KR101751315B1 - 자기 유지, 고전압 내성 공급 전원 - Google Patents

자기 유지, 고전압 내성 공급 전원 Download PDF

Info

Publication number
KR101751315B1
KR101751315B1 KR1020120033471A KR20120033471A KR101751315B1 KR 101751315 B1 KR101751315 B1 KR 101751315B1 KR 1020120033471 A KR1020120033471 A KR 1020120033471A KR 20120033471 A KR20120033471 A KR 20120033471A KR 101751315 B1 KR101751315 B1 KR 101751315B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
supply voltage
circuit
bus
power supply
Prior art date
Application number
KR1020120033471A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20120112256A (ko
Inventor
니콜 가네
그레고리 마허
Original Assignee
페어차일드 세미컨덕터 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 페어차일드 세미컨덕터 코포레이션 filed Critical 페어차일드 세미컨덕터 코포레이션
Publication of KR20120112256A publication Critical patent/KR20120112256A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101751315B1 publication Critical patent/KR101751315B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/04—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess voltage
    • H02H9/045—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess voltage adapted to a particular application and not provided for elsewhere
    • H02H9/046—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess voltage adapted to a particular application and not provided for elsewhere responsive to excess voltage appearing at terminals of integrated circuits
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Emergency Protection Circuit Devices (AREA)

Abstract

회로 소자 및 회로 시스템에 대한 과전압 보호를 하기 위하여 전압 클램핑 기능을 제공하는 전원 공급 시스템이 제공된다. 공급 전원은 입력 공급 전원과는 독립적인 조정된 공급 전원을 생성하는 격리(isolation) 메커니즘을 포함한다. 전압 가산/증배 기술은, 조정된 공급 전원으로부터, 클램프된 공급 전원 상의 최대 전압을 설정할 수 있는 레퍼런스 전압을 생성하는 데에 활용될 수 있다. 전원 공급 시스템은 집적 회로와 관련된 다른 회로/시스템으로부터의 입력이 없이도 동작할 수 있다.

Description

자기 유지, 고전압 내성 공급 전원{SELF-SUSTAINING, HIGH VOLTAGE TOLERANT POWER SUPPLY}
본 출원은 2011년 3월 31일에 출원된 미국 가출원 제61/470,233호에 대하여 우선권을 주장하며, 그 내용 전부는 인용에 의하여 본 명세서에 포함된다.
본 개시는 공급 전원, 더 구체적으로는, 자기 유지, 고전압 내성 공급 전원에 관한 것이다.
본 개시는 공급 전원, 더 구체적으로는, 자기 유지, 고전압 내성 공급 전원에 관한 것이다.
본 발명은 자기 유지, 고전압 내성 공급 전원을 제공하는 것이다.
본 발명의 일 구현예는, 버스(bus) 공급 전원의 램프 업 기간(ramp up period) 동안 버스 공급 전원을 받도록 구성되고, 버스 공급 전원의 전압에 기초한 전압을 가지는 클램프된 공급 전원을 생성하도록 구성되고, 버스 공급 전원에 존재하는 과전압을 클램프하도록 구성된 클램프(clamp) 회로; 버스 공급 전원과는 독립적이고, 클램프된 공급 전원 상에 미리 정해진 전압 레벨을 나타내는 전압 설정 포인트 신호(voltage set point signal)를 생성하도록 구성된 차지 펌프(charge pump) 회로; 및, 버스 공급 전원 및 클램프된 공급 전원 사이에 연결되고, 전압 설정 포인트 신호에 의하여 제어되도록 구성되고, 전압 설정 포인트 신호보다 낮은 클램프된 공급 전원 상의 전압 레벨을 생성하도록 구성된 스위치 회로를 포함하는 전원 공급 시스템을 제공한다.
본 발명의 다른 구현예는, 버스 공급 전원의 램프 업 기간 동안, 버스 공급 전원에 기초하여 클램프된 공급 전원을 생성하는 단계; 버스 공급 전원과는 독립적이고, 클램프된 공급 전원 상의 미리 결정된 전압 레벨을 지시하는 전압 설정 포인트 신호를 생성하는 단계; 전압 설정 포인트 신호를 사용하여, 버스 공급 전원 및 클램프된 공급 전원 사이의 스위치를 제어하는 단계; 및 스위치를 사용하여, 전압 설정 포인트 신호보다 낮은, 클램프된 공급 전원 상의 전압 레벨을 생성하는 단계를 포함하는 전원 공급 방법을 제공한다.
유리하게는, 본 개시의 다양한 교시에 따른 전원 공급 시스템은 입력 공급 전원 상의 과전압 조건을 감소시키거나 제거하는 클램프된 내부 공급 전원을 제공할 수 있고, 따라서 개별적인 과전압 보호 회로의 필요성을 제거한다. 또한, 유리하게는, 여기서의 교시에 따른 전원 공급 시스템은 자기 유지 방식, 즉, 외부 소스/신호로부터의 입력이 없이도, 클램프된 공급 전원을 생성할 수 있다. 따라서, 예를 들어, 전원 공급 시스템은 IC의 디지털 코어로부터의 입력이 없이도 클램프된 공급 전원을 생성할 수 있고, 따라서 디지털 코어 상의 부하를 감소시키고 IC의 전원 조절 스테이지의 복잡도를 감소시키며, 디지털 코어가 없는 경우에서 본 개시의 전원 공급 시스템의 사용을 가능하도록 한다. 뿐만 아니라, 본 개시의 고전압 내성 스위치 디바이스는 입력 공급 전원과는 독립적인(예컨대, 버스 전압과 독립적인) 전압 설정 포인트 신호에 의하여 제어되어서, 스위치로부터 유래된 클램프된 공급 전원이 과전압 클램핑 요건을 충분히 만족한 채로 지속되도록 한다. 전원 공급 시스템의 추가적인 장점은 감소된 전류 소모 및 기존의 과전압 보호 시스템에 비하여 전류 소모에 덜 영향받는 클램프된 공급 전원을 포함한다.
청구된 요지의 특징 및 장점은 그것과 일관성이 있는 다음의 구현예의 상세한 설명으로부터 명백하게 될 것이며, 상기 설명은 다음의 첨부된 도면을 참조하여 고려되어야 한다.
도 1은 본 개시의 다양한 구현예와 일치하는 전원 공급 시스템을 나타낸다.
도 2는 본 개시의 일 구현예와 일치하는 버스(bus) 공급 전원 및 클램프된(clamped) 공급 전원의 신호 플롯(plot)을 나타낸다.
도 3은 본 개시의 일 구현예와 일치하는 전원 공급 시스템의 다양한 신호의 신호 플롯을 나타낸다.
도 4는 본 개시의 일 구현예와 일치하는 클램프(clamp) 회로의 예를 나타낸다.
도 5는 본 개시의 일 구현예와 일치하는 레귤레이터(regulator) 회로의 예를 나타낸다.
도 6은 본 개시의 일 구현예와 일치하는 버스 검출 회로의 예를 나타낸다.
도 7은 본 개시의 일 구현예와 일치하는 차지 펌프(charge pump) 회로의 예를 나타낸다.
도 8은 본 개시의 일 구현예에 따른 동작 흐름도이다.
다음의 상세한 설명은 예시적인 구현예에 대한 참조로 진행되지만, 그에 대한 다양한 대체, 수정, 및 변형은 해당 기술 분야의 당업자에게 명백할 것이다.
일반적으로, 본 개시는 클램프된(clamped) 공급 전원을 생성하여 과전압 보호를 하는 전원 공급 시스템을 제공한다. 공급 전원은 입력 공급 전원(예컨대, 버스(bus) 공급 전원 등)을 받아서, 복수 개의 회로 소자들, 예를 들어 집적 회로(IC)와 관련된 회로 소자들에게 전원을 공급할 수 있는 제어되고 클램프된 공급 전원을 생성한다. 본 개시의 과전압 보호는 입력 전원 소스가 완전한 값(full value)으로 램프 업(ramp up)함에 따라 클램프된 공급 전원을 생성하는 클램프(clamp) 회로를 포함한다. 입력 전원 소스가 완전한 값으로 램프 업 한 후에, 차지 펌프(charge pump) 메커니즘은 설정 포인트 제어 전압(set point control voltage)을 생성하고, 다음으로, 고전압 스위치 디바이스를 제어하여 클램프된 공급 전원(및 그에 연결된 디바이스들)을 입력 전원 소스 상의 스파이크(spike) 또는 서지(surge)로부터 보호하는 동안에 클램프된 공급 전원이 선택된 허용 범위 내에서 지속되도록 활용된다. 본 개시의 공급 전원은 집적 회로(IC)의 입력 전원 조절 스테이지(input power conditioning stage)로서 포함될 수 있다. 유리하게는, 몇몇의 구현예에서, 본 개시의 전원 공급 시스템은 자기 유지(self-sustaining)적이고, 그 의미는 전원 공급 시스템이 IC와 관련된 다른 소스(예컨대, 과전압 보호 회로, 디지털 코어 회로 등)로부터의 입력이 없이도 동작할 수 있다는 것이다.
도 1은 본 개시의 다양한 구현예와 일치하는 전원 공급 시스템(100)을 나타낸다. 도 1에 도시된 전원 공급 시스템(100)은, 반도체 집적 회로 칩, 시스템 온 칩(SoC) 등과 같은 범용 또는 맞춤형(custom) 집적 회로(IC)에 포함되거나, 부분 형태(form part)일 수 있다. 전체를 개관하면, 전원 공급 시스템(100)은 입력 버스 공급 전원(103)으로부터 클램프된 공급 전원(111)을 생성하도록 구성된 고전압 내성 회로(102)를 포함한다. 클램프된 공급 전원(111)은, 몇몇의 구현예에서, 클램프된 공급 전원(111)에 연결된 하나 이상의 디바이스(116)에 대한 내부 공급 전원으로서 사용될 수 있다. 클램프된 공급 전원(111)에 연결된, 디바이스(116)는, 예를 들어 IC와 관련된 하나 이상의 회로 및/또는 회로 시스템을 포함할 수 있다. 따라서, 클램프된 공급 전원(111)은, 적어도 부분적으로, IC에 대한 내부 공급 전원으로서 활용될 수 있다.
입력 버스 공급 전원(103)은, 예를 들어, (범용 직렬 버스(USB), 미니 범용 직렬 버스(MUS) 등과 관련될 수 있는) VBUS 공급 전원과 같은 입력 버스 공급 전원을 포함할 수 있다. 입력 버스 공급 전원(103)은 일반적으로 별개의 두 기간: 버스 공급 전원이 완전한 값으로 램프 업 하는 동안의 램프 업 기간, 및 버스 공급 전원이 의도된 대로 전원을 공급할 수 있는 완전히 온 상태인(fully-on) 기간을 가질 수 있다. 고전압 내성 회로(102)는 클램프 회로(104) 및 고전압 스위치 회로(106)를 포함한다. 클램프 회로(104)는 입력 버스 공급 전원(103)을 받도록 구성된다. 공급 전원(103)의 램프 업 기간(예컨대, 버스 초기화, 파워 온 리셋(power-on reset) 등의 기간 동안)의 선택된 전압 범위에 대하여, 클램프 회로(104)는 클램프된 공급 전원(111)을 생성하도록 구성된다. 클램프 회로(104)는 또한, 램프 업 기간의 선택된 전압 범위 동안에, 클램프된 공급 전원(111)의 전압을 미리 정해진 값으로 한정하여, 클램프된 공급 전원(111)에 연결된 하나 이상의 디바이스(116)에 대한 과전압 보호를 제공하도록 구성된다. 아래에서 매우 상세하게 설명되는 바와 같이, 일단 입력 버스 전원 소스(103)가 미리 정해진 임계치를 초과하여 램프(ramp)되면, 고전압 스위치 회로(106)는 클램프된 공급 전원(111) 상에 미리 정해진 전압을 공급하고, 또한 클램프된 공급 전원(111)에 대한 고전압 보호를 제공한다.
도 1의 전원 공급 시스템은 또한 레귤레이터(regulator) 회로(108), 버스 검출 회로(110), 차지 펌프 회로(114), 및 변환기(translator) 회로(112)를 포함할 수도 있다. 레귤레이터 회로(108)는, 클램프된 공급 전원(111)에 기초하여, 조정된 공급 전원(113)을 생성하도록 구성된다. 아래에서 매우 상세하게 설명되는 바와 같이, 조정된 공급 전원(113)은 버스 검출 회로(110), 차지 펌프 회로(114), 및/또는 변환기 회로(112)에 전원을 공급하거나 및/또는 그것들을 활성화하기 위하여 사용될 수 있다. 하나 이상의 구현예에서, 레귤레이터 회로(108)는 클램프된 공급 전원 상의 전압 레벨보다 낮은 조정된 공급 전원(113) 상의 전압 레벨을 생성하도록 구성된다. 유리하게는, 레귤레이터 회로(108)는 버스 공급 전원(103)과는 독립적인, 조정된 공급 전원(113)을 생성하도록 구성되어, 조정된 공급 전원(113)을 버스 공급 전원(103)의 과전압 조건으로부터 격리시키도록 한다.
도 1의 전원 공급 시스템은 또한, R1 및 R2로서 표현되는, 전압 분리(voltage divider) 회로를 포함할 수 있다. R1/R2 비는, 버스 공급 전원(103)을 지시하거나 버스 공급 전원(103)에 비례하지만, 일반적으로 버스 공급 전원(103)보다 낮은, 분리된 전압 신호(105)를 생성하도록 선택될 수 있다. 분리된 전압 신호(105)는 버스 공급 전원(103)의 램프 업 기간 동안에 램프 업 한 후, 버스 공급 전원(103)이 완전히 온 상태이지만 일반적으로 버스 공급 전원(103)의 전압보다 낮은 전압인 경우에, 완전히 온 상태인 채로 지속될 수 있다. 버스 검출 회로(110)는 분리된 전압 신호(105)를 받아서 버스 공급 전원(103)의 상태를 지시하는 제어 신호(107)를 생성하도록, 예를 들어, 버스 공급 전원(103)이 램프 업 기간 또는 완전히 온 상태인 기간에 있는지 여부를 지시하는 제어 신호(107)를 생성하도록, 구성된다. 버스 검출 회로(110)는 조정된 공급 전원(113)에 의하여 전원이 공급될 수 있다.
일 구현예에서, 버스 공급 전원(103)의 램프 업 기간 동안, 분리된 전압 신호(105)가 미리 정해진 임계치보다 아래인 경우에, 버스 검출 회로(110)는 제1 (낮은) 값을 가지는 제어 신호(107)를 생성하도록 구성되고, 분리된 전압 신호(105)가 미리 정해진 임계치를 초과하는 경우에, 제어 신호(107)는 제2 (높은) 값을 가진다. 일 구현예에서, 조정된 공급 전원(113)은 버스 검출 회로(110)에 전원을 공급하기 때문에, 제어 신호(107)의 제1 값은 거의 0 볼트(volt)일 수 있지만, 제어 신호(107)의 제2 값은 조정된 공급 전원(113)의 전압과 거의 동일할 수 있다.
차지 펌프 회로(114)는 증가된 임계 전류(Icct)에 민감한 논리 회로를 포함할 수 있다. 예를 들면, 차지 펌프 회로(114)는 증가된 Icct를 드로우(draw)할 수 있는 트랜지스터들(예컨대, 인버터 회로, NAND/NOR/AND/OR 게이트 회로, PMOS/NMOS 쌍 회로 등)을 포함하거나, 만일 그러한 트랜지스터에 대한 게이트 전압이 공급 전원보다 낮다면, 논리 게이트의 동시 전도(simultaneous conduction)를 겪을 수 있다. 따라서, 전원 공급 시스템(100)의 일 구현예는 또한 제어 신호(107)를 변환된 제어 신호(109)로 변환하도록 구성된 변환기 회로(112)를 포함할 수 있다. 예를 들면, 제어 신호(107)의 전압은 변환된 제어 신호(109)가 클램프된 공급 전원(111)과 거의 동일한 값을 가지도록 변환될 수 있다. 물론, 변환기 회로(112)는, 만일, 예를 들면, 차지 펌프 회로(114)가 Icct의 증가를 방지하도록 구성된다면, 제어 신호(107)가 차지 펌프 회로(114)에 의하여 활용될 수 있는 경우에는 생략될 수 있다.
차지 펌프 회로(114)는 제어 신호(107)(또는 변환된 제어 신호(109))의 상태에 기초하고 조정된 공급 전원(113)에 기초하여 전압 설정 포인트 신호(115)를 생성하도록 구성된다. 일반적으로, 차지 펌프 회로는 조정된 공급 전원(113)의 전압 가산기 및/또는 전압 증배기로서 동작한다. 일 구현예에서, 전압 설정 포인트 신호(115)는 조정된 공급 전원(113)의 선택된 배수이다(예를 들어, 신호(115)는 조정된 공급 전원(113)의 전압의 2배의 전압 값을 가진다). 전압 설정 포인트 신호(115)는 고전압 스위치 회로(106)의 전도 상태(conduction state)를 제어하는 데 사용된다. 또한, 전압 설정 포인트 신호(115)는 조정된 공급 전원(113)의 함수로 생성되기 때문에, 차지 펌프 회로(114) 및 전압 설정 포인트 신호(115)의 동작은 버스 공급 전원(103)과는 독립적일 수 있어, 전압 설정 포인트 신호(115)는 버스 공급 전원(103) 상의 변동(variation)으로부터 격리된다.
고전압 스위치 회로(106)는 버스 공급 전원(103) 및 클램프된 공급 전원(111) 사이에 연결될 수 있다. 일 구현예에서, 스위치 회로(106)는 소스 폴로워(source follower) 구성으로 클램프된 공급 전원(111) 및 버스 공급 전원(103) 사이에 연결된 고전압 트랜지스터 디바이스, 예를 들어, 고전압 NMOS 디바이스를 포함할 수 있어, 소스 전압이 게이트 전압에서 임계 전압(Vt)을 뺀 전압으로 한정되도록 한다. 고전압 스위치 회로(106)의 고전압 내성 능력은, 예를 들어, 버스 공급 전원(103)의 기대된 최대 전압 레벨 및/또는 특정 전압 레벨(예컨대, 28V, 40V 등)에 달하는 전압 스파이크/서지에 의하여 결정될 수 있다. 고전압 스위치 회로(106)의 물리적인 고전압 한정은 일반적으로 상한 전압(not-to-exceed voltage) 명세를 필요로 하는 특정 반도체 제작 허용 한계(manufacturing tolerance)에 의하여 결정될 수 있다.
따라서, 그리고 동작 중에, 버스 공급 전원(103)이 램프 업 함에 따라, 고전압 스위치 회로(106)와 병렬인 클램프 회로(104)는 버스 공급 전원(103) 상에 나타나는 과전압 조건을 제거하도록 동작함으로써, 안정된 고전압 내성 클램프된 공급 전원(111)을 공급할 수 있다. 일단 버스 공급 전원(103)이 선택된 임계치를 초과하면, 버스 공급 전원(103)과는 독립적인 차지 펌프 회로(114)는, 조정된 공급 전원(113)이 생성될 수 있고, 고전압 내성 스위치 디바이스(106)의 전도 상태를 제어하기 위하여, 조정된 공급 전원(113)에 기초하고 버스 공급 전원(103)과는 독립적으로, 전압 설정 포인트 신호(115)를 생성할 수 있다. 전압 공급 시스템(100)은, 차지 펌프 회로(114)에 의하여 생성된, 전압 설정 포인트 신호(115)를 고전압 내성 스위치 디바이스(106)의 게이트에 연결함으로써 고전압 내성을 달성한다. 전압 설정 포인트 신호(115)는 스위치 회로(106)의 전도(예컨대, 선형 모드 전도)를 제어하여 클램프된 공급 전원(111)이 전압 설정 포인트 신호(115)의 전압 및 스위치 회로(106)의 임계 전압(Vt)에 기초하도록 할 수 있다.
선형 모드에서 동작하고 버스 공급 전원(103) 상의 과전압 조건을 가정하면, 스위치(106)의 드레인 투 소스(drain to source) 전압 전도는 전압 설정 포인트 신호(115)에서 Vt를 뺀 전압으로 한정될 수 있고, 스위치(106)는 전압 설정 포인트 신호(115)를 초과하는 버스 공급 전원(103) 상의 전압 레벨을 자르도록 구성될 수 있다. 따라서, 차지 펌프 회로(114)는 조정된 공급 전원(133)의 함수로서의 전압 설정 포인트 신호(115), 및 스위치(106)의 Vt를 생성하도록 구성될 수 있어서, 클램프된 공급 전원(111)이 그에 연결된 디바이스(116)의 전압 허용 한계를 넘지 않고, 몇몇의 구현예에서는, 클램프된 공급 전원(111)에 연결된 디바이스(116)의 동작 한계 내에 있는 에러 한계(margin of error)를 포함하도록 한다. 뿐만 아니라, 전압 설정 포인트 신호(115)를 제어함으로써, 클램프된 공급 전원(111)의 공칭 전압(nominal voltage) 레벨이 제어될 수 있다. 예를 들면, 어떤 디바이스(예컨대, 트랜지스터 등)는 Y의 상한 전압을 필요로 할 수 있지만, 버스 공급 전원(103)의 정상 전압(normal voltage)은 Y + %Y의 공칭 전압을 가질 수 있다. %Y가 비교적 작더라도, 이러한 공급 전원의 증가는 Y보다 높은 전압을 견디지 못하는 특정 디바이스와 호환되지 않을 수 있다. 따라서, 클램프된 공급 전원(111)은 그에 연결된 디바이스(116)의 제작 허용 한계에 따라 설정될 수 있다.
따라서, 본 개시의 일 구현예에서 클램프 회로(104) 및 스위치 회로(106)는, 허용 한계 내의 클램프된 공급 전원(111)을 유지할 뿐 아니라, 과전압 클램핑 능력을 제공하기 위하여 병렬로 동작할 수 있다. 예를 들면, 전원 공급 버스(103)가 램프 업 하는 동안, 버스 공급 전원(103)이 미리 정해진 임계치를 넘어서기 전에, 차지 펌프 회로(114)는 (조정된 공급 전원(113)이 램프 업 함에 따라) 전압 설정 포인트 신호(115)를 풀업(pull up) 하도록 동작할 수 있다. 따라서, 램프 업의 적어도 일부 기간 동안, 스위치 회로(106)의 게이트는 거의 조정된 공급 전원의 전압 레벨로 바이어스(bias) 될 수 있고, 스위치 회로(106)의 소스는 조정된 공급 전원(113)의 전압 레벨로 한정될 수 있다. 만일, 그 램프 업의 일부 기간 동안, 과전압 조건이 버스 공급 전원(103)에 발생된다면, 스위치 회로(106)의 소스 전압은 전압 설정 포인트 신호(115)에 의하여 한정될 수 있다. 따라서, 일반적으로, 스위치 회로(106) 및 클램프 회로(104) 사이의 가장 낮은 저항 경로(resistive path)가 회로 성능을 지배할 것이며, 이는 스위치 회로(106) 및 클램프 회로(104)가 버스 공급 전원(103) 및 클램프된 공급 전원(111) 사이에 병렬로 있기 때문이다. 그러나, 양 회로가 과전압 보호를 제공하기 때문에, 클램프된 공급 전원(111)의 보호는 전 동작 기간 동안 유지된다.
물론, 다른 구현예에서, 차지 펌프 회로(114)는 버스 공급 전원(103)이 미리 정해진 임계치 아래에서 지속되는 동안 스위치 회로(106)가 비전도 상태(non-conducting state)에 계속 있게 하도록 구성될 수 있다. 이러한 구현예에서, 클램프 회로(104)는 버스 공급 전원(103)이 미리 정해진 임계치 아래에서 지속되는 동안 클램프된 공급 전원(111)에 대한 주된 과전압 보호를 제공하도록 구성될 수 있다.
전원 공급 시스템(100)의 몇몇의 장점이 도 2에 도시되어 있다. 도 1을 계속 함께 참조하여, 도 2는 본 개시의 일 구현예와 일치하는 버스 공급 전원(103) 및 클램프된 공급 전원(111)의 신호 플롯(plot)(200)을 나타낸다. 도 2의 신호 플롯(200)은 일반적으로 시간(t)에 따른 전압(V)의 임의의 단위로서 도시된다. 동작 202의 제1 시간 구간에서, 버스 공급 전원(103)의 램프 업 기간 동안(즉, 버스 공급 전원(103)의 전압이 미리 정해진 임계치에 도달하기 전에), 클램프된 공급 전원(111)(점선으로 도시됨)은, 유사한 방식으로 램프 업 하지만, 클램프 회로(104)의 구성에 따라 일반적으로 공급 전원(103)과 비교하여 레벨 시프트된 전압과 함께 상승해서, 클램프된 공급 전원(111)이 버스 공급 전원(103)과 동일하거나 낮은 전압으로 클램프되도록 할 수 있다. 이 시간 구간(202) 동안, 클램프 회로(104)는 클램프된 공급 전원(111)에 대한 고전압 내성을 제공하기 위하여 버스 공급 전원(103) 상의 과전압 조건을 클램프하도록 구성된다. 클램프 회로(104)뿐 아니라, 고전압 스위치 회로(106)는 이 시간 구간(202) 동안에 병렬로 전도할 수 있다. 클램프된 공급 전원(111) 및 조정된 공급 전원(113)이 램프 업 함에 따라, 고전압 스위치 회로(106)의 게이트 또한 램프 업 한다. 소스 폴로워로서 구성된 고전압 스위치 회로(106)는 소스 전압을 게이트 전압에서 Vt를 뺀 전압으로 한정할 수 있다. 이 시간 구간(202) 동안, 게이트 전압은 조정된 공급 전원(113) 넘지 않을 수 있고, 따라서 (소스로부터 취해진) 고전압 스위치 회로(106)의 출력을 한정하고 클램프된 공급 전원(111)에 대한 과전압 내성을 제공한다. 클램프 회로(104) 및 고전압 스위치 회로(106)는 모두 클램프된 공급 전원(111)에 대해 과전압 내성을 제공하도록 구성되고, 시간 구간(202) 동안에 병렬로 사용될 수 있다.
일단 버스 공급 전원(103)의 전압이, 동작 204의 제2 시간 구간의 시작 부분에 나타난, 선택된 임계 전압에 도달하면, 제어 신호(107) 및/또는 (109)는 버스 공급 전원(103)이 선택된 임계치를 넘자마자 한 번 어서트(assert)되고, 차지 펌프 회로(114)는 스위치 회로(106)를 제어하기 위하여 전압 설정 포인트 신호(115)를 생성한다. 선형 모드에서 동작하는 고전압 내성 스위치 디바이스(106)는 전압 제어 저항(voltage controlled resistor)으로서 동작하고 버스 공급 전원(103)을 클램프된 공급 전원(111)으로 줄일 수 있다. 이 시간 구간(204) 동안, 버스 공급 전원(103)이 램프 업을 계속 하는 동안에, 스위치 회로(106)는 클램프된 공급 전원(111)을 버스 공급 전원(103) 상의 과전압 조건으로부터 보호한다. 버스 공급 전원(103)의 전압이 과전압 조건으로 계속 증가함에 따라, 클램프된 공급 전원(111) 상의 전압은, 동작 206의 제3 시간 구간에 나타난 바와 같이, 전압 설정 포인트 신호(115)에서 Vt를 뺀 전압이나 그보다 낮은 전압으로 지속될 것이다. 따라서, 클램프된 공급 전원(111)은 버스 공급 전원(103)의 램프 업 기간(시간 구간(202)) 동안에 고전압 내성 공급 전원을 제공하고, 버스 공급 전원(103) 상의 고전압 기간(시간 구간(206)) 동안에는 선택된 낮은 전압 값으로 클램프된다.
본 개시의 전원 공급 시스템(100)의 구체적인 예가 도 3에 나타나 있다. 도 1을 계속 함께 참조하여, 도 3은 본 개시의 일 구현예와 일치하는 전원 공급 시스템(100)의 다양한 신호의 신호 플롯을 나타낸다. 본 구현예의 신호 플롯은 시간(t(ms))에 따른 전압(V)으로서 나타나 있다. 본 예에 대하여 버스 공급 전원(103')은 완전히 온 상태인 4.0 볼트의 공칭 전압을 가지는 범용 직렬 버스(USB) 명세 및/또는 미니 범용 직렬 버스(MUS) 명세와 호환되는 VBUS 전원 공급 규격이라고 가정한다. 플롯(302)은 VBUS 공급 전원(103')이 과전압 조건에서 램프 업 하는 것을 도시하며, 본 예에서, 전압 값은 8.0 볼트이다. 플롯(304)은 제어 신호(107') 및/또는 (109')를 도시한다. 제어 신호(107')/(109')에 대한 미리 정해진 임계치는 거의 3.5 볼트이고, 따라서, VBUS(103')가 이 임계치를 넘어서는 경우, 제어 신호(107')/(109')는 하이(high)를 어서트한다. 일단 제어 신호(107')/(109')가 하이를 어서트하면, 레귤레이터 회로(108)는 3.5 볼트의 조정된 공급 전원(113')(플롯 306)을 생성하고, 차지 펌프 회로(114)는 7.0 볼트의 전압 설정 포인트 신호(115')(플롯 308)을 생성한다. 전압 설정 포인트 신호(115')는 조정된 공급 전원(113')의 함수이기 때문에, 본 예에서 차지 펌프 회로(114)는 전압 설정 포인트 신호(115')의 원하는/필요한 전압 레벨을 생성하기 위하여 조정된 공급 전원(113')을 2배 만큼(즉, 2X) 증배하도록 구성된다. 본 예에서, 스위치(106)의 임계 전압(Vt)은 거의 0.6 볼트이다. 전압 설정 포인트 신호(115')는, 스위치(106)가 클램프된 공급 전원(111)의 전압을 전압 설정 포인트 신호(115')의 전압에서 임계 전압(Vt)을 뺀 전압으로 설정하는 것과 같이, 스위치(106)의 전도를 제어한다. 전압 설정 포인트 신호는 최대 7.0 볼트를 가지므로, 클램프된 공급 전원(111)의 최대 전압은 결국 거의 6.4 볼트가 된다.
도 4는 본 개시의 일 구현예와 일치하는 클램프 회로(104A)의 예를 나타낸다. 도 1을 계속 함께 참조하여, 본 예에서의 클램프 회로(104A)는 버스 공급 전원(103)이 램프 업 하는 동안에 클램프된 공급 전원(111)을 생성하도록 구성된다. 뿐만 아니라, 본 구현예의 클램프 회로(104A)는 버스 공급 전원(103) 상의 과전압 조건(예컨대, 스파이크, 서지 등)에 대한 과전압 내성을 제공하도록 구성되어, 버스 공급 전원(103)의 램프 업 기간 동안에 클램프된 공급 전원(111)을 그러한 조건으로부터 보호한다. 본 예에서의 클램프 회로(104A)는 전압 레퍼런스(408)을 생성하도록 구성된 전류원 회로(404)를 포함하는 제어 회로 및 고전압 내성 스위치 디바이스(402)(예컨대, NMOS 디바이스)를 포함한다. 과전압 보호 정도는 스위치 디바이스(402)의 특성에 기초할 수 있다. 예컨대, “큰” 디바이스는 “작은” 디바이스보다 더 충분한 과전압 보호를 제공할 수 있다. 따라서, 스위치 디바이스(402)의 크기는, 예를 들어, 클램프된 공급 전원(111)에 연결된 디바이스(116)에 의하여 특정될 수 있는 허용 한계 및/또는 기대되는 과전압 값에 기초하여 선택될 수 있다. 제어 회로는 스위치 디바이스(402)의 전도를 제어할 수 있는 전압 레퍼런스(408)를 생성하도록 구성되어, 클램프된 공급 전원(111)이 스위치 디바이스(402)의 Vt 및 전압 레퍼런스(408)에 기초하도록 한다. 일례에서, Iref1(404) 및 다이오드 스택(406)은 전압 레퍼런스(408)을 생성하기 위하여 선택되어, 스위치 디바이스(402)가 포화 모드에서 동작하도록 한다. 스위치(402)는 버스 공급 전원(103)에 연결되고, 스위치(402)의 소스에서 취해진 클램프된 공급 전원(111)과 함께, 소스 폴로워로서 구성될 수 있다. 따라서, 클램프된 공급 전원의 전압 레벨은 전압 레퍼런스(408)에서 Vt를 뺀 것으로 표현될 수 있다.
클램프된 공급 전원(111)에 대한 과전압 보호를 제공하기 위하여, (스위치(402)의 소스에서 취해진) 클램프된 공급 전원(111)은 전압 레퍼런스(408)에서 스위치(402)의 Vt를 뺀 것에 비례할 수 있다. 진술된 바와 같이, 회로(104A)는, 버스 공급 전원(103)의 램프 업 기간 동안 클램프된 공급 전원(111)을 생성하기 위하여 병렬로 전도하는 고전압 스위치 회로(106)와 함께 또는 그것 없이 동작한다. 일단 버스 공급 전원(103)이 선택된 임계치를 넘는 경우, 차지 펌프 회로(114)는 스위치 회로(106)를 제어하기 위하여 전압 설정 포인트 신호(115)를 생성한다. 전압 설정 포인트 신호(115)는 버스 공급 전원(103) 상의 과전압 조건의 클램프된 공급 전원(111)을 제한하는 값으로 설정되어, 과전압 보호를 제공한다. 전압 설정 포인트 신호(115)의 값은 또한 고전압 스위치 회로(106)의 드레인 투 소스 온 저항(drain to source on resistance, Rdson)을 감소시킨다. Rdson의 감소는, 고전압 스위치 회로(106)가 가장 적은 저항 경로가 되고 그것이 본질적으로 클램프 회로(104A)를 단락(short out)시키도록 한다. 따라서, 버스 공급 전원(103)이 선택된 임계치를 넘자마자 회로(104A)의 효과를 감소시키거나 제거하기 위하여, 스위치(402)의 총 저항 값은 고전압 스위치 디바이스(106)의 저항보다 크게 되도록 선택될 수 있어, 일단 고전압 스위치 디바이스(106)가 활성화되면, 클램프된 공급 전원(111)의 전압은, 회로(104A)가 아니라, 고전압 스위치 디바이스(106)의 동작에 대부분 기초하도록 한다.
도 5는 본 개시의 일 구현예와 일치하는 레귤레이터 회로(108A)의 예를 나타낸다. 도 1을 계속 함께 참조하여, 본 예의 레귤레이터 회로(108A)는 클램프된 공급 전원(111)에 기초한 조정된 공급 전원(113)을 생성하도록 구성된다. 본 예의 레귤레이터 회로(108A)는 증폭기(502)의 출력단과 함께 피드백 배치(feedback arrangement)에 연결된 정단자(positive terminal)를 가지는 증폭기 회로(502)를 포함하여, 증폭기 회로(502)의 출력단이 증폭기 회로(502)의 부단자(negative terminal) 상의 입력을 추적하도록 한다. 회로(108A)는 또한 클램프된 공급 전원(111)에 연결되고 증폭기(502)의 출력단에 의하여 제어되는 스위치 회로(504)를 포함한다. 레퍼런스 전압 회로(506)는 증폭기 회로(502)의 부단자에서의 입력으로서 레퍼런스 전압(Vref1)을 생성하도록 구성된다. 따라서, 스위치(504)는 선형 모드에서 동작하기 위하여 증폭기(502)에 의하여 제어되어 피드백 전압(저항 R4 및 저항 R5의 전압 분리기 사이에서 취해짐)이 실질적으로 Vref1(506)과 동일하게 지속될 수 있다.
스위치(504)는 클램프된 공급 전원(111)에 연결되고, 소스 폴로워 모드에서 스위치(504)에 대한 바이어스를 제공하는 저항 부하 R4/R5와 함께, 소스 폴로워로서 구성될 수 있다. 스위치(504) 및 부하 R4/R5는, 스위치(402)의 소스에서 취해진 조정된 공급 전원(113)과 함께, 전압 분리기로서 동작한다. Vref1, R4 및 R5의 값, 및 증폭기(502)의 게인(gain)은 조정된 공급 전원(113) 상에 원하는 전압 레벨을 생성하도록 선택될 수 있고, 차지 펌프 회로(114)(도 1)의 동작은 조정된 공급 전원(113)의 전압 레벨에 기초할 수 있기 때문에, Vref1, R4 및 R5의 값, 및 증폭기(502)의 게인은 차지 펌프 회로(114)가 전압 설정 포인트 신호(115) 상에 원하는 전압을 생성하도록 선택될 수 있다.
뿐만 아니라, 회로(108A)가 외부의 레퍼런스 신호(예컨대, IC의 디지털 코어로부터의 레퍼런스 신호)와 독립적으로 동작할 수 있도록, 레퍼런스 전압 회로(506)는, 오로지 클램프된 공급 전원(111)에만 기초한 온도 보상(temperature compensated) 밴드갭 레퍼런스 전압으로서 Vref1을 생성하도록 구성된 밴드갭 레퍼런스 회로를 포함할 수 있다. 클램프된 공급 전원(111)은 버스 공급 전원(103)으로부터 격리되어 있기 때문에, 조정된 공급 전원(113)은 버스 공급 전원(103)과는 독립적일 수 있다.
도 6은 본 개시의 일 구현예와 일치하는 버스 검출 회로(110A)의 예를 나타낸다. 도 1을 계속 함께 참조하여, 본 예의 버스 검출 회로(110A)는 버스 공급 전원(103)의 전압 레벨을 검출하고 제어 신호(107)를 생성하도록 구성된다. 위에서 논의한 바와 같이, 제어 신호(107)는 일반적으로, (분리된 전압 신호(105)에 의하여 표현된 바와 같이) 버스 공급 전원(103)의 전압이 선택된 임계치를 넘는 시점을 지시하는 신호이다. 본 예의 버스 검출 회로(110A)는 분리된 전압 신호(105)를 레퍼런스 전압 회로(602)에 의하여 생성된 레퍼런스 전압(Vref2)과 비교하도록 구성된 비교기(604)를 포함한다. 만일 신호(105)가 Vref2를 넘는다면, 비교기(604)는 조정된 공급 전원(113)의 전압과 거의 동일한 전압 레벨을 가지는 유효한 제어 신호(107)를 생성할 수 있다. 만일 신호(105)가 Vref2보다 낮으면, 비교기(604)의 출력(107)은 거의 0 볼트(또는 어떤 다른 레퍼런스 포텐셜)일 것이다. 회로(110A)는 또한 Vref2의 전압 레벨을 검출하고 Vref2가 선택된 임계치를 넘는 경우 활성화 신호를 생성하도록 구성된 레퍼런스 전압 검출 회로(606)를 포함할 수 있다. 전압 검출 회로(606)에 의하여 생성된 활성화 신호는 비교기(604)를 활성화/비활성화 하기 위하여 사용될 수 있고, 따라서 레퍼런스 전압 회로(602)에 의하여 생성된 Vref2가 신호(105)를 잠시 넘는 경우의 램프 업 동안 발생할 수 있는 글리칭(glitcing)을 감소시키거나 제거할 수 있으며, 그것은 밴드갭 레퍼런스를 포함하는 많은 수의 아날로그 레퍼런스에 대한 흔한 이벤트이다. 레퍼런스 전압 회로(506)(위에서 설명됨)와 함께, 레퍼런스 전압 회로(604)는, 오로지 조정된 공급 전원(113)에만 기초하는 온도 보상 밴드갭 레퍼런스 전압으로서 Vref1을 생성하도록 구성된 밴드갭 레퍼런스 회로를 포함할 수 있다.
도 7은 본 개시의 일 구현예와 일치하는 차지 펌프 회로(114A)의 예를 나타낸다. 도 1을 계속 함께 참조하여, 본 예의 차지 펌프 회로(114A)는 조정된 공급 전원(113)의 전압을 증배하고 전압 설정 포인트 신호(115)를 생성하도록 구성된다. 본 예의 차지 펌프 회로(114A)는 오실레이터 회로(oscillator circuitry)(702) 및 전압 증배기 회로(704)를 포함한다. 오실레이터 회로(702)는 클록 신호를 생성하도록 구성되고, 제어 신호(107) 또는 (109)에 의하여 활성화된다. 클램프된 공급 전원(111)은 오실레이터 회로(702)에 전원을 공급하고, 따라서, 위에서 논의한 바와 같이, 만일 제어 신호(107)의 전압 레벨이 클램프된 공급 전원(111)의 전압 레벨보다 낮다면, 제어 신호(107)의 레벨을 더 높은 전압 제어 신호(109)로 부스트(boost)하기 위하여 변환기 회로(112)(도 1)가 사용될 수 있다. 전압 증배기 회로(704)는 또한 신호(107) 또는 (109)에 의하여도 활성화될 수 있다. 전압 설정 포인트 신호(115)를 생성하기 위하여, 전압 증배기 회로(704)는 조정된 공급 전원(113)의 전압을 증가시키기 위하여 클록 신호의 에지(edge)를 사용하여 축전기(도시되지 않음) 사이를 스위칭할 수 있다.
전압 증배기 회로(704)는 세트 증배 인수(set multiplication factor)(예컨대, 1.7X, 2X 등)에 의하여 공급 전원(113)을 증배하도록 구성될 수 있거나, 전압 증배기 회로(704)는 증배 인수의 변화를 허용하도록 프로그램될 수 있다. 뿐만 아니라, 클램프된 공급 전원(111)의 전압 레벨을 제어 인수로서 사용하여, 전압 증배기 회로(704)는 조정된 공급 전원(113)의 변화를 수용하기 위하여 증배 인수를 동적으로 조정하도록 구성될 수 있다(이를 위해, 회로(704)는 클램프된 공급 전원(111)의 전압의 피드백 정보를 받도록 구성될 수 있다).
도 4 내지 도 7이 본 개시의 교시에 따라 활용될 수 있는 특정한 예시적인 회로 토폴로지(topology)를 도시하지만, 다양한 대체 및/또는 수정이 해당 분야의 당업자에게 명백할 수 있고, 위에서 설명된 기능 및/또는 목적을 만족시키지 위한 그러한 대체 및/또는 수정 모두는 본 개시의 범위 내로 여겨진다는 점이 인식될 것이다. 따라서, 도 8은 본 개시의 일 구현예에 따른 동작 흐름도(800)이다. 본 구현예의 동작은, 버스 공급 전원의 램프 업 기간 동안, 버스 공급 전원(802)에 기초하여 클램프된 공급 전원을 생성하는 과정을 포함할 수 있다. 동작은 또한 버스 공급 전원과는 독립적인 전압 설정 포인트 신호를 생성하는 과정을 포함할 수 있고, 상기 전압 설정 포인트 신호는 클램프된 공급 전원(804) 상의 미리 결정된 전압 레벨을 지시한다. 본 구현예의 동작은 또한, 전압 설정 포인트 신호를 사용하여, 버스 공급 전원 및 클램프된 공급 전원(806) 사이에 연결된 스위치를 제어하는 과정을 포함할 수 있다. 동작은, 스위치를 사용하여, 전압 설정 포인트 신호보다 낮은 클램프된 공급 전원 상의 전압 레벨을 생성하는 과정을 더 포함할 수 있다.
도 8은 일 구현예에 따른 다양한 동작을 나타내지만, 이 모든 동작이 필요한 것은 아니라는 점이 이해될 것이다. 사실, 여기서는 본 개시의 다른 구현예에서, 도 8에 도시된 동작은 도면에 구체적으로 나타나지 않았지만 여전히 본 개시와 완전히 일치하는 방식으로 결합될 수 있다는 점이 충분히 고려된다. 따라서, 도면에 정확히 나타나지 않은 특징 및/또는 동작으로 연결되는 청구 범위는 본 개시의 범위 및 내용 내에 있다고 여겨진다. 뿐만 아니라 회로("circuitry" 또는 "circuit")는, 여기서의 모든 구현예에서 사용된 바와 같이, 예를 들어, 고정 배선으로 연결된 회로(hardwired circuitry), 프로그래밍 가능 회로(programmable circuitry), 상태 머신 회로(state machine circuitry), 및/또는 더 큰 시스템에 존재하는 회로, 예를 들면, 집적 회로의 일부로서 포함될 수 있는 이산적인 소자(discrete element)의 단일한 형태 또는 임의의 조합으로 포함할 수 있다. 뿐만 아니라, 여기에서 설명된 모든 스위치 디바이스(예컨대, 스위치(106), (402), (504) 등)는, 예를 들어, MOS 트랜지스터, BJT 등과 같은, 임의의 타입의 알려져 있거나 개발이 완료된 스위치 회로를 포함할 수 있다.
유리하게는, 본 개시의 다양한 교시에 따른 전원 공급 시스템은 입력 공급 전원 상의 과전압 조건을 감소시키거나 제거하는 클램프된 내부 공급 전원을 제공할 수 있고, 따라서 개별적인 과전압 보호 회로의 필요성을 제거한다. 또한, 유리하게는, 여기서의 교시에 따른 전원 공급 시스템은 자기 유지 방식, 즉, 외부 소스/신호로부터의 입력이 없이도, 클램프된 공급 전원을 생성할 수 있다. 따라서, 예를 들어, 전원 공급 시스템은 IC의 디지털 코어로부터의 입력이 없이도 클램프된 공급 전원을 생성할 수 있고, 따라서 디지털 코어 상의 부하를 감소시키고 IC의 전원 조절 스테이지의 복잡도를 감소시키며, 디지털 코어가 없는 경우에서 본 개시의 전원 공급 시스템의 사용을 가능하도록 한다. 뿐만 아니라, 본 개시의 고전압 내성 스위치 디바이스는 입력 공급 전원과는 독립적인(예컨대, 버스 전압과는 독립적인) 전압 설정 포인트 신호에 의하여 제어되어서, 스위치로부터 유래된 클램프된 공급 전원이 과전압 클램핑 요건을 충분히 만족한 채로 지속되도록 한다. 전원 공급 시스템의 추가적인 장점은 감소된 전류 소모 및 기존의 과전압 보호 시스템에 비하여 전류 소모에 덜 영향받는 클램프된 공급 전원을 포함한다.
여기서 쓰인 용어 및 표현은 한정이 아닌 설명을 위한 용어로 사용된 것이도, 이러한 용어 및 표현을 사용하는 데에는, 보여지고 설명된 특징(또는 그 일부)의 어떤 등가물이라도 배제하려는 의도는 없으며, 다양한 수정이 청구 범위 내에서 가능함이 인식된다. 따라서, 청구 범위는 그러한 등가물 모두를 커버하기 위한 것이다. 다양한 특징, 양상, 및 구현예가 여기에서 설명되었다. 그 특징, 양상, 및 구현예는 변형 및 수정뿐 아니라 서로 조합할 수 있으며, 그것은 해당 분야의 당업자에 의하여 이해될 것이다. 따라서, 본 개시는 그러한 조합, 변형 및 수정을 포함하도록 고려된다.
100: 전원 공급 시스템 102: 고전압 내성 회로
103, 103': 입력 버스 공급 전원 104, 104A: 클램프 회로
105: 분리된 전압 신호 106: 고전압 스위치 회로
107, 107': 제어 신호 108, 108A: 레귤레이터 회로
109, 109': 변환된 제어 신호 110, 110A: 버스 검출 회로
111: 클램프된 공급 전원 112: 변환기 회로
113, 113': 조정된 공급 전원 114, 114A: 차지 펌프 회로
115, 115': 전압 설정 포인트 신호 116: 디바이스
200: 신호 플롯 202: 제1 시간 구간
204: 제2 시간 구간 206: 제3 시간 구간
302, 304, 306, 308, 310: 플롯
402: 스위치 디바이스 404: 전류원
406: 다이오드 스택 408: 전압 레퍼런스
502: 증폭기 504: 스위치 회로
506: 레퍼런스 전압 회로
602: 레퍼런스 전압 회로 604: 비교기
606: 레퍼런스 전압 검출 회로
702: 오실레이터 회로 704: 전압 증배기 회로

Claims (18)

  1. 버스(bus) 공급 전원의 램프 업 기간(ramp up period) 동안 상기 버스 공급 전원을 받도록 구성되고, 상기 버스 공급 전원의 전압에 기초한 전압을 가지는 클램프된 공급 전원을 생성하도록 구성되고, 상기 버스 공급 전원에 존재하는 과전압을 클램프하도록 구성된 클램프(clamp) 회로;
    상기 버스 공급 전원과는 독립적이고, 상기 클램프된 공급 전원 상의 미리 정해진 전압 레벨을 나타내는 전압 설정 포인트 신호(voltage set point signal)를 생성하도록 구성된 차지 펌프(charge pump) 회로; 및
    상기 버스 공급 전원과 상기 클램프된 공급 전원 사이에 연결되고, 상기 전압 설정 포인트 신호에 의하여 제어되도록 구성되고, 상기 전압 설정 포인트 신호보다 낮은, 상기 클램프된 공급 전원 상의 전압 레벨을 생성하도록 구성된 스위치 회로
    를 포함하는
    전원 공급 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 스위치 회로는, 상기 전압 설정 포인트 신호보다 높은, 상기 버스 공급 전원 상의 전압 레벨을 클램프하도록 추가적으로 구성된,
    전원 공급 시스템.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 전원 공급 시스템은, 상기 클램프된 공급 전원에 기초하고 상기 버스 공급 전원과는 독립적인, 조정된(regulated) 공급 전원을 생성하도록 구성된 레귤레이터(regulator) 회로
    를 더 포함하고,
    상기 차지 펌프 회로는 상기 조정된 공급 전원에 기초하여 상기 전압 설정 포인트 신호를 생성하도록 추가적으로 구성된,
    전원 공급 시스템.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 차지 펌프 회로는,
    상기 조정된 공급 전원을 레벨 시프팅(level shifting)하여 상기 전압 설정 포인트 신호를 생성하도록 구성된,
    전원 공급 시스템.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 전원 공급 시스템은, 상기 버스 공급 전원 상의 전압 레벨을 검출하고, 상기 버스 공급 전원이 램프 업 기간에 있는지 또는 완전히 온 상태인 기간(a fully on period)에 있는지 여부를 나타내는 제어 신호를 생성하도록 구성된 버스 검출 회로
    를 더 포함하고,
    상기 차지 펌프 회로는 상기 제어 신호에 기초하여 상기 전압 설정 포인트 신호를 생성하도록 추가적으로 구성된,
    전원 공급 시스템.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제어 신호의 전압을 상기 클램프된 공급 전원의 전압과 동일한 전압으로 변환하도록 구성된 변환기 회로(translator circuitry)
    를 더 포함하는
    전원 공급 시스템.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 스위치 회로는 소스 폴로워(source follower) 구성으로 상기 클램프된 공급 전원과 상기 버스 공급 전원 사이에 연결된 고전압 NMOS 트랜지스터를 포함하고, 상기 NMOS 트랜지스터의 소스 전압은, 상기 전압 설정 포인트 신호에 의하여 공급되는, 상기 NMOS 트랜지스터의 게이트 전압에서 상기 NMOS 트랜지스터의 전압 임계치(voltage threshold)를 뺀 전압으로 한정되는,
    전원 공급 시스템.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 클램프 회로 및 스위치 회로는 상기 버스 공급 전원에 병렬로 연결되고, 상기 버스 공급 전원의 완전히 온 상태인 기간 동안, 상기 클램프된 공급 전원 상의 전압을 한정하도록 상기 스위치 회로의 전도 상태(conduction state)가 상기 전압 설정 포인트 신호에 의하여 제어되는,
    전원 공급 시스템.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 클램프 회로는 상기 버스 공급 전원과 상기 클램프된 공급 전원 사이에 연결된 고전압 내성 스위치 회로(high voltage tolerant switch circuitry)를 포함하고,
    제어 회로는, 상기 버스 공급 전원의 램프 업 기간 동안에, 상기 클램프된 공급 전원이 상기 고전압 내성 스위치 회로의 임계 전압 및 레퍼런스 전압에 기초하도록, 상기 고전압 내성 스위치 회로를 제어하기 위해 상기 레퍼런스 전압(reference voltage)을 생성하도록 구성된,
    전원 공급 시스템.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제어 회로는 레퍼런스 전류원(reference current source) 및 상기 버스 공급 전원에 연결된 하나 이상의 다이오드를 포함하고, 상기 다이오드는, 램프 업 기간 동안, 상기 고전압 내성 스위치 회로가 포화 모드(saturation mode)에서 동작하도록 제어하는 전압 값을 가지는 상기 레퍼런스 전압 신호를 생성하도록 구성된,
    전원 공급 시스템.
  11. 제5항에 있어서,
    상기 차지 펌프 회로는 오실레이터 회로(oscillator circuitry) 및 전압 증배기 회로(voltage multiplier circuitry)를 포함하고,
    상기 오실레이터 회로는 상기 제어 신호에 의하여 활성화(enable)되어 클록 펄스(clock pulse) 신호를 생성하도록 구성되며, 상기 전압 증배기 회로는 상기 전압 설정 포인트 신호를 생성하기 위하여, 상기 클록 펄스 신호에 기초하여, 조정된 공급 전원의 전압을 증가시키도록 구성된,
    전원 공급 시스템.
  12. 제3항에 있어서,
    상기 레귤레이터 회로는 밴드갭(bandgap) 레퍼런스 전압을 생성하도록 구성된 밴드갭 레퍼런스 전압 회로, 상기 밴드갭 레퍼런스 전압을 받도록 구성된 증폭기 회로, 및 상기 클램프된 공급 전원과 상기 증폭기 회로의 입력단에 연결된 스위치 회로를 포함하고,
    상기 스위치 회로는 상기 스위치 회로가 선형 모드에서 동작하도록 상기 증폭기 회로에 의하여 제어되고, 상기 스위치 회로는 상기 조정된 공급 전원을 생성하도록 구성된,
    전원 공급 시스템.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 전원 공급 시스템은, 상기 버스 공급 전원 상의 전압 레벨을 검출하고 상기 버스 공급 전원이 램프 업 기간에 있는지 또는 완전히 온 상태인 기간에 있는지 여부를 나타내는 제어 신호를 생성하도록 구성된 버스 검출 회로를 더 포함하며,
    상기 버스 검출 회로는 상기 버스 공급 전원을 레퍼런스 전압과 비교하도록 구성된 비교기 회로를 포함하고,
    상기 증폭기 회로는, 상기 버스 공급 전원이 상기 레퍼런스 전압보다 높은 경우에는 제1 제어 신호를 생성하고, 상기 버스 공급 전원이 상기 레퍼런스 전압보다 낮은 경우에는 제2 제어 신호를 생성하도록 구성된,
    전원 공급 시스템.
  14. 버스 공급 전원의 램프 업 기간 동안, 상기 버스 공급 전원에 기초하여 클램프된 공급 전원을 생성하는 단계;
    상기 버스 공급 전원과는 독립적이고, 상기 클램프된 공급 전원 상의 미리 결정된 전압 레벨을 나타내는 전압 설정 포인트 신호를 생성하는 단계;
    상기 전압 설정 포인트 신호를 사용하여, 상기 버스 공급 전원과 상기 클램프된 공급 전원 사이의 스위치를 제어하는 단계; 및
    스위치를 사용하여, 상기 전압 설정 포인트 신호보다 낮은, 상기 클램프된 공급 전원 상의 전압 레벨을 생성하는 단계
    를 포함하는
    전원 공급 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 스위치를 사용하여, 상기 전압 설정 포인트 신호보다 높은, 상기 버스 공급 전원 상의 전압 레벨을 클램프하는 단계
    를 더 포함하는
    전원 공급 방법.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 버스 공급 전원에 기초하고 상기 버스 공급 전원과는 독립적인, 조정된 공급 전원을 생성하고, 상기 조정된 공급 전원을 레벨 시프팅하여 상기 전압 설정 포인트 신호를 생성하는 단계
    를 더 포함하는
    전원 공급 방법.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 스위치는 소스 폴로워 구성으로 상기 클램프된 공급 전원과 상기 버스 공급 전원 사이에 고전압 NMOS 트랜지스터를 포함하고, 상기 NMOS 트랜지스터의 소스 전압은, 상기 전압 설정 포인트 신호에 의하여 공급되는, 상기 NMOS 트랜지스터의 게이트 전압에서 상기 NMOS 트랜지스터의 전압 임계치를 뺀 전압으로 한정되는,
    전원 공급 방법.
  18. 제14항에 있어서,
    상기 버스 공급 전원의 완전히 온 상태인 기간 동안, 상기 클램프된 공급 전원 상의 전압을 한정하도록, 상기 전압 설정 포인트 신호에 의해 상기 스위치의 전도 상태를 제어하는 단계
    를 더 포함하는
    전원 공급 방법.
KR1020120033471A 2011-03-31 2012-03-30 자기 유지, 고전압 내성 공급 전원 KR101751315B1 (ko)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201161470233P 2011-03-31 2011-03-31
US61/470,233 2011-03-31
US13/210,217 US8791679B2 (en) 2011-03-31 2011-08-15 Self-sustaining, high voltage tolerant power supply
US13/210,217 2011-08-15

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20120112256A KR20120112256A (ko) 2012-10-11
KR101751315B1 true KR101751315B1 (ko) 2017-06-27

Family

ID=46926352

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020120033471A KR101751315B1 (ko) 2011-03-31 2012-03-30 자기 유지, 고전압 내성 공급 전원

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8791679B2 (ko)
KR (1) KR101751315B1 (ko)
CN (1) CN102739042B (ko)
TW (1) TWI538334B (ko)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9002447B2 (en) 2013-03-14 2015-04-07 Medtronic, Inc. Implantable medical device having power supply for generating a regulated power supply
JP6591315B2 (ja) * 2016-03-09 2019-10-16 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置、チャージポンプ回路、半導体システム、車両及び半導体装置の制御方法
US10686323B2 (en) * 2016-08-30 2020-06-16 Ablic Inc. Charge/discharge control circuit and battery device including the same
US10928846B2 (en) * 2019-02-28 2021-02-23 Apple Inc. Low voltage high precision power detect circuit with enhanced power supply rejection ratio
CN114552529B (zh) * 2022-01-28 2022-10-21 绵阳惠科光电科技有限公司 过压保护电路、装置、显示面板及显示器

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100676544B1 (ko) 1998-12-28 2007-01-30 야자키 소교 가부시키가이샤 전원공급제어장치 및 이 장치의 제어방법
JP2007267537A (ja) 2006-03-29 2007-10-11 Renesas Technology Corp 半導体集積回路および電子システム

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4737463A (en) * 1985-10-09 1988-04-12 Lifelines Technology, Inc. Photoactivatable time-temperature indicator
US5173847A (en) * 1988-09-30 1992-12-22 Canon Kabushiki Kaisha PWM power supply with synchronous rectifier and synchronizing oscillator
US5642073A (en) * 1993-12-06 1997-06-24 Micron Technology, Inc. System powered with inter-coupled charge pumps
US5561596A (en) * 1994-02-22 1996-10-01 International Business Machines Corporation AC line stabilization circuitry for high power factor loads
US6169672B1 (en) * 1996-07-03 2001-01-02 Hitachi, Ltd. Power converter with clamping circuit
US5978192A (en) * 1997-11-05 1999-11-02 Harris Corporation Schmitt trigger-configured ESD protection circuit
US6310789B1 (en) * 1999-06-25 2001-10-30 The Procter & Gamble Company Dynamically-controlled, intrinsically regulated charge pump power converter
DE60015972T2 (de) * 1999-06-25 2005-11-10 The Board Of Trustees Of The University Of Illinois, Chicago Batterie mit eingebautem dynamisch geschalteten kapazitiven leistungsumwandler
JP3979921B2 (ja) 2002-11-06 2007-09-19 沖電気工業株式会社 高電圧検出回路
US7023248B2 (en) 2004-05-27 2006-04-04 Intel Corporation High voltage tolerant power up detector
US7430100B2 (en) * 2005-06-28 2008-09-30 Agere Systems Inc. Buffer circuit with enhanced overvoltage protection
US7355437B2 (en) * 2006-03-06 2008-04-08 Altera Corporation Latch-up prevention circuitry for integrated circuits with transistor body biasing
JP4887841B2 (ja) * 2006-03-06 2012-02-29 富士通セミコンダクター株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ、半導体装置およびｄｃ−ｄｃコンバータ制御方法
CN101083392A (zh) * 2006-06-02 2007-12-05 中国科学院长春光学精密机械与物理研究所 直流电源浪涌抑制器
US7791324B2 (en) 2007-03-30 2010-09-07 Intersil Americas Inc. Switching regulator without a dedicated input current sense element
TW200841565A (en) 2007-04-04 2008-10-16 Richtek Techohnology Corp Device for detecting zero current applied in switching regulator and method thereof
US8279568B2 (en) * 2010-04-14 2012-10-02 Fairchild Semiconductor Corporation Charge pump switch power down protection
US8456784B2 (en) * 2010-05-03 2013-06-04 Freescale Semiconductor, Inc. Overvoltage protection circuit for an integrated circuit

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100676544B1 (ko) 1998-12-28 2007-01-30 야자키 소교 가부시키가이샤 전원공급제어장치 및 이 장치의 제어방법
JP2007267537A (ja) 2006-03-29 2007-10-11 Renesas Technology Corp 半導体集積回路および電子システム

Also Published As

Publication number Publication date
TW201320519A (zh) 2013-05-16
TWI538334B (zh) 2016-06-11
KR20120112256A (ko) 2012-10-11
CN102739042A (zh) 2012-10-17
CN102739042B (zh) 2016-08-24
US20120249116A1 (en) 2012-10-04
US8791679B2 (en) 2014-07-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8487689B2 (en) Load switch system driven by a charge pump
KR100865852B1 (ko) 레귤레이터 및 고전압 발생기
JP5443749B2 (ja) 昇圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路
US9106149B2 (en) Start-up circuitry
JP2021518061A (ja) 低静止電流負荷スイッチ
KR101751315B1 (ko) 자기 유지, 고전압 내성 공급 전원
EP2461457B1 (en) Circuit protection
US8106688B2 (en) Power-on-reset circuit with brown-out reset for multiple power supplies
CN103076483A (zh) 低电压检测电路
JP5695207B2 (ja) 電源接続回路
TWI647557B (zh) 針對負載的切換控制器和方法
US9843319B2 (en) System and method for a fault protection circuit
US9541931B2 (en) Regulator circuit and integrated circuit device forming the regulator circuit
EP3125390B1 (en) Overvoltage protection circuit
US9917573B2 (en) Voltage detection circuit
EP3035531A1 (en) Semiconductor device and current limiting method
US9484801B2 (en) Start-up regulator for high-input-voltage power converters
JP5325452B2 (ja) スイッチ駆動装置
WO2006093204A1 (ja) 半導体集積回路装置
WO2016077640A1 (en) Output discharge techniques for load switches
WO2010140198A1 (ja) 昇圧回路及び昇圧回路装置
CN114069557A (zh) 过热保护电路以及具备该过热保护电路的开关调节器
JP2012143030A (ja) 電子回路
JP3996147B2 (ja) わずかな充電電流を用いたブートストラップキャパシタ充電回路
JP2009080541A (ja) 電源回路

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
A302 Request for accelerated examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant