KR102221644B1 - 병렬 전력 스위치들의 동기화 - Google Patents

Abstract

병렬 전력 스위치들의 동기화
본 발명은 일반적으로, 예를 들어 전력 컨버터 내에서 사용되기 위한 병렬연결된 전력 반도체 스위칭 디바이스의 스위칭을 제어하는 방법 및 회로에 관한 것이다. 일 예에서, 병렬연결된 전력 반도체 스위칭 디바이스의 스위칭을 제어하는 회로가 제공되는데, 상기 회로는 복수 개의 구동 모듈로서, 각각의 상기 모듈은 하나의 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 제어하기 위한, 구동 모듈; 스위칭 명령 신호를 상기 모듈로 송신하는 제어 회로부로서, 각각의 상기 스위칭 명령 신호는 하나의 상기 구동 모듈을 트리거링하여 하나의 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스가 상태를 스위칭하게 하기 위한 것인, 제어 회로부 및 상기 구동 모듈과 상기 제어 회로부 사이의 전압 분리부(voltage isolation)를 포함하고, 하나의 상기 디바이스를 제어하기 위한 각각의 상기 구동 모듈은: 상기 디바이스의 스위칭 지연과 기준 지연을 비교하는 타이밍 회로부로서, 상기 스위칭 지연은 상기 구동 모듈에서의 하나의 상기 스위칭 명령 신호의 검출과 검출된 스위칭 명령 신호에 따르는 상기 디바이스의 스위칭 사이의 시간 간격인, 타이밍 회로부; 및 검출된 상기 스위칭 명령 신호에 후속하여 상기 모듈에서 수신되는 하나의 상기 스위칭 명령 신호에 의한 하나의 상기 트리거링을 지연시키도록 제어가능 지연을 제공하는 지연 회로부로서, 상기 지연 회로부는, 상기 디바이스의 상기 스위칭 지연의 상기 비교의 결과에 따라서 상기 제어가능 지연을 제어하여, 상기 기준 지연과 후속하는 상기 스위칭 명령 신호에 따라서 스위칭하는 상기 디바이스의 하나의 상기 스위칭 지연 사이의 시간차를 단축시키도록 구성되는, 지연 회로부를 포함한다.

Description

병렬 전력 스위치들의 동기화{SYNCHRONISING PARALLEL POWER SWITCHES}

본 발명은 일반적으로, 예를 들어 전력 컨버터 내에서 사용되기 위한 병렬연결된 전력 반도체 스위칭 디바이스의 스위칭을 제어하는 방법 및 회로에 관한 것이다.

AC-DC 컨버터 또는 DC-AC 인버터와 같은 전력 컨버터들은 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)와 같은 병렬 및/또는 직렬 연결된 전력 스위칭 디바이스들의 네트워크를 포함할 수도 있다. 이러한 컨버터는 저전압 칩으로부터 컴퓨터, 자동차(locomotives) 및 고전압 송전선까지의 넓은 범위의 적용예들을 위하여 사용될 수도 있다. 더 세부적인 예시적인 적용예는, 예를 들어 연안에 설치된 풍력 발전 설비로부터 전력을 전송할 수 있는 타입의 고전압 dc 송전선에서의 스위칭 및, 모터 등, 예를 들어 자동차 모터를 중간 전압(예를 들어 1KV 초과)에서 스위칭하기 위한 것이다.

컨버터는 하나 이상의 제어기(들), 예를 들어 전력 스위칭 디바이스들의 콜렉션의 요구된 상태를 결정하는 지능형 디바이스를 포함할 수도 있다. 더욱이, 컨버터는 개개의 전력-스위칭 디바이스의 상태를 제어하는 지능형 "게이트 드라이브"와 같은 스위칭 유닛을 포함할 수도 있다. 온도 또는 전류 센서와 같은 센서들, 및/또는 냉각 시스템 펌프와 같은 액츄에이터들이 더 제공될 수도 있다. 이러한 전력 스위칭 디바이스의 예에는 위에서 언급된 바와 같이 IGBT와 같은 바이폴라 디바이스, MOSFET(세로형 또는 가로형) 및 JFET과 같은 전계 효과 트랜지스터(FET), 및 잠재적으로는 LILET(lateral inversion layer emitter transistor), SCR 및 기타 등등이 포함될 수 있다. 하지만 본 명세서에서 기술되는 기법은 임의의 특정 타입의 범용 컨버터 아키텍처 또는 임의의 특정 타입의 전력 스위칭 디바이스로 한정되지는 않을 것이다.

요구된 출력 전력을 제공하기 위하여 병렬 연결된 이러한 디바이스를 사용하는 것은 소망될 수도 있다. 이러한 배치구성은 전력 출력이 공통 플랫폼을 거쳐 스케일링될 수 있는 모듈식 솔루션을 가능하게 할 수도 있다. 추가적으로 또는 대안적으로는, 장점에는 주어진 토폴로지에서의 낮아진 기생 성분을 통한 향상된 성능, 낮은 비용, 및/또는 특히 높은 전압에서의 매우 높은 전력 출력이 포함될 수도 있다.

그러나, 이러한 병렬 배치의 동작을 고려하면, 디바이스들과 구동 파라미터 사이의 편차(variance)(예를 들어, IGBT와 대응하는 게이트 구동 파라미터 사이의 편차; 게이트 드라이브는 IGBT 게이트 단자를 구동하기 위한 회로부를 포함함)가 있다는 것은, 각각의 디바이스를 인입하는 신호, 예를 들어 중앙 제어기로부터의 PWM 신호에 응답하여 단순히 스위칭하는 것만으로는 충분하지 않다는 것을 의미할 수도 있다. 이러한 간단한 스위칭 제어는 병렬 디바이스들 사이에 열악한 전류 공유/ 평형이 발생하게 할 수 있으며, 예를 들어 타이밍 차이가 수 십 나노초보다 크다면, 신뢰성에 영향을 줄 수도 있다. 이러한 관점에서, 어느 정도의 타이밍 불확정성이 종래의 명령 인터페이스에서의 스큐(skew)에 의하여 게이트 드라이브에 도입될 수도 있으며, 특히 중앙 제어기와 게이트 드라이브 사이에 높은 전압 분리가 요구되는 경우에 그러하며, 이것도 마찬가지로 디바이스 스위칭의 동기성(synchronism)을 열화시킬 수 있다는 것에 주의한다. 이와 유사하게, 인덕턴스가 병렬 연결된 디바이스들 각각의 사이에서 완전히 평형을 이루지 않으면, 전압은 각각의 디바이스에서 동기되어 변경되지 않을 수도 있다. 이러한 현상은 IGBT 모듈과 같은 디바이스들의 분리 거리가 큰 경우에 발생될 가능성이 높다(그들의 물리적 크기 때문에).

종래에는, 간단한 스위칭 제어가 구현되고, 전류 불평형이 발생될 가능성이 있으므로 일반적으로 설계자는 디바이스를 예를 들어 10-20%만큼 강등시키게 된다; 그러나 강등 마진(derating margin)은 더 빠른 스위칭 디바이스에 대해서는 더 높을 수도 있다. 결과적으로, IGBT 모듈 사용자는 주어진 애플리케이션에 대하여 필요한 것보다 더 많은 모듈을 채용할 수도 있다.

따라서, 전력 스위칭 디바이스 제어 분야에서는 장점(들), 예컨대, 특히 병렬 연결된 전력 스위칭 디바이스들 사이의 전류 공유, 비용, 크기, 재료비(예를 들어, 전력 스위칭 디바이스 모듈의 개수), 신뢰성, 및/또는 주어진 애플리케이션에 대한 전력 소비, 등을 개선시키는 장점을 제공하는 방법에 대한 필요성이 계속하여 존재한다.

본 발명을 이해하는 데에 사용되기 위하여, 다음 개시물이 참조된다:

Decentralized Active Gate Control for Current Balancing of Parallel Connected IGBT Modules - Paper; Y. Lobsiger, et al - 2011; available at http://www.pes.ee.ethz.ch/uploads/tx_ethpublications/15_Decentralized_Active_Gate_EPE2011.pdf; and

Active Gate Control for Current Balancing of Parallel-Connected IGBT Modules in Solid-State Modulators - Paper; Johann W. Kolar, et al - 2008; http://www.pes.ee.ethz.ch/uploads/tx_ethpublications/bortis_IEEETrans_ActiveGate.pdf.

본 발명의 제 1 양태에 따르면, 병렬연결된 전력 반도체 스위칭 디바이스의 스위칭을 제어하는 회로가 제공되는데, 상기 회로는 복수 개의 구동 모듈로서, 각각의 상기 모듈은 하나의 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 제어하기 위한, 구동 모듈; 스위칭 명령 신호를 상기 모듈로 송신하는 제어 회로부로서, 각각의 상기 스위칭 명령 신호는 하나의 상기 구동 모듈을 트리거링하여 하나의 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스가 상태를 스위칭하게 하기 위한 것인, 제어 회로부; 및 상기 구동 모듈과 상기 제어 회로부 사이의 전압 분리부(voltage isolation)를 포함하고, 하나의 상기 디바이스를 제어하기 위한 각각의 상기 구동 모듈은: 상기 디바이스의 스위칭 지연과 기준 지연을 비교하는 타이밍 회로부로서, 상기 스위칭 지연은 상기 구동 모듈에서의 하나의 상기 스위칭 명령 신호의 검출과 검출된 스위칭 명령 신호에 따르는 상기 디바이스의 스위칭 사이의 시간 간격인, 타이밍 회로부; 및 검출된 상기 스위칭 명령 신호에 후속하여 상기 모듈에서 수신되는 하나의 상기 스위칭 명령 신호에 의한 하나의 상기 트리거링을 지연시키도록 제어가능 지연을 제공하는 지연 회로부로서, 상기 지연 회로부는, 상기 디바이스의 상기 스위칭 지연의 상기 비교의 결과에 따라서 상기 제어가능 지연을 제어하여, 상기 기준 지연과 후속하는 상기 스위칭 명령 신호에 따라서 스위칭하는 상기 디바이스의 하나의 상기 스위칭 지연 사이의 시간차를 단축시키도록 구성되는, 지연 회로부를 포함한다.

따라서 일 실시예는 전력 스위칭 디바이스(들)의 스위칭 지연(들)을 그들의 각각의 명령 신호에 상대적으로 조율하여, 복수 개의 디바이스의 스위칭 지연들 사이의 편차를 감소시키고 및/또는 시간에 따른 디바이스의 스위칭 지연의 변동을 감소시킬 수도 있다. 이러한 변동/차이는 예를 들어, 각각의 디바이스의 및/또는 회로, 예를 들어 구동 모듈(들) 내의 다른 디바이스의 온도, 공급 전압, 연식(age), 등과 같은 인자에 의하여 발생할 수도 있다.

일반적으로, 일 실시예는 바람직하게, 모듈에 커플링된 각각의 스위칭 디바이스의 스위칭 지연이 제어되어 이러한 지연이 알려지거나 및/또는 스위칭 명령에 상대적으로 일정하게 되도록 한다. 이것은, 예를 들어 스위칭 명령 신호를 위하여 전용 송신 라인/채널을 사용하여 획득될 수도 있는 것과 같이, 제어 회로부로부터의 스위칭 명령 신호의 생성 또는 출력으로부터 해당 디바이스의 연관된 스위칭까지의 전체 시간 지연이 더 예측가능해지거나 및/또는 매우 짧게 되게 할 수도 있다. 모든 디바이스의 스위칭 시간이 알려지거나 및/또는 각각의 명령 신호의 검출에 상대적으로 일정하게 하는 것은 병렬연결된 이러한 디바이스들 사이의 전류 공유를 위하여 유리할 수도 있는데, 그 이유는 이러한 디바이스의 스위칭의 타이밍 변동이 더 커질수록 디바이스들 사이의 전류 분포가 불균등해질 수도 있기 때문이다. 바람직하게는, 그러므로 각각의 디바이스의 시간차는 모든 실질적으로(예를 들어, 정확하게) 제로로 단축되어, 스위칭 디바이스들이 기준 지연과 동일하도록 제어되게 한다. 모듈들의 이러한 기준 지연들이 동일한 경우에, 다수의 디바이스들을 온(오프)으로 스위칭하는 것은, 예를 들어 매우 낮거나 실질적으로 제로 스큐가 제어 회로부로부터 모듈로의 명령 신호 송신에 존재하는 경우에 동시에 발생하게 될 수도 있다.

두 개 이상의 전력 스위칭 디바이스가 동일한 구동 모듈에 의하여 제어될 수도 있다는 것, 및/또는 구동 모듈의 서브-그룹이 더 큰 모듈에 제공될 수도 있다는 것에 주의한다. 이와 무관하게, 디바이스들 중 임의의 하나 이상에 대한 제어가능 지연을 위에서 설명된 바와 같은 비교에 기초하여 조절하는 일 실시예가 제공될 수도 있다.

제어 회로부가 명령 신호를 모듈들 모두로 전송하기 위한 제어기일 수도 있다는 것에도 역시 주의한다. 스위칭 명령 신호는, 예를 들어 낮은 상태로부터 높은 상태로 또는 디지털 '0'으로부터 '1'고(또는 그 반대의 경우도 마찬가지이다) 변해서 구동 모듈이 디바이스를 턴온(오프)시켜서, 예를 들어 바이폴라 및 전계 효과 디바이스의 콜렉터와 이미터 사이 또는 소스와 드레인 사이 각각에서 통전하게 하고, 반대로 디바이스를 턴오프시켜서 실질적으로 통전하지 않도록 하는 천이를 포함할 수도 있다.

모듈에 상대적인 제어 회로부의 전압 분리부는, 예를 들어 데이터 및/또는 전력의 송신을 허용하기에 적합한 변압기(들) 및/또는 광학-커플러(들)를 포함할 수도 있다. 격리부는 하나 이상의 아이솔레이터들, 예를 들어, 모듈당 하나 또는 하나 이상의 모듈을 가지는 위치당 하나를 포함할 수도 있다.

비교를 수행하기 위하여, 상기 타이밍 회로부는 상기 디바이스의 스위칭 지연을 측정하기 위한 타이머를 포함할 수도 있고, 상기 타이밍 회로부는 측정된 스위칭 지연을 상기 기준 지연의 저장된 값과 비교하여 상기 비교를 수행하도록 구성되며, 후속하는 상기 시간차의 단축은 상기 측정된 시간차에 상대적이다. 위에서 설명된 바와 유사하게, 측정은 스위칭 지연의 지속기간을 측정하는 것, 예를 들어 디바이스를 스위칭하기 위한 구동 모듈의 트리거링과 함께 시작해서 디바이스의 스위칭과 함께 끝나는 시간 간격을 측정하여 스위칭 지연을 표시하는 것을 수반할 수도 있다. 어떤 디바이스에 대한, 바람직하게는 모든 디바이스에 대한 후속하는 시간차의 단축은 일반적으로 이상적으로는 실질적으로(예를 들어, 정확하게) 제로이다. 따라서, 어떤 디바이스의 임의의 대응하는 후속하는 스위칭 지연은 해당 디바이스에 관련된 비교를 위하여 사용되는 기준 지연과 실질적으로 동일하다. 이러한 기준 지연은, 예를 들어 모듈 구동 디바이스에 국지적으로 수신 및/또는 저장되는 파라미터일 수도 있고, 및/또는, 예를 들어 타이머/카운터의 타임-아웃 또는 기준 지연에 대응하는 길이를 가지는 시리얼 버퍼를 통과하는 비트의 천이에 의하여 하드웨어로 구현될 수도 있다.

시간차가 점진적으로 단축되게 하기 위해서, 회로는 모듈의 상기 측정된 시간차의 시리즈의 각각에 응답하여, 상기 모듈의 하나의 상기 제어가능 지연을 제어하여, 상기 모듈의 후속하는 시간차를 측정된 시간차 보다 적은 양만큼 단축시켜서, 상기 시리즈의 연속적인 시간차가 제로를 향해 수렴하게 하도록 구성된다. 더 적은 양만큼 단축되면, 모듈로 가는 연속된 명령 신호가 디바이스의 다수 개의 스위칭 사이클(연속적인 온 기간+오프 기간)에 걸쳐 시간차를 점진적으로 단축시키도록 제어할 수도 있다. 예를 들어, 이것은 상대적으로 큰 제어가능한 지연 조절이 두 개 이상의 구동 모듈에서 동시에 이루어져야 하는 경우에 유익할 수도 있다.

대안적으로는, 이러한 비교는, 명령 신호 검출로부터 시작하고 상기 기준 지연과 동일한 지속기간의 종료를 표시하는 타이머를 포함하는 상기 타이밍 회로부를 사용하여 수행될 수도 있고, 상기 타이밍 회로부는, 상기 디바이스의 스위칭이 표시된 종료 이전에, 표시된 종료 시에, 및/또는 표시된 종료 이후에 발생하는지 여부를 검출하는 것을 포함하는 상기 비교를 수행하도록 구성된다.

스위칭과 기준 지연을 비교하기 위하여, 따라서 타이머가 타이밍 트리거(예를 들어, 모듈에 수신될 때의 예컨대 스위칭 명령 신호의 검출)로부터 기준 지연의 종료시까지의 시간을 재기 위하여 사용될 수도 있고, 및/또는 스위칭 디바이스의 단자(예를 들어, 소스, 드레인, 콜렉터 또는 이미터)가 디바이스 상태의 스위칭의 순간을 검출하기 위하여 모니터링될 수도 있다. 그러면 일 실시예는 디바이스 스위칭이 기준 지연 이전에 또는 이후에 발생하는지 여부, 및 바람직하게는 기준 지연보다 얼마나 빠른지 또는 느린지(예를 들어, 얼마나 많은 클록 사이클만큼 빠르거나 느린지)를 검출할 수도 있다. 그러나 비교가 측정 스위칭 시간을 저장된 기준 지연 값과 비교하는 것을 수반할 수도 있거나, 또는 기준 지연의 종료를 표시하여 상태 스위칭이 기준 지연 이전에, 기준 지연 시에, 또는 그 이후에 발생하는지, 즉, 스위칭 지연이 기준 지연보다 더 짧거나 길이가 같거나 또는 더 긴지 여부를 검출할 수 있게 하는 타이밍(timing)을 수반할 수도 있다는 것에 주의한다.

동기화를 개선하기 위하여, 각각의 구동 모듈 각각의 구동 모듈은 상기 모듈의 기준 지연에 기초하여 하나의 상기 비교를 수행하도록 구성될 수도 있고, 상기 모듈의 기준 지연은, 상태를 스위칭하게 하는 상기 디바이스의 제어를 트리거링기 위한 스위칭 명령 신호가 상기 모듈에 의하여 실질적으로 동시에 수신되는 경우, 상기 전력 스위칭 디바이스의 스위칭을 실질적으로 동기화하는 값들을 가진다. 만일 값들이 동일하고 매우 낮거나 실질적으로 제로인 스큐가 다른 모듈에 명령 신호가 도달하는 시점 사이에 존재한다면, 결과적으로 디바이스의 고도로 동기화된 스위칭이 이루어질 수도 있다. 바람직하게는, 이것은 디바이스들 사이에 전류 공유가 양호하게 이루어지게 할 수도 있다.

각각의 상기 구동 모듈이 하나의 상기 제어가능 지연의 하나의 상기 제어를 구현하는 경우에, 상기 디바이스가 동시에 스위칭하는 경우 상기 디바이스에 의하여 통전되는 전류들 사이의 분산이 감소될 수도 있다. 예를 들어, 디바이스들이 동시에 스위칭할 때에 디바이스에 의하여 통전되는 소스-드레인 또는 이미터-콜렉터 전류들 사이의 편차가 감소될 수도 있다. 이러한 관점에서, 스위칭이 동기화되면 스위칭 도중의 전류 차이가 감소되고, 이제 정적 전류 공유가 잘 일어나게 할 수도 있지만, 그 자체로서 완전히 켜진 모듈들 사이의 전류간 평형이 이루어지게 하지는 않을 수도 있다는 것에 주의한다. 이것은 도 6a 에서 알 수 있는데, 여기서 각각의 모듈 내의 전류는 수렴하는 경향이 있다.

각각의 상기 구동 모듈이 하나의 상기 제어가능 지연 제어를 수행하는 시기를 제어하도록 구성되는 제어 회로부가 더 제공될 수도 있다. 그러면 제어 회로부는 제어가능 지연이 모든 모듈 및/또는 디바이스에 대하여 동시에, 예를 들어, 실질적으로 동일한 시간에 각각의 구동 모듈에서 제어가능 지연 요소를 조절함으로써 업데이트되는 것을 보장할 수 있을 수도 있다. 이것은 구동 모듈/디바이스가 동기성에서 벗어나는 가능성을 줄일 수도 있다. 추가적으로 또는 대안적으로는, 구동 모듈들의 시간차에 기초하는 에러 신호가 제어 회로부로 송신된다면, 제어 회로부는 각각의 모듈 및/또는 디바이스의 시간차에 기초하여 평균 또는 다른 함수를 적용하고 이에 상응하여 제어가능 지연 조절 값을 각각의 구동 모듈로 반환하여, 하나 이상의 제어가능 지연에 가해지는 변경을 결정할 수도 있다. 더 나아가 추가적으로 또는 대안적으로는, 각각의 구동 모듈의 기준 지연은 예를 들어 제어 회로부에 의하여 프로그래밍가능할 수도 있다.

일 실시예에서, 상기 지연 회로는, 제어가능 타이머를 포함하고, 상기 제어가능 지연을 구현하게끔 상기 타이머의 타이밍 주기값을 조절하도록 구성되며, 상기 타이머는 바람직하게는, 하나의 상기 스위칭 명령 신호의 버퍼링 시간을 제어하도록 구성되고, 및/또는 상기 지연 회로는 후속하는 상기 스위칭 명령 신호의 구동 강도를 조절하여 상기 제어가능 지연을 구현하도록 구성된다. 이러한 구동 강도 제어는, 명령 신호를 생성하고 및/또는 수신 및/또는 검출된 명령 신호를 감쇠 또는 증폭하는 경우에 구동 강도 제어 파라미터를 조절하는 것을 수반할 수도 있다. 그러나, 지연은 신호의 버퍼링을 타이밍(timing)하기 위한 제어가능 타이머를 사용하여 구현됨으로써, 지연이 버퍼링 지속기간을 제어하기 위한 시간 지연 파라미터를 설정함으로써 제어되게 할 수도 있다.

더 나아가, 하나의 상기 디바이스를 제어하기 위한 적어도 하나의 상기 구동 모듈은, 상기 모듈의 제 1 시간차 및 상기 모듈의 제 2 시간차를 측정하도록 구성되고, 제 1 측정된 시간차는 제 1 기준 지연과 턴온되는 디바이스의 상기 스위칭 지연 사이의 턴온 시간차이고; 제 2 측정된 시간차는 제 2 기준 지연과 턴오프되는 디바이스의 상기 스위칭 지연 사이의 턴오프 시간차이며, 상기 구동 모듈은, 상기 구동 모듈의 하나의 상기 제어가능 지연을 상기 턴온 시간차에 따라서 제어하여 상기 구동 모듈의 후속 턴온 시간차를 감축시키고; 상기 구동 모듈의 하나의 상기 제어가능 지연을 상기 턴오프 시간차에 따라서 제어하여 상기 구동 모듈의 후속 턴오프 시간차를 단축시키도록 구성되며, 턴온 기준 지연 및 턴오프 기준 지연은 실질적으로 동일한(다른 실시형태에서는 이들이 동일하지 않을 수도 있다는 것에 주의한다), 스위칭 제어 회로가 제공될 수도 있다. 턴온 및 턴오프 기준 지연들이 이와 같이 동일하면, 디바이스의 상태 스위칭이 스위칭 명령 신호, 예를 들어, 펄스폭 변조(PWM) 스위칭 명령 신호의의 천이를 정확하게 추종하도록 할 수도 있다.

바람직한 실시예에서, 이러한 회로는 브릿지 회로, 예를 들어, 풀 또는 하프 브릿지의 전력 스위칭 디바이스를 제어하도록 제공된다. 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스는 상기 브릿지 회로의 위상 레그(phase leg)의 하부 스위칭 디바이스 및 상부 스위칭 디바이스를 포함하고, 하나의 상기 구동 모듈은 하나의 상기 비교를 수행하고 상기 비교에 기초하여 제어가능 지연 제어를 수행하여, 상기 하부 디바이스를 제어하도록 상기 구동 모듈에서 수신되는 하나의 상기 스위칭 명령 신호에 의한 상기 트리거링의 지연을 제어하도록 구성되고, 하나의 상기 구동 모듈은 하나의 상기 비교를 수행하고 상기 비교에 기초하여 제어가능 지연 제어를 수행하여, 상기 상부 디바이스를 제어하도록 상기 구동 모듈에서 수신되는 하나의 상기 스위칭 명령 신호에 의한 상기 트리거링의 지연을 제어하도록 구성되며, 상기 브릿지 회로는 상기 하부 디바이스 및 상기 상부 디바이스의 스위칭 사이의 불감시간(deadtime)을 감축시키기 위한 것이다.

더 나아가 광섬유 인터페이스를 포함하는 회로가 제공될 수도 있는데, 상기 제어 회로부는 상기 광섬유 인터페이스를 통해 상기 스위칭 명령 신호의 송신을 수행하도록 구성된다. 비교 결과가 모듈에 의하여 제어 회로부로, 예를 들어 에러 신호로서 전송되는 경우에, 이것은 동일한 인터페이스를 거쳐 전송될 수도 있다.

더 나아가 상기 스위칭 명령 신호 송신을 위한 전용 전기적 인터페이스를 포함하는 회로가 제공될 수도 있는데, 상기 제어 회로부는 상기 전용 전기적 인터페이스를 통해 상기 스위칭 명령 신호의 송신을 수행하도록 구성된다.

더 나아가 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스는 적어도 하나의 IGBT를 포함하는, 회로가 제공될 수도 있다.

바람직한 실시예에서, 제 1 항 내지 제 13 항의 회로를 포함하는 전력 컨버터가 제공된다. 이러한 컨버터는 ac-dc 변환을 위한 것일 수도 있는데, 하지만 대안적으로는 dc-ac 인버터일 수도 있다.

본 발명의 제 2 양태에 따르면, 병렬연결된 전력 반도체 스위칭 디바이스의 스위칭을 제어하는 방법이 제공되는데, 상기 방법은 제어 회로부를 사용하여 구동 모듈로 스위칭 명령 신호를 송신하고하고, 상기 구동 모듈은 상기 제어 회로부로부터 전압 분리되며, 각각의 상기 스위칭 명령 신호는 하나의 상기 구동 모듈을 트리거링하여 하나의 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스가 상태를 스위칭하게 하기 위한 것이고, 상기 방법은 각각의 상기 디바이스에 대하여, 하나의 상기 구동 모듈에서 하나의 상기 디바이스의 스위칭 지연과 기준 지연을 비교하는 단계로서, 상기 스위칭 지연은 상기 구동 모듈에서의 하나의 상기 스위칭 명령 신호의 검출과 검출된 스위칭 명령 신호에 따르는 상기 디바이스의 스위칭 사이의 시간 간격인, 비교 단계; 및 검출된 상기 스위칭 명령 신호에 후속하여 하나의 상기 스위칭 명령 신호에 의한 적어도 하나의 상기 트리거링을 지연시키도록 상기 구동 모듈의 제어가능 지연을 제어하는 단계로서, 상기 제어는 상기 비교의 결과에 따라서, 상기 기준 지연과 후속하는 상기 스위칭 명령 신호에 따르는 상기 디바이스의 하나의 상기 스위칭 지연 사이의 시간차를 단축시키기 위한 것인, 제어 단계를 수행하는 것을 포함한다.

따라서, 제 1 양태에 대해서와 유사하게, 비교는 디바이스의 제 1 스위칭 사이클 내의 턴온(오프)을 위하여 수행되고, 바람직하게는 후속하는 스위칭 사이클 내에 있는 다음 턴온(오프)의 시간차를 제어하기 위하여 사용될 수도 있다.

더 나아가, 하나의 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스에 대하여 상기 단계들을 수행하는 단계로서, 하나의 상기 디바이스의 상기 스위칭은 상기 디바이스를 턴온시키는 것을 포함하는, 단계; 및 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스에 대하여 상기 단계들을 수행하는 단계로서, 하나의 상기 디바이스의 상기 스위칭은 상기 디바이스를 턴오프시키는 것을 포함하는, 단계를 포함하는 방법이 제공될 수도 있는데, 상기 디바이스의 턴온의 스위칭 지연과 비교되는 기준 지연 및 상기 디바이스의 턴오프의 스위칭 지연과 비교되는 기준 지연은 실질적으로 동일하다.

또한 더 나아가 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스는 브릿지 회로의 위상 레그에 하부 디바이스 및 상부 디바이스를 포함하고, 상기 방법은, 상기 하부 디바이스 및 상부 디바이스의 각각에 대하여 상기 단계들을 수행하여 상기 하부 디바이스 및 상부 디바이스의 스위칭 사이의 불감시간을 단축하는 단계를 포함하는, 방법이 제공될 수도 있다. 이러한 불감시간 도중에, 디바이스들 둘 모두는 턴오프될 수도 있고, 즉, 위상 레그는 전체적으로 비-도전성이 될 수도 있다.

또한 더 나아가 상기 비교 단계는, 상기 구동 모듈에서 상기 기준 지연과 상기 디바이스의 스위칭 지연 사이의 시간차를 측정하는 단계, 및 측정된 시간차와 상기 기준 지연의 저장된 값을 비교하는 단계를 포함하는 방법이 제공될 수도 있는데, 상기 단축된 시간차는 상기 측정된 시간차에 상대적이다. 이러한 측정은 기준 지연의 종료와 디바이스의 상태 스위칭을 검출하는 시간 사이를 측정하는 것을 수반할 수도 있다.

더 나아가, 상기 제어가능 지연의 제어는, 상기 디바이스의 복수 개의 스위칭 사이클에 걸쳐 제어가능 지연 요소의 조절의 시리즈를 포함함으로써 상기 시간차를 점진적으로 단축시키는, 방법이 제공될 수도 있다.

제 2 양태에서의 기준 지연으로서 사용하기 위한 턴온 기준 지연을 결정하기 위하여, 일 실시예는, 하나의 상기 디바이스의 하나의 상기 스위칭 지연과의 하나의 상기 비교를 위한 턴온 기준 지연을 결정하는 단계로서, 하나의 상기 스위칭 지연은 상기 디바이스를 턴온시키기 위한 하나의 상기 트리거링에 상대적인 상기 디바이스의 턴온 지연인, 결정 단계를 포함할 수도 있고, 상기 결정은: 적어도 하나의 상기 구동 모듈에 급전하기 위한 파워 서플라이의 컴플라이언스 전압(compliance voltage); 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 온 상태에서 구동하기 위한 단자의 최대 입력 저항(예를 들어, 게이트 드라이브 ON 저항의 최대 공차, 또는'RON' 맥스(max)); 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 최대 턴온 임계 전압으로서, 바람직하게는 최소 필요 온도에서의 최대 턴온 임계 전압(예를 들어, 최소 온도에서의 최대 IGBT 임계 전압); 및/또는 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 최대 제어 단자 커패시턴스(예를 들어, 디바이스의 모든 이러한 커패시턴스 중 최대 게이트 커패시턴스(Cg); Cg는 IGBT의 경우에 병렬 연결되는 게이트-콜렉터 커패시턴스 Cgc 및 게이트-이미터 커패시턴스를 포함할 수도 있음) 중 적어도 하나에 기초한다.

이와 유사하게, 제 2 양태에서의 기준 지연으로서 사용하기 위한 턴오프 기준 지연을 결정하기 위하여, 일 실시예는, 하나의 상기 디바이스의 하나의 상기 스위칭 지연과의 하나의 상기 비교를 위한 턴오프 기준 지연을 결정하는 단계로서, 하나의 상기 스위칭 지연은 상기 디바이스를 턴오프시키기 위한 하나의 상기 트리거링에 상대적인 상기 디바이스의 턴오프 지연인, 결정 단계를 포함할 수도 있고, 상기 결정은: 적어도 하나의 상기 구동 모듈에 급전하기 위한 파워 서플라이의 컴플라이언스 전압(compliance voltage); 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 온 상태에서 구동하기 위한 단자의 최대 입력 저항(예를 들어, 게이트 드라이브 OFF 저항의 최대 공차, 또는'ROFF' 맥스); 바람직하게는 최대 소망 온도에서의 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 최소 턴오프 임계 전압(예를 들어, 최소 온도에서의 최대 IGBT 임계 전압); 및/또는 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 최대 제어 단자 커패시턴스(위에서 설명된 바와 같음) 중 적어도 하나에 기초한다.

위의 기준 지연 결정 실시예 양자 모두가 사용되는 경우, 상기 비교를 위하여 사용되는 각각의 기준 지연은 결정된 턴온 기준 지연 및 결정된 턴오프 기준 지연 중 더 큰 것과 동일하도록 결정될 수도 있다.

더 나아가, 상기 방법에 대한 상기 기준 지연을 결정하도록 동작가능한 컴퓨터 프로그램이 제공될 수도 있는데, 상기 결정은: 바람직하게는 최대 필요 온도에서의 최소 전력 반도체 스위칭 디바이스 턴오프 임계 전압(예를 들어, 최소 온도에서의 최대 IGBT 임계 전압); 바람직하게는 최소 필요 온도에서의 최대 전력 반도체 스위칭 디바이스 턴온 임계 전압(예를 들어, 최소 온도에서의 최대 IGBT 임계 전압); 최대 전력 반도체 스위칭 디바이스 제어 단자 커패시턴스(예를 들어, 위에서 설명된 바와 같음); 파워 컨버터의 내부 또는 외부 온도이거나 특히 상기 디바이스의 온도일 수도 있는 최소 온도 최대 온도(유사하게, 내부 또는 외부 온도이거나 특히 상기 디바이스에 관련된 온도); 구동 모듈로의 최소 양의 공급 전압 구동 모듈로의 최대 음의 공급 전압 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 온 상태에서 구동하기 위한 단자의 최대 입력 저항(예를 들어, 게이트 드라이브 ON 저항의 최대 공차, 또는 'RON' 맥스(max)로 지칭됨); 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 오프 상태에서 구동하기 위한 단자의 최대 입력 저항(예를 들어, 게이트 드라이브 OFF 저항의 최대 공차, 또는 'ROFF' 맥스)); 및/또는 하나의 상기 구동 상기 전력 스위칭 디바이스를 구동하기 위한 하나의 상기 구동 모듈의 최대 전파 지연 중 적어도 하나에 의존하고, 상기 지연은 상기 구동 모듈에서의 스위칭 명령 신호의 수신으로부터 상기 구동 모듈이 상기 전력 반도체 디바이스의 스위칭을 활성화하는 것까지이다.

본 발명의 제 3 양태에 따르면, 병렬연결된 전력 반도체 스위칭 디바이스의 스위칭을 제어하는 회로가 제공되는데, 상기 회로는 구동 모듈로 스위칭 명령 신호를 송신하기 위한 제어 회로부를 포함하고, 각각의 상기 스위칭 명령 신호는 하나의 상기 구동 모듈을 트리거링하여 하나의 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스가 상태를 스위칭하게 하기 위한 것이며, 상기 회로는 각각의 상기 구동 모듈에 대하여, 하나의 상기 구동 모듈에서 하나의 상기 디바이스의 스위칭 지연과 기준 지연을 비교하는 수단으로서, 상기 스위칭 지연은 상기 구동 모듈에서의 하나의 상기 스위칭 명령 신호의 검출과 검출된 스위칭 명령 신호에 따르는 상기 디바이스의 스위칭 사이의 시간 간격인, 비교 수단; 및 검출된 상기 스위칭 명령 신호에 후속하여 하나의 상기 스위칭 명령 신호에 의한 적어도 하나의 상기 트리거링을 지연시키도록 상기 구동 모듈의 제어가능 지연을 제어하는 수단으로서, 상기 제어는 상기 비교의 결과에 따라서, 상기 기준 지연과 후속하는 상기 스위칭 명령 신호에 따르는 상기 디바이스의 하나의 상기 스위칭 지연 사이의 시간차를 단축시키기 위한 것인, 제어 수단을 포함한다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 전력 반도체 스위칭 디바이스들의 스위칭을 제어하는 회로부를 포함하는 브릿지 회로가 제공되는데, 상기 회로는, 복수 개의 구동 모듈로서, 각각의 상기 모듈은 하나의 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 제어하기 위한, 구동 모듈; 스위칭 명령 신호를 상기 모듈로 송신하는 제어 회로부로서, 각각의 상기 스위칭 명령 신호는 하나의 상기 구동 모듈을 트리거링하여 하나의 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스가 상태를 스위칭하게 하기 위한 것인, 제어 회로부; 및 상기 구동 모듈과 상기 제어 회로부 사이의 전압 분리부를 포함하고, 하나의 상기 디바이스를 제어하기 위한 각각의 상기 구동 모듈은: 상기 디바이스의 스위칭 지연과 기준 지연을 비교하는 타이밍 회로부로서, 상기 스위칭 지연은 상기 구동 모듈에서의 하나의 상기 스위칭 명령 신호의 검출과 검출된 스위칭 명령 신호에 따르는 상기 디바이스의 스위칭 사이의 시간 간격인, 타이밍 회로부; 및 검출된 상기 스위칭 명령 신호에 후속하여 상기 모듈에서 수신되는 하나의 상기 스위칭 명령 신호에 의한 하나의 상기 트리거링을 지연시키도록 제어가능 지연을 제공하는 지연 회로부로서, 상기 지연 회로부는, 상기 디바이스의 상기 스위칭 지연의 상기 비교의 결과에 따라서 상기 제어가능 지연을 제어하여, 상기 기준 지연과 후속하는 상기 스위칭 명령 신호에 따라서 스위칭하는 상기 디바이스의 하나의 상기 스위칭 지연 사이의 시간차를 단축시키도록 구성되는, 지연 회로부를 포함하고, 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스는 상기 브릿지 회로의 위상 레그의 하부 스위칭 디바이스 및 상부 스위칭 디바이스를 포함하고, 하나의 상기 구동 모듈은 하나의 상기 비교를 수행하고 상기 비교에 기초하여 제어가능 지연 제어를 수행하여, 상기 하부 디바이스를 제어하도록 상기 구동 모듈에서 수신되는 하나의 상기 스위칭 명령 신호에 의한 상기 트리거링의 지연을 제어하도록 구성되고, 하나의 상기 구동 모듈은 하나의 상기 비교를 수행하고 상기 비교에 기초하여 제어가능 지연 제어를 수행하여, 상기 상부 디바이스를 제어하도록 상기 구동 모듈에서 수신되는 하나의 상기 스위칭 명령 신호에 의한 상기 트리거링의 지연을 제어하도록 구성되며, 상기 브릿지 회로는 상기 하부 디바이스 및 상기 상부 디바이스의 스위칭 사이의 불감시간(deadtime)을 감축시키기 위한 것이다.

이러한 양태는 제 1 양태의 임의의 하나 이상의 선택적인 피쳐와 결합될 수도 있는데, 제 1 양태와 관련하여 언급되는 바와 같은 병렬연결된 전력 스위칭 디바이스는 이러한 양태와 관련하여 언급되는 바와 같은 하부 스위칭 디바이스 및 상부 스위칭 디바이스에 의하여 대체된다.

다른 배치구성에서, 상부 디바이스 및 하부 디바이스는 두 개 이상의 위상 레그를 병렬로 가지는 브릿지 회로의 각각의 병렬 위상 레그 내의 스위칭 디바이스에 의하여 대체될 수도 있고, 이러한 배치구성은 직렬 디바이스들의 스위칭 사이의 불감시간이 감축되기보다, 하나의 병렬 디바이스의 다른 것에 상대적인 스위칭 지연에서의 감축이 일어나게 한다.

본 발명의 다른 양태에 따르면, 전력 반도체 스위칭 디바이스들의 스위칭을 제어하는 방법이 제공되는데, 상기 방법은 제어 회로부를 사용하여 구동 모듈로 스위칭 명령 신호를 송신하고하고, 상기 구동 모듈은 상기 제어 회로부로부터 전압 분리되며, 각각의 상기 스위칭 명령 신호는 하나의 상기 구동 모듈을 트리거링하여 하나의 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스가 상태를 스위칭하게 하기 위한 것이고, 상기 방법은 각각의 상기 디바이스에 대하여, 하나의 상기 구동 모듈에서 하나의 상기 디바이스의 스위칭 지연과 기준 지연을 비교하는 단계로서, 상기 스위칭 지연은 상기 구동 모듈에서의 하나의 상기 스위칭 명령 신호의 검출과 검출된 스위칭 명령 신호에 따르는 상기 디바이스의 스위칭 사이의 시간 간격인, 비교 단계; 및 검출된 상기 스위칭 명령 신호에 후속하여 하나의 상기 스위칭 명령 신호에 의한 적어도 하나의 상기 트리거링을 지연시키도록 상기 구동 모듈의 제어가능 지연을 제어하는 단계로서, 상기 제어는 상기 비교의 결과에 따라서, 상기 기준 지연과 후속하는 상기 스위칭 명령 신호에 따르는 상기 디바이스의 하나의 상기 스위칭 지연 사이의 시간차를 단축시키기 위한 것인, 제어 단계를 수행하는 것을 포함하고, 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스는 브릿지 회로의 위상 레그에 하부 디바이스 및 상부 디바이스를 포함하고, 상기 방법은 상기 하부 디바이스 및 상부 디바이스의 각각에 대하여 상기 단계들을 수행하여 상기 하부 디바이스 및 상부 디바이스의 스위칭 사이의 불감시간을 단축하는 단계를 포함한다.

이러한 양태는 제 2 양태의 임의의 하나 이상의 선택적인 피쳐와 결합될 수도 있는데, 제 2 양태와 관련하여 언급되는 바와 같은 병렬연결된 전력 스위칭 디바이스는 이러한 양태와 관련하여 언급되는 바와 같은 하부 스위칭 디바이스 및 상부 스위칭 디바이스에 의하여 대체된다.

다른 기술에서, 상부 디바이스 및 하부 디바이스는 두 개 이상의 위상 레그를 병렬로 가지는 브릿지 회로의 각각의 병렬 위상 레그 내의 스위칭 디바이스에 의하여 대체될 수도 있고, 이러한 기술은 직렬 디바이스들의 스위칭 사이의 불감시간이 감축되기보다, 하나의 병렬 디바이스의 다른 것에 상대적인 스위칭 지연에서의 감축이 일어나게 한다.

바람직한 실시예는 첨부된 종속항에 정의된다.

위의 양태의 임의의 하나 이상 및/또는 바람직한 실시예의 위의 선택적인 특징의 임의의 하나 이상은 임의의 순서로 결합될 수도 있다.

본 발명을 더 잘 이해하고 어떻게 본 발명이 실시되는지를 보여주기 위하여, 예를 통하여 첨부된 도면을 기준할 것이다.
도 1 은 구동 모듈을 포함하는 시스템 실시형태의 블록도를 도시한다;
도 2 는 도 1 의 구동 모듈의 블록도를 도시하는데, t_difference = t_reference - t_switch 이고 t_on = t_command + t_delay이다;
도 3a 및 도 3b 는 도 1 및 도 2 의 실시예에 대한 타이밍도를 도시하는데, 여기에서 t_difference = t_reference - t_switch 이고 t_on = t_command + t_delay이다;
도 4 는 컨버터 실시예에서 발견될 수도 있는 바와 같은 스위칭 디바이스(예를 들어 단순히 IGBT라고 표시됨), 예를 들어 다수의 위상 레그 인버터의 네트워크를 도시하는데, 각각의 스위칭 디바이스는 예를 들어 도 1 내지 도 3 에 도시된 바와 같은 구동 모듈에 의하여 구동될 수도 있다;
도 5a 는 인버터와 같은, 전력 스위칭 장치 내의 제어 회로부 블록을 도시하는데 이러한 장치는 하나 이상의 상 레그들 중 절반의 각각의 상 레그에 하나 이상의 전력 스위칭 디바이스를 가질 수도 있고, 각각의 구동 모듈(2)(예컨대 도 1 의 구동 모듈(2a 또는 2b))은 각각의 제어기(1)에 공통으로 커플링될 수도 있으며 및/또는 복수 개의 구동 모듈(2)이 제어기(들)(1)로부터 전압 분리되고 도 5b 는 도 5a 에 대한 대안적인 구성을 도시한다;
도 6a 는 3 개의 병렬 디바이스의 공유 성능을 나타내고(시간은 x-축에, 상대 전류는 y-축에), 도 6b 는 적응적 병렬 제어가 이네이블된 실시예에서의 3 개의 병렬 디바이스의 공유 성능을 나타낸다(시간은 x-축에, 상대 전류는 y-축에);
도 7 은 턴온 및 턴오프에서 전류 에지를 동기화하기 위한 장치의 기능적 분해도의 세부사항을 도시한다;
도 8 의 (a)는 IGBT 인덕턴스를 나타내고 (b)는 Vee에 걸친 관찰된 dI/dt 출력을 나타낸다;
도 9a 는 스위치 온 시의 이미터 인덕턴스에 걸치는 측정된 전압을 나타내고(부드러운 선은 적분(integration)으로 얻어지고 다른 특성은 측정치임); 도 9b 는 스위치 오프 시의 이미터 인덕턴스에 걸치는 측정된 전압을 나타내는데, 그래프의 상단 좌측에서부터 떨어지는 부드러운 특성은 적분(integral)이고 다른 특성은 측정치이다;
도 10 은 IGBT 턴온 페이즈 도중의 콜렉터 전류(I_C, 250 A/div) 및 기생 인덕턴스 전압(-V_LE, 2 V/div)의 파형을 도시하는데, T는 준-임계 전압이 발생하는 순간을 표시한다;
도 11 은 일치하는 턴온이 나타나게 하는 오프셋 타이밍을 가지는 병렬화된 게이트 신호를 도시한다;
도 12a 및 도 12b 는 예시적인 병렬 시스템 아키텍처를 도시한다;
도 13 은 일 실시예의 흐름도를 도시한다; 그리고
도 14 는 병렬연결된 전력 반도체 스위칭 디바이스의 스위칭을 제어하기 위한 회로 실시예의 블록도를 도시한다.

일 실시예는 AC-DC 컨버터 또는 DC-AC 인버터와 같은 전력 컨버터에 적용가능한 방법을 제공한다. 단순히 예로서, 도 4 는 각각의 상 레그의 상측 및 하측 각각에 적층된 두 개의 IGBT들을 가지는 다상 레그 인버터를 도시한다. 단상 또는 다상 레그 인버터는, 디바이스측에 게이트 드라이버(2)의 형태인 구동 모듈에 의하여 제어되도록 커플링된 IGBT들을 가지는 하나 이상의 상 레그를 포함하는, 도 5a 의 전력 스위칭 장치(4)로서 제공될 수도 있다. 구동 모듈은 제어측에 있는 제어기(1)의 형태인 제어 회로부에 의하여 제어되도록 각각 커플링된다.

도 10a 의 전력 스위칭 디바이스(5a, 5b)는 IGBT로서 도시되는데, 하지만 추가적으로 또는 대안적으로 하나 이상의 FET(예를 들어, MOSFET 또는JFET), LILET, SCR, 등을 포함할 수도 있다. 이러한 디바이스(5a, 5b) 각각은 역전압 및 역전류에 대하여 스위칭 디바이스를 보호하기 위하여 병렬로 연결되는 선택적인 프리휠링 다이오드를 가지는 것으로 도시된다.

각각의 구동 모듈과 이것의 대응하는 제어기 사이의 커플링은 예를 들어 변압기-커플링 또는 광-커플링을 이용하여 전압 절연을 제공하는 것이 바람직하다. 따라서, 도 5a 단방향성 또는 양방향성 링크(3) 각각은 광섬유(예를 들어, 양방향 통신용 광섬유, 또는 각각의 방향의 통신용 개별 섬유) 또는 변압기를 포함할 수도 있다.

도 4 와 관련하여 당업자에 의하여 인식될 수 있는 바와 같이, 도 5a 에 도시되지 않는 회로부가 존재할 수도 있고, 특히 하나 이상의 전력 스위칭 디바이스가 공급선(예를 들어, VSS 및 0V)까지 연결되는 라인 중 하나 또는 양자 모두에 존재할 수도 있다 - 이러한 라인들은 이를 나타내기 위하여 도 5a 에서는 인터럽트되어 있다.

도 5b 의 확장도는, 하나의 제어가능한 스위치 네트워크(202)가, 예를 들어 실리콘 카바이드 다이, 전압 레벨을 생성하도록 병렬 연결되는 다수의 디바이스, 그리고 전압 레벨을 직렬로 연결하도록 직렬로 연결되는 다수의 디바이스들의 세트를 각각 포함하는, 9 개의 전력 반도체 스위칭 디바이스들(210)을 포함하는, 간단하지만 더 큰 스케일의 시스템을 도시한다. 다른 구성에서, 하나의 구동 모듈(130)은 두 개 이상의 스위치 또는 디바이스 다이를 제어할 수도 있다. 도 5b 의 각각의 전력 스위칭 디바이스(210)는 개별적인 구동 모듈(130)을 가지고, 이것이 이제 서브-제어기(120a, b) 중 하나에 커플링된다. 도시된 바와 같이 서브-제어기와 구동 모듈 사이에 개별 버스가 지나가서 각각의 구동 모듈에 대하여 이러한 버스가 하나 존재하게 하는데, 하지만 이것은 단순한 예일 뿐이다. 다수의 스위치들을 포함하는 고전압 및/또는 대전류 전력 전기 회로에서, 수 백 개 또는 가능하게는 수 천 개의 반도체 스위칭 디바이스가 직렬 및/또는 병렬로 연결되어 채용될 수도 있고, 이러한 구동 모듈은 이러한 디바이스들이 동기되어, 사실상 거의 동시에 스위칭되도록 이들의 스위칭을 제어한다. 본 명세서에서 설명된 바와 같이 제어가능 지연을 사용하면 이러한 동기성(synchronism)을 개선할 수도 있다.

이러한 병렬연결된 전력 디바이스(IGBT, MOSFET 등)의 스위칭을 동기화하기 위한 방법 실시예는, 바람직하게는 양호한 전류 공유를 보장한다. 적응적 메커니즘이 이러한 일 실시예에 대하여 제안되는데, 여기에서 스위칭 할 시간(스위칭 지연)이 측정되고, 기준 시간(기준 지연)과 비교되며, 그리고 다음 사이클에서 게이트 드라이브(구동 모듈) 동작이 변경되어 모든 IGBT가 기준 시간(기준 지연의 종료)에 동기되어 변경되도록 보장한다. 게이트 드라이브에 대한 변화는 디바이스로 가는 스위칭 명령 신호 및/또는 연관된 게이트 구동 신호에 가해지는 타이밍된 지연, 및/또는 스위칭 명령 신호 및/또는 게이트 구동 신호의 구동 강도(drive strength)의 변화에 의하여 구현될 수 있다.

메커니즘은 이벤트를 동시에(서로 수 나노초 내에) 검출하고(동기 이벤트) 및 해당 이벤트로부터 IGBT 내의 전류의 변동까지의 시간을 측정(비동기 이벤트)하는 각각의 구동 모듈(게이트 드라이브)에 의존할 수도 있다. 따라서, 타이밍 및 측정 기능이 일 실시예에서는 두 개의 부분으로 분할된다. 타이밍 동기화는, 병렬연결된 구동 모듈(게이트 드라이브)로의 전용 저스큐 전기적 인터페이스와 함께 마스터 타이밍 기준으로서 역할을 수행하는 "병렬 제어기" 의 형태인 제어 회로부에 의하여 도움을 받을 수도 있다. 높은 전압 신호 분리가 중앙 제어기와 병렬 제어기 사이에서 일반적으로 유지되지만, 이것은 적어도 각각의 게이트 드라이브 사이에서는 요구되지 않는데 그 이유는 이들이 대략적으로는 동일한 포텐셜에서 동작하기 때문이다.

전류의 변화는 직접적으로 또는 dI/dt의 미분에 의하여 측정될 수도 있다.

기준 지연은 선결정될 수도 있는데, 예를 들어, 유선 연결되거나(hardwired) 각각의 게이트 드라이브로 통신될 수도 있다; 어느 경우에서나 이것은 구동 모듈에 국지적으로 저장될 수도 있다. 바람직하게는 이러한 지연은, 예를 들어 재프로그래밍가능한 메모리 예컨대 EEPROM, 예를 들어 플래시 메모리를 사용하여 프로그램가능하다. 이러한 기준은 모든 IGBT들이 단지 동시에가 아니라, 동기 이벤트로부터 알려진 시간에 스위칭한다는 것을 의미할 수도 있다.

일 실시예의 하나의 이점은, 턴온 및 턴오프 기준 지연이 동일하도록 선택된다면, 스위칭된 전류의 펄스폭이 인입하는 스위칭 신호와 정확하게 매칭될 수도 있다는 것이다.

추가적 또는 대안적인 이점은, 전류 정류의 타이밍이 정확하게 알려질 수도 있다는 것이고, 이것은 어떤 컨버터의 위상 레그에 있는 상부 디바이스와 하부 디바이스 사이의 불감시간을 단축시키기 위하여 사용될 수 있다. 그렇지 않으면 불감시간이 길어지면 생성된 전압 및/또는 전류 파형에 왜곡이 생기게 할 수도 있는데, 이것은 바람직하지 않은 것이다.

일 실시예는, 예를 들어 전류 공유를 개선시켜서 강등 마진(derating margin)이 줄어들 수 있고 따라서 더 적은 스위칭 디바이스가 인버터와 같은 스위칭 장치 내에 채용될 수 있게 함으로써 전체 시스템의 단축 비용을 절감할 수도 있다. 이러한 실시예에서 게이트 드라이브에 추가되는 임의의 복잡성은 일반적으로 작다. 전류 변화를 검출하기 위하여 사용되는 회로는, 상태 모니터링 목적을 위해서도 역시 사용될 수도 있다.

도 1 에 도시되는 예시적인 실시예는 구동 모듈(2a, 2b) 및 전력 스위칭 디바이스(3a 및 3b)를 포함한다. 제어기(1)의 형태인 제어 회로부는 전압 분리 장벽을 넘어서 각각의 통신 링크에 의하여 구동 모듈에 커플링된다.

도 2 는 도 1 의 모듈(2a 및/또는 2b)에 대응하는 구동 모듈(2)을 좀 더 상세하게 도시한다. 구동 모듈(2)은 모듈의 지연 회로부(21)에서, 예를 들어 도 1 의 제어기(1)의 형태인 제어 회로부로부터 스위칭 명령 신호('명령(COMMAND)')을 수신하도록 커플링되는데, 명령 신호는 트리거 전력 스위칭 디바이스(3)가 턴온(오프)하도록 트리거링하기 위한 것이다. 따라서, 명령 신호(예를 들어, 지연 회로부(21)로의 명령 신호 입력선에 존재하는 신호 천이)에 응답하여, 지연 회로부(21)는 턴온 신호(게이트 구동 신호)를 시간 t_on에(대안적으로는 시간 t_off에 턴오프 신호의 형태인 게이트 구동 신호를)도 1 의 디바이스(3a 또는 3b)에 대응하는 디바이스(3)로 전송한다. 측정 유닛(22)과 같은 타이밍 회로부는 전력 스위칭 디바이스(3)로부터 스위칭 표시자를 시간 t_switch에 수신한다. 표시자는 바람직하게는 디바이스가 상태를 변경한 시간 또는 상태를 변화하기 시작한 시간인 시간 t_switch(일반적으로 턴온 및 턴오프 양자 모두에 대하여 천이가 시작하는 시간을 정렬하는 것이 더 바람직하다; 이것은 di/dt에서의 변화 또는 전류의 절대값을 찾음으로써 검출될 수 있다), 예를 들어 디바이스에 의하여 통전되는 전류가 실질적으로 제로가 되었거나(턴오프의 경우) 또는 선결정된 최대 전류에 도달한(턴온의 경우) 시간을 명백하게 표시한다. 예를 들어, 시간 t_switch에서의 스위칭 표시자는 IGBT의 형태인 전력 스위칭 디바이스(3)의 콜렉터 전류를 모니터링하고 임계비교(thresholding)하여 스위칭 순간을 표시함으로써 획득될 수도 있다. 명령 시간 t_command에서 턴온(오프)을 명령하는 스위칭 명령 신호는, 기준 지연 t_reference의 표시자에 추가하여 측정 유닛(22)에 더욱 입력된다. 예를 들어 기준 지연 표시자는 명령 시간 이후의 타이밍된 기준 지연에서 발생하는 기준 지연 값 또는 신호 천이일 수도 있다. 측정 유닛은 t_reference에 상대적으로 시점 t_switch를 비교 및/또는 평가하는 것에 기초하여 시간차 표시자 t_difference를 지연 유닛(21)에 제공한다. 예를 들어, t_reference 및 t_switch에서의 신호 천이들 사이의 시간차, 또는 t_switch로 표시되는 바와 같은, 스위칭 명령 신호에 상대적인 기준 지연과 스위칭 지속기간 사이의 시간차는 타이밍되어, t_difference이 t_reference과 t_switch 사이의 시간 간격의 값이 되게 할 수도 있다. 대안적으로는, t_difference은 t_reference이 t_switch 이전에, 그 때에 및/또는 그 이후에 발생하는지 여부만을 표시할 수도 있다. 그러면 턴온(오프) 신호를 후속 스위칭 명령 신호에 따라서 디바이스(3)로 출력하는 것은 후속 명령 신호의 명령 시간 t_command에 상대적으로 t_difference에 따라서 지연될 것이다. 따라서, 턴온(오프) 신호의 시간 t_on(t_off)은 측정된 t_difference와 동일과 지연 값 t_delay 만큼 지연될 수도 있고, 또는 t_switch가 t_reference 이전 또는 이후에 발생했는지에 따라서 선결정된 시간 증분/감분만큼 지연되거나 앞당겨질 수도 있다. 제어가능 지연 값 t_delay은 바람직하게는, 디바이스의 후속하는 스위칭 이벤트가 더 작은 크기의 t_difference, 예를 들어 제로를 가지도록 할 수 있다.

전술된 내용과 일관되게, 도 2 는 측정된 t_difference = t_reference - t_switch이고 턴온 시간 t_on = t_command + t_delay이 되게 동작하고:

t_difference > 0 라면 t_delay을 증분시키고

t_difference < 0 라면 t_delay을 증분시킨다.

이러한 동작이, 시간 t_command에서의 스위칭 명령 신호 천이 이후에 t_command 이후의 지연 t_{delay에서의} 턴온 신호(IGBT와 같은 절연 게이트 디바이스의 게이트 전압)를 예시하는 도 3a 및 도 3b 의 타이밍도에 나타난다. 턴온되는 디바이스의 스위칭 순간 t_switch는 콜렉터 전류가 자신의 오프 상태로부터 증가하는 순간으로서 도시된다. 예시의 용이성을 위하여, 기준 지연의 종료가 t_reference으로 표시된다. 따라서, 시간차 t_difference은 스위칭 순간 t_switch와 t_reference 사이의 차분으로 표시된다. 이러한 시간차는 디바이스의 후속하는 턴온의 지연을 조절하기 위하여 사용되는데, 이것이 도 3b 에 도시된다. 따라서, 도 3a 의 t_difference의 시간값이 도 3a 의 기준 지연 t_delay에 가산되어, 도 3b 에 도시된 바와 같은 t_delay의 새로운 값이, 기준 지연의 종료시에, 즉, 도 3b 에 도시된 바와 같은 t_reference에서 발생하도록 스위칭 순간 t_switch를 연기하게 한다. 결과적으로, 도 3b 에 도시된 바와 같은 t_difference의 값은 제로가 된다.

위에서 설명된 바와 유사하게 동작하는 방법 실시예의 흐름도가 도 13 에 도시된다. 이러한 실시예에서, 기준 지연이 고정된 시간 간격 값으로서 저장된다고 가정된다. 일반적으로 이야기하면, 단계 S1 내지 S4 는 디바이스의 턴온(오프)을 트리거링하는 스위칭 명령(예를 들어, 신호 천이)이 구동 모듈에서 검출된 순간부터 이에 따라 디바이스가 상태를 스위칭하는 순간까지를 시간 측정한다. 타이밍된 간격은 저장된 기준 지연 값과 비교된다. 제어가능 지연이 조절되는데, 이것은 이러한 상태 변화를 트리거링하는 후속하는 명령 신호를 지연시키기 위한 것이다. 바람직하게는 이러한 조절은 디바이스의 다음 턴온(오프) 동안의 기준 지연과 스위칭 지연 사이의 편차의 크기를 줄여서, 바람직하게는 더 나아가 이러한 차분이 제로에 가깝게 되거나 제로가 되게 하는 것이다.

위에서 논의된 바와 같은 일 실시예는, 단지 추가적 통신 채널을 게이트 드라이브들 사이에 추가함으로써 스위칭 동기성을 개선하려고 하는 접근법에 바람직할 수도 있다. 이러한 접근법은 추가적 케이블 및 커넥터의 비용 때문에 상업적으로는 가능하지 않을 수도 있다.

위에서 표시된 바와 같이, 실시예들은 예를 들어 IGBT 모듈들의 병렬 동작이 다음과 같은 이유 때문에 채용되고 있는 경우에 병렬 디바이스의 스위칭 동기화를 개선시키도록 구현될 수도 있다:

- 전력 출력이 공통 플랫폼을 거쳐 스케일링될 수 있는 모듈식 솔루션을 가지려는 소망;

- 주어진 토폴로지 내의 기생 성분을 낮춤으로써 성능을 향상시키고 및/또는 비용을 절감하는 것 모두를 향상시키는 새로운 패키지; 및/또는

- 의 모듈을 통하여 요구된 전력만을 획득할 수 있는 초고전력 출력 시스템(특히 고전압에서 동작).

이론상으로는, 모든 IGBT들이 동일한 특징을 가지고 동일한 온도에서 동작되며 게이트 드라이버가 동일한 시간 지연을 가진다면 병렬 동작은 문제가 되지 않을 수도 있다. 그러나, 실무상 이러한 이상적인 시나리오로부터 큰 편차가 발생하게 하는 여러 변수들이 있다. 전류 공유의 성능에 영향을 줄 수도 있는 인자는 드라이브 타이밍의 차이에 기인한 턴온 동기화 및 IGBT 임계 전압 및 콜렉터 전류 기울기(dI _C /dt)이다. 저항 기초 드라이브의 전류 기울기에 영향을 주는 인자들이 다음 IGBT 방정식(수학식 1)에서 강조 표시된다:

여기에서: V_G는 게이트 드라이브 전압이고, V_th는 IGBT 임계 전압이며, R_G는 게이트 드라이버 저항이고, C_GS는 IGBT 게이트-소스 커패시턴스이며, g_m은 IGBT 상호컨덕턴스이고, L_p는 전력 회로의 특정 브랜치의 기생 인덕턴스이다.

다음 표 1 은 몇 개의 변수와 정적 전류 공유(온 기간 동안) 및 동적 전류 공유(스위칭 천이 도중) 모두에 대한 그들의 영향을 강조한다.

표 - 병렬 접속에서의 전류 불일치의 동적 및 정적 의존성.

우선 IGBT 공차를 고려하면, 다음에 주의한다:

IGBT 임계 전압은 통상적으로 1V의 공차를 가질 수도 있고 병렬 모듈들은 이러한 V_th에 도달되면 상이한 시간에 턴온될 수도 있다. 턴온은 이러한 전압에 도달되고 IGBT가 전류를 통전하는 시점으로 정의될 수도 있다. 턴오프는 반대로 음수로 가는 방향으로 이러한 임계가 통과되고 IGBT가 오프라고 간주되는 때로서 정의될 수도 있다.

IGBT 입력 커패시턴스는 모듈별로 변동되어 결과적으로 이러한 임계에 도달되는 시간이 변동하게 할 수도 있다.

이러한 특성 및 상호컨덕턴스 모두가 턴온 및 오프에서의 전류의 변화율(dI _c /dt)에 영향을 줄 수도 있다. 일반적으로, dI _c /dt는 완벽하게 동기화된 스위칭 타이밍이 있는 경우에도 전류 공유의 평형에 영향을 준다.

이러한 문제가 발생하는 것을 피하기 위하여, 파워 스택 제작사는, 더 근접한 특성을 가질 가능성이 더 높은 실리콘의 동일한 생산 배치로부터 제조된 모듈들을 사용하려 시도할 수도 있다. 추가적으로, 선택 및 매칭 동작이 채택될 수도 있다. 양자 모두의 접근법에는 시간과 비용이 들게 되고 결과적으로 IGBT가 교체되어야 할 경우에는 유연성이 감소되고 장래에 잠재적인 문제가 된다. 추가적으로 다른 시스템 변이가 여전히 전류 공유에 영향을 줄 수도 있기 때문에 이것은 모든 경우에 적용되는 솔루션이 아니다.

만일 스위칭 타이밍이 정렬되지 않으면, IGBT는 정상 스위칭 및 단락 상태에서 순간적으로 큰 전류를 지원해야 할 수도 있다.

게이트 드라이버(구동 모듈) 특성을 고려하면, 다음에 주의해야 한다:

- 게이트 저항 공차에 대하여, 병렬연결된 모듈들로의 다수의 게이트 접속을 가지는 단일 게이트 드라이버가 사용되는 경우에도, 게이트 저항의 변동이 스위칭 특성에 있어서 상이한 전류 및 타이밍을 야기할 수도 있다.

- 다수의 게이트 드라이버가 사용되는 경우, 추가적인 변수가 공유에 영향을 주는데, 예를 들어:

- 전력 공급 전압을 다르게 하면 게이트 충전/방전 타이밍에 직접적으로 영향을 줄 수도 있고 및/또는 dI _c /dt(수학식 1)와 직접적으로 연계될 수도 있다.

- 각각의 드라이버 전파 지연(레이턴시), 즉, 명령 펄스를 수신할 때와 게이트 드라이브 회로부가 상태를 변경하는 때 사이의 시간의 변동; 및/또는

- 이러한 전파 지연에 발생하는 임의의 지터: 시스템이 샘플링된 PWM을 가지는 글리치 필터(glitch filter)를 가진다면, 언제 모듈들 사이에서 마스터 클록이 비동기화되는지가 점점 더 중요한 문제가 될 수 있다.

이제 전력 회로 기생 인덕턴스로 돌아가면, 모든 병렬 전력 경로에서 동일한 인덕턴스를 획득하는 것은 어려울 수도 있고 이것이 dI _c /dt에 직접적으로 영향을 주고, 따라서 전류 평형에 직접적으로 영향을 줄 수도 있다. 도 6a 의 그래프는 이러한 파라미터 변동을 나타내는 병렬 접근법에서, 어떻게 전류 공유가 이상적인 동작으로부터 어긋나게 되는지의 일 예를 보여준다. 현재의 애플리케이션에서 매우 통상적인 이러한 열악한 접근법 때문에, 제조사들은 IGBT 당 허용된 전류를 강등시키는데, 더 이상적인 전류 평형이 일어나는 상황에서 이상적으로 필요한 것보다 더 많은 개수의 디바이스들이 사용되기 때문에 이것은 시스템 비용에 크게 영향을 줄 수 있다. 그러나, 위의 파형들이 도 6b 에 도시된 바와 같은 전류 평형에서의 개선 사항을 이용하여 정렬될 수 있다는 것이 시연되었다. 도 6b 의 결과들은 턴온 및 턴오프 신호를 천이시켜서 상승 및 하강 전류 에지들을 매칭시키는 것을 통하여 획득된 바 있다.

IGBT의 스위칭 천이의 정렬을 증가시킴으로써 현존 솔루션들의 제한사항을 개선시키는 장치가 도 7 에 도시된다. 턴온 및 턴오프 시에 전류 에지를 동기화시키고, 일정한 dI _c /dt를 가정함으로써, IGBT들은 병렬 애플리케이션에서 부하 전류를 공유할 수도 있다.

이제 측정 기법으로 돌아가면, 병렬연결된 IGBT 모듈들에서 부하 전류의 평형을 이루기 위하여, 모듈을 통과하는 전류 또는 스위칭 천이의 전류의 변화율(dI _c /dt)을 측정하는 방법이 요구될 수도 있다. 절대 전류를 측정하기 위하여, 몇 가지 종류의 전용 센서 및 가끔은 상대적으로 고가의 센서가 요구될 수도 있다. 예들은 션트 저항; 홀 효과 센서; 및 자기저항 센서이다. 전류의 변화율을 검출할 수 있으면 IGBT 모듈을 더 잘 보호할 수 있는 것을 포함하는, 병렬연결된 피쳐를 넘어서는 장점을 제공할 수도 있다. 추가적으로 dI _c /dt를 직접적으로 모듈 상에서 저비용 및/또는 저복잡성으로 측정하는 두 개의 실용적 방법들이 존재하고, 이들은 로고스키 코일; 및 모듈 부유(기생) 인덕턴스이고 아래에 상세히 설명된다.

특히 모듈 부유 인덕턴스를 통한 dI _C /dt 측정을 고려하면, dI _c /dt 감지를 획득하기 위한 저비용 기법은 게이트 드라이브 기준으로서 사용되는 모듈의 켈빈 이미터와 전력 이미터 사이의 전압을 측정하는 것을 수반한다. 부유 인덕턴스가 전류에서 고속 변화가 일어나는 경우에 전압이 생기게 한다. 이러한 인덕턴스의 값은 여러 모듈 타입들 사이에서 변동될 것이지만, 주어진 타입의 모듈들에 대해서는 일반적으로 일정하다. 다음 수학식이 적용된다:

여기에서 V_L = 이미터 인덕턴스 L_E 양단에 생성되는 전압이다.

도 8 은 모듈 인덕턴스의 위치 및 그들로부터 획득되는 출력의 일 예를 도시한다. 이러한 기법에서 주의해야 하는 것은 이미터 인덕턴스(L_E)를 통과하는 콜렉터 전류(I)이다. 이러한 인덕턴스는 일반적으로 원치 않는 부유 기생 성분을 생성하는 디바이스 내의 와이어본드 및 단자에 기인하지만, 어떤 애플리케이션에서는 유리하게 사용될 수도 있다. 이러한 접근법의 장점은, 이것이 내재적으로 매우 저비용일 수도 있다는 것이다. 수반될 수 있는 모든 것은 전력 이미터 및 신호를 검출하기 위한 회로로 연결되기 위한 장치이다. 실제 센서는 모듈의 내장 부품이기 때문에 실제 센서는 없을 수도 있다.

감지 회로부를 고려하면, 낮은 출력 타입들의 결정에 효과적인 충분한 전압을 여전히 제공하면서, 이것은 일반적으로 타겟 범위 내의 임의의 모듈에 대해서 목격되는 최대 전압을 다룰 필요가 있다. 게이트 전류의 전류 복귀 경로가 IGBT의 켈빈 이미터(e) 단자를 통과하기 때문에, 이러한 루프(도 8 을 참조) 내에서 게이트 전류도 역시 감지될 수도 있다. 그 결과로서, V_Ee 센스 출력도 역시 I_G가 L_e와 상호작용하는 효과를 나타낼 것이다. 그러므로, 이러한 시점의 출력에 대한 전체 수학식은 다음이 된다:

일 예로서, L_E=3.4nH이고 L_e=20nH인 하나의 190x140mm IGBT 모듈에서, 통상적 최대는 dI_c/dt =10kA/us이고, dI_G/dt는 구동 회로의 구현형태에 의존한다.

게이트 전류는 초기 게이트 드라이브 턴온/오프 동안에 잘못된 출력을 잠재적으로 야기할 것이고, 이러한 기간 동안에 차단(blanked)되어야 한다. 턴온 시에, 이것은 초기 스위칭 명령과 게이트 전압이 V_th에 도달하는 시간 사이의 주기이다. 턴오프 시에 이것은 스위칭 명령부터 밀러 플래토(miller plateau)의 종료까지의 시간이다.

감지 회로는 입력 스테이지 성능과 최대 포텐셜 신호를 수락하도록 스케일링된 이득을 가지는 차동 증폭기를 포함할 수도 있다. 도 9a 및 9b는 스위치 온 및 오프의 경우 각각에 3.3kV 게이트 드라이브로부터 얻어지는 이미터 인덕턴스의 측정된 출력을 보여준다. 제 2 파형에서 보여지는 분명한 노이즈는 전류를 게이트로 주입하는 고전압 클램프 소호(firing)에 기인한 것이다. 더 부드러운 파형은 더 잡음이 많은 파형의 적분을 나타내고, 전류 변화의 크기가 적분에 의하여 이러한 데이터로부터 유도될 수 있다는 것을 시연한다.

측정 파라미터를 고려하면, 위의 두 개의 감지 회로의 조합을 이용하여 여러 이벤트가 결정될 수 있다:

- 언제 디바이스가 턴온되기 시작하는지 - 양의 dI_c/dt 천이가 L_E 양단에 측정된 음의 전압(

을 생성한다. 도 10 을 참조한다. 이러한 접근법은 일반적으로 부하 전류로부터 독립적인 임계 트리거를 생성한다. 노이즈가 없는 신뢰가능 트리거 포인트가 결정되어야 한다;

- 저항 드라이브와 함께 턴온의 시작으로부터 dI _c /dt가 증가하고, 언제 이 값이 선정의된 레벨에 도달했는지에 대한 검출이 이루어진다;

- 언제 dI _c /dt가 턴온 시에 극성을 바꾸는지, 이것은 다이오드 복구(diode recovery)의 종료를 표시한다. 이러한 접근법에서 나타나는 단점은, 하나의 스위치가 먼저 켜지는 경우 이 스위치가 모든 복구 전류를 목격하게 되고, 나중의 다른 스위치들은 이러한 기울기 변화를 나타내지 않는다는 것이다;

- 언제 디바이스가 주어진 전류에 도달하는지 - 적분된 dI _c / dt. 사전 설정된 전류가 나타나는 시간이 결정될 수도 있다. 이것은, 컨버터가 이러한 전류 아래에서 동작하는 있는 경우 정렬 신호가 결정될 수 없다는 제한조건을 가질 수도 있다. 이러한 시스템은 병렬 디바이스들 사이의 dI_c/dt 기울기를 최소화한다는 장점을 가진다; 및/또는

- 언제 디바이스가 턴오프되기 시작하는지 - 음의 dI _C /dt 천이가 양의 전압(

)으로서 측정됨. 여기에서 임의의 양의 dI _C /dt가 존재하면 오정렬을 나타낸다.

병렬 애플리케이션에서의 최선의 전류 공유 성능을 얻으려면 이벤트들의 조합을 검출하여야 할 수도 있다.

에지 시간 정렬로 돌아가면, 병렬화된 시스템은 이것이 제어하고 있는 스위치의 턴온 또는 턴오프 이벤트의 시간을 읽는 방법 및 이러한 에지를 병렬 조합 내의 다른 디바이스들과 정렬시킬 시스템을 요구할 수도 있다. 이를 달성하기 위한 여러 접근법이 존재하는데, 하지만 게이트 드라이브가 데이터의 교환을 요구하는 드라이버 카드들 사이에 임의의 특별한 인터페이스를 요구하지 않으면서 표준 드라이브로서 자유로울(free standing) 수 있는 시스템이 바람직하다.

일 실시예에서 턴온/오프 신호 에지의 수신과 IGBT가 자신의 임계 또는 선정의된 전류 포인트에 도달하는 것 사이의 시간을 측정함으로써, 디바이스가 IGBT 및 부착된 게이트 드라이버의 조합으로서 얼마나 오래 스위칭하여야 하는지에 대한 정확한 표시가 획득된다. 이러한 측정을 이용하여, 게이트 드라이브는 이전의 설명된 파라미터 변동에 기인한 전류 공유의 차이를 최소화할 수 있다.

타이밍을 정렬하기 위한 두 가지 방법들이 고려된다:

- 게이트 드라이브는 그들 사이에 고속 디지털 통신 경로를 가진다. 이것은 어떤 디바이스가 가장 느린지를 결정하는 스위칭 이벤트 데이터를 통신할 수 있고, 그리고 다른 디바이스들의 속도를 늦춰서 모든 스위칭 이벤트가 동시에 발생하게 하도록 지연을 추가한다. 통신 인터페이스는 언제 스위칭 이벤트가 발생되었는지에 대한 높은 시간 정확도를 가지고 상승 에지를 송신하거나 및/또는 턴온 스위칭 사이클의 종료시와 턴오프 이벤트 이전의 전류의 크기를 전송할 필요가 있을 수도 있다. 비록 이러한 시스템이 일반적으로 시스템의 가장 빠른 총 스위칭 시간(최소화된 t_d 지연 시간)을 얻게 하지만, 이것은 고속의 게이트간 드라이브 통신 링크를 요구한다;

- 게이트 드라이버가 자유롭고 스위칭 시간을 선결정된 값으로 설정하도록 스스로 구성된다. 이러한 값은 바람직하게는 특정 모듈에 대하여, 모든 파라미터의 최악의 경우의 공차 및 인가된 안전성 마진이 있을 때에 발생할 수 있는 최대로서 선택된다. 이러한 시스템에서, 비록 지연 시간이 위의 접근법보다 다소 더 길어질 수도 있다는 단점이 존재하지만, 이것은 결과적으로 어떤 실시예에서 스위칭 이벤트가 언제 발생할지를 정확하게 알게 할 것이고, 드라이브는 게이트 드라이브가 서로 통신하도록 요구하지 않는다. 그 결과, 이들은 자유로운 제품이거나 및/또는 현존 유닛, 예를 들어 현존 제어 회로부 및/또는 제어 회로부와 구동 모듈 사이에서 통신하기 위한 통신 인터페이스와 호환가능할 수 있다.

이러한 관점에서, 도 11 은 일치하는 턴온이 나타나게 하는 오프셋 타이밍을 가지는 병렬화된 게이트 신호를 도시한다.

양 시스템은 모든 게이트 드라이브를 공통의 시간 정렬된 구동 신호로써 구동하는 방법을 채용할 수도 있다.

일 실시예에서에서와 같이 기준 시간으로의 시간 정렬에 관하여, 시스템은 후속하는 디지털 기능 블록을 사용할 수도 있다:

턴온 시에:

- ON 명령 신호의 수신으로부터 dI/dt 감지 블록으로부터의 트리거링까지의 타이밍을 시작하는 카운터/타이머. 이것은 dI/dt 비교기 또는 적분기 비교기로부터의 트리거링일 수도 있다. - 출력은 시스템 클록 사이클의 카운트수이다.

이러한 카운터 출력이 기준으로부터 감산될 수도 있다. 이러한 기준은 주어진 모듈/게이트 드라이브 조합에 대한 최악의 경우의 시간에 대하여 유도되는 로직 구성에서 사전설정된다. 기준은 최악의 경우의 타이밍 고려사항으로부터 유도될 것이다:

- 게이트 드라이브 PSU의 낮은 공차. 이것은 V_{G +}-V_{G -}이다. 예를 들어, +14V-(-12V) = 26V 이다;

- 게이트 드라이브 ON 저항 최대 공차;

- 최소 온도에서의 최대 IGBT 임계 전압;

- 최대 IGBT 커패시턴스.

- 이러한 감산의 결과로서 다음 턴온 게이트 드라이브 명령을 스위칭하기 이전에 명령 신호를 지연시키는 다수 개의 클록 사이클이 얻어진다. 이러한 지연은 한 번에 또는 시간에 따라 점진적으로 인가될 수 있다.

- 이것은 모든 PWM 스위칭 사이클에 대하여 다시 계산되고 조절된다.

- 게이트 전류 초기 펄스로부터의 신호를 블랭크처리(blank)하기 위한 게이트 드라이브 명령이 발급된 이후 사전설정된 시간까지 적분기는 리셋 상태에서 유지될 수도 있다.

- 적분기 리셋은 게이트 트리거 펄스가 수신된 이후 사전설정된 시간 이후에 다시 인가될 수 있다.

턴오프 시에:

- 동일한 지연을 턴온으로서 사용한다. 이것은 일반적으로 간단하고 적합한 공유를 제공하기에 충분할 수도 있다. 그러나, 기준을 계산하기 위한 파라미터에 의하여 시연될 수 있는 바와 같이, 다른 공차가 턴온에 적용된다:

- 게이트 드라이브 PSU의 낮은 공차- 동일함;

- 게이트 드라이브 OFF 저항 최대 공차 - 상이함;

- 최대 온도에서의 최소 IGBT 임계 전압 - 상이함;

- 최대 IGBT 커패시턴스 - 동일함.

이러한 방법은, IGBT 내에서의 다른 특성 때문에 실제 턴온 및 턴오프 지연 시간(td)이 상이하여 출력 PWN 펄스폭이 해당 입력과 동일하지 않게 될 것이라는 단점을 역시 가질 수도 있다.

- dI/dt 또는 적분된 전류를 감지함으로써 실제 턴오프 이벤트를 시간 정렬함;

- OFF 명령 신호의 수신으로부터 턴오프 천이가 시작하는 dI/dt 감지 블록으로부터 트리거링까지의 타이밍을 시작하는 카운터/타이머.

- 이것을 기준 최악 상황 시간으로부터 감산하고 가산할 클록 사이클 지연을 결정함. 지연은 한 번에 인가되거나 점진적으로 인가될 수 있다.

만일 턴온 및 턴오프에 대한 공통 시간 기준이 두 개의 기준 숫자들 중 큰 것으로서 설정된다면, PWM 명령 신호와 동일한 전류 펄스폭이 획득될 수도 있다.

위의 내용을 지원하기 위하여, IGBT 모듈 스위칭 시간 계산 툴이 구현될 수도 있다. 주어진 게이트 드라이브/IGBT 조합에 대한 온/오프 시간 파라미터를 유도하는 방법이 요구될 수도 있다. 이것은 스프레드시트일 수도 있는데, 하지만 이것은 구성 툴일 수 있다. 이것은 다음의 값들이 입력되게 하고, 시간 파라미터는 자동적으로 계산될 것이다:

IGBT 값:

- 임계 최소

- 임계 최대

- C_GS 최대

- 최소 온도

- 최대 온도

게이트 드라이브 값:

- 최소

- 최소

- R_ON 최대

- R_OFF 최대

- 드라이브 활성화를 출력하기 위한 수신된 명령으로부터의 전파 지연 최대(지터 포함).

PWM 신호 및 모든 병렬연결된 드라이버로의 고장 반환 데이터(Fault Return Data)에 대하여, 병렬 조합 내의 모든 게이트 드라이버는 PWM 신호가 거의 동기되어 같은 값에 도달할 것을 일반적으로 요구한다. 이를 위해 가능한 3 개의 접근법들이 존재한다:

- 표준 인터페이스를 통해 모든 병렬 드라이버로 입력함: 호스트 시스템은 PWM의 분포 및 모든 병렬연결된 드라이버로의 상태 신호를 추적한다(look after). 이것은 가장 간단한 접근법이고, 게이트 구동 모듈이 하나 또는 여러 IGBT들에 대한 애플리케이션들에 대하여 동일할 수 있다는 것을 의미한다. 그러나, 섬유가 탑재된 제품에 대해서, 이것은 섬유(및 연관된 비용)가 많아진다는 것을 의미할 수도 있다. 예를 들어, 3-상 인버터에 대하여, 시스템은 4 개의 IGBT를 병렬로 사용할 때의 6 개가 아니라 24 개의 섬유들을 필요로 할 것이다;

- 인터-모듈 통신 링크가 탑재된 게이트 드라이버: 게이트 구동 모듈은 그들이 서로 링크되도록 하는 커텍터를 가질 수도 있다. 이러한 방식으로, PWM 및 상태 연결이 제어 시스템으로부터 하나의 드라이버로 진행할 수 있고, 이러한 연결은 신호가 다른 병렬연결된 카드들로 분산되도록 한다. 잠재적인 이점은 호스트 시스템으로부터의 복수 개의 연결이 있어야 하는 필요성을 제거하는 것이다. 잠재적인 단점(들)은: 게이트 드라이버가 표준화되기 위해서는 슬레이브인 모든 보드에 과잉의 분리된 연결이 존재할 수도 있다는 것; PWM을 다른 드라이브로 전달할 때에 레이턴시가 보상될 수 있으려면 엄격하게 제어되고 알려져야 할 필요가 있을 수도 있다는 것; 및/또는 복귀 데이터 채널(return data channel)을 결합하기 위한 메커니즘이 존재할 필요가 있을 수도 있다는 것들일 수 있다.

- 병렬 분포 보드(parallel distribution board): 병렬 신호 분포와 복귀 데이터 채널 각각에 전용인 보드가 분리되면 다음의 여러 잠재적인 이점을 가진다: 모든 드라이브로의 PWM 신호들이 엄격하게 정렬됨; 및/또는 호스트 시스템 연결들(섬유 또는 전기적으로 고립된 연결) 사이의 분리 브릿지(isolation bridge)로서 동작함 및 병렬 디바이스들의 분리 요건이 낮아짐. 보드는 다음의 성능을 통합할 수도 있다: 시스템 PWM을 수신하고 엄격하게 제어된 등가성을 가지고 모든 병렬연결된 드라이버로 분산시킴; 모든 병렬연결된 디바이스로부터 상태 라인을 수신하고 이들을 호스트 시스템으로 복귀하기 위하여 결합함. 상태 라인은 연결된 IGBT들 중 임의의 하나가 1 을 나타낸다면 고장 상태를 표시할 수도 있다. 추가적으로, 이것은 모두가 확인된 경우에만 PWM을 확인하고; 시스템 데이터 채널을 수신하고 이것을 모든 게이트 구동 모듈로 디렉팅하며; 복귀 데이터 채널을 연결된 모든 드라이버로부터 수신하고 이것을 단일 복귀 채널에 집중시키기 위한 메커니즘을 제공하며; 이들 중 하나가 고장 상태를 표시한다면 모든 IGBT들을 보호하기 위한 로직을 제공하고; 및/또는 시스템 전력을 수전하고 이를 모든 연결된 카드로 분산시킬 수도 있다.

시스템의 두 개의 버전이 도 12a 및 도 12b 에 도시된다. 도 12a 의 아키텍처는 모든 게이트 드라이브 타입 및 IGBT 전압에 대하여 일반적으로 적합하다. 도 12b 의 아키텍처는 분리 요건이 게이트 드라이브에서 물리적으로 수용될 수 있는 경우의 대안이다. 통상적으로 이것은 1700V 이하의 IGBT들의 경우이다.

이러한 기술의 구현형태를 통해 얻어지는 추가적 이점들을 고려하면, 위의 접근법은 표준 저항 기초 게이트 드라이브에 일반적으로 적용가능하지만, 적응적 전류 드라이브에도 동일하게 적용될 수 있다. 이러한 적응적 전류 드라이브의 경우, 스위치온 시간을 정렬시키기 위하여 지연을 도입하는 것이 아니라 드라이브 전류가 정렬을 달성하기 위하여 조절될 수 있다. 센서들의 구현형태 및 이러한 병렬 솔루션을 용이하게 만들기 위한 정렬을 통하여, 예를 들어 다음과 같은 몇 가지 추가적 이점들이 활용될 수 있다:

- 스위칭 이벤트가 발생할, PWM 명령에 상대적인 정확한 시점이 알려지는 경우, 시스템 내에서의 불감시간 관리가 더 용이해진다. 이것은 잠재적으로 단축된 불감시간이 사용되게 하고, 이것이 그리드로 묶인 시스템에서의 라인 고조파(line harmonics)를 낮춘다;

- 또한 dI/dt 센서가 드라이브 전류의 변화를 시그널링하기 위하여 적응적 드라이브 시스템 내에서 사용될 수 있다;

- dI/dt 센서의 적분된 전류 출력이 더 빠른 단락 또는 과전류 보호 시스템을 구현하기 위하여 사용될 수 있다; 및/또는

- 스위칭 에지에서의 전류의 측정이 가능한데(예시적인 구현형태는 스위칭 에지에서만 전류를 측정하도록 허용함), 이것은 적합한 아날로그-디지털 컨버터(ADC)를 사용하여 처리되면 호스트 시스템으로 들어가는(복귀 데이터 채널을 통하여) 순시 또는 평균 전류의 측정을 제공할 수 있다.

병렬연결된 전력 반도체 스위칭 디바이스를 제어하기 위한 회로(500)의 예시적인 블록도가 도 14 에 도시된다(도 14 는 두 개의 디바이스를 도시하지만, 이러한 제어된 디바이스는 병렬연결된 두 개 이상의 전력 반도체 스위칭 디바이스를 포함할 수도 있다는 점에 주의한다). 이러한 실시예는: 전력 반도체 스위칭 디바이스(D1, D2); 구동 모듈(DM1, DM2); 제어 회로부(CC1, CC2)((대안적으로는 이것들은 하나의 유닛으로서 통합될 수도 있음); 전압 분리부(VI); 스위칭 지연 및 기준 지연(Tref)을 수신하는 타이밍 회로부(TC1, TC2); 및/또는 제어가능한 시간 지연(T_지연)을 각각 제공하는 지연 회로부(DC1, DC2)를 포함할 수도 있다. 타이밍 제어 회로부는 타이머(T1/T2) 및/또는 비교 회로(C1/C2)를 포함할 수도 있다. 지연 제어 회로부는 타이머 회로(T지연로 표시됨)와 이에 따라 스위칭 명령 통과를 지연시키기 위한 버퍼를 포함할 수도 있다.

위의 상세한 설명이 병렬 디바이스의 전류 평형/공유를 위한 실시예들을 일반적으로 가리킨다는 것에 주의한다. 이러한 관점에서, 타이밍의 작은 불일치가 병렬 장치의 디바이스를 파괴하지는 않을 것이지만, 반면에 직렬 연결된 디바이스들의 전압 평형의 경우에 불일치가 발생하면 디바이스를 즉시 고장나게 할 수 있다는 것에 주의한다. 그럼에도 불구하고, 일 실시예의 타이밍 측정 기법은 전압 평형에 적용될 수 있고, 즉, 제어된 전력 스위칭 디바이스는 직렬일 수도 있다.

본 발명은 위에서 설명된 툴 중 임의의 것을 구현하기 위한 프로세서 제어 코드, 시스템 및 제어 프로시저, 예를 들어 임베딩된 프로세서 상의 제어 프로시제를 더 제공한다. 코드는 디스크, CD- 또는 DVD-ROM, 판독-전용 메모리(펌웨어)와 같은 프로그래밍된 메모리에서 제공되거나 광학적 또는 전기 신호 캐리어와 같은 데이터 캐리어에 제공될 수도 있다. 본 발명의 실시예를 구현하기 위한 코드(및/또는 데이터)는 소스, 오브젝트 또는 종래의 프로그래밍 언어로 작성(해석 또는 컴파일)된 실행가능한 코드, 예컨대 C, 또는 ASIC(Application Specific Integrated Circuit) 또는FPGA(Field Programmable Gate Array)을 설정하거나 제어하기 위한 코드인 어셈블리 코드, 또는 페리로그(Verilog)(상표) VHDL(Very high speed integrated circuit Hardware Description Language)과 같은 하드웨어 기술 언어용 코드를 포함할 수도 있다. 당업자가 이해할 수 있는 바와 같이, 이러한 코드 및/또는 데이터는 서로 통신하여 복수 개의 커플링된 컴포넌트들 사이에서 분산될 수도 있다.

많은 다른 효과적인 대안들이 당업자에게 떠오를 수 있을 것이다. 본 발명이 설명된 실시예들로 한정되지 않으며 본 발명의 사상 및 첨부된 청구범위의 범위 내에 속하며 당업자들에게 명백한 수정예들을 망라한다는 것이 이해될 것이다.

Claims (27)

1. 전력 반도체 스위칭 디바이스들(3)의 스위칭을 제어하는 방법으로서,
   상기 전력 반도체 스위칭 디바이스들은 병렬연결되어 있고,
   제어 회로부(1)를 사용하여 구동 모듈들(2)로 스위칭 명령 신호들을 송신하고, 상기 구동 모듈들(2)은 상기 제어 회로부(1)로부터 전압 분리되며, 각각의 스위칭 명령 신호는 각각의 상기 구동 모듈(2)을 트리거링하여 각각의 대응하는 전력 반도체 스위칭 디바이스(3)가 상태를 스위칭하도록 제어하고,
   상기 방법은 각각의 전력 반도체 스위칭 디바이스(3)에 대하여:
   - 하나의 구동 모듈(2)에서 하나의 전력 반도체 스위칭 디바이스(3)의 스위칭 지연과 기준 지연을 비교하는 단계로서, 상기 스위칭 지연은 상기 구동 모듈(2)에서의 하나의 스위칭 명령 신호의 검출과 검출된 스위칭 명령 신호에 따르는 전력 반도체 스위칭 디바이스(3)의 스위칭 사이의 시간 간격인, 비교 단계; 및
   - 검출된 스위칭 명령 신호에 후속하여 상기 하나의 스위칭 명령 신호에 의한 적어도 하나의 트리거링을 지연시키도록 상기 구동 모듈(2)의 제어가능 지연(21)을 제어하는 제어 단계로서, 상기 제어 단계는 상기 비교의 결과에 따라서, 상기 기준 지연과 후속하는 스위칭 명령 신호에 따르는 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스(3)의 상기 하나의 스위칭 지연 사이의 시간차를 단축시키기 위한 것인, 제어 단계
   를 수행하는 것을 포함하고,
   상기 비교가 상기 제어가능 지연(21)의 조절은 두 개 이상의 구동 모듈(2)에서 이루어질 것이고 주어진 임계보다 크다는 것을 나타내면, 상기 제어가능 지연(21)의 제어 단계는 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스(3)의 복수 개의 스위칭 사이클에 걸쳐 제어가능 지연 요소의 연속적인 조절 단계를 포함함으로써 상기 기준 지연과 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스(3)의 스위칭 지연 사이의 시간차를 점진적으로 단축시키는, 스위칭 제어 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 방법은,
   상기 하나의 전력 반도체 스위칭 디바이스에 대하여 상기 단계들을 수행하는 단계로서, 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 스위칭은 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 턴온시키는 것을 포함하는, 단계; 및
   상기 전력 반도체 스위칭 디바이스에 대하여 상기 단계들을 수행하는 단계로서, 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 상기 스위칭은 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 턴오프시키는 것을 포함하는, 단계를 포함하고,
   상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 턴온의 스위칭 지연과 비교되는 기준 지연 및 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 턴오프의 스위칭 지연과 비교되는 기준 지연은 동일한, 스위칭 제어 방법.
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 병렬연결된 전력 반도체 스위칭 디바이스들은 브릿지 회로의 위상 레그의 하부 디바이스 및 상부 디바이스를 포함하고,
   상기 방법은, 상기 하부 디바이스 및 상부 디바이스의 각각에 대하여 상기 단계들을 수행하는 단계를 포함하는, 스위칭 제어 방법.
4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 비교 단계는, 상기 구동 모듈에서 상기 기준 지연과 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 스위칭 지연 사이의 시간차를 측정하는 단계, 및
   측정된 시간차와 상기 기준 지연의 저장된 값을 비교하는 단계를 포함하고,
   상기 시간차는 상기 측정된 시간차 보다 적은 양만큼 단축되는, 스위칭 제어 방법.
5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 방법은,
   상기 하나의 전력 반도체 스위칭 디바이스의 스위칭 지연과의 비교를 위한 턴온 기준 지연을 결정하는 단계로서, 상기 스위칭 지연은 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 턴온시키기 위한 상기 트리거링에 대한 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 턴온 지연인, 결정 단계를 포함하고, 상기 결정은:
   적어도 하나의 구동 모듈에 급전하기 위한 파워 서플라이의 컴플라이언스 전압(compliance voltage);
   상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 온 상태에서 구동하기 위한 상기 구동 모듈의 최대 입력 저항;
   상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 최대 턴온 임계 전압; 및
   상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 모든 커패시턴스 중 최대 게이트 커패시턴스
   중 적어도 하나에 기초하는, 스위칭 제어 방법.
6. 제 5 항에 있어서,
   상기 최대 턴온 임계 전압은 최소 동작 온도에서의 전압인, 스위칭 제어 방법.
7. 제 5 항에 있어서,
   상기 방법은,
   상기 하나의 전력 반도체 스위칭 디바이스의 스위칭 지연과의 비교를 위한 턴오프 기준 지연을 결정하는 단계로서, 상기 스위칭 지연은 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 턴오프시키기 위한 상기 트리거링에 대한 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 턴오프 지연인, 결정 단계를 포함하고, 상기 결정은:
   적어도 하나의 상기 구동 모듈에 급전하기 위한 파워 서플라이의 컴플라이언스 전압;
   상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 오프 상태에서 구동하기 위한 상기 구동 모듈의 최대 입력 저항;
   상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 최소 턴오프 임계 전압; 및
   상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 모든 커패시턴스 중 최대 게이트 커패시턴스
   중 적어도 하나에 기초하는, 스위칭 제어 방법.
8. 제 7 항에 있어서,
   상기 최소 턴오프 임계 전압은 최대 동작 온도에서의 전압인, 스위칭 제어 방법.
9. 제 7 항에 있어서,
   상기 비교를 위하여 사용되는 각각의 기준 지연은 결정된 턴온 기준 지연 및 결정된 턴오프 기준 지연 중 더 큰 것과 동일하도록 결정되는, 스위칭 제어 방법.
10. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 방법은,
    컴퓨터 프로그램을 실행하는 컴퓨터에 의해,
    - 최소 전력 반도체 스위칭 디바이스 턴오프 임계 전압;
    - 최대 전력 반도체 스위칭 디바이스 턴온 임계 전압;
    - 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 모든 커패시턴스 중 최대 게이트 커패시턴스;
    - 최소 동작 온도;
    - 최대 동작 온도;
    - 구동 모듈로의 최소 양의 공급 전압;
    - 구동 모듈로의 최대 음의 공급 전압;
    - 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 온 상태에서 구동하기 위한 상기 구동 모듈의 최대 입력 저항;
    - 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 오프 상태에서 구동하기 위한 상기 구동 모듈의 최대 입력 저항; 및
    - 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스를 구동하기 위한 하나의 구동 모듈의 최대 전파 지연으로서, 상기 최대 전파 지연은 상기 구동 모듈에서의 스위칭 명령 신호의 수신으로부터 상기 구동 모듈이 상기 전력 반도체 스위칭 디바이스의 스위칭을 활성화하는 것까지인, 최대 전파 지연
    중 적어도 하나에 기초하여 상기 기준 지연을 결정하는 단계를 더 포함하는, 스위칭 제어 방법.
11. 제 10 항에 있어서,
    상기 최소 전력 반도체 스위칭 디바이스 턴오프 임계 전압은 최대 동작 온도에서의 전압이고, 상기 최대 전력 반도체 스위칭 디바이스 턴온 임계 전압은 최소 동작 온도에서의 전압인, 스위칭 제어 방법.
12. 삭제
13. 삭제
14. 삭제
15. 삭제
16. 삭제
17. 삭제
18. 삭제
19. 삭제
20. 삭제
21. 삭제
22. 삭제
23. 삭제
24. 삭제
25. 삭제
26. 삭제
27. 삭제

Images