KR102441767B1 - 에너지 리사이클 능력을 가지는 회로를 구동시키는 방법 - Google Patents

에너지 리사이클 능력을 가지는 회로를 구동시키는 방법 Download PDF

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Abstract

구동 회로에 적용되는 방법이 개시된다. 구동 회로는 전압원과 부하 사이에 결합되고 부하를 구동하도록 구성된다. 상기 방법은, 구동 회로가, 전압원으로부터 부하로의 제1 전류를 형성하는 단계; 및 상기 구동 회로가, 상기 부하로부터 상기 전압원으로 돌아가는 제2 전류를 형성하는 단계를 포함한다.

Description

에너지 리사이클 능력을 가지는 회로를 구동시키는 방법{Method of Driving Circuit with Energy Recycle Capability}
본 특허출원은, 2019년 12월 10일에 출원된 미국 가출원 번호 No.62/946,323, 2020년 2월 14일에 출원된 미국 가출원 번호 No.62/977,027, 2020년 6월 11일에 출원된 미국 가출원 번호 No.63/038,062, 2020년 7월 19일에 출원된 미국 가출원 번호 No.63/053,662에 대한 우선권을 주장하는 바이며, 상기 문헌의 내용은 그 전체로서 원용에 의해 본 명세서에 포함된다.
본 출원은 회로를 구동시키는 방법에 관한 것으로 더욱 상세하게 말하자면, 에너지 리사이클(energy recycling) 능력을 가지는 회로를 구동시키는 방법에 관한 것이다.
최근에, 압전 작동식 스피커(piezoelectric-actuated speakers)(압전 스피커)(piezo-speakers)가 등장했다. 박막 압전 액추에이터의 정전 용량 특성(capacitive nature)으로 인해 이러한 압전 스피커는 증폭기에 고용량성 부하를 제공한다. 그러나 클래스-AB 증폭기, 클래스-D 증폭기, 클래스-G 증폭기, 클래스-H 증폭기와 같은 기존의 구동 회로는 부하(매우 미세한 와이어로 만들어진 코일)가 대부분 저항성이고 약간 유도성일 것이라고 가정하여 모두 진화했으며, 이러한 증폭기는 압전 스피커와 같은 고용량성 부하를 구동할 때 비효율적이다.
또한, 부하의 정전 용량 특성으로 인해 전류 및 구동 전압은 약 90°위상차가 된다. 결과적으로, 피에조 스피커는 충전 단계(charging phase)에서 실제로 많은 전력을 소비하지 않는다. 충전 단계 동안 끌어온 에너지의 대부분은 부하의 커패시턴스 내부에 저장된다. 그러나, 방전 단계(discharging phase) 동안, 스피커 단자를 교차하는 전압이 감소하는 경우, 기존의 클래스-AB 증폭기, 클래스-D 증폭기, 클래스-G 증폭기, 또는 클래스-H 증폭기는 단순히 부하의 커패시턴스로부터 그라운드(ground)(또는 음의 전력 공급)로 에너지를 배출시킨다.
따라서 종래 기술의 개선이 필요하다.
따라서 본 출원의 주요 목적은 종래 기술의 단점을 개선하기 위해 에너지 리사이클 능력을 갖는 회로를 구동시키는 방법을 제공하는 것이다.
본 출원의 일 실시 예는 구동 회로에 적용되는 방법을 개시하고, 여기서 구동 회로는 전압원과 부하 사이에 결합되고 부하를 구동하도록 구성된다. 상기 방법은, 구동 회로가, 전압원으로부터 부하로의 제1 전류를 형성하는 단계; 및 상기 구동 회로가, 상기 부하로부터 상기 전압원으로 돌아가는 제2 전류를 형성하는 단계를 포함한다.
본 발명의 이러한 목적 및 다른 목적은 다양한 도면 및 도면에 예시된 바람직한 실시 예의 다음의 상세한 설명을 읽은 후에 당업자에게 의심의 여지가 없을 것이다.
도 1은 본 출원의 일 실시 예에 따른 구동 회로의 개략도이다.
도 2는 본 출원의 일 실시 예에 따른 구동 회로의 개략도이다.
도 3은 본 출원의 일 실시 예에 따른 구동 회로의 개략도이다.
도 4는 본 출원의 일 실시 예에 따른 구동 회로의 개략도이다.
도 5는 본 출원의 실시 예에 따른 펄스 폭 변조 컨트롤러의 개략도이다.
도 6은 본 출원의 일 실시 예에 따른 구동 회로의 개략도이다.
도 7은 본 출원의 일 실시 예에 따른 구동 회로의 개략도이다.
도 8은 본 출원의 일 실시 예에 따른 구동 회로의 개략도이다.
도 9는 본 출원의 일 실시 예에 따른 구동 회로의 개략도이다.
도 10은 본 출원의 실시 예들에 따른 비교 신호의 파형을 도시한다.
도 11은 본 출원의 실시 예들에 따른 비교 신호의 파형을 도시한다.
도 12는 충전 회로 및 방전 회로의 전하 전달 능력 곡선(curves of charge transferring capability)을 도시한다.
도 13은 본 출원의 일 실시 예에 따른 입력 신호의 파형을 나타낸다.
도 14는 본 출원의 일 실시 예에 따른 보조 증폭 회로의 개략도이다.
도 15는 본 출원의 일 실시 예에 따른 소스 바이패스 커패시터 및 부하 바이패스 커패시터의 개략도이다.
도 16은 본 출원의 실시 예들에 따른 충전 회로 및 방전 회로를 도시한다.
도 17은 본 출원의 실시 예에 따른 프로세스의 개략도이다.
본 출원에서 "결합된(coupled)"이라는 용어는 직접 연결(connection) 또는 간접 연결을 의미할 수 있다. "콤포넌트 A가 콤포넌트 B에 결합됨"은 콤포넌트 A가 콤포넌트 B에 직접 연결되거나 콤포넌트 A가 일부 콤포넌트 C를 통해 콤포넌트 B에 연결되었음을 지시할(indicate) 수 있다.
도 1은 본 출원의 일 실시 예에 따른 구동 회로(10)의 개략도이다. 전압원(voltage source)(11)과 부하(13) 사이에 결합된 구동 회로(10)는 입력 신호(IN)를 수신하여 입력 신호(IN)에 따라 부하(13)를 구동한다.
전압원(11)은 에너지 저장 능력을 소유할 수 있다. 예를 들어, 전압원(11)은배터리(재충전 가능한 배터리일 수도 있고 아닐 수도 있음) 또는 DC(direct current) 전원 공급 장치(power supply), 예를 들어 DC-DC 스위칭 전원 공급 장치를 포함할 수 있다. 일 실시 예에서, 전압원(11)(예를 들어, DC-DC 스위칭 전원 공급 장치)는 커패시터를 포함하거나 내부에 커패시턴스를 가질 수 있다.
일 실시 예에서, 부하(13)는 스피커, 또는 동등하게 사운드(spund) 생성 디바이스 또는 음향 변환기(acoustic transducer)를 포함할 수 있다. 이 경우, 입력 신호(IN)는 오디오 신호일 수 있다. 일 실시 예에서, 부하(13) 내의 스피커는 압전 작동식 스피커를 포함할 수 있다. 구체적으로, 구동 회로(10)는 압전 구동식 스피커의 압전 액추에이터에 연결될 수 있다. 부하(13) 내의 압전 액추에이터는 제1/상부 전극(first/top electrode)과 제2/하부 전극(second/bottom electrode) 사이에 끼워진 압전층(piezoelectric layer)을 포함할 수 있다. 또한, 구동 회로(10)는 액추에이터의 전극에 연결될 수 있다. 제1/상부 전극과 제2/하부 전극 사이에 상당한 커패시턴스가 존재함을 유의한다.
구동 회로(10)는 충전 단계 동안 전압원(11)으로부터 부하(13)로 충전 전류를 형성할뿐만 아니라 방전 단계 동안에 부하(13)로부터 전압원(11)으로 돌아가는 방전 전류를 형성하도록 구성된다. 이와 관련하여, 충전 단계 동안 부하(13) 내의 커패시턴스에 저장된 에너지는 방전 단계 동안 전압원(11) 내의(또는 함께) 커패시턴스로 다시 리사이클되므로, 전체 소비 에너지가 감소된다.
구체적으로, 구동 회로(10)는 충전 회로(12), 방전 회로(14) 및 PWM(pulse width modulation) 컨트롤러(16)를 포함한다. 충전 회로(12) 및 방전 회로(14)는 전압원(11)에 결합된 제1 단자와 부하(13)에 결합된 제2 단자를 갖는다. 충전 회로(12)는 전압원(11)으로부터 부하(13)로의 제1/충전 전류(Ich)를 형성하도록(또는 제1/충전 전류 경로를 제공하도록) 구성되며; 방전 회로(14)는 부하(13)로부터 전압원(11)으로 돌아가는 제2/방전 전류(Idis)를 형성하도록(또는 제2/방전 전류 경로를 제공하도록) 구성된다.
부하(13) 내의 커패시턴스와 함께, 충전 회로(12)는 부스트 컨버터(boost converter)(일종의 DC-DC 컨버터)와 유사하고, 방전 회로(14)는 벅 컨버터(buck converter)(다른 종류의 DC-DC 컨버터)와 유사하다. 다시 말해서, 구동 회로(10)는 부스트 컨버터(충전 회로(12))를 활용하여 부하(13) 내의 커패시턴스에 대해 충전 작동(operation)을 수행하고, 벅 컨버터(방전 회로(14))를 활용하여 부하(13) 내 커패시턴스에 대해 방전 작동을 수행한다고 볼 수 있다.
일 실시 예에서, 충전 단계 동안, 입력 신호(IN)의 상승 부분(upswing portion)에 대응하는 시간 구간(time interval)에서, 부스트 컨버터(충전 회로(12))는 전압원(11)으로부터 부하(13)로 충전 전류(Ich)를 제공하여 충전 동작을 수행하며; 방전 단계 동안, 입력 신호(IN)의 하강 부분(downswing portion)에 대응하는 시간 구간에서, 방전 회로(14)는 부하(13)로부터의 방전 전류(Idis)를 전압원(11)으로 다시 향하게 하여 방전 동작을 수행한다.
도 1에 도시된 실시 예에서, 충전 회로(12)는 스위치(S1), 다이오드(D1) 및 인덕터(L1)를 포함하고; 방전 회로(14)는 스위치(S2), 다이오드(D2) 및 인덕터(L2)를 포함한다. 스위치(S1)는 제1 PWM 신호(SU)에 의해 제어되고, 스위치(S2)는 제2 PWM 신호(SD)에 의해 제어되며, 여기서 PWM 신호(SU 및 SD)는 PWM 컨트롤러(16)에 의해 생성된다. PWM 컨트롤러(16)는 입력 신호(IN)를 수신하기 위한 제1 입력 단자 및 피드백 신호(FB1)를 수신하기 위해 부하(13)에 결합된 제2 입력 단자를 갖는다. PWM 컨트롤러(16)는 입력 신호(IN)와 피드백 신호(FB1)에 따라 PWM 신호(SU 및 SD)를 생성하므로, 구동 회로(10)는 입력 신호(IN)에 따라 부하(13)를 구동한다. 다이오드(D1 및 D2)는 정류 콤포넌트(rectifying component)로 동작하며, 이는 나중에 자세히 설명한다.
구동 회로(10) 내의 콤포넌트들 간의 연결은 다음과 같이 상세히 설명된다. 충전 회로(12) 내에서 다이오드(D1)의 애노드는 인덕터(L1)을 통해 전압원(11)에 결합되고, 다이오드(D1)의 캐소드는 부하(13)에 결합된다. 스위치(S1)의 제1 단자는 다이오드(D1)의 애노드에 결합된다. 즉, 인덕터(L1)의 제1 단자는 전압원(11)에 결합되고, 인덕터(L1)의 제2 단자는 다이오드(D1)의 애노드와 스위치(S1)의 제1 단자에 결합된다. 일 실시 예에서, 스위치(S1)의 제2 단자는 도 1이 예시한 바와 같이 그라운드 단자에 결합될 수 있으나, 이에 제한되지 않는다. 방전 회로(14) 내에서, 스위치(S2)의 제1 단자는 인덕터(L2)를 통해 전압원(11)에 결합되고, 제2 스위치(S2)의 제2 단자는 부하(13)에 결합된다. 다이오드(D2)의 캐소드는 스위치(S2)의 제1 단자에 결합된다. 즉, 인덕터(L2)의 제1 단자는 전압원(11)에 결합되고, 인덕터(L2)의 제2 단자는 다이오드(D2)의 캐소드와 스위치(S2)의 제1 단자에 결합된다. 일 실시 예에서, 다이오드(D2)의 애노드는 도 1이 예시한 바와 같이 그라운드 단자에 결합될 수 있으며, 이에 제한되지 않는다.
일 실시 예에서, 다이오드(D1 및 D2)는 적절한(게이트) 제어 신호를 갖는 스위치/MOSFET를 포함하는 동기식 정류기(Synchronous Rectifier, SR)로 대체될 수 있으며, 이는 나중에 자세히 설명될 것이다.
일 실시 예에서, 전압원(11) 및 부하(13)는 도 1이 예시한 바와 같이 그라운드 단자에 연결될 수 있으나, 이에 제한되지 않는다.
전압원(11)은 공급/소스(supply/source) 전압(VS)을 제공하고, 부하(13)는 부하 전압(VL)을 갖는다. 구동 회로(10)는 공급/소스 전압(VS)이 부하 전압(VL)보다 높지 않은, 즉, VS ≤ VL인 콘텍스트(context) 하에서 작동할 수 있다.
회로 토폴로지가 DC-DC 스위칭 전원 공급 장치(예: 부스트 변환 및/또는 역 변환(back convert))와 유사함에도 불구하고, 스위치(S1/S2)의 제어 메커니즘은 기존 클래스 D 증폭기에서 사용되는 것과 유사하며, 여기서 스위치(S1/S2)는 입력 신호(IN)와 피드백 신호(FB1)에 따라 그리고 PWM 컨트롤러에 의해 생성된 PWM 신호에 의해 제어된다. PWM 컨트롤러는 나중에 자세히 설명한다.
종래의 구동 회로와는 달리, 방전 전류(Idis)는 방전 회로(14)에 의해, 그라운드 단자 또는 다른 전압원(예를 들어, 음의 전압원)으로 향하는 대신에 전압원(11)을 향해 전환된다. 부하(13) 내의 커패시턴스에 저장된 에너지/전하가 리사이클되어 전압원(11)에 저장되는 것으로 볼 수 있다. 따라서 구동 회로의 전력 소비가 크게 감소된다.
또한, 인덕터가 비용을 증가시키고 더 많은 물리적 공간을 차지하면, 인덕터(L1)와 인덕터(L2)가 병합될 수 있다. 예를 들어, 도 2는 본 출원의 실시 예에 따른 구동 회로(20)의 개략도이다. 구동 회로(20)는 구동 회로(10)와 유사하며, 따라서 동일한 콤포넌트는 동일한 표기법으로 주석처리(annotated)된다. 구동 회로(10)와 달리 인덕터(L1, L2)는 인덕터(L12)로 대체된다. 구동 회로(20)에 의해 구성된 충전 회로(22)와 방전 회로(24)는 동일한 인덕터(L12)를 공유한다. 도 2가 도시한 바와 같이, 인덕터(L12)의 제1 단자가 전압원(11)에 결합되고, 인덕터(L12)의 제2 단자가 다이오드(D1)의 애노드, 스위치(S1)의 제1 단자, 다이오드(D2)의 캐소드 및 스위치(S2)의 제1 단자에 결합된다.
구동 회로(20)가 (회로(10)에 비해) 하나의 인덕터를 공유하기 때문에, 회로(20)는 회로(10)보다 더 콤팩트할 수 있고, 회로(20)에서 사용되는 인덕터(L21)는 더 큰 코어(core)를 가질 수 있고 더 높은 포화 전류(ISAT)를 가져오도록 하여, 구동 능력을 향상시킨다.
또한, 본 출원의 구동 회로는 VS ≥ VL 일 때 작동할 수 있다. 도 3을 참조하면, 도 3은 본 출원의 일 실시 예에 따른 구동 회로(30)의 개략도이다. 구동 회로(30)는 VS ≥ VL의 조건에서 작동할 수 있다. 구동 회로(30)는 충전 회로(32) 및 방전 회로(34)를 포함한다. 구동 회로(10)와는 달리, 충전 회로(32)는 벅 컨버터와 유사하고, 방전 회로(34)는 부스트 컨버터와 유사하다. 다시 말해서, 구동 회로(30)는 벅 컨버터(충전 회로(32))를 활용하여 Ich로 예시된 바와 같이 부하(13) 내의 커패시턴스에 전하를 추가하고, 부스트 컨버터(방전 회로(34))를 활용하여 Idis로 예시된 바와 같이, 부하(13) 내의 커패시턴스에서 전하를 제거한다.
구동 회로(30) 내의 콤포넌트 간의 연결은 다음과 같이 상세히 설명된다. 충전 회로(32) 내에서, 스위치(S1)의 제1 단자는 전압원(11)에 결합되고 스위치(S1)의 제2 단자는 인덕터(L1)를 통해 부하(13)에 결합된다. 다이오드(D1)의 캐소드는 스위치(S1)의 제2 단자에 결합된다. 인덕터(L1)의 제1 단자는 다이오드(D1)의 캐소드에 결합되고, 인덕터(L1)의 제2 단자는 부하(13)에 결합된다. 일 실시 예에서, 다이오드(D1)의 애노드는 도 3이 예시하는 바와 같이, 그라운드 단자에 결합될 수 있으며, 이에 제한되지 않는다. 방전 회로(34) 내에서, 다이오드(D2)의 캐소드는 전압원(11)에 결합되고, 다이오드(D2)의 애노드는 인덕터(L2)를 통해 부하(13)에 결합된다. 스위치(S2)의 제1 단자는 다이오드(D2)의 애노드에 결합된다. 인덕터(L2)의 제1 단자는 다이오드(D2)의 캐소드 및 스위치(S2)의 제1 단자에 결합된다. 인덕터(L2)의 제2 단자는 부하(13)에 결합된다. 일 실시 예에서, 스위치(S2)의 제2 단자는 도 3이 예시하는 바와 같이, 그라운드 단자에 결합될 수 있으며, 이에 제한되지 않는다.
회로(10)에서 회로(20)로의 변동(variation)과 유사하게, 구동 회로(30)의 인덕터(L1, L2)도 인덕터(L21)로 병합될 수 있다. 도 4는 본 출원의 일 실시 예에 따른 구동 회로(40)의 개략도이다. 도 4가 도시한 바와 같이, 인덕터(L12)의 제1 단자가 다이오드(D1)의 캐소드, 스위치(S1)의 제2 단자, 다이오드(D2)의 애노드 및 스위치(S2)의 제1 단자에 결합된다. 인덕터(L12)의 제2 단자는 부하(13)에 결합된다.
부스트 컨버터 및/또는 벅 컨버터는 충전 회로 및/또는 방전 회로에 사용될 수 있으며, 이에 제한되지 않음을 유의한다. 다른 유형의 DC-DC 컨버터(들)도 충전 회로 및/또는 방전 회로로서 사용될 수 있으며, 이는 또한 본 출원의 범위 내에 있다.
PWM 컨트롤러는 다음과 같다. 도 5는 본 출원의 실시 예에 따른 PWM 컨트롤러(56)의 개략도이다. PWM 컨트롤러(56)는 PWM 컨트롤러(16)를 구현하는데 사용될 수 있다. 종래의 클래스 D 증폭기의 제어 메커니즘과 비교하여, PWM 컨트롤러(56)는 하나가 아닌 두 개의 PWM 신호를 생성한다. 이것은 비교 신호 생성기(560), 에러(error) 증폭 회로(566) 및 두 개의 비교기(562 및 564)에 의해 달성된다.
에러 증폭기(566)는 입력 신호(IN)와 피드백 신호(FB1)로부터 에러 신호(Verr)를 생성한다. 일 실시 예에서, 에러 증폭기(566)의 양(positive)의 입력 단자는 입력 신호(IN)를 수신하고, 에러 증폭기(566)의 음(negative)의 입력 단자는 피드백 신호(FB1)를 수신하지만 이에 제한되지 않는다. 다시 말해서, 에러 증폭기(566)의 포화 영역(saturation region)에 들어 가지 않고, 에러 신호(Verr)는 에러/차이(IN-FB1)의 증폭된 버전을 나타낸다.
일 실시 예에서, 에러 증폭기(566)는 연산 증폭기 또는 차동 트랜지스터 쌍을 포함하는 차동 증폭기일 수 있지만 이에 제한되지 않는다.
비교 신호 생성기(560)는 제1 비교 신호(UU) 및 제2 비교 신호(DD)를 생성하도록 구성된다. 일 실시 예에서, 제1 비교 신호(UU) 및 제2 비교 신호(DD)는 삼각(또는 톱니파) 파형을 가질 수 있다. 일 실시 예에서, 제1 비교 신호(UU)는 도 10에 도시된 바와 같이 단순히 제2 비교 신호(DD)의 오프셋(offset) 버전이다. 즉, 제1 비교 신호(UU)는 UU = DD+Δ로 표현될 수 있으며, 여기서 Δ는 오프셋을 나타낸다.
비교기(562)는 에러 신호(Verr)를 제1 비교 신호(UU)와 비교하여 제1 PWM 신호(SU)를 생성하고; 비교기(564)는 에러 신호(Verr)을 제2 비교 신호(DD)와 비교하여 제2 PWM 신호(SD)를 생성한다. 일 실시 예에서, 제1 비교기(562)의 양의 입력 단자는 에러 신호(Verr)를 수신하고, 제1 비교기(562)의 음의 입력 단자는 제1 비교 신호(UU)를 수신하며; 제2 비교기(564)의 음의 입력 단자는 에러 신호(Verr)를 수신하고, 제2 비교기(564)의 양의 입력 단자는 제2 비교 신호(DD)를 수신한다.
제1 비교 신호(UU)가 단순히 제2 비교 신호(DD)의 오프셋 버전인 것에 추가하여, 일 실시 예에서, 도 11에 도시된 바와 같이, 제1 비교 신호(UU)는 제2 비교 신호(DD)의 오프셋 및 스케일링 버전(offset-and-scaled version)일 수 있거나 및/또는 그 반대일 수 있다. 다시 말해서, 비교 신호(UU/DD)는 UU = a·DD + Δ'로 표현될 수 있으며, 여기서 Δ'는 오프셋을 나타내고, a는 일부 스케일링 팩터(factor)를 나타내며, 이는 1보다 크거나(즉, a > 1) 또는 1보다 작을 수(즉, a <1) 있다. 오프셋 Δ/Δ' 및 스케일링 팩터 a의 값은 실제 상황에 따라 설계될 수 있으며, 이는 또한 본 출원의 범위 내에 있다.
일 실시 예에서, 오프셋(Δ)은 제1 비교 신호(UU)의 최저(전압) 레벨(LLU)가 제2 비교 신호(DD)의 최고(전압) 레벨(LHD)보다 작도록 설계될 수 있는데, 이는 도 10의 (10a)에 도시된 바와 같이, 최저 레벨(LLU)과 최고 레벨(LHD) 사이의 중접 영역(overlapping region)(a0)이 존재하는 것을 의미한다. 이 경우, 에러 신호(Verr)가 중첩 영역의 사이, 즉 LLU < Verr < LHD에 있을 때, 비교기(562)는 낮은 듀티(duty) 팩터를 갖는 PWM 신호(SU)를 생성하고, 비교기(564)는 낮은 듀티 팩터를 갖는 PWM 신호(SD)를 생성할 것이다. 더욱이, 낮은 듀티 팩터를 갖는 PWM 신호(SU)의 펄스(들)(PU) 및 낮은 듀티 팩터를 갖는 PWM 신호(SD)의 펄스(들)(PD)가 시간적으로 인터리빙된다(interleaved). 인터리빙된 PWM 신호(SU 및 SD)는 인덕터(L1 및 L2)를 통해 흐르는 작은 전류를 산출할(produce) 것이다. 작은 전류(인터리빙된 펄스(PU 및 PD)로 인함)는 기존 클래스 AB 증폭기의 대기 전류(quiescent current)와 유사하게 기능하며, 부하(13)에서 에러 또는 왜곡(예: THD(total harmonic distortion))을 줄이는 데 도움이 된다.
구동 회로(10~40)에서, 주어진 듀티 사이클의 PWM 신호의 각 사이클 동안 전달된(transferred) 전자 전하(Q)의 양은 전압원(11)와 부하(13) 사이의 전압 차이(ΔV)에 의존할 것이며, 여기서 전압 차이(ΔV)는 ΔV = |VS - VL|로 표현될 수 있으며, VS 및 VL은 도 1 내지 도 4에 라벨링된 바와 같다. 실제로, 전달된 전자 전하(Q)(주어진 듀티 사이클의 PWM 신호 사이클 당)는 전압 차이(ΔV)에 대해 비선형 관계를 갖는다. 또한, 충전 회로 및 방전 회로에 대응하는 Q 대 ΔV의 관계는 상이한/반대의 변동 경향을 갖는다.
예를 들어, 도 12는 전달된 전하(Q) 대 전압 차이(ΔV)의 관계를 나타낸다. 곡선(121)은 도 1의 충전 회로(12) 또는 도 2의 충전 회로(22)의 전달된 전하(Q) 대 전압 차이(ΔV)의 관계를 나타내고, 곡선(122)은 도 1의 방전 회로(14) 또는 도 2의 방전 회로(24) 중 어느 것을 나타낸다. ΔV가 0에 가까워지거나 임계 값(th1)보다 작을 때, 충전 회로에 대응하는 곡선(121)의 기울기(slope)는 방전 회로에 대한 곡선(122)의 기울기보다 크다. 즉, ΔV가 도 12에 도시된 영역 I에 있을 때, 충전 회로는 방전 회로보다 더 민감할 수 있다(또는 더 많은 전하 전달 능력을 가질 수 있다). 한편, 전압 차이(ΔV)가 임계 값(th2)보다 클 때, 방전 회로에 대응하는 곡선(121)의 기울기는 충전 회로에 대응하는 곡선(122)의 기울기보다 크다. 즉, ΔV가 충분히 크거나 또는 도 12에 도시된 영역 II에 있는 경우, 방전 회로는 충전 회로보다 더 민감할 수 있다(또는 더 많은 전하 전달 능력을 가질 수 있다). 여기에서 감도 및 전하 전달 능력(sensitive and charge transferring capability)은 전압 차이(ΔV) 당 전달된 전하(Q)의 양에 의해 평가되거나, 또는 특정 ΔV에서 "Q 대 ΔV 곡선"(예: 곡선(121) 또는 곡선(122))의 접선 기울기(tangent slope)로 나타낼 수 있다.
충전 및 방전 회로 사이의 감도 또는 전하 전달 능력의 불균형을 보상하기 위해, PWM 신호(SU)의 펄스(들)(PU)의 펄스 폭과 PWM 신호(SD)의 펄스(들)(PD)의 펄스 폭 사이의 격차(disparity)는 위에서 언급한 불균형을 중화하기 위해 통합될 수 있다. 펄스 폭의 격차가 기울기 차이에 따라 조정될 수 있으며, 예를 들어, 곡선(121)과 곡선(122) 사이의 기울기 차이가 커짐에 따라 특정 ΔV에서의 펄스 폭의 격차가 증가한다.
위와 같은 것은 비교 신호(UU 및 DD)를 적절하게 설계하는 것에 의해 달성될 수 있다. 예를 들어, (방전(dis))충전 회로의 감도가 높을 때 삼각 파형의 선단(tip)의 확산(spread)이 좁아질 수 있어서, PWM 신호의 펄스 폭을 감소시키고 각 (방전)충전 사이클 내에서 (방전)충전 시간을 단축시킬 수 있다. 한편, (방전)충전 회로의 감도가 낮을 때 삼각 파형의 선단의 확산이 넓어질 수 있어서, PWM 신호의 펄스 폭을 증가시키고 각 (방전)충전 사이클 내에서 (방전)충전 시간을 연장시킬 수 있다.
다시 말해서, 동일한 크기(magnitude)의 에러 신호(Verr)에 대해, PWM 컨트롤러(16/56)는 Verr < 0 일 때 펄스(PU)로 PWM 신호(SU)를 생성하고, Verr>0 일 때 펄스(PD)로 PWM 신호(SD)를 생성할 수 있으며, 펄스(PU)는 펄스 폭(PWU)을 가지고, 펄스(PD)는 펄스 폭(PWD)를 가지며, 펄스 폭(PWU)은 ΔV에 대응하는 충전 회로의 전하 전달 능력(도 12의 I 영역과 같은)이 방전 회로의 어떤 것보다 강한 경우, 펄스 폭(PWD)보다 작을 수 있으며, 즉, PWU < PWD이다. 반대로, 동일한 크기의 에러 신호(Verr)에 대해, 펄스 폭(PWU)은 ΔV에 대응하는 충전 회로의 전하 전달 능력(도 12의 II 영역과 같은)이 방전 회로의 어떤 것보다 약한 경우, 펄스 폭(PWD)보다 더 넓을 수 있으며, 즉, PWU > PWD이다.
예를 들어, 도 11의 (11a)에 도시된 비교 신호(UU 및 DD)의 파형 - 여기서 Verr_max와 Verr_min 사이의 선형 영역 내에서 UU는 UU = a·DD + Δ' 및 a >1로 표현될 수 있음 - 이 (PWM 컨트롤러(56)에 대해) 충전 회로의 감도(sensitivity)가 방전 회로의 감도보다 높은 경우에 적용된다. 즉, 도 11의 (11a)의 신호(UU 및 DD)의 파형은 ΔV가 도 12에 도시된 영역 I에 있을 때 적용될 수 있다. 한편, 도 11의 (11b)에 도시된 비교 신호(UU 및 DD)의 파형 - 여기서 UU는 UU = a·DD + Δ'' 및 a <1 로 표현될 수 있음 - 이 충전 회로의 감도가 방전 회로의 감도보다 낮은 경우에 적용될 수 있다. 즉, 도 11의 (11b)의 신호(UU 및 DD)의 파형은 ΔV가 도 12에 도시된 영역 II에 있을 때 적용될 수 있다.
ΔV가 충전 회로와 방전 회로의 감도가 다소 동일한(more or less the same)(기울기 차이가 미리 정의된 임계 값보다 작음을 의미함), 도 12의 영역 III에 있을 때, 도 10에 예시된 동일한 진폭을 가지는 비교 신호(UU 및 DD)의 파형이 적용될 수 있다. 다시 말해서, 전압원(11)과 부하(13) 사이의 전압 차이(ΔV)에 따라 스케일링 팩터(a)가 선택될 수 있다.
일 실시 예에서, 공급 전압(VS)이 일반적으로 일정하다면, 스케일링 팩터(a)는 부하 전압(VL)에 따라 선택될 수 있다. 일 실시 예에서, 비교 신호 생성기(560)는 부하 전압(VL)을 수신하고 스케일링 팩터(a)를 결정하도록 부하(13)에 결합될 수 있다.
제1 비교 신호(UU)와 제2 비교 신호(DD)의 파형은 삼각형에 제한되지 않음을 유의한다. 제1 비교 신호(UU)와 제2 비교 신호(DD)의 파형은 실제 설계 기준에 따라 삼각형(예: 평평한 위/아래를 가짐), 사다리꼴 또는 다른 종류의 파형으로 잘릴(truncated) 수 있으며, 이는 또한 본 출원의 범위 내에 있다. .
구동 회로(10~40)의 작동은 도 17에 도시된 프로세스 B0로 요약될 수 있다. 17. 프로세스 B0는 다음 단계로 구성된다.
단계 B02: 전압원으로부터 부하로의 충전 전류를 형성한다.
단계 B04: 부하로부터 전압원으로 돌아가는 방전 전류를 형성한다.
단계 B02는 충전 회로에 의해 수행되고, 단계 B04는 방전 회로에 의해 수행된다. 단계 B02 및 단계 B04에 대한 자세한 내용은 위에서 언급한 단락을 참조할 수 있으며, 간결성을 위해 여기에서 설명하지 않는다.
또한, BTL형(BTL-like)(BTL: bridge-tied-load) 효과가 본 출원의 구동 회로에 통합될 수 있다. 예를 들어, 도 6은 본 출원의 일 실시 예에 따른 구동 회로(60)의 개략도이다. 구동 회로(60)는 구동 회로(10)와 유사하며, 따라서 동일한 콤포넌트는 동일한 표기법으로 주석 처리된다. 구동 회로(10)와는 달리, 구동 회로(60)는 극성 토글(polarity toggle) 모듈(62)을 더 포함한다. 극성 토글 모듈(62)은 입력 신호(IN)를 수신하고 PWM 컨트롤러(16)로 입력 신호(IN')를 산출한다.
전압(VAC, 0V)에 대한 입력 신호(IN)의 극성이 결정된다. 입력 신호(IN)가 전압(VAC, 0V)보다 클 때 입력 신호(IN)는 "양(positive)"으로 결정되고, 입력 신호(IN)가 전압(VAC, 0V)보다 작을 때 입력 신호(IN)는 "음(negative)"으로 결정된다. 입력 신호(IN)의 극성이 결정되는 것에 기반한 전압(VAC, 0V)은 실제 상황에 따라 선택될 수 있다. 일 측면에서, 전압(VAC, 0V)은 AC(Alternating Current) 신호에 대한 그라운드 전압으로 간주될 수 있다. 일 실시 예에서, 전압(VAC, 0V)은 입력 신호(IN)의 일종의 평균일 수 있다. 입력 신호(IN)가 2의 보완 형식(2's compliment format)의 디지털인 실시 예에서, VAC, 0V는 단순히 "0"에 대응한다.
도 6 및 도 13을 참조하면, 도 13은 상부(upper portion)의 입력 신호(IN)의 파형과 하부(lower portion)의 입력 신호(IN')의 파형을 도시한다. 입력 신호(IN)가 도 13에서 IN+와 같이 표시된 양일 때, 도 13의 IN 파형에 도시된 T+ 시간 구간 중 하나 동안, 입력 신호 파형(IN)이 파형(IN')에 복제되고 극성 토글 모듈(62)에 공급되므로, PWM 컨트롤러(16)가 신호(IN+)에 따라 PWM 신호(SU/SD)를 생성한다. 이 경우, 부하(13)의 제1 단자(도 6에서 T1L로 표시됨)가 제1 노드(N1)에 연결되고, 부하(13)의 제2 단자(도 6에서 T2L로 표시됨)는 제2 노드(N2)에 연결된다. 입력 신호(IN)가 도 13의 IN 파형에서의 IN-와 같이 표시된 음일 때, 도 13의 T- 시간 구간 동안, 극성 토글 모듈(62)은 -IN-로 표시된 입력 신호(IN)의 반전된 버전을 산출하므로, PWM 컨트롤러(16)가 -IN-에 따라 PWM 신호(SU/SD)를 생성하고, 제1 단자(T1L)는 제2 노드(N2)에 연결되고, 제2 단자(T2L)는 제1 노드(N1)에 연결된다.
도 6에 예시된 실시 예에서, 노드(N1, N2)는 (방전)충전 회로의 두 개의 단자를 지칭하며, 이에 한정되지 않는다. 입력 신호(IN)가 부호(sign)를 변경할(또는 전압 VAC, 0V를 교차함) 할때마다 부하(13)에 적용되는 전압의 극성(또는 단순히 부하(13)의 극성)이 반전/스왑되는(reversed/swapped)한, 본 출원의 요건이 만족되며, 이는 본 출원의 범위 내에 있다.
도 6에 도시된 바와 같이, 극성 토글 모듈(62)은 제1 토글 스위치(621), 제2 토글 스위치(622), 제3 토글 스위치(623) 및 인버터(624)를 포함한다. 토글 스위치(621)는 단자(T1L)와 노드(N1 및 N2)를 연결한다. 토글 스위치(622)는 단자(T2L)와 노드(N1 및 N2)를 연결한다. 제3 토글 스위치(623)는 인버터(624)에 결합된다. 인버터(624)는 입력 신호(IN)의 반전된 버전을 생성하도록 구성된다. 입력 신호(IN)이 디지털 형식인 이벤트에서, 스위치(623) 및 인버터(624)의 기능은 수학적인 "절대" 연산자("absolute" operator)로 대체될 수 있다.
극성 토글 모듈(62)의 작동은 다음과 같이 반복된다. 입력 신호(IN)가 양일 때(또는 시간 구간 T+ 동안), 토글 스위치(623)는 입력 신호(IN)(즉, 양의 부분(IN+))를 PWM 컨트롤러(16)의 제1 입력 단자로 출력하고, 토글 스위치(621)는 부하(13)의 제1 단자(T1L)와 제1 노드(N1) 사이의 연결을 수행하고(conduct), 제2 토글 스위치(622)는 부하(13)의 제2 단자(T2L)와 제2 노드(N2) 사이의 연결을 수행한다. 입력 신호(IN)가 음일 때(또는 시간 구간 T- 동안), 토글 스위치(623)는 입력 신호(IN)의 반전된 버전(즉, -IN-으로 표시되는, 음의 부분(IN-)의 반전된 버전)을 PWM 컨트롤러(16)의 제1 입력 단자로 출력하고, 토글 스위치(621)는 부하(13)의 제1 단자(T1L)와 제2 노드(N2) 사이의 연결을 수행하고, 제2 토글 스위치(622)는 부하(13)의 제2 단자(T2L)와 제1 노드(N1) 사이의 연결을 수행한다.
PWM 컨트롤러(16)의 제1 입력 단자에서 수신된 신호는 IN'로 표시된다. 입력 신호(IN')는 도 13에 도시된 바와 같이 시간 구간(T+) 동안의 양의 부분( IN+)과 시간 구간(T-) 동안의 반전된 음의 부분(-IN-)을 포함한다.
일 실시 예에서, 토글 스위치(621-623) 각각은 SPDT(Single Pole Double Throw) 스위치에 의해 구현될 수 있다. 일 실시 예에서, 적절한 라우팅에 의해, 3개의 토글 스위치(621-623) 모두가 하나의 3PDT(Three Pole Double Throw) 스위치로 조합(combined)될 수 있다.
또한, 극성 토글 모듈(62)은 부호 검출기(sign detector)(도 6에 도시되지 않음)를 포함할 수 있다. 부호 검출기는 토글 스위치(621-623)를 제어하기 위해 입력 신호(IN)의 극성을 결정하고 출력 신호를 생성하도록 구성된다. 일 실시 예에서, 토글 스위치(621-623)는 제어 신호에 의해 제어될 수 있고, 제어 신호는 부호 검출기의 출력 신호와 동기화될 수 있다. 본 출원에서 동기화되는 두 신호는 두 신호의 상승/하강 에지(rising/falling edge)가 시간적으로 정렬되었음을 지시한다. 다른 실시 예에서, 토글 스위치(621-623)는 각각 제어 신호(ctr1-ctr3)에 의해 제어될 수 있으며, 제어 신호(ctr1-ctr3)는 모두 부호 검출기의 출력 신호와 동기화된다.
일 실시 예에서, 부호 검출기는 입력 신호(IN)를 수신하는 제1 입력 단자, 전압(VAC, 0V)을 수신하는 제2 입력 단자 및 출력 신호를 출력하는 출력 단자를 가지는 비교기에 의해 구현될 수 있다.
일 실시 예에서, 제2 노드(N2)는 공급 전압(VS)을 수신할 수 있다. 일 실시 예에서, 제2 노드(N2)는 전압원(11)에 연결되어 공급 전압(VS)을 수신할 수 있다.
또한, 구동 회로(60)는 차동 피드백 회로(64)를 포함할 수 있다. 일 실시 예에서, 피드백 회로(64)는 입력 단계에서 전압 분배기(voltage divider)를 갖는 차동 증폭기를 포함할 수 있는데, 이는 피드백 신호(FB1)을 FB1 = r·VL로 산출하며, 여기서 VL은 단자(T1L) 및 단자(T2L)에 걸친 전압 차이를 나타낸다. 일 실시 예에서, 피드백 회로(64)는 저항 또는 커패시터에 의해 구현될 수 있으며, 이에 제한되지 않는다. 전압 분배기로서 피드백 회로는 부하(13)와 PWM 컨트롤러(16) 사이의 구동 회로(10-40)에도 적용될 수 있으며, 이에 제한되지 않음을 유의한다.
BTL형 구동 회로(60)의 이점은 충전/방전 회로의 특정 항복 전압(breakdown voltage)이 주어지면, 부하(13)에 인가되는 전체 전압 스윙을 확대(또는 두 배)하는 것이다. 다시 말해서, 충전 회로(12)와 방전 회로(14)가 구동 회로(10, 60) 모두에 대해 동일한 항복 전압(VB로 표시됨)을 가지는 프로세스에 의해 제조된다고 가정하면, 도 6의 회로(60)에서의 부하(13)에 대한 피크 대 피크 전압이 2·VB 즉, 도 1의 회로(10)의 2배를 달성할 수 있다. 구동 전압 범위를 두 배로 늘리는 것 외에도, 충전/방전 회로의 효율성도 향상된다.
유사하게, 극성 토글 모듈(62)을 사용하는 BTL형 토폴로지는 구동 회로(20, 30, 40)에 적용될 수 있다. 예를 들어, 도 7은 본 출원의 일 실시 예에 따른 구동 회로(70)의 개략도이다. 구동 회로(70)는 구동 회로(20)와 유사하다. 구동 회로(20)와는 달리, 극성 토글 모듈(62)이 적용된다.
다른 관점에서, PWM 신호(SU 및 SD)가 동시에 로우(low) 상태에 있을 수 있으며, 이로 인해 스위치(S1 및 S2)가 모두 스위칭 사이클 동안 턴오프된다. 예로서 도 10의 (10b)를 참조하면, 오프셋(Δ)이 제1 비교 신호(UU)의 최저(전압) 레벨(LLU)이 제2 비교 신호(DD)의 최고(전압) 레벨(LHD)보다 크도록 설계되면, 이는 도 10의 (10b)에 예시된 바와 같이, 비중첩 갭(nonoverlapping gap)(a2)이 제2 비교 신호(DD)의 최고(전압) 레벨(LHD)과 제1 비교 신호(UU)의 최저(전압) 레벨(LLU) 사이에 존재하는 것을 의미한다. 에러 신호(Verr)가 비중첩 갭(a2) 범위 내에 있을 때, 즉 LLU > Verr > LHD일 때, PWM 신호(SU 및 SD)는 모두 로우 상태가 되고, 스위치(S1 및 S2)는 모두 스위칭 사이클 동안 오프된다. 기존의 클래스 B 증폭기와 유사하게, 동시에 턴오프되는 스위치(S1 및 S2)는 단자(T1L)에서 약간의 에러를 유발시키며, 일부 THD(total harmonic distortion)를 산출할 수 있다.
일 실시 예에서, 도 10 및 도 11에서 점선으로 예시된, Verr의 선형 범위(Ver_max 및 Verr_min 사이)를 벗어난 비교 신호(UU 및 DD)의 일부가 실질적인 목적을 제공하지 않으며 생성될 필요가 없음을 유의한다.
단자(T1L)에서의 에러 및 THD를 완화하기 위해, 보조 증폭기(auxiliary amplifier)를 사용하여 단자(T2L)를 구동할 수 있다. 도 8은 본 출원의 일 실시 예에 따른 구동 회로(80)의 개략도이다. 구동 회로(80)는 구동 회로(20)와 유사하다. 구동 회로(20)와는 달리, 구동 회로(80)는 보조 증폭 회로(82)를 더 포함한다. 도 14에 설명된, 보조 증폭 회로(82)의 제1 입력 단자("1"로 표시됨)는 입력 신호(IN)를 수신한다. 보조 증폭 회로(82)의 제2 입력 단자("2"로 표시됨)는 부하(13)의 제1 단자(T1L)에 결합된다. 보조 증폭 회로(82)의 출력 단자는 부하(13)의 제2 단자(T2L)에 결합된다.
구동 회로(80)에서 충전 회로(22) 및 방전 회로(24)는 출력 전압(Vout)을 산출하며, 보조 증폭 회로(82)는 보상 전압(Vcp)을 생성하는 것으로 간주될 수 있다. 출력 전압(Vout)은 부하(13)의 제1 단자(T1L)에 인가되고, 보상 전압(Vcp)은 부하(13)의 제2 단자(T2L)에 인가된다.
구동 회로(80)에서 PWM 컨트롤러를 가지는 충전 회로 및 방전 회로는 넓은 동적 범위, 고효율이지만 저분해능(resolution) 증폭 회로로 볼 수 있는 반면, 보조 증폭 회로(82)는 낮은 동적 범위, 효율성이 낮지만 고분해능 증폭 회로로 볼 수 있음을 유의한다. 다시 말해서, 보상 전압(Vcp)의 분해능은 출력 전압(Vout)의 분해능보다 높거나 정밀하며(higher/finer), 보상 전압(Vcp)의 피크 대 피크 전압 스윙 범위는 출력 전압(Vout)의 피크 대 피크 전압 스윙 범위보다 작으며, 결과적인 증폭 회로(충전 회로 및 방전 회로를 포함)의 효율성은 보조 증폭 회로(82)의 효율성보다 높다. 결과적인 증폭 회로 및 보조 증폭 회로(82)가 도 8에 예시된 바와 같이 함께 조합될 때, 구동 회로(80)는 PWM 제어된 충전 회로(22) 및 방전 회로(24)의 넓은 동적 범위 및 고효율의 이점을 누리면서, 보조 증폭 회로(82)의 고분해능을 얻을 수 있다.
도 8의 충전 회로(22) 및 방전 회로(24)를 사용하는 것은 예시적인 목적이며, 보조 증폭 회로(82)를 포함하는 구동 회로는 충전 회로(12/32/42) 및 방전 회로(14/34/44)를 사용하며, 이는 또한 본 출원의 범위 내에 있음을 유의한다.
유사하게, 보조 증폭 회로(82)는 본 출원의 다른 구동 회로에 적용될 수 있다. 예를 들어, 도 9는 본 출원의 일 실시 예에 따른 구동 회로(90)의 개략도이다. 구동 회로(90)는 구동 회로(70, 80)와 유사하다. 구동 회로(70)와는 달리, 보조 증폭 회로(82)가 적용된다. 구동 회로(80)와는 달리, 회로(90)의 보조 증폭 회로(82)의 제1 입력 단자("1"로 표시됨)는 입력 신호(INV')를 수신하고, 회로(90)의 보조 증폭 회로(82)의 제2 입력 단자("2"로 표시됨)는 제1 노드(N1)에 결합되고, 보조 증폭 회로(82)의 출력 단자는 제2 노드(N2)에 결합된다.
도 14는 보조 증폭 회로(82)의 실시 예를 도시한다. 도 14에 도시된 바와 같이, 보조 증폭 회로(82)는 증폭기(820)(연산 증폭기일 수 있음) 및 임피던스 콤포넌트(Z1 ~ Z4)를 포함할 수 있다. 임피던스 콤포넌트(Z1 ~ Z4)는 저항 또는 커패시터일 수 있다. 값(Z1 ~ Z4)은 증폭기(820)가 노드 VL에서의 에러와 동일한 출력을 생성하도록 선택될 수 있다. 예를 들어, Z3/Z4 = Z2/Z1 = r이며, 여기서 r 은 VL에서의 에러
Figure 112020115901766-pat00001
가 0일 때 VL/IN 사이의 이상적인 비율(ratio)이다. 출력 증폭기(820)이 ε와 완벽하게 매칭되면, 부하(13)를 교차하는 전압은
Figure 112020115901766-pat00002
과 같으며, 이는 완벽한 결과이다. 따라서, 회로(80)의 분해능은 증폭기(820)의 분해능에 의해 결정되며, 증폭기(820)의 출력 전압 스윙 범위(동적 범위)는 ε의 범위와 같다.
특히, 상술한 실시 예들은 본 출원의 개념을 설명하기 위해 활용된다. 당업자는 이에 따라 수정 및 변경을 할 수 있으며 여기에 제한되지 않는다. 예를 들어, 바이어스(bias)/오프셋 전압은 더 나은 작동(바이어스) 포인트를 획득하기 위해 구동 회로, 전압원 및 부하의 노드/단자에 적절하게 추가될 수 있다. 예를 들어, 바이어스 전압이 부하(13) 내의 액추에이터의 전극 중 하나에 인가되어(부하(13)가 압전 작동식 스피커를 포함하면) 액추에이터를 더 나은 선형성의 작동 영역으로 이동시킬 수 있다. 더 나은 동적 범위, 전압 비교 바이어스 등을 획득하기 위해 바이어스 전압이 노드/단자에 적용될 수 있으며, 이는 또한 본 출원의 범위 내에 있다.
또한, 스위치(S1, S2)는 적절한 유형의 트랜지스터에 의해 구현될 수 있다. 다이오드(D1 및 D2)는 단순히 단일 PN 접합이 있는 다이오드, 적절한 배선 구성(wiring configuration)이 있는 트랜지스터일 수 있으며, 또는 적절한 게이트 구동 신호에 의해 제어되는 동기식 스위치/MOSFET로 대체될 수 있다.
다이오드(D1, D2)는 한 방향(반대 방향이 아님)으로 흐르는 전류를 제한하는 역할을 하며, 정류 콤포넌트의 일종으로 볼 수 있다. 다이오드를 정류 콤포넌트로 사용하는 것에 제한되지 않음을 유의한다. 앞서 언급한 바와 같이, 동기 신호에 의해 제어되는 정류 스위치를 포함하는 동기식 정류기(synchronous rectifier, SR)도 정류 콤포넌트로 사용될 수 있다.
예를 들어, 도 16은 충전 회로(12', 32') 및 방전 회로(14', 34')를 도시한다. 충전 회로(12', 32') 및 방전 회로(14', 34')는 본 출원의 구동 회로에 적용될 수 있다. 충전 회로(12' 및 32')는 다이오드(D1)을 동기 신호(SU')(도 16에 도시된 바와 같이)에 의해 제어되는 정류 스위치(S1)'로 대체하는 것에 의해 획득된다. 정류 스위치(S1') 및 동기 신호(SU')는 동기식 정류기를 형성한다. 동기식 정류기는 당업계에 알려져 있다. 정류 스위치(S1')는 흐르는 전류가 원하는 방향인 경우 ON되며, 전류 방향이 반전되기(flip) 전에 OFF가 되어야 한다. 유사하게, 방전 회로(14' 및 34')는 다이오드(D2)를 동기 신호(SD')에 의해 제어되는 정류 스위치(S2')로 대체하는 것에 의해 획득된다. 다이오드(D1/D2)와 유사하게, 제어 신호(SU'/SD')를 적절하게 설계하는 것에 의해, 정류 스위치(S1'/S2')는 또한 전류가 특정 방향으로 흐르도록 허용하고 반대 방향으로 흐르는 전류를 거부할 수 있다.
다시 말해서, (도 16에 도시된 바와 같이) 동기 신호에 의해 제어되는 정류 스위치를 포함하는 다이오드 및 SR은 정류 콤포넌트의 두 가지 상이한 실현/실시 예로 취급될 수 있다. SR을 사용하는 것도 본 출원의 범위 내에 있다. 더욱이, 일부 실시 예에서, 다이오드 및 SR은 모두 하나의 단일(방전)충전 회로 내에서 사용될 수 있으며, 이는 또한 본 출원의 범위 내에 있다.
일 실시 예에서, 부하(13)의 제1 단자(T1L) 및 그라운드 단자에 연결된 부하 바이패스 커패시터(load bypass capacitor)(CL)를 포함하여, 본 출원의 구동 회로의 효율 및 안정성을 향상시킬 수 있다. 또한, VS의 전압 변동(들)을 줄이기 위해 전압원(11)과 그라운드 단자에 연결된 소스 바이패스 캐패시터(CS)가 포함될 수 있다. 예를 들어, 소스 바이패스 커패시터(CS)와 부하 바이패스 커패시터(CL)는 도 15에 도시되어 있으며, 이는 본 출원의 범위 내에 있다.
본 출원의 구동 회로는 용량성 스피커 부하에 적합하지만 이에 제한되지는 않음을 유의한다. 본 출원의 구동 회로는 스피커 이외의 다른 종류의 용량성 부하를 구동하기 위해 적용될 수 있다.
요약하면, 본 출원은 용량성 부하를 충전하기 위한 충전 회로로 기능하도록 DC-DC 컨버터 회로를 활용하고; 용량성 부하에 저장된 에너지를 리사이클하기 위한 방전 회로로 기능하도록 다른 DC-DC 컨버터 회로를 활용하며; PWM 컨트롤러를 활용하여 충전 회로 및 방전 회로의 전하 전달 능력의 불균형을 보상하고; 토글 모듈을 활용하여 BTL형 토폴로지를 구현하며; 고분해능 보조 증폭 회로를 활용하여 THD를 완화한다.
당업자는 본 발명의 교시를 유지하면서 디바이스 및 방법의 수많은 수정 및 변경이 이루어질 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다. 따라서, 상술한 개시는 첨부된 청구 범위의 범위와 범위에 의해서만 제한되는 것으로 해석되어야 한다.

Claims (18)

  1. 구동 회로에 적용되는 방법으로서,
    상기 구동 회로는 전압원과 용량성 스피커 부하 사이에 결합되고(coupled),
    상기 방법은,
    입력 오디오 신호와 피드백 신호에 따라 제1 펄스 폭 변조(pulse width modulation, PWM) 신호 및 제2 PWM 신호를 생성하는(generate) 단계 - 상기 피드백 신호는 상기 용량성 스피커 부하의 부하 전압에 비례함 - ;
    상기 구동 회로가 상기 제1 PWM 신호에 따라, 상기 전압원으로부터 상기 용량성 스피커 부하로의 제1 전류를 형성하는 단계; 및
    상기 구동 회로가 상기 제2 PWM 신호에 따라, 상기 용량성 스피커 부하로부터 상기 전압원으로 돌아가는 제2 전류를 형성하는 단계
    를 포함하고,
    상기 제2 전류는, 상기 전압원으로 돌아가는 상기 용량성 스피커 부하에 저장된 에너지를 리사이클하도록 구성되고,
    PWM 신호의 펄스 폭은 상기 입력 오디오 신호 및 상기 피드백 신호 사이의 차이에 따라서 결정되고, 상기 PWM 신호는 상기 제1 PWM 신호 또는 상기 제2 PWM 신호이고,
    상기 제1 전류는 상기 입력 오디오 신호의 상승 부분(upswing portion)에 대응하는 제1 구간 동안 형성되고, 상기 제2 전류는 상기 입력 오디오 신호의 하강 부분(downswing portion)에 대응하는 제2 구간 동안 형성되는,
    방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 구동 회로는 제1 직류-직류(direct-current-to-direct-current, DC-DC) 컨버터(converter) 및 제2 DC-DC 컨버터를 포함하고,
    상기 방법은,
    상기 제1 DC-DC 컨버터가, 상기 전압원으로부터 상기 용량성 스피커 부하로의 제1 전류를 형성하는 단계; 및
    상기 제2 DC-DC 컨버터가, 상기 용량성 스피커 부하로부터 상기 전압원으로 돌아가는 제2 전류를 형성하는 단계
    를 포함하는, 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1 DC-DC 컨버터는 부스트(boost) 컨버터이고, 상기 제2 DC-DC 컨버터는 벅(buck) 컨버터를 포함하는, 방법.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 제1 DC-DC 컨버터는 벅 컨버터이고, 상기 제2 DC-DC 컨버터는 부스트 컨버터를 포함하는, 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1 PWM 신호와 상기 제2 PWM 신호를 사용하여 상기 구동 회로를 제어하는 단계
    를 포함하는 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제1 PWM 신호 및 상기 제2 PWM 신호를 생성하는 단계는
    상기 입력 오디오 신호 및 상기 피드백 신호를 획득하는 단계
    를 포함하는, 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 입력 오디오 신호와 상기 피드백 신호에 따라 상기 제1 PWM 신호 및 상기 제2 PWM 신호를 생성하는 단계는,
    제1 비교 신호 및 제2 비교 신호를 생성하는 단계;
    상기 입력 오디오 신호와 상기 피드백 신호에 따라 에러 신호를 생성하는 단계;
    상기 제1 비교 신호와 상기 에러 신호를 비교하여 상기 제1 PWM 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 제2 비교 신호와 상기 에러 신호를 비교하여 상기 제2 PWM 신호를 생성하는 단계
    를 포함하는, 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1 비교 신호 및 상기 제2 비교 신호를 생성하는 단계는,
    상기 제2 비교 신호의 오프셋 버전(offset version)이 되도록 상기 제1 비교 신호를 생성하는 단계
    를 포함하는, 방법.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 제1 비교 신호 및 상기 제2 비교 신호를 생성하는 단계는,
    상기 제2 비교 신호의 스케일-오프셋 버전(scaled-and-offset version)이 되도록 상기 제1 비교 신호를 생성하는 단계
    를 포함하는, 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 스케일-오프셋 버전은 스케일링 팩터(scaling factor)에 대응하고,
    상기 제2 비교 신호의 스케일-오프셋 버전이 되도록 상기 제1 비교 신호를 생성하는 단계는,
    상기 용량성 스피커 부하에서 상기 부하 전압을 획득하는 단계; 및
    상기 부하 전압에 따라 상기 스케일링 팩터를 결정하는 단계
    를 포함하는, 방법.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 제1 PWM 신호 및 상기 제2 PWM 신호를 생성하는 단계는,
    공급 전압과 상기 부하 전압 사이의 전압 차이에 대응하는 충전 회로의 제1 감도(sensitivity) 및 상기 전압 차이에 대응하는 방전 회로의 제2 감도를 획득하는 단계;
    상기 제1 감도가 상기 제2 감도보다 높은지를 판정하는 단계; 및
    제1 펄스 폭을 갖는 제1 펄스를 포함하는 상기 제1 PWM 신호를 생성하고, 제2 펄스 폭을 갖는 제2 펄스를 포함하는 상기 제2 PWM 신호를 생성하는 단계 - 상기 제1 감도가 상기 제2 감도보다 높을 때 상기 제1 펄스 폭은 상기 제2 펄스 폭보다 좁음 -
    를 더 포함하는, 방법.
  12. 제7항에 있어서,
    상기 제1 PWM 신호 및 상기 제2 PWM 신호를 생성하는 단계는,
    공급 전압과 상기 부하 전압 사이의 전압 차이에 대응하는 충전 회로의 제1 감도 및 상기 전압 차이에 대응하는 방전 회로의 제2 감도를 획득하는 단계;
    상기 제1 감도가 상기 제2 감도보다 낮은지를 판정하는 단계;
    제1 펄스 폭을 갖는 제1 펄스를 포함하는 상기 제1 PWM 신호를 생성하고, 제2 펄스 폭을 갖는 제2 펄스를 포함하는 상기 제2 PWM 신호를 생성하는 단계 - 상기 제1 감도가 상기 제2 감도보다 낮을 때 상기 제1 펄스 폭은 상기 제2 펄스 폭보다 넓음 -
    를 더 포함하는, 방법.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 입력 오디오 신호의 극성(polarity)을 결정하는 단계;
    상기 입력 오디오 신호의 극성이 양(positive)일 때, 상기 입력 오디오 신호의 양의 부분(positive portion)에 따라 상기 제1 PWM 신호 및 상기 제2 PWM 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 입력 오디오 신호의 극성이 음일 때, 상기 입력 오디오 신호의 음의 부분(negative portion)에 따라 상기 제1 PWM 신호 및 상기 제2 PWM 신호를 생성하는 단계
    를 더 포함하는 방법.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 입력 오디오 신호가 전압을 교차할(cross) 때 상기 용량성 스피커 부하의 극성을 스왑(swap)하는 단계
    를 더 포함하는 방법.
  15. 제1항에 있어서,
    충전 회로 및 방전 회로는 출력 전압을 산출하고(produce),
    상기 방법은,
    상기 출력 전압을 상기 용량성 스피커 부하의 제1 단자에 인가하는(apply) 단계; 및
    보상(compensation) 전압을 생성하고, 상기 보상 전압을 상기 용량성 스피커 부하의 제2 단자에 인가하는 단계
    를 포함하는 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 보상 전압의 분해능(resolution)이 상기 출력 전압의 분해능보다 미세한, 방법.
  17. 제15항에 있어서,
    입력 오디오 신호와 출력 전압 사이의 에러에 따라 상기 보상 전압을 생성하는 단계
    를 포함하는 방법.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 보상 전압의 피크 대 피크 전압 스윙 범위(range of peak-to-peak voltage swing)가 상기 출력 전압의 피크 대 피크 전압 스윙 범위보다 작은, 방법.
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