KR101667002B1 - 3상 능동 정류 회로 제어 장치 및 방법 - Google Patents

3상 능동 정류 회로 제어 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101667002B1
KR101667002B1 KR1020140129875A KR20140129875A KR101667002B1 KR 101667002 B1 KR101667002 B1 KR 101667002B1 KR 1020140129875 A KR1020140129875 A KR 1020140129875A KR 20140129875 A KR20140129875 A KR 20140129875A KR 101667002 B1 KR101667002 B1 KR 101667002B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
future
value
input current
current
estimated
Prior art date
Application number
KR1020140129875A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20160038106A (ko
Inventor
곽상신
문운철
박준철
Original Assignee
중앙대학교 산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 중앙대학교 산학협력단 filed Critical 중앙대학교 산학협력단
Priority to KR1020140129875A priority Critical patent/KR101667002B1/ko
Publication of KR20160038106A publication Critical patent/KR20160038106A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101667002B1 publication Critical patent/KR101667002B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/1555—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with control circuit
    • H02M7/1557—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with control circuit with automatic control of the output voltage or current
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
    • G01R27/16—Measuring impedance of element or network through which a current is passing from another source, e.g. cable, power line
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
    • G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
    • G01R27/2617—Measuring dielectric properties, e.g. constants
    • G01R27/2635—Sample holders, electrodes or excitation arrangements, e.g. sensors or measuring cells
    • G01R27/267—Coils or antennae arrangements, e.g. coils surrounding the sample or transmitter/receiver antennae
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H33/00—High-tension or heavy-current switches with arc-extinguishing or arc-preventing means
    • H01H33/02—Details
    • H01H33/027—Integrated apparatus for measuring current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/162—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H02M7/1623—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit
    • H02M7/1626—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit with automatic control of the output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W4/00—Services specially adapted for wireless communication networks; Facilities therefor
    • H04W4/12—Messaging; Mailboxes; Announcements

Abstract

3상 능동 정류 회로를 제어하는 제어 장치 및 방법이 개시된다. 개시된 제어 장치 및 방법은 3상 능동 정류 회로의 각 레그에 포함된 저항 및 인덕터의 값을 정확하게 추정하고, 추정된 저항 및 인덕터의 값을 이용하여 미래 시점에서 3상 능동 정류 회로의 동작을 제어 한다.

Description

3상 능동 정류 회로 제어 장치 및 방법{APPRATUS AND METHOD FOR CONTROLLING THREE-PHASE ACTIVE FRONT END}
하기의 실시예들은 3상 능동 정류 회로를 제어하는 장치 및 방법에 관한 것으로, 구체적으로는 능동 정류 회로에 포함된 저항 및 인덕터의 값을 정확히 추정하여 3상 능동 정류 회로를 정확하게 제어하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT: Insulated Gate Bipolar Transistor)와 같이 제어할 수 있는 스위칭 디바이를 사용한 아날로그 프론트 엔드(AFE: Analog Front End)는 정현파 입력시에 낮은 고조파 오염과 '1'에 가까운 파워 팩터를 제공하는 등 많은 장점이 있다.
또한 직접 전력 제어(DPC: Direct Power Control)는 아날로그 프론트 엔드의 제어를 위하여 널리 사용되고 있는 제어 기법으로서, 아날로그 프론트 엔드의 입력 실효 전력과 입력 무효 전력은 히스테리시스 제어기와 스위칭 테이블을 이용하여 제어된다.
최근에는 직접 전력 제어 기법과 예측 제어(Predictive Control)를 결합한 제어 기법이 아날로그 프론트 엔드를 제어하기 위하여 적용되고 있다. 이 기법에 따르면, 아날로그 프론트 엔드의 입력 레지스턴스와 입력 인덕턴스를 이용하여 구성된 시스템 모델을 사용하여 아날로그 프론트 엔드의 입력 전류를 예측한다. 이후 아날로그 프론트 엔드의 입력 전류를 이용하여 아날로그 프론트 엔드의 미래 입력 실효 전력과 미래 입력 무효 전력을 예측한다.
예측 제어 기법을 직접 전력 제어 기법에 적용한 제어 기법에 따르면, 미리 정의된 비용 함수에 아날로그 프론트 엔드의 미래 입력 실효 전력과 미래 입력 무효 전력을 입력하여 스위치들의 모든 가능한 스위칭 상태를 평가함으로써, 다음 샘플링 시점에서의 스위칭 상태를 선택할 수 있다.
하기의 실시예들은 3상 능동 정류 회로에 포함된 저항 및 인덕터의 값을 정확히 추정하는 것을 목적으로 한다.
하기의 실시예들은 3상 능동 정류 회로를 정밀하게 제어하는 것을 목적으로 한다.
예시적 실시예에 따르면, 3상 능동 정류 회로에 포함된 스위치들의 스위칭 동작을 제어하는 제어 장치에 있어서, 상기 3상 능동 정류 회로의 3상 입력 전류를 측정하는 전류 측정부, 상기 스위치들의 스위칭 상태에 따라서 상기 3상 능동 정류 회로의 전압 벡터를 결정하는 전압 벡터 결정부, 상기 3상 능동 정류 회로의 각 레그(leg)에 포함된 레지스턴스(resistance)의 값 및 인덕터(inductor)의 값을 추정하는 추정부, 상기 추정된 저항의 값 및 상기 추정된 인덕터의 값을 이용하여 상기 측정된 3상 입력 전류 보다 미래 시점의 3상 입력 전류를 예측하는 전류 예측부, 상기 예측된 미래 시점의 3상 입력 전류에 기반하여 미래의 유효 전력 및 미래의 무효 전력을 계산하는 전력 계산부 및 상기 계산된 미래 시점의 유효 전력 및 상기 계산된 미래 시점의 무효 전력에 기반하여 상기 스위치들의 미래 시점의 스위칭 상태를 결정하는 스위칭 상태 결정부를 포함하는 제어 장치가 제공된다.
여기서, 상기 전류 예측부는 상기 추정된 저항의 값 및 상기 추정된 인덕터의 값을 이용하여 상기 측정된 3상 입력 전류보다 1 스텝 앞선 미래 시점의 제1 미래 입력 전류의 값을 예측하고, 상기 추정된 저항의 값, 상기 추정된 인덕터의 값 및 상기 제1 미래 입력 전류의 값을 이용하여 상기 제1 미래 입력 전류 보다 1 스텝 앞선 미래 시점의 제2 미래 입력 전류의 값을 예측할 수 있다.
그리고, 상기 전류 예측부는 상기 측정된 3상 입력 전류보다 1 스텝 앞선 미래 시점에서 상기 전압 벡터가 가질 수 있는 각각의 값들에 대하여 상기 제2 미래 입력 전류의 값들을 예측할 수 있다.
또한, 상기 전력 계산부는 상기 전압 벡터가 상기 1 스텝 앞선 미래 시점에서 가질 수 있는 각각의 값들에 대하여 예측된 제2 미래 입력 전류의 값들에 기반하여, 상기 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 유효 전력들 및 상기 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 무효 전력들을 계산하고, 상기 스위칭 상태 결정부는 상기 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 유효 전력들 및 상기 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 무효 전력들 중에서 비용 함수를 최소화하는 유효 전력 및 무효 전력에 대응되는 스위칭 상태를 상기 미래 시점의 스위칭 상태로 결정할 수 있다.
여기서, 상기 3상 능동 정류 회로의 각 레그에서의 전류, 전압 및 전압 벡터를 샘플링 주기마다 샘플링하는 샘플링부, 상기 샘플링된 전류, 전원 및 전압 벡터의 값으로 레그 행렬을 생성하는 행렬 생성부, 상기 생성된 레그 행렬의 의사역행렬을 계산하는 의사역행렬 계산부를 포함하고, 상기 추정부는 상기 의사역행렬의 값을 이용하여 상기 각 레그(leg)에 포함된 저항의 값 및 인덕터의 값을 추정할 수 있다.
그리고, 상기 추정부는 상기 추정된 저항의 값 및 상기 추정된 인덕터의 값을 이용하여 예측된 3상 입력 전류의 값과 상기 측정된 3상 입력 전류의 값과의 차이가 최소화 되도록 상기 저항 및 상기 인덕터의 값을 추정할 수 있다.
또 다른 예시적 실시예에 따르면, 3상 능동 정류 회로에 포함된 스위치들의 스위칭 동작을 제어하는 제어 방법에 있어서, 상기 3상 능동 정류 회로의 3상 입력 전류를 측정하는 단계, 상기 스위치들의 스위칭 상태에 따라서 상기 3상 능동 정류 회로의 전압 벡터를 결정하는 단계, 상기 3상 능동 정류 회로의 각 레그(leg)에 포함된 저항의 값 및 인덕터의 값을 추정하는 단계, 상기 추정된 저항의 값 및 상기 추정된 인덕터의 값을 이용하여 상기 측정된 3상 입력 전류 보다 미래 시점의 3상 입력 전류를 예측하는 단계, 상기 예측된 미래 시점의 3상 입력 전류에 기반하여 미래의 유효 전력 및 미래의 무효 전력을 계산하는 단계 및 상기 계산된 미래 시점의 유효 전력 및 상기 계산된 미래 시점의 무효 전력에 기반하여 상기 스위치들의 미래 시점의 스위칭 상태를 결정하는 단계를 포함하는 제어 방법이 제공된다.
여기서, 상기 전류를 예측하는 단계는 상기 추정된 저항의 값 및 상기 추정된 인덕터의 값을 이용하여 상기 측정된 3상 입력 전류보다 1 스텝 앞선 미래 시점의 제1 미래 입력 전류의 값을 예측하고, 상기 추정된 저항의 값, 상기 추정된 인덕터의 값 및 상기 제1 미래 입력 전류의 값을 이용하여 상기 제1 미래 입력 전류 보다 1 스텝 앞선 미래 시점의 제2 미래 입력 전류의 값을 예측할 수 있다.
그리고, 상기 전류를 예측하는 단계는 상기 측정된 3상 입력 전류보다 1 스텝 앞선 미래 시점에서 상기 전압 벡터가 가질 수 있는 각각의 값들에 대하여 상기 제2 미래 입력 전류의 값들을 예측할 수 있다.
또한, 상기 전력을 계산하는 단계는 상기 가능한 스위칭 상태 각각에 대하여 예측된 제2 미래 입력 전류의 값들에 기반하여, 상기 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 유효 전력들 및 상기 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 무효 전력들을 계산하고, 상기 스위칭 상태를 결정하는 단계는 상기 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 유효 전력들 및 상기 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 무효 전력들 중에서 비용 함수를 최소화하는 유효 전력 및 무효 전력에 대응되는 스위칭 상태를 상기 미래 시점의 스위칭 상태로 결정할 수 있다.
여기서, 상기 3상 능동 정류 회로의 각 레그에서의 전류, 전압 및 전압 벡터를 샘플링 주기마다 샘플링하는 단계, 상기 샘플링된 전류, 전원 및 전압 벡터의 값으로 레그 행렬을 생성하는 단계, 상기 생성된 레그 행렬의 의사역행렬을 계산하는 단계를 포함하고, 상기 추정하는 단계는 상기 의사역행렬의 값을 이용하여 상기 각 레그(leg)에 포함된 저항의 값 및 인덕터의 값을 추정할 수 있다.
그리고, 상기 추정하는 단계는 상기 추정된 저항의 값 및 상기 추정된 인덕터의 값을 이용하여 예측된 3상 입력 전류의 값과 상기 측정된 3상 입력 전류의 값과의 차이가 최소화 되도록 상기 저항 및 상기 인덕터의 값을 추정할 수 있다.
하기의 실시예들에 따르면, 3상 능동 정류 회로에 포함된 저항 및 인덕터의 값을 정확히 추정할 수 있다.
하기의 실시예들에 따르면 3상 능동 정류 회로를 정밀하게 제어할 수 있다.
도 1은 예시적 실시예에 따른 3상 능동 정류 회로의 구조를 도시한 도면이다.
도 2는 예시적 실시예에 따른 제어 장치가 3상 능동 정류 회로의 동작을 제어하는 것을 도시한 도면이다.
도 3은 예시적 실시예에 따른 제어 장치의 구조를 도시한 블록도이다.
도 4는 예시적 실시예에 따른 제어 방법을 단계별로 도시한 순서도이다.
이하, 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 1은 예시적 실시예에 따른 3상 능동 정류 회로의 구조를 도시한 도면이다.
3상 능동 정류 회로는 3상 교류 전력을 공급하는 전력 공급부(110, 111, 112, 113, 120, 121, 122, 123, 130, 131, 132, 133) 와 정류부로 구성된다. 전력 공급부(110, 111, 112, 113, 120, 121, 122, 123, 130, 131, 132, 133)는 AC 전원(111, 121, 131)을 공급하는 3개의 레그(leg, 110, 120, 130)를 포함한다. 각 레그들(110, 120, 130)은 레지스턴스(112, 122, 132) 및 인덕터(113, 123, 133)를 포함한다.
정류부는 스위칭 상태를 제어할 수 있는 복수의 스위치들(141, 142, 151, 152, 161, 162)로 구성된다. 각 스위치들(141, 142, 151, 152, 161, 162)은 제어 장치(미도시)가 생성한 제어 신호에 따라서 on/off 상태를 천이하며 동작한다. 하나의 브랜치는 상단과 하단에 스위치들(141, 142, 151, 152, 161, 162)을 포함한다. 또한, 동일한 브랜치에 위치한 상단 스위치들(141, 151, 161)과 하단 스위치들(142, 152, 162)은 서로 보완적으로(complementarily) 동작한다. 즉, 특정 브랜치의 상단 스위치(141)가 on 상태이면, 하단 스위치(142)는 off 상태이고, 상단 스위치(141)가 off 상태이면 하단 스위치(142)는 on 상태이다. 정류부는 전력 공급부(110, 111, 112, 113, 120, 121, 122, 123, 130, 131, 132, 133)가 공급한 AC 전원을 DC 전원으로 변환하여 부하(180)에 공급한다.
DC-Link 캐패시터(170)는 부하(180)와 병렬로 연결된다.
도 1에 도시된 3상 능동 정류 회로에서, 3상 입력 전압 및 3상 입력 전류는
Figure 112014092359940-pat00001
좌표축 상에서 하기 수학식 1과 같은 벡터 형태로 표시될 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112014092359940-pat00002

여기서,
Figure 112014092359940-pat00003
는 3상 입력 전압,
Figure 112014092359940-pat00004
는 3상 입력 전류이다. 또한,
Figure 112014092359940-pat00005
,
Figure 112014092359940-pat00006
,
Figure 112014092359940-pat00007
는 각 레그의 AC 전원,
Figure 112014092359940-pat00008
,
Figure 112014092359940-pat00009
,
Figure 112014092359940-pat00010
는 각 레그에서의 전류이다.
또한, 3상 능동 정류 회로의 상단, 하단의 스위치들(141, 142, 151, 152, 161, 162)들은 서로 보완적으로 동작하므로, 3상 능동 정류 회로의 전압 벡터들은 하기 수학식 2와 같이 각 스위치의 스위칭 함수 및 DC-Link 전압을 이용하여 표현될 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112014092359940-pat00011

여기서,
Figure 112014092359940-pat00012
은 3상 능동 정류 회로의 전압 벡터이고,
Figure 112014092359940-pat00013
,
Figure 112014092359940-pat00014
,
Figure 112014092359940-pat00015
는 각 레그의 상단 스위치(141, 151, 161)의 스위칭 함수이며, 각 스위치(141, 151, 161)의 스위칭 상태에 따라서 "1(닫힌 상태, closed state)" 또는 "0(열린 상태, open state)"의 값을 가진다. 6개의 액티브(active) 벡터 및 0개의 영(zero) 벡터를 포함하는 8개의 벡터들은 DC-Link 전압을 정류하고, 정현파 입력 전류 및 정현파 입력 전압을 합성하기 위하여 사용된다. 2개의 영(zero) 벡터가 중복되므로, 7개의 제어 벡터가 3상 능동 정류회로에서 생성될 수 있다.
Figure 112014092359940-pat00016
프레임에 있어서, 아날로그 프론트 엔드의 입력 전류는 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 3]
Figure 112014092359940-pat00017
여기서,
Figure 112014092359940-pat00018
는 각 프레임에 포함된 인덕터의 인덕턴스,
Figure 112014092359940-pat00019
는 각 프레임에 포함된 저항의 레지스턴스,
Figure 112014092359940-pat00020
는 3상 능동 정류 회로의 전압 벡터,
Figure 112014092359940-pat00021
는 3상 입력 전압,
Figure 112014092359940-pat00022
는 3상 능동 정류 회로의 입력 전류이다.
연속 시간 모델에서의 입력 전류의 미분값은 샘플링 주기
Figure 112014092359940-pat00023
를 고려하여 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 4]
Figure 112014092359940-pat00024

수학식 4를 참고하면, 이산 시간 영역에서의 입력 전류는 하기 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 5]
Figure 112014092359940-pat00025

도 2는 예시적 실시예에 따른 제어 장치가 3상 능동 정류 회로의 동작을 제어하는 것을 도시한 도면이다.
예시적 실시예에 따른 제어 장치는 실시간 파라미터 측정 장치(250), 미래 전류 예측 장치(260), 미래 전력 예측 장치(270) 및 비용 함수 최소화 장치(280) 등으로 구성된다.
미래 전류 예측 장치(260)는 샘플링 시점에 측정된 3상 입력 전류 및 수학식 5에 나타난 입력 전류 모델을 이용하여 현재의 샘플링 시점 보다 미래 시점에서의 3상 입력 전류를 예측할 수 있다.
또한 미래 전력 예측 장치(270)는 예측된 미래 시점에서의 3상 입력 전류에 기반하여 미래의 유효 전력 및 미래의 무효 전력을 계산하고, 비용 함수 최소화 장치(280)는 미래의 유효 전력 및 미래의 무효 전력에 기반하여 비용 함수를 최소화하는 미래 시점에서의 스위칭 상태를 결정할 수 있다.
따라서, 수학식 5에 나타난 입력 전류 모델은 미래 시점에서의 스위칭 상태를 결정하기 위하여 매우 중요하며, 각 레그에 포함된 인덕터(213, 223, 233)의 인덕턴스 및 저항(211, 221, 231)의 레지스턴스 값은 정확히 결정되어야 한다.
그러나, 각 레그에 포함된 인덕터(213, 223, 233)의 인덕턴스 및 저항(211, 221, 231)의 레지스턴스 값은 3상 능동 정류 회로 주변의 환경에 따라 변경될 수 있다. 예를 들어, 각 레그에 포함된 인덕터(213, 223, 233)의 인덕턴스 및 저항(211, 221, 231)의 레지스턴스 값은 온도에 따라 값이 변할 수 있다. 따라서, 3상 능동 정류 회로의 동작에 따라서 인덕터(213, 223, 233)의 인덕턴스 및 저항(211, 221, 231)의 레지스턴스 값 등 수학식 5에 포함된 파라미터들의 정확한 값을 결정하는 것은 3상 능동 정류 회로 동작을 제어하거나, 3상 능동 정류 회로에 포함된 스위치들의 스위칭 상태를 결정하기 위하여 매우 중요하다.
일측에 따르면, 실시간 파라미터 측정 장치(250)는 인덕터(213, 223, 233)의 인덕턴스 및 저항(211, 221, 231)의 레지스턴스 값을 실시간으로 정확히 추정하여 3상 능동 정류 회로에 포함된 스위치들의 스위칭 상태를 결정할 수 있도록 할 수 있다.
실시간 파라미터 측정 장치(250)는 수학식 5에 나타난 입력 전류 모델을 시간축으로 샘플링 주기
Figure 112016083308485-pat00026
만큼 한 스텝 쉬프트하여 하기 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 6]
Figure 112014092359940-pat00027

수학식 6의 왼쪽은 현재 샘플링 시점에서의 입력 전류이고, 수학식 6의 오른쪽은 과거 샘플링 시점에서의 입력 전류, 전원, 전압 벡터 등이다.
수학식 6에 기반하여 입력 전류의
Figure 112014092359940-pat00028
축 성분을 위한 입력 전류 모델은 하기 수학식 7과 같이 결정될 수 있다.
[수학식 7]
Figure 112014092359940-pat00029

여기서,
Figure 112014092359940-pat00030
는 k번째 샘플링 시점에서
Figure 112014092359940-pat00031
축의 입력 전류이고,
Figure 112014092359940-pat00032
는 k-1 번째 샘플링 시점에서
Figure 112014092359940-pat00033
축의 입력 전류이다.
Figure 112014092359940-pat00034
는 k-1 번째 샘플링 시점에서
Figure 112014092359940-pat00035
축의 입력 전원이고,
Figure 112014092359940-pat00036
는 k-1 번째 샘플링 시점에서
Figure 112014092359940-pat00037
축의 전압 벡터이다. 또한,
Figure 112014092359940-pat00038
이고,
Figure 112014092359940-pat00039
이다. 그리고, 파라미터
Figure 112014092359940-pat00040
는 측정된 입력 전류의 DC 성분을 나타내고, 파라미터
Figure 112014092359940-pat00041
는 노이즈 성분을 나타낸다.
입력 전류 모델의
Figure 112014092359940-pat00042
축 성분은
Figure 112014092359940-pat00043
축 성분을 유도한 것과 유사한 방법으로 확인될 수 있다. 정확한 파라미터 추정을 위해서는 복수의 측정 데이터를 이용하는 것이 유리하다. 따라서, 실시간 파라미터 추정 장치(250)가 k-1 개의 샘플링 데이터를 이용하는 경우 수학식 8과 같이 k-1 개의 방정식을 이용할 수 있다.
[수학식 8]
Figure 112014092359940-pat00044

상기 수학식 8을 하기 수학식 9와 같이 행렬 형식으로 표현할 수 있다.
[수학식 9]
Figure 112014092359940-pat00045

여기서,
Figure 112014092359940-pat00046
는 (k-1)-by-1 행렬이고,
Figure 112014092359940-pat00047
는 (k-1)-by-3 행렬로서, 하기 수학식 10과 같이 정의된다.
[수학식 10]
Figure 112014092359940-pat00048

또한,
Figure 112014092359940-pat00049
는 3-by-1 행렬로서 하기 수학식 11과 같이 정의된다.
[수학식 11]
Figure 112014092359940-pat00050

일반적으로, (k-1)은 3보다는 훨씬 큰 값이다. 따라서,
Figure 112014092359940-pat00051
는 정방 행렬(square matrix)가 아니고,
Figure 112014092359940-pat00052
의 역행렬을 구하는 간단한 공식을 적용할 수는 없다.
여기서, 오차 행렬
Figure 112014092359940-pat00053
는 (k-1)-by-1 행렬로서, 하기 수학식 12와 같이 이전 데이터를 이용하여 추정된 값과 현재 측정된 값과의 차이로 정의된다.
[수학식 12]
Figure 112014092359940-pat00054

최소 자승 오차 함수(least square error function)은 모든 자승 오차의 합으로 하기 수학식 13과 같이 정의될 수 있다.
[수학식 13]
Figure 112014092359940-pat00055

여기서,
Figure 112014092359940-pat00056
는 최소 자승 오차 함수
Figure 112014092359940-pat00057
를 최소화 하도록 결정될 수 있다. 이 방법은 최소 자승 오차 기법으로 알려져 있으며, 하기 수학식 14와 같이 수학식 13의 그래디언트(gradient)를 '0'으로 설정함으로써,
Figure 112014092359940-pat00058
의 최소값을 찾을 수 있다.
[수학식 14]
Figure 112014092359940-pat00059

수학식 14의 양 측에 하기 수학식 15와 같이 트랜스포즈(transpose)를 취한다.
[수학식 15]
Figure 112014092359940-pat00060

수학식 15에서,
Figure 112014092359940-pat00061
는 정방행렬이므로,
Figure 112014092359940-pat00062
는 하기 수학식 16과 같이 최소 자승 관점에서 계산될 수 있다.
[수학식 16]
Figure 112014092359940-pat00063

여기서, 파라미터
Figure 112016083308485-pat00064
,
Figure 112016083308485-pat00065
,
Figure 112016083308485-pat00066
는 실시간 추정의 매 샘플링 스텝 당 계산될 수 있다. 편의를 위하여
Figure 112016083308485-pat00067
는 하기와 같이 두 개의 더미 행렬
Figure 112016083308485-pat00068
와
Figure 112016083308485-pat00069
를 도입하여 간단히 계산할 수 있다.
[수학식 17]
Figure 112014092359940-pat00070

여기서,
Figure 112014092359940-pat00071
이고,
Figure 112014092359940-pat00072
이다.
3상 능동 정류 회로에서, 샘플링된 데이터의 양에 관계 없이,
Figure 112014092359940-pat00073
는 3-by-3 행렬이고,
Figure 112014092359940-pat00074
는 3-by-1 행렬이다. 결과적으로, 실시간 파라미터 추정 장치(250)는 수학식 17에서
Figure 112014092359940-pat00075
의 역행렬을 계산하여
Figure 112014092359940-pat00076
를 계산할 수 있다.
일측에 따르면, 수학식 10과 수학식 17에서, 행렬
Figure 112014092359940-pat00077
의 모든 원소들은 입력 전류의 측정값 및 입력 전압의 측정값에 기초하여 하기의 수학식 18에 따라 계산될 수 있다.
[수학식 18]
Figure 112014092359940-pat00078

Figure 112014092359940-pat00079

Figure 112014092359940-pat00080

Figure 112014092359940-pat00081

Figure 112014092359940-pat00082

Figure 112014092359940-pat00083

Figure 112014092359940-pat00084

또한, 행렬 B의 원소들은 하기 수학식 19에 따라서 결정될 수 있다.
[수학식 19]
Figure 112014092359940-pat00085

실시간 파라미터 추정 장치(250)는 수학식 7을 참고하여
Figure 112014092359940-pat00086
의 원소인
Figure 112014092359940-pat00087
,
Figure 112014092359940-pat00088
로부터 인덕터(213, 223, 233)의 인덕턴스
Figure 112014092359940-pat00089
및 저항(211, 221, 231)의 레지스턴스
Figure 112014092359940-pat00090
의 값을 정확히 추정할 수 있다.
행렬
Figure 112016083308485-pat00091
와 행렬
Figure 112016083308485-pat00092
의 원소들은 그 이전 값에 측정된 데이터를 더함으로써, 쉽게 계산될 수 있다. 예를 들어, k 번째 스텝에서의 원소
Figure 112016083308485-pat00093
는 k-1 번째 스텝에서 계산된 이전
Figure 112016083308485-pat00094
의 값과 k-1 번째 스텝에서 측정된 전류의 값으로부터 하기 수학식 20과 같이 계산될 수 있다.
[수학식 20]
Figure 112014092359940-pat00095

이상 설명된 실시예에 따르면, 실시간 파라미터 추정 장치(250)는 적은 메모리를 사용하여 적은 계산량으로 구현될 수 있다. 따라서, 저가의 DSP 등을 이용하여 구현될 수 있다. 또한, 3상 능동 정류 회로가 동작하는 동안 실시간으로 인덕터(213, 223, 233)의 인덕턴스
Figure 112014092359940-pat00096
및 저항(211, 221, 231)의 레지스턴스
Figure 112014092359940-pat00097
의 값을 추정할 수 있다. 또한,
Figure 112014092359940-pat00098
축의 입력 전압인
Figure 112014092359940-pat00099
는 DC-Link 전압과 3상 능동 정류 회로의 스위칭 동작에 의해서 결정될 수 있다.
입력 전류, 입력 전압 및 DC-Link 전압은 예측 제어 기반의 직접 전력 제어 기법에는 반드시 필요한 것이므로, 이상 설명한 파라미터 추정 기법은 추가적인 센서를 사용하지 않고 구현 가능하다.
미래 전류 예측 장치(260)는 추정된 인덕터(213, 223, 233)의 인덕턴스
Figure 112014092359940-pat00100
및 저항(211, 221, 231)의 레지스턴스
Figure 112014092359940-pat00101
의 값을 이용하여 측정된 3상 입력 전류 보다 미래 시점의 3상 입력 전류를 예측한다.
일측에 따르면, 수학식 5에 나타난 입력 전류 모델을 시간축으로 샘플링 주기
Figure 112016083308485-pat00102
만큼 한 스텝 쉬프트하여 하기 수학식 21과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 21]
Figure 112014092359940-pat00103

일측에 따르면, 미래 전류 예측 장치(260)는 수학식 21을 참고하여 미래 시점의 3상 입력 전류를 예측할 수 있다. 수학식 21에서, 샘플링 주파수가 그리드(grid) 주파수보다 충분히 빠르다면 미래 입력 전압
Figure 112016083308485-pat00104
는 k 번째 스텝에서 측정된 현재 입력 전압
Figure 112016083308485-pat00105
와 동일한 값으로 가정할 수 있다.
미래 전력 예측 장치(270)는 예상된 미래 시점의 3상 입력 전류에 기반하여 미래의 유효 전력 및 미래의 무효 전력을 계산한다. 일측에 따르면, 미래 전력 예측 장치(270)는 하기 수학식 22에 따라서 미래 입력 실효 전력의 순시치와 미래 입력 무효 전력의 순시치를 예측할 수 있다.
[수학식 22]
Figure 112014092359940-pat00106

Figure 112014092359940-pat00107

여기서,
Figure 112014092359940-pat00108
,
Figure 112014092359940-pat00109
,
Figure 112014092359940-pat00110
및
Figure 112014092359940-pat00111
는
Figure 112014092359940-pat00112
프레임의 k+2 번째 샘플링 시점의 미래 입력 전류 및 미래 입력 전압의 값을 나타낸다. 또한, k+2 번째 샘플링 시점의 미래 입력 전압
Figure 112014092359940-pat00113
는
Figure 112014092359940-pat00114
와 같은 값으로 가정될 수 있다.
k+2 번째 샘플링 시점의 전압 벡터는 7가지 가능한 값들 중에서 선택될 수 있다. 미래 입력 실효 전력의 순시치와 미래 입력 무효 전력의 순시치는 k+2 번째 샘플링 시점의 전압 벡터의 값에 따라서 변경될 수 있다.
비용 함수 최소화 장치(280)는 전압 벡터의 7가지 가능한 값들 중에서 미리 결정된 비용 함수를 최소화 하는 전압 벡터를 k+1 번째 샘플링 시점의 전압 벡터로 결정할 수 있다. 여기서 미리 결정된 비용 함수는 하기 수학식 23에 나타난 비용 함수일 수 있다.
[수학식 23]
Figure 112014092359940-pat00115

여기서,
Figure 112014092359940-pat00116
는 기준 실효 전력으로서, DC-Link 전압을 정류하는 PI 제어기(282)의 출력일 수 있다. 또한,
Figure 112014092359940-pat00117
는 기준 무효 전력으로서, 일측에 따르면
Figure 112014092359940-pat00118
는 파워 팩터를 '1'로 결정하기 위하여 '0'으로 셋팅될 수 있다.
k+1 번째 샘플링 시점에서 3상 능동 정류 회로에 포함된 스위치들의 스위칭 상태는 k+1 번째 샘플링 시점의 전압 벡터에 따라 결정될 수 있다.
도 3은 예시적 실시예에 따른 제어 장치의 구조를 도시한 블록도이다.
예시적 실시예에 따른 제어 장치(300)는 전류 측정부(310), 전압 벡터 결정부(320), 추정부(330), 샘플링부(331). 행렬 생성부(332), 의사 역행렬 생성부(333), 전류 예측부(340), 전력 계산부(350) 및 스위칭 상태 결정부(360)를 포함한다. 도 3에 도시된 제어 장치는 도 1 내지 도 2에 도시된 3상 능동 정류 회로에 포함된 스위치들의 스위칭 동작을 제어한다.
전류 측정부(310)는 매 샘플링 시점마다 3상 능동 정류 회로의 3상 입력 전류를 샘플링하여 그 값을 측정한다.
전압 벡터 결정부(320)는 매 샘플링 시점에서 3상 능동 정류 회로에 포함된 스위치들의 스위칭 상태에 따라서 3상 능동 정류 회로의 전압 벡터를 결정한다. 일측에 따르면, 3상 능동 정류 회로의 전압 벡터는 수학식 2와 같이 나타낼 수 있으며, 스위치들의 상태에 따라서 7개의 값들 중에서 어느 하나의 값을 가질 수 있다.
추정부(330)는 3상 능동 정류 회로의 각 레그에 포함된 저항의 레지스턴스 값 및 인덕터의 인덕턴스 값을 추정한다. 일측에 따르면, 저항의 레지스턴스 및 인덕터의 인덕턴스는 온도에 따라서 그 값이 변경될 수 있다. 3상 능동 정류 회로가 동작함에 따라서, 3상 능동 정류 회로의 온도가 상승하는 것이 일반적이다. 따라서, 저항의 레지스턴스 및 인덕터의 인덕턴스 값은 3상 능동 정류 회로가 동작함에 따라 값이 변경된다.
추정부(330)는 3상 능동 정류 회로의 각 레그에 포함된 저항의 레지스턴스 값 및 인덕터의 인덕턴스 값을 실시간으로 추정하고, 제어 장치(300)는 실시간으로 추정된 저항의 레지스턴스 값 및 인덕터의 인덕턴스 값을 이용하여 3상 능동 정류 회로를 정확히 제어할 수 있다.
일측에 따르면, 추정부(330)는 수학식 6 내지 7에 따른 전류 모델을 이용하여 저항의 레지스턴스 값 및 인덕터의 인덕턴스 값을 정확히 추정할 수 있다. 여기서, 추정부(330)는 추정된 저항의 레지스턴스 값 및 추정된 인덕터의 인덕턴스 값을 이용하여 예측된 3상 입력 전류의 값과 매 샘플링 주기마다 실제로 측정된 3상 입력 전류의 값과의 차이가 최소화 되도록 저항의 레지스턴스 및 인덕터의 인덕턴스 값을 추정할 수 있다.
샘플링부(331)는 3상 능동 정류 회로의 각 레그에서의 전류, 전압 및 전압 벡터를 매 샘플링 주기마다 샘플링한다.
행렬 생성부(332)는 매 샘플링 주기마다 샘플링된 전류, 전원 및 전압 벡터의 값으로 레그 행렬을 생성한다. 일측에 따르면, 행렬 생성부(332)는 수학식 10에 따라서 레그 행렬
Figure 112014092359940-pat00119
을 생성할 수 있다.
의사 역생렬 생성부(333)는 생성된 레그 행렬
Figure 112014092359940-pat00120
의 의사 역행렬을 계산한다. 여기서, 레그 행렬
Figure 112014092359940-pat00121
의 의사 역행렬은
Figure 112014092359940-pat00122
로 계산될 수 있다.
추정부(330)는 레그 행렬
Figure 112014092359940-pat00123
의 의사 역행렬
Figure 112014092359940-pat00124
을 이용하여 수학식 16에 따라 각 레그에 포함된 저항의 레지스턴스 값 및 인덕터의 인덕턴스 값을 추정할 수 있다.
전류 예측부(340)는 추정된 저항의 레지스턴스 값 및 추정된 인덕터의 인덕턴스 값을 이용하여 매 샘플링 주기마다 측정된 3상 입력 전류보다 1 스텝 앞선 미래 시점의 제1 미래 입력 전류
Figure 112016083308485-pat00125
의 값을 예측한다. 일측에 따르면, 전류 예측부(340)는 수학식 5를 참고하여 제1 미래 입력 전류
Figure 112016083308485-pat00126
의 값을 예측할 수 있다.
현재의 샘플링 시점보다 1 스텝 앞선 미래 시점의 스위칭 상태는 아직 결정되지 않았다. 따라서, 현재의 샘플링 시점보다 1 스텝 앞선 미래 시점에 3상 능동 정류 회로의 전압 벡터는 7가지의 가능한 값들 중에서 어느 하나의 값을 가질 수 있다.
전류 예측부(340)는 추정된 저항의 레지스턴스 값 및 추정된 인덕터의 인덕턴스 값을 이용하여 3상 능동 정류 회로의 전압 벡터의 7가지 가능한 값들에 대하여 현재 샘플링 시점 보다 2 스텝 앞선 미래 시점의 제2 미래 입력 전류의 값을 예측한다. 따라서, 전류 예측부(340)는 7개의 제2 미래 입력 전류의 값을 예측할 수 있다. 일측에 따르면, 전류 예측부(340)는 수학식 21을 참고하여 전압 벡터의 7가지 가능한 값들에 대하여 제2 미래 입력 전류
Figure 112016083308485-pat00127
의 값을 예측할 수 있다.
전력 계산부(350)는 전압 벡터가 가질 수 있는 값들 각각에 대하여 예측된 제2 미래 입력 전류
Figure 112016083308485-pat00128
의 값에 기반하여 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 유효 전력들 및 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 무효 전력들을 계산한다. 일측에 따르면, 전력 계산부(350)는 수학식 22를 참고하여 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 유효 전력
Figure 112016083308485-pat00129
및 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 무효 전력
Figure 112016083308485-pat00130
을 계산할 수 있다. 전력 계산부(350)는 7개의 제2 미래 입력 전류의 값들 각각에 대하여 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 유효 전력
Figure 112016083308485-pat00131
및 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 무효 전력
Figure 112016083308485-pat00132
을 계산할 수 있다.
스위칭 상태 결정부(360)는 1 스텝 앞선 미래 시점에서의 각 스위치들의 스위칭 상태를 결정한다. 스위칭 상태 결정부(360)는 7개의 제2 미래 입력 전류의 값들 각각에 대하여 계산된 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 유효 전력
Figure 112016083308485-pat00133
및 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 무효 전력
Figure 112016083308485-pat00134
을 비용 함수에 입력하여 2개의 미래 입력 전류의 값들 각각에 대응되는 비용 함수의 값을 산출할 수 있다. 일측에 따르면, 스위칭 상태 결정부(360)는 수학식 23의 비용 함수를 이용할 수 있다.
스위칭 상태 결정부(360)는 미래 입력 전류의 값들 각각에 대하여 산출된 비용 함수의 값을 서로 비교하고, 비용 함수의 값을 최소화하는 미래 입력 전류의 값을 선택한다. 또한, 스위칭 상태 결정부(360)는 비용 함수의 값을 최소화하는 미래 입력 전류의 값에 대응되는 전압 벡터 및 이 전압 벡터의 값에 따른 각 스위치들의 스위칭 상태를 1 스텝 앞선 시점의 스위칭 상태로 결정한다.
도 3에서 설명된 실시예에 따르면, 제어 장치(300)는 적은 메모리, 적은 계산량으로 3상 능동 정류 회로에 포함된 스위치들의 스위칭 상태를 결정할 수 있다. 또한, 스위칭 상태를 결정하기 위하여 필요한 입력 전류, 입력 전압 및 DC-Link 전압은 예측 제어 기반의 직접 전력 제어 기법에는 반드시 필요한 것이므로, 제어 장치(300)는 센서를 이용하지 않는다.
도 4는 예시적 실시예에 따른 제어 방법을 단계별로 도시한 순서도이다.
도 4에 도시된 제어 방법는 도 1 내지 도 2에 도시된 3상 능동 정류 회로에 포함된 스위치들의 스위칭 동작을 제어한다.
단계(410)에서, 제어 장치는 매 샘플링 시점마다 3상 능동 정류 회로의 3상 입력 전류를 샘플링하여 그 값을 측정한다.
단계(420)에서, 제어 장치는 매 샘플링 시점에서 3상 능동 정류 회로에 포함된 스위치들의 스위칭 상태에 따라서 3상 능동 정류 회로의 전압 벡터를 결정한다. 일측에 따르면, 3상 능동 정류 회로의 전압 벡터는 수학식 2와 같이 나타낼 수 있으며, 스위치들의 상태에 따라서 7개의 값들 중에서 어느 하나의 값을 가질 수 있다.
단계(430)에서, 제어 장치는 3상 능동 정류 회로의 각 레그에서의 전류, 전압 및 전압 벡터를 매 샘플링 주기마다 샘플링한다.
단계(440)에서, 제어 장치는 매 샘플링 주기마다 샘플링된 전류, 전원 및 전압 벡터의 값으로 레그 행렬을 생성한다. 일측에 따르면, 행렬 생성부(332)는 수학식 10에 따라서 레그 행렬
Figure 112014092359940-pat00135
을 생성할 수 있다.
단계(450)에서, 제어 장치는 생성된 레그 행렬
Figure 112014092359940-pat00136
의 의사 역행렬을 계산한다. 여기서, 레그 행렬
Figure 112014092359940-pat00137
의 의사 역행렬은
Figure 112014092359940-pat00138
로 계산될 수 있다.
단계(460)에서, 제어 장치는 3상 능동 정류 회로의 각 레그에 포함된 저항의 레지스턴스 값 및 인덕터의 인덕턴스 값을 추정한다.
일측에 따르면, 추정부(330)는 수학식 6 내지 7에 따른 전류 모델을 이용하여 저항의 레지스턴스 값 및 인덕터의 인덕턴스 값을 정확히 추정할 수 있다. 여기서, 추정부(330)는 추정된 저항의 레지스턴스 값 및 추정된 인덕터의 인덕턴스 값을 이용하여 예측된 3상 입력 전류의 값과 매 샘플링 주기마다 실제로 측정된 3상 입력 전류의 값과의 차이가 최소화 되도록 저항의 레지스턴스 및 인덕터의 인덕턴스 값을 추정할 수 있다.
일측에 따르면, 제어 장치는 레그 행렬
Figure 112014092359940-pat00139
의 의사 역행렬
Figure 112014092359940-pat00140
을 이용하여 수학식 16에 따라 각 레그에 포함된 저항의 레지스턴스 값 및 인덕터의 인덕턴스 값을 추정할 수 있다.
단계(470)에서, 제어 장치는 추정된 저항의 레지스턴스 값 및 추정된 인덕터의 인덕턴스 값을 이용하여 매 샘플링 주기마다 측정된 3상 입력 전류보다 1 스텝 앞선 미래 시점의 제1 미래 입력 전류
Figure 112016083308485-pat00141
의 값을 예측한다. 일측에 따르면, 전류 예측부(340)는 수학식 5를 참고하여 제1 미래 입력 전류
Figure 112016083308485-pat00142
의 값을 예측할 수 있다.
현재의 샘플링 시점보다 1 스텝 앞선 미래 시점의 스위칭 상태는 아직 결정되지 않았다. 따라서, 현재의 샘플링 시점보다 1 스텝 앞선 미래 시점에 3상 능동 정류 회로의 전압 벡터는 7가지의 가능한 값들 중에서 어느 하나의 값을 가질 수 있다.
단계(470)에서, 제어 장치는 추정된 저항의 레지스턴스 값 및 추정된 인덕터의 인덕턴스 값을 이용하여 3상 능동 정류 회로의 전압 벡터의 7가지 가능한 값들에 대하여 현재 샘플링 시점 보다 2 스텝 앞선 미래 시점의 제2 미래 입력 전류의 값을 예측한다. 따라서, 제어 장치는 7개의 제2 미래 입력 전류의 값을 예측할 수 있다. 일측에 따르면, 제어 장치는 수학식 21을 참고하여 전압 벡터의 7가지 가능한 값들에 대하여 제2 미래 입력 전류
Figure 112016083308485-pat00143
의 값을 예측할 수 있다.
단계(480)에서, 제어 장치는 전압 벡터가 가질 수 있는 값들 각각에 대하여 예측된 제2 미래 입력 전류
Figure 112016083308485-pat00144
의 값에 기반하여 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 유효 전력들 및 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 무효 전력들을 계산한다. 일측에 따르면, 제어 장치는 수학식 22를 참고하여 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 유효 전력
Figure 112016083308485-pat00145
및 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 무효 전력
Figure 112016083308485-pat00146
을 계산할 수 있다. 전력 계산부(350)는 7개의 제2 미래 입력 전류의 값들 각각에 대하여 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 유효 전력
Figure 112016083308485-pat00147
및 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 무효 전력
Figure 112016083308485-pat00148
을 계산할 수 있다.
단계(490)에서, 제어 장치는 1 스텝 앞선 미래 시점에서의 각 스위치들의 스위칭 상태를 결정한다. 제어 장치는 7개의 제2 미래 입력 전류의 값들 각각에 대하여 계산된 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 유효 전력
Figure 112016083308485-pat00149
및 2 스텝 앞선 미래 시점에서의 무효 전력
Figure 112016083308485-pat00150
을 비용 함수에 입력하여 2개의 미래 입력 전류의 값들 각각에 대응되는 비용 함수의 값을 산출할 수 있다. 일측에 따르면, 제어 장치는 수학식 23의 비용 함수를 이용할 수 있다.
제어 장치는 미래 입력 전류의 값들 각각에 대하여 산출된 비용 함수의 값을 서로 비교하고, 비용 함수의 값을 최소화하는 미래 입력 전류의 값을 선택한다. 또한, 제어 장치는 비용 함수의 값을 최소화하는 미래 입력 전류의 값에 대응되는 전압 벡터 및 이 전압 벡터의 값에 따른 각 스위치들의 스위칭 상태를 1 스텝 앞선 시점의 스위칭 상태로 결정할 수 있다.
실시예에 따른 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 실시예를 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 실시예의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 상기의 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다.
그러므로, 다른 구현들, 다른 실시예들 및 특허청구범위와 균등한 것들도 후술하는 특허청구범위의 범위에 속한다.
300: 제어 장치
310: 전류 측정부
320: 전압 벡터 결정부
330: 추정부
331: 샘플링부
332: 행렬 생성부
333: 의사역행렬 계산부
340: 전류 예측부
350: 전력 계산부
360: 스위칭 상태 결정부

Claims (13)

  1. 3상 능동 정류 회로에 포함된 스위치들의 스위칭 동작을 제어하는 제어 장치에 있어서,
    상기 3상 능동 정류 회로의 3상 입력 전류를 측정하는 전류 측정부;
    상기 스위치들의 스위칭 상태에 따라서 상기 3상 능동 정류 회로의 전압 벡터를 결정하는 전압 벡터 결정부;
    상기 3상 능동 정류 회로의 각 레그(leg)에 포함된 저항의 값 및 인덕터(inductor)의 값을 추정하는 추정부;
    상기 추정된 저항의 값 및 상기 추정된 인덕터의 값을 이용하여 상기 측정된 3상 입력 전류 보다 미래 시점의 3상 입력 전류를 예측하는 전류 예측부;
    상기 예측된 미래 시점의 3상 입력 전류에 기반하여 미래의 유효 전력 및 미래의 무효 전력을 계산하는 전력 계산부; 및
    상기 계산된 미래 시점의 유효 전력 및 상기 계산된 미래 시점의 무효 전력에 기반하여 상기 스위치들의 미래 시점의 스위칭 상태를 결정하는 스위칭 상태 결정부
    를 포함하는 제어 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 전류 예측부는
    상기 추정된 저항의 값 및 상기 추정된 인덕터의 값을 이용하여 상기 측정된 3상 입력 전류보다 1 샘플링 주기 앞선 미래 시점의 제1 미래 입력 전류의 값을 예측하고,
    상기 추정된 저항의 값, 상기 추정된 인덕터의 값 및 상기 제1 미래 입력 전류의 값을 이용하여 상기 제1 미래 입력 전류 보다 1 샘플링 주기 앞선 미래 시점의 제2 미래 입력 전류의 값을 예측하는 제어 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 전류 예측부는 상기 측정된 3상 입력 전류보다 1 샘플링 주기 앞선 미래 시점에서 상기 전압 벡터가 가질 수 있는 각각의 값들에 대하여 상기 제2 미래 입력 전류의 값들을 예측하는 제어 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 전력 계산부는 상기 전압 벡터가 상기 1 샘플링 주기 앞선 미래 시점에서 가질 수 있는 각각의 값들에 대하여 예측된 제2 미래 입력 전류의 값들에 기반하여, 2 샘플링 주기 앞선 미래 시점에서의 유효 전력들 및 2 샘플링 주기 앞선 미래 시점에서의 무효 전력들을 계산하고,
    상기 스위칭 상태 결정부는 상기 2 샘플링 주기 앞선 미래 시점에서의 유효 전력들 및 상기 2 샘플링 주기 앞선 미래 시점에서의 무효 전력들 중에서 비용 함수를 최소화하는 유효 전력 및 무효 전력에 대응되는 스위칭 상태를 상기 미래 시점의 스위칭 상태로 결정하는 제어 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 3상 능동 정류 회로의 각 레그에서의 전류, 전압 및 전압 벡터를 샘플링 주기마다 샘플링하는 샘플링부;
    상기 샘플링된 전류, 전원 및 전압 벡터의 값으로 레그 행렬을 생성하는 행렬 생성부;
    상기 생성된 레그 행렬의 의사역행렬을 계산하는 의사역행렬 계산부
    를 포함하고,
    상기 추정부는 상기 의사역행렬의 값을 이용하여 상기 각 레그(leg)에 포함된 저항의 값 및 인덕터의 값을 추정하는 제어 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 추정부는 상기 추정된 저항의 값 및 상기 추정된 인덕터의 값을 이용하여 예측된 3상 입력 전류의 값과 상기 측정된 3상 입력 전류의 값과의 차이가 최소화 되도록 상기 저항 및 상기 인덕터의 값을 추정하는 제어 장치.
  7. 3상 능동 정류 회로에 포함된 스위치들의 스위칭 동작을 제어하는 제어 방법에 있어서,
    상기 3상 능동 정류 회로의 3상 입력 전류를 측정하는 단계;
    상기 스위치들의 스위칭 상태에 따라서 상기 3상 능동 정류 회로의 전압 벡터를 결정하는 단계;
    상기 3상 능동 정류 회로의 각 레그(leg)에 포함된 저항의 값 및 인덕터의 값을 추정하는 단계;
    상기 추정된 저항의 값 및 상기 추정된 인덕터의 값을 이용하여 상기 측정된 3상 입력 전류 보다 미래 시점의 3상 입력 전류를 예측하는 단계;
    상기 예측된 미래 시점의 3상 입력 전류에 기반하여 미래의 유효 전력 및 미래의 무효 전력을 계산하는 단계; 및
    상기 계산된 미래 시점의 유효 전력 및 상기 계산된 미래 시점의 무효 전력에 기반하여 상기 스위치들의 미래 시점의 스위칭 상태를 결정하는 단계
    를 포함하는 제어 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 전류를 예측하는 단계는
    상기 추정된 저항의 값 및 상기 추정된 인덕터의 값을 이용하여 상기 측정된 3상 입력 전류보다 1 샘플링 주기 앞선 미래 시점의 제1 미래 입력 전류의 값을 예측하고,
    상기 추정된 저항의 값, 상기 추정된 인덕터의 값 및 상기 제1 미래 입력 전류의 값을 이용하여 상기 제1 미래 입력 전류 보다 1 샘플링 주기 앞선 미래 시점의 제2 미래 입력 전류의 값을 예측하는 제어 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 전류를 예측하는 단계는 상기 측정된 3상 입력 전류보다 1 샘플링 주기 앞선 미래 시점에서 상기 전압 벡터가 가질 수 있는 각각의 값들에 대하여 상기 제2 미래 입력 전류의 값들을 예측하는 제어 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 전력을 계산하는 단계는 상기 가능한 스위칭 상태 각각에 대하여 예측된 제2 미래 입력 전류의 값들에 기반하여, 2 샘플링 주기 앞선 미래 시점에서의 유효 전력들 및 상기 2 샘플링 주기 앞선 미래 시점에서의 무효 전력들을 계산하고,
    상기 스위칭 상태를 결정하는 단계는 2 샘플링 주기 앞선 미래 시점에서의 유효 전력들 및 2 샘플링 주기 앞선 미래 시점에서의 무효 전력들 중에서 비용 함수를 최소화하는 유효 전력 및 무효 전력에 대응되는 스위칭 상태를 상기 미래 시점의 스위칭 상태로 결정하는 제어 방법.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 3상 능동 정류 회로의 각 레그에서의 전류, 전압 및 전압 벡터를 샘플링 주기마다 샘플링하는 단계;
    상기 샘플링된 전류, 전원 및 전압 벡터의 값으로 레그 행렬을 생성하는 단계;
    상기 생성된 레그 행렬의 의사역행렬을 계산하는 단계
    를 포함하고,
    상기 추정하는 단계는 상기 의사역행렬의 값을 이용하여 상기 각 레그(leg)에 포함된 저항의 값 및 인덕터의 값을 추정하는 제어 방법.
  12. 제7항에 있어서,
    상기 추정하는 단계는 상기 추정된 저항의 값 및 상기 추정된 인덕터의 값을 이용하여 예측된 3상 입력 전류의 값과 상기 측정된 3상 입력 전류의 값과의 차이가 최소화 되도록 상기 저항 및 상기 인덕터의 값을 추정하는 제어 방법.
  13. 제7항 내지 제12항 중에서 어느 하나의 항의 방법을 실행시키기 위한 프로그램이 기록된 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체.
KR1020140129875A 2014-09-29 2014-09-29 3상 능동 정류 회로 제어 장치 및 방법 KR101667002B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020140129875A KR101667002B1 (ko) 2014-09-29 2014-09-29 3상 능동 정류 회로 제어 장치 및 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020140129875A KR101667002B1 (ko) 2014-09-29 2014-09-29 3상 능동 정류 회로 제어 장치 및 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20160038106A KR20160038106A (ko) 2016-04-07
KR101667002B1 true KR101667002B1 (ko) 2016-10-18

Family

ID=55789356

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020140129875A KR101667002B1 (ko) 2014-09-29 2014-09-29 3상 능동 정류 회로 제어 장치 및 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101667002B1 (ko)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109818511A (zh) * 2019-01-11 2019-05-28 哈尔滨理工大学 基于系统在线识别的三相pwm整流器的控制方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030026111A1 (en) 2001-04-25 2003-02-06 Peter Steimer Power-electronic circuit arrangement, and a method for transmitting real power
JP2010252433A (ja) * 2009-04-10 2010-11-04 Denso Corp 回転機の制御装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20090042520A (ko) * 2007-10-26 2009-04-30 엘지전자 주식회사 전동기 제어장치

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030026111A1 (en) 2001-04-25 2003-02-06 Peter Steimer Power-electronic circuit arrangement, and a method for transmitting real power
JP2010252433A (ja) * 2009-04-10 2010-11-04 Denso Corp 回転機の制御装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Daniel Andler et al.,"Predictive control of three-level active NPC converter with evenly energy losses distribution", IEEE 2010 International Power Electronics Conference, pp.754-759 (2010.06)*

Also Published As

Publication number Publication date
KR20160038106A (ko) 2016-04-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Kwak et al. Predictive-control-based direct power control with an adaptive parameter identification technique for improved AFE performance
US7286906B2 (en) Predictive control system and method
JP4466784B2 (ja) 電力変換装置
JP5177195B2 (ja) 回転機の制御装置
JP5056817B2 (ja) 回転機の制御装置
US7969103B2 (en) Block switching transient minimization for linear motors and inductive loads
CN105429484B (zh) 基于任意周期延时的pwm整流器预测功率控制方法及系统
US20130049656A1 (en) Sensorless control apparatus for synchronous motor and inverter apparatus
EP3722896B1 (en) Model predictive control for matrix converter operating in current control mode with load current estimation
WO2014079125A1 (zh) 一种三电平电压源型变换器模型预测控制方法
KR101880383B1 (ko) 교류 회전기의 제어 장치
Kessal et al. Ga-optimized parameters of sliding-mode controller based on both output voltage and input current with an application in the PFC of AC/DC converters
EP2830211B1 (en) Control device for three-phase ac induction motor and control method for three-phase ac induction motor
KR101667002B1 (ko) 3상 능동 정류 회로 제어 장치 및 방법
KR101907899B1 (ko) 3상 인버터 전압 이용률 증대 장치
RU2011138033A (ru) Коррекция смещения магнитного потока для вращающейся электрической машины
JP6098827B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
KR101577166B1 (ko) 정류기의 효율을 개선하는 제어 방법 및 제어 장치
KR101904310B1 (ko) 불평형 부하를 위한 무정전 전원 장치
JP6508021B2 (ja) モータ温度推定装置
JP6351913B1 (ja) 磁極位置検出装置及びモータ制御装置
KR101554998B1 (ko) 3상 전압원 인버터 제어 장치 및 방법
Zhang et al. Model predictive power control of a PWM rectifier for electromagnetic transmitters
JP2017063539A (ja) モータ温度推定装置
JP2017063540A (ja) モータ温度推定装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20191001

Year of fee payment: 4