KR19980086689A - 소프트 펄스폭 변조 스위칭을 이용한 역위상 풀-브리지 변환기 - Google Patents

소프트 펄스폭 변조 스위칭을 이용한 역위상 풀-브리지 변환기 Download PDF

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갈라스 윌리엄 이
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Abstract

본 발명은 펄스폭 변조 스위칭 신호들에 기초하여 소프트 스위칭을 수행하는 풀-브리지 변환기(10)에 관한 것이다. 변환기(10)는 트랜스포머(13)을 통해 상호 연결된 제 1 사이드(12)와, 제 2 사이드(14)를 구비하고 있다. 제 1 사이드(12)는 각각 리딩 레그(20)와 트레일링 레그(22)를 병렬로 연결한 전원을 표함하고 있다. 트레일링 레그(22)가 서로 직렬로 연결된 제 3 및 제 4 스위칭용 트랜지스터들을 구비하는 반면에, 리딩 레그(22)는 서로 직렬로 연결된 제 1 및 제 2 스위칭용 트랜지스터들을 구비한다. 스위칭용 트랜지스터들(Q1-Q4)은 각각 기생 다이오드들(D1-D4)과 및 기생 캐패시턴스(C1-C4)를 구비하고 있다. 제어 회로(15)는 트랜지스터들(Q1-Q4)의 게이트들(G1-G4)에 공급되는 펄스폭 변조 스위칭 신호들을 생성한다. 제어 회로(15)는 제 1 에너지 전달 스테이지동안에 트랜지스터들(Q1, Q3)을 온시키고, 제 2 에너지 전달 스테이지동안에 트랜지스터들(Q2, Q4)을 온시킨다. 제어 회로(15)는 제 1 에너지 전달 스테이지동안과 제 2 에너지 전달 스테이지동안에 원하는 최소의 출력 전압을 유지하기 위하여 트랜지스터들(Q3, Q4)이 온되어 있는 시간이 변하게 한다. 제어 회로(15)는 펄스폭 변조 스위칭 신호들을 통해 소프트 스위칭을 하기 위하여 프리 휠링(free wheeling) 스테이지와 전환 스테이지가 에너지 전달 스테이지 사이에 있게 한다.
본 발명은 모든 제 1 장치들과 제 2 장치들에서 소프트 스위칭을 할 수 있는 풀-브리지 변환기에 관한 것이다. 상기는 위상-변이 제어방식(종래의 회로에서처럼)대신에 펄스 폭 변조를 하여 달성된다. 프리 휠링 다이오드와 두 개의 포화될 수 있는 리액터들은 제 2 트랜스포머가 쇼트가 되는 것을 방지해 준다. 따라서, 소프트 스위칭은 다양한 범위의 부하 전류에 걸쳐 성취될 수 있다. 펄스 폭 변조 고안이 사용되었고, 그래서 단순한 제어회로만 있으면 된다. 병렬/직렬 연결이 된 동일한 변환기들은 항공산업 장치와 특히 전자 추진 제트기같은 많은 요구되는 장치들에서 필요한 요구 조건을 수용하기 위하여 유동성을 제공한다.

Description

소프트 펄스 폭 변조 스위칭을 이용한 역위상 풀-브리지 변환기
본 발명은 일반적으로 제로 전압이나 제로 전류로 스위칭되는(소프트 스위칭) 직류-직류 변환기들에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 풀-브리지 변환기에서 스위칭용 트랜지스터들의 펄스 폭 변조 제어를 이용하여 거의 손실이 없는 스위칭을 할 수 있는 스위칭용 변환기에 관한 것이다.
과거에는, 직류-직류 변환기들은 직류인 입력 전압을 한 개의 전압 레벨에서 다른 직류 출력 전압 레벨로 변환하기 위해 제안되어 왔다. 전형적으로, 풀-브리지 직류-직류 변환기들은 직류인 입력 전압을 일련의 직류 펄스들로 변환하는 제 1 사이드를 포함하고 있다. 제 1 사이드는 직류인 펄스들을 트랜스포머의 제 1 권선측으로 공급하는데, 상기 트랜스포머는 변환기의 제 2 사이드 내에 있는 트랜스포머의 제 2 권선에서의 전위를 갖고 있다.
제 1 사이드는 서로, 그리고 입력 전원에 병렬로 연결된 리딩 레그(leading leg)와 트레일링 레그(trailing leg)로 분리되어 있다. 각각의 리딩 및 트레일링 레그는, 리딩 및 트레일링 레그의 중심 노드들(center nodes)를 통해 직렬로 연결된 최소한 한 쌍의 스위칭 장치(즉 트랜지스터)를 포함하고 있다. 제 1 권선은 리딩 및 트레일링 레그의 중심 노드들 사이에 연결되어 있다. 스위칭용 트랜지스터들과 트랜스포머의 제 1 사이드를 상술한 방법으로 상호 접속함으로써, 트랜지스터들은 트랜스포머의 제 1 권선을 흐르고 있는 전류흐름의 방향을 역전하기 위하여 선택적으로 스위칭될 수 있다. 트랜스포머의 제 1 권선을 흐르고 있는 전류는 전자장을 생성하는데, 트랜스포머 코어가 제 2 권선을 통해 가이드할 수 있게 되어 제 2 권선에 전압이 생기게 된다. 이 전압은 제 2 권선에서의 감은 수에 대한 제 1 권선에서의 감은 수의 비율로의 함수이다.
트랜스포머의 제 2 권선은 변환기의 출력단에서 원하는 직류 전압을 공급하기 위해 제 2 권선의 출력전압을 정류하고 필터링하기 위하여, 다이오드 브리지 정류기와 저역 통과 필터에 병렬로 연결되어 있다. 다이오드 브리지 정류 회로는 서로 직렬로 연결되어 있고, 정류를 하기 위하여 반대 방향으로 배치되어 있는 다이오드들 조합으로 이루어진다. 과거에, 직류-직류 변환기들에서 제안되어 사용되었던 다이오드 브리지 정류 회로들에서는, 브리지 정류 회로에서의 정류 다이오드들이 동작할 때 존재하는 역 회복 때문에 생기는 손실이 있었다. 역 회복 시간 동안에, 순방향으로 도통된 다이오드는 순방향으로 도통된 상태에서 역방향으로 도통된 상태로 스위칭되는 과정에 있게 된다. 역 회복 시간동안에, 다이오드는 역방향의 전류를 막지 않지만, 다이오드가 보통의 역 블로킹(blocking) 상태에 진입될 때까지 다이오드에 전류가 역방향으로 흐르는 것을 허용 한다. 전력 손실은 이러한 스위칭 과정에서 일어난다. 다이오드들의 역 회복은 제 1 스위치들에서 존재하는 부가적인 손실을 또한 포함한다.
과거에, 직류-직류 변환기들은 하드 스위칭제어 동작에 기초하여 출력 전압을 조정하기 위해 제안되어 왔다. 하드 스위칭 형태의 변환기는, 내부의 스위칭용 트랜지스터들이, 트랜지스터에 큰 전압 포텐셜이 걸리게 될 때 및 큰 전류가 트랜지스터에 흐르게 될 때 온 상태와 오프 상태 사이에서 변하도록 동작한다.
하드 스위칭 변환기들은 고 주파수에서의 장치에서 제한적인 성공을 거두었는데, 왜냐하면 하드 스위칭 동작이 스위칭 동작이 일어나고 있는 동안 큰 전력 손실들 일으키기 때문이다. 하드 스위칭 동작이 일어나고 있을 때 생기는 전력 손실은 스위칭 주파수에 직비례한다. 따라서, 스위칭 주파수가 증가함에 따라, 손실도 증가하게 된다.
더욱이, 하드 스위칭 변환기들에서, 소자들(예를 들어, 트랜지스터들과, 트랜스포머 기타 등등)에서 일어나는 기생 효과는 전류 및 전압의 울림(ringing)들을 발생시키는데, 이것들은 상당한 양의 전자기 방해(EMI)를 생성한다. 전자기 방해는 가까이 있는 회로들의 동작을 간섭할 수 있기 때문에 바람직하지 못하다.
스위칭 때문에 생기는 전력 손실은 변환기의 효율을 떨어뜨리기 때문에 바람직하지 못하다. 변환기의 효율이 떨어질수록 원하는 출력 전압을 생성하기 위해 더 많은 입력 전력이 소비되기 때문에, 이러한 사실은 따라서 단위 출력 전력당 경비가 더욱 많이 들게 한다. 더욱 중요한 것은, 초과된 전력 손실이 스위치들을 손상시킬 수 있다는 것이다. 기생 효과들의 예들은 기생 캐패시턴스와, 트랜스포머의 코일에서의 불완전 때문에 생기는 누설 인덕턴스 및 다이오드 역 회복 효과를 포함하지만 그것들에만 제한되지는 않는다.
스위칭에 기인한 손실이 작게 되면 변환기가 더 높은 스위칭 주파수를 사용할 수 있게 된다. 더 높은 스위칭 주파수들은 더 작은 수동 소자들을, 즉 그에 따른 변환기 크기와 무게에 있어서 해당 감소를 허용 한다. 일반적으로 작은 크기와 가벼운 무게는 스위칭용 변환기에서 바람직하다. 따라서, 변환기를 고 주파수에서 동작하게 하는 것도 바람직하다. 그러나, 앞에서 언급한 바와 같이, 하드 스위칭 변환기들은 고 주파수대에서 효과적으로 동작할 수 없었다.
하드 스위칭 변환기들의 몇몇 가지고 있는 단점들을 극복하기 위하여, 소프트 스위칭변환기라고 일반적으로 불리는 다른 형태의 변환기가 제안되었다. 소프트 스위칭 변환기들은, 변환기의 제 1 사이드에 있는 스위칭용 트랜지스터들이 낮은 전압 포텐셜이 걸려있고 또한 낮은 전류가 흐르고 있는 동안 그 상태들을 변화하게끔 동작한다. 소프트 스위칭 변환기들은, 스위칭 동작을 하기 전에 스위치들에 걸리는 전압 포텐셜을 줄이고 또한 스위치들을 흐르는 전류를 감소시키기 위하여, 변환기내에 있는 소자들에서 존재하는 기생효과들을 유리하게 이용하려고 한다.
더 구체적으로 말하면, 소프트 스위칭 변환기들은, 트랜스포머의 제 1 권선에서의 자화된 인덕턴스에 의해 공급된 전류를 이용하여 트랜지스터에 존재하는 기생 스위치 캐패시턴스를 충전하고 또한 방전해서, 그리하여 트랜지스터들이 스위치 상태일 때에 오프된 다시 말해서 개방된 트랜지스터들에 걸린 전압과, 또한 온된 다시 말해서 폐쇄된 트랜지스터들에서 흐르는 전류를 낮추기 위하여, 스위칭 타이밍을 조정한다. 소프트 스위칭은 스위칭 동작이 일어나고 있는 동안 전력 손실을 감소시킴으로써, 변환기가 고 주파수대에서 고 효율성과 또한 감소된 전자기 간섭(EMI)으로 동작할 수 있게 한다.
유명한 소프트 스위칭 변환기들 중 하나는 소위 위상-변이 풀-브리지 변환기이며, 위상-시프트 제어 방식을 사용한다. 이러한 위상-변이 제어 방식은 후아 등에게 양도된 미국 특허 제 5,442,540와, 히치코크 등에게 양도된 미국 특허 제 5,157,592와, 월터스에게 양도된 미국 특허 제 5,157,592와, 피엣키에위쯔에게 양도된 미국 특허 제 5,539,630 및 스테거월드 등에게 양도된 미국 특허 제 4,864,479에 설명되어 있다.
그러나, 전형적인 위상-변이, 풀-브리지 변환기의 동작은 세 개의 영역 : 작은 부하에서 소프트 스위칭을 지원하는데 대한 실패와, 정류기 다이오드 역 회복에 의해 생긴 스위칭 손실과 및 제어 신호들을 위상 시프트(shift)하기위해 요구되는 부가적으로 필요한 회로,에서 결함이 있다. 전형적으로, 부하는 주된 스위칭 장치들에서 소프트 스위칭이 확실히 되도록 공칭 부하 전류를 50% 잡아내릴 수 있어야만 한다. 결과적으로, 스위칭 장치에서의 스트레스(stress)는 하드 스위칭된 변환기에서의 스트레스와 유사한데, 이것은 소프트 스위칭을 도입시킨 목적을 무효화한다. 정류기 다이오드의 역 회복과 관련된 손실은 정류기 다이오드 자신에서의 손실을 증가시킬 뿐만 아니라 주된 스위칭 장치들에서 부가적인 손실들을 생기게 한다. 더욱이, 정류기 다이오드들의 역 회복은 주된 스위칭 장치들과 정류기 다이오드들에 대한 요구된 전압 비율을 증가시킨다. 더 나아가서, 위상-시프트 제어의 부가적인 복잡성은 이러한 변환기의 크기와, 무게와 및 전력 소비량을 증가시킨다.
산업계에서 심지어 적은 부하들에서도 소프트 스위칭을 할 수 있는 간단한 펄스 폭 변조를 이용하여 향상된 직류-직류 변환기를 필요로 하는 요구는 여전히 남아 있다. 상기 요구를 만족시키는 것이 본 발명의 목적이다
펄스 폭 변조된 스위칭 신호들의 제어를 받아 소프트 스위칭을 수행하는 직류-직류 변환기를 제공하는 것이 본 발명의 목적이다.
고 주파수에서 동작할 수 있는 간단한 제어 회로를 구비하는 직류-직류 변환기를 제공하는 것이 본 발명의 필연적인 목적이다.
다이오드 브리지 정류기가 역 회복할 때 생기는 손실을 최소화하는 것이 본 발명의 다른 목적이다.
직류-직류 변환기가 증가된 효율성을 갖도록 하는 것이 본 발명의 다른 목적이다.
동작시 생성된 전자기 간섭량을 감소시킬 수 있는 직류-직류 변환기를 제공하는 것이 본 발명의 다른 목적이다.
소프트 스위칭을 하면서 매우 작은 부하를 포함한 넓은 범위에 걸친 부하들에서 직류 출력 전압을 조정할 수 있는 직류-직류 변환기를 제공하는 것이 본 발명의 다른 목적이다.
감소된 크기와, 무게와 및 경비를 가진 직류-직류 변환기를 제공하는 것이 본 발명의 다른 목적이다.
도 1은 풀-브리지 소프트 스위칭 펄스폭변조 제어를 이용한 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 직류-직류 변환기의 개략적인 도면.
도 2a는 제 1 에너지 전달 스테이지(스테이지 1)동안에 도 1에 도시된 직류-직류 변환기를 통한 전류 흐름 경로들을 도시한 도면.
도 2b는 트레일링 레그 변환 스테이지(스테이지 2)동안에 도 1에 도시된 직류-직류 변환기를 통한 전류 추적 경로들을 도시한 도면.
도 2c는 프리 휠링 스테이지(스테이지 3)동안에 도 1에 도시된 직류-직류 변환기를 통한 전류 흐름 경로들을 도시한 도면.
도 2d는 리딩 레그 변환 스테이지의 제 1 부분(스테이지 4)동안에 도 1에 도시된 직류-직류 변환기를 통한 전류 흐름 경로들을 도시한 도면.
도 2e는 리딩 레그 변환 스테이지의 제 2 부분(스테이지 5)동안에 도 1에 도시된 직류-직류 변환기를 통한 전류 흐름 경로들을 도시한 도면.
도 2f는 제 2에너지 전달 스테이지(스테이지 6)동안에 도 1에 도시된 직류-직류 변환기를 통한 전류 흐름 경로.
도 3은 도 1에 있는 변환기의 내부 동작을 나타내는 전형적인 파형 형태를 도시한 도면.
도 4는 몇몇 부하 전류 레벨에서의 도 1에 있는 변환기의 효율성을 나타낸 그래프를 도시한 도면.
도 5는 두 개의 변환기들은 자신의 두배나 되는 입력전류를 다룰 수 있고 서로 병렬로 연결되어 있는 제 1 사이드들과, 단일 변환기의 출력 전압을 두배나 크게 생성할 수 있고 서로 직렬로 연결되어 있는 제 2 사이드들을 구비하는 두 개의 변환기들에 대한 본 발명에 따른 다른 실시예를 도시한 도면. 이 병렬/직렬 구성은 n개의 기본 단위 변환기를 포함하는 것을 위해 일반화될 수 있다.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
10 : 풀 브리지 변환기 20 : 리딩 레그
13 : 트랜스포머 16 : 전원
34 : 저역 통과 필터 32 : 다이오드 브리지 정류기
26 : 제 2 권선 38 : 캐패시터
22 : 트레일링 레그 15 : 궤환 제어 회로
도 1에 참조하면, 펄스 폭 변조 스위칭에 기초한 소프트 스위칭을 수행하는 풀-브리지 변환기(10)가 도시되어 있다. 풀-브리지 변환기(10)는 트랜스포머(13)을 통해 서로 연결된 제 1사이드(12)와 제 2 사이드(14)를 구비하고 있다. 제 1 사이드(12)는 전원(16)과, 리딩 레그(20)와 트레일링 레그(22)에 병렬로 연결된 입력측 캐패시터(18)를 포함하고 있다. 리딩 레그(20)는 직렬로 연결되어 있는 제 1 및 제2 스위칭 트랜지스터들(Q1, Q2)을 각각 구비한다. 트레일링 레그(22)는 직렬로 연결되어 있는 제 3 및 제 4 스위칭 트랜지스터(Q3, Q4)를 각각 구비한다.
트랜스포머(13)는 제 1 및 제 2 권선들(24, 26)과 및 자화된 인덕턴스(48)를 포함하고 있다. 트랜스포머(13)의 제 1 권선(24)은 노드(28,30)에서 각각 리딩 레그(20)와 및 트레일링 레그(22)로 연결된다. 트랜스포머(13)의 제 2 권선(26)은 풀-브리지 정류기(32)와, 프리 휠링 다이오드(D9)와 및 저역 통과 필터(34)에 병렬로 연결되어 있다. 저역 통과 필터(34)는 표준 브리지 구성같이 연결되어 있는 인덕터(36)와 및 캐패시터(38)를 포함하고 있다. 다이오드 브리지(32)는 표준 브리지 구성같이 연결되어 있는 4개의 다이오드들(D5-D8)을 포함하고 있다. 다이오드 브리지(32)는 노드(40,42)에서 트랜스포머(13)의 제 2 사이드(26)에 연결되어 있고, 노드(44,46)에서 프리 휠링 다이오드(D9)로 연결되어 있다. 다이오드 브리지(32)는 제 1 및 제 2 레그들에서 각각 다이오드들(D5,D6)과 직렬로 연결된 포화시킬 수 있는 리액터들(SR1, SR2)를 포함한다. 이하 설명되는 바와 같이, 포화될 수 있는 리액터들(SR1, SR2)과 프리 휠링 다이오드(D9)는 소프트-펄스 폭 변조 스위칭을 지원하는 것을 돕고, 또한 장치가 역 회복 손실들을 제거하게끔 돕는다.
변환기(10)의 입력단은 입력 전압 Vin을 공급하는 전원(16)에 의해 구동된다. 입력측 캐패시터(18)는 입력 전압 Vin을 평활하고, 또한 스위칭할 때 제 1 사이드 (12)에 있는 소자들로부터 전원(16)으로 되돌아온 에너지를 저장한다. 스위칭용 트랜지스터들(Q1-Q4)은 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터나 그와 유사한 것으로 형성된다. 본 발명의 바람직한 실시예와 관계해서 이하 설명되는 바와 같이, 소자들이 기생 캐패시턴스와 및 다이오드 특성을 필적하는 회로들을 포함하거나 또는 연결하는 한, 선택적으로, 다른 스위칭 소자들의 형태가 사용될 수 있다.
스위칭용 트랜지스터들(Q1-Q4)은 변환기(10)의 입력 측에 풀-브리지를 형성하기 위하여 연결되어 있다. 각각의 스위칭용 트랜지스터들(Q1-Q4)은 기생 다이오드와 및 기생 캐패시턴스를 본질적으로 포함한다. 따라서, 기생 다이오드들(D1-D4)과 및 기생 캐패시턴스들(C1-C4)은 관련된 트랜지스터들(Q1-Q4)의 드레인과 소스를 통해 병렬로 연결되어 있는 것으로 도시되어 있다. 기생 다이오드들(D1-D4)과 기생 캐패시턴스들(C1-C4)은 고유하게 스위칭용 트랜지스터들(Q1-Q4)과 본질적으로 관련되어 있다. 트랜지스터들(Q3, Q4)은 게이트들(G3-G4)에서 수신된 펄스폭변조 스위칭 신호들에 의해 온되고 오프된다. 보기에서만, 펄스폭변조 스위칭 신호들은 변조되는데, 그럼으로써 각 트랜지스터(Q3, Q4)가 게이트들(G3-G4)에서 높은 펄스를 수신하여 온되고, 또한 펄스신호가 낮아질때까지 그대로 온상태로 남아 있는다. 트랜지스터들(Q1, Q2)은 변환기(10)의 동작 주파수에서 제어 신호들의 약 50% 듀티 사이클에 의해 스위칭된다. 스위칭 신호들은 이하 더욱 상세하게 설명될 궤환 제어 회로(15)에 의해 생성된다.
제 2 권선(26)의 출력은 다이오드들(D5-D8)에 만들어져 있는 다이오드 브리지(32)를 통해 정류된다. 다이오드 브리지(32)의 두 개 레그들은 각각 다이오드들(D5, D6)과 직렬로 연결되어 있는 포화될 수 있는 리액터들(SR1, SR2)을 포함하고 있다. 포화할 수 있는 리액터들(SR1, SR2)은 스위치와 같은 방식으로 동작하고, 또한 이하 더욱 상세하게 설명될 다이오드 역 회복 손실들을 감소시킨다. 다이오드 브리지(32)의 출력단과 병렬로 연결되어 있는 프리 휠링 다이오드(D9)는, 트랜스포머 제 2권선(26)에서의 전압강하가 제로가 될 때에 출력 전류가 부하로 계속 흘러가도록 하게끔 동작한다. 마지막으로, 다이오드 브리지 정류기(32)의 출력은 저역 통과 필터(34)를 통과하는데, 이 저역통과 필터는 출력전압 Vout를 공급하기 위하여 인덕터(36)와 및 캐패시터(38)을 포함한다.
궤환 제어 회로(15)는 출력전압 (Vout)을 감지하여 트랜지스터들(Q3, Q4)을 온,오프시키기 위하여 트랜지스터들(Q3, Q4)의 게이트들(G3-G4)에 공급되는 펄스 폭 변조 스위칭 신호들의 타이밍을 조정한다. 궤환 제어 회로(15)는 출력전압 (Vout)을 샘플링할 수 있는, 아날로그-디지탈 변환기(도시되지 않음)를 포함하는, 종래의 어떤 전압 감지 회로로 될 수 있다. 궤환 제어 회로(15)는 또한 디지털 신호인 출력전압 Vout을 분석하고, 스위칭 타이밍을 위해 어떤 조정을 하여야 하는지를 결정하고 및 트랜지스터들(Q1-Q4)을 제어하기 위하여 게이트들(G1-G4)로 스위칭 신호들을 공급하는 마이크로제어기를 포함하고 있다. 따라서, 전체 궤환 제어 회로(15)는, 비록 분리된 논리 회로들이 또한 제어 회로(15)를 만들기 위해 사용될 수 있지만, 단일의 마이크로제어기로 구현될 수 있다.
도 2a 내지 2e로 오면, 도 1에서 보여준 변환기(10)의 제 1 반쪽 사이클에 대하여 단계별로의 분석을 해놓았다.
도 2a는 에너지 전달 스테이지에서의 변환기(10)을 도시한 것이다. 변환기(10)는 트랜지스터들(Q1, Q3)을 온 상태로 소프트 스위칭함으로써 에너지 전달 스테이지를 개시한다. 에너지 전달 스테이지는, 트랜지스터(Q3)가 오프될 때까지 계속된다. 트랜지스터들(Q1, Q3)이 둘 다 온되어 있을 때, 공급되는 입력 전원 Vin은 화살표(50)로 표시된 경로를 통해 트랜스포머의 제 1 권선(24)으로 에너지를 전달한다. 전류는 트랜지스터(Q1)와, 제 1 권선(24)과, 트랜지스터(Q3)를 통해 입력 전원(Vin)으로 되돌아 온다. 전류가 제 1 권선(24)을 통하여 흐르고 있을 때, 전류는 인덕턴스(48)에 쌓인다. 이하에서 설명하는 바와 같이, 인덕턴스(48)에 쌓이는 전류는 나중에 캐패시터(C3)를 충전하는데 사용된다. 트랜지스터들(Q1, Q3)은 에너지 전달 스테이지 동안에 온상태로 있는다.
전류가 제 1 권선(24)을 통해 흐르고 있을 때, 입력 전압(Vin)과 트랜스포머(13)의 권선수비(turns ratio)의 함수인 제 2 사이드(14)에 있는 트랜스포머의 제 2 권선(26)에서의 전압은 증가한다. 제 2 사이드(12)에서의 전류는 노드(40)으로부터 시작해서 포화될 수 있는 리액터(SR1)와, 다이오드(D5)와, 노드(46)와, 저역통과필터(34)를 통해 부하(화살표 51에 의해 표시되어 있음)로 흘러간다. 전류는 그런 후 노드(44)와 다이오드(D7)를 통해 제 2 권선(26)(화살표 53에 의해 표시되어 있음)의 반대쪽 끝으로 흘러 들어간다. 다이오드들(D6, D8)은 역 바이어스되어 있고, 따라서 완전히 역 블로킹 상태들에 있다.
전류는 포화될 수 있는 리액터(SR1)를 통해 흐르고, 매우 짧은 순방향 블로킹 상태 후에 포화될 수 있는 리액터(SR1)를 낮은 임피던스 포화 상태로 있게 하는데, 상기 순방향 블로킹 상태에서는 포화될 수 있는 리액터(SR1)가 낮은 임피던스상태로 전환된다. 포화 상태에서, 상기 포화될 수 있는 리액터(SR1)는 전류 흐름에 있어서 거의 제로 저항이기 때문에 쇼트 회로처럼 동작한다. 그 결과로서 전류가 그곳을 통해 흐르고 있는 동안, 최소의 전력이 포화될 수 있는 리액터(SR1)를 통해 없어진다. 다이오드 정류기(32)의 정류된 출력 전압은 프리 휠링 다이오드(D9)가 오프 상태로 있게끔 한다.
도 3은 게이트들(G1-G4)에 공급되는 신호들에 의해 제어되는 몇 개의 다른 소프트 스위칭동작의 스테이지들 동안에 변환기(10)에서 일어나는 몇 개의 파형들을 도시한 것이다. 도 3에서, 기호들(Vgs1-Vgs4)은 각각 트랜지스터들(Q1-Q4)의 게이트들(G1-G4)과 소스 단자들에 걸쳐 나타나는 전압 파형들을 나타낸다. 궤환 제어회로(15)는 펄스 폭 변조 스위칭 신호들을 이용하여 파형들(Vgs1-Vgs4)을 제어한다. 도 3은 또한 입력 전압(16)과 자화 인덕턴스(48)에 의해 결정되는 전류(Img)를 보여준다. 다이오드들(D5, D7)을 통과한 전류는 동일하며, 또한 기호들 (Id5, Id7)로 나타나 있다. 다이오드들(D6, D8)을 통과한 전류는 동일하며, 또한 기호들 (Id6, Id8)로 나타나 있다. 프리 휠링 다이오드(9)에서의 전류는 기호(Id9)로 표시되어 있다. 파형들(Vpr, Ipr)은 제 1권선(24)에서의 전압과 전류를 각각 나타낸다. 시간 간격(T1)은 시스템이 에너지 전달 스테이지에 있을 때의 시간을 표시한다. 시간 간격(T1)동안에, 도 3에서 도시한 바와 같이, 전압(Vpr)은 상승하고, 전류(Ipr)는 트랜스포머의 제 1 권선(24)에 쌓이기 시작한다.
도 3에서 도시되어 있는 바와 같이, 트랜지스터들(Q1, Q3)은 동시에 온상태가 되는데, 왜냐하면 스위칭 신호들(Vgs1, Vgs3)이 동시에 높은 상태로 스위칭되기 때문이다. 트랜지스터(Q1)가 온되고 트랜지스터(Q3)가 온 되는 시점사이에는 지연은 없다. 이러한 동시에 일어나는 동작은, 트랜지스터들(Q1, Q3)이 스위칭 온되는 시간들이 위상차에 의해 결정되는 딜레이만큼 다른, 공지된 위상-변이 소프트 스위칭 변환기로부터 다르다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 트랜지스터(Q3)이 온으로 되어 있는 시간 주기는 펄스 폭 변조에 기초하고 있다. 에너지 전달 스테이지의 길이는 파형(Vgs3)에서의 펄스폭(화살표 52에 의해 도 3에 도시되어 있음)에 의해 결정된다. 부하로 전달되어야 하는 에너지의 양이 제어 회로(15)에 의해 결정된 바와 같이 증가함에 따라, 파형(Vgs3)에서의 펄스폭은 연장된다. 예를 들어, 만약 출력 전압 (Vout)이 약해지기 시작하면, 제어 회로(15)는 더욱 많은 에너지를 부하측으로 전달하기 위하여 파형(Vgs3)의 폭을 연장한다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 트랜지스터들(Q1, Q2)을 포함하는 리딩 레그(12)는, 아주 적은 50% 듀티 사이클에서 트랜지스터(Q1)이나 트랜지스터(Q2)가 하나도 온되지 않은 상태( 화살표들 54 및 55에 의해 도 3에 도시되어 있음)인 짧은 데드 시간(dead time)을 갖으면서 동작한다. 트랜지스터들(Q3, Q4)을 포함하고 있는 트레일링 레그(14)는 출력전압 Vout을 제어하기 위해 펄스 폭 변조 스위칭 신호들로 제어된다. 특히, 트랜지스터(Q3)가 (제 1 반 사이클 동안) 온되고, 트랜지스터(Q4)가 (제 2 반 사이클동안)온 되는 시간들은, 변환기(10)의 출력 전압을 기정 레벨로 조정하기 위하여 파형들(Vgs3, Vgs4)에서의 스위칭 펄스들의 폭을 조정함으로써 변하게 된다. 따라서, (제 1 반 사이클동안의) 제 1 에너지 전달 스테이지의 길이는 파형(Vgs3)에서의 펄스의 폭으로 변하게 된다. 제어 회로(15)는, 출력전압(Vout)의 궤환 레벨을 계산함으로써 트랜지스터(Q3)를 언제 오프시켜야 하는지를 결정한다. 비록 트랜지스터(Q1)와 트랜지스터(Q3)이 동시에 온되었다 하더라도, 트랜지스터(Q3)는 가변 시간 동안 온 상태로 머물러 있다.
다음으로, 트레일링 레그 전환 스테이지는 도 2B 및 도 3에 연결시켜 설명하기로 한다. 트레일링 레그 전환 스테이지는, 제어회로(15)가 트랜지스터(Q1)이 도통 상태에 있는 동안 트랜지스터(Q3)을 오프시킴으로써 에너지 전달 스테이지를 끝낼 때 시작된다. 트레일링 레그 전환 스테이지와 관련된 시간 간격은 도 3에서 시간 간격(T2)로 표시되어 있다. 트레일링 레그 트랜지스터 시간 간격(T2) 동안에, 전류는, 에너지 전달 스테이지(스테이지 1)(도 2A와 관련해서 위에서 설명했음)때 트랜스포머(13)에서의 자화된 인덕턴스(48)에 그 이전에 쌓인 전류 때문에 도 2B에 화살표들 (50,56)로 나타낸 방향으로 계속해서 흐른다. 인덕턴스(48)에 의해 유지된 전류는 캐패시터(C3)를 거의 입력 전압(Vin)으로 충전시킨다. 캐패시터(C3)가 거의 입력 전압(Vin)으로 충전되었을 때, 트랜스포머 제 1 권선(24)에 걸려 있는 전압이 거의 제로가 되는데, 왜냐하면 트랜지스터(Q1)가 온상태로 남아 있고, 최대한의 입력전압 (Vin)이 트랜스포머의 제 1 권선(24)의 양 쪽에 걸려있기 때문이다. 캐패시터(C3)에 걸려있는 전압 포텐셜이 약간 전압(Vin)보다 높을 때, 다이오드(D4)는 순방향으로 바이어스가 걸리게 되어 도통상태로 진입하게 됨으로써, 프리 휠링 스테이지(스테이지 3, 도 2C와 관련해서 이하 설명되어 있음)가 시작된다.
여전히 도 2B에 참조하면, 트랜스포머의 제 1 권선(24)에 걸린 전압이 거의 제로로 될 때에, 트레일링 레그 전환 스테이지(T2) 동안 제 2 사이드(14)에서의 트랜스포머 제 2 권선(26)에 걸리는 전압도 역시 거의 제로로 떨어진다. 다이오드(D5)는, 정류기(32)에 걸리는 전압이 감소되면, 오프 상태로 되기 시작하여 역 회복 시간대로 진입한다. 그러나, 부하 전류는 다이오드(D5)는 오프되기 전에 프리 휠링 다이오드(D9)로 흐름을 바꾼다. 다시 말해서, 다이오드(D5)는 제로 전류가 흐를 때 스위칭(제로-전류 스위칭)된다는 것이다. 포화될 수 있는 리액터(SR1)는 변환하는 동안 포화상태에서 빠져나온다. 포화될 수 있는 리액터(SR1)는 포화상태가 아닐 때는 큰 임피던스를 갖는다. 따라서, 포화 상태가 아닐 때에, 포화될 수 있는 리액터(SR1)의 임피던스는 다이오드의 역방향 전류의 크기를 크게 제한하여 따라서 관련된 전력 손실을 감소시킬 수 있다.
더 나아가서, 포화될 수 있는 리액터(SR1)의 임피던스는 다이오드에 걸린 전압과 전류를 제한하여, 따라서 다이오드(D5)가 오프되고 그래서 다이오드(D5)에 물리적인 스트레스가 작아질 때에 생성되는 전자기 간섭(EMI)량을 감소시킬 수 있게 된다. 따라서, 스위칭용 트랜지스터와 같은 다이오드들은 소프트 스위칭될 수 있다. 왜냐하면 제 2 권선(26)에 걸린 전압이 제로가 되기 때문에, 제 2 권선(26)이 다이오드들(D7, D8)의 캐쏘드와 다이오드들(D5, D6)의 애노드들 사이에서 쇼트된다. 이렇게 쇼트된 회로처럼 동작하는 시간 동안에, 포화될 수 있는 리액터(SR1,SR2)는 부하를 흐르고 있는 전류와 제 2 권선(26)으로 다시 되돌아와 흐르는 전류를 블로킹하기 때문에, 전체 자화 에너지가 제 1 사이드에서 소프트 스위칭을 하는데 사용할 수 있게 되는 것이 확실해진다. 마지막으로, 트랜스포머 제 2 권선(26)의 출력전압이 아주 많이 떨어질 때, 전류가 화살표(57)에 의해 표시된 경로를 따라 흐르게 할 목적으로, 프리 휠링 다이오드(D9)에 부하 전류가 흐르기 시작하게 한다.
다음에, 프리 휠링 스테이지가 도 2C 및 3에 관련해서 설명된다. 프리 휠링 스테이지 동안에, 트랜지스터(Q1)는 온 상태로 있게 되고, 트랜지스터(Q3)는 오프 상태로 남아 있는다. 도 3에 참조하여, 시간 간격(T3)은 프리 휠링 스테이지를 나타낸다. 캐패시터(C3)에서의 전압이, 다이오드(D4)가 온 상태가 되어 캐패시터(C3)에서의 전압을 소스 전압(Vin)과 한 개 다이오드에서의 전압 강하된 만큼의 값을 더한 것으로 일정하게 유지되는 시점까지 상승할 때, 프리 휠링 스테이지는 시작된다 (그리고 트레일링 레그 변환 레그는 끝이 난다.). 예를 들자면, 다이오드의 전압 강하는 0.7볼트이지만, 사용된 다이오드 형태에 따라 변한다. 자화 인덕턴스(48)는 화살표들(56, 58)로 표시된 것처럼 트랜지스터(Q1)와, 제 1 권선(24)과, 다이오드(D4)를 지나 트랜지스터(Q1)로 다시 이어지는 순환 루프에 전류를 계속해서 있게 한다. 상기 순환 루프는 프리 휠링 기간이라고 알려진 기간 동안에 계속된다. 자화 인덕턴스(48)가 전형적으로 크기 때문에, 전류 중 적은 양이 전류 순환을 유지하는 데 필요하다. 트랜스포머의 제 1 권선(24)에 걸린 전압이 거의 제로가 된다. 비록 다이오드(D4)가 심지어 도통상태로 있다 하더라도, 제어 회로(15)는 트랜지스터(Q4)를 온 시키지 못한다.
제 2 사이드(14)에서, 트랜스포머의 제 2 권선(26)에 걸린 전압도 역시 제로가 된다. 필터(34)의 인덕터(36)는 전류를 출력단 부하측으로 공급하는 것을 계속하여, 출력전압 (Vout)이 거의 일정하게 유지된다. 다이오드(D9)가 프리 휠링을 계속하고 있을 때에 높은 임피던스의 순방향 도통 상태로부터 낮은 임피던스의 순방향 도통 상태로 변환함으로써 포화될 수 있는 리액터(SR2)가 프리 휠링 기간동안에 순방향 블로킹 상태로 진입하려고 할 때에, 이미 그 전에 포화된, 포화될 수 있는 리액터(SR1)는 역 블로킹상태로 남아 있는다.
그 다음, 리딩 레그 변환 스테이지(스테이지 4)의 일부가 도 2D 및 도 3 에 관련해서 설명된다. 제어 회로(15)는 기정된 변환기의 동작 주파수에 기초하여 트랜지스터(Q1)을 오프시킴으로써 리딩 레그 변환 스테이지(스테이지 4)의 일부가 개시된다. 도 3에 참조해서, 시간간격(T4)은 리딩 레그 변환 스테이지(스테이지 4)의 일부에 대한 시간 간격을 나타낸다. 자화 인덕턴스(48)는 도 2D에서 화살표들(60-66)로 표시된 방향으로 전류흐름을 유지한다. 캐패시터(C3)에서의 전류는 트랜지스터(Q1)가 오프되었더라도 화살표(64)의 방향으로 흐른다. 인덕턴스(48)에 의해 유지된 유도 전류는 캐패시터(C2)에서의 전압을 거의 제로로 감소시킨다. 캐패시터(C2)에서의 전압이 강하됨에 따라, 트랜스포머의 제 1 권선(24)에 걸린 전압은 증가하기 시작한다(도 3에서 Vpr로 표시되어 있음). 리딩 레그 변환 스테이지의 일부 기간동안, 전압(Vpr)의 극성은 에너지 전달 스테이지 기간동안의 전압 Vpr의 극성과 반대이다. 다이오드(D2)가 도통되기 시작할 때까지 캐패시터(C2)에서의 전압이 계속 강하됨에 따라, 그 결과 캐패시터(C2)에서의 전압은 네가티브 입력 전압에서 한 개의 다이오드에서 일어나는 전압 강하량 값(예를 들어 0.7 볼트)을 뺀 값으로 일정하게 유지된다. 지금 트랜지스터(Q2)에서 걸리는 전압이 거의 제로가 되어 있기 때문에, 트랜지스터(Q2)는 소프트 스위칭 상태 하에서 온되기 위한 준비가 된 것이다. 비록 심지어 다이오드(D2)가 도통하고 있다 하더라도, 제어 회로(15)는 트랜지스터(Q2)가 오프 상태로 있게 끔한다.
제 2 사이드(14)에서, (화살표들 68, 70에 의해 표시된 바와 같이) 트랜스포머의 제 2 권선(26)에 걸린 전압이 증가하기 시작할 때, 트랜스포머의 제 2 권선(26)에서 생겨서 포화할 수 있는 리액터(SR2)(따라서 포화됨)와, 다이오드(D6)과, 출력단 필터(34)와, 부하와, 다이오드(D8)를 거쳐 트랜스포머의 제 2 권선(26)으로 다시 흘러 들어오는 전류가 생긴다. 다이오드(D9)는 브리지 정류기(32)의 출력전압이 다이오드(D9)에 역방향 바이어스가 걸릴 만큼 충분히 상승했을 때에 프리 휠링을 그만둔다. 전류는 다이오드(D9)를 흐르지 않게 되고, 그 대신에 다이오드(D6)를 흐르기 시작한다. 리딩 레그 전환 시간은 트레일링 레그 전환 시간과 거의동일한데, 왜냐하면 자화 인덕턴스(48)에 저장되어 있는 에너지가 양쪽 모든 경우에 크게 작용하기 때문이다. 트레일링 레그와 리딩 레그의 일부에 대한 전환 시간들이 비교적 대칭이 되는 것은 가벼운 부하들에서도 제어 회로(15)가 소프트 스위칭을 하게끔 하기 때문에 종래 기술에 다른 한가지 장점을 제공해 준다.
다음, 리딩 레그 전환 스테이지의 제 2 단계는 도 2E 및 도 3에 관련해서 설명하기로 한다. 제어 회로(15)는, 트랜지스터들(Q4, Q2)이 곧장 온될 때 스테이지로 전환 하기 보다는, 일정 시간동안 트랜지스터들(Q4, Q2)을 오프상태로 계속 있게 한다. 도 3에 참조하자면, 리딩 레그 전환 스테이지의 제 2 단계는 시간 간격(T5)로 표시되어 있다. 자화 인덕턴스(48)는 다이오드들(D4, D2)에서 전류가 흐르도록 하여 부하 전류를 유지시킨다. 리딩 레그 전환 스테이지의 제 2 단계 시간 간격(T5)동안에, (화살표들 72, 74 및 76에 의해 표시된 것처럼) 전류는 소스(Vin)와, 다이오드(D2)와, 제 1 권선(24)과, 다이오드(D4)를 통해 흐르다가 다시 소스(Vin)로 흘러들어 온다. 따라서, 트랜지스터들(Q2, Q4)은 제로 전압에서 온될 수 있다.
리딩 레그 전환 스테이지의 제 2 단계가 끝날 때 쯤에, 제어 회로(15)는 제 2 에너지 전달 스테이지로의 전환을 시작한다. 트랜지스터(Q4)가 프리 휠링 스테이지(시간 간격 T3)때는 온되지 않았다는 것을 상기하자. 전류가 이미 다이오드(D4)를 흐르고 있기 때문에, 제어회로(15)는, 제어 회로(15)가 트랜지스터(Q2)도 온 시킬 준비가 되었을 때까지 트랜지스터(Q4)를 온시키지 않고 기다린다. 따라서, 아무런 위상-변이도 필요하지 않게 되며(이것은 트랜지스터(Q4)가 트랜지스터(Q2)전에 이미 온 되었을때의 경우였을지도 모른다), 트랜지스터들(Q2, Q4)이 동시에 온된다. 그 결과로서, 제어 회로(15)는 전에 필요했던 위상-변이 제어 신호들을 제거할 수 있으며, 소프트 스위칭을 하는 동안 출력전압을 조정하기 위하여 (파형(Vgs4)펄스의 폭을 조정함으로써) 트랜지스터(Q4)에 대하여 펄스 폭 변조 제어방식을 사용한다.
제 2 사이드(14)에 대하여 말하자면, (화살표들 78, 80에 의해 표시된 바와 같이) 부하 전류는 트랜스포머의 제 2 권선(26)과, 포화할 수 있는 리액터(SR2)와, 다이오드(D6)와, 출력단 필터(34)와, 부하와, 다이오드(D8)를 거쳐 흐르다가 다시 트랜스포머의 제 2 권선(26)측으로 흘러 들어 온다.
위의 설명은 제 1 방향으로 전류가 흐르기 시작해서 제 1 권선(24)을 지나 끝나는 제 1 반 사이클에 대하여 결론을 내린다.
그 다음 변환기(10)는 제 2 반 사이클을 계속한다. 제 1 반 사이클에서의 변환기(10)의 동작은 제 2 반 사이클에서의 변환기(10)의 동작과 대칭이 된다. 예를 들어, 트랜지스터(Q4)는, 트랜지스터(Q3)가 제 1 반 사이클에 있었을 때와 같은 방식으로 펄스 폭 변조 제어를 받아 동작된다. 그러나, 도 3에서 기호(Vgs4)로 나타난, 독립된 펄스폭변조 제어 신호가 트랜지스터(Q4)를 제어한다.
제 2 반 사이클의 제 1 스테이지는 에너지 전달 스테이지인데, 이것은 도 2F 및 도 3에 관련해서 설명된다. 제 2 에너지 전달 스테이지는 트랜지스터들(Q4, Q2)이 둘 다 제어회로(15)에 의해 동시에 스위칭 온될 때 시작한다. 도 3에 참조해서, 제 2 에너지 전달 스테이지는 시간 간격(T6)으로 표시되어 있다. 왜냐하면 다이오드들(D4, D2) 둘 다 제 2 에너지 전달 스테이지가 시작하기 전에 도통되어 있기 때문에, 트랜지스터들(Q4, Q2)은 다이오드들(D4, D2)에 걸린 다이오드 전압 강하량 값(예를 들어 0.7볼트)에 거의 일치하는 자신들에 걸린 전압 포텐셜로 온 된다. 다시 말해서, 트랜지스터들(Q4, Q2)은, 제 1 에너지 전달 스테이지에서의 트랜지스터들(Q1, Q3)에 관계해서 위에서 이용한 소프트 스위칭 기술과 동일한 방식으로 소프트 스위칭된다. 입력단 공급 전압(Vin) 는 제 1 에너지 전달 스테이지(도 2A에 관련하여 위에서 언급되어 있음)동안에 에너지 전달 방향에 대하여 역방향으로 트랜스포머의 제 1 권선(24)측으로 에너지를 전달한다. 제 2 에너지 전달 스테이지동안 제 1 권선(24)에 공급된 전압의 극성은 트랜지스터들(Q1, Q3)이 온되어 있을 때 제 1 에너지 전달 스테이지 동안에 제 1 권선(24)에 공급된 전압의 극성과 반대이다.
그래서 트랜지스터(Q4)와 및 자화 인덕턴스(48)를 흐르는 전류는 다시 인덕턴스(48)에서의 전류양을 증가시키는데, 그러나 방향은 화살표(84)에 의해 표시된것처럼 반대 방향으로 흐른다. 자화 인덕턴스(48)에 쌓인 전류는 도 2D 및 도 2C에 관련해서 위에서 설명한 바와 같이 후에 발생하는 프리 휠링 스테이지와 및 리딩 레그 전환 스테이지들에서 사용될 것이다. 전류는 트랜지스터(Q2)를 통해 계속 흐르다가, 다시 소스(Vin)로 흘러 들어온다(화살표들 82, 84 및 86에 의해 표시된 바와 같이). 캐패시터들(C1, C3) 둘 다에 걸린 전압들은 제 2 에너지 전달 스테이지동안 입력 전압(Vin)으로 된다.
제 2 사이드(14)에서, 트랜스포머의 제 2 권선(26)에 걸린 전압은 증가하는데, 그것은 트랜스포머(13)의 권수비에 대한 함수가 된다. 트랜스포머의 제 2 권선(26)에 걸린 전압 포텐셜은, 제 1 에너지 전달 스테이지(도 2A에 관련해서 위에서 상술함)동안에 제 2 권선(26)에 생긴 전압의 극성과 반대인 극성을 갖고 있다. 제 2 사이드(14)측에서의 전류는 포화할 수 있는 리액터(SR2)와, 다이오드(D6)와, 출력단 필터(34)와, 부하를 통해 흐르다가 다시 다이오드(D8)로 돌아와 제 2 권선(26)으로 흘러간다(화살표들 88, 90에 의해 표시되어 있는 바와 같이). 다이오드들(D5, D7)은 역방향 바이어스되어, 제 2 에너지 전달 스테이지동안에 완전히 역방향 블로킹 상태에 있게 된다. 포화할 수 있는 리액터(SR2)를 흐르는 전류는 포화할 수 있는 리액터(SR2)가 포화상태에 있게 하고, 이 포화상태에서는 최소의 전력이 포화된 리액터(SR2)에서 소비되는데, 왜냐하면 전류가 흐를 때 포화된 리액터(SR2)는 사실상 쇼트 회로처럼 동작하기 때문이다. 다이오드 브리지 정류기(32)에서의 출력은 프리 휠링 다이오드(D9)가 오프상태가 되게 한다.
제 2 반 사이클의 제 1 단계를 뺀 나머지 부분은 제 1 반 사이클의 제 1 단계의 나머지 부분과 대칭을 이룬다. 따라서, 상세한 설명은 빠뜨리기로 한다.
변환기(10)는, 제 1 반 사이클의 동작과 대칭되는 방식으로 제 2 반 사이클동안 내내 계속 동작한다. 따라서, 대칭되는 회로 소자들이 보충설명 되어야 한다는 점만 제외하고, 제 2 반 사이클에 대한 상세한 설명은 제 1 반 사이클에 대한 설명에 포함되어 있다. 다시 말해서, 제 2 반 사이클에서, 위에서 설명한 트랜지스터(Q3)의 동작은 지금 트랜지스터(Q4)의 동작에 적용되며, 또한 그 반대로 될 수 있으며; 위에서 설명한 다이오드들(D1, D3)의 동작은 지금 다이오드들(D2, D4)의 동작에 적용되며, 또한 그 반대로 될 수 있으며 그 외에도 마찬가지다. 일단 제 2 반 사이클이 끝나면, 변환기(10)는 다시 한번 제 1 반 사이클에서의 동작을 계속한다.
도 4는 위에서 상술한 바와 같은 변환기(10)의 측정된 효율을 도시한 것이다. 도 4는 가장 양호한 효율이 약 94%라는 것을 나타내고 있다. 변환기(10)의 효율은 부하 전류에 의해 약간만 변한다. 그러나, 도 4는 한 셋트의 측정값들만을 나타냈으며, 그래서 가능한 변환기의 효율의 최고 한도를 묘사하지 않았다. 더 바람직하게도, 효율은 변환기를 더욱 세밀하게 만들수록 계속 증가할 수 있다.
도 5는 다수개의 변환기 구성으로 된 다른 실시예를 도시한 것으로서, 두 개의 변환기들(100, 200)을 사용한 것으로 이 변환기들은 그 들의 제 1 사이드들(112, 212)에서 병렬로 연결되어 있고 또한 그 들의 제 2 사이드들(114, 214)에서 직렬로 연결되어 있다. 이러한 구상은 모든 어떠한 개수의 변환기(10)들을 사용하는 다수개의 변환기 구성들로 일반화될 수 있다.
도 5에 도시된 구성은 아주 널리 사용된다. 예를 들자면 항공 우주 산업 장치같은 것들에서, 전력에 대한 요구는 비행기 전자 시스템에서 요구하는 그 어느때보다도 더 증가된 기능과 복잡성 때문에 빨리 증가하고 있다. 몇 킬로와트라고 규정된 공급 전력은 자주 28볼트짜리 직류 버스로부터 전력을 공급하기 위하여 필요하다. 28볼트짜리 직류에 고 전력을 공급하는 것은 큰 전류를 다룰 수 있는 공급 전력을 필요로 한다. 끝으로, 각 변환기들(10)의 제 1 사이드(12)들을 서로 병렬로 연결하는 것은 유효한 접근 방법이다.
한 편으로, 높은 출력 전압도 전자 추진 장치에서 역시 자주 필요하다. 끝으로, 각 변환기들(10)의 제 2 사이드(14)들을 서로 직렬로 연결하면 큰 출력 전압이 생성된다. 따라서, 동일한 변환기들(10)의 병렬/직렬 연결은 전자 추진 장치에 대하여 유효한 접근 방법을 의미한다.
변환기들(100, 200)의 각각은 변환기(10)에 관련해서 위에서 언급한 바와 같이 각각 동작한다. 상기 다른 실시예에 대한 설명을 간단히 하기 위하여, 유사한 소자들에게는 유사한 참조 번호가 주어졌지만, 각각 숫자 100이나 200만큼 증가 시켰다. 예를 들자면, 도 1에 도시된 리딩 레그(20)와 및 트레일링 레그(22)는 변환기(100)내에 있는 리딩 레그(120)와 및 트레일링 레그(122)로 다시 번호가 매겨졌고, 또한 변환기(200)에서는 리딩 레그(220)와 및 트레일링 레그(222)로 다시 번호가 매겨졌다. 덧붙이자면, 영문자 다음에 단일의 디지트 번호가 따라나와 표시된 변환기(10)에서의 소자들은(예를 들어, Q1, D4 및 C3), 변환기(100, 200)에서는 동일한 영문자 다음 두개의 디지트 번호가 따라나와 표시하였다. 따라서, 도 1에 도시된 게이트들(G1-G4)은 변환기(100)에서는 (G11-G14)로 재번호 매겨졌고, 변환기(200)에서는 (G21-G24)로 재번호 매겨졌다. 도 1에 관련해서 위에서 언급한 방식으로 동작하는 소자들에 대한 설명은 여기서 상세하게 설명하지 않기로 한다.
도 5에 나온 실시예에서, 변환기들(100, 200)은 게이트들(G11-G14)(G21-G24)에 연결된 펄스 폭 변조 스위칭 신호들을 통하여 공통되는 제어 회로(115)에 의해 제어될 수 있다. 제어 회로(15)는 게이트들(G11-G14)에 공급된 펄스 폭 변조 스위칭 신호들에 비례하여 게이트들(G21-G24)에 공급된 펄스 폭 변조 스위칭 신호들의 위상을 서로 빗나가게 하거나 지연 시킨다. 선택적으로, 상위부의 변환기(100)에서의 펄스 폭 변조 스위칭 신호들은, 이중구성으로 된 변환기에서 어느 때에도 변환기들(100, 200)중 어느 한 개에만 적절하게 입력 전류가 들어가도록 하기 위해 약 90°정도로 하위부 변환기(200)와 위상이 빗나가게 할 수 있다. 제어 동작들을 빗나가게 서로 바꾸면서 함으로써, 입력 필터들의 크기와, 무게와 및 경비가 감소될 수 있는데, 왜냐하면 필터들이, 두 개의 변환기들이 동시에 동작할 때 발생되는 큰 리플 전류를 다룰 필요가 없기 때문이다. 도 5에서 도시된 출력 전압( Vout) 은 각 변환기가 생성한 전압의 두 배 크기가 될 수 있다. 트랜스포머들(113, 213)의 제 2 사이드들(114, 214)에 있는 다이오드들(D15-D18)과 및 다이오드들(D25-D28)은 목적했던 출력 전압의 반만큼만 다룰 수 있으면 된다.
이것은 더욱 빠르고, 더욱 작고, 더욱 가볍고, 덜 비싼 다이오드들을 사용 할 수 있는 변환기로 인도한다.
본 발명의 특별한 소자들과, 실시예들과 및 응용이 보여지고 설명되었는데, 물론 본 발명이 여기까지로 제한되지는 않는데, 왜냐하면 특히 선행 기술에 견주어 당업자들에 의해 수정될 수 있기 때문이다. 따라서, 첨부된 청구항들이 본 발명의 범위와 정신내에 있는 이들 특성들과 같은 이러한 수정된 구상을 포함한다는 것을 고려할 수 있다.

Claims (13)

  1. 펄스 폭 변조 소프트 스위칭을 수행하는 직류-직류 변환기에 있어서, 직류 입력 전압원과, 제 1 및 제 2 권선을 구비한 트랜스포머로서, 상기 제 1 권선은, 상기 제 1 권선이 인덕터와 병렬로 연결되어 있는 것처럼 동작하게끔, 자화 인덕턴스를 포함하는, 트랜스포머와, 상기 직류 입력 전압원을 상기 트랜스포머의 제 1 권선에 접속시키는(coupling) 스위칭 회로로서, 상기 스위칭 회로는 상기 직류 입력 전압원과 병렬로 연결되어 있는 한 쌍의 제 1 스위칭 장치와, 상기 직류 입력 전압원 및 상기 한 쌍의 제 1 스위칭 장치와 병렬로 연결되어 있는 한 쌍의 제 2 스위칭 장치를 포함하고, 상기 스위칭 장치들은, 상기 직류 입력 전압을 상기 트랜스포머의 상기 제 1 권선으로 공급되는 거의 직사각형 파형인 전압으로 변환하기 위하여, 선택적으로 온 되었다 오프되었다 하는, 스위칭 회로와, 상기 트랜스포머의 제 2 권선에 연결되어 상기 트랜스포머의 제 2 권선의 출력 전압을 정류하기 위한 정류 회로로서, 상기 정류 회로는 각각 제 1 및 제 2 다이오드와 직렬로 연결된 제 1 및 제 2 포화될 수 있는 리액터들을 구비하는 제 1 및 제 2 레그를 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 포화될 수 있는 리액터들은 상기 제 1 및 제 2 다이오드들이 역 회복 상태들에 있을때와, 상기 트랜스포머의 제 2 권선이 쇼트된 회로 상태로 있을 때, 상기 트랜스포머의 제 2 권선에서의 전류의 흐름을 막는, 정류회로와, 상기 변환기의 출력단에 연결되어 있고 또한 상기 스위칭 장치들에 연결되어 있는 제어 회로로서, 상기 제어 회로는 상기 스위칭 장치들을 온시켰다 오프시켰다 하는 펄스 폭 변조 스위칭 신호들을 생성하며, 상기 제어 회로는 에너지 전달 스테이지 초기에 상기 한 쌍의 제 1 스위칭 장치들에 있는 제 1 스위칭 장치와 상기 한 쌍의 제 2 스위칭 장치들에 있는 제 3 스위칭 장치를 동시에 온시키고, 상기 에너지 전달 스테이지는 상기 제 3 스위칭 장치가 온되어 있는 시간 주기에 해당하며, 상기 제어 회로는 상기 출력단에서 전압 레벨을 검출하고, 상기 출력단에서의 상기 전압 레벨에 기초하여 상기 제 3 스위칭 장치가 온으로 되어 있는 시간 주기를 변화시키기 위하여 상기 제 3 스위칭 장치를 제어하는 펄스 폭 변조 스위칭 신호의 펄스 폭을 변화시키고, 상기 제어 회로는 소프트 스위칭을 달성하기 위하여 충분한 시간동안 상기 제 3 스위칭 장치를 오프 상태로 만든 다음에 상기 제 1 스위칭 장치를 온 상태로 유지되게 하는, 제어회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 펄스 폭 변조 소프트 스위칭을 수행하는 직류-직류 변환기.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 정류 회로의 출력단과 병렬로 연결되어 있는 프리 휠링 다이오드(a free wheeling diode)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 펄스 폭 변조 소프트 스위칭을 수행하는 직류-직류 변환기.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 정류 회로의 출력 신호를 수신하여, 저역 통과 필터링을 수행하기 위하여 상기 정류 회로의 출력단과 병렬로 연결되어 있는 필터 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 펄스 폭 변조 소프트 스위칭을 수행하는 직류-직류 변환기.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 제어 회로는, 상기 출력단에서의 상기 전압 레벨을 검출하고, 상기 한 쌍의 제 1 스위칭 장치 및 상기 한 쌍의 제 2 스위칭 장치의 소프트 스위칭 동작들을 제어하기 위하여 상기 펄스폭변조 스위칭 신호들의 펄스 폭들을 제어하기 위한 프로그래머블 마이크로제어기를 포함하는 것을 특징으로 하는 펄스 폭 변조 소프트 스위칭을 수행하는 직류-직류 변환기.
  5. 제 1항에 있어서, 상기 제어 회로는, 상기 한 쌍의 제 2 스위칭 장치에 있는 상기 제 3 스위칭 장치를 오프시킴으로써 에너지 전달 스테이지를 끝내며, 상기 제 3 스위칭 장치를 오프시킬 때 트레일링 레그 전환 스테이지를 개시하는 것을 특징으로 하는 펄스 폭 변조 소프트 스위칭을 수행하는 직류-직류 변환기.
  6. 제 5항에 있어서, 상기 제어 회로는, 상기 제 3 스위칭 장치가 오프되는 시간부터, 상기 제 3 스위칭 장치의 캐패시턴스가 상기 직류 입력 전압과 거의 동일하게 되고, 상기 제 1 권선 양단에 걸린 전압 포텐셜이 거의 최소 전압에 근접할 때까지, 상기 트레일링 레그 전환 스테이지를 계속 유지하는 것을 특징으로 하는 펄스 폭 변조 소프트 스위칭을 수행하는 직류-직류 변환기.
  7. 제 1항에 있어서, 상기 한 쌍의 제 2 스위칭 장치들은 각각이 대응하는 제 3 및 제 4 기생 다이오드들을 구비하는 제 3 및 제 4 스위칭 장치를 포함하고, 상기 제 4 기생 다이오드는, 상기 제어 회로가 상기 제 3 스위칭 장치를 오프시키고 난 후에, 순방향 바이어스되어, 도통된 상태로 진입하게 됨으로써, 전류가 상기 제 1 스위칭 장치와, 상기 제 1 권선과, 상기 제 4 기생 다이오드를 통과하고, 상기 제 1 스위칭 장치로 다시 흘러 들어가는 프리-휠링 스테이지를 개시하는 것을 특징으로 하는 펄스 폭 변조 소프트 스위칭을 수행하는 직류-직류 변환기.
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 한 쌍의 제 1 스위칭 장치들 및 상기 한 쌍의 제 2 스위칭 장치들은 각각 제 1 및 제 2 스위칭 장치와, 제 3 및 제 4 스위칭 장치들을 포함하는데, 상기 각각은 기생 캐패시턴스와 기생 다이오드를 포함하고 있으며, 상기 제어 회로는 상기 리딩 전환 스테이지의 제 1단계동안 지정된 스위칭 주파수에 기초하여 트랜지스터(Q1)를 오프시킴으로써 리딩 레그 전환 스테이지의 한 부분을 개시하며, 상기 제 1 권선의 인덕턴스는 전류가 상기 제 4 스위칭 장치의 기생 다이오드를 통과하고, 상기 직렬 입력 전압원을 통과하고, 상기 제 1 및 제 2 스위칭 장치들의 상기 기생 다이오드들에서는 반대 방향으로 통과하여 흐르게 유도하며, 상기 전류는 상기 제 1 권선으로 되돌아오고, 상기 제 1 스위칭 장치의 상기 캐패시턴스는 상기 제 1 스위칭 장치의 상기 다이오드를 통해 흐르는 전류를 보충해주며, 상기 제 1 권선의 상기 인덕턴스에 의해 유도된 유도 전류는 상기 제 2 스위치의 캐패시터에 걸린 전압 포텐셜이 거의 제로로 감소시키며 그럼으로써 상기 제 1 권선에 걸린 전압 포텐셜이 상기 직류 입력 전압과 거의 동일하게 증가시키고, 상기 제 2 스위칭 장치의 상기 다이오드가 도통될 때까지 상기 제 2 스위칭 장치의 상기 캐패시턴스에 걸린 전압 포텐셜이 강하될 때에 상기 리딩 레그 전환 스테이지의 제 1 단계는 종료되고, 그리하여 상기 제 2 스위칭 장치의 상기 다이오드를 최소의 지정된 전압으로 클램핑(clamping)하는 것을 특징으로 하는 펄스 폭 변조 소프트 스위칭을 수행하는 직류-직류 변환기.
  9. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 스위칭 장치들은 각각 제 1 및 제 2 스위칭 장치와, 제 3 및 제 4 스위칭 장치들을 포함하는데, 상기 제어 회로는 상기 제 1 권선을 통해 흐르고 있는 전류 방향이 역전되는 시간 주기에 해당되는 리딩 레그 전환 스테이지의 제 1단계와 제 2단계를 통해 상기 제 2 및 제 4 스위칭 장치들을 오프상태로 유지시키고, 상기 제어 회로는 상기 리딩 레그 전환 스테이지의 제 1단계와 제 2단계를 뒤따라서 제 2 에너지 전달 스테이지를 개시하기 위하여 상기 제 2 및 제 4 트랜지스터들을 동시에 온시키는 것을 특징으로 하는 펄스 폭 변조 소프트 스위칭을 수행하는 직류-직류 변환기.
  10. 제 1 항에 있어서, 상기 한 쌍의 제 1 스위칭 장치들이 제 1 및 제 2 스위칭 장치들을 구비하고 상기 한 쌍의 제 2 스위칭 장치들이 제 3 및 제 4 스위칭 장치들을 구비하며, 상기 제어 회로는, 제 1 경로 사이클에서의 에너지 전달 스테이지를 개시하기 위하여 상기 제 1 및 제 3 스위칭 장치들을 동시에 온시키고, 제 2 경로 사이클에서의 에너지 전달 스테이지동안 상기 제 2 및 제 4 스위칭 장치들을 동시에 온시키고, 상기 제 1 및 제 2 스위칭 장치들을 각각 온 상태로 유지하면서, 상기 제 3 및 제 4 스위칭 장치들을 오프시킴으로써 상기 에너지 전달 스테이지의 상기 제 1 및 제 2 절반의 사이클을 각각 끝마치는 것을 특징으로 하는 펄스 폭 변조 소프트 스위칭을 수행하는 직류-직류 변환기.
  11. 제 1항에 있어서, 상기 직류 입력 전압원과 병렬로 연결되어 상기 입력 전압을 평활하기 위한 캐패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 펄스 폭 변조 소프트 스위칭을 수행하는 직류-직류 변환기.
  12. 제 1항에 있어서, 상기 한 쌍의 제 1 스위칭 장치는, 제 1 노드를 통해 직렬로 연결된 제 1 및 제 2 스위칭 장치들을 포함하며, 상기 한 쌍의 제 2 스위칭 장치는 제 2 노드를 통해 직렬로 연결된 제 3 및 제 4 스위칭 장치들을 포함하며, 상기 트랜스포머의 상기 제 1 권선은, 상기 제 1 및 제 3 스위칭 장치들이 온될 때 전류가 상기 제 1 권선을 통해 제 1 방향으로 흐르고, 상기 제 2 및 제 4 스위칭 장치들이 온될때 상기 제 1 권선을 통해 전류가 그와 반대 방향 즉 제 2 방향으로 흐르도록 하기 위하여, 상기 제 1 및 제 2 노드들과 직렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 펄스 폭 변조 소프트 스위칭을 수행하는 직류-직류 변환기.
  13. 제 1항에 있어서, 상기 정류 회로는 최소한 제 1 및 제 2 다이오드들과 직렬로 연결되어 있는 최소한 제 1 및 제 2 의 포화될 수 있는 리액터들을 포함하며, 상기 포화될 수 있는 리액터들은 전류가 자신을 통해 흐르다가 포화된 상태가 되면 쇼트된 회로처럼 동작하며, 상기 포화될 수 있는 리액터들은 전류가 자신을 통해 흐르고 있지 않거나 최소한의 전류가 흐르는 비포화 상태에서 높은 임피던스 특성을 갖음으로써, 다이오드 역방향 회복과 관련된 에너지 손실을 방지하는 것을 특징으로 하는 펄스 폭 변조 소프트 스위칭을 수행하는 직류-직류 변환기.
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