sampling x 1208 blir addert til åtte bits maskeringsvektor r 1210 for å gi en åtte bits samplingmaskert vektor s 1212 som ligger innenfor terskelverdiene. I samsvar med dette er ingen videre operasjon nødvendig og samplingmaskeringsvektoren s kan overføres.

Imidlertid i fig. 12c overskrider den åtte bits sampling x 1214, når den adderes med den åtte bits maskeringsvektor r 1216 den øvre terskel +A ved en mengde delta A 1218. Dermed, da den øvre terskelen har blitt overskridet, vil det krypterte samplingen vippe over via nedre terskel -A ved den samme mengde 218' og den samplingmaskerte vektor 1220 blir konstruert ved å sette et åtte bits tegn og amplitude på vektoren s for å møte den øvre delen av området identifisert ved 1218'. De som er kjent i teknikken vil forstå at omvippingprosessen ganske enkelt er en karakteristikk i modulo-addisjon.

I fig. 12D overskrider den åtte bits sampling x 1222 når det blir addert til åtte bits maske r 1224 den nedre terskel (-A) med en mengde A 1226'. Tilsvarende vil denne samplingen vippe over øvre terskel (+A) med den samme mengden A 1226' og den åtte bits samplede maskeringsvektor s 1228 blir anbrakt for å møte mengden av nedre terskel overskr ides.

På denne måten kan den kvantiserte energi og filtersamplingene effektivt maskeres for å gi stemmesikkerhet sammenliknbar med den sikkerheten som framskaffes av konvensjonelle binære krypteringssystemer. De som er kjent i teknikken vil forstå at mens krypteringsanordningene 1101 og 1112 ble diskutert i samband med en RF koder 100 og dekoder 500, kan krypteringen lett framskaffes til kabelkoder 700 og kabeldekoder 800 ved å anbringe krypteringsanordningen 1101 og dekrypteringsanordningen 1112 før samplingmapper 702 og etter samplingmapper 828 for å gi komplett stemmesikkerhet over standard (dvs. ukompenserte) telefoni injer.

Claims (5)

1. Framgangsmåte for overføring av informasjonssignal over en kommunikasjonskanal omfattende følgende trinn: a) sampling og kvantisering av i det minste en del av informasjonssignalet for å gi digitalt kodede samplinger; karakterisert ved at den videre omfatter følgende trinn: b) prosessere i det minste en del av de digitalt kodede samplingene for å gi digital prosesserte samplinger; c) modulere en kommunikasjonskanal ved anvendelse av i det minste noen av de digitalt prosesserte samplingene for å gi kanalsymboler, slik at hvert kanalsymbol har en størrelsesorden på modulasjon som proposjonal med karakteristikken av respektive digitalt prosesserte sampling.

2. Framgangsmåte for rekonstruksjon av informasjonssignal representert ved den virkelige informasjonssignal fra et transmittert signal, hvori det overførte signalet er k arakterisert ved: kanalsymboler med en størrelsesorden på modulasjon proposjonal med i det minste en karakteristikk av prosesserte samplinger eller energiverdier; og framgangsmåten omfatter følgende trinn: a) motta det transmitterte signalet og gi gjenvunnede prosesserte samplinger og gjenvunnede energiverdier; b) generere for hver gjenvunnet energiverdi et bakgrunnssignal med en amplitude tilsvarende relatert til det gjenvunnede energinivå; c) operere på det gjenvunnede prosesserte samplingene for å gi digital kodede samplinger; d) kombinere de digitalt kodede samplingene og bakgrunnssignalene for å gi et kombinert signal; e) omforme digitalt-til-analogt det kombinerte signalet for å gi et rekonstruert informasjonssignal.

3. Framgangsmåte i samsvar med krav 1, karakterisert ved at den videre omfatter i moduler ingst r irinet: modulere en radiof rekvenskommunikasjons-kanal ved anvendelse av i det minste noe av subsettet av det prosesserte samplingene og i det minste noen av de utvalgte energinivåene for å gi kanalsymbolene, hver av kanalsymbolene har en størrelse på modulasjonen som er proposjonal med i det minste en karakteristikk fra det respektive prosesserte sampling eller energinivå.

4. Framgangsmåte i samsvar med krav 1, karakterisert ved at den videre omfatter i moduleringstrinnet: modulere en kabelf rekvenskommunikas jons-kanal ved anvendelse av i det minste noe av subsettet av det prosesserte samplingene og i det minste noen av de utvalgte energinivåer for å gi kanalsymbolene, hver av kanalsymbolene har en størrelsesorden på modulasjon på proposjonal med i det minste en karakteristikk fra det respektive prosesserte sampling eller energinivå.

5. Framgangsmåte for koding av et informasjonssignal og modulering av samme på en kommunikasjonskanal, omfattende: midler for sampling og kvantisering i det minste av en del av informasjonssignalet for å gi digitalt kodede samplinger; og videre karakterisert ved at: midler for digitale sub-bånd koding av den digitalt kodede samplingene for å gi sub-bånd kodede samplinger; midler for modulasjon av en kommunikasjon kanal ved anvendelse av i det minste noe av de sub-båndkodede samplingene for å gi kanalsymboler slik at hvert kanalsymbol har en størrelse på modulasjonen som er proposjonal med en karakteristikk av en respektiv sub-bånd kodet sampling.