JPH06188841A - 適応差分パルス符号変調システム用受信器 - Google Patents
適応差分パルス符号変調システム用受信器Info
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- JPH06188841A JPH06188841A JP4087785A JP8778592A JPH06188841A JP H06188841 A JPH06188841 A JP H06188841A JP 4087785 A JP4087785 A JP 4087785A JP 8778592 A JP8778592 A JP 8778592A JP H06188841 A JPH06188841 A JP H06188841A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/04—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM]
- H03M3/042—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM] with adaptable step size, e.g. adaptive differential pulse code modulation [ADPCM]
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- Theoretical Computer Science (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は入力信号が異なる周波数の２つの音
声を含むときでも「ミストラッキング」が発生しない適
応差分パルス符号変調システム用受信器を提供する。 【構成】 受信信号Ｎjから受信器の量子化差分信号△
Ｅjを再生するための逆量子化器と、復元された信号
Ｘ″jを提供するため受信器の予測値と受信器の量子化
された差分信号△Ｅjとを加算するための加算器と、可
変予測係数を有しており、復元された信号を受け取り、
かつそれから受信器の予測値を提供するための受信器予
測器手段とを備え、各予測係数が差分信号、すなわちエ
ラー△Ｅjの過去の予測係数により、予測器手段からの
出力に直接関係なく非線形関数として得られる。
声を含むときでも「ミストラッキング」が発生しない適
応差分パルス符号変調システム用受信器を提供する。 【構成】 受信信号Ｎjから受信器の量子化差分信号△
Ｅjを再生するための逆量子化器と、復元された信号
Ｘ″jを提供するため受信器の予測値と受信器の量子化
された差分信号△Ｅjとを加算するための加算器と、可
変予測係数を有しており、復元された信号を受け取り、
かつそれから受信器の予測値を提供するための受信器予
測器手段とを備え、各予測係数が差分信号、すなわちエ
ラー△Ｅjの過去の予測係数により、予測器手段からの
出力に直接関係なく非線形関数として得られる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は差分パルス符号変調シス
テム（ＤＰＣＭ）に関し、詳細には適応的予測係数を有
する適応型差動パルス符号変調システム用受信器に関す
るものである。
テム（ＤＰＣＭ）に関し、詳細には適応的予測係数を有
する適応型差動パルス符号変調システム用受信器に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】本発明は１９８２年２月２３日に発行さ
れたTakashi Arasekiの米国特許第４,３１７,２０８号
に開示された適応型差動パルス符号変調システム（ＡＤ
ＰＣＭ）に用いられている受信器と同様な適応型差動パ
ルス符号変調システム用受信器に関するものである。一
般的にこのようなシステムは減算器が信号標本値と１又
はそれ以上前の標本値から得た予測信号との間の差分を
発生する送信器を含んでいる。この差分信号は量子化さ
れて、伝送される。受信器は受信した差分信号又は残留
信号から原信号を再生する逆量子化器と予測器とを含ん
でいる。通常量子化器は入力差分信号の振幅に従って、
ステップサイズ、又は伝達関数の傾きを変化させるよう
に適応する。これは量子化器のダイナミックレンジをう
まく利用し、低振幅信号に対する応答を改善する。
れたTakashi Arasekiの米国特許第４,３１７,２０８号
に開示された適応型差動パルス符号変調システム（ＡＤ
ＰＣＭ）に用いられている受信器と同様な適応型差動パ
ルス符号変調システム用受信器に関するものである。一
般的にこのようなシステムは減算器が信号標本値と１又
はそれ以上前の標本値から得た予測信号との間の差分を
発生する送信器を含んでいる。この差分信号は量子化さ
れて、伝送される。受信器は受信した差分信号又は残留
信号から原信号を再生する逆量子化器と予測器とを含ん
でいる。通常量子化器は入力差分信号の振幅に従って、
ステップサイズ、又は伝達関数の傾きを変化させるよう
に適応する。これは量子化器のダイナミックレンジをう
まく利用し、低振幅信号に対する応答を改善する。
【０００３】更に、各予測器は適応的に動作し、即ちそ
の係数が時間と共に変化して、予測されるべき信号の変
化によく追従する。そして異なる型式の信号、例えば音
声、音声帯域データの性能を最適化する。予測器の伝達
関数は時間変化する入力信号に対して、理想的には差分
信号又は残留信号のエネルギーが常に最小になるように
適応する。
の係数が時間と共に変化して、予測されるべき信号の変
化によく追従する。そして異なる型式の信号、例えば音
声、音声帯域データの性能を最適化する。予測器の伝達
関数は時間変化する入力信号に対して、理想的には差分
信号又は残留信号のエネルギーが常に最小になるように
適応する。
【０００４】「ポール基準」（pole-based)として知ら
れている１つの型式の予測器はフィードバックループを
使用しており、そして次式によってその係数を得る。 （Ａi）j+1＝（Ａi）j＋ｇ・Ｆ1（Ｘ′j-1）・Ｆ2(△Ｅj） （ １） この場合ｇは小さい正の値、そしてＦ1及びＦ2は非減少
関数である。
れている１つの型式の予測器はフィードバックループを
使用しており、そして次式によってその係数を得る。 （Ａi）j+1＝（Ａi）j＋ｇ・Ｆ1（Ｘ′j-1）・Ｆ2(△Ｅj） （ １） この場合ｇは小さい正の値、そしてＦ1及びＦ2は非減少
関数である。
【０００５】米国特許第４,３１７,２０８号に論述され
たシステムでは受信器の係数は伝送エラーが生じた場合
には、送信器の係数と異なる。これは受信器における予
測係数は受信差分信号から得られるからである。この信
号に含まれるエラーのために受信器の予測係数は送信器
の係数と異なるようになる。送信器と受信器の予測係数
の差即ちミストラッキングはエラーがなくなった後にも
残留する。
たシステムでは受信器の係数は伝送エラーが生じた場合
には、送信器の係数と異なる。これは受信器における予
測係数は受信差分信号から得られるからである。この信
号に含まれるエラーのために受信器の予測係数は送信器
の係数と異なるようになる。送信器と受信器の予測係数
の差即ちミストラッキングはエラーがなくなった後にも
残留する。
【０００６】次式により予測係数Ａiを得ることによっ
てこの問題を軽減することが提案されてきた。 （Ａi）j+1＝（Ａi）j（１−δ）＋ｇ・Ｆ1（Ｘ′j-i）Ｆ2（△Ｅj） （２） この場合ｉ＝１〜ｎの整数、δは１よりも非常に小さい
正の値、ｇは固有の正の定数、△Ｅjは入力信号と予測
信号との間の差分、Ｆ1及びＦ2は非減少関数である。
てこの問題を軽減することが提案されてきた。 （Ａi）j+1＝（Ａi）j（１−δ）＋ｇ・Ｆ1（Ｘ′j-i）Ｆ2（△Ｅj） （２） この場合ｉ＝１〜ｎの整数、δは１よりも非常に小さい
正の値、ｇは固有の正の定数、△Ｅjは入力信号と予測
信号との間の差分、Ｆ1及びＦ2は非減少関数である。
【０００７】（１−δ）を含む項は受信器の予測係数値
をδによって決定されたレートで送信器予測器の係数値
へ徐々に収束させる。それでも、差分信号△Ｅjと前の
復元信号Ｘ′j-iの双方を使用して予測係数を得る予測
器内のフィードバックループのために受信器の不安定や
振動がなお生ずることがある。予測器係数が規定された
範囲内にあることを保証するため通常安定度チェック法
が使用されている。このような安定度チェック法の欠点
はポール数（係数）が増加するに従って複雑さが増加す
ることである。
をδによって決定されたレートで送信器予測器の係数値
へ徐々に収束させる。それでも、差分信号△Ｅjと前の
復元信号Ｘ′j-iの双方を使用して予測係数を得る予測
器内のフィードバックループのために受信器の不安定や
振動がなお生ずることがある。予測器係数が規定された
範囲内にあることを保証するため通常安定度チェック法
が使用されている。このような安定度チェック法の欠点
はポール数（係数）が増加するに従って複雑さが増加す
ることである。
【０００８】米国特許４,３１７,２０８号において、Ar
asekiは、フィードバックループを有していない零基準
予測器を使用することによって安定度の問題を克服する
ことを提案している。しかしながら、このような零基準
予測器は安定であるが、ポール基準予測器よりも通話信
号等に対して予測利得が小さいという不利益がある。各
々の利点を得るため、Arasekiによって示唆されている
ように、ポール基準予測器と零基準予測器の双方を使用
することは可能である。しかし、零基準予測器と組合わ
されようと、組合わされまいと、ポール基準予測器は入
力信号が同じ振幅で異なる周波数の２つの音声を含んで
いればミストラッキングを受け易いということが判明し
た。
asekiは、フィードバックループを有していない零基準
予測器を使用することによって安定度の問題を克服する
ことを提案している。しかしながら、このような零基準
予測器は安定であるが、ポール基準予測器よりも通話信
号等に対して予測利得が小さいという不利益がある。各
々の利点を得るため、Arasekiによって示唆されている
ように、ポール基準予測器と零基準予測器の双方を使用
することは可能である。しかし、零基準予測器と組合わ
されようと、組合わされまいと、ポール基準予測器は入
力信号が同じ振幅で異なる周波数の２つの音声を含んで
いればミストラッキングを受け易いということが判明し
た。
【０００９】この特種な問題は電話網における２重音声
多重周波数（ＤＴＭＦ）信号に使用される音声において
生ずるが、また約３００Ｈｚ以上異なる音声を使用する
モデムによってもこの問題が生ずる。このような信号で
は予測器出力信号によってフィードバックループを経て
駆動される予測器適応は複数の安定状態を有することが
ある。従って、一旦伝送エラーによってミストラッキン
グが生ずると、受信器は送信器の予測係数値と異なる予
測係数値に安定する。送信器の伝達関数の逆関数である
伝達関数はひずんだ周波数応答を有するので、一方の音
声が減衰され、他方の音声が増幅され、その結果差が非
常に大きくなる。
多重周波数（ＤＴＭＦ）信号に使用される音声において
生ずるが、また約３００Ｈｚ以上異なる音声を使用する
モデムによってもこの問題が生ずる。このような信号で
は予測器出力信号によってフィードバックループを経て
駆動される予測器適応は複数の安定状態を有することが
ある。従って、一旦伝送エラーによってミストラッキン
グが生ずると、受信器は送信器の予測係数値と異なる予
測係数値に安定する。送信器の伝達関数の逆関数である
伝達関数はひずんだ周波数応答を有するので、一方の音
声が減衰され、他方の音声が増幅され、その結果差が非
常に大きくなる。
【００１０】以下図面を用いて詳細に説明する。図１
は、適応予測を有する従来の適応差分パルス符号変調シ
ステム（ＡＤＰＣＭ）は送信器１０と受信器１２を示す
図である。送信されるべきディジタル信号は送信器１０
の入力端子１４へ印加される。ある時点即ちサンプル周
期ｊにおいて印加された入力ディジタル信号はＸjと表
される。減算器１６は入力信号Ｘjからポール基準予測
器１８の出力△Ｘjを減算して得られた差分信号Ｅjを量
子化器２０に与える。差分信号Ｅjは量子化器２０によ
って量子化されて受信器１２へ伝送するために送信器出
力端子２２に出力信号Ｎjを提供する。
は、適応予測を有する従来の適応差分パルス符号変調シ
ステム（ＡＤＰＣＭ）は送信器１０と受信器１２を示す
図である。送信されるべきディジタル信号は送信器１０
の入力端子１４へ印加される。ある時点即ちサンプル周
期ｊにおいて印加された入力ディジタル信号はＸjと表
される。減算器１６は入力信号Ｘjからポール基準予測
器１８の出力△Ｘjを減算して得られた差分信号Ｅjを量
子化器２０に与える。差分信号Ｅjは量子化器２０によ
って量子化されて受信器１２へ伝送するために送信器出
力端子２２に出力信号Ｎjを提供する。
【００１１】一般的に量子化器２０は適応的であり、そ
のステップサイズ即ち伝送関数が入力信号の振幅によっ
て変化する。このような量子化器２０は公知であり、従
って本願では詳細には説明しない。量子化器としては適
応型量子化器が好ましいが、その代わりに固定型量子化
器も使用できる。信号Ｎjは差分信号△Ｅjを再生する逆
量子化器２４に印加される。当然、逆量子化器２４の特
性は量子化器２０の特性と適合しなければならない。従
って量子化器２０が適応的であれば、逆量子化器２４も
適応的である。加算器２６は予測器出力信号即ち予測値
△Ｘjと再生された差分信号△Ｅjとを加算して予測器１
８の入力に再生された入力信号Ｘ′jを与える。ポール
基準予測器１８は予測器出力△Ｘjを加算器２６へ印加
するフィードバックループ２８を有している。
のステップサイズ即ち伝送関数が入力信号の振幅によっ
て変化する。このような量子化器２０は公知であり、従
って本願では詳細には説明しない。量子化器としては適
応型量子化器が好ましいが、その代わりに固定型量子化
器も使用できる。信号Ｎjは差分信号△Ｅjを再生する逆
量子化器２４に印加される。当然、逆量子化器２４の特
性は量子化器２０の特性と適合しなければならない。従
って量子化器２０が適応的であれば、逆量子化器２４も
適応的である。加算器２６は予測器出力信号即ち予測値
△Ｘjと再生された差分信号△Ｅjとを加算して予測器１
８の入力に再生された入力信号Ｘ′jを与える。ポール
基準予測器１８は予測器出力△Ｘjを加算器２６へ印加
するフィードバックループ２８を有している。
【００１２】予測器１８は次式によって過去の入力信号
値を用いて信号△Ｘjを出力する。 △Ｘj＝Ａ1Ｘ′j-1＋Ａ2Ｘ′j-2 …＋ＡnＸ′j-1 （３ ） この場合Ａ1…Ａnは予測係数である。予測係数は破線３
２によって示されるように、再生された差分信号△Ｅj
によって、及び破線３４によって示されるように、予め
再生された入力信号Ｘ′jによっても矢印３０によって
示されたように、適応的に補正される。更に詳細には、
係数（Ａ1）jは次式によって適応的に補正される。 （Ａ1）j+1＝（Ａ1）j（１−δ1）ｇ・Ｆ1（Ｘ′j-1）Ｆ2（△Ｅj） （４ ） この場合、ｇは正の非常に小さな値であり、Ｆ1及びＦ2
は非減少関数である。
値を用いて信号△Ｘjを出力する。 △Ｘj＝Ａ1Ｘ′j-1＋Ａ2Ｘ′j-2 …＋ＡnＸ′j-1 （３ ） この場合Ａ1…Ａnは予測係数である。予測係数は破線３
２によって示されるように、再生された差分信号△Ｅj
によって、及び破線３４によって示されるように、予め
再生された入力信号Ｘ′jによっても矢印３０によって
示されたように、適応的に補正される。更に詳細には、
係数（Ａ1）jは次式によって適応的に補正される。 （Ａ1）j+1＝（Ａ1）j（１−δ1）ｇ・Ｆ1（Ｘ′j-1）Ｆ2（△Ｅj） （４ ） この場合、ｇは正の非常に小さな値であり、Ｆ1及びＦ2
は非減少関数である。
【００１３】受信器１２は、それぞれ送信器１０中の逆
量子化器２４及び予測器１８に対応する逆量子化器１２
４及びポール基準予測器１１８を具備している。受信器
の逆量子化器１２４は送信器１０からの信号Ｎjを受信
し、再生された差分信号ΔＥjを生ずる。加算器１２６
が予測器１１８からの出力信号ΔＸjと差分信号ΔＥjと
を加算して受信器１２の出力端子１２２に復元された入
力信号Ｘ″jを生ずる。この信号Ｘ″jは予測器１１８に
入力される。受信器予測器１１８の係数は対応する破線
１３２及び１３４によって示されているように送信器の
予測係数と同様の方式で適応的に補正される。受信器１
２は送信器１０と逆の方法で動作し、いかなる瞬間にお
いても、予測器１８及び１１８の予測係数が同一である
限り、原信号を忠実に復元する。従って受信器及び送信
器は「トラッキング」と呼ばれる。
量子化器２４及び予測器１８に対応する逆量子化器１２
４及びポール基準予測器１１８を具備している。受信器
の逆量子化器１２４は送信器１０からの信号Ｎjを受信
し、再生された差分信号ΔＥjを生ずる。加算器１２６
が予測器１１８からの出力信号ΔＸjと差分信号ΔＥjと
を加算して受信器１２の出力端子１２２に復元された入
力信号Ｘ″jを生ずる。この信号Ｘ″jは予測器１１８に
入力される。受信器予測器１１８の係数は対応する破線
１３２及び１３４によって示されているように送信器の
予測係数と同様の方式で適応的に補正される。受信器１
２は送信器１０と逆の方法で動作し、いかなる瞬間にお
いても、予測器１８及び１１８の予測係数が同一である
限り、原信号を忠実に復元する。従って受信器及び送信
器は「トラッキング」と呼ばれる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
たように、実際には送信器と受信器との間の伝送におい
て伝送エラーが生ずる。これ等の伝送エラーは予測器１
８と１１８の予測係数間の差によって生じ、伝送エラー
が生じた場合は受信器出力はもはや忠実に原信号を再生
しない。多くの場合に、一度誤差が消滅すると、受信器
における係数は送信器における係数と再整合する。これ
を達成するメカニズムは、エラーが収束するように予測
器及び漏洩係数（１−δ）の範囲を制限する安定度をチ
ェックすることである。これ等のメカニズムが適切な予
測器性能を保証して適用される範囲には限界がある。
たように、実際には送信器と受信器との間の伝送におい
て伝送エラーが生ずる。これ等の伝送エラーは予測器１
８と１１８の予測係数間の差によって生じ、伝送エラー
が生じた場合は受信器出力はもはや忠実に原信号を再生
しない。多くの場合に、一度誤差が消滅すると、受信器
における係数は送信器における係数と再整合する。これ
を達成するメカニズムは、エラーが収束するように予測
器及び漏洩係数（１−δ）の範囲を制限する安定度をチ
ェックすることである。これ等のメカニズムが適切な予
測器性能を保証して適用される範囲には限界がある。
【００１５】従来の適応差分パルス符号変調システムに
おいては、入力信号は異なる周波数の２つの音声を含む
とき「ミストラッキング」を生ずることが判明した。
「ミストラッキング」は伝送エラーが消滅して、送信器
及び受信器における予測係数が安定はしているが、送信
器及び受信器における予測係数が同一でないときに生ず
る状態である。その結果として一方の音声は増幅し、他
方の音声は減衰される。
おいては、入力信号は異なる周波数の２つの音声を含む
とき「ミストラッキング」を生ずることが判明した。
「ミストラッキング」は伝送エラーが消滅して、送信器
及び受信器における予測係数が安定はしているが、送信
器及び受信器における予測係数が同一でないときに生ず
る状態である。その結果として一方の音声は増幅し、他
方の音声は減衰される。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明の適応差分パルス
符号変調システム用受信器は受信信号Ｎjから受信器の
量子化差分信号△Ｅjを再生するための逆量子化器と；
復元された信号Ｘ″jを提供するため受信器の予測値と
受信器の量子化された差分信号△Ｅjとを加算するため
の加算器と；可変予測係数を有しており、復元された信
号を受け取り、かつそれから受信器の予測値を提供する
ための受信器予測器手段とを備え、各予測係数が差分信
号、すなわちエラー△Ｅjの過去の予測係数により、予
測器手段からの出力に直接関係なく非線形関数として得
られる。
符号変調システム用受信器は受信信号Ｎjから受信器の
量子化差分信号△Ｅjを再生するための逆量子化器と；
復元された信号Ｘ″jを提供するため受信器の予測値と
受信器の量子化された差分信号△Ｅjとを加算するため
の加算器と；可変予測係数を有しており、復元された信
号を受け取り、かつそれから受信器の予測値を提供する
ための受信器予測器手段とを備え、各予測係数が差分信
号、すなわちエラー△Ｅjの過去の予測係数により、予
測器手段からの出力に直接関係なく非線形関数として得
られる。
【００１７】本発明は、単独て使用されるか又はフィー
ドバックを用いない追加の予測器と共に使用されること
ができる。このような追加の予測器が供給されるとき、
ポール基準予測器のための予測係数を差分信号からのみ
ならず、零基準予測器の出力から、即ち部分的に再生さ
れた入力信号から得ることが好ましい。
ドバックを用いない追加の予測器と共に使用されること
ができる。このような追加の予測器が供給されるとき、
ポール基準予測器のための予測係数を差分信号からのみ
ならず、零基準予測器の出力から、即ち部分的に再生さ
れた入力信号から得ることが好ましい。
【００１８】
【実施例】本発明の一実施例においては、再生された入
力信号Ｘ′jを予測係数の調整に使用しないようにして
この問題を克服している。図２は本発明の第１の実施例
を例示する図である。図２において、送信器１０Ａ及び
受信器１２Ａの構成部品は図１に例示されたものと同一
であり、説明を容易にするために対応する部品は同一の
参照番号によって表される。しかしながら、図２では図
１の破線３４及び１３４に対応する破線がないことに注
目すべきである。これは予測係数がもはや再生された入
力信号Ｘ′jに依存しないからである。
力信号Ｘ′jを予測係数の調整に使用しないようにして
この問題を克服している。図２は本発明の第１の実施例
を例示する図である。図２において、送信器１０Ａ及び
受信器１２Ａの構成部品は図１に例示されたものと同一
であり、説明を容易にするために対応する部品は同一の
参照番号によって表される。しかしながら、図２では図
１の破線３４及び１３４に対応する破線がないことに注
目すべきである。これは予測係数がもはや再生された入
力信号Ｘ′jに依存しないからである。
【００１９】図２に示された本発明の第１の実施例にお
いて、予測係数は次の一般式によって得られる。 （Ａi）j+1＝（Ａi）j（１−δi）＋ｇ・Ｆi｛Ｅj，Ｅj-1，…，Ｅj-n， （Ａ1）j…（Ａi-1）j｝ （５ ） この場合ｉは１からｎまでの数であり、その数が大きい
程（Ａi）はより先の時間の予測係数に対応する。δ1は
１よりも非常に小さい正の定数、ｇは固有の正の定数、
△Ｅjはｊ時点における差分信号の値、（Ａi）jはｊ時
点におけるそれぞれの予測器係数、Ｆjは非線形関数で
ある。ｉ＝１のとき、関数Ｆiはいかなる引き数Ａ1…Ａ
i-1をも有していないことに注目すべきである。
いて、予測係数は次の一般式によって得られる。 （Ａi）j+1＝（Ａi）j（１−δi）＋ｇ・Ｆi｛Ｅj，Ｅj-1，…，Ｅj-n， （Ａ1）j…（Ａi-1）j｝ （５ ） この場合ｉは１からｎまでの数であり、その数が大きい
程（Ａi）はより先の時間の予測係数に対応する。δ1は
１よりも非常に小さい正の定数、ｇは固有の正の定数、
△Ｅjはｊ時点における差分信号の値、（Ａi）jはｊ時
点におけるそれぞれの予測器係数、Ｆjは非線形関数で
ある。ｉ＝１のとき、関数Ｆiはいかなる引き数Ａ1…Ａ
i-1をも有していないことに注目すべきである。
【００２０】予測係数に適応するためのこのアプローチ
は受信器内の予測器における出力Ｘjのいかなる依存を
も回避するので二重音声によるミストラッキングは回避
される。トラッキングを保証する主な特徴は： （ａ）Ｆiが差分信号Ｅjの過去の値の有限個に依存す
る。 （ｂ）ＦiがＫ＝ｉ−１までのみ（Ａk）jに依存する
（従って（Ａ1)jはいかなるＡkにも依存しない）。 係数Ａiに対するこれ等の式において、第１項は伝送エ
ラーの影響を消滅可能にするリニア減衰項であり、第２
項は適応項である。電気通信網を使用する通話のような
信号を伝送するためのシステムは通常第１項を必要とす
るが、いくつかのＡＤＰＣＭシステム装置では定数δ1
は省略できると理解されなければならない。
は受信器内の予測器における出力Ｘjのいかなる依存を
も回避するので二重音声によるミストラッキングは回避
される。トラッキングを保証する主な特徴は： （ａ）Ｆiが差分信号Ｅjの過去の値の有限個に依存す
る。 （ｂ）ＦiがＫ＝ｉ−１までのみ（Ａk）jに依存する
（従って（Ａ1)jはいかなるＡkにも依存しない）。 係数Ａiに対するこれ等の式において、第１項は伝送エ
ラーの影響を消滅可能にするリニア減衰項であり、第２
項は適応項である。電気通信網を使用する通話のような
信号を伝送するためのシステムは通常第１項を必要とす
るが、いくつかのＡＤＰＣＭシステム装置では定数δ1
は省略できると理解されなければならない。
【００２１】図２に例示されたシステムは１ポールのみ
又は数ポールを用いて使用されることができるが、予測
器１８及び１１８では２つのポールを使用するのが好ま
しい。このような場合において、予測器係数Ａ1及びＡ2
は次式によって得られる： （Ａ1）j+1＝（Ａ1）j（１−δ1）＋ｇ1・△Ｅj・△Ｅj-1／Ｋj （６） （Ａ2）j+1＝（Ａ2）j（１−δ2）＋ｇ2・〔△Ｅj・△Ｅj-2 −（Ａ1）j・△Ｅj・△Ｅj-1〕／Ｋj （７） この場合Ｋj＝Ｍａｘ（ｄ，（△Ｅj）2，（△Ｅj-1)2，
（△Ｅj-2)2） δ1及びδ2は１よりも非常に小さい正の値（例えば、そ
れぞれ１／256及び１／128)、ｇ1，ｇ2及びｄは固有の
正の定数、例えばそれぞれ１／32,１／32及び１０-6 ｇ1及びｇ2に対する値は、通話に適するように、信号の
特性によって選択される。上記の場合はδ1：ｇ1及びδ
2：ｇ2の比はそれぞれ約１：８及び１：４に維持され
る。
又は数ポールを用いて使用されることができるが、予測
器１８及び１１８では２つのポールを使用するのが好ま
しい。このような場合において、予測器係数Ａ1及びＡ2
は次式によって得られる： （Ａ1）j+1＝（Ａ1）j（１−δ1）＋ｇ1・△Ｅj・△Ｅj-1／Ｋj （６） （Ａ2）j+1＝（Ａ2）j（１−δ2）＋ｇ2・〔△Ｅj・△Ｅj-2 −（Ａ1）j・△Ｅj・△Ｅj-1〕／Ｋj （７） この場合Ｋj＝Ｍａｘ（ｄ，（△Ｅj）2，（△Ｅj-1)2，
（△Ｅj-2)2） δ1及びδ2は１よりも非常に小さい正の値（例えば、そ
れぞれ１／256及び１／128)、ｇ1，ｇ2及びｄは固有の
正の定数、例えばそれぞれ１／32,１／32及び１０-6 ｇ1及びｇ2に対する値は、通話に適するように、信号の
特性によって選択される。上記の場合はδ1：ｇ1及びδ
2：ｇ2の比はそれぞれ約１：８及び１：４に維持され
る。
【００２２】本発明は特に下記の係数式を近似計算する
ことによって経済性が達成される。 （Ａ1）j+1＝（Ａ1）j（１−δ1）＋ｇ1ｓｇｎ（△Ｅj）ｓｇｎ（△Ｅj-1） （８） （Ａ2）j+1＝（Ａ2）j（１−δ2）＋ｇ2〔ｓｇｎ（△Ｅj）ｓｇｎ（△Ｅj-2） −ｆ（（Ａ1）j）ｓｇｎ（△Ｅj）ｓｇｎ（△Ｅj-1）〕 （９） ここでｆ（（Ａ1）j）＝２ｓｇｎ（（Ａ1）j）：｜（Ａ1）j｜＞１／２の場合 ＝４（Ａ1）j ：その他の場合 （１０） δ1及びδ2はそれぞれ約１／181及び１／90、そしてｇ1
及びｇ2はそれぞれ１／64及び１／90である。ｇ1及びｇ
2に対する値は典型的には通話信号に適している。δ1：
ｇ1及びδ2：ｇ2の比がそれぞれ約１：２√２，１：１
に維持されるとすれば、他の値は信号の特性に応じて使
用できる。
ことによって経済性が達成される。 （Ａ1）j+1＝（Ａ1）j（１−δ1）＋ｇ1ｓｇｎ（△Ｅj）ｓｇｎ（△Ｅj-1） （８） （Ａ2）j+1＝（Ａ2）j（１−δ2）＋ｇ2〔ｓｇｎ（△Ｅj）ｓｇｎ（△Ｅj-2） −ｆ（（Ａ1）j）ｓｇｎ（△Ｅj）ｓｇｎ（△Ｅj-1）〕 （９） ここでｆ（（Ａ1）j）＝２ｓｇｎ（（Ａ1）j）：｜（Ａ1）j｜＞１／２の場合 ＝４（Ａ1）j ：その他の場合 （１０） δ1及びδ2はそれぞれ約１／181及び１／90、そしてｇ1
及びｇ2はそれぞれ１／64及び１／90である。ｇ1及びｇ
2に対する値は典型的には通話信号に適している。δ1：
ｇ1及びδ2：ｇ2の比がそれぞれ約１：２√２，１：１
に維持されるとすれば、他の値は信号の特性に応じて使
用できる。
【００２３】多くの適用において、図２に示された実施
例を用いて満足すべき結果が得られる。しかしながら、
ある場合には、入力信号に対する信号対雑音比を最大に
するため、フィードバックを使用しない予測器が追加さ
れる。このような第２の実施例が図３に示される。図３
においては図２に示された部品に対応する部品は同一の
参照番号を有している。図３の送信器１０Ｂは再生され
た差分信号ΔＥjから部分的な予測値△Ｘjoを生ずる零
基準予測器４０（フィードバックを有していない）を追
加した点において図２の送信器１０Ａと異なっている。
第２の加算器４２は予測値△Ｘjを得るために零基準予
測器４０及びポール基準予測器１８の出力を加算する。
矢印４４によって示されたように適応型予測器４０の係
数は破線４６によって示されるように差分信号△Ｅjに
のみ適応的であり、予測器４０はフィードバックループ
を有していない。対応する予測器１４０及び加算器１４
２が受信器１２Ｂに設けられる。予測器１８が２つの係
数を有する場合は、零基準予測器４０が６つの係数を有
することができる。零基準予測係数は米国特許第４,３
１７,２０８号によって得られる。
例を用いて満足すべき結果が得られる。しかしながら、
ある場合には、入力信号に対する信号対雑音比を最大に
するため、フィードバックを使用しない予測器が追加さ
れる。このような第２の実施例が図３に示される。図３
においては図２に示された部品に対応する部品は同一の
参照番号を有している。図３の送信器１０Ｂは再生され
た差分信号ΔＥjから部分的な予測値△Ｘjoを生ずる零
基準予測器４０（フィードバックを有していない）を追
加した点において図２の送信器１０Ａと異なっている。
第２の加算器４２は予測値△Ｘjを得るために零基準予
測器４０及びポール基準予測器１８の出力を加算する。
矢印４４によって示されたように適応型予測器４０の係
数は破線４６によって示されるように差分信号△Ｅjに
のみ適応的であり、予測器４０はフィードバックループ
を有していない。対応する予測器１４０及び加算器１４
２が受信器１２Ｂに設けられる。予測器１８が２つの係
数を有する場合は、零基準予測器４０が６つの係数を有
することができる。零基準予測係数は米国特許第４,３
１７,２０８号によって得られる。
【００２４】追加の予測器４０が提供される場合、ポー
ル基準予測器１８の係数は追加の予測器４０の出力並び
に差分信号△Ｅjに適応する。このような構成が図４に
示される。図４は本発明の第３の実施例を示す。図４に
おいては、送信器１０Ｃはポール基準予測器１８の係数
の適応を制御する適応信号を提供するため差分信号△Ｅ
jと、零基準予測器４０の出力における部分的な予測値
△Ｘjoとを加算する第３の加算器５０を付加した点で図
３の構成と異なっている。受信器１２Ｃは同様な方法で
接続された対応する第３の加算器１５０を有している。
送信器及び受信器の双方において、係数を得るための式
は、△Ｅj項が差分信号△Ｅjと、部分的予測値△Ｘjoと
の加算値である値によって置き換えられている以外は他
の実施例に対する式と同じである。
ル基準予測器１８の係数は追加の予測器４０の出力並び
に差分信号△Ｅjに適応する。このような構成が図４に
示される。図４は本発明の第３の実施例を示す。図４に
おいては、送信器１０Ｃはポール基準予測器１８の係数
の適応を制御する適応信号を提供するため差分信号△Ｅ
jと、零基準予測器４０の出力における部分的な予測値
△Ｘjoとを加算する第３の加算器５０を付加した点で図
３の構成と異なっている。受信器１２Ｃは同様な方法で
接続された対応する第３の加算器１５０を有している。
送信器及び受信器の双方において、係数を得るための式
は、△Ｅj項が差分信号△Ｅjと、部分的予測値△Ｘjoと
の加算値である値によって置き換えられている以外は他
の実施例に対する式と同じである。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の適応差分
パルス符号変調システム用受信器によれば、各予測係数
が差分信号、すなわちエラー△Ｅjの過去の予測係数に
より、予測器手段からの出力に直接関係なく非線形関数
として得られるために、入力信号が異なる周波数の２つ
の音声を含むときでも「ミストラッキング」が発生しな
い効果がある。
パルス符号変調システム用受信器によれば、各予測係数
が差分信号、すなわちエラー△Ｅjの過去の予測係数に
より、予測器手段からの出力に直接関係なく非線形関数
として得られるために、入力信号が異なる周波数の２つ
の音声を含むときでも「ミストラッキング」が発生しな
い効果がある。
【図１】先行技術によるＡＤＰＣＭシステムの概略図で
ある。
ある。
【図２】本発明の第１の実施例の概略図である。
【図３】本発明の第２の実施例の概略図である。
【図４】本発明の第３の実施例の概略図である。
１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ 受信器 １１８，１４０ 予測器 １２４ 逆量子器 １２６，１４２，１５０ 加算器
Claims (6)
- 【請求項１】 受信信号Ｎjから受信器の量子化差分信
号△Ｅjを再生するための逆量子化器と；復元された信
号Ｘ″jを提供するため受信器の予測値と受信器の量子
化された差分信号△Ｅjとを加算するための加算器と；
可変予測係数を有しており、前記復元された信号を受け
取り、かつそれから前記受信器の予測値を提供するため
の受信器予測器手段とを具備する適応差分パルス符号変
調システム用受信器において、 各予測係数が差分信号、すなわちエラー△Ｅjの過去の
予測係数により、予測器手段からの出力に直接関係なく
非線形関数として得られることを特徴とする適応差分パ
ルス符号変調システム用受信器。 - 【請求項２】 各予測器が下式によって前記予測値△Ｘ
jを得るように配置されている請求項１記載の適応差分
パルス符号変調システム用受信器。 △Ｘj＝Ａ1（Ｘ′j-1）＋Ａ2（Ｘ′j-2）…＋Ａn（Ｘ′j-n） （ i ） この場合Ａiは （Ａi）j+1＝（Ａi）j（１−δi）＋ｇ・Ｆi（△Ｅj，△Ｅj-1， …△Ｅj-n，（Ａ1）j…（Ａi-1）j） （ i i） によって定義づけられた前記送信器及び受信器における
予測係数：この場合ｉ＝１…ｎはポール予測係数の数、 δ1は１よりも非常に小さい正の定数、 ｇは固有の正の定数、 △Ｅjはｊ時点における量子化された差分信号の値、 （Ａi）jはｊ時点におけるそれぞれの予測係数、 Ｘ′jは差分信号△Ｅjと予測値△Ｘjとの加算値であ
る。 - 【請求項３】 前記予測器が異なる時間において生ずる
過去の値に対応する複数の係数を有しており、最低係数
以外に対する非線形関数が１又はそれ以上の直前の過去
の小さい番号の係数値から得られることを特徴とする請
求項２記載の適応差分パルス符号変調システム用受信
器。 - 【請求項４】 各々が次式によって得られる２つの予測
器係数Ａ1およびＡ2を有している予測器を含むことを特
徴とする請求項３記載の適応差分パルス符号変調システ
ム用受信器。 （Ａ1）j+1＝（Ａ1）j（1−δ1）＋ｇ1・〔△Ｅj，△Ｅj-1／Ｋj （i ii） （Ａ2）j+1＝（Ａ2）j（1−δ2）＋ｇ2・〔△Ｅj，△Ｅj-2−（Ａ1）j・ △Ｅj・△Ｅj-1〕／Ｋj （ i v） Ｋj＝最大（ｄ，（△Ｅj）2、（△Ｅj-1）2、（△Ｅj-2）2） この場合ｊは特定のサンプル周期；δ1及びδ2は１より
も小さい正の値；ｇ1及びｇ2並びにｄは固有の正の定
数。 - 【請求項５】 各第１の予測器手段が予測値の１部分の
みを提供し、前記各受信器が更に：可変な係数を有して
おり、かつ再生された差分信号△Ｅjから部分的な予測
値△Ｘjoを提供するためのフィードバックループを有し
ていない第２の予測器手段と、 前記予測値を提供するための第１の予測器手段の出力と
前記の部分的な予測値△Ｘjoとを加算するための第２の
加算器とを具備することを特徴とする請求項１、２、３
又は４記載の適応差分パルス符号変調システム用受信
器。 - 【請求項６】 適応信号を供給するため前記部分的予測
値△Ｘjoと再生された差分信号△Ｅjとを加算するため
の第３の加算器をさらに具備し、 前記第１の予測器手段の予測係数が前記第３の加算器か
らの適応信号によって得られることを特徴とする請求項
５記載の適応差分パルス符号変調システム用受信器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CA432615 | 1983-07-18 | ||
| CA000432615A CA1220867A (en) | 1983-07-18 | 1983-07-18 | Adaptive differential pcm system with residual-driven adaptation of feedback predictor |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59147750A Division JPS6039936A (ja) | 1983-07-18 | 1984-07-18 | 適応差分パルス符号変調システム用送受信器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06188841A true JPH06188841A (ja) | 1994-07-08 |
Family
ID=4125691
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59147750A Granted JPS6039936A (ja) | 1983-07-18 | 1984-07-18 | 適応差分パルス符号変調システム用送受信器 |
| JP4087785A Pending JPH06188841A (ja) | 1983-07-18 | 1992-03-11 | 適応差分パルス符号変調システム用受信器 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59147750A Granted JPS6039936A (ja) | 1983-07-18 | 1984-07-18 | 適応差分パルス符号変調システム用送受信器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4593398A (ja) |
| JP (2) | JPS6039936A (ja) |
| CA (1) | CA1220867A (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60251733A (ja) * | 1984-05-28 | 1985-12-12 | Sony Corp | デイジタル信号伝送装置 |
| JPS6319295A (ja) * | 1986-07-12 | 1988-01-27 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 昇華型熱転写受像体 |
| US4725885A (en) * | 1986-12-22 | 1988-02-16 | International Business Machines Corporation | Adaptive graylevel image compression system |
| GB8829063D0 (en) * | 1988-12-13 | 1989-01-25 | British Telecomm | Predictive coding and decoding |
| JPH07109991B2 (ja) * | 1989-06-05 | 1995-11-22 | 日本ビクター株式会社 | ノイズシェーピング型再量子化回路 |
| JP3285775B2 (ja) * | 1996-10-14 | 2002-05-27 | 沖電気工業株式会社 | 通信システム |
| ATE371298T1 (de) * | 1996-11-07 | 2007-09-15 | Koninkl Philips Electronics Nv | Übertragung eines bitstromsignals |
| US20010040927A1 (en) * | 2000-02-17 | 2001-11-15 | Chu Peter L. | Adaptive differential pulse code modulation system and method utilizing whitening filter for updating of predictor coefficients |
| US20020097686A1 (en) * | 2000-11-20 | 2002-07-25 | Qiu Robert C. | Long-range prediction of fading signals for WCDMA high speed downlink packet access (HSDPA) |
| EP2351373B1 (fr) * | 2008-10-14 | 2018-07-04 | Orange | Codage et decodage avec elimination d'un ou plusieurs predicteurs predetermines |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5550738A (en) * | 1978-10-05 | 1980-04-12 | Nec Corp | Decoding method of adaptability forecasting type differential pulse code and its unit |
| US4354273A (en) * | 1979-06-12 | 1982-10-12 | Nippon Electric Company, Ltd. | ADPCM System for speech or like signals |
| FR2471084A1 (fr) * | 1979-11-30 | 1981-06-12 | Telecommunications Sa | Etage predicteur pour systeme de compression de debit numerique |
| FR2481024B1 (fr) * | 1980-04-21 | 1986-07-11 | Leguyader Alain | Circuit predicteur adaptatif utilisant un filtre en treillis et dispositif de codage ou de decodage mic differentiel correspondant |
| US4475227A (en) * | 1982-04-14 | 1984-10-02 | At&T Bell Laboratories | Adaptive prediction |
-
1983
- 1983-07-18 CA CA000432615A patent/CA1220867A/en not_active Expired
- 1983-10-28 US US06/546,738 patent/US4593398A/en not_active Expired - Lifetime
-
1984
- 1984-07-18 JP JP59147750A patent/JPS6039936A/ja active Granted
-
1992
- 1992-03-11 JP JP4087785A patent/JPH06188841A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1220867A (en) | 1987-04-21 |
| JPS6039936A (ja) | 1985-03-02 |
| JPH051657B2 (ja) | 1993-01-08 |
| US4593398A (en) | 1986-06-03 |
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