KR102341877B1 - 송신기와 수신기 및 해당 방법들 - Google Patents

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야곱 크나이슬
게르드 킬리안
조세프 베른하르트
요르지 로버트
요하네스 웩슬러
스테판 에레스
볼프강 코치
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프라운호퍼 게젤샤프트 쭈르 푀르데룽 데어 안겐반텐 포르슝 에. 베.
프리드리히-알렉산더-우니베르지테트 에를랑겐-뉘른베르크
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Abstract

본 발명은 다수의 파일럿 심벌들을 가진 파일럿 시퀀스를 갖는 적어도 하나의 신호를 송신하는 식으로 구성되는 송신기(1)에 관한 것으로, 송신기(1)는 신호 발생기(2)를 가지며, 신호 발생기(2)는 파일럿 시퀀스를 제공하고, 신호 발생기(2)는 파일럿 시퀀스가 각각의 적어도 2개의 파일럿 심벌들을 갖는 적어도 2개의 심벌 그룹들을 갖는 식으로 파일럿 시퀀스를 제공하며, 수신기(10)에 의해 수신된 신호의 송신기(1)에 의한 송신의 기준 시점과 기준 시점에 대해 평가를 위해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋의 위상과 관련하여, 신호의 송신 후에 신호의 평가로, 심벌 그룹들은 평가 중에, 심벌 그룹들에 걸쳐 서로 실질적으로 함께 오프셋되는 대응하는 위상 에러들을 발생시킨다.

Description

송신기와 수신기 및 해당 방법들
본 발명은 송신기뿐만 아니라 수신기, 및 송신기에 의해 신호들을 송신하기 위한 또는 수신기를 동기화하기 위한 해당 방법들에 관한 것이다.
많은 데이터 송신 시스템들에서, (트레이닝 시퀀스들 또는 동기화 시퀀스들로도 또한 지칭되는) 파일럿 시퀀스들이 신호 검출 또는 파라미터 추정을 위해 송신될 데이터 스트림들에 삽입된다. 이는 파일럿 시퀀스들이 특정 간격들로 흩어져 있는, 중단되지 않는 데이터 스트림의 송신과 (텔레그램으로도 또한 지칭되는) 각각의 패킷이 대개 정확히 하나의 파일럿 시퀀스를 포함하는 패킷 지향 송신 모두일 수 있다. 파일럿 시퀀스는 또한 파일럿 시퀀스가 패킷의 시작에 또는 중간에 위치된다면 프리앰블 또는 미드앰블이라고도 한다. 그러나 파일럿 시퀀스는 또한 2개 이상의 서브시퀀스들의 형태로 패킷 내에 분배될 수 있다.
비동기식 패킷 송신을 이용하는 일부 무선 기반 시스템들에서, 송신 일시 정지는 각각의 패킷 지속기간보다 상당히 더 길다. 일부 시스템들은 각각의 패킷이 ― 프래그먼트들 또는 텔레그램 프래그먼트들로 지칭되는 ― 다수의 서브패킷들로 분할되는 텔레그램 분할을 사용한다([4] 및 [1], DE 10 2011 082 098 A1 참조). 대체로, 각각의 프래그먼트는 이로써 자체 파일럿 시퀀스를 포함한다. 텔레그램 분할은 상당수의 송신기들이 하나의 단일 수신기에 의해 수신 및 디코딩될, 조정되지 않은 텔레그램들을 송신하는 간섭 제한 시스템들에서 특히 강력한 것으로 입증된다. 이는 예를 들어, 사물 인터넷(IoT: Internet of Things)이라는 키워드에 따라 원격 측정 시스템들, 센서 네트워크들 또는 애플리케이션들에서 발생한다.
무선 기반 데이터 송신 시스템의 데이터 복조는 다음으로 구성된 수신기 동기화를 필요로 한다:
Figure 112019115184408-pct00001
시간 동기화: 패킷의 정확한 시간 위치뿐만 아니라 최적의 샘플링 시간의 추정.
Figure 112019115184408-pct00002
주파수 동기화: 송신 발진기와 수신 발진기 사이의 주파수 오프셋, 및 이에 따른 송신 신호의 반송파 주파수와 수신 필터의 중심 주파수 간의 주파수 차이의 추정 및 정정.
Figure 112019115184408-pct00003
위상 동기화: (코히어런트 복조에만 요구되는) 주파수 정정 후 위상의 추정.
비동기식 패킷 송신에서, 이러한 세 가지 타입들의 동기화는 이전에 수신된 패킷들과 무관하게 각각의 패킷에 대한 복조 전에 실행되어야 한다. 이를 위해, 각각의 패킷은 초기 획득이 실행될 수 있게 하는 파일럿 시퀀스를 포함한다. 또한, 데이터 복조 중에 파라미터들의 추적이 필요할 수 있다. 다음에, 초기 획득의 문제가 고려된다.
텔레그램 분할은 특히, 상당수의 조정되지 않은 송신기들을 갖는 시스템들이 패킷 충돌들에 대해 강하다는 이점을 제공한다. 그러나 텔레그램 분할의 경우, 동기화, 특히 만족스러운 결과들로 이어지는 주파수 동기화 분야에서는 접근 방식들이 공지되어 있지 않다.
본 발명의 목적은, 특히 텔레그램 분할을 사용하고 동기화 측면에서 종래 기술에 비해 개선된 송신기 및 수신기를 제안하는 것이다.
본 발명은 송신기에 의해 목적을 달성한다.
송신기는 여러 파일럿 심벌들을 포함하는 파일럿 시퀀스 또는 서브파일럿 시퀀스를 갖는 적어도 하나의 신호를 송신하도록 구성된다. 송신기는 파일럿 시퀀스 또는 서브파일럿 시퀀스를 제공하는 신호 발생기를 포함한다.
일 구성에서, 송신기가 복수의 파일럿 심벌들을 포함하는 파일럿 시퀀스를 갖는 적어도 하나의 신호를 송신하도록 구성되는 것이 제공된다. 신호 발생기는 파일럿 시퀀스가 적어도 2개의 파일럿 심벌들을 각각 갖는 적어도 2개의 심벌 그룹들을 포함하도록 파일럿 시퀀스를 제공한다. 이로써, 수신기로부터 수신된 신호를 신호의 송신의 결과로서 평가할 때, 심벌 그룹들은 송신기에 의한 신호의 송신의 기준 시점과 기준 시점에 대해 평가를 위해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋에 의존하는 그리고 평가 중에 심벌 그룹들에 걸쳐 서로 실질적으로 상호 보상하는 위상 에러들을 발생시킨다.
하나의 구성은 심벌 그룹들이 부분적으로 겹치는 것이다. 이 구성에서는, 예를 들어 적어도 하나의 심벌이 2개의 심벌 그룹들에 속한다.
일 구성에서, 적어도 하나의 심벌 그룹이 중간 심벌 및 2개의 측면(flanking) 심벌들로 구성되는 것이 제공된다. 일 구성에서, 중간 심벌은 이로써 위상과 관련하여 평가되는 심벌이다.
하나의 구성은 송신기가 적어도 4개의 파일럿 심벌들을 포함하는 적어도 하나의 파일럿 시퀀스를 갖는 신호들을 송신하도록 구성되는 것이다.
일 구성에서, 송신기가 MSK 변조로부터 발생하는 파일럿 시퀀스들을 포함하는 신호들을 송신하는 것이 제공된다. 따라서 MSK 변조는 송신될 신호들의 파일럿 심벌들을 생성하기 위한 변조의 일례이다. 대안으로, 이는 GMSK 변조이다.
하나의 구성은 송신기가 개별 신호들로서 송신하는 그리고 전체 데이터를 포함하는 단일 텔레그램보다 더 짧은 적어도 2개의 텔레그램 프래그먼트들에 의해 출력될 데이터를 송신기가 출력하고, 적어도 하나의 텔레그램 프래그먼트가 신호 발생기에 의해 생성된 파일럿 시퀀스 또는 파일럿 시퀀스와 연관된 서브파일럿 시퀀스를 포함하는 것이다. 따라서 이 구성에서는 텔레그램 분할이 사용된다. 텔레그램 분할의 한 가지 특징은 텔레그램 프래그먼트와의 동기화가 대개는 (예컨대, 낮은 SNR 또는 채널의 간섭으로) 가능하지 않다는 점이다.
일 구성에서, 파일럿 시퀀스가 다음 형태들 중 하나를 갖도록 신호 발생기가 적어도 8개의 파일럿 심벌들의 길이를 갖는 파일럿 시퀀스를 제공하는 것이 제공된다:
[0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
[1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1],
[0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1] 또는
[1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0].
0들과 1들은 변조 전의, 따라서 실제 파일럿 심벌들이 야기되는 매핑 이전의 파일럿 시퀀스 비트들이다. 매핑의 일례는 다음에 설명될 MSK 매핑이다(도 11 참조).
하나의 구성은 파일럿 시퀀스의 단일 또는 다수의 부분인 파일럿 시퀀스의 일부가 다음 형태들 중 하나를 갖는 식으로 신호 발생기가 적어도 8개의 파일럿 심벌들의 길이를 갖는 파일럿 시퀀스를 제공하는 것이다:
[0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
[1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1],
[0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1] 또는
[1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0].
0들과 1들은 각각, 실제 파일럿 심벌들이 야기되는 변조 이전의 파일럿 시퀀스 비트들이다. 매핑의 일례는 다음에 설명될 MSK 매핑이다(도 11 참조).
일 구성에서, 파일럿 시퀀스가 다음 형태들 중 하나를 갖도록 신호 발생기가 적어도 12개의 파일럿 심벌들의 길이를 갖는 파일럿 시퀀스를 제공하는 것이 제공된다:
[0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1],
[0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1],
[0, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1],
[0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 1],
[0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1],
[0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0],
[0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0],
[0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0],
[0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0],
[0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
[0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0],
[1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0, 1],
[1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1],
[1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
[1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1],
[1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1],
[1, 0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
[1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1],
[1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
[1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0],
[1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0],
[1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0],
[1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
[1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0],
[1, 1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0],
[1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0] 또는
[1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0].
0들과 1들은 변조 이전의 파일럿 시퀀스 비트들이다. 매핑의 일례는 다음에 설명될 MSK 매핑이다(도 11 참조).
하나의 구성은 파일럿 시퀀스의 단일 또는 다수의 부분인 파일럿 시퀀스의 일부가 다음 형태들 중 하나를 갖도록 신호 발생기가 적어도 12개의 파일럿 심벌들의 길이를 갖는 파일럿 시퀀스를 제공하는 것이다:
[0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1],
[0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1],
[0, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1],
[0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 1],
[0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1],
[0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0],
[0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0],
[0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0],
[0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0],
[0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
[0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0],
[1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0, 1],
[1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1],
[1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
[1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1],
[1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1],
[1, 0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
[1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1],
[1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
[1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0],
[1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0],
[1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0],
[1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
[1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0],
[1, 1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0],
[1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0] 또는
[1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0].
0들과 1들은 각각, 변조 전의, 따라서 매핑 이전의 파일럿 시퀀스 비트들이다. 매핑의 일례는 다음에 설명될 MSK 매핑이다(도 11 참조).
따라서 송신기는 시간 오프셋들이 발생할 때 ― 예를 들어, 프래그먼트화되더라도 ― 개선된 위상 추정을 위해 파일럿 시퀀스들을 사용한다.
송신기(또는 송신기 주파수)와 수신기(또는 수신기 주파수) 사이의 위상이 결정된다. 이 위상은 신호의 송신의 기준 시점과 평가 중에 가정 또는 추정된 값으로부터 도출되는 시간 오프셋의 영향을 받는다. 예를 들어, 기준 시점은 신호 또는 신호의 파일럿 시퀀스의 파일럿 심벌이 송신되는 시점이다. 파일럿 시퀀스의 평가 중에 부정확한 값(기준 시점)이 가정 또는 추정된다면, 이는 위상의 결정에 직접적인 영향을 미친다. 따라서 송신기는 시간 오프셋이 발생할 때, 심벌마다 결정된 위상 값들을 통해 본질적으로는 평균적으로 보상되는 그러한 위상 에러들을 ― 위상의 결정의 에러들로서 ― 발생시키는 심벌들의 파일럿 시퀀스들을 갖는 신호들을 송신한다.
더욱이, 본 발명은 신호들을 송신하기 위한 방법에 의해 목적을 달성한다.
이 방법은 적어도 다음의 단계들을 포함한다:
신호들은 각각 여러 파일럿 시퀀스 심벌들을 포함하는 파일럿 시퀀스와 함께 송신된다.
파일럿 시퀀스들은 파일럿 시퀀스들이 적어도 2개의 파일럿 심벌들을 각각 갖는 적어도 2개의 심벌 그룹들을 각각 포함하도록 제공된다. 이로써, 수신기로부터 수신된 신호를 신호의 송신의 결과로서 평가할 때, 심벌 그룹들은 송신기에 의한 신호의 송신의 기준 시점과 기준 시점에 대해 평가를 위해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋에 의존하는 그리고 심벌 그룹들에 걸친 평가 중에 서로 실질적으로 상호 보상하는 위상 에러들을 발생시킨다.
송신기의 상기 구성들은 여기서 실시예들의 반복이 생략되도록 방법의 대응하는 구성들의 단계들에 의해 구현될 수 있다.
다음 구성들은 송신기가 서브파일럿 시퀀스를 각각 갖는 여러 신호들을 송신한다는 사실과 관련된다. 송신기와 수신기 사이의 위상을 결정하기 위해, 각각의 개별 신호에 대해 개별 위상 값들이 결정되고, 그 다음에 개별 위상 값들이 신호들에 걸쳐 평균된다. 이러한 이유로, 예를 들어 위상 에러들은 신호 내에서 서로를 보상하는 것이 아니라, (바람직하게는 모든) 수신된 신호들의 평가를 통해서만 보상한다. 따라서 신호들은 예를 들어, 완전한 파일럿 시퀀스를 갖는 것이 아니라 서로를 보완하여 완전한 파일럿 시퀀스를 형성하는 서브파일럿 시퀀스들만을 갖는 형태의 텔레그램 프래그먼트들이다. 여러 서브파일럿 시퀀스들에 걸친 추정은 바람직하게는, 개별 서브파일럿 시퀀스들이 코히어런트하게 송신되었고 여전히 수신기에서 코히어런트하게 수신될 수 있는 경우에만 적용될 수 있다.
따라서 상보적인 또는 대안적인 구성에 따르면, 본 발명은 여러 파일럿 심벌들을 포함하는 서브파일럿 시퀀스를 각각 갖는 적어도 2개의 신호들을 송신하도록 구성되는 송신기에 관한 것이다. 신호 발생기는 신호들의 서브파일럿 시퀀스들이 각각 적어도 2개의 파일럿 심벌들을 갖는 적어도 하나의 심벌 그룹을 갖도록 서브파일럿 시퀀스들을 제공하며, 여기서 신호들의 심벌 그룹들은 송신기에 의한 신호의 송신의 기준 시점과 기준 시점에 대해 평가를 위해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋에 의존하는 그리고 신호들에 걸친 평가 중에 서로 실질적으로 상호 보상하는 위상 에러들을 발생시킨다.
이전 구성들과 달리, 이에 따라 이 구성의 위상 에러들은 여러 신호들을 평가할 때 서로 보상한다.
일 구성에 따르면, 적어도 하나의 서브파일럿 시퀀스는 적어도 2개의 심벌 그룹들을 가지며, 이로써 심벌 그룹들은 부분적으로 겹친다.
하나의 구성은 적어도 하나의 심벌 그룹이 중간 심벌 및 2개의 측면 심벌들로 구성되는 것을 제공한다.
구성에 따르면, 송신기는 MSK 변조로부터 발생하는 서브파일럿 시퀀스들을 갖는 신호들을 송신한다.
하나의 구성은 서브파일럿 시퀀스들이 함께, 단일 또는 다중 형태로 존재하며 다음 형태들을 갖는 부분을 포함하도록 신호 발생기가 서브파일럿 시퀀스들을 제공하는 것을 제공한다:
[0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
[1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1],
[0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1] 또는
[1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0].
0들과 1들은 각각 변조 이전의 파일럿 시퀀스 비트들이다. 매핑의 일례는 다음에 설명될 MSK 매핑이다(도 11 참조).
구성에 따르면, 신호 발생기는 서브파일럿 시퀀스들이 함께, 단일 또는 다중 형태로 존재하며 다음 형태들을 갖는 부분을 포함하도록 서브파일럿 시퀀스들을 제공한다:
[0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1],
[0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1],
[0, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1],
[0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 1],
[0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1],
[0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0],
[0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0],
[0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0],
[0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0],
[0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
[0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0],
[1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0, 1],
[1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1],
[1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
[1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1],
[1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1],
[1, 0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
[1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1],
[1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
[1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0],
[1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0],
[1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0],
[1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
[1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0],
[1, 1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0],
[1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0] 또는
[1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0].
0들과 1들은 파일럿 심벌들을 생성하기 위한 변조 전의, 따라서 매핑 이전의 파일럿 시퀀스 비트들이다. 매핑의 일례는 다음에 설명될 MSK 매핑이다(도 11 참조).
따라서 앞서 언급한 구성들은 말하자면, 파일럿 시퀀스 분할에서의 위상에 대한 평균의 확장과 관련이 있다.
파일럿 시퀀스가 여러 하위 영역들로 분할된다면, 주파수 추정에서의 성능이 개선되는데, 이는 서브파일럿 시퀀스들 간의 가간섭성이 주어진다면 서브파일럿 시퀀스들 간의 차이가 주파수 추정을 위해 또한 사용될 수 있기 때문이다.
신호마다 서브파일럿 시퀀스들의 동일한 개수의 심벌들이 전송된다면, 서브파일럿 시퀀스들의 길이는 분할 파일럿 시퀀스들의 수의 계수만큼 총 파일럿 시퀀스와 관련하여 감소된다.
하나의 구성에서는 서브파일럿 시퀀스들 간의 가간섭성이 주어진다.
전체적으로, 서브파일럿 시퀀스들은 여러 서브파일럿 시퀀스들에 걸친 시간 시프트의 경우 위상 에러들의 합이 최소화되도록 정의된다.
따라서 수신기는 하나의 신호뿐만 아니라 여러 신호들로부터 위상을 결정한다.
신호 송신 방법의 하나의 구성은 적어도 다음 단계들을 포함한다:
여러 파일럿 시퀀스 심벌들을 포함하는 서브파일럿 시퀀스를 각각 갖는 적어도 2개의 신호들이 송신된다.
서브파일럿 시퀀스들은 각각의 서브파일럿 시퀀스가 적어도 2개의 파일럿 심벌들을 각각 갖는 적어도 하나의 심벌 그룹을 포함하도록 제공될 것이다.
이로써, 수신기(10)로부터 수신된 신호들을 신호들의 송신의 결과로서 평가할 때, 심벌 그룹들은 송신기에 의한 신호의 송신의 기준 시점과 기준 시점에 대해 평가를 위해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋에 의존하는 그리고 심벌 그룹들을 통한 평가 중에 서로 실질적으로 상호 보상하는 위상 에러들을 발생시킨다.
송신기의 상기 구성들은 여기서 실시예들의 반복이 생략되도록 대응하는 방법 구성들의 단계들에 의해 구현될 수 있다.
추가로, 본 발명은 수신기에 의해 목적을 달성한다.
특히, 하나의 구성에서, 수신기는 송신기의 구성과 무관하며, 특히 구성들이 위에서 설명된 송신기와 관련되지 않는다. 대안적인 구성들에서는, 수신기와 송신기가 데이터 또는 정보 통신을 위한 시스템을 형성하도록 수신기는 송신기에 의한 신호 송신의 타입에 의존한다.
수신기는 송신기에 의해 송신된 적어도 하나의 신호를 수신하도록 구성된다. 수신기는 동기화 디바이스를 포함한다. 동기화 디바이스는 수신된 신호에 기초하여 송신기와 수신기의 동기화를 실행하도록 구성된다. 수신기는 신호 평가 디바이스를 포함하며, 신호 평가 디바이스는 수신된 신호로부터 동기화 데이터를 결정하고 이를 동기화를 위해 동기화 디바이스로 송신한다.
수신기의 하나의 구성은 동기화 디바이스가 수신된 신호의 파일럿 시퀀스 또는 서브파일럿 시퀀스에서부터 시작하여 송신기와 수신기의 동기화를 실행하도록 구성되는 것을 제공한다.
일 구성에서, 파일럿 시퀀스 또는 서브파일럿 시퀀스의 심벌들에 기초하여 그리고 알려진 기준 시퀀스 또는 알려진 기준 시퀀스의 일부의 심벌들에 기초하여, 신호 평가 디바이스는 송신기에 의해 송신된 신호의 파일럿 시퀀스 또는 서브파일럿 시퀀스와 신호의 송신 결과로서 수신기에 의해 수신된 신호 간의 위상에 대한 여러(따라서 적어도 2개의) 값들을 결정한다. 위상에 대한 값들에서부터 시작하여, 신호 평가 디바이스는 위상에 대한 총 값을 결정하고 총 값을 동기화를 위해 동기화 디바이스에 송신한다.
수신기의 하나의 구성은 신호 평가 디바이스가 위상들에 대한 값들을 평균하여 위상에 대한 총 값을 결정하는 것을 제공한다.
일 구성에서, 수신기는 송신기에 의해 송신된 여러 신호들을 수신한다. 각각의 수신된 신호에서부터 시작하여, 신호 평가 디바이스는 동기화할 데이터를 결정한다. 동기화 디바이스는 수신된 신호들로부터 획득된 데이터를 동기화를 위해 함께 사용한다.
수신기의 하나의 구성은 수신기가 송신기에 의해 송신된 여러 신호들을 수신하는데, 이러한 신호들 각각은 서브파일럿 시퀀스를 포함하는 것을 제공한다. 서브파일럿 시퀀스들은 서로 보완하여 파일럿 시퀀스를 형성한다. 신호 평가 디바이스는 각각의 서브파일럿 시퀀스에 대해 개별적으로 각각의 서브파일럿 시퀀스에 기초하여 동기화 데이터를 결정한다.
일 구성에서, 수신기는 송신기에 의해 송신된 여러 신호들을 수신하는데, 이러한 신호들 각각은 서브파일럿 시퀀스를 포함한다. 서브파일럿 시퀀스들은 서로 보완하여 파일럿 시퀀스를 형성한다. 신호 평가 디바이스는 서브파일럿 시퀀스들을 병합한 다음, 병합된 서브파일럿 시퀀스들에 기초하여 동기화할 데이터를 결정한다.
수신기의 일 구성은 신호 평가 디바이스가 수신된 신호의 파일럿 시퀀스를 평가할 때, 파일럿 시퀀스를 적어도 2개의 서브파일럿 시퀀스들로 분리하고 적어도 2개의 서브파일럿 시퀀스들 각각에 대해 개별적으로 동기화 데이터를 결정하는 것을 제공한다.
일 구성에서, 신호 평가 디바이스는 수신된 신호의 파일럿 시퀀스를 평가할 때, 송신기에 의한 신호의 송신의 기준 시점과 기준 시점에 대해 평가를 위해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋을 결정한다. 이로써, 신호 평가 디바이스는 파일럿 시퀀스의 추가 평가를 위해 시간 오프셋에 적응된 기준 시퀀스의 심벌들에 액세스한다.
수신기의 일 구성은, 신호 평가 디바이스가 수신기가 수신된 신호의 서브파일럿 시퀀스를 평가할 때, 송신기에 의한 신호의 송신의 기준 시점과 기준 시점에 대해 평가를 위해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋을 결정하는 것을 제공한다. 서브파일럿 시퀀스의 추가 평가를 위해, 신호 평가 디바이스는 시간 오프셋에 적응된 기준 시퀀스의 일부의 또는 기준 시퀀스의 일부의 심벌들에 액세스하는데, 그 일부는 시간 오프셋에 적응된다.
일 구성에서, 신호 평가 디바이스는 결정된 시간 오프셋에 의해 알려진 기준 시퀀스 또는 알려진 기준 시퀀스의 일부를 시간상 시프트하여, 신호 평가 디바이스에 의해 기준 시퀀스 또는 기준 시퀀스의 일부의 적응을 실행한다.
수신기의 일 구성은 신호 평가 디바이스가 대응하게 저장된 기준 시퀀스들 또는 기준 시퀀스들의 부분들을 갖는 데이터 메모리에 액세스하여 신호 평가 디바이스에 의해 기준 시퀀스 또는 기준 시퀀스의 일부의 적응을 실행하는 것을 제공한다.
일 구성에서, 수신기는 필터 디바이스 및 스캐닝 디바이스를 포함한다.
따라서 하나의 구성은 수신된 신호들의 평가를 위한 기준 심벌들 또는 기준 시퀀스의 정정에 관한 것이다.
기준 시퀀스의 적응은 예를 들어, 수신된 신호들의 오버샘플링이 매우 작은 경우에 유리하다. 또한, 시간 오프셋은 예컨대, 필터의 효과에 의한 정정에 가능한 것보다 예를 들어, 보간에 의해 훨씬 더 정확하게 추정될 수 있다.
따라서 각각의 수신된 신호와 연관된 기준 시퀀스의 기준 심벌들은 시간 오프셋의 결정된 값만큼 시프트된다. 정정된 기준 심벌들 또는 시간 오프셋에 적응된 심벌들은 다음에 위상 에러를 추정하는 데 사용된다. 따라서 추정에서 심벌들의 시간 오프셋이 거의 완전히 억제될 수 있다. 따라서 조정된 기준 시퀀스들은 결정된 또는 예를 들어, 추정된 시간 오프셋에 따라 계산되거나 데이터 메모리, 예컨대 룩업 테이블로부터 취해진다.
더욱이, 본 발명은 수신기를 송신기와 동기화하기 위한 방법에 의해 목적을 달성한다. 일 구성에서, 동기화 방법은 송신기에 의해 송신되고 수신기에 의해 수신된 신호들을 수신하기 위한 방법의 일부이다. 이 방법은 기본적으로 송신기로부터 적어도 하나의 신호를 수신하는 단계, 동기화 데이터를 얻기 위해 신호를 평가하는 단계, 및 동기화 데이터를 사용하여 수신기를 동기화하는 단계를 포함한다.
일 구성에서, 이 방법은 적어도 다음의 단계들을 포함한다:
Figure 112019115184408-pct00004
송신기에 의해 송신된 적어도 하나의 신호가 수신기에 의해 수신된다.
Figure 112019115184408-pct00005
수신된 신호의 파일럿 시퀀스 또는 서브파일럿 시퀀스에서부터 시작하여, 송신기에 의해 수신기의 동기화가 수행된다.
하나의 구성은 송신된 신호 및 신호의 송신에 잇따라 수신기로부터 수신된 신호의 파일럿 시퀀스 또는 서브파일럿 시퀀스의 심벌들에 기초하여, 송신기에 의해 송신된 신호의 파일럿 시퀀스 또는 서브파일럿 시퀀스와 신호의 송신에 잇따라 수신기로부터 수신된 신호 간의 위상에 대해 복수의 값들이 결정되고, 위상에 대한 값들에서부터 시작하여, 위상에 대한 전체 값이 결정되어 동기화에 사용되는 것을 제공한다.
일 구성에서, 복수의 송신된 신호들이 수신되고, 동기화를 위한 데이터가 각각의 수신된 신호로부터 결정되며, 결정된 데이터가 동기화를 위해 함께 사용되는 것이 제공된다.
하나의 구성은 송신기에 의한 신호의 송신의 기준 시점과 기준 시점에 대해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋이 결정되고, 시간 오프셋에 적응된 기준 시퀀스의 심벌들로, 수신된 신호의 파일럿 시퀀스가 평가되는 것을 제공한다.
일 구성에서, 송신기에 의한 신호의 송신의 기준 시점과 기준 시점에 대해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋이 결정되고, 시간 오프셋에 적응된 기준 시퀀스의 일부의 심벌들로 또는 기준 시퀀스의 일부의 심벌들로, 수신된 신호의 서브파일럿 시퀀스가 평가되는데, 그 일부는 시간 오프셋에 적응되는 것이 제공된다.
수신기의 상기 구성들은 여기서 설명들의 반복이 생략되도록 방법의 대응하는 구성들의 단계들에 의해 실현될 수 있다.
수신기의 다음 구성들은 수신기를 송신기와 동기화하기 위한 데이터를 결정하기 위한 DFT 프로시저에 관한 것이다. 다음 구성들은 이전 구성들을 적어도 부분적으로 보완하거나 독립적인 대안들을 나타낸다.
수신기의 일 구성은 수신기가 송신기에 의해 송신된 복수의 텔레그램 프래그먼트들을 수신하도록 구성되며, 텔레그램 프래그먼트들은 각각 서브파일럿 시퀀스를 포함하고, 텔레그램 프래그먼트들은 송신기에 의해 송신된 데이터를 포함하는 텔레그램을 형성하도록 서로 보완하며, 텔레그램 프래그먼트들은 송신된 데이터를 포함하는 단일 텔레그램보다 더 짧은 것을 제공한다. 추가로, 서브파일럿 시퀀스들은 서로 보완하여 파일럿 시퀀스를 형성한다. 신호 평가 디바이스는 서브파일럿 시퀀스들에 기초하여 그리고 DFT 방법을 사용하여 송신기의 송신 주파수와 수신기의 수신 주파수 사이의 주파수 차이에 대한 값을 결정한다. 이 결정은 신호 평가 디바이스가 각각의 서브파일럿 시퀀스에 대한 결정 변수들의 값들을 결정함으로써, 신호 평가 디바이스가 서브파일럿 시퀀스들에 대한 결정 변수들의 결정된 값들을 결합하고 결합된 값들로 최대 값의 결정을 수행함으로써 실행된다. 선택적으로, 최대 값이 결정 임계치와 비교될 수 있다.
일 구성에서는, 신호 평가 디바이스가 알려진 기준 시퀀스의 동일한 수의 기준 심벌들의 공액 복소수 값들과 그리고 복소 지수 발진의 샘플들과 각각의 서브파일럿 시퀀스의 샘플들의 곱의 곱셈 값들을 형성하고 곱셈 값들을 합산하는 주파수 가설들로 지칭되는 복소 지수 발진의 복수의 주파수들에 대해 신호 평가 디바이스에 의해 각각의 서브파일럿 시퀀스에 대한 결정 변수들의 값들을 결정하는 것이 제공된다.
일 구성에 따르면, 신호 평가 디바이스는 신호 평가 디바이스가 서브파일럿 시퀀스들에 대해 결정된 결정 변수들의 값들의 양들을 더함으로써 결정 변수들의 값들을 서브파일럿 시퀀스들에 대해 함께(그러므로 서브파일럿 시퀀스들에 대해 공동으로) 서로 결합한다.
일 구성에서는, 신호 평가 디바이스가 서브파일럿 시퀀스들에 대해 결정된 결정 변수들의 값들의 실수부 및 허수부의 양들의 합을 형성함으로써 신호 평가 디바이스가 결정 변수들의 값들을 서브파일럿 시퀀스들에 대해 함께 서로 결합하는 것이 제공된다.
일 구성에 따르면, 신호 평가 디바이스는 신호 평가 디바이스가 서브파일럿 시퀀스들에 대해 결정된 결정 변수들의 값들의 크기 제곱들을 합산함으로써 결정 변수들의 값들을 서브파일럿 시퀀스들에 대해 함께 결합한다.
일 구성에서는, 신호 평가 디바이스가 서브파일럿 시퀀스들에 대해 결정된 결정 변수들의 값들의 크기 및 위상을 고려하여, 결정 변수들의 값들을 서브파일럿 시퀀스들에 대해 함께 코히어런트 결합하는 것이 제공된다.
일 구성에 따르면, 신호 평가 디바이스는 가중 계수들을 고려하여 결정 변수들의 결정된 값들을 서로 결합한다.
일 구성에서는, 신호 평가 디바이스가 서브파일럿 시퀀스들에 관련된 가중 계수들의 포함으로 결정 변수들의 결정된 값들을 결합하는 것이 제공된다.
일 구성에 따르면, 신호 평가 디바이스는 각각의 텔레그램 프래그먼트의 신호대 잡음비에 기초하여 가중 계수들을 결정한다.
일 구성에서는, 신호 평가 디바이스가 신호대 잡음비의 근에 비례하여 가중 계수들을 결정하는 것이 제공된다.
일 구성에 따르면, 신호 평가 디바이스는 각각의 텔레그램 프래그먼트의 신호대 잡음비 및 잡음 전력의 몫으로부터의 근에 비례하여 가중 계수들을 결정한다.
일 구성에서, 신호 평가 디바이스가 신호 평가 디바이스에 이용 가능한 컴퓨팅 전력의 함수로써 또는 미리 결정 가능한 관계 값에 대한 신호대 잡음비의 비율의 함수로써 또는 신호대 잡음비의 근에 비례하는 또는 각각의 텔레그램 프래그먼트의 신호대 잡음비 및 잡음 전력의 몫의 근에 비례하는 간섭 전력의 함수로써 가중 계수들을 결정하는 것이 제공된다.
일 구성에 따르면, 수신기는 송신기에 의해 송신된 복수의 텔레그램 프래그먼트들을 수신하도록 배열되며, 텔레그램 프래그먼트들은 각각 서브파일럿 시퀀스를 포함하고, 텔레그램 프래그먼트들은 송신기에 의해 송신된 데이터를 포함하는 텔레그램을 형성하도록 서로 보완하며, 텔레그램 프래그먼트들은 송신된 데이터를 포함하는 단일 텔레그램보다 더 짧고, 서브파일럿 시퀀스들은 서로 보완하여 파일럿 시퀀스를 형성한다. 신호 평가 디바이스가 각각의 서브파일럿 시퀀스에 대한 결정 변수들의 값들을 결정하고, 서브파일럿 시퀀스들에 대한 결정 변수들의 결정된 값들을 서로 결합하여, 결합된 값들로 최대 값의 결정을 실행함으로써, 신호 평가 디바이스가 서브파일럿 시퀀스들에서부터 시작하여 그리고 DFT 방법을 사용하여 송신기의 송신 주파수와 수신기의 수신 주파수 사이의 주파수 차이에 대한 값을 결정한다. 이로써, 신호 평가 디바이스는 신호 평가 디바이스가 시간 변수에 대해 최대 값 및 최대 값에 인접한 적어도 하나의 값을 결정함으로써 획득된 최대 값을 기초로 시간 오프셋에 대한 시간 추정 값을 결정함으로써, 텔레그램 프래그먼트의 송신의 기준 시점과 기준 시점에 대해 텔레그램 프래그먼트의 평가를 위해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋에 대한 시간 추정을 실행한다.
일 구성에서, 수신기가 송신기에 의해 송신된 적어도 하나의 텔레그램을 수신하도록 구성되며, 텔레그램은 파일럿 시퀀스를 포함하는 것이 제공된다. 신호 평가 디바이스는 파일럿 시퀀스에서부터 시작하여 그리고 DFT 방법을 사용하여, 신호 평가 디바이스가 파일럿 시퀀스에 대한 결정 변수들의 값들을 결정하여 최대 값의 결정을 실행함으로써, 송신기의 송신 주파수와 수신기의 수신 주파수 사이의 주파수 차이에 대한 값을 결정한다. 이로써, 신호 평가 디바이스가 시간 변수에 대해 최대 값 및 최대 값에 인접한 적어도 하나의 값을 결정함으로써 획득된 최대 값을 기초로 시간 오프셋에 대한 시간 추정 값을 결정함으로써, 신호 평가 디바이스는 텔레그램의 송신의 기준 시점과 기준 시점에 대한 텔레그램의 평가를 위해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋에 대한 시간 추정을 실행한다.
일 구성에 따르면, 최대 값 및 결정 임계치와 최대 값의 긍정 비교에 의해 결정된 최대 값에서부터 시작하여, 신호 평가 디바이스는 최대 값을 획득한다.
일 구성에서는, 신호 평가 디바이스가 최대 값 및 2개의 인접 값들로부터 추정된 시간 값을 생성하고, 2개의 인접 값들이 시간 변수에 대해 결정된 최대 값에 선행하거나 후속하는 것이 제공된다.
일 구성에 따르면, 신호 평가 디바이스는 최대 값 및 2개의 인접 값들에 대한 다항식을 결정한다. 추가로, 신호 평가 디바이스는 다항식과 연관된 극값으로부터 추정된 시간 값을 결정한다.
하나의 구성은 신호 평가 디바이스가 2차 다항식으로 보간을 실행하는 것이다.
일 구성에 따르면, 신호 평가 디바이스(12)는 다음 형태의 다항식으로 보간을 수행한다: y(x) = y0 - c(x-x0)2, 자유 파라미터들 y0, c 및 x0는 최대 값과 인접 값들을 기초로 결정된다.
변환 디바이스는 다음 함수로 보간 곡선의 최대 값을 결정하며:
Figure 112019115184408-pct00006
,
여기서 x0는 다항식의 최대치의 횡좌표 값이고, y(0)은 최대 값이며, y(-1)과 y(1)은 인접 값들이다.
y(x) = y0 - c(x-x0)2 형태의 2차 다항식은 일 구성에서 보간 함수로서 사용된다.
예를 들어, 다항식 최대치의 횡좌표 값(x0)은 (샘플링 간격(T/N)으로 정규화된) 개선된 시간 추정치를 나타낸다.
다항식 최대치의 횡좌표 값(x0)으로부터, 개선된 주파수 추정 값이 다음을 통해 계산될 수 있다:
Figure 112019115184408-pct00007
일 구성에서는, 수신기가 송신기에 의해 송신된 복수의 텔레그램 프래그먼트들을 수신하도록 구성되며, 텔레그램 프래그먼트들은 각각 서브파일럿 시퀀스를 갖고, 텔레그램 프래그먼트들은 송신기에 의해 송신된 데이터를 포함하는 텔레그램을 형성하도록 서로 보완하며, 텔레그램 프래그먼트들은 송신된 데이터를 포함하는 단일 텔레그램보다 더 짧고, 서브파일럿 시퀀스들은 서로 보완하여 파일럿 시퀀스를 형성하는 것이 제공된다.
신호 평가 디바이스는 서브파일럿 시퀀스들에서부터 시작하여 그리고 DFT 방법을 사용하여, 송신기의 송신 주파수와 수신기의 수신 주파수 사이의 주파수 차이에 대한 값을 결정한다. 이는 신호 평가기가 각각의 서브파일럿 시퀀스에 대한 결정 변수들의 값들을 결정하고, 서브파일럿 시퀀스들에 대한 결정 변수들의 결정된 값들을 결합하고, 결합된 값들로 최대 값을 결정함으로써 발생한다.
신호 평가 디바이스가 주파수 변수에 대해 최대 값 및 최대 값에 인접한 적어도 하나의 값을 결정함으로써 획득된 최대 값을 기초로 주파수 추정치를 결정함으로써 신호 평가 디바이스가 주파수 차이에 대한 주파수 추정을 실행한다.
일 구성에 따르면, 수신기는 송신기에 의해 송신된 적어도 하나의 텔레그램을 수신하도록 구성되며, 텔레그램은 파일럿 시퀀스를 포함한다. 신호 평가 디바이스는 파일럿 시퀀스에서부터 시작하여 그리고 DFT 방법을 사용하여, 신호 평가 디바이스가 파일럿 시퀀스에 대한 결정 변수들의 값들을 결정하고 최대 값의 결정을 실행함으로써, 송신기의 송신 주파수와 수신기의 수신 주파수 사이의 주파수 차이에 대한 값을 결정한다. 신호 평가기는 주파수 변수에 대해 최대 값 및 최대 값에 인접한 적어도 하나의 값을 결정함으로써 획득된 최대 값으로부터 주파수 추정을 수행함으로써 주파수 차이에 대한 주파수 추정치를 결정한다.
일 구성에서, 신호 평가 디바이스가 최대 값 및 결정 임계치와 최대 값의 긍정 비교에 기초한 최대 값을 수신하는 것이 제공된다.
구성에 따르면, 신호 평가 디바이스는 최대 값 및 2개의 인접 값들로부터 주파수 추정 값을 생성하고, 2개의 인접 값들은 주파수 변수에 대해 결정된 최대 값에 선행하거나 후속한다.
일 구성에서는, 신호 평가 디바이스가 최대 값 및 2개의 인접 값들에 대한 다항식을 결정하고, 신호 평가 디바이스가 다항식과 연관된 극값으로부터 주파수 추정 값을 결정하는 것이 제공된다.
하나의 구성은 신호 평가 디바이스가 2차 다항식으로 보간을 실행하는 것이다.
일 구성에 따르면, 신호 평가 디바이스(12)는 다음 형태의 다항식으로 보간을 실행한다: y(x) = y0 - c(x-x0)2, 자유 파라미터들 y0, c 및 x0는 최대 값과 인접 값들을 기초로 결정된다.
변환 디바이스는 다음 함수로 보간 곡선의 최대 값을 결정한다:
Figure 112019115184408-pct00008
,
여기서 x0는 다항식의 최대치의 횡좌표 값이고, y(0)은 최대 값이며, y(-1)과 y(1)은 인접 값들이다.
y(x) = y0 - c(x-x0)2 형태의 2차 다항식은 일 구성에서 보간 함수로서 사용된다.
예를 들어, 다항식 최대치의 횡좌표 값(x0)은 (샘플링 간격(T/N)으로 정규화된) 개선된 시간 추정치를 나타낸다.
다항식 최대치의 횡좌표 값(x0)으로부터, 개선된 주파수 추정 값이 다음을 통해 계산될 수 있다:
Figure 112019115184408-pct00009
일 구성에 따르면, 신호 평가 디바이스는 시간 추정 값을 결정하고, 시간 추정 값만큼 시프트된 각각의 서브파일럿 시퀀스들의 샘플들을 사용하여 또는 기준 시퀀스의 기준 심벌들을 시간 추정 값만큼 시간 시프트함으로써 결정 변수들의 값들의 재개된 결정 동안 신호 평가 디바이스에 의해 주파수 차이를 재결정하기 위해 시간 추정 값을 사용한다.
일 구성에서, 신호 평가 디바이스가 주파수 차이의 재개된 결정을 위해 각각의 서브파일럿 시퀀스들의 샘플들의 보간을 실행하는 것이 제공된다.
구성에 따르면, 주파수 차이가 재결정된 후, 신호 평가 디바이스가 주파수 변수에 대해 결정 임계치 및 인접한 적어도 하나의 값과의 긍정 비교 및 최대 값을 결정함으로써 획득된 최대 값을 기초로 주파수 추정치를 결정함으로써 신호 평가 디바이스가 주파수 차이에 대한 주파수 추정을 실행한다.
수신기의 앞서 언급한 구성들은 또한 ― 신호들을 수신하기 위한 방법의 일부로서 필요하다면 ― 동기화 방법을 위해 구현될 수 있다.
앞서 언급한 구성들에 대해 보완적 또는 대안적인 방법의 하나의 구성은 다음을 제공한다:
Figure 112019115184408-pct00010
송신기에 의해 송신된 복수의 텔레그램 프래그먼트들이 수신기에 의해 수신됨,
o 텔레그램 프래그먼트들은 각각 서브파일럿 시퀀스를 포함하고,
o 텔레그램 프래그먼트들은 송신기로부터 송신된 데이터를 포함하는 텔레그램을 형성하도록 서로 보완하며,
o 텔레그램 프래그먼트들은 텔레그램보다 더 짧고,
o 서브파일럿 시퀀스들은 서로 보완하여 파일럿 시퀀스를 형성함,
Figure 112019115184408-pct00011
수신기가 서브파일럿 시퀀스들에서부터 시작하여 송신기와 동기화됨,
o 다음에 의해 서브파일럿 시퀀스들에서부터 시작하여 그리고 DFT 방법을 사용하여 송신기의 송신 주파수와 수신기의 수신 주파수 사이의 주파수 차이에 대한 값이 결정됨:
■ 각각의 서브파일럿 시퀀스에 대한 결정 변수들의 값들을 결정함으로써,
■ 모든 서브파일럿 시퀀스들에 걸쳐 결정 변수들의 결정된 값들을 결합함으로써, 그리고
■ 결합된 값들로 최대 값을 결정함으로써.
하나의 구성은 송신기에 의해 송신된 복수의 텔레그램 프래그먼트들이 수신기에 의해 수신되고, 텔레그램 프래그먼트들은 각각 서브파일럿 시퀀스를 포함하고, 텔레그램 프래그먼트들은 송신기에 의해 송신된 데이터를 포함하는 텔레그램을 형성하도록 서로 보완하며, 텔레그램 프래그먼트들은 텔레그램보다 더 짧고, 서브파일럿 시퀀스들은 서로 보완하여 파일럿 시퀀스를 형성하는 것을 제공한다.
서브파일럿 시퀀스들에서부터 시작하여, 수신기가 송신기와 동기화된다. 서브파일럿 시퀀스들에서부터 시작하여 그리고 DFT 방법을 사용하여, 각각의 서브파일럿 시퀀스에 대한 결정 변수들의 값들을 결정함으로써, 모든 서브파일럿 시퀀스들에 대한 결정 변수들의 결정된 값들을 서로 결합함으로써, 그리고 결합된 값들로 최대 값을 결정함으로써 송신기의 송신 주파수와 수신기의 수신 주파수 사이의 주파수 차이에 대한 값이 결정된다. 신호 평가 디바이스가 시간 변수에 대해 최대 값 및 최대 값에 인접한 적어도 하나의 값을 결정함으로써 획득된 최대 값에서부터 시작하여 시간 오프셋에 대한 시간 추정치를 결정함으로써, 텔레그램 프래그먼트의 송신의 기준 시점과 기준 시점에 대해 텔레그램 프래그먼트의 평가를 위해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋에 대한 시간 추정이 실행된다.
하나의 구성은 송신기에 의해 송신된 적어도 하나의 텔레그램이 수신기에 의해 수신되며, 텔레그램은 파일럿 시퀀스를 포함하고, 파일럿 시퀀스에서부터 시작하여, 수신기가 송신기와 동기화되며, 파일럿 시퀀스에서부터 시작하여 그리고 DFT 방법을 사용하여, 파일럿 시퀀스에 대한 결정 변수들의 값들을 결정함으로써, 결정된 값들로 최대 값의 결정을 실행함으로써 송신기의 송신 주파수와 수신기의 수신 주파수 사이의 주파수 차이에 대한 값이 결정되고, 신호 평가 디바이스가 시간 변수에 대해 최대 값 및 최대 값에 인접한 적어도 하나의 값의 결정에 의해 획득된 최대 값에서부터 시작하여 시간 오프셋에 대한 시간 추정 값을 결정함으로써, 텔레그램 프래그먼트의 송신의 기준 시점과 기준 시점에 대해 텔레그램 프래그먼트의 평가를 위해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋에 대한 시간 추정이 실행되는 것이다.
하나의 구성은 송신기에 의해 송신된 복수의 텔레그램 프래그먼트들이 수신기에 의해 수신되고, 텔레그램 프래그먼트들은 각각 서브파일럿 시퀀스를 포함하고, 텔레그램 프래그먼트들은 송신기에 의해 송신된 데이터를 포함하는 텔레그램을 형성하도록 서로 보완하며, 텔레그램 프래그먼트들은 텔레그램보다 더 짧고, 서브파일럿 시퀀스들은 서로 보완하여 파일럿 시퀀스를 형성하며, 수신기가 서브파일럿 시퀀스들에서부터 시작하여 송신기와 동기화되는 것을 제공한다. 서브파일럿 시퀀스들에서부터 시작하여 그리고 DFT 방법을 사용하여, 각각의 서브파일럿 시퀀스에 대한 결정 변수들의 값들을 결정함으로써, 모든 서브파일럿 시퀀스들에 대한 결정 변수들의 결정된 값들을 서로 결합함으로써, 그리고 결합된 값들로 최대 값을 결정함으로써 송신기의 송신 주파수와 수신기의 수신 주파수 사이의 주파수 차이에 대한 값이 결정된다. 주파수 변수에 대해 최대 값 및 최대 값에 인접한 적어도 하나의 값을 결정함으로써 획득된 최대 값으로부터 신호 평가 디바이스의 주파수 추정치를 결정함으로써 주파수 차이에 대한 주파수 추정이 실행된다.
하나의 구성은 송신기에 의해 송신된 적어도 하나의 텔레그램이 수신기에 의해 수신되며, 텔레그램은 파일럿 시퀀스를 갖는 것이다. 파일럿 시퀀스에서부터 시작하여, 수신기가 송신기와 동기화된다. 파일럿 시퀀스에서부터 시작하여 그리고 DFT 방법을 사용하여, 파일럿 시퀀스에 대한 결정 변수들의 값들을 결정함으로써, 결정된 값들로 최대 값을 결정함으로써 송신기의 송신 주파수와 수신기의 수신 주파수 사이의 주파수 차이에 대한 값이 결정된다. 주파수 변수에 대해 최대 값 및 최대 값에 인접한 적어도 하나의 값을 결정함으로써 획득된 최대 값으로부터 신호 평가 디바이스의 주파수 추정치를 결정함으로써 주파수 차이에 대한 주파수 추정이 실행된다.
수신기의 상기 구성들은 여기서 설명들의 반복이 생략되도록 방법의 대응하는 구성들의 단계들에 의해 실현될 수 있다.
수신기는 수신기의 설계에 따라, 프래그먼트화된 송신의 경우, 이에 따라 "텔레그램 분할"에서의 텔레그램들의 프래그먼트화의 경우, 주파수 추정을 위한 방법을 사용한다.
일 구성에서, 주파수 추정을 위한 DFT 방법이 이에 따라 텔레그램 분할로 확장된다.
일 구성에서, 개별 텔레그램 프래그먼트들에 사용되는 DFT 이후 그리고 이에 따라 모든 텔레그램 프래그먼트들과 관련된 최대 값 검색 전에 결합이 이루어진다.
일 구성에서, 주파수 가설들을 통한 최대 값 검색 이전 결과들을 결합하기 위해 각각의 텔레그램 프래그먼트에 DFT까지 그리고 DFT를 포함하는 DFT 방법의 신호 처리가 적용된다. 이로써, 추가 처리는 결합된 값들에 기초한다.
이 결합의 이점은 상당한 잡음 억제이며, 이는 추정된 주파수 및 시간을 크게 향상시킨다.
일 구성에서, 개별 결과들, 예컨대 크기들 또는 크기 제곱들의 가중 가산에 의해 결합들이 일어난다.
상이한 구성들에서, 결정 변수들의 각각의 개별적으로 결정된 값들의 가중 가산은 다음의 가산에 의해 실행된다:
Figure 112019115184408-pct00012
크기들,
Figure 112019115184408-pct00013
실수부 및 허수부의 크기들의 합, 또는
Figure 112019115184408-pct00014
크기 제곱들.
수학적으로, 구성들은 다음과 같이 공식화될 수 있다:
d i,n [k]가 제n 프래그먼트의 DFT 이후 제k 샘플링 시간의 (i = 0, 1, …, NDFT-1에 대한) 결정 변수들임을 고려한다.
그러면 다음이 적용된다:
크기들의 가산:
Figure 112019115184408-pct00015
(5)
크기들(Re, Im)의 가산:
Figure 112019115184408-pct00016
(6)
크기 제곱들의 가산:
Figure 112019115184408-pct00017
(7)
일 구성에서, 심벌 그리드는 모든 송신된 프래그먼트들의 지속기간에 걸쳐 일정하게 유지되고 (예컨대, 심벌 간격들의 수로) 프래그먼트들 사이의 거리가 수신기에 알려지는 것이 제공된다. 이 경우, (프래그먼트의 시작에서부터 카운트되는) 각각의 텔레그램 프래그먼트의 제k 샘플들은 서로 대응한다. 더욱이, 하나의 구성에서 주파수 저장이 모든 프래그먼트들의 지속기간에 걸쳐 크게 변하지 않는 것이 제공된다.
일 구성에서, 코히어런트 결합, 즉 결정 변수의 결정된 값의 양 및 위상에 따른 결합이 발생한다. 이것은 반송파 위상이 텔레그램 프래그먼트마다 동일하게 유지된다면, 즉 텔레그램 프래그먼트들에 의해 가간섭성이 제공되어야 한다면 특히 그러하다.
결정 변수들의 값들의 가산을 위한 가중 계수들의 선택은 일부 구성들에서 더 상세히 지정된다.
일 구성에서, 상기 가중 계수들(cn)은 제n 텔레그램 프래그먼트의 추정된 신호대 잡음 전력비(SNRn)로부터의 근에 비례하여 선택되며, 여기서 하나의 구성에서의 추정된 SNR은 또한 이용 가능한 임의의 간섭 신호들의 전력을 포함한다. 이것은 안테나 다이버시티를 위한 최대 비 결합(MRC: Maximum Ratio Combining)에 대응한다.
개별 프래그먼트들마다 다를 수 있는 간섭 전력들의 경우, 하나의 구성은 가중 계수들이 제n 텔레그램 프래그먼트의 추정된 SNR 대 추정된 잡음 전력(PN)의 비(SNRn/PNn)로부터의 근에 비례하여 설정되는 것을 제공한다.
가중 계수들의 선택은 결합 이후 결정 변수의 SNR을 최대화한다.
대안으로, 상기 가중 계수들(cn)은 1로 설정된다. 이것은 안테나 다이버시티를 위한 잘 알려진 동등 이득 결합(EGC: Equal Gain Combining)에 대응한다.
하나의 구성은 추정된 파라미터 값들의 개선을 나타낸다.
일 구성에서, 이로써 시간 추정은 보간에 의해 개선된다.
시간 추정의 정확도를 높이기 위해, 최대 값(따라서 |di[k0]|), DFT 방법에서 시간 인덱스(k0)의 결정 이전 값(따라서 |di[k0-1]|) 그리고 이후 값(따라서 |di[k0+1]|) 사이의 보간에 의해 시간 추정을 개선하는 것이 제공된다.
2개의 이웃하는 값들은 최대 값과 동일한 주파수 인덱스, 즉 i = i0[k0]를 가져야 한다.
y(x) = y0 - c(x-x0)2 형태의 2차 다항식은 일 구성에서 보간 함수로서 사용된다.
일 구성에서, 자유 파라미터들 y0, c 및 x0는 다항식이 3개의 값들 y(-1) = |di[k0-1]|, y(0) = |di[k0]| 그리고 y(1) = |di[k0+1]|로 열거되도록 결정된다.
다항식 최대치의 횡좌표 값(x0)은 (샘플링 간격(T/N)으로 정규화된) 개선된 시간 추정치를 나타낸다. 주어진 3개의 y 값들로부터 다음과 같이 계산될 수 있다:
Figure 112019115184408-pct00018
.
대안적인 또는 보완적인 구성에서, 주파수 추정은 보간에 의해 개선된다.
주파수 추정의 정확도를 높이기 위해, 하나의 구성은 시간 인덱스(k0)를 결정한 후 위치(i0)에서의 최대 값(따라서
Figure 112019115184408-pct00019
), i0-1에 대한 값(따라서
Figure 112019115184408-pct00020
) 그리고 i0+1에 대한 값(따라서
Figure 112019115184408-pct00021
) 사이의 보간에 의해 주파수 추정을 개선하는 것을 제공한다.
2개의 이웃하는 값들은 최대 값이 결정된 동일한 DFT로부터 발생해야 한다. 이는 k0 시점의 DFT이다.
일 구성에서, y(x) = y0 - c(x-x0)2 형태의 2차 다항식이 보간 함수로서 사용된다. 이는 시간 추정을 개선하기 위해 설명한 바와 같이 앞서 언급한 다항식에 대응한다.
자유 파라미터들 y0, c 및 x0는 다항식이 3개의 값들 y(1) =
Figure 112019115184408-pct00022
, y(-1) =
Figure 112019115184408-pct00023
, y(0) =
Figure 112019115184408-pct00024
로 정확히 열거되도록 결정된다.
다항식 최대치의 횡좌표 값(x0)으로부터, 개선된 주파수 추정 값이 다음을 통해 계산될 수 있다:
Figure 112019115184408-pct00025
(8)
x0 값은 공식(8)에 따라 주어진 3개의 y 값들로부터 계산될 수 있다.
일 구성에서, 추정된 값들을 개선하기 위한 다음의 일련의 측정들이 제공된다.
시간 및 주파수 추정을 최적화하기 위해, 일 구성에서는 N = 2의 오버샘플링 계수로 작업하는 것 그리고 지정된 순서로 다음 동작들을 수행하는 것이 제공된다.
1. 앞서 설명한 바와 같은 시간 범위 내 보간. 하나의 결과는 시간 추정치(
Figure 112019115184408-pct00026
)이다.
2. 심벌 클록에서 신호 x(t)의 L개의 새로운 샘플들의 대략적인 계산, 여기서 샘플링 시간들은 원래의 시간과 관련하여
Figure 112019115184408-pct00027
만큼 시프트된다. 이는 기존 샘플들(x[k-LN-1], x[k-LN], …, x[k+2])의 보간 필터링에 의해 편리하게 이루어진다.
Figure 112019115184408-pct00028
하나의 구성에서는 4개의 계수들을 갖는 FIR 필터가 보간 필터로서 사용된다. 경험은 이것이 2배(2-fold) 오버샘플링으로 충분한 정확도를 제공함을 보여주었다.
Figure 112019115184408-pct00029
필터 계수들을 계산하기 위해, 평균 제곱 에러를 최소화하는 방법(최소 평균 제곱 에러 = MMSE(Minimum Mean Square Error))이 사용되며, 수신 필터의 임펄스 응답과 변조 펄스의 컨볼루션이 계산 단위로서의 역할을 한다. 수신 필터로서 정합 필터를 사용하면, 이는 변조 펄스의 AKF이다.
Figure 112019115184408-pct00030
필터 계수들은 시간 추정 가설들의 충분히 세밀한 그리드(예컨대, 0.01T 그리드)에 대해 선험적으로 계산되어 저장될 수 있다. 시간 가설이 현재 추정된 시간(
Figure 112019115184408-pct00031
)과 가장 가까운 필터가 각각의 경우에 사용된다.
3. 이전 단계에서 보간된 샘플들을 기반으로 한 결정 변수(di[k0])의 재계산. 이로써, 상이한 DFT 길이가 선택될 수 있다.
Figure 112019115184408-pct00032
DFT의 3개의 출력 값들만 관심이 있기 때문에, 이는 DFT 길이를 유지하면서, 주파수들(
Figure 112019115184408-pct00033
,
Figure 112019115184408-pct00034
,
Figure 112019115184408-pct00035
)로 이를 3개의 복소 지수 발진들의 샘플들과 3회 곱함으로써 대체될 수 있다.
4. 앞서 설명한 바와 같은 주파수 범위 내 다항식 보간. 하나의 결과는 주파수 추정치(
Figure 112019115184408-pct00036
)이다.
5. 추정된 값들을 추가로 개선하기 위해, 보다 조밀한 주파수 그리드에 있는 값들을 사용하여 다음에 추가 구성에서 2차 다항식 보간이 실행된다. 이를 위해, DFT 입력 값들에 주파수들(
Figure 112019115184408-pct00037
,
Figure 112019115184408-pct00038
,
Figure 112019115184408-pct00039
)로 3개의 복소 지수 발진들의 샘플들과 3회 곱해져야 하며, 여기서는
Figure 112019115184408-pct00040
가 선택되어야 한다.
일 구성에서 다음이 적용된다:
Figure 112019115184408-pct00041
.
단계 3 내지 단계 5에 대한 대안으로서, 나머지 주파수 오프셋의 직접 추정을 위한 프로시저가 하나의 구성에서 사용된다. 이것은 예를 들어, Louise 및 Reggiannini에 따른 방법이다.
이를 위해, 다음 단계들만이 요구된다:
3. 다음에 따른 L개의 값들의 계산
Figure 112019115184408-pct00042
l = 0, 1, 2, …, L-1의 경우, (9)
여기서 샘플들 x[.]는 제2 단계로부터의 보간된 값들이다. 주파수(v 0T)와 복소 지수 발진의 곱은 주파수(v 0T)에 의한 주파수 정정에 대응한다.
4. 공식(9)으로부터의 값들을 이용한 공식(2) 및 공식(4)에 따른 계산들의 실행. 다음에, 전체 주파수 오프셋에 대해 추정된 값은 공식(4)으로부터의 추정된 값과 v 0T의 합으로부터 계산된다.
더욱이, 본 발명은 앞서 논의된 구성들 중 하나에서의 적어도 하나의 송신기 그리고 앞서 논의된 구성들 중 하나에서의 적어도 하나의 수신기를 포함하는 신호 송신 시스템에 관한 것이다.
마지막으로, 본 발명은 상기 구성들 중 하나에 따라 상기 방법을 실행하기 위한 프로그램 코드를 갖는 컴퓨터 프로그램에 관한 것이다.
상세하게는, 송신기, 수신기, 시스템 및 해당 방법들을 구성하고 추가로 개발할 많은 가능성들이 있다. 이를 위해, 한편으로는 청구항들에 대해 그리고 다른 한편으로는 도면과 함께 실시예들의 다음 설명에 대해 참조가 이루어진다.
도 1은 시간 및 주파수 추정을 위한 신호 처리의 개략적인 표현을 도시한다.
도 2는 양수로 매핑된 3개의 심벌들에 대한 MSK 기저대역 신호의 표현을 도시한다.
도 3은 이상적인 시간 오프셋을 가진 MSK 기저대역 신호의 표현을 도시한다.
도 4는 음의 시간 오프셋을 가진 MSK 기저대역 신호의 표현을 도시한다.
도 5는 시간 오프셋에 대한 정합 필터링 후 심벌 진폭의 과정을 도시한다.
도 6은 정합 필터링 및 기준 심벌의 공액 복소수에 의한 곱셈 후 시간 오프셋에 대해 도 5에서 고려된 심벌의 위상 오프셋 과정을 도시한다.
도 7은 3개의 심벌들에 대한 MSK 기저대역 신호의 표현을 도시하며, 마지막 심벌은 음으로 매핑된다.
도 8은 시간 오프셋에 대한 정합 필터링 후 도 7로부터의 심벌 진폭의 과정을 도시한다.
도 9는 정합 필터링 및 기준 심벌의 공액 복소수에 의한 곱셈 후 시간 오프셋에 대해 도 8에서 고려된 심벌의 위상 오프셋 과정을 도시한다.
도 10은 송신기 및 수신기를 가진 통신 시스템의 개략적인 표현을 도시한다.
도 11은 사용된 변조의 일례의 개략적인 표현을 도시한다.
도 12는 2차 다항식에 의한 보간의 설명을 도시한다.
텔레그램 분할(예컨대, DE 10 2011 082 098 A1 참조)을 사용하여, 송신될 데이터가 하나의 데이터 패킷으로 송신되는 것이 아니라, 여러 데이터 패킷들이 생성되며, 이들은 서로 다른 주파수들로 그리고 서로 다른 시점들에 송신될 수 있다. 따라서 하나의 텔레그램으로부터 여러 개의 텔레그램 프래그먼트들이 생성된다. 각각의 텔레그램 프래그먼트는 송신기와 수신기 사이의 동기화에 사용되는 파일럿 시퀀스를 갖는다. 파일럿 시퀀스는 하나의 구성에서는 동일하고 다른 구성에서는 상이하다.
파일럿 시퀀스는 (파일럿 심벌들 또는 여기 본문에서는 파일럿 시퀀스 심벌들로도 또한 지칭되는) L개의 변조 심벌들 중 다수로 구성되며 대개는 텔레그램의 시작(프리앰블)에 또는 중간(미드앰블)에서 콤팩트하게 송신된다. 대안으로, 파일럿 시퀀스는 또한 데이터 심벌들 사이에 임의로 흩어질 수 있다. 파일럿 심벌들을 데이터 심벌들과 동일한 변조 알파벳(예컨대, 다중 위상 시프트 변조(M-PSK: multiple phase-shift keying) 또는 M-ary 직교 진폭 변조(M-QAM: M-ary Quadrature Amplitude Modulation))로부터 취하는 것이 흔한 일이다. 파일럿 심벌들은 사전에 수신 측에 알려지거나 적절하게 저장된다.
수신기들에서는, 수신 신호를 대역 통과 필터링 후 기저대역으로 믹싱하고 이를 아날로그-디지털 변환기(ADC: analog-to-digital converter)를 사용하여 시간상 등거리로 샘플링하고 양자화하는 것이 흔히 있는 일이다. 각각의 샘플링된 값은 복소수 값이며 실수부와 허수부로 구성된다. 샘플링은 이로써 적어도 심벌 클록에서 또는 대체로 심벌 클록의 정수배(오버샘플링)로 실행된다.
동기화에 필요한 시간 추정 및 주파수 추정을 위해, 다음에 설명되는 몇 가지 방법들이 알려져 있다.
DFT 방법:
[9]에서, 큰 주파수 오프셋들에도 또한 적합한 방법이 설명된다. 주파수 오프셋은 송신 신호의 반송파 주파수와 수신 필터의 중심 주파수 간의 주파수 차이이다. 필수 신호 처리 단계들이 도 1에 예시된다.
이로써, T는 심벌 간격이고 또는 1/T는 심벌 레이트이다. N은 오버샘플링 계수이고 k*T/N은 제k 샘플링된 값의 시간을 지정한다. 파일럿 심벌들은 a[0], a[1], …, a[L-1]로 표기되며, 여기서 a[0]이 처음에 송신되고 a[L-1]이 마지막으로 송신된다. 위첨자 문자 *는 공액 복소수 값이 사용됨을 나타낸다. 지연 엘리먼트는 z-N으로 식별되며, 여기서 지연은 N개의 샘플들이다. 더욱이, W는 다수의 샘플링된 값들에서 최대 값 검색을 위한 윈도우 길이이다.
둥근 괄호 안의 시간 변수들은 항상 시간 연속적인데, 예컨대 r(t)는 시간 연속 수신 신호를 지정한다. 이에 반해, 대괄호 안의 시간 변수들은 시간 이산적이며 보통은 샘플들의 연속적인 넘버링을 나타낸다. 예를 들어, x [k]는 수신 필터 뒤의 (시간 연속) 신호 x(t)의 제k 값을 지정한다.
신호 r(t)로부터 신호 x(t)를 생성하는 수신 필터 뒤에, 신호는 심벌당 N개의 값들로 시간상 등거리로 샘플링되고 양자화된다. 각각의 시간(k)에서, L개의 샘플들이 심벌 간격(즉, 모든 각각의 제N 샘플)으로 취해지고 먼저 L개의 공액 복소 파일럿 심벌들이 곱해진다. 이들은 복소 지수 발진의 샘플들이 곱해진 다음 합산된다. 마지막 프로시저는 이 발진의 서로 다른 주파수들에 대해 여러 번 실행되는데, 이는 주파수 가설들이라 한다. 등거리 주파수 가설들의 경우, 이는 L개의 곱들(x[k]a*[L-1], x[k-N]a*[L-2] 내지 x[k-(L-1)N]a*[0])의 이산 푸리에 변환(DFT: discrete Fourier transformation)에 대응한다.
L이 2의 거듭제곱이라면, DFT는 알려진 고속 푸리에 변환(FFT: fast Fourier transformation) 알고리즘으로 특히 효율적으로 실행될 수 있다. L이 2의 거듭제곱이 아니라면, DFT 길이는 2의 다음 더 높은 거듭제곱으로 반올림되고, FFT가 적용될 수 있도록 해당하는 수의 0들이 L개의 값들에 추가된다. 주파수 추정의 정확도를 높이기 위해, L개의 FFT 입력 값들이 임의의 수의 추가 0들로 보완될 수 있다.
각각의 주파수 가설은 di[k]로 식별된 복소수 값을 산출하며, 이는 결정 변수로 지칭된다. 인덱스(i)는 제i 주파수를 나타낸다. 각각의 시간 단계(k)에 대해, |di[k]| 양의 최대치가 모든 주파수 인덱스들(i)에 대해 결정된다. 최대치에 속하는 주파수 인덱스는 i0으로 식별된다. 이 최대치가 결정 임계치(dthr)보다 크다면, (대안으로 트레이닝 시퀀스로도 또한 지칭되는) 파일럿 시퀀스가 인식되는 것으로 간주된다. 연관된 시간 인덱스는 k'로 식별된다. 최대치가 결정 임계치 위에 있는 긍정적인 경우, k'는 이에 따라 k와 동일하게 설정된다. 부정적인 경우, k는 증가된다(k는 k + 1이 된다(도 1)). 결정 임계치와의 비교는 각각의 경우에 선택적이다.
보다 정확한 시간 추정을 위해서는 수신된 신호의 추가 분석이 필요하다고 알려져 있다.
추가 처리는 다음과 같다:
시간(k’)에 그리고 각각의 다음 시간(k')에 대한 결정 변수들이 분석되고, 주어진 지속기간의 시간 윈도우 내의 최대량이 결정된다. 이 최대치에 속하는 시간 인덱스는 k0으로 식별된다.
인덱스 i0[k0]에 속하는 주파수는 이미 주파수 오프셋의 대략적 추정치를 나타낸다. 이는 v 0으로 식별되며 다음과 같이 주어진다:
Figure 112019115184408-pct00043
(1)
가산성 가우시안 장애들의 경우, DFT 방법이 최대 우도 추정 측면에서 최적이다. 이는 심벌 레이트의 거의 절반까지의 주파수 오프셋에 적용할 수 있다. 추정 정확도는 본질적으로 오버샘플링 계수(N) 및 DFT 길이(NDFT)로 제한된다. 큰 N 및 큰 NDFT의 경우, 시간과 주파수 모두에 대한 평균 제곱 추정 에러는 이론적으로 달성 가능한 한계(Cramer-Rao 장벽)에 가깝게 된다. 이 방법은 임의의 파일럿 시퀀스들에 사용될 수 있다.
Luise 및 Reggiannini에 따른 주파수 추정:
Luise 및 Reggiannini에 따른 추정기는 다음의 값들을 기초로 한다:
Figure 112019115184408-pct00044
λ = 0, 1, …, Λ의 경우 (2)
여기서
z[l] = x[k-(L-1-l)N]a*[l] (3)
주파수 추정치는 다음으로부터 발생한다:
Figure 112019115184408-pct00045
(4)
추정기는 다음의 특징들을 갖는다:
Figure 112019115184408-pct00046
사용 가능한 추정 범위 내에서, 이는 또한 스펙트럼 잡음 전력 밀도로서 낮은 ES/N0― 따라서 신호대 잡음비의 측정치로서 심벌당 에너지 ―에 대해 편향되지 않는다.
Figure 112019115184408-pct00047
Λ = L/2 그리고 ES/N0 > 0㏈에 대해, 추정기는 Cramer Rao 장벽에 가깝고, 주파수 오프셋에 대해서는 Cramer Rao 장벽에서 정확히 0이다. 이는 최적으로서 설명될 수 있다.
Figure 112019115184408-pct00048
추정치들의 범위는 다음으로 제한된다:
Figure 112019115184408-pct00049
.
단점은 적용 전에 충분히 정확한 시간 동기화가 필요하다는 것이다. 다른 단점은 제한된 추정 범위로 인해 이 방법이 큰 주파수 대역들에 적합하지 않다는 것이다.
위상 추정은 아래에서 설명되는 바와 같이 개선될 수 있다.
코히어런트 수신기들에서 데이터 지원 위상 시프트 추정을 위해, 송신되는 패킷에 존재하는 동기화 심벌들이 일반적으로 사용된다. 따라서 파일럿 시퀀스들의 파일럿 심벌들이 사용된다. 수신된 심벌들의 위상들은 예상된 위상들(기준 심벌들)과 비교된다. 이 둘 사이의 차이는 위상 시프트를 야기한다. 잡음 감소를 위해, 예를 들어 여러 심벌들에 대한 평균이 실행된다.
이러한 위상 추정의 일례는 최대 우도 추정기([6] 참조)이다.
이 추정기는 정확한 송신 시간이 알려진다면 유용한 결과들을 달성한다. 그러나 이는 대개 이전 추정치에서 결정되며, 여기서 잡음 및 다른 영향들이 변동들을 야기한다. 추가로, 컴퓨팅 전력의 한계들로 인해, 충분히 정확한 시간 추정을 하는 것이 항상 가능한 것은 아니다.
따라서 수신 심벌들은 위상 추정에 포함되어 이를 악화시키는 잔여 시간 오프셋을 포함한다. 잔여 시간 오프셋 또는 일반적인 시간 오프셋은 위상 에러를 야기하는데, 위상 에러는 수신기의 수신 주파수와 송신 주파수 사이의 관심 위상에 추가되며 따라서 평가를 손상시킨다.
이하에서는, 위상 추정의 개선을 야기하는 구성들이 설명된다. 주파수 추정치가 인접 심벌들의 위상 차들을 기반으로 하는 경우, 개선된 주파수 추정치에도 구성들이 또한 적용된다.
(예컨대, 정합 필터링 및 후속 서브샘플링에 의한) 심벌 복구 동안, 시간 오프셋이 또한 적어도 하나의 이웃하는 심벌들의 일부를 결과에 도입한다. 이 현상은 아래에서 MSK 변조를 사용하여 설명된다. 매핑은 예를 들어, 파일럿 시퀀스 비트들을 파일럿 시퀀스들의 실제 심벌들에 매핑하는 역할을 한다.
예시를 단순화하기 위해, 다음 그래픽들은 각각 3개의 심벌들만을 포함한다. 중간 심벌은 검사될 심벌을 나타내고 다른 두 심벌들은 이전 또는 후속 심벌을 나타낸다.
도 2는 3개의 심벌들로 MSK 기저대역 신호를 도시한다. 검사될 심벌뿐만 아니라 이전 및 다음 심벌이 양의 진폭으로 매핑되었다. 따라서 이는 중간 심벌과 2개의 측면 심벌들이다. 곡선 a는 신호의 실수부를 나타내고 곡선 b는 허수부를 나타낸다. 진폭은 x 축 상의 샘플링 시간들의 시간을 기준으로 y 축 상에 표시된다.
다음에, 실수부 상에서 전달되는 중간 심벌에 대한 위상의 영향이 검사된다. 다른 2개의 측면 심벌들(이전 및 다음 심벌)은 MSK 규칙에 따라, 송신될 심벌이 생성될 때의 매핑의 일례로 허수부로 전달된다.
정합 필터를 사용하여 수신기에서 심벌 복구가 발생하며, 이는 신호와 곱해진 다음 전체 심벌에 대해 합산된다. 도 3은 정합 필터의 길이(더 진한 곡선 c)를 도시한다. 필터는 전체 중간 심벌 위로 확장된다. 따라서 도 3은 시간 오프셋이 발생하지 않는 이상적인 경우를 예시한다.
특수한 MSK 변조로 인해, 정합 필터링 중에 소위 심벌 간 간섭(ISI: Intersymbol Interference, [7] 참조)이 삽입되어 심벌들을 재구성한다. 심벌 크로스토크가 알려져 있으며 위상 차들을 계산할 때 고려될 수 있다.
심벌 복구를 위해, 도시된 영역 내의 데이터가 그에 따라 절단되고 정합 필터(최적 필터) 또는 근사치와 곱해진다. 심벌은 (연속 경우에는) 적분 또는 (불연속 경우에는) 합산으로부터 발생한다.
도 3으로부터의 재구성된 심벌이 송신 심벌(또는 수신기에 이용 가능한 기준 심벌)과 비교된다면, 두 심벌들 사이에 위상 시프트가 없다는 것이 명백해진다.
그러나 시간 오프셋이 발생한다면, 정합 필터의 윈도우가 옮겨진다. 도 4는 정확한 시간이 가정된 시간 이후에 있는 음의 시간 오프셋에 대해 이를 도시한다. 따라서 심벌의 시작이 너무 일찍 가정된다. 위상 결정을 위해, 시간 오프셋은 이에 따라 위상의 실제 결정에서 추가 에러로서 위상 에러를 야기한다.
시간 오프셋으로 인해, 선행하는 측면 심벌의 더 많은 에너지 및 실제로 관심 있는 중간 심벌의 더 적은 에너지가 중간 심벌의 재구성으로 흐른다. 따라서 이 값은 예상 목표 값에서 벗어난다. 그러나 수신된 값이 예상 값에서 벗어난다면, 이 편차는 위상 추정에 에러를 야기한다.
마찬가지로, 이는 실제 심벌이 가정된 시간 이전에 시작되는 양의 시간 오프셋에 적용된다. 그러나 이것은 중간 심벌 다음에 있는 측면 심벌의 영향을 증가시킨다.
도 5는 서로 다른 시간 오프셋들에서 심벌 재구성의 결과들의 과정을 도시한다. 중간은 이상적인 시간을 나타낸다. 진폭은 심벌 길이들에서 시간 오프셋(또는 대안으로 타이밍 에러로 지칭됨)을 기준으로 y 축 상에 표시된다. 실수부(R) 및 허수부(I)가 적용된다.
도 5는 이상적인 시간에 이웃 심벌들(따라서 도 2의 예에서는 측면 심벌)의 영향이 가장 작음을 보여준다. 시간 오프셋이 증가함에 따라, 이웃 심벌들의 영향이 증가하는데, 즉 이 예에서는 MSK 변조로 허수부의 진폭이 증가한다.
정합 필터링 후에 수신 심벌(따라서 이 경우, 중간 심벌)이 송신 심벌(따라서 기준 심벌 또는 기준 시퀀스의 연관된 심벌)의 복소 공액에 곱해진다면, 수신된 신호의 파일럿 시퀀스의 3개의 심벌들의 조합의 고려된 중간 심벌과 기준 심벌 사이의 위상 오프셋이 획득된다.
도 6은 시간 오프셋 위의, 도 5와 연관된 심벌에 대한 위상 오프셋을 도시한다. 이 심벌 성상도에서, 위상 오프셋― 따라서 시간 오프셋으로 인한 결과적인 위상 에러들 ―은 항상 양수이다. 그러나 그 양은 시간 오프셋의 양에 좌우된다.
이전 설명들은 정합 필터링 결과 그리고 이에 따라 또한 시간 오프셋들에 대한 위상 에러가 이전 심벌 및 다음 심벌― 따라서 예에서 고려되는 중간 심벌의 측면에 있는 심벌들 ―에 좌우됨을 보여준다.
이를 완전히 결정하기 위해, 정합 필터링의 결과는 다른 심벌 성상도에 대한 시간 오프셋 하에서 재계산되었다. 보이게 될 심벌은 또한 양의 진폭으로 다시 매핑되었지만, 2개의 측면 심벌들은 서로 다른 진폭들을 갖는다. 복소 기저대역 신호와 서로 다른 시간 오프셋들에 따른 정합 필터링의 결과가 도 7과 도 8에 도시된다.
도 7은 샘플링 레이트들에서 시간에 대한 3개의 심벌들(b, a, b)의 진폭을 도시한다. 2개의 측면 심벌들(b)은 중간 심벌(a)을 포함한다. 선택된 성상도에서 이 MSK 신호에서는, 중간 심벌을 갖는 측면 심벌들로 인해 이상적인 샘플링 시간에 심벌 간 간섭(ISI)이 발생하지 않는다.
도 8은 시간 오프셋의 함수로써 정합 필터링 후 중간 심벌의 진폭을 도시한다.
정합 필터링 후, 수신 심벌에 도 6에 대해서와 동일한 방식으로 송신 심벌의 공액 복소수 값이 곱해진다면, 기준 심벌들과 관찰되어 보이는 수신 심벌 사이의 위상 오프셋이 얻어진다.
도 8에 도시된 시간 오프셋 위의 중간 심벌에 대해 도 9에 위상 오프셋이 도시된다. 도 6과 비교하여, 위상 오프셋의 과정은 모든 가능한 시간 오프셋들에서 더는 단지 양수가 아니다. 음의 시간 오프셋들의 경우에는 위상 오프셋이 양수이고, 양의 시간 오프셋들의 경우에 이는 그 부호들을 변경하고 음수가 된다.
전반적으로, 위상 오프셋은 평가된 심벌 측면에 있는 심벌들에 좌우된다.
따라서 개별 심벌들의 평가에서 시간 오프셋으로부터 발생하는 위상 에러들이 ― 하나의 신호로부터든 아니면 여러 신호들에 대해서든 ― 영향을 받는 심벌들에 대해 평균할 때 서로 보상하도록 심벌들이 선택된다.
도 10은 송신기(1) 및 수신기(10)를 갖는 시스템(50)을 도시한다.
송신기(1)는 신호 발생기(2) 및 신호 출력 디바이스(3)를 갖는다. 신호 발생기(2)는 송신기(1)가 송신해야 하는 데이터에 기초하여 송신될 신호들을 발생시킨다. 데이터는 예를 들어, 센서 데이터 또는 송신기(1) 자체의 상태 데이터이다.
도시된 실시예에서, 텔레그램 분할은 출력될 데이터가 텔레그램 프래그먼트들로도 또한 지칭될 수 있는 적어도 2개의 신호들에 분배되도록 사용된다. 개별 텔레그램 프래그먼트들은 각각 신호 발생기(2)에 의해 제공되는 파일럿 시퀀스를 갖는다. 이로써 일 구성에서 송신될 개별 신호들에 대한 제공은 신호 발생기(2)가 적절한 파일럿 시퀀스에 대한 데이터가 저장되는 데이터 메모리(4)에 액세스하는 것이다. 신호 출력 디바이스(3)는 개별 텔레그램 프래그먼트들을 송신한다.
개별 텔레그램 프래그먼트들은 수신기(10)에 의해 수신되고 처리된다. 처리는 송신기(1)와 수신기(10) 사이의 동기화를 요구하며, 이를 위해 동기화 디바이스(11)가 제공된다. 파일럿 심벌들을 갖는 파일럿 시퀀스들이 동기화에 사용된다.
시간과 관련하여 동기화가 요구된다. 이것은 수신된 신호의 시간 위치 및 신호의 샘플링을 위한 연관된 최적 시간의 추정을 의미한다. 이 동기화를 위해, 동기화 디바이스(11)는 스캐닝 디바이스(13)에 연결된다. 대체로, 샘플링 시간들은 영향을 받을 수 없다. 오히려, 시점은 일반적으로 오버샘플링된 신호로부터 심벌들을 재구성하거나 그렇지 않으면 보간을 실행할 수 있는 것이 필요하다.
도시된 예에서, 추가 동기화는 주파수를 참조한다. 송신기(1)로부터의 신호들이 송신되는 반송파 주파수 및 수신된 신호들이 필터링되는 필터 디바이스(14)의 중심 주파수가 여기에 관련된다. 대안으로, 신호들은 필터 앞에서 수신된 후 주파수가 시프트된다. 두 주파수들 간의 차이는 주파수 오프셋이라 한다. 주파수 동기화를 위해, 여기서 필터 디바이스(14)가 동기화 디바이스(11)에 연결된다.
주파수 동기화 뒤에 ― 코히어런트 복조 또는 디코딩의 경우 ― 위상 동기화가 이어진다. 이 동기화를 위해, 신호 평가 디바이스(12)가 다음에 보다 상세하게 설명되는데, 이는 동기화 디바이스(11)에 대응하는 동기화 데이터를 송신한다.
위상을 결정하기 위해, 수신된 신호의 파일럿 시퀀스의 각각의 파일럿 심벌이 기준 시퀀스의 대응하는 기준 심벌과 비교되는 것이 제공된다. 기준 시퀀스는 이로써 신호를 생성하기 위해 송신기(1)에 의해 사용되거나 신호에 삽입된 파일럿 시퀀스와 동일하다. 각각의 파일럿 심벌에 대해 위상 값이 결정되었다면, 예컨대 개별 위상 값들을 평균함으로써 총 값이 생성된다. 기준 시퀀스들은 데이터 메모리(15)에 저장된다.
그러나 위에서 설명된 바와 같이, 필터 디바이스(14)의 윈도우와 심벌의 실제 시작 사이의 시간 에러는 위상의 결정에 해로운 영향을 미친다.
여러 잡음 억제 심벌들을 평가함으로써 평균하기 때문에, 위상 값에 대한 에러들에 대한 평균이 또한 실행된다. 따라서 평균 위상 에러가 동기화 동안 모든 파일럿 심벌들에 사용될 것이라고 의도된다. 개별 위상 값들에 대해 평균하는 것에 대한 평균 에러가 이상적으로 0이거나 적어도 매우 작음을 보장하기 위해, 이전 심벌 및 후속 심벌에 대한 심벌의 위상 에러의 의존성이 상기 조사들에 기초하여 고려된다. 따라서 심벌당 생성된 위상들의 개별 값들에 대해 평균할 때 시간 오프셋에 의한 위상 에러들이 서로 정확하게 보상하는 식으로 심벌들이 선택된다.
다수의 파일럿 심벌들이 차례로 송신되기 때문에, 이전 심벌 및 다음 심벌(따라서 중간 심벌의 측면에 있는 심벌들 또는 도 2의 예에서 평가를 위해 고려되는 심벌)이 정의될 수 있거나 수신기에 알려진다. 개별 파일럿 심벌들에 의한 위상 에러를 전체적으로 보상하기 위해, 위상 에러가 발생할 수 있는 각각의 심벌에 대해, (동일한 시간 오프셋에서) 반대 에러를 갖는 제2 심벌이 송신된다. 이것은 여기서 파일럿 시퀀스를 운반하는 신호의 심벌들에 적용된다. 대안적인 설계에서, 위상 에러들은 서브파일럿 시퀀스들에 걸쳐, 특히 텔레그램 프래그먼트들인 여러 신호들을 평균한다.
따라서 일 구성에서는, 평균을 위한 짝수의 가산들이 생성되도록 파일럿 시퀀스의 길이가 2의 길이의 배수인 것이 제공된다.
효과는 일례로 예시된다.
도 2로부터의 시퀀스가 파일럿 시퀀스의 일부라면, 시간 오프셋에서 양의 위상 오프셋이 생성되며, 이는 양 및 음의 시간 오프셋들 모두에 적용된다. 이 오프셋을 정정하기 위해, 동일한 레벨의 에러가 음의 위상 에러를 나타내는 심벌이 또한 송신되어야 한다.
도 11은 MSK 변조의 예시를 도시한다. (MATLAB에서는 비-diff MSK로도 또한 알려진) 프리코딩을 이용하는 MSK의 가능한 성상도 포인트들이 도시된다.
송신될 심벌들은 4개의 심벌들의 그룹들로 분할되는데, 첫 번째 심벌은 T0 시간에 전송된다. 이에 따라, 성상도 포인트 +1 + 0j가 T0 시간에 이진 0에 대해 선택되고, 성상도 포인트 -1 + 0j가 이진 1에 대해 선택된다. T0 + ΔT 시간이 다음 심벌에 대해 선택된다. 따라서 성상도 포인트들은 0 + 1j(이진 1) 및 0 - 1j(이진 0)를 야기한다. 다음 두 시점들에 대해, 성상도 포인트들이 동일한 방식으로 계산된다. 4개의 심벌들이 성상도 포인트들에 매핑된 후, 시작은 다시 T0 시간에 있다.
8개의 심벌들의 파일럿 시퀀스 길이 및 앞서 설명한 MSK 이미징 규칙에 대해, 시간 오프셋으로 인해 양호한 자기 상관 및 0에 가까운 위상 에러를 모두 갖는 다음 시퀀스들이 발생한다.
Figure 112019115184408-pct00050
따라서 송신기(1)가 신호들을 송신하는 파일럿 시퀀스는 시간 오프셋의 경우에 위상 오프셋들의 합이 최소화되도록 정의된다. 12개의 심벌의 파일럿 시퀀스 길이 및 앞서 설명한 MSK 이미징 규칙에 대해, 다음 시퀀스들은 시간 오프셋에서 양호한 자기 상관 및 0에 가까운 위상 에러를 모두 갖는 것으로 확인되었다.
Figure 112019115184408-pct00051
이로써, 0들과 1들은 대응하는 매핑에 의해 파일럿 시퀀스 또는 서브파일럿 시퀀스의 심벌들을 야기하는 파일럿 시퀀스 비트들이다.|e v |max 값은 -0.25T 내지 +0.25T의 샘플링 시간 에러들과 -0.05 내지 +0.05의 수신 신호의 vT의 주파수 오프셋을 고려한 상관 관계를 사용한 최대 시스템 주파수 추정 편차이다.
도 12는 보간에 의해 시간 및/또는 주파수 추정을 개선하기 위한 구성들로 설명된 바와 같이, y(x) = y0 - c(x-x0)2 형태의 2차 다항식을 도시한다.
일부 양상들은 디바이스와 관련하여 설명되었지만, 이러한 양상들은 또한 대응하는 방법의 설명을 나타내므로, 디바이스의 컴포넌트 또는 블록은 또한 대응하는 방법 단계로서 또는 방법 단계의 특징으로서 이해될 것이라고 이해된다. 비슷하게, 방법 단계와 관련하여 또는 방법 단계로서 설명된 양상들은 또한 대응하는 디바이스의 대응하는 블록 또는 세부사항 또는 특징의 설명이다. 방법 단계들 중 일부 또는 전부는 마이크로프로세서, 프로그래밍 가능 컴퓨터 또는 전자 회로와 같은 하드웨어 디바이스에 의해(또는 하드웨어 디바이스를 사용하여) 실행될 수 있다. 일부 실시예들에서, 가장 중요한 방법 단계들 중 일부 또는 더 많은 단계들이 이러한 장치에 의해 실행될 수 있다.
특정 구현 요건들에 따라, 본 발명의 실시예들은 하드웨어로 또는 소프트웨어로 또는 적어도 부분적으로 하드웨어로 또는 적어도 부분적으로 소프트웨어로 구현될 수 있다. 구현은 디지털 저장 매체, 이를테면 플로피 디스크, DVD, 블루레이 디스크, CD, ROM, PROM, EPROM, EEPROM 또는 플래시 메모리, 하드 디스크, 또는 각각의 방법을 실행하도록 프로그래밍 가능 컴퓨터 시스템과 상호 작용할 수 있는 또는 상호 작용하는 전자적으로 판독 가능한 제어 신호들이 저장되는 다른 자기 또는 광 메모리를 사용하여 실행될 수 있다. 따라서 디지털 저장 매체는 컴퓨터 판독 가능할 수 있다.
따라서 본 발명에 따른 일부 실시예들은 본 명세서에서 설명한 방법들 중 하나가 실행되도록, 프로그래밍 가능 컴퓨터 시스템과 상호 작용할 수 있는 전자적으로 판독 가능 제어 신호들을 포함하는 데이터 반송파를 포함한다.
일반적으로, 본 발명의 실시예들은 컴퓨터 프로그램 제품이 컴퓨터 상에서 실행될 때, 방법들 중 하나를 수행하는 데 효과적인 프로그램 코드를 갖는 컴퓨터 프로그램 제품으로서 구현될 수 있다.
프로그램 코드는 또한 예를 들어, 기계 판독 가능 반송파 상에 저장될 수도 있다.
다른 실시예들은 본 명세서에서 설명한 방법들 중 임의의 방법을 실행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 포함하는데, 컴퓨터 프로그램은 기계 판독 가능 매체 상에 저장된다. 즉, 본 발명의 방법의 한 실시예는 이에 따라, 컴퓨터 상에서 컴퓨터 프로그램이 실행될 때 본 명세서에서 설명한 방법들 중 하나를 수행하기 위한 프로그램 코드를 포함하는 컴퓨터 프로그램이다.
따라서 본 발명의 방법들의 추가 실시예는 본 명세서에서 설명한 방법들 중 하나의 구현을 위한 컴퓨터 프로그램이 기록된 디지털 저장 매체 또는 컴퓨터 판독 가능 매체이다. 디지털 저장 매체 또는 컴퓨터 판독 가능 매체는 통상적으로 유형적이고 그리고/또는 비휘발성이다.
따라서 본 발명의 방법의 추가 실시예는 본 명세서에서 설명한 방법들 중 하나의 실행을 위한 컴퓨터 프로그램을 나타내는 신호들의 데이터 스트림 또는 시퀀스이다. 신호들의 데이터 스트림 또는 시퀀스는 예를 들어, 데이터 통신 링크를 통해, 예를 들어 인터넷을 통해 전송되도록 구성될 수 있다.
추가 실시예는 본 명세서에서 설명한 방법들 중 임의의 방법을 실행하도록 구성 또는 적응된 처리 디바이스, 이를테면 컴퓨터 또는 프로그래밍 가능 로직 디바이스를 포함한다.
다른 실시예는 본 명세서에서 설명한 방법들 중 하나를 실행하기 위한 컴퓨터 프로그램이 설치되는 컴퓨터를 포함한다.
본 발명에 따른 추가 실시예는 본 명세서에서 설명한 방법들 중 적어도 하나를 실행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 수신기에 송신하도록 적응된 디바이스 또는 시스템을 포함한다. 송신은 예를 들어, 전자적으로 또는 광학적으로 일어날 수 있다. 예를 들어, 수신기는 컴퓨터, 모바일 디바이스, 저장 디바이스 또는 유사한 디바이스일 수 있다. 예를 들어, 디바이스 또는 시스템은 컴퓨터 프로그램을 수신기로 송신하기 위한 파일 서버를 포함할 수 있다.
일부 실시예들에서, 프로그래밍 가능 로직 디바이스(이를테면, 필드 프로그래밍 가능 게이트 어레이(FPGA: field programmable gate array))는 본 명세서에서 설명한 방법들의 기능 중 일부 또는 전부를 실행하는 데 사용될 수 있다. 일부 실시예들에서, 필드 프로그래밍 가능 게이트 어레이는 본 명세서에서 설명한 방법들 중 하나를 실행하기 위해 마이크로프로세서와 상호 작용할 수 있다. 일반적으로, 일부 실시예들에서 방법들은 임의의 하드웨어 디바이스에 의해 실행된다. 이는 범용 하드웨어, 이를테면 컴퓨터 프로세서(CPU), 또는 프로세스에 특정한 하드웨어, 이를테면 ASIC, 또는 마이크로프로세서, 이를테면 ARM 아키텍처일 수 있다.
앞서 설명한 실시예들은 단지 본 발명의 원리들에 대한 예시일 뿐이다. 본 명세서에서 설명한 배열들 및 세부사항들의 수정들 및 변형들이 다른 당업자들에 의해 이해될 것이라는 점은 말할 것도 없다. 따라서 본 발명은 실시예들의 기술 및 설명으로 본 명세서에서 제시된 특정 세부사항들로가 아닌, 단지 아래 청구항들의 보호 범위로만 한정되는 것으로 의도된다.
참조들
[1] Z. Y. Choi and Y. H. Lee, "Frame synchronization in the presence of frequency offset," Communications, IEEE Transactions on, vol. 50, no. 7, pp. 1062-1065, 2002.
[2] Sust, M.K. ; Kaufmann, R. F. ; Molitor, F.; Bjornstrom, G.A.: Rapid acquisition concept for voice activated CDMA communication. In: IEEE Global Telecommunications Conference, 1990 Bd. 3, 1990, S. 1820#1826
[3] International patent application "Optimized Preamble and Methods for Interference Robust Packet Detection for Telemetry Applications" (PCT/EP2016/057014)
[4] G. Kilian, H. Petkov, R. Psiuk, H. Lieske, F. Beer, J. Robert, and A. Heuberger, "Improved coverage for low-power telemetry systems using telegram splitting," in Proceedings of 2013 European Conference on Smart Objects, Systems and Technologies (SmartSysTech), 2013
[5] G. Kilian, M. Breiling, H. H. Petkov, H. Lieske, F. Beer, J. Robert, and A. Heuberger, "Increasing Transmission Reliability for Telemetry Systems Using Telegram Splitting," IEEE Transactions on Communications, vol. 63, no. 3, pp. 949-961, Mar. 2015.
[6] Wolfgang Koch, Script for the Seminar "Empf
Figure 112019115184408-pct00052
ngersynchronisation" (Receiver Synchronization) at Fraunhofer IIS, 10.06.2015 - 15.06.2015
[7] Uwe Lambrette, Ralf Mehlan and Heinrich Meyr, Comparison of Demodulation Techniques for MSK, RWTH Aachen, https://www.ice.rwth-aachen.de/fileadmin/publications/Lambrette95TIRR.pdf, last retrieved: 19.09.2016
[8] Kay, Steven M.: Fundamentals of Statistical Signal Processing: Detection theory. Upper Saddle River, NJ : Prentice Hall PTR, 1998. ISBN 9780135041352
[9] Umberto Mengali, Aldo N. D'Andrea: "Synchronization Techniques for Digital Receivers" Plenum Press, 1997, ISBN 0-306-45725-3
[10] Walter Kellermann: "Digital Signal Processing", lecture notes from WS 2016/17, Chair of Multimedia Communication and Signal Processing (LMS) at the Friedrich-Alexander-University Erlangen-Nuremberg.
[11] Steven M. Kay: "Fundamentals of Statistical Signal Processing - Vol. 2: Detection Theory", Prentice Hall, 1998, ISBN: 0-13-345711-7
[12] Z. Y. Choi and Y. H. Lee, "Frame synchronization in the presence of frequency offset", IEEE Transactions on Communications, vol. 50, no. 7, pp. 1062-1065, 2002.

Claims (55)

  1. 송신기(1)로서,
    상기 송신기(1)는 여러 파일럿 심벌들을 포함하는 파일럿 시퀀스를 갖는 적어도 하나의 신호를 송신하도록 구성되고,
    상기 송신기(1)는 신호 발생기(2)를 포함하며,
    상기 신호 발생기(2)는 상기 파일럿 시퀀스를 제공하고,
    상기 신호 발생기(2)는 상기 파일럿 시퀀스가 적어도 2개의 파일럿 심벌들을 각각 갖는 적어도 2개의 심벌 그룹들을 포함하도록 상기 파일럿 시퀀스를 제공하며,
    위상에 대해 수신기(10)에 의해 수신된 신호의 송신의 결과로서 상기 신호의 평가시, 상기 심벌 그룹들은 상기 송신기(1)에 의한 상기 신호의 송신의 기준 시점과 상기 기준 시점에 대해 상기 평가를 위해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋에 의존하는 위상 에러들을 발생시키고, 상기 위상 에러들은 상기 평가 중에 상기 심벌 그룹들에 걸쳐 서로 상호 보상하고,
    상기 신호 발생기(2)는 상기 파일럿 시퀀스 또는 상기 파일럿 시퀀스의 부분을 한 번 또는 여러 번 형성하고, 상기 파일럿 시퀀스의 일부가 다음 형태들 중 하나를 갖도록 적어도 8개 또는 12개의 파일럿 심벌들의 길이를 갖는 파일럿 시퀀스를 제공하고:
    [0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
    [1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0],
    [0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1],
    [0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0],
    [0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0],
    [0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0],
    [0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0],
    [0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
    [0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0],
    [1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1],
    [1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0],
    [1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0] 또는
    [1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0],
    0들과 1들은 변조 이전의 각각의 파일럿 시퀀스 비트들인,
    송신기(1).
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 송신기(1)는 MSK 변조 또는 GMSK 변조로부터 발생하는 파일럿 시퀀스들을 포함하는 신호들을 송신하는,
    송신기(1).
  3. 송신기(1)로서,
    상기 송신기(1)는 복수의 파일럿 심벌들을 갖는 서브파일럿 시퀀스를 각각 포함하는 적어도 2개의 신호들을 송신하도록 구성되고,
    상기 송신기(1)는 신호 발생기(2)를 포함하며,
    상기 신호 발생기(2)는 상기 서브파일럿 시퀀스를 제공하고,
    상기 신호 발생기(2)는 상기 신호들의 서브파일럿 시퀀스들이 각각 적어도 2개의 파일럿 심벌들을 갖는 적어도 하나의 심벌 그룹을 갖도록 상기 서브파일럿 시퀀스들을 제공하며,
    상기 신호들의 심벌 그룹들은 위상에 대해 수신기(10)로부터 수신된 신호들의 송신의 결과로서 상기 신호들의 평가 중에, 신호의 각각의 송신의 기준 시점과 상기 기준 시점에 대해 상기 평가를 위해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋에 의존하는 위상 에러들을 발생시키고, 상기 위상 에러들은 상기 신호들에 걸쳐 공동으로 상기 평가 중에 서로 보상하고,
    상기 신호 발생기(2)는 상기 서브파일럿 시퀀스들이 함께, 단일 또는 다중 형태로 존재하며 다음 형태들을 갖는 부분을 갖도록 상기 서브파일럿 시퀀스들을 제공하고:
    [0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
    [1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1] 또는
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0],
    [0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1],
    [0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0],
    [0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0],
    [0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0],
    [0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0],
    [0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
    [0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0],
    [1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1],
    [1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0],
    [1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0] 또는
    [1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0],
    0들과 1들은 변조 이전의 각각의 파일럿 시퀀스 비트들인,
    송신기(1).
  4. 제3 항에 있어서,
    상기 송신기(1)는 MSK 변조 또는 GMSK 변조로부터 발생하는 서브파일럿 시퀀스들을 포함하는 신호들을 송신하는,
    송신기(1).
  5. 적어도 하나의 신호를 송신하기 위한 방법으로서,
    상기 적어도 하나의 신호는 복수의 파일럿 시퀀스 심벌들을 포함하는 파일럿 시퀀스와 함께 송신되며,
    상기 파일럿 시퀀스는 상기 파일럿 시퀀스가 적어도 2개의 파일럿 심벌들을 각각 갖는 적어도 2개의 심벌 그룹들을 각각 포함하도록 제공되고,
    수신기로부터 수신된 신호의 송신의 결과로서 상기 신호의 평가 중에 상기 신호의 송신의 기준 시점과 상기 기준 시점에 대해 상기 평가를 위해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋의 위상에 대해 상기 심벌 그룹들은 상기 평가 중에 상기 심벌 그룹들에 걸쳐 서로 상호 보상하는 의존적인 위상 에러들을 발생시키며,
    한 번 또는 여러 번 상기 파일럿 시퀀스의 일부를 형성하는 상기 파일럿 시퀀스 또는 상기 파일럿 시퀀스의 일부가 다음 형태들 중 하나를 갖도록, 상기 파일럿 시퀀스가 적어도 8개 또는 12개의 파일럿 심벌들의 길이를 갖도록 상기 파일럿 시퀀스가 제공하고:
    [0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
    [1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1] 또는
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0],
    [0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1],
    [0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0],
    [0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0],
    [0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0],
    [0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0],
    [0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
    [0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0],
    [1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1],
    [1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0],
    [1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0] 또는
    [1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0],
    0들과 1들은 변조 이전의 각각의 파일럿 시퀀스 비트들인,
    신호들을 송신하기 위한 방법.
  6. 신호들을 송신하기 위한 방법으로서,
    복수의 파일럿 시퀀스 심벌들을 포함하는 서브파일럿 시퀀스와 함께 각각 적어도 2개의 신호들이 송신되며,
    상기 서브파일럿 시퀀스들은 상기 서브파일럿 시퀀스가 적어도 2개의 파일럿 심벌들을 각각 갖는 적어도 하나의 심벌 그룹을 각각 포함하도록 제공되고,
    수신기(10)로부터 수신된 신호의 송신의 결과로서 상기 신호의 평가 중에 상기 신호의 송신의 기준 시점과 상기 기준 시점에 대해 상기 평가를 위해 가정 및/또는 추정된 값 사이의 시간 오프셋의 위상에 대해 상기 심벌 그룹들은 상기 평가 중에 상기 신호들에 걸쳐 서로 상호 보상하는 의존적인 위상 에러들을 발생시키며,
    신호 발생기(2)는 상기 서브파일럿 시퀀스들이 함께, 단일 또는 다중 형태로 존재하며 다음 형태들을 갖는 부분을 갖도록 상기 서브파일럿 시퀀스들을 제공하고:
    [0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
    [1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1] 또는
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0],
    [0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1],
    [0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0],
    [0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0],
    [0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0],
    [0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0],
    [0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
    [0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0],
    [1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1],
    [1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0],
    [1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0] 또는
    [1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0],
    0들과 1들은 변조 이전의 각각의 파일럿 시퀀스 비트들인,
    신호들을 송신하기 위한 방법.
  7. 컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장된 컴퓨터 프로그램으로서,
    제5 항 또는 제6 항에 따른 방법을 실행하기 위한 프로그램 코드를 갖는,
    컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장된 컴퓨터 프로그램.
  8. 송신기(1)로서,
    상기 송신기(1)는 여러 파일럿 심벌들을 포함하는 파일럿 시퀀스를 갖는 적어도 하나의 신호를 송신하도록 구성되고,
    상기 송신기(1)는 상기 파일럿 시퀀스를 제공하는 신호 발생기를 포함하며,
    상기 신호 발생기는 상기 파일럿 시퀀스가 다음 형태들 중 하나를 갖도록 또는 상기 파일럿 시퀀스의 부분을 한 번 또는 여러 번 형성하는, 상기 파일럿 시퀀스의 일부가 상기 다음 형태들 중 하나를 갖도록 적어도 12개의 파일럿 심벌들의 길이를 갖는 파일럿 시퀀스를 제공하고:
    [0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1],
    [0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0],
    [0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0],
    [0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0],
    [0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0],
    [0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
    [0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0],
    [1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1],
    [1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0],
    [1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0] 또는
    [1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0],
    0들과 1들은 변조 이전의 각각의 파일럿 시퀀스 비트들인,
    송신기(1).
  9. 제8 항에 있어서,
    상기 파일럿 시퀀스는 MSK 변조 또는 GMSK 변조로부터 발생하는,
    송신기(1).
  10. 송신기(1)로서,
    상기 송신기(1)는 여러 파일럿 심벌들을 포함하는 파일럿 시퀀스를 갖는 적어도 하나의 신호를 송신하도록 구성되고,
    상기 송신기(1)는 상기 파일럿 시퀀스를 제공하는 신호 발생기를 포함하며,
    상기 신호 발생기는 상기 파일럿 시퀀스가 다음 형태들 중 하나를 갖도록 또는 상기 파일럿 시퀀스의 부분을 한 번 또는 여러 번 형성하는, 상기 파일럿 시퀀스의 일부가 상기 다음 형태들 중 하나를 갖도록 적어도 8개의 파일럿 심벌들의 길이를 갖는 파일럿 시퀀스를 제공하고:
    [0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
    [1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1] 또는
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0],
    0들과 1들은 변조 이전의 각각의 파일럿 시퀀스 비트들인,
    송신기(1).
  11. 제10 항에 있어서,
    상기 파일럿 시퀀스는 MSK 변조 또는 GMSK 변조로부터 발생하는,
    송신기(1).
  12. 신호들을 송신하기 위한 방법으로서,
    여러 파일럿 심벌들을 가진 파일럿 시퀀스를 갖는 적어도 하나의 신호가 송신되고,
    상기 파일럿 시퀀스가 제공되며,
    상기 파일럿 시퀀스가 다음 형태들 중 하나를 갖도록 또는 상기 파일럿 시퀀스의 부분을 한 번 또는 여러 번 형성하는, 상기 파일럿 시퀀스의 일부가 상기 다음 형태들 중 하나를 갖도록 적어도 12개의 파일럿 심벌들의 길이를 갖는 파일럿 시퀀스가 제공되고:
    [0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 1],
    [0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 1],
    [0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0],
    [0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0],
    [0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0],
    [0, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0],
    [0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
    [0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0],
    [1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1],
    [1, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1],
    [1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0],
    [1, 1, 1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0],
    [1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0] 또는
    [1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0],
    0들과 1들은 변조 이전의 각각의 파일럿 시퀀스 비트들인,
    신호들을 송신하기 위한 방법.
  13. 신호들을 송신하기 위한 방법으로서,
    여러 파일럿 심벌들을 가진 파일럿 시퀀스를 갖는 적어도 하나의 신호가 송신되고,
    상기 파일럿 시퀀스가 제공되며,
    상기 파일럿 시퀀스가 다음 형태들 중 하나를 갖도록 또는 상기 파일럿 시퀀스의 부분을 한 번 또는 여러 번 형성하는, 상기 파일럿 시퀀스의 일부가 상기 다음 형태들 중 하나를 갖도록 적어도 8개의 파일럿 심벌들의 길이를 갖는 파일럿 시퀀스가 제공되고:
    [0, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0],
    [1, 0, 1, 1, 1, 1, 0, 1],
    [0, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1] 또는
    [1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0],
    0들과 1들은 변조 이전의 각각의 파일럿 시퀀스 비트들인,
    신호들을 송신하기 위한 방법.
  14. 컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장된 컴퓨터 프로그램으로서,
    제12 항 또는 제13 항에 따른 방법을 실행하기 위한 프로그램 코드를 포함하는,
    컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장된 컴퓨터 프로그램.
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102017206236A1 (de) * 2017-04-11 2018-10-11 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Spezifische hoppingmuster für telegram-splitting
CN111896078B (zh) * 2020-07-09 2022-05-13 合肥联睿微电子科技有限公司 一种基于蓝牙通讯的校表方法
CN111970087B (zh) * 2020-07-30 2022-10-28 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） Gmsk调制的硬件实现方法
CN112671528B (zh) * 2020-12-03 2023-07-18 东南大学 一种基于dft的符号跳变单频复指数信号频率估计方法
CN112436905B (zh) * 2021-01-27 2021-04-09 西南交通大学 一种通信雷达联合系统
US11870627B2 (en) * 2021-08-18 2024-01-09 Qualcomm Incorporated Guard interval-based waveform with data part and tail part

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012147064A (ja) 2011-01-07 2012-08-02 Fujitsu Ltd 光受信器および光通信システム
JP2014030199A (ja) 2007-09-12 2014-02-13 Qualcomm Incorporated 無線通信に関する容量を増大させるデバイスおよび方法

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1148910C (zh) * 2001-02-28 2004-05-05 上海大唐移动通信设备有限公司 在通信系统中校正信号的信噪比估计值的方法和装置
JP3761887B2 (ja) * 2004-01-15 2006-03-29 日本無線株式会社 既知信号区間検出回路
US7742533B2 (en) * 2004-03-12 2010-06-22 Kabushiki Kaisha Toshiba OFDM signal transmission method and apparatus
KR100770924B1 (ko) * 2005-02-04 2007-10-26 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 주파수 오차 보상 장치 및 방법
JP4526977B2 (ja) * 2005-03-02 2010-08-18 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 送信機および送信制御方法
CN1333533C (zh) * 2005-05-16 2007-08-22 北京北方烽火科技有限公司 直接序列扩频移动通信系统的频率补偿方法
US7720164B2 (en) * 2007-02-26 2010-05-18 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Transmission scheme for uplink access in a FDMA system
ATE539581T1 (de) * 2008-06-23 2012-01-15 Greenpeak Technologies N V Endknoten und netzwerkkoordinator, die ein auf csma basierendes protokoll verwenden
GB2481778B (en) * 2009-04-16 2014-02-05 Panoramic Power Ltd Apparatus and methods thereof for power consumption measurement at circuit breaker points
JP2011101131A (ja) * 2009-11-05 2011-05-19 Nec Corp バースト通信用変調装置、復調装置、変調および復調方法ならびに通信システム
EP2545652B1 (en) * 2010-03-12 2018-02-28 Sunrise Micro Devices Inc. Power efficient communications
US8718169B2 (en) 2010-06-15 2014-05-06 Qualcomm Incorporated Using a field format on a communication device
US8576743B2 (en) * 2010-12-28 2013-11-05 Qualcomm Incorporated Apparatus and methods for estimating an unknown frequency error of a tone signal
US20130230120A1 (en) * 2011-08-29 2013-09-05 Qualcomm Incorporated Apparatus and methods for long and short training sequences for a fast fourier transform
DE102011082098B4 (de) 2011-09-02 2014-04-10 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Batteriebetriebene stationäre Sensoranordnung mit unidirektionaler Datenübertragung
US8824501B2 (en) * 2011-09-16 2014-09-02 Alcatel Lucent Performance enhancement through optical variants
EP2914039A1 (de) 2014-02-26 2015-09-02 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Datensendeanordnung, Datenempfänger und Verfahren zum Betreiben derselben
EP3267706B1 (en) * 2015-04-15 2020-08-05 Huawei Technologies Co., Ltd. Reference signal sending and receiving method and device
WO2017167366A1 (en) 2016-03-31 2017-10-05 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Optimized preamble and method for interference robust packet detection for telemetry applications

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014030199A (ja) 2007-09-12 2014-02-13 Qualcomm Incorporated 無線通信に関する容量を増大させるデバイスおよび方法
JP2012147064A (ja) 2011-01-07 2012-08-02 Fujitsu Ltd 光受信器および光通信システム

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