KR20010076298A - 귀환 회로 및 그것을 구비한 증폭기 및 혼합기 - Google Patents

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KR20010076298A
KR20010076298A KR1020010002556A KR20010002556A KR20010076298A KR 20010076298 A KR20010076298 A KR 20010076298A KR 1020010002556 A KR1020010002556 A KR 1020010002556A KR 20010002556 A KR20010002556 A KR 20010002556A KR 20010076298 A KR20010076298 A KR 20010076298A
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KR1020010002556A
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니시다마사오
사와이데쯔로
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다카노 야스아키
산요 덴키 가부시키가이샤
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Abstract

FET의 드레인 전극과 게이트 전극 사이에 귀환 회로가 접속된다. 귀환 회로는 귀환량 조정 저항과 LC 직렬 공진 회로의 직렬 접속에 의해 구성된다. LC 직렬 공진 회로는 컨덴서와 인덕터의 직렬 접속으로 이루어진다. LC 직렬 공진 회로가 제m 고조파의 주파수로 공진함으로써 제m 고조파에 대하여 LC 직렬 공진 회로가 단락 상태가 되고 기본파에 대하여 LC 직렬 공진 회로가 개방 상태가 되도록 컨덴서의 용량치 및 인덕터의 인덕턴스가 설정된다.

Description

귀환 회로 및 그것을 구비한 증폭기 및 혼합기{FEEDBACK CIRCUIT AND AMPLIFIER AND MIXER HAVING THE SAME}
본 발명은 트랜지스터에 설치되는 귀환 회로 및 그것을 구비한 증폭기 및 혼합기에 관한 것이다.
최근, 이동체 통신이 급속한 발전에 따라 통신을 위해 매우 많은 주파수의 전파가 필요하게 되고, 이동체 통신에 사용되는 전파의 주파수는 마이크로파 대로 이행하고 있다. 이러한 이동체 통신의 휴대기에는 전계 효과 트랜지스터 (이하, FET라고 부른다)를 이용한 증폭기가 설치되어 있다. 증폭기의 설계의 하나로 귀환 회로를 설치하는 방법이 있다.
도 26는 종래의 귀환 회로를 구비한 증폭기의 회로도이다.
도 26에 도시한 바와 같이, FET(l00)의 드레인 전극(출력 단자)과 게이트 전극(입력 단자) 사이에, 저항(l01) 및 컨덴서(102)로 이루어지는 귀환 회로(200)가 접속되어 있다. 이 귀환 회로(200)에 의해 FET(100)의 드레인 전극으로부터 출력되는 신호가 역 위상으로 게이트 전극에 귀환된다. 그것에 따라, 마이너스 귀환의 효과에 의해 FET(l00)의 발진이 방지됨과 동시에, FET(100)의 이득이 조정된다.
한편, 다채널의 통신 시스템에 있어서는, 복수의 반송파를 동시에 증폭하기위해서 광대역 증폭기가 이용된다. 일반적으로, 증폭기의 선형성이 열화하면, 기본파에 대한 제2 고조파(2차 고조파), 제3 고조파(3차 고조파) 등의 수많은 고조파가 발생한다. 이들의 고조파는, 상호 변조 왜곡으로서 여러가지의 방해파를 유발한다는 것이 알려져 있다.
상호 변조 왜곡 중, 2차 왜곡(IM2)은 제2 고조파가 주된 원인이 되어 발생하고, 3차 왜곡(IM3)은 제3 고조파가 주된 원인이 되어 발생한다. 또한, 다채널의 통신 시스템에서는, 복수의 채널에 있어서의 2차 왜곡에 의해 복합 2차 왜곡 (CSO; composite second order distortions)이 발생하고, 복수의 채널에 있어서의 3차 왜곡에 의해 복합 3차 왜곡 (CTB; composite triple beat) 및 혼변조 왜곡 (X-MOD; cross modulation)이 발생한다.
예를 들면, 도 27에 도시한 바와 같이, 증폭기에 주파수 f1의 기본파 s1 및 주파수 f2의 기본파 s2가 입력되면, 복합 2차 왜곡에 의해 주파수 (f1+ f2) 및 주파수 (f2-fl)의 방해파 im2가 발생한다. 또한, 복합 3차 왜곡에 의해 주파수(2f2-fl) 및 주파수(2fl-f2)의 방해파 im3가 발생한다.
케이블 텔레비젼 시스템의 경우에는, 약 100∼800MHz의 대역 내에 6MHz의 간격으로 100개 이상의 채널이 존재한다. 예를 들면, 임의의 채널의 750MHz의 기본파 및 다른 채널의 756 MHz(f2)의 기본파가 입력되면, 복합 3차 왜곡 때문에 대역 내의 744MHz (2fl-f1) 및 762MHz (2f2-f1)에 방해파가 발생한다. 이들의 방해파의 주파수는 이웃의 채널의 주파수와 동일하게 되기 때문에, 이들의 방해파에 의해 이웃의 채널의 기본파가 방해된다.
또한, 어떤 채널의 750MHz(f1)의 기본파 및 다른 채널의 450MHz (f2)의 기본파가 입력되면, 복합 2차 왜곡 때문에 대역 내의 300MHz (f2-fl)에 방해파가 발생한다. 이 방해파의 주파수는 다른 채널의 주파수와 동일하기 때문에, 다른 채널의기본파를 방해한다.
따라서, 복수의 반송파를 동시에 증폭하는 광대역 증폭기는, 다채널의 상호 변조 왜곡을 억제하기 위해서 고선형성을 갖는 것이 요구된다. 예를 들면, 특개평 l0-290125호 공보에는, 피드 포워드 방식의 비선형 왜곡 보상 회로를 갖는 전력 증폭기가 개시되어 있다.
그 전력 증폭기에 있어서는, 전 대역중, 입력된 신호를 분파하고, 분파된 한쪽의 신호를 비선형 왜곡 보상을 필요로 하는 각각의 대역으로 분리하고, 각 대역의 왜곡 성분 및 보상량을 검출하고, 보관용 신호를 합성하고, 그 보상용 신호를 이용하여 분파된 다른쪽의 신호의 보상을 행하고 있다.
도 26에 도시한 종래의 증폭기에 있어서는, 귀환 회로(200)가 저항(101) 및 컨덴서(102)로 구성되기 때문에, 원하는 주파수가 마이너스 귀환되는 바와 같이 저항(101)의 저항치 및 컨덴서(102)의 용량치를 설정한 경우라도, 원하는 주파수뿐만아니라 모든 주파수에 대하여 마이너스 귀환이 걸린다. 특히, 귀환 회로(200)는 컨덴서(102)를 갖기 때문에, 주파수가 높아지면 임피던스가 낮아진다. 그 때문에, 제2 고조파보다도 고차의 고조파만큼 귀환량이 많아진다. 즉, 특정한 주파수가 귀환되지 않도록 설정을 행할 수가 없다.
예를 들면, 기본파의 주파수의 2배의 주파수를 갖는 제2 고조파 또는 보다 고차의 고조파가 귀환되도록 설정을 행하면, 기본파도 어느정도 귀환된다. 그 결과, 증폭기의 특성, 특히 이득이 열화한다. 또한, 증폭기에 접속되는 부하 회로의 임피던스 정합을 취하는 정합 회로의 설계가 어렵다.
한편, 특개평 10-290125호 공보에 개시된 전력 증폭기에 있어서는, 입력부에서 신호를 분파하는 회로, 분파된 한쪽의 신호를 각각의 대역으로 분리하는 회로, 각 대역의 왜곡 성분 및 보상량을 검출하는 회로, 보상용 신호를 합성하는 회로 등의 많은 회로를 설치할 필요가 있기 때문에, 회로 규모가 매우 커짐과 동시에, 이들의 회로중에서의 소비 전력도 커진다.
또한, 이 전력 증폭기가 사용되는 통신 시스템의 채널의 대역폭에 맞추어 대역 통과 필터의 통과 대역을 정해 놓을 필요가 있다. 따라서, 특정 통신 시스템을 위해 설계된 전력 증폭기를 채널의 대역폭이 다른 그 외 통신 시스템에 적용할 수가 없다.
본 발명의 목적은, 작은 회로 규모로 트랜지스터에서 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수 있는 귀환 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은, 작은 회로 규모로 트랜지스터에서 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수 있는 귀환 회로를 구비한 증폭기를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은, 작은 회로 규모로 트랜지스터에서 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수 있는 귀환 회로를 구비한 혼합기를 제공하는 것이다.
본 발명의 일 국면에 따른, 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 접속되는 귀환 회로는, 용량과 인덕턴스의 직렬 접속을 각각 포함하는 적어도 하나의 직렬 접속 회로를 구비하고, 제1 주파수에 대하여 적어도 1개의 직렬 접속 회로가 실질적으로 개방 상태(오픈)가 되고 또한 제2 주파수에 대하여 적어도 1개의 직렬접속 회로가 실질적으로 단락 상태가 되도록 용량값 및 인덕턴스값이 설정된다.
그 귀환 회로에서는, 용량과 인덕턴스의 직렬 접속을 포함하는 직렬 접속 회로가 제1 주파수에 대하여 실질적으로 개방 상태가 되고, 또한 제2 주파수에 대하여 실질적으로 단락 상태가 된다. 그것에 따라, 트랜지스터의 출력 단자로부터 출력되는 신호중 제2 주파수의 성분이 입력 단자에 마이너스 귀환되어, 입력 단자에 입력되는 제2 주파수의 성분이 마이너스 귀환된 제2 주파수의 성분에 의해 상쇄된다.
그 결과, 제1 주파수의 성분에 대한 이득의 저하를 생기는 일 없이, 제2 주파수의 성분에 의해 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수 있다. 또한, 귀환 회로가 용량과 인덕턴스의 직렬 접속을 포함하는 직렬 접속 회로에 의해 구성되기 때문에, 회로 규모가 작다.
또, 제1 주파수에 대하여 직렬 접속 회로가 실질적으로 개방 상태가 되고 또한 제2 주파수에 대하여 직렬 접속 회로가 실질적으로 단락 상태가 되는 것은, 직렬 접속 회로의 임피던스가 제1 주파수에 대하여 무한대 또는 충분히 높게 되고 또한 제2 주파수에 대하여 0 또는 충분히 낮게 되는 것을 의미한다.
적어도 1개의 직렬 접속 회로는 복수의 직렬 접속 회로를 포함하고, 복수의 직렬 접속 회로는 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 상호 병렬로 접속되고, 제1 주파수에 대하여 각 직렬 접속 회로가 실질적으로 개방 상태가 되고 또한 각 직렬 접속 회로마다 다른 제2 주파수에 대하여 각 직렬 접속 회로가 실질적으로 단락 상태가 되도록 복수의 직렬 접속 회로의 용량값 및 인덕턴스값이 설정되더라도 좋다.
그 귀환 회로에서는, 용량과 인덕턴스의 직렬 접속을 각각 포함하는 복수의 직렬 접속 회로가 제l 주파수에 대하여 실질적으로 개방 상태가 되고, 또한 각 직렬 접속 회로가 각 직렬 접속 회로마다 다른 제2 주파수에 대하여 실질적으로 단락 상태가 된다. 그것에 따라, 트랜지스터의 출력 단자로부터 출력되는 신호중 다른 복수의 제2 주파수의 성분이 입력 단자에 마이너스 귀환되어, 입력 단자에 입력되는 다른 복수의 제2 주파수의 성분이 마이너스 귀환된 제2 주파수의 성분에 의해 각각 상쇄된다.
그 결과, 제1 주파수의 성분에 대한 이득의 저하를 생기게 하는 일 없이, 복수의 다른 제2 주파수의 성분에 의해 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수가 있다. 또한, 귀환 회로가 각각 용량과 인덕턴스의 직렬 접속을 포함하는 복수의 직렬 접속 회로에 의해 구성되기 때문에, 회로 규모가 작다.
제1 주파수는 기본파의 주파수이고, 제2 주파수는 기본파에 대한 고조파의 주파수이더라도 좋다. 제2 주파수는 기본파에 대한 제3 고조파 또는 제5 고조파이더라도 좋다.
이 경우, 트랜지스터의 출력 단자로부터 출력되는 고조파가 입력 단자에 마이너스 귀환되어, 입력 단자에 입력되는 고조파가 마이너스 귀환된 고조파에 의해 상쇄된다. 그것에 따라, 기본파에 대한 이득의 저하를 생기게 하는 일 없이 고조파가 억제된다. 그 결과, 고조파에 의해 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수가 있다.
여기서, 제1 주파수란 통신 시스템에 대응하는 대역 내의 일부 또는 모든 주파수를 포함하더라도 좋고, 또는 통신 시스템에 대응하는 대역에 가장 인접하는 주파수를 포함하더라도 좋다. 또한, 제2 주파수는 제1 주파수의 고조파이고, 제1 주파수를 포함하는 대역 내의 주파수의 정수배의 주파수를 포함하더라도 좋다.
제2 주파수는 기본파의 주파수이고, 제1 주파수는 기본파에 대한 고조파의 주파수이더라도 좋다. 제1 주파수는 기본파에 대한 제3 고조파 또는 제5 고조파이더라도 좋다.
이 경우, 트랜지스터의 출력 단자로부터 출력되는 신호중 기본파가 입력 단자에 마이너스 귀환된다. 그것에 따라, 기본파의 주파수에서의 트랜지스터의 발진이 방지된다. 그 결과, 트랜지스터가 안정화된다.
귀환 회로는, 직렬 접속 회로에 직렬로 접속된 귀환량 조정용의 저항을 더 구비하더라도 좋다.
이 경우, 귀환량 조정용의 저항 값을 조정함으로써 트랜지스터의 출력 단자로부터 입력 단자에의 제2 주파수의 성분의 귀환 전력량을 조정할 수 있다.
본 발명의 다른 국면에 따른 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 접속되는 귀환 회로는, 제1 주파수의 성분을 저지하고 또한 제1 주파수보다도 높은 제2 주파수의 성분을 통과시키는 특성을 갖는 고역 통과 필터를 구비한다.
그 귀환 회로에서는, 고역 통과 필터가 제1 주파수의 성분을 저지하고 또한 제l 주파수보다도 높은 제2 주파수의 성분을 통과시킨다. 그것에 따라, 트랜지스터의 출력 단자로부터 출력되는 신호중 제2 주파수의 성분이 입력 단자에 마이너스귀환되어, 입력 단자에 입력되는 제2 주파수의 성분이 마이너스 귀환된 제2 주파수의 성분에 의해 상쇄된다.
그 결과, 제1 주파수의 성분에 대한 이득의 저하를 생기게 하는 일 없이, 제2 주파수의 성분에 의해 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수가 있다. 또한, 귀환 회로가 고역 통과 필터에 의해 구성되기 때문에, 회로 규모가 작다.
제1 주파수는 사용되는 채널의 대역 내에 포함되고, 고역 통과 필터의 컷오프 주파수는, 채널의 대역의 최고 주파수보다도 높은 것이 바람직하다.
이 경우, 트랜지스터의 출력 단자로부터 출력되는 신호중 채널의 대역 내에 포함되는 제l 주파수의 성분은 입력 단자에 마이너스 귀환되지 않고, 채널의 대역의 최고 주파수보다도 높은 주파수의 성분이 입력 단자에 마이너스 귀환된다. 그것에 따라, 채널의 대역 내에 포함되는 적어도 1개의 기본파에 대한 적어도 1개의 고조파가 마이너스 귀환되어, 입력 단자에 입력되는 고조파가 마이너스 귀환된 고조파에 의해 상쇄된다. 그 결과, 채널의 대역 내에 포함되는 기본파에 대한 이득의 저하를 생기게 하는 일 없이, 고조파에 의해 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수가 있다.
고대역 통과 필터의 컷오프 주파수는, 터널 대역의 최고 주파수의 3배 이하인 것이 바람직하다.
이 경우, 트랜지스터의 출력 단자로부터 출력되는 신호중 적어도 터널 대역의 최고 주파수보다도 높게 최고 주파수의 3배 이하의 주파수의 성분이 입력 단자에 마이너스 귀환된다. 그것에 따라, 채널의 대역 내의 적어도 1개의 기본파에 대한 3차 이상의 고조파가 마이너스 귀환되어, 입력 단자에 입력되는 3차 이상의 고조파가 마이너스 귀환된 3차 이상의 고조파에 의해 상쇄된다. 그 결과, 3차 이상의 고조파에 의해 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수가 있다.
귀환 회로는 고 대역 통과 필터에 직렬로 접속된 귀환량 조정용의 저항을 더 구비하더라도 좋다.
이 경우, 귀환량 조정용의 저항값을 조정함으로써 트랜지스터의 출력 단자로부터 입력 단자에의 제2 주파수의 성분의 귀환 전력량을 조정할 수가 있다.
본 발명의 또 다른 국면에 따르는 증폭기는, 트랜지스터와, 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 접속된 귀환 회로를 구비하고, 용량과 인덕턴스의 직렬 접속을 각각 포함하는 적어도 1개의 직렬 접속 회로를 구비하고, 제1 주파수에 대하여 적어도 하나의 직렬 접속 회로가 실질적으로 개방 상태가 되고 또한 제2 주파수에 대하여 적어도 1개의 직렬 접속 회로가 실질적으로 단락 상태가 되도록 용량 값 및 인덕턴스 값이 설정된다.
그 증폭기에 있어서는, 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 상기한 귀환 회로가 접속되어 있기 때문에, 제1 주파수의 성분에 대한 이득의 저하를 생기게 하는 일 없이 제2 주파수의 성분에 의해 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수 있다. 또한, 귀환 회로의 회로 규모가 작기 때문에, 소형화를 도모할 수 있다.
적어도 1개의 직렬 접속 회로는 복수의 직렬 접속 회로를 포함하고, 제1 주파수에 대하여 각 직렬 접속 회로가 실질적으로 개방 상태가 되고 또한 각 직렬 접속 회로마다 다른 제2 주파수에 대하여 각 직렬 접속 회로가 실질적으로 단락 상태가 되도록 복수의 직렬 접속 회로의 용량값 및 인덕턴스값이 설정되더라도 좋다.
이 경우, 제1 주파수의 성분에 대한 이득의 저하를 생기게 하는 일 없이, 복수의 다른 제2 주파수의 성분에 의해 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수가 있다. 또한, 귀환 회로가 각각 용량과 인덕턴스의 직렬 접속을 포함하는 복수의 직렬 접속 회로에 의해 구성되기 때문에, 회로 규모가 작다.
본 발명의 또 다른 국면에 따르는 증폭기는, 트랜지스터와, 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 접속된 귀환 회로를 구비하고, 귀환 회로는 제1 주파수의 성분을 저지하고 또한 상기 제l 주파수보다 높은 제2 주파수의 성분을 통과시키는 특성을 갖는 고역 통과 필터를 구비한다.
그 증폭기에 있어서는, 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 상기한 귀환 회로가 접속되어 있기 때문에, 제1 주파수의 성분에 대한 이득의 저하를 생기게 하는 일 없이 제2 주파수의 성분에 의해 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수가 있다. 또한, 귀환 회로가 고역 통과 필터에 의해 구성되어 있기 때문에, 회로 규모가 작다.
제1 주파수는 사용되는 채널의 대역 내에 포함되고, 고역 통과 필터의 컷오프 주파수는 채널의 대역의 최고 주파수보다도 높은 것이 바람직하다.
이 경우, 트랜지스터의 출력 단자로부터 출력되는 신호중 터널 대역 내에 포함되는 제1 주파수의 성분은 입력 단자에 마이너스 귀환되지 않고, 터널 대역의 최고 주파수보다도 높은 주파수의 성분이 입력 단자에 마이너스 귀환된다. 이에 따라, 채널의 대역 내에 포함되는 적어도 1개의 기본파에 대한 적어도 1개의 고조파가 마이너스 귀환되어, 입력 단자에 입력되는 고조파가 마이너스 귀환된 고조파에 의해 상쇄된다. 그 결과, 채널의 대역 내에 포함되는 기본파에 대한 이득의 저하를 생기게 하는 일 없이, 고조파에 의해 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수가 있다.
본 발명의 또 다른 국면에 따르는 혼합기는, 트랜지스터와, 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 접속된 귀환 회로를 구비하고, 귀환 회로는 용량과 인덕턴스의 직렬 접속을 각각 포함하는 적어도 1개의 직렬 접속 회로를 구비하고,적어도 1개의 직렬 접속 회로는 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 접속되어, 제1 주파수에 대하여 적어도 1개의 직렬 접속 회로가 실질적으로 개방 상태가 되고 또한 제2 주파수에 대하여 적어도 1개의 직렬 접속 회로가 실질적으로 단락 상태가 되도록 적어도 1개의 직렬 접속 회로의 용량값 및 인덕턴스값이 설정된다.
그 혼합기에 있어서는, 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 상기한 귀환 회로가 접속되어 있기 때문에, 제1 주파수의 성분에 대한 이득의 저하를 생기게 하는 일 없이 제2 주파수의 성분에 의해 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수가 있다. 또한, 귀환 회로의 회로 규모가 작기 때문에, 소형화를 도모할 수 있다.
여기서, 제1 주파수란 통신 시스템에 대응하는 대역 내의 일부 또는 모든 주파수를 포함하더라도 좋다. 제2 주파수가 제1 주파수의 고조파인 경우, 제2 주파수는 제1 주파수를 포함하는 대역 내의 주파수의 정수배의 주파수를 포함하더라도 좋다.
트랜지스터는, 제1 및 제2 고주파 신호를 각각 받는 제1 및 제2 게이트 전극을 갖는 전계 효과 트랜지스터이더라도 좋다.
이 경우, 제1 게이트 전극에 주어지는 제1 고주파 신호 및 제2 게이트 전극에 주어지는 제2 고주파 신호가 혼합된다.
본 발명의 또 다른 국면에 따르는 혼합기는, 트랜지스터와, 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 접속된 귀환 회로를 구비하고, 귀환 회로는 제1 주파수의 성분을 저지하고 또한 제1 주파수보다도 높은 제2 주파수의 성분을 통과시키는 특성을 갖는 고역 통과 필터를 구비한다.
그 혼합기에 있어서는, 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 상기한 귀환 회로가 접속되어 있기 때문에, 제1 주파수의 성분에 대한 이득의 저하를 생기게 하는 일 없이 제2 주파수의 성분에 의해 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수가 있다. 또한, 귀환 회로가 고역 통과 필터에 의해 구성되기 때문에, 회로 규모가 작은 트랜지스터는 제1 및 제2 고주파 신호를 각각 받는 제1 및 제2 게이트 전극을 갖는 전계 효과 트랜지스터이다.
이 경우, 제1 게이트 전극에 주어지는 제1 고주파 신호 및 제2 게이트 전극에 주어지는 제2 고주파 신호가 혼합된다.
제1 주파수는 사용되는 채널의 대역 내에 포함되고, 고역 통과 필터의 컷오프 주파수는 터널 대역의 최고 주파수보다도 높은 것이 바람직하다.
이 경우, 트랜지스터의 출력 단자로부터 출력되는 신호중 채널의 대역 내에 포함되는 제l 주파수의 성분은 입력 단자에 마이너스 귀환되지 않고 터널 대역의 최고 주파수보다도 높은 주파수의 성분이 입력 단자에 마이너스 귀환된다. 이에따라, 채널의 대역 내에 포함되는 적어도 1개의 기본파에 대한 적어도 1개의 고조파가 마이너스 귀환되어, 입력 단자에 입력되는 고조파가 마이너스 귀환된 고조파에 의해 상쇄된다. 그 결과, 채널의 대역 내에 포함되는 기본파에 대한 이득의 저하를 생기게 하는 일 없이, 고조파에 의해 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수가 있다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 있어서의 귀환 회로를 구비한 증폭기의 회로도.
도 2는 본 발명의 제2 실시예에 있어서의 귀환 회로를 구비한 증폭기의 회로도.
도 3은 입출력 전력 특성의 일례를 나타내는 도면.
도 4는 도 1 및 도 2의 증폭기에 있어서 입력 전력이 1dBm 변화한 경우의 출력 전력의 변화량의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면.
도 5는 출력 전력, 전력 부하 효율 및 인접 채널 누설 전력의 관계의 측정에 이용한 회로를 나타내는 도면.
도 6은 귀환 회로를 설치하지 않는 경우의 출력 전력, 전력 부하 효율 및 인접 터널 누설 전력의 관계의 측정 결과를 나타내는 도면.
도 7은 귀환 회로에 의해 제3 고조파를 귀환시킨 경우의 출력 전력, 전력 부하 효율 및 인접 채널 누설 전력의 측정 결과를 나타내는 도면.
도 8은 귀환 회로에 의해 제5 고조파를 귀환시킨 경우의 출력 전력, 전력 부하 효율 및 인접 채널 누설 전력의 측정 결과를 나타내는 도면.
도 9는 입출력 전력 특성의 측정 결과를 나타내는 도면.
도 10은 PDC 규격에 있어서 규정된 인접 채널 누설 전력을 나타내는 도면.
도 11은 N-CDMA 규격에 있어서 규정된 인접 채널 누설 전력을 나타내는 도면.
도 12는 본 발명의 제3 실시예에 있어서의 귀환 회로를 구비한 혼합기의 회로도.
도 13은 본 발명의 제4 실시예에 있어서의 귀환 회로를 구비한 증폭기의 회로도.
도 l4는 3차 인터셉트 포인트의 계산 방법을 설명하기 위한 도면.
도 15는 도 13의 귀환 회로에서의 HPF의 컷오프 주파수의 범위를 나타내는 도면.
도 16은 도 13의 귀환 회로를 적용한 광대역 2단 증폭기의 회로도.
도 17은 귀환 회로의 HPF에서의 S21의 주파수 특성을 나타내는 도면.
도 18은 귀환 회로의 HPF에서의 S2l의 위상 및 크기를 도시하는 극차트.
도 l9는 도 16의 광대역 2단 증폭기에 있어서 귀환 회로를 설치하지 않는 경우의 S21의 주파수 의존성의 계산 결과를 나타내는 도면.
도 20은 도 16의 광대역 2단 증폭기에 있어서 귀환 회로를 설치하지 않는 경우의 S11및 S22의 주파수 의존성의 계산 결과를 나타내는 도면.
도 21은 도 16의 광대역 2단 증폭기에 있어서 귀환 회로를 설치한 경우의S21의 주파수 의존성의 계산 결과를 나타내는 도면.
도 22는 도 16의 광대역 2단 증폭기에 있어서 귀환 회로를 설치한 경우의 S11및 S22의 주파수 의존성의 계산 결과를 나타내는 도면.
도 23은 도 16의 광대역 2단 증폭기에 있어서 귀환 회로를 설치하지 않는 경우의 기본파 및 3차 왜곡의 입출력 전력 특성의 계산 결과를 나타내는 도면.
도 24는 도 16의 광대역 2단 증폭기에 있어서 귀환 회로를 설치한 경우의 기본파 및 3차 왜곡의 입출력 전력 특성의 계산 결과를 나타내는 도면.
도 25는 본 발명의 제5의 실시예에 있어서의 귀환 회로를 설치한 혼합기의 회로도.
도 26은 종래의 귀환 회로를 구비한 증폭기의 회로도.
도 27은 복합 2차 왜곡 및 복합 3차 왜곡에 의해 발생하는 방해파를 설명하기 위한 도면.
<도면의 주요 부분에 대한 간단한 설명>
1, 10 : FET
2 : LC 직렬 공진 회로
5, 6 : 귀환 회로
12 : 고역 통과 필터
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 있어서의 귀환 회로를 구비한 증폭기의 회로도이다.
도 l에서, FET(1)의 드레인 전극(출력 단자)과 게이트 전극(입력 단자) 사이에 귀환 회로(5)가 접속되어 있다. 귀환 회로(5)는 귀환량 조정 저항 Rf와 LC 직렬 공진 회로(2)의 직렬 접속에 의해 구성된다. LC 직렬 공진 회로(2)는 컨덴서 Cf와 인덕터 Lf의 직렬 접속으로 이루어진다.
제1 예로서, LC 직렬 공진 회로(2)가 제m 고조파의 주파수에서 공진함으로써 제m 고조파에 대하여 LC 직렬 공진 회로(2)가 단락 상태 즉 LC 직렬 공진 회로(2)의 임피던스가 0이 되고, 또한 기본파에 대하여 LC 직렬 공진 회로(2)가 개방 상태 즉 LC 직렬 공진 회로(2)의 임피던스가 무한대가 되도록, 컨덴서 Cf의 용량치 및 인덕터 Lf의 임피던스를 설정한다. 여기에서, m은 2 이상의 정수이다. 그것에 따라, FET(l)의 드레인 전극으로부터 출력되는 신호중 제m 고조파만이 게이트 전극에 귀환된다.
이 경우, FET(1)의 드레인 전극으로부터 출력되는 신호는, 게이트 전극에 입력되는 신호에 대하여 위상이 180도 다르다. 그 때문에, 제m 고조파는 마이너스 귀환되게 된다. 그 결과, FET(1)의 게이트 전극에 입력되는 제m 고조파가 마이너스 귀환된 제m 고조파에 의해 상쇄된다. 이와 같이 하여, 제m 고조파가 억제되기때문에, m차 왜곡이 저감된다. 이 경우, 귀환량 조정 저항 Rf의 저항치를 조정함으로써 제m 고조파의 귀환 전력량을 조정할 수가 있다.
제2 예로서, LC 직렬 공진 회로(2)가 기본파의 주파수로 공진함으로써 LC 직렬 공진 회로(2)가 단락 상태가 되고, 또한 제m 고조파에 대하여 LC 직렬 공진 회로(2)가 개방 상태가 되도록, 컨덴서 Cf의 용량치 및 인덕터 Lf의 인덕턴스를 설정한다. 그것에 따라, FET(1)의 드레인 전극으로부터 출력되는 신호중 기본파만이 게이트 전극에 마이너스 귀환된다. 그 결과, 기본파의 주파수에서의 FET(1)의 발진이 방지된다.
도 2는 본 발명의 제2 실시예에 있어서의 귀환 회로를 구비한 증폭기의 회로도이다.
도 2에 있어서, FET(1)의 드레인 전극과 게이트 전극 사이에 2개의 귀환 회로(5a, 5b)가 병렬로 접속되어 있다. 귀환 회로(5a)는 LC 직렬 공진 회로(2a)와 귀환량 조정 저항 Rf1의 직렬 접속에 의해 구성된다. LC 직렬 공진 회로(2a)는 컨덴서 Cf1와 인덕터 Lf1의 직렬 접속으로 이루어진다. 마찬가지로, 귀환 회로(5b)는 LC 직렬 공진 회로(2b)와 귀환량 조정 저항 Rf2의 직렬 접속에 의해 구성된다. LC 직렬 공진 회로(2b)는, 컨덴서 Cf2와 인덕터 Lf2의 직렬 접속으로 이루어진다.
예를 들면, LC 직렬 공진 회로(2a)가 제m 고조파의 주파수에서 공진함으로써LC 직렬 공진 회로(2a)가 제m 고조파에 대하여 단락 상태가 되고, 또한 LC 직렬 공진 회로(2a)가 기본파에 대하여 개방 상태가 되도록, 컨덴서 Cf1의 용량치 및 인덕터 Lf1의 인덕턴스를 설정하고, LC 직렬 공진 회로(2b)가 제n 고조파의 주파수에서 공진함으로써 LC 직렬 공진 회로(2b)가 제m 고조파에 대하여 단락 상태가 되고, 또한 LC 직렬 공진 회로(2b)가 기본파에 대하여 개방 상태가 되도록, 컨덴서 Cf2의 용량치 및 인덕터 Lf2의 인덕턴스를 설정한다. 여기서, m 및 n은 각각 2 이상의 정수이다. 그것에 따라, FET(1)의 드레인 전극으로부터 출력되는 신호중 제m 고조파 및 제n 고조파만이 게이트 전극에 마이너스 귀환된다. 그 결과, 제m 고조파 및 제n 고조파가 억제되기 때문에, m차 왜곡 및 n차 왜곡이 저감된다. 이 경우, 귀환량 조정 저항 Rf1, Rf2의 저항치를 조정함으로써 제m 고조파 및 제n 고조파의 귀환 전력량을 조정할 수가 있다.
다음에, 도 1 및 도 2의 증폭기에 있어서의 마이너스 귀환의 효과를 회로 시뮬레이션에 의해 검증했다. 도 1의 귀환 회로(5) 및 도 2의 귀환 회로(5a, 5b)에서, 홀수차의 고조파에 대하여 임피던스가 거의 O이 되고, 또한 기본파에 대한 이득의 저하를 방지하기 위해서, 기본파의 주파수에 대하여 귀환 회로(5)가 개방 상태가 되도록 컨덴서 Cf, Cfl, Cf2의 인덕턴스를 설정한다. FET(1)의 드레인 바이어스를 10V로 설정하고, 게이트 바이어스를 -4V로 설정하여, FET(1)의 게이트 전극에 입력 정합 회로를 접속하여, 드레인 전극에 출력 정합 회로를 접속한다. 기본파의 주파수는 1GHz 이다.
우선, 도 l의 증폭기에 있어서, 제3 고조파가 마이너스 귀환되도록 귀환 회로(5)의 컨덴서 Cf의 용량치 및 인덕터 Lf의 인덕턴스를 선택했다. 이 경우, 기본파에 영향을 주지 않도록, 컨덴서 Cf의 용량치를 작고, 인덕터 Lf의 인덕턴스를 큰 값에 설정했다. 구체적으로는, 귀환량 조정 저항 Rf의 저항치를 30Ω, 컨덴서 Cf의 용량치를 1.0pF, 인덕터 Lf의 인덕턴스를 20.26nH로 했다. 이 증폭기의 입출력 전력 특성을 구했다.
다음에,도 1의 증폭기에 있어서, 제5 고조파가 마이너스 귀환되도록 귀환 회로(5)의 컨덴서 Cf의 용량치 및 인덕터 Lf의 인덕턴스를 선택했다. 구체적으로는, 귀환량 조정 저항 Rf의 저항치를 30Ω, 컨덴서 Cf의 용량치를 0.05pF, 인덕터 Lf의 인덕턴스를 20.26nH로 했다. 이 증폭기의 입출력 전력 특성을 구했다.
또한, 도 2의 증폭기에 있어서, 제3 고조파 및 제5 고조파가 마이너스 귀환되도록 귀환 회로(5a, 5b)의 컨덴서 Cfl, Cf2의 용량치 및 인덕터 Lfl, Lf2의 인덕턴스를 설정했다. 이 증폭기의 입출력 전력 특성을 구했다.
도 3에 도시하는 입출력 전력 특성에 있어서, 선형 영역에서는 입력 전력이 1dBm 변화하면 출력 전력의 변화량 △dBm이 된다. 1 dBm에서의 변화량 △P의 오차가 왜곡을 나타낸다.
도 4는 도 1및 도 2의 증폭기에 있어서 입력이 1 dBm 변화한 경우의 출력 전력의 변화량의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다. 도 4의 횡축은 출력 전력을 나타내고, 종축은 입력 전력이 1dBm 변화한 경우의 출력 전력의 변화량을 나타낸다.
도 4에 도시한 바와 같이, 제3 고조파를 귀환시킨 경우에는, 귀환이 없는 경우와 비교하여 출력 전력 23dBm의 부근에서 출력 전력의 변화량이 1dBm에 가까이 되어 있고, 마이너스 귀환에 의한 왜곡의 개선의 효과가 나타나고 있다. 제3 고조파 및 제5 고조파의 양방을 귀환시킨 경우에는, 귀환이 없는 경우와 비교하여 출력 전력 23dBm의 부근에서 출력 전력의 변화량이 1dBm에 더욱 가까워져, 마이너스 귀환에 의한 왜곡 개선의 효과가 보다 현저히 나타나고 있다. 제5 고조파를 귀환시킨 경우에는, 약간 왜곡 개선의 효과가 나타나고 있다. 따라서, 출력 전력 23dBm의 부근에서는, 홀수차의 고조파를 마이너스 귀환시키는 것에 의해 왜곡을 저감시킬 수가 있다.
다음에, 도 5의 회로를 이용하여 실제로 출력 전력, 전력 부가 효율 및 인접 채널 누설 전력의 관계를 측정했다.
도 5에 있어서, FET(1)의 드레인 전극과 게이트 전극 사이에 귀환 회로(5)가 접속되고, 게이트 전극에 마이크로스트립 선로 MLl, ML2이 접속되고, 마이크로스트립 선로 ML1, ML2사이의 접속점이 게이트 저항 Rg을 통해 접지되어 있다. FET(1)의 드레인 전극에는 마이크로스트립 선로 ML3이 접속되어 있다.
FET(1)의 게이트 폭은 16mm이다. 이 측정에서는, 오프세트 π/4QPSK (Quadriphase Phase Shift Keying) 변조된 신호를 FET(1)의 게이트 전극에 입력했다. 기본파의 주파수는 900MHz이다. 바이어스 조건으로서 드레인 바이어스를 3.5V로 하고, 게이트 바이어스를 -0.3V로 한 경우, 드레인 전류는 420mA 였다.
도 6은 귀환 회로(5)를 설치하지 않은 경우의 출력 전력, 전력 부가 효율 및 인접 채널 누설 전력의 관계의 측정 결과를 나타내는 도면이다. 드레인 바이어스는 3.5V, 게이트 바이어스는 -0.3V이다.
도 7은 귀환 회로(5)에 의해 제3 고조파를 귀환시킨 경우의 출력 전력, 전력 부가 효율 및 인접 채널 누설 전력의 측정 결과를 나타내는 도면이다. 바이어스 조건은 도 6의 경우와 마찬가지이다.
이 측정에서는, 컨덴서 Cf, 인덕터 Lf, 귀환량 조정 저항 Rf 및 게이트 저항 Rg으로서 1608 타입 (0.8mm×1.6mm)의 칩 부품을 이용했다. 여기서, 칩 용량은 약 0.7nH의 인덕턴스 성분을 갖는다. 컨덴서 Cf의 용량치를 1.0pF, 인덕터 Lf의 인덕턴스를 2.7nH, 귀환량 조정 저항 Rf의 저항치를 39Ω로 했다. 또한. 게이트 저항 Rg의 저항치를 270Ω로 했다. 측정시의 LC 직렬 공진 회로(2)의 공진 주파수는 2.745GHz였다.
도 8은 귀환 회로(5)에 의해 제5 고조파를 귀환시킨 경우의 출력 전력, 전력 부가 효율 및 인접 채널 누설 전력의 측정 결과를 나타내는 도면이다. 드레인 바이어스는 3.5V, 게이트 바이어스 전압은 -0.25V이다.
이 측정에서는, 컨덴서 Cf, 인덕터 Lf, 귀환량 조정 저항 Rf 및 게이트 저항 Rg으로서 1005 타입 (0.5mm×1.0mm)의 칩 부품을 이용했다. 여기서, 칩 용량은 약 0.9nH의 인덕턴스 성분을 갖는다. 컨덴서 Cf의 용량치를 0.5pF, 인덕터 Lf의 인덕턴스를 1.5nH, 귀환량 조정 저항 Rf의 저항치를 39Ω, 게이트 저항 Rg의 저항치를 270Ω로 했다. 측정시의 LC 직렬 공진 회로(2)의 공진 주파수는 약 4.5GHz였다.
또, 1개의 기본파에 대하여 인접 채널 누설 전력은 양측에 나타난다. 따라서, 도 6, 도 7 및 도 8의 인접 채널 누설 전력의 특성도 각각 2개씩 도시되고 있다.
전력 부가 효율 Add는 다음 식으로 나타낸다.
여기서, Pout는 기본파의 출력 전력, Pin은 기본파의 입력 전력, Pdc은 공급된 직류 전력이다.
전력 부가 효율 및 인접 채널 누설 전력은 트레이드 오프의 관계를 지니고, 한쪽이 커지게 되면 다른쪽은 낮아진다. 출력 전력 30dBm (= 1W)에 있어서 전력 부가 효율 및 인접 채널 누설 전력의 양 쪽이 양호한 것이 기대된다. PDC (Personal Digital Cellular) 규격에서는, 인접 채널 누설 전력이 -45dBC 이하로 규정되어, 일반적으로 5dBc의 마진이 취해진다. 따라서, 예를 들면, 출력 전력 30dBm (= 1W)에 있어서 전력 부가 효율이 50% 이상이고, 또한 인접 채널 누설 전력이 -50dBc보다 낮은 것이 바람직하다.
도 6에 도시한 바와 같이, 귀환 회로(5)가 없는 경우에는, 29dBm의 출력 전력에 있어서 인접 채널 누설 전력이 -50dBc를 초과하고 있다. 따라서, 인접 채널 누설 전력 특성에 의해 출력 전력이 29dBm 이하로 제한된다.
한편, 도 7에 도시한 바와 같이, 귀환 회로(5)에 의해 제3 고조파를 귀환시킨 경우에는, 30dBm 이상의 출력 전력에 있어서 인접 채널 누설 전력이 -50dBc를 초과한다. 즉, 왜곡의 저감화에 의해 출력 특성이 향상하고 있다. 또한, 30dBm의출력 전력에 있어서 전력 부가 효율이 53%가 되고 있다. 이와 같이, 귀환 회로(5)에 의해 제3 고조파를 귀환시키는 것에 의해, 왜곡의 저감화 및 고출력화가 실현된다.
또한, 도 8에 도시한 바와 같이, 귀환 회로(5)에 의해 제5 고조파를 귀환시킨 경우에는, 거의 30dBm의 출력 전력에 있어서 인접 채널 누설 전력이 약 -50dBc이 되고 있다. 또, 30dBm의 출력 전력에 있어서 전력 부가 효율이 52%가 되고 있다. 이와 같이, 귀환 회로(5)에 의해 제5 고조파를 귀환시킨 경우에도, 귀환 회로(5)를 설치하지 않는 경우에 비교하여 왜곡의 저감화 및 고출력화가 실현된다.
도 9는 입출력 전력 특성의 측정 결과를 나타내는 도면이다. 도 9의 횡축은 입력 전력을 나타내고, 종축은 출력 전력을 나타내고 있다.
여기서, 출력 전력 29dBm에서의 이득을 비교한다. 이 경우, 출력 전력이 29dBm일 때의 입력 전력을 Pin으로 하면, 이득은 다음 식으로 표현된다.
이득[dB] = 29-Pin
도 9으로부터, 귀환 회로(5)가 없는 경우에 이득은 11.ldB가 되고, 제3 고조파를 귀환시킨 경우 이득은 13.5dB가 되고, 제5고조파를 귀환시킨 경우에는, 이득은 13.2dB가 된다. 이와 같이 귀환 회로(5)를 이용함으로써 이득이 증가하는 것을 알 수 있다.
다음에, 도 1의 귀환 회로의 적용예 및 효과에 관해서 설명한다. 휴대 전화에 이용하는 전력 증폭기의 입출력 특성이 왜곡되는 최대의 원인은, 입력 전력이증가함에 따라서 FET의 부하 곡선이 확장되어, 드레인 전압- 소스·드레인 전류 특성에 있어서 FET의 선형 영역부 및 핀치 오프부에서 부하 곡선이 클립되는 것에 의한다. 이 경우, 부하 곡선의 형상이 크게 변화함으로써 왜곡이 발생한다.
도 10은 PDC (Personal Digital Cellu1ar) 규격에 있어서 규정된 인접 채널 누설 전력을 나타내는 도면이다. 또한, 도 11은 N-CDMA (Narrow-band Code Division Multiple Access) 규격에 있어서 규정된 인접 채널 누설 전력을 나타내는 도면이다.
도 10에 도시한 바와 같이, PDC 규격의 각 채널의 대역폭은 21kHz이다. 기본파 BW에 대하여 3차 왜곡 D3 및 5차 왜곡 D5가 발생한다. PDC 규격에서는, 기본파 BW의 중심 주파수로부터 50kHz 떨어진 위치에 대역폭 21kHz의 인접 채널 누설 전력 AC이 규정되어 있다.
도 11에 도시한 바와 같이, N-CDMA 규격의 각 채널의 대역폭은 1.23MHz이다. N-CDMA 규격에서는, 기본파 BW의 중심 주파수로부터 900kHz 떨어진 위치 및 1.98MHz 떨어진 위치에 각각 대역폭 30kHz의 인접 터널 누설 전력 ACl, AC2이 규정되어 있다.
도 10에 도시한 바와 같이, PDC 규격에서는, 인접 채널 누설 전력 AC은 주로 5차 왜곡으로부터 발생한다. 또한, 도 11에 도시한 바와 같이, N-CDMA 규격에서는, 인접 채널 누설 전력 AC1, AC2은 주로 3차 왜곡 및 5차 왜곡에 의해 발생한다.
여기서, 증폭기의 출력 전력 Pout은 다음 식으로 나타낸다.
상기 수학식 2에서, a0, a1, a2및 a3는 계수이다. a1α는 기본파의 전력을 나타내고, a2α2는 2차 왜곡의 전력을 나타내고, a3α3는 3차 왜곡의 전력을 나타낸다. α= sinx로 두면, 기본파의 전력은 a1sinx, 2차 왜곡의 전력은 a2sin2x, 3차 왜곡의 전력은 a3sin3x가 된다. 또한, 제2 고조파의 전력은 sin2x에 비례하고, 제3고조파의 전력은 sin3x에 비례한다.
입출력 전력의 증가에 따라, 인접 채널 누설 전력 특성이 열화함과 함께, 고조파가 증가한다. 고조파와 왜곡이란 이하의 관계를 갖는다.
제3 고조파의 전력은 sin3x 또는 cos3x에 비례하고, 제5고조파의 전력은 sin5x 또는 cos5x에 비례한다. 또한, 3차 왜곡의 전력은 sin3x 또는 cos3x에 비례하고, 5차 왜곡의 전력은 sin5x 또는 cos5x에 비례한다.
상기 수학식 3, 수학식 4에 의해, 제3 고조파로부터 3차 왜곡이 발생하는 것을 알 수 있다. 또한, 상기 수학식 5, 수학식 6으로부터, 제3 고조파 및 제5 고조파에서 5차 왜곡이 발생하는 것을 알 수 있다. 그 때문에, 제3 고조파를 억제하면 3차 왜곡이 저감되고, 제3 고조파 및 제5 고조파를 억제하면 5차 왜곡이 저감된다.
따라서, 도 10에 도시한 PDC 규격에 있어서, 도 2의 귀환 회로(5a, 5b)에 의해 제3 고조파 및 제5 고조파를 억제함으로써 인접 채널 누설 전력 특성을 향상시킬 수 있다. 또한, 도 l1의 N-CDMA 규격에 있어서도, 도 2의 귀환 회로(5a, 5b)에 의해 제3 고조파 및 제5 고조파를 억제함으로써 인접 채널 누설 전력 특성을 향상시킬 수 있다.
또, 고조파를 억제하기 위해서 FET에 접속되는 부하를 고조파에 대하여 단락 상태로 한 경우에는, 고조파의 전력이 소비되어, 주울 열이 발생한다. 그 때문에, 왜곡 억제의 효과가 작다. 한편, 도 1 및 도 2의 귀환 회로(5, 5a, 5b)에 의해 고조파를 마이너스 귀환시킨 경우에는, 고조파가 상쇄되어 소멸하기 때문에, FET(1)에서 고조파의 전력 소비가 생기지 않는다. 따라서, 고조파를 억제하고, 또한 왜곡의 저감화를 도모할 수 있다.
상기한 바와 같이, 제1 및 제2 실시예의 증폭기에 있어서는, 귀환 회로(5, 5a, 5b)에 의해 고조파가 억제되기 때문에, 동일 입력 전력에 대하여 인접 채널 누설 전력 등으로 나타내는 왜곡을 저감할 수가 있다.
또한, 상기한 수학식 2에 있어서, 출력 전력 Pout을 일정하게 하면, 왜곡을 저감함으로써 기본파의 출력 전력이 커진다. 그 결과, 상기 수학식 1에서 나타내는 전력 부가 효율이 향상함과 함께 기본파의 이득이 증가한다.
또한, 귀환 회로(5, 5a, 5b)의 회로 규모가 작기 때문에, 증폭기의 소형화를 도모할 수 있다.
도 12는 본 발명의 제3 실시예에 있어서의 귀환 회로를 구비한 혼합기의 회로도이다.
도 12에 있어서, FET(1a)의 드레인 전극과 한쪽의 게이트 전극 사이에 귀환 회로(5)가 접속되어 있다. 귀환 회로(5)의 구성은, 도 1에 도시한 귀환 회로(5)의 구성과 마찬가지이다. 이 혼합기에 있어서는, FET(1a)의 한쪽의 게이트 전극에 고주파 신호 RF가 입력되고, 다른쪽의 게이트 전극에 국부 발진 신호 LO가 입력된다. 또한, FET(1a)의 드레인 전극으로부터 중간주파 신호 IF가 출력된다.
본 실시예의 혼합기에 있어서도, 제1 및 제2 실시예의 증폭기와 마찬가지로, 귀환 회로(5)를 설치하는 것에 의해 동일 입력 전력에 대하여 인접 채널 누설 전류 등으로 나타내는 왜곡을 저감할 수 있다. 또한, 왜곡을 저감함으로써 기본파의 출력 전력을 크게 할 수가 있기 때문에, 전력 부가 효율이 향상함과 함께 기본파의 이득이 증가한다. 또한, 귀환 회로(5)의 회로 규모가 작기 때문에, 증폭기의 소형화를 도모할 수 있다.
실제의 이동체 통신 시스템에 있어서의 각 터널에 사용되는 주파수는 대역폭을 갖는다. 예를 들면, PDC (Personal Digital Cellular) 시스템에서는, 휴대기의 수신측에 810∼885MHz의 대역을 갖는 증폭기가 필요하게 되고, 송신측에 925∼958MHz의 대역을 갖는 증폭기가 필요하게 된다. 이들의 대역 내에서 채널의 간격은 50kHz이고, 그 채널 내에서의 점유 대역은 어느 것이나 32 kHz 이하이다. 동일하게 PDC 시스템에 있어서, 휴대기의 수신측에 1477∼150lMHz의 대역을 갖는 증폭기가 필요하게 되고, 송신측에 1429∼1453MHz의 대역을 갖는 증폭기가 필요하게 되는 것도 있다. 또한, PHS (Personal Handyphone System)에서는, 휴대기의 수신측 및 송신측와 함께 1895∼19l8MHz의 대역을 갖는 증폭기가 필요하게 된다. 이들의 대역 내에서 채널의 간격은 어느 것이나 300kHz이고, 그 채널 내에서의 점유 대역폭은 288kHz이하 이다.
또, IS-95 방식으로 대표되는 N-CDMA (Narrow-band Code Division Mutiple Access) 시스템에서는, 휴대기의 수신측에 832∼870 MHz의 대역을 갖는 증폭기가 필요하게 되고, 송신측에 887∼925MHz의 대역을 갖는 증폭기가 필요하게 된다. 이들의 대역 내에서 하나의 채널의 대역폭은 어느 것이나 1.23MHz이다. 동일하게 N-CDMA 시스템에 있어서, 휴대기의 수신측에 869∼894MHz의 대역을 갖는 증폭기가 필요하게 되고, 송신측에 824∼849MHz의 대역을 갖는 증폭기가 필요하게 되는 것이있다. 또한 동일하게 N-CDMA 시스템에 있어서, 휴대기의 수신측에 1930∼1990MHz의 대역을 갖는 증폭기가 필요하게 되고, 송신측에 1850∼1910MHz의 대역을 갖는 증폭기가 필요로 되는 것도 있다.
또한, IMT-2000 방식에 대표되는 W-CDMA (Wide-band Code Division Multiple Access) 시스템에서는, 휴대기의 수신측에 1920∼1980MHz의 대역을 갖는 증폭기가 필요하게 되고, 송신측에 2110∼2l70MHz의 대역을 갖는 증폭기가 필요로 되는 것이 있다. 이들의 대역 내에서 1개의 채널의 대역폭은 어느것이나 5MHz이다.
상기한 그 외에도, GSM 방식 등의 여러가지 방식이 존재하여, 각각 특유의 대역 및 채널의 대역폭을 갖는다. 또한, 이들의 대역 및 터널의 대역폭은 사용 빈도에 따라서 변하는 적이 있다.
상기 제1, 제2 및 제3 실시예에 있어서, 기본파의 주파수란 상기한 시스템에 대응하는 대역 내의 일부 또는 전부의 주파수를 포함하고, 상기한 시스템에 대응하는 대역에 가장 인접하는 주파수도 포함한다. 예를 들면, PDC 시스템에서는, 기본파의 주파수를 900MHz로 대표시키는 경우가 있다. 또한, 기본파의 주파수로서 대역의 중심이 되는 주파수를 이용하는 경우도 있다.
고조파의 주파수란, 기본파의 주파수를 포함하는 대역 내의 주파수의 정수배의 주파수를 포함한다. 예를 들면, PDC 시스템의 휴대기의 수신측에서는, 제3 고조파는 810∼885MHz의 3배가 되어, 2430∼2655MHz의 대역폭을 갖는다. 기본파의 주파수와 마찬가지로, 제3 고조파의 주파수를 2700MHz로 대표시키는 경우가 있다. 다른 고조파에 관해서도 동일하다.
도 13은 본 발명의 제4 실시예에 있어서의 귀환 회로를 구비한 증폭기의 회로도이다.
도 13에 있어서, FET(10)의 드레인 전극(출력 단자)와 게이트 전극(입력 단자) 사이에 귀환 회로(6)가 접속되어 있다. FET(10)로서는 예를 들면 파워 FET가 이용된다. 귀환 회로(6)는 고역 통과 필터 (이하, HPF라고 부른다)(12)와 귀환량 조정 저항 Rf의 직렬 접속에 의해 구성된다.
HPF(12)로서는, Bessel·Thompson형, Butterworth형, Chebyshev형, Elliptic형, Gaussian형, Po1eZero형, Polynomial형, Raised-Cosine 형 등의 공지의 HPF를 이용할 수 있다. HPF는 일정한 컷오프 주파수 fcut이상의 주파수 성분을 통과시키고, fcut'보다도 낮은 주파수 성분을 통과시키지 않고 저지하는 특성을 갖는다. 이상적인 HPF에서는, fcut= fcut'이다. 본 실시예에서, HPF(12)는 컷오프 주파수 fcut이상의 주파수 성분을 동위상으로 통과시킨다.
HPF(12)는, 제m 고조파를 통과시키고, 기본파를 저지하는 특성을 갖는다. 여기에서, m은 2이상의 정수이다. FET(10)의 게이트 전극에 입력되는 신호와 드레인 전극으로부터 출력되는 신호는 위상이 180도 다르기 때문에, FET(10)의 드레인 전극으로부터 출력되는 제m 고조파가 게이트 전극에 마이너스 귀환된다. 그것에 따라, 기본파에 대한 FET(10)의 이득을 유지하면서, 게이트 전극에 입력되는 제m 고조파가 마이너스 귀환된 제m 고조파에 의해 상쇄된다. 이와 같이 하여, 제m 고조파가 억제되기 때문에, m차 왜곡이 저감된다. 이 경우, 귀환량 조정 저항 Rf의저항치를 조정함으로써, 귀환 전력량을 조정할 수 있다.
본 실시예에서는, 제2 고조파 및 제3 고조파가 귀환 회로(6)에 의해 마이너스 귀환되고 또한 기본파가 마이너스 귀환되지 않도록 HPF(12)의 컷오프 주파수 fcut가 설정된다. 예를 들면, 기본파의 주파수가 750MHz인 경우에는, 1.5GHz의 제2 고조파 및 2.25GHz의 제3 고조파만이 마이너스 귀환된다. 그 결과, 제2 고조파 및 제3 고조파가 억제되기 때문에, 2차 왜곡 및 3차 왜곡이 저감된다.
도 27에 도시한 바와 같이, 도 13의 증폭기에 주파수 fl의 기본파 s1 및 주파수 f2의 기본파 s2가 입력되면, 복합 2차 왜곡에 의해 주파수 (f1+ f2) 및 주파수 (f2-fl)의 방해파 im2가 발생하고, 복합 3차 왜곡에 의해 주파수(2f2-fl) 및 주파수(2fl-f2)의 방해파 im3가 발생한다. 그러나, 도 13의 증폭기에서는, 2차 왜곡 및 3차 왜곡이 저감되기 때문에, 방해파 1m2 및 방해파 im3의 발생량이 저감된다.
예를 들면, 어떤 채널의 750 MHz (fl)의 기본파 및 다른 채널의 756MHz (f2)의 기본파가 입력된 경우에, 복합 3차 왜곡에 의한 744MHz (2fl-f2) 및 762MHz (2f2-fl)의 방해파가 저감된다. 즉, 상호 변조 왜곡 특성의 지수인 3차 인터셉트 포인트 (후술한다)가 커진다. 또한, 어떤 채널의 750MHz (fl)의 기본파 및 다른 채널의 450MHz (f2)의 기본파가 입력된 경우에, 복합 2차 왜곡에 의한 300MHz (f2-fl)의 방해파가 저감된다. 즉, 후술하는 2차 인터셉트 포인트가 커진다.
도 14는 3차 인터셉트 포인트의 계산 방법을 설명하기 위한 도면이다. 도 14에 있어서, 횡축은 입력 전력을 나타내고, 종축은 출력 전력을 나타낸다.
P1은 기본파의 출력 전력이고, P3는 3차 왜곡의 출력 전력이다. 기본파의 출력 전력 P1의 선형 영역에 따른 직선과 3차 왜곡의 출력 전력 P3의 선형 영역에 따른 직선의 교점에서의 출력 전력이 3차 인터셉트 포인트(IP3)가 된다. 마찬가지로, 기본파의 출력 전력 P1과 2차 왜곡의 출력 전력 (도시하지 않음)의 교점에서의 출력 전력이 2차 인터셉트 포인트(IP2)가 된다.
증폭기 또는 혼합기에 있어서, 왜곡이 저감되면 3차 인터셉트포인트(IP3) 및 2차 인터셉트포인트(IP2)가 커진다. 따라서, 3차 인터셉트포인트(IP3) 및 2차 인터셉트포인트(IP2)가 큰 증폭기 또는 혼합기가 기대된다.
도 15는 도 13의 귀환 회로(6)에 있어서의 HPF(12)의 컷오프 주파수 fcut의 범위를 나타내는 도면이다.
도 15에 있어서, fmin은 케이블 텔레비젼 시스템 등의 통신 시스템의 전 채널의 전 대역의 최저 주파수이고, fmax는 전 채널의 전 대역의 최고 주파수이다. 도 13의 증폭기에 있어서는, 전 채널의 전 대역에 걸쳐 귀환 회로(6)의 HPF(12)의 컷오프 주파수 fcut가 다음 식의 관계를 만족한다.
귀환 회로(6)의 HPF(12)의 컷오프 주파수 fcut를 상기 수학식 7과 같이 설정하면, FET(10)의 드레인 전극으로부터 출력되는 신호중 적어도 1개의 채널의 주파수에 대한 적어도 3차 이상의 고조파가 HPF(12)를 통과하여, 게이트 전극에 마이너스 귀환된다. 이에 따라, 적어도 3차 이상의 고조파의 전력이 FET(10)의 게이트 전극으로 상쇄되어, 출력 전력에 있어서 적어도 3차 이상의 고조파의 전력이 발생하지 않는다.
이와 같이 하여, 적어도 1개의 채널의 주파수에 대한 적어도 3차 이상의 고조파가 억제됨으로써, 복합 2차 왜곡(CSO), 복합 3차 왜곡(CTB), 혼변조 왜곡(X-MOD) 등의 복합 왜곡이 저감된다. 그것에 따라, 전 채널의 전 대역에 걸쳐 왜곡의 저감화가 도모된다.
특히, 복수의 터널의 주파수에 대한 적어도 3차 이상의 고조파가 억제되는 경우에는, 전 채널의 전 대역에서의 왜곡의 저감 효과가 커진다.
도 16은 도 13의 귀환 회로(6)를 적용한 광대역 2단 증폭기의 회로도이다. 도 16의 광대역 2단 증폭기는 100-800 MHz 대에서 이용된다.
도 16에 있어서, FET(10, 10A, 10B)로서 GaAs로 이루어지는 MES(금속-반도체) FET가 이용된다. 포트 PO1에는 고주파 신호가 입력된다. 포트 PO2로부터는 고주파 신호가 출력된다. 포트 PO3에는 드레인 바이어스가 인가된다. 포트 PO4에는 게이트 바이어스가 인가된다.
포트 PO1는, 입력 정합 회로(51) 및 직류 블로킹 컨덴서 Cl1를 통해 FET(10A)의 게이트 전극에 접속되어 있다. 입력 정합 회로(51)는, 컨덴서 C10, 저항 Rl0 및 인덕터 L10의 직렬 접속에 의해 구성된다. FET(10A)의 게이트 전극은 발진 방지 저항 Rl1을 통해 접지되고, 또한 초크코일 Ll1을 통해 포트 PO4에 접속되어 있다.
FET(10A)의 드레인 전극과 게이트 전극 사이에는 귀환 회로(52)가 접속되어 있다. 귀환 회로(52)는, 저항 R12와 컨덴서 C12의 직렬 접속으로 이루어진다. 또한, FET(10A)의 드레인 전극은, 단문 정합 회로(53)를 통해 FET(10)의 게이트 전극에 접속되고, 또한 초크코일 L12을 통해 포트 PO3에 접속되어 있다. 단문 정합 회로(53)는 컨덴서 C13로 이루어진다. 이 컨덴서 C13는 직류 블로킹 컨덴서를 겸한다.
FET(10)의 게이트 전극은, 발진 방지 저항 Rl3을 통해 접지되고, 또한 쵸크 코일 Ll4를 통해 포트 PO4에 접속되어 있다. FET(10)의 드레인 전극과 게이트 전극 사이에는 귀환 회로(6)가 접속되어 있다. 귀환 회로(6)는, 귀환량 조정 저항 Rf와 HPF(12)의 직렬 접속에 의해 구성된다. FET(10)의 드레인 전극은 FET(10B)의 소스 전극에 접속되어 있다.
FET(10B)의 게이트 전극은, 접지 저항 R14를 통해 접지되어 있다. FET(10B)의 드레인 전극은, 출력 정합 회로(54) 및 직류블로킹 컨덴서 C14를 통해 포트 PO2에 접속되고, 또한 초크코일 L13을 통해 포트 PO3에 접속되어 있다. 출력 정합 회로(54)는 인덕터 L15로 이루어진다.
FET(10A)가 초단의 증폭 회로를 구성하고, FET(10, 10B)가 종단의 증폭 회로를 구성한다. 귀환 회로(52)에 의해 저주파 영역의 이득이 억제되어, 초단의 증폭 회로의 광대역화가 도모된다. 또한, FET(10, 10B)의 캐스코드 접속에 의해 광대역에 걸쳐 출력 임피던스가 50Ω에 가까워져, 종단의 증폭 회로의 광대역화가 도모된다.
여기서, 도 16의 광대역 2단 증폭기의 고주파 특성을 계산에 의해 구했다. 컨덴서 C10의 용량치는 29.6pF, 저항 Rl0의 저항치는 5.41Ω, 인덕터 Ll0의 인덕턴스는 1.71nH, 직류 블로킹 컨덴서 C11의 용량치는 1000pF이다. 발진 방지 저항 Rl1, R13의 저항치는 어느 것이나 500Ω이다. 저항 R12의 저항치는 238.9Ω, 컨덴서 C12의 용량치는 340 pF이다. 컨덴서 Cl3의 용량치는 49.1pF이다. 초크코일 Ll1, Ll2, L13, L14의 인덕턴스는 어느것이나 100μH이다. 접지 저항 R14의 저항치는 5kΩ, 인덕터 L15의 인덕턴스는 1.83nH, 직류블로킹 컨덴서 C14의 용량치는 1000pF이다.
도 17은 귀환 회로(6)의 HPF(12)에 있어서의 S21의 주파수 특성을 나타내는 도면이다. 또한, 도 18은 귀환 회로(6)의 HPF(12)에 있어서의 S21의 위상 및 크기를 도시하는 극차트(polar chart)이다. 여기서, S21는 이득을 나타내는 S 파라미터이다.
도 17에 도시한 바와 같이, S21은, 직류로부터 950MHz의 범위에서 -50dB 이상이 되어, 950MHz 이상에서는 0dB이 되어 있다. 즉, HPF(12)은, 직류로부터 950MHz까지의 범위의 주파수를 저지하여, 950MHz 이상의 주파수를 통과시킨다.
도 18의 횡축은 S21의 크기를 도시한다. 또한, 도 18에 있어서, m1은 주파수 900MHz에서의 S21를 도시하고, m2은 3.0GHz에서의 S21를 보이고 있다. 도 18에서 m1으로 도시한 바와 같이, S21는 900MHz에서 크기가 0이 되고, m2로 도시한 바와 같이, 주파수 3.0GHz에서 크기가 1이 되어 위상이 0이 된다. 즉, HPF(12)은, 950 MHz 이상의 주파수의 성분을 동위상으로 통과시킨다.
도 16의 광대역 2단 증폭기에 있어서, 포트 PO1 및 포트 PO2를 각각 50Ω로 종단하여, 50MHz에서 3GHz까지의 S 파라미터 특성을 계산했다. 바이어스 조건에서는, 포트 PO3의 드레인 바이어스가 6.0V, 포트 PO4의 게이트 바이어스가 -1.5V이다. 마찬가지의 조건에서, 도 16의 광대역 2단 증폭기에 있어서 귀환 회로(6)를 설치하지 않는 경우의 S 파라미터 특성을 계산했다.
도 l9은 도 16의 광대역 2단 증폭기에 있어서 귀환 회로(6)를 설치하지 않은 경우의 S21의 주파수 의존성의 계산 결과를 나타내는 도면이다. 또한, 도 20은 도 16의 광대역 2단 증폭기에 있어서 귀환 회로(6)를 설치하지 않는 경우의 S11및 S22의 주파수 의존성의 계산 결과를 나타내는 도면이다. 여기서, S11는 입력 반사 계수를 도시하는 S 파라미터, S22는 출력 반사 계수를 도시하는 S 파라미터이다.
도 19에 도시한 바와 같이, 100MHz∼800MHz의 대역에서, S21는 20.0∼20.5dB로 되어 있다. 또한, 도 20에 도시한 바와 같이, 100MHz∼800MHz의 대역에서, S22는 약 110dB보다도 낮게 되고 있고, S11은 약 15dB보다도 낮게 되어 있다.
도 21은 도 16의 광대역 2단 증폭기에 있어서 귀환 회로(6)를 설치한 경우의 S21의 주파수 의존성의 계산 결과를 나타내는 도면이다. 또한, 도 22는 도 16의 광대역 2단 증폭기에 있어서 귀환 회로(6)를 설치한 경우의 S11및 S22의 주파수 의존성의 계산 결과를 나타내는 도면이다.
도 21에 도시한 바와 같이, 귀환 회로(6)를 설치한 경우에는, 950MHz에서 S21에 필터의 효과가 보이지만, 100 MHz∼800 MHz의 대역에서는, 귀환 회로(6)를 설치하지 않은 경우와 같은 정도의 S21가 얻어지고 있다. 또한, 도 22에 도시한 바와 같이, 귀환 회로(6)를 설치한 경우에는, 950MHz에서 S22에 필터의 효과가 보이지만, 100MHz∼800MHz의 대역에서는, S11및 S22는 귀환 회로(6)를 설치하지 않는 경우와 마찬가지로, 각각 약 110dB 및 약 15dB보다도 낮게 되어 있다. 즉, 귀환 회로(6)를 설치한 경우에도, 귀환 회로(6)를 설치하지 않는 경우와 마찬가지가 양호한 이득 및 반사 계수가 얻어진다.
다음에, 귀환 회로(6)에 의한 왜곡의 개선 효과를 계산했다. 귀환량 조정 저항 Rf의 저항치를 4kΩ로 했다. 바이어스 조건으로서는, S 파라미터의 계산과 마찬가지로, 포트 PO3의 드레인 바이어스를 6.0V로 하고, 포트 PO4의 게이트 바이어스를 -1.5V로 했다. 상호 변조 특성의 계산 조건은 다음과 같다.
조사 주파수는 750MHz이다. 제1 입력 주파수(fl)를 747MHz로 하고, 제2 입력 주파수를 753MHz로 하고, 이들의 간격을 6MHz로 했다. 입력 전력은, -30dBm에서 10dBm까지 2dB의 간격으로 변화시켰다. 3차 왜곡의 계산 주파수 (2fl-f2)는 741MHz이다.
이들의 조건에서 3차 인터셉트 포인트(IP3)를 계산했다. 선형 영역에서는, 기본파의 출력 전력 P1은 입력 전력에 비례하고, 3차 왜곡의 출력 전력 P3은 입력 전력의 3배에 비례한다. 따라서, -26dBm의 입력 전력에 있어서의 기본파의 출력 전력 P1으로부터 입력 전력에 대해 비례하는 직선을 인출하고, -26dBm의 입력 전력에 있어서의 3차 왜곡의 출력 전력 P3으로부터 입력 전력의 3배에 비례하는 직선을 인출하여, 이들의 직선의 교점의 출력 전력을 3차 인터셉트 포인트(IP3)로 구했다.
도 23은 도 16의 광대역 2단 증폭기에 있어서 귀환 회로(6)를 설치하지 않은 경우의 기본파 및 3차 왜곡의 입출력 전력 특성의 계산 결과를 나타내는 도면이다. 도 24는 도 16의 광대역 2단 증폭기에 있어서 귀환 회로(6)를 설치한 경우의 기본파 및 3차 왜곡의 입출력 전력 특성의 계산 결과를 나타내는 도면이다.
도 23의 계산 결과로부터 구한 3차 인터셉트 포인트(lP3)는 12.3dBm이 되었다. 한편, 도 24의 계산 결과로부터 구한 3차 인터셉트 포인트(IP3)는 12.8dBm이 된다. 이와 같이, 귀환 회로(6)를 설치하는 것에 의해 0.5dB의 왜곡의 개선 효과가 나타났다.
상기한 바와 같이, 도 13의 귀환 회로(6)를 설치하는 것에 의해 2차 왜곡 및3차 왜곡이 저감되기 때문에, 복합 2차 왜곡(CSO), 복합 3차 왜곡(CTB), 혼변조 왜곡(X-MOD) 등의 복합 왜곡이 저감된다. 따라서, 동일 입력 전력에 대하여 인접 채널 누설 전력 등으로 나타나는 왜곡을 저감할 수가 있다.
또한, 고조파가 FET(10)의 게이트 전극으로 상쇄되어 소멸하기 때문에, FET(10)에 있어서 고조파의 전력소비가 생기지 않는다. 그 결과, 기본파의 출력 전력을 크게 할 수가 있어, 전력 부가 효율이 향상함과 함께 이득이 증가한다. 또한, 귀환 회로(6)의 회로 규모가 작기 때문에, 증폭기의 소형화를 도모할 수 있다.
또, 도 13의 증폭기에 있어서, 통신 시스템의 전 채널의 전 대역에 걸쳐 귀환 회로(6)의 HPF(12)의 컷오프 주파수 fcut가 다음 식의 관계를 만족하더라도 좋다.
귀환 회로(6)의 HPF(12)의 컷오프 주파수 fcut를 상기 수학식 8과 같이 설정하면, FET(1)0의 드레인 전극으로부터 출력되는 신호중 적어도 1개의 채널의 주파수에 대한 4차 이상의 적어도 1개의 고조파가 HPF(12)를 통과하여, 게이트 전극에 마이너스 귀환된다. 그것에 따라, 4차 이상의 적어도 1개의 고조파의 전력이 마이너스 귀환된 4차 이상의 적어도 1개의 고조파의 전력에 의해 FET(10)의 게이트 전극에서 상쇄되어, 출력 전력에 있어서 4차 이상의 적어도 하나의 고조파의 전력이 발생하지 않는다.
4차 왜곡은 제2 고조파 및 제4 고조파에 의해 발생하고, 5차 왜곡은 제3 고조파 및 제5 고조파에 의해 발생한다. 그 때문에, 컷오프 주파수 fcut를 상기 수학식 8과 같이 설정한 경우에는, 제3 고조파가 억제되는 경우에 비교하여 왜곡의 저감 효과는 적지만, 적어도 1개의 채널의 주파수에 대한 4차 이상의 적어도 1개의 고조파가 억제됨으로써 고조파가 마이너스 귀환되지 않는 경우에 비교하여 복합 왜곡이 개선된다.
특히, 도 10에 도시한 PDC 규격에서는, 5차 왜곡의 억제에 의해 인접 채널 누설 전력이 저감되기 때문에, 제4고조파 이상의 고조파의 억제는 왜곡의 저감에 유효하다.
또, 본 실시예에서는, FET(10)의 드레인 전극으로부터 게이트 전극에 마이너스 귀환되는 고조파의 위상과 게이트 전극에 입력되는 고조파의 위상과의 차가 180도가 되도록 HPF(12)의 특성이 설정되어 있지만, FET(10)의 드레인 전극으로부터 게이트 전극에 마이너스 귀환되는 고조파의 위상과 게이트 전극에 입력되는 고조파의 위상과의 차가 90도로부터 270도의 범위의 임의의 값으로 설정되어도 좋다.
도 25는 본 발명의 제4 실시예에 있어서의 귀환 회로를 구비한 혼합기의 회로도이다.
도 25에 있어서, FET(10a)의 드레인 전극과 한쪽의 게이트 전극 사이에 귀환 회로(6)가 접속되어 있다. 귀환 회로(6)의 구성은, 도 13에 도시한 귀환 회로(6)의 구성과 마찬가지이다. 이 혼합기에 있어서는, FET(10a)의 한쪽의 게이트 전극에 고주파 신호 RF가 입력되고, 다른쪽의 게이트 전극에 국부 발진 신호 NO가 입력된다. 또한, FET(10a)의 드레인 전극으로부터 중간주파 신호 IF가 출력된다.
본 실시예의 혼합기에 있어서는, 제3 실시예의 증폭기와 마찬가지로, 귀환 회로(6)를 설치하는 것에 의해 2차 왜곡 및 3차 왜곡이 저감되기 때문에, 복합 2차 왜곡(CSO), 복합 3차 왜곡(CTB), 혼변조 왜곡(X-MOD) 등의 복합 왜곡이 저감된다. 따라서, 동일 입력 전력에 대하여 인접 채널 누설 전력 등으로 나타내는 왜곡을 저감할 수가 있다.
또한, 고조파가 FET(10a)의 게이트 전극으로 상쇄되어 소멸하기 때문에, FET(1Oa)에서 고조파의 전력 소비가 생기지 않는다. 그 결과, 기본파의 출력 전력을 크게 할 수가 있어, 전력 부가 효율이 향상함과 함께 이득이 증가한다. 또한, 귀환 회로(6)의 회로 규모가 작기 때문에, 증폭기의 소형화를 도모할 수 있다.
상기 제4 및 제5의 실시예에 있어서, 기본파의 주파수란 상술한 PDC, PHS, N-CDMA, W-CDMA 등의 시스템이나 케이블 시스템 등에 대응하는 대역 내의 일부 또는 전부의 주파수를 포함한다. 예를 들면, 기본파의 주파수는, 100∼800 MHz의 대역을 포함한다. 이 경우의 고조파의 주파수란, 기본파의 주파수를 포함하는 대역 내의 주파수의 정수배의 주파수를 포함한다. 예를 들면, 제2 고조파의 주파수는 100∼800MHz의 2배가 되어, 200∼1600 MHz의 대역폭을 갖는다.
이 경우, 기본파의 주파수와 고조파의 주파수가 중복하는 범위가 존재하지만, 용도에 따라서 중복하는 범위를 기본파의 주파수 또는 고조파의 주파수 중 어느 것인가로 선택한다. 예를 들면, 기본파의 주파수를 100∼800 MHz의 대역의 일부가 되는 500∼800MHz로 대표시킨다. 이 때의 제2 고조파의 주파수는 1000∼1600MHz가 된다. 이와 같이, 기본파의 주파수와 제2 고조파의 주파수가 중복하지 않도록 주파수를 설정한다. 다른 고조파에 관해서도 마찬가지다.
또, 상기 실시예의 마이너스 귀환 회로(5, 5a, 5b, 6)는, 증폭기 및 혼합기에 한하지 않고, 트랜지스터를 구비한 여러가지의 회로에 이용할 수 있다.
또한, 상기 실시예에서는, 트랜지스터로서 FET를 이용하여 있지만, 트랜지스터로서 바이폴라 트랜지스터를 이용하여도 좋다.
본 발명에 의하면, 제1 주파수의 성분에 대한 이득의 저하를 생기는 일 없이, 제2 주파수의 성분에 의해 발생하는 비선형 왜곡을 저감할 수 있다. 또한, 귀환 회로가 용량과 인덕턴스의 직렬 접속을 포함하는 직렬 접속 회로에 의해 구성되기 때문에, 회로 규모가 작다.

Claims (20)

  1. 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 접속되는 귀환 회로에 있어서,
    용량과 인덕턴스의 직렬 접속을 각각 포함하는 적어도 1개의 직렬 접속 회로를 구비하고,
    상기 적어도 1개의 직렬 접속 회로는 상기 트랜지스터의 출력 단자와 상기 입력 단자 사이에 접속되고,
    제1 주파수에 대하여 상기 적어도 1개의 직렬 접속 회로가 실질적으로 개방 상태가 되고 또한 제2 주파수에 대하여 상기 적어도 1개의 직렬 접속 회로가 실질적으로 단락 상태가 되도록 상기 적어도 1개의 직렬 접속 회로의 상기 용량값 및 상기 인덕턴스값이 설정되는 귀환 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 1개의 직렬 접속 회로는 복수의 직렬 접속 회로를 포함하고,
    상기 복수의 직렬 접속 회로는 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 상호 병렬로 접속되고,
    제1 주파수에 대하여 각 직렬 접속 회로가 실질적으로 개방 상태가 되고 또한 각 직렬 접속 회로마다 상이한 제2 주파수에 대하여 각 직렬 접속 회로가 실질적으로 단락 상태가 되도록 상기 복수의 직렬 접속 회로의 상기 용량값 및 상기 인덕턴스값이 설정되는 귀환 회로.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제1 주파수는 기본파의 주파수이고, 상기 제2 주파수는 상기 기본파에 대한 고조파의 주파수인 귀환 회로.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제2 주파수는 상기 기본파에 대한 제3 고조파 또는 제5 고조파의 주파수인 귀환 회로.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제2 주파수는 기본파의 주파수이고, 상기 제1 주파수는 상기 기본파에 대한 고조파의 주파수인 귀환 회로.
  6. 제5항에 있어서, 상기 제1 주파수는 상기 기본파에 대한 제3 고조파 또는 제5 고조파의 주파수인 귀환 회로.
  7. 제1항에 있어서, 상기 적어도 1개의 직렬 접속 회로에 직렬로 접속된 귀환량 조정용의 저항을 더 구비하는 귀환 회로.
  8. 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 접속되는 귀환 회로에 있어서,
    제1 주파수 성분을 저지하고 또한 상기 제1 주파수보다도 높은 제2 주파수 성분을 통과시키는 특성을 갖는 고역(高域) 통과 필터를 구비하는 귀환 회로.
  9. 제8항에 있어서, 상기 제1 주파수는 사용되는 채널의 대역 내에 포함되고, 상기 고역 통과 필터의 컷오프 주파수는 상기 채널의 대역의 최고 주파수보다도 높은 귀환 회로.
  10. 제8항에 있어서, 상기 고역 통과 필터의 컷오프 주파수는 상기 채널의 대역의 최고 주파수의 3배 이하인 귀환 회로.
  11. 제8항에 있어서, 상기 고역 통과 필터에 직접 접속된 귀환량 조정용의 저항을 더 구비하는 귀환 회로.
  12. 증폭기에 있어서,
    트랜지스터와,
    상기 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 접속된 귀환 회로를 구비하고,
    상기 귀환 회로는,
    용량과 인덕턴스의 직렬 접속을 각각 포함하는 적어도 1개의 직렬 접속 회로를 구비하고,
    상기 적어도 1개의 직렬 접속 회로는 상기 트랜지스터의 출력 단자와 상기 입력 단자 사이에 접속되고,
    제1 주파수에 대하여 상기 적어도 1개의 직렬 접속 회로가 실질적으로 개방상태가 되고 또한 제2 주파수에 대하여 적어도 1개의 직렬 접속 회로가 실질적으로 단락 상태가 되도록 상기 적어도 1개의 직렬 접속 회로의 상기 용량값 및 상기 인덕턴스값이 설정되는 증폭기.
  13. 제12항에 있어서, 상기 적어도 1개의 직렬 접속 회로는 복수의 직렬 접속 회로를 포함하고,
    상기 복수의 직렬 접속 회로는 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 상호 병렬로 접속되고,
    제1 주파수에 대하여 각 직렬 접속 회로가 실질적으로 개방 상태가 되고 또한 각 직렬 접속 회로마다 상이한 제2 주파수에 대하여 각 직렬 접속 회로가 실질적으로 단락 상태가 되도록 상기 복수의 직렬 접속 회로의 상기 용량값 및 상기 인덕턴스값이 설정되는 증폭기.
  14. 증폭기에 있어서,
    트랜지스터와,
    상기 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 접속된 귀환 회로를 구비하고,
    상기 귀환 회로는,
    제1 주파수 성분을 저지하고 또한 상기 제1 주파수보다도 높은 제2 주파수 성분을 통과시키는 특성을 갖는 고역 통과 필터를 구비하는 증폭기.
  15. 제14항에 있어서, 상기 제1 주파수는 사용되는 채널의 대역 내에 포함되고, 상기 고역 통과 필터의 컷오프 주파수는 상기 채널의 대역의 최고 주파수보다도 높은 증폭기.
  16. 혼합기에 있어서,
    트랜지스터와,
    상기 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 접속된 귀환 회로를 구비하고,
    상기 귀환 회로는,
    용량과 인덕턴스의 직렬 접속을 각각 포함하는 적어도 1개의 직렬 접속 회로를 구비하고,
    상기 적어도 1개의 직렬 접속 회로는 상기 트랜지스터의 출력 단자와 상기 입력 단자 사이에 접속되고,
    제1 주파수에 대하여 상기 적어도 1개의 직렬 접속 회로가 실질적으로 개방 상태가 되고 또한 제2 주파수에 대하여 적어도 1개의 직렬 접속 회로가 실질적으로 단락 상태가 되도록 상기 적어도 1개의 직렬 접속 회로의 상기 용량값 및 상기 인덕턴스값이 설정되는 혼합기.
  17. 제16항에 있어서, 상기 트랜지스터는 제1 및 제2 고주파 신호를 각각 수신하는 제1 및 제2 게이트 전극을 갖는 전계 효과 트랜지스터인 혼합기.
  18. 혼합기에 있어서,
    트랜지스터와,
    상기 트랜지스터의 출력 단자와 입력 단자 사이에 접속된 귀환 회로를 구비하고,
    상기 귀환 회로는,
    제1 주파수 성분을 저지하고 또한 상기 제1 주파수보다도 높은 제2 주파수 성분을 통과시키는 특성을 갖는 고역 통과 필터를 구비하는 혼합기.
  19. 제18항에 있어서, 상기 트랜지스터는 제1 및 제2 고주파 신호를 각각 수신하는 제l 및 제2 게이트 전극을 갖는 전계 효과 트랜지스터인 혼합기.
  20. 제18항에 있어서, 상기 제1 주파수는 사용되는 채널의 대역 내에 포함되고, 상기 고역 통과 필터의 컷오프 주파수는 상기 채널의 대역의 최고 주파수보다도 높은 혼합기.
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