KR101521334B1

KR101521334B1 - 고성능 적응형 스위치 led 드라이버

Info

Publication number: KR101521334B1
Application number: KR1020120138746A
Authority: KR
Inventors: 민종 김; 엔주 리앙; 수청 진
Original assignee: 다이얼로그 세미컨덕터 인크.
Priority date: 2011-12-07
Filing date: 2012-12-03
Publication date: 2015-05-18
Also published as: KR20130064017A; CN103152907B; US20130147374A1; US9161402B2; US8710753B2; CN104812144B; CN104812144A; US20140210365A1; CN103152907A

Abstract

LED 드라이버는 LED 스트링(LED string)을 통한 전류를 제어한다. 상기 LED 드라이버는, 부스트 PWM 신호(boosted PWM signal)를 생성하여 LED 전류 패스에 있는 PWM 트랜지스터를 구동하여, PWM 트랜지스터가 실질적으로 일정한 V_GS를 유지하도록 하고, 이에 따라 PWM 트랜지스터의 턴온 임피던스(turn-on impedance)를 최소화한다. PWM 트랜지스터가 온(on)일 때, 전류 미러 회로는 피크 LED 전류(peak LED current)를 제어한다. 트리밍 회로(trimming circuit)는, LED 전류 패스로부터 트리밍 트랜지스터(trimming transistor)를 커플링(coupling)하거나 디커플링(decoupling)하는 프로그래머블 스위치의 세트(a set of prgorammable switches)를 포함하고, LED 전류의 정밀한 캘리브레이션(fine calibration)을 가능하게 한다. LED 전류 패스에서 전류 미스매치(current mismatch)를 보상하고, 낮은 저항(low resistance)을 유지함으로써, LED 드라이버는, 고 전류 응용에 특히 유용한 견고함(robustness) 및 효율적 전력 성능(efficient power performance)을 제공한다.

Description

고성능 적응형 스위치 LED 드라이버{HIGH PERFORMANCE ADAPTIVE SWITCHED LED DRIVER}

본 발명은 LED(light-emitting diode) 드라이버(driver)에 관한 것으로, 더 구체적으로, 고 전류 모드 응용(high current mode applications)을 위한 LED 드라이버(LED driver)에 관한 것이다.

LED는, 예를 들어 개인용 컴퓨터 및 고화질 TV를 포함하는 LCD 디스플레이를 위한 백라이트(backlights for liquid crystal display devices), 자동차 전조등 및 후미등(automotive head and tail lights) 및 건축 조명(architectural lighting) 등과 같은 다양한 전자 응용들(electronics applications)에 적용되고 있다. 백열등(incandescent lamps) 및 형광등(fluorescent lamps)과 같은 종래의 조명 소스(lighting sources)와 비교하면, LED는 고효율, 좋은 방향성(good directionality), 칼라 안정성(color stability), 고 신뢰성(high reliability), 긴 수명(long life time), 작은 크기(small size), 및 환경 안전(environmental safety)과 같은, 많은 이점을 가진다.

LED의 보통 응용은 LCD 백라이트(backlighting LCDs)에 있다. 이 응용들에서, 많은 수의 LED 스트링(LED strings)(상기 LED 스트링의 각각은 LED 드라이버에 의하여 구동됨)이 전형적으로 사용된다(예를 들어, 64 LED 채널들). 종래의 LED 드라이버 아키텍처에서, LED 파워 경로(LED power path) 내 고정 저항기(fixed resistor)는 LED 스트링을 통한 피크 전류(peak current)를 제한(limit)한다. LED 파워 경로 내 PWM 제어 트랜지스터(PWM-controlled transistor)는, 희망 밝기(desired brightness)를 얻기 위해, LED의 온 및 오프 시간(on and off times)을 제어한다.

종래의 LED 드라이버 아키텍처의 문제는 전체적인 파워 소모(overall power consumption)가 바람직하지 않게 높을 수 있다는 것이다. 일반적으로, LED 스트링 n에서의 전력 소모(power consumption) PWRn은 수학식 1로 주어진다.

여기서, VLEDn은 LED 스트링(LED string) n에 걸리는 전압이고, ILEDn은 LED 스트링(LED string) n을 통한 전류이다. N개의 LED 채널을 가지는 회로의 전체 파워 소모(total power consumption) PWR_total은 수학식 2로 주어진다.

LED 스트링에서의 LED 전압 VLEDn (그리고 따라서 전력 소모 PWRn)은 PWM 트랜지스터(PWM transistor)의 턴 온 임피던스(turn-on impedance) 및 LED 파워 패스(LED power path)에 있는 고정 저항기(fixed resistor)의 저항(resistance)의 함수이다. LED 전류(LED current)가 증가함에 따라 PWM 트랜지스터의 턴 온 임피던스가 증가하기 때문에, 전체 전력 소모(overall power consumption)은, LCD를 위한 스캔 모드 동작 또는 3D 모드 동작과 같은 고 전류 모드 응용(high current mode applications)에서 특히 높아진다. 예를 들어, 이때 LED 전류 ILEDn은 20% 듀티 사이클(duty cycle)에서 450mA까지 올라갈 수 있다. 종래의 LED 드라이버 아키텍처에서, 이러한 전류 레벨에서의 동작은, 고 전력 소모 때문에, LED 드라이버 칩에 발열 문제(thermal problems)를 일으킬 수 있다. 이러한 문제는, 몇몇 종래 LED 드라이버 아키텍처와 연관된 불량한 그라운드 노이즈 리젝션(poor ground noise rejection)에 의하여 더 악화될 수 있고, 이에 의해 전체적인 성능 및 견고함(robustnes)이 제한될 수 있다.

실시예는, 제1 트랜지스터(first transistor)의 게이트 소스 전압(gate-source voltage)을 실질적으로 일정한 값(substantially constant value)으로 유지(maintain)하기 위해, LED 스트링(LED string)을 통한 전류를 제어하는 제1 트랜지스터에 부스트 PWM 신호(boosted Pulse Width Modulation signal)를 인가하는 LED 드라이버를 포함한다. 일 실시예에서, LED 드라이버는 제1 트랜지스터와 직렬로 연결된 LED 스트링을 구동(drive)한다. LED 콘트롤러는 PWM 신호를 생성하도록 구성된다. 부스트 PWM 생성기(boosted PWM generator)는 PWM 신호에 기초하여 부스트 PWM 신호(boosted PWM signal)을 생성한다. 부스트 PWM 신호는, 제1 트랜지스터를 온(on) 또는 오프(off)로 하기 위해, 제1 트랜지스터를 구동한다. 부스트 PWM 신호는, 제1 트랜지스터가 온(on)일 때 제1 트랜지스터의 소스 전압(source voltage)에 따라 상승(rise) 및 하강(fall)하는 진폭(amplitude)을 가진다. PWM 트랜지스터의 게이트 소스 전압(gate-source voltage)은, 따라서, 실질적으로 일정한 전압으로 유지된다.

일 실시예에서, 전류 미러 회로(current mirror circuit)는 LED 콘트롤러(LED controller)에 의하여 세트되는 시드 전류(seed current)를 수신하고, PWM 트랜지스터가 온(on)일 때, LED 스트링 및 제1 트랜지스터를 통하는 LED 전류(LED current)를 제어한다.

일 실시예에서, 프로그래머블 트리밍 회로(programmable trimming circuit)는 전류 미러 회로(current mirror circuit)에 연결된다. 프로그래머블 트리밍 회로는, 상기 시드 전류에 실질적으로 비례하는 LED 전류의 일부(a portion of the LED current that is substantially proportional to the seed current)를 생성하도록 구성된다. 상기 프로그래머블 트리밍 회로에 의하여 생성되는 LED 전류의 일부는 하나 이상의 프로그래머블 트리밍 비트(programmable trimming bits)에 의하여 제어된다.

LED 드라이버는, 종래 아키텍처와 비교하여 비교적 낮은 저항(resistance)으로, LED 전류 패스(LED current path)를 제공하고, 따라서 좋은 파워 효율(power efficiency)을 제공한다. 더욱이, 트리밍 회로(trimming circuit)는 트랜지스터들 사이의 제조 편차(manufacturing variations)를 보상하도록 프로그램될 수 있으며, 이에 의하여, 종래 아키텍처와 비교하여 전류 미스매치(current mismatch)를 줄이고, 그라운드 노이즈 리젝션(ground noise rejection)을 향상시킨다.

본 명세서에 설명된 특징 및 장점이 모두 포괄적(inclusive)인 것은 아니며, 특히 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 사람들은 도면, 명세서 및 특허청구범위로부터 많은 추가적인 특징들 및 장점들을 알 수 있을 것이다. 더욱이, 명세서에서 사용된 언어는 주로 읽기 쉽고 이해하기 쉽도록 하는 목적으로 선택된 것이며, 발명의 대상을 한정(delineate)하거나 제한(circumscribe)하기 위해 선택된 것은 아니다.

본 발명의 실시예들의 가르침(teachings)은 첨부된 도면과 관련된 후술하는 상세한 설명을 참조함으로써 잘 이해될 수 있다.
도 1은 LED 드라이버 회로(LED driver circuit)의 실시예를 설명하는 회로도(circuit diagram)이다.
도 2는 부스트 PWM 회로(boosted PWM circuit)의 실시예를 설명하는 회로도이다.
도 3은 일실시예에 따라 부스트 PWM 회로의 동작을 설명하는 파형도(wavefrom diagram)이다.

도면 및 후술하는 설명은 본 발명의 바람직한 실시예들을 예시하기 위한 것이다. 아래의 설명으로부터, 여기에 개시된 구조 및 방법들의 대안적 실시예가, 청구된 발명의 원리로부터 벗어남이 없이 채택될 수 있는 실행 가능한 대안으로 쉽게 인식될 수 있다.

본 발명의 예들이 첨부되는 도면에 도시되고, 본 발명의 여러 실시예들에 구체적으로 참조될 것이다. 실제적으로(practicable) 비슷하거나 유사한 참조 번호가 사용될 수 있고, 비슷하거나 유사한 기능을 지시할 수 있다. 기술 분야에서 통상의 기술을 가지는 자는 아래의 설명으로부터 여기에 설명된 구조 및 방법의 대안적 실시예들이 여기에 설명된 발명의 원리로부터 벗어남이 없이 채택될 수 있다는 것을 쉽게 알 수 있다.

일반적으로, LED 드라이버(LED driver)는 LED 스트링(LED string)을 통한 LED 전류(LED current)를 제어한다. LED 콘트롤러(LED controller)는, LED 전류 패스(LED current path)를 통한 피크 전류(peak current)를 세트하는 전류 제어 신호(current control signal)를 제공한다. 전류 미러 회로(current mirror circuit)은 LED 전류 패스(LED current path)에서 어떤 고정 센스 저항기(fixed sense resistor)를 요구하지 않고 전류를 제어한다. 부스트 PWM 생성기(boosted PWM generator)는 LED 스트링의 밝기(brightness)를 제어하기 위해 PWM 트랜지스터(PWM transistor)를 구동한다. 부스트 PWM 생성기는 PWM 트랜지스터의 소스 전압(source voltage) Vs에 의하여 PWM 신호(PWM signal)를 부스트(boost)하여, PWM 트랜지스터가 거의 파워 서플라이 전압(power supply voltage) V_DD에 유지되는 실질적으로 일정한(substantially constant) 게이트 소스 전압(gate-source voltage) V_GS로 동작하게 한다. LED 트리밍 회로(LED trimming circuit)는, 트랜지스터들 사이의 제조 편차(manufacturing variations)의 원인이 되는 LED 전류를 정밀하게 캘리브레이트(calibrate)하는 하나 이상의 프로그래머블 트리밍 트랜지스터(programmable trimming transistors)를 포함한다. 전체적으로, 설명된 LED 드라이버는 종래의 아키텍처와 비교하여 향상된 파워 효율(power efficiency) 및 그라운드 노이즈 리젝션(ground noise rejection)을 제공하고, 이는 3D 모드 및 스캔 모드 LED 백라이트 응용에 특히 유용하다.

LED 드라이버 아키텍처(LED Driver Architecture)

도 1은 LED 스트링(112)을 드라이브하는 LED 드라이버(100)의 제1 실시예의 회로도이다. LED 드라이버(100)는 LED 콘트롤러(102), 부스트 PWM 트랜지스터(boosted PWM transistor)(116)에 의하여 구동되는 PWM 트랜지스터 M1, 트리밍 회로(trimming circuit)(114) 및 전류 미러 회로(current mirror circuit)(122)를 포함한다. 전류 미러 회로(122)는 제1 전류 패스(first current path)(104), 제2 전류 패스(second current path)(108), LED 전류 패스(LED current path)(110), 및 증폭기(amplifiers) amp1, amp2를 종합하여(collectively) 포함한다. 대안적 실시예들은, 설명의 편의를 위하여 도 1에서는 생략된 추가적인 구성요소들을 포함할 수 있다.

LED 콘트롤러(102)는 디지털 제어 신호(digital control signals) PWM, CLK, 및 ictrl을 출력한다. PWM 및 CLK 신호는 부스트 PWM 생성기(boosted PWM generator)(116)에 출력되어, LED 스트링(112)의 밝기를 제어하는데 사용되며, 이는 아래에서 좀 더 상세히 설명될 것이다. ictrl은 전류 미러 회로(current mirror circuit)(122)를 통해 LED 스트링(112)을 통한 피크 전류(peak current)를 간접적으로 제어하는 전류 제어 신호(current control signal)이다. 일 실시예에서, ictrl은 제1 전류 패스(104)를 통한 시드 전류(seed current) Iseed를 세트하기 위해 전류 소스(current source)(106)를 제어한다. Iseed 및 저항기 Rp1의 값은 함께(collectively) 노드 X에서의 전압을 결정한다. 특히, Iseed가 증가함에 따라, 저항기 Rp1에 걸리는 전압 강하(voltage drop)는 증가하고, 노드 X에서의 전압은 감소한다.

제2 전류 패스(108)에서, 저항기 Rp2, 트랜지스터 M4, 및 트랜지스터 M3는 직렬로 연결된다. 증폭기 Amp2는 노드 X 및 노드 Y 사이의 전압 차를 증폭하고, 트랜지스터 M3의 게이트를 제어하는 기준 전압(reference voltage) Vr을 생성한다. 동작에서, 이 피드백 루프(feedback loop)는 전압 X를 감지(sense)하고, 비례적으로 전압 Y를 조정하는 데 사용된다. 예를 들어, 전압 X가 전압 Y에 대해 증가하면, Vr은 감소한다. 이는 제2 전류 패스(108)를 통한 전류 I₂를 감소시키고, 이에 의하여, 저항 Rp2에 걸리는 전압 강하를 낮추고(lower), 노드 Y에서의 전압을 증가시킨다. 만약 Rp1 및 Rp2가 동일한 저항기를 가지면, 피드백 루프는 전압 X와 동일한 레벨에서 전압 Y를 유지할 것이다. 이렇게, Iseed는 제2 전류 패스(108)에 복사되고, I₂ = Iseed가 된다. 대안적 실시예에서, 전압 Y는 전압 X에 비례하여 움직이고, 전류 I₂는, Rp1과 Rp2 사이의 비(ratio)에 의존하는(dependent) 이득(gain)으로 Iseed에 비례적으로 움직일 것이다.

LED 전류 패스(110)에서, 고 전압 트랜지스터 M1 및 트랜지스터 M2는 LED 스트링(112)과 직렬로 연결된다. 연산 증폭기(operational amplifier) amp1은 트랜지스터 M3 및 M2 의 드레인 전압(drain voltage)(각각 노드 A 및 B에서의 전압)의 차를 증폭하고, 이 증폭된 출력은 제2 전류 패스(108)에 있는 트랜지스터 M4의 게이트를 드라이브한다. PWM이 오프(off)일 때(즉, V_G가 로(low)일 때), 트랜지스터 M1은 오프(off)로 되고, LED 전류 I_LED의 흐름을 끊는다. 이는 다시 트랜지스터 M4가 오프(off)가 되게 하고 상기 피드백 루프를 셧다운(shut down)한다. PWM이 온(on)일 때(즉, V_G가 하이(high)일 때), LED 전류 I_LED는 트랜지스터 M1 및 M2를 통해서 흐른다. 증폭기 amp1은 노드 B에서 전압을 감지하고 트랜지스터 M4를 제어하여, 노드 A에서의 전압이 노드 B에서의 전압과 매치(match)하도록 한다. 트랜지스터 M2는 트랜지스터 M3와 게이트 전압(gate voltage) Vr을 공유한다. 이와 같이, 트랜지스터 M2는 트랜지스터 M3와 동일한 드레인, 소스 및 게이트 전압을 가지기 때문에, PWM이 온(on)이면, 트랜지스터 M2를 통한 전류 I_M2는 M3를 통한 전류 I₂에 비례적으로 움직인다. 전류 미러(current mirror)의 전류 이득(current gain)은 M2 및 M3 사이의 제조 편차(manufacturing variations)에 의존한다. 예를 들어, 트랜지스터의 길이 및/또는 폭을 다르게 함으로써, 다른 이득 팩터(gain factor) m을 얻을 수 있다. 이와 같이, 예를 들어, 트랜지스터 M3가 m=1인 이득 팩터(gain factor)를 가지고, 트랜지스터 M2가 m=N인 이득 팩터를 가진다면, 트랜지스터 M2를 통한 전류 I_M2는 I_M2 = N * I₂로 주어진다. 일 실시예에서, 예를 들어, 전류 패스(104 및 108)를 통한 매우 낮은 전류(및 낮은 파워)만을 사용하여 LED 드라이버(100)가 I_LED를 제어할 수 있도록 하는

이다.

트리밍 회로(Trimming Circuit)

트리밍 회로(114)는 트랜지스터들 사이의 제조 편차(manufacturing variations) 및 그라운드 노이즈(ground noise)의 원인이 되는 I_LED의 정밀한 캘리브레이션(fine calibration)을 가능하게 한다. 일 실시예에서, 트리밍 회로(114)는, 캘리브레이션 비트(calibration bit)에 의하여 각각 독립적으로 온(on) 또는 오프(off)로 되는 하나 이상의 트리밍 트랜지스터(trimming transistors)를 포함한다. 일 실시예에서, 캘리브레이션 비트는, LED 드라이버(LED driver)의 제조(manufacture)에 이어지는 테스팅 단계 동안 영구적으로 프로그램될 수 있다.

설명된 실시예에서, 3개의 트리밍 트랜지스터 M_t0, M_t1, M_t2를 포함하는 3 비트 트리밍 회로(three bit trimming circuit)(114)가 사용된다. 상기 트리밍 트랜지스터 각각의 소스 및 드레인은, 트랜지스터 M2의 소스 및 드레인에 각각 연결된다. 각 트리밍 트랜지스터는, 대응하는 캘리브레이션 비트에 의존하여 LED 전류 패스(LED current path)(110)로부터 트리밍 트랜지스터를 커플(couple)하거나 디커플(decouple)하는 한 쌍의 스위치에 의하여 제어된다. 예를 들어, 캘리브레이션 비트 0이 인가되면, 스위치 t<0>이 단락(close)되고 스위치 tb<0>가 개방(open)되며, 이렇게 해서 트리밍 트랜지스터 M_t0의 게이트를 기준 전압(reference voltage) Vr에 커플링한다. 결과적으로, 전류 I_t0가 트리밍 트랜지스터 M_t0를 통해서 흐른다. 역으로, 캘리브레이션 비트 0이 인가되지 않으면, 스위치 t<0>가 개방(open)되고 스위치 tb<0>가 단락(close)되며, 이렇게 해서 트리밍 트랜지스터 M_t0의 게이트를 그라운드(ground)에 커플링하고, 효과적으로 전류 I_t0를 0으로 낮춘다. 스위치 t<1> 및 tb<1>은 캘리브레이션 비트 1에 기초하여 트랜지스터 M_t1을 제어하기 위해 비슷하게 동작하고, 스위치 t<2> 및 tb<2>는 캘리브레이션 비트 2에 기초하여 트랜지스터 M_t2을 제어하기 위해 비슷하게 동작한다.

이렇게, 캘리브레이션 비트가 세트되면, 대응하는 트리밍 트랜지스터는 트랜지스터 M2에 병렬로 연결되고, 동일한 드레인, 소스 및 게이트 전압을 가진다. 따라서, I_LED는 다양한 캘리브레이션 비트를 세팅함으로써 증가될 수 있다. 전체 LED 전류는 I_LED = I_m2 + I_t0 + I_t1 + I_t2로 주어진다. 온(on)으로 된 각 트리밍 트랜지스터를 통해서 흐르는 전류의 양은, M2를 통한 전류에 비례하고, 트리밍 트랜지스터의 이득 팩터(gain factor)에 의존할 것이다.

설명된 실시예에서, 제1 트리밍 트랜지스터(first trimming transistor) M_t0는 m=N/100의 이득 팩터(gain factor)를 가지고, 온(on)으로 토글(toggle)되었을 때 1%만큼 I_LED를 증가시킨다. 제2 트리밍 트랜지스터(second trimming transistor) M_t1는 m=2N/100의 이득 팩터(gain factor)를 가지고, 온(on)으로 토글(toggle)되었을 때 2%만큼 I_LED를 증가시킨다. 제3 트리밍 트랜지스터(third trimming transistor) M_t2는 m=3N/100의 이득 팩터(gain factor)를 가지고, 온(on)으로 토글(toggle)되었을 때 3%만큼 I_LED를 증가시킨다. 트리밍 비트의 서로 다른 조합들을 토글 온 또는 오프(toggle on or off)함으로써, I_LED는 1% 증가 내 0-6%로부터 어디까지 증가될 수 있다(I_LED can be increased anywhere from 0-6% in 1 increments). 대안적 실시예에서, 사용되는 캘리브레이션 비트의 수를 변경하고/하거나 트리밍 트랜지스터의 이득 팩터 m을 변경함으로써, 다른 캘리브레이션 범위(calibration range) 또는 정확도 수준(level of precision)을 달성할 수 있다.

일 실시예에서, 트리밍 스위치 t<0>, tb<0>, t<1>, tb<1>, t<2>, tb<2>는, 폴리퓨즈(polyfuse)와 같은 원타임 프로그래머블 메모리 구성요소(one-time programmable memory component)를 사용하여 구현될 수 있다. 이 스위치들은, LED 드라이버(100)의 테스팅 단계 동안 관찰된 캘리브레이션 결과에 기초하여 프로그램 될 수 있다.

부스트 PWM 콘트롤러(boosted PWM Controller)

부스트 PWM 콘트롤러(boosted PWM controller)(116)는 LED 콘트롤러(102)로부터 펄스 폭 변조 신호(Pulse Width Modulation signal) PWM 및 클록 신호(clock signal) CLK를 수신하고, PWM 트랜지스터 M1의 소스 전압 Vs을 감지(sense)한다. LED 콘트롤러(102)는, LED 스트링(112)의 희망 밝기(desired brightness)를 달성하기 위해, PWM의 듀티 사이클(duty cycle)을 변경(vary)한다. 부스트 PWM 콘트롤러(116)는, PWM 트랜지스터 M1을 드라이브하기 위해, 게이트 전압 V_G로 부스트 PWM 신호(boosted PWM signal)를 생성한다. V_G는 PWM과 동일하거나 실질적으로 유사한 듀티 사이클을 가지지만, PWM이 인가되었을 때 Vs와 계속적으로 변화하고 Vs에 의하여 진폭(amplitude)으로 부스트(boost)된다. Vs를 가지고 V_G를 변화시킴으로써, 트랜지스터 M1의 V_GS는 Vdd의 실질적으로 일정한 전압으로 유지되는 것이 보장된다.

트랜지스터 M1의 턴 온 임피던스(turn-on impedance)는 수학식 3으로 주어진다.

여기서, μ_n은 전자이동도(electron mobility), C_ox는 옥사이드 커패시턴스(oxide capacitance), V_th는 턴 온 스레시홀드 전압(turn on threshold voltage), W는 게이트 폭(gate width), L은 게이트 길이(gate length)이다. μ_n, C_ox, V_th, W 및 L은 모두 제조 및 설계 공정을 통해 정의되는 상수이다. 이렇게 턴 온 임피던스는 V_GS = V_G - V_S에 역비례(inversely proportional)한다. 따라서, V_GS = Vdd를 유지하기 위해, 부스트 PWM 콘트롤러(boosted PWM controller)(116)를 사용함으로써, 트랜지스터 M1의 턴 온 임피던스가 최소화되고, 부스트 PWM(boosted PWM)이 없는 전통적인 LED 드라이버 아키텍처보다 향상된 파워 효율(power efficiency)을 제공한다.

도 2는 부스트 PWM 콘트롤러(boosted PWM controller)(116)의 예시적 실시예를 도시한다. 일 실시예에서, 부스트 PWM 콘트롤러(boosted PWM controller)(116)는 클록 생성기 회로(clock generator circuit)(202) 및 부스팅 회로(boosting circuit)(204)를 포함한다. 더욱이, 인버터(225)는 PWM으로부터 인버트된 PWM 신호(inverted PWM signal) PWM_b를 생성한다.

클럭 생성기 회로(clock generator circuit)(202)은 입력 클록(input clock) CLK를 수신하고, 제1 출력 클록 신호(first output clock signal) Φ1 및 제2 출력 클록 신호(second output clock signal) Φ2를 생성한다. 상기 제1 출력 클록 신호 Φ1 및 제2 출력 클록 Φ2은, PWM이 인가되었을 때 논-오버래핑(non-overlapping)이고(즉, Φ1이 인가되었을 때 Φ2는 절대로 인가되지 않고, 그 역도 마찬가지이다), PWM이 로(low)일 때 로(low)이다. 클록 생성기 회로의 실시예는 표준 논리 게이트(standard logic gates)를 사용하여 구현될 수 있다. 예를 들어, 일 실시예에서, CLK 및 인버터(inverter)(216)의 출력은 NAND 게이트(204)의 입력에 연결된다. NAND 게이트(204)의 출력은 직렬로 배열된 인버터들(206, 208)에 연결된다. 인버터(208)의 출력은 PWM으로 AND 게이트(218)에 의하여 마스크되어, PWM이 로(low)이면 출력 Φ1은 로(low)이고, PWM이 인가되면 출력 Φ1은 인버터(208)의 출력을 따른다. CLK는 또한 NOT 게이트(210)에 의하여 인버트(invert)된다. 인버트된 CLK 신호(inverted CLK signal) 및 인버터(208)의 출력은 NAND 게이트(212)의 입력으로 연결된다. NAND 게이트(212)의 출력은 직렬로 배열된 인버터(214, 216)에 연결된다. 인버터(216)의 출력은 AND 게이트(220)에 의하여 마스크되어, PWM이 로(low)이면 출력 Φ2가 로(low)이고, PWM이 인가되면 출력 Φ2는 인버터(216)의 출력을 따른다.

CLK가 로(low)일 때, NAND 게이트(204)의 출력 및 인버터(208)의 출력은 하이(high)이고, 이렇게 해서 Φ2는 로(low)가 된다(만약 PWM이 인가되면). 역으로, CLK가 하이(high)일 때, NAND 게이트(212)의 출력 및 인버터(216)의 출력은 하이(high)이고, 이렇게 해서 Φ1은 로(low)가 된다(만약 PWM이 인가되면). 결과적으로, PWM이 인가될 때, 로직 지연(logic delay)에 기초하여 CLK로부터 위상 시프트(phase shifed) 신호로, Φ1은 CLK를 따르고, Φ2는 인버트된 CLK(inverted CLK)를 따른다. 이렇게, PWM이 인가될 때, Φ1 및 Φ2는 동일한 주파수를 가지고, Φ2의 온 타임(on-times)은 Φ1의 온 타임(on-times)과 논-오버래핑(non-overlapping)이다. 대안적 실시예에서, 클록 생성기(202)의 다른 구현이 사용될 수 있다.

부스팅 회로(boosting circuit)(204)는, PWM_b 및 Vs에 기초하여 부스트 PWM 출력 신호(boosted PWM output signal) V_G를 생성하기 위해 Φ1 및 Φ2를 이용한다. 부스팅 회로(204)는 스위치 s1, s2, s3, s4, s5의 세트, 커패시터 C1, 및 연산 증폭기(operational amplifier)(222)를 포함한다. Φ1이 인가되면(따라서, Φ2가 로(low)이면), 스위치 s1 및 s2는 단락(close)되고, 스위치 s3 및 s4는 개방(open)된다. 이는 Vdd와 그라운드(ground) 사이의 커패시터 C1을 커플(couple)하고, 따라서 C1을 충전(charge)하고, C1에 걸리는 전압 Vdd를 생성한다. Φ1이 로(low)로 가면(따라서, Φ2가 인가되면), 스위치 s1 및 s2는 개방(open)되고, 스위치 s3 및 s4는 단락(close)된다. 연산 증폭기(222)는 Vs를 버퍼하기 위한 전압 폴로어(voltage follower)(즉, 버퍼(buffer))로 구성되고, Vs를 따르는 버퍼 전압(buffered voltage) Vs_buf를 출력한다. 커패시터 C1은, 그러므로, vs_buf 및 출력 전압 V_G 사이를 커플(couple)한다. 스위치 s5가 개방(open)되어 있다고 가정(assume)하면(즉, PWM이 하이(high)일 때), 버퍼 전압 Vs_buf는 커패시터 C1에 걸리는 전압 Vdd에 추가되고, 부스트 출력(boosted output) V_G = Vdd + Vs를 생성(yield)한다. PWM_b가 인가되었을 때(PWM이 로(low)일 때), 스위치 s5는 단락(close)되고, V_G는 0으로 떨어진다. 이렇게, V_G는 PWM과 동일한 듀티 사이클을 따르지만, PWM이 인가되었을 때 그 진폭은 V_G + Vs로 부스트(boost)된다.

도 3은 부스트 PWM 생성기(boosted PWM generator)(116)의 동작을 보여주는 파형도(waveform diagram)이다. 신호 PWM, PWM_b, CLK, Φ1, Φ2, 및 V_G가 도시된다. 도시된 바와 같이, Φ1 및 Φ2는 CLK로부터 생성된 논-오버래핑(non-overlapping) 클록 신호이다. 트랜지스터 M1의 게이트에서 부스트 PWM 신호(boosted PWM signal) V_G는 거의(approximately) PWM을 따르는 듀티 사이클을 가지지만, 그 진폭은 ΔV = Vs로 부스트(boost)된다. V_G의 상승 시간(rise time) t_r 및 하강 시간(falling time) t_f는, CLK의 주파수가 PWM의 주파수에 대하여 증가함에 따라, 일반적으로 줄어든다. 이러한 파라미터들은 LED 드라이버(100)의 희망 성능 특징(desired performance characteristics)에 의존하여 조정될 수 있다.

상기에서 설명된 LED 드라이버는 종래의 아키텍처에 비하여 몇 가지 이점을 제공한다. 첫째, LED 전류를 제어하기 위하여 전류 미러 구성(current mirror configuration)을 이용함으로써, LED 드라이버가 LED 전류 패스(LED current path)에 어떤 고정 저항기(fixed resistor)를 가지지 않고서도 동작할 수 있다. 이는 LED 전류 패스 상의 저항기를 줄이고, 전체 파워 효율(overall power efficiency)을 향상시킨다. 둘째, PWM 트랜지스터를 구동하기 위하여 부스트 PWM 생성기를 채용함으로써, PWM 트랜지스터가 약(approximately) V_DD로 유지되는 실질적으로 일정한(substantially constant) V_GS로 동작한다. 이는 PWM 트랜지스터의 턴 온 임피던스(turn-on impedance)를 향상시키고, 나아가 전체 파워 소모(overall power consumption)을 줄인다. 세째, 상기 LED 드라이버는, LED 전류의 정밀한 캘리브레이션(fine calibration)을 가능하게 하는 LED 트리밍 회로(LED trimming circuit)을 포함한다. 상기 LED 트리밍 회로는 캘리브레이션 단계(calibration stage) 동안 트랜지스터들 사이의 제조 편차(manufacturing variations)를 책임지도록 프로그램될 수 있다. 이는 전류 미스매치(current mismatch)를 줄이고, LED 드라이버의 그라운드 노이즈 리젝션(ground noise rejection)을 향상시킨다. 상기 LED 드라이버는 그 향상된 파워 효율(power efficiency)에 기초하여 종래 아키텍처와 연관된 발열 이슈(thermal issue)를 회피할 수 있기 때문에, 설명된 LED 드라이버 아키텍처(LED driver architecture)는 특히 고 전류 응용(high current application)에 유용하다.

이 개시를 읽으면, 기술이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자(당업자)는 상기 LED 드라이버에 대한 다른 대안적 설계가 있을 수 있음을 알 것이다. 따라서, 본 발명의 구체적인 실시예 및 응용이 설명되고 도시되었지만, 본 발명은 여기에 개시된 정확한 구성 및 구성요소에 한정되는 것이 아니고, 후술하는 특허청구범위에 정의된 바와 같은 발명의 정신 및 범위로부터 벗어나지 않고, 여기에 개시된 본 발명의 방법 및 장치의 배치(arrangement), 동작(operation) 및 구체적 부분(details)에 당업자에게 명백한(apparent) 다양한 변형례(modifications), 변경(changes), 및 변화(variation) 등이 될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

Claims

제1 트랜지스터와 직렬로 연결된(coupled) LED 스트링을 구동하기 위한 LED 드라이버에 있어서,
PWM 신호를 생성하도록 구성된 LED 콘트롤러; 및
상기 PWM 신호에 기초하여 부스트 PWM 신호를 생성하도록 구성된 부스트 PWM 생성기 - 상기 부스트 PWM 신호는 상기 제1 트랜지스터를 온(on) 및 오프(off)로 하기 위해 상기 제1 트랜지스터를 구동하고, 상기 부스트 PWM 신호는, 제1 트랜지스터가 온(on)으로 되어 상기 제1 트랜지스터의 게이트 소스 전압이 일정한 전압(constant voltage)으로 유지될 때, 상기 제1 트랜지스터의 소스 전압에 따라 상승(rise) 및 하강(fall)하는 진폭(amplitude)을 가지고, 상기 제1 트랜지스터의 상기 소스 전압은 그라운드(ground)에 대해 상승 및 하강함. -
를 포함하는 LED 드라이버.
제1항에 있어서,
상기 PWM 트랜지스터가 온(on)으로 될 때, 상기 LED 스트링 및 상기 제1 트랜지스터를 통한 LED 전류를 제어하고, 상기 LED 콘트롤러에 의하여 세트되는 시드 전류를 수신하는 전류 미러 회로
를 더 포함하고,
상기 LED 전류는 상기 시드 전류와 함께 변화하는
LED 드라이버.
제2항에 있어서,
상기 LED 스트링 및 상기 제1 트랜지스터와 직렬로 연결된 제2 트랜지스터
를 더 포함하고,
상기 제1 트랜지스터가 온(on)으로 될 때, 상기 제2 트랜지스터는 상기 LED 스트링을 통한 상기 LED 전류의 적어도 제1 부분(first portion)을 제어하도록 구성되고,
상기 LED 전류의 상기 제1 부분은 상기 시드 전류에 비례하는
LED 드라이버.
제3항에 있어서,
상기 전류 미러 회로에 연결되고, 상기 시드 전류에 비례하는 상기 LED 전류의 상기 제1 부분을 생성하도록 구성되는 프로그래머블 트리밍 회로
를 더 포함하고,
상기 LED 저류의 제2 부분은 하나 이상의 프로그래머블 트리밍 비트에 의하여 제어되는
LED 드라이버.
제4항에 있어서,
상기 프로그래머블 트리밍 비트는,
제1 트리밍 비트(first trimming bit)에 의하여 제어 가능한 제1 스위치;
상기 제1 스위치가 단락(close)되었을 때 상기 LED 전류의 상기 제2 부분의 적어도 일부를 도전(conduct)하고, 상기 제1 스위치가 개방(open)되었을 때 오프로 되도록 구성되는 제1 트리밍 트랜지스터(first trimming transistor)
를 포함하는 LED 드라이버,
제2항에 있어서,
상기 전류 미러 회로는,
상기 LED 콘트롤러로부터의 전류 제어 신호에 따라 상기 시드 전류를 드로(draw)하도록 구성되는 제1 전류 패스(first current path);
상기 시드 전류에 비례하는 제2 전류를 드로(draw)하도록 구성되는 제2 전류 패스(second current path); 및
상기 제2 전류에 비례하는 상기 LED 전류를 드로(draw)하도록 구성되는 LED 전류 패스
를 포함하는 LED 드라이버.
제1항에 있어서,
상기 부스트 PWM 생성기(boosted PWM generator)는,
동일한 주파수를 가지는 제1 클록 신호(first clock signal) 및 제2 클록 신호(second clock signal)을 생성하도록 구성된 클록 생성기 회로 - 상기 PWM 신호가 인가(assert)되었을 때, 상기 제2 클록 신호의 온 타임(on-time)은 상기 제1 클록 신호의 온 타임(on-times)과 논-오버래핑함 -; 및
상기 제1 클록 신호가 인가(assert)되었을 때 커패시터를 충전(charge)하고, 상기 제2 클록 신호가 인가(assert)되었을 때 상기 부스트 PWM 신호를 생성하기 위해 상기 커패시터에 걸리는 전압을 부스트(boost)하도록 구성된 부스팅 회로
를 포함하는 LED 드라이버.
제7항에 있어서, 상기 부스팅 회로는,
상기 제1 트랜지스터의 상기 소스 전압을 버퍼링(buffering)하는 버퍼
를 포함하는 LED 드라이버.
제7항에 있어서,
상기 부스팅 회로는,
버퍼된 소스 전압(buffered source voltage)을 생성하기 위해 상기 PWM 트랜지스터의 상기 소스 전압을 버퍼하도록 구성된 증폭기;
상기 제1 클록 신호가 인가되면 단락(close)되고, 상기 제2 클록 신호가 인가되면 개방(open)되는 제1 세트의 스위치(a first set of switches) - 상기 제1 세트의 스위치는, 상기 제1 세트의 스위치가 단락되었을 때 파워 서플라이(power supply) 및 그라운드(ground) 사이의 커패시터를 커플링(coupling)하고, 상기 제2 세트의 스위치가 개방되었을 때 상기 파워 서플라이 및 그라운드로부터 상기 커패시터를 디커플링(decoupling)함 -;
상기 제1 클록 신호가 인가되면 개방(open)되고, 상기 제2 클록 신호가 인가되면 단락(close)되는 제2 세트의 스위치(a second set of switches) - 상기 제2 세트의 스위치는, 상기 제2 세트의 스위치가 단락되었을 때 상기 버퍼된 소스 전압 및 출력 전압 사이의 커패시터를 커플링(coupling)함 -; 및
인버트 PWM 신호(inverted PWM signal)이 인가되었을 때 단락되는 PWM 스위치(PWM switch) - 단락되었을 때 상기 PWM 스위치는 상기 부스트 PWM 신호를 그라운드에 커플링(coupling)함 -
를 포함하는 LED 드라이버.
제1항에 있어서,
상기 LED 콘트롤러는, 상기 LED 스트링(LED string)을 통한 희망 피크 전류(desired peak current)를 지정(specify)하는 전류 제어 신호 및 희망 밝기(desired brightness)에 따라 듀티 사이클 세트(duty cycle set)로 상기 PWM 신호를 생성하고,
상기 부스트 PWM 신호는 상기 PWM 신호와 동일한 듀티 사이클을 가지는
LED 드라이버.
LED 스트링과 직렬로 연결된 제1 트랜지스터를 구동하는 방법에 있어서,
LED 콘트롤러로부터 PWM 신호를 수신하는 단계;
상기 PWM 신호에 기초하여 부스트 PWM 신호를 생성하는 단계 - 상기 부스트 PWM 신호는, 상기 제1 트랜지스터가 온(on)으로 되어 상기 제1 트랜지스터의 게이트 소스 전압이 일정한 전압(constant voltage)으로 유지될 때, 상기 제1 트랜지스터의 소스 전압에 따라 상승(rise) 및 하강(fall)하는 진폭(amplitude)을 가지고, 상기 제1 트랜지스터의 상기 소스 전압은 그라운드에 대해 상승 및 하강함 -; 및
상기 LED 스트링을 통한 전류를 제어하기 위하여 상기 제1 트랜지스터의 게이트(gate)에 상기 부스트 PWM 신호를 출력하는 단계
를 포함하는 구동 방법.
제11항에 있어서,
상기 LED 콘트롤러로부터 전류 제어 신호를 수신하는 단계 - 상기 전류 제어 신호는, 상기 제1 트랜지스터가 온(on)으로 될 때, 상기 LED 스트링을 통한 피크 전류를 지정(specify)함 -;
상기 전류 제어 신호에 따라 시드 전류 세트(seed current set)를 생성하는 단계; 및
상기 PWM 트랜지스터가 온(on)으로 될 때, 상기 LED 스트링을 통한 LED 전류의 적어도 일부(at least a portion of an LED current)를 도전(conduct)하기 위해, 상기 제1 트랜지스터와 직렬로 연결된 제2 트랜지스터를 제어하는 단계
를 더 포함하는 구동 방법.
제12항에 있어서,
캘리브레이션 단계 동안 스위치의 세트(a set of switch)를 프로그래밍하는 단계 - 상기 스위치는, 트리밍 비트의 세트(a set of trimming bits)에 의존하여 상기 LED 전류로부터 트리밍 트랜지스터를 커플(couple) 또는 디커플(decouple)하고, 상기 LED 전류는 세트된 각 트리밍 비트에 대하여 증가함 -
를 더 포함하는 구동 방법.
제13항에 있어서,
상기 스위치의 세트(a set of switch)를 프로그래밍하는 상기 단계는,
제1 트리밍 비트가 세트될 때, 제1 고정 퍼센트(first fixed percentage)에 의하여 상기 LED 전류를 증가시키는 단계; 및
제2 트리밍 비트가 세트될 때, 제2 고정 퍼센트(second fixed percentage)에 의하여 상기 LED 전류를 증가시키는 단계
를 포함하는 구동 방법.
제12항에 있어서,
상기 제2 트랜지스터를 제어하는 상기 단계는,
상기 LED 콘트롤러로부터 상기 전류 제어 신호에 따라 제1 전류 패스(first current path)에 있는 상기 시드 전류를 제어하는 단계;
상기 시드 전류에 비례적으로 변동(vary proportionally)하도록 제2 전류 패스(second current path)에 있는 제2 전류를 제어하는 단계; 및
상기 제2 전류에 비례적으로 변동하도록 LED 전류 패스에 있는 상기 LED 전류를 제어하는 단계
를 포함하는 구동 방법.
제15항에 있어서,
상기 제2 전류를 제어하는 상기 단계는,
증폭된 기준 전압(amplified reference voltage)을 생성하기 위해 상기 시드 전류에 비례적인 제1 전압 및 상기 제2 전류에 비례적인 제2 전압 간의 차이를 증폭하는 단계; 및
상기 제2 전류 패스에 있는 제3 트랜지스터의 게이트를 제어하기 위해 피드백 루프에서 상기 증폭된 기준 전압을 출력하는 단계
를 포함하는 구동 방법.
제16항에 있어서,
증폭된 피드백 전압(amplified feedback voltage)를 생성하기 위해 상기 제2 트랜지스터의 드레인 전압 및 상기 제3 트랜지스터의 드레인 전압 간의 차이를 증폭하는 단계; 및
상기 제2 전류 패스에 있는 제4 트랜지스터의 게이트를 제어하기 위해 상기 증폭된 피드백 전압을 출력하는 단계
를 더 포함하는 구동 방법.
제11항에 있어서,
상기 부스트 PWM 신호를 생성하는 상기 단계는,
동일한 주파수를 가지는 제1 클록 신호 및 제2 클록 신호를 생성하는 단계 - 상기 제2 클록 신호의 온 타임(on-time)은 상기 제1 클록 신호의 온 타임(on-times)과 논-오버래핑함 -;
상기 제1 클록 신호가 인가(assert)되었을 때 커패시터를 충전(charge)하는 단계;
상기 제2 클록 신호가 인가(assert)되었을 때 상기 부스트 PWM 신호를 생성하기 위해 상기 커패시터에 걸려 저장되는 전압(voltage stored across the capacitor)을 부스트하는 단계
를 포함하는 구동 방법.
제18항에 있어서,
버퍼된 소스 전압(buffered source voltage)을 생성하기 위해 상기 PWM 트랜지스터의 상기 소스 전압을 버퍼하는 단계;
상기 제1 클록 신호가 인가되면 파워 서플라이(power supply) 및 그라운드(ground) 사이의 커패시터를 커플링(coupling)하는 단계;
상기 제2 클록 신호가 인가되면 상기 버퍼된 소스 전압 및 출력 전압 사이의 커패시터를 커플링(coupling)하는 단계; 및
인버트 PWM 신호(inverted PWM signal)이 인가되면 상기 부스트 PWM 신호를 그라운드(ground)로 커플링(coupling)하는 단계;
를 포함하는 구동 방법.
제1 트랜지스터와 직렬로 연결된 LED 스트링을 구동하기 위한 LED 드라이버에 있어서,
제1 전류 패스를 통한 시드 전류를 세트하는 전류 제어 신호를 제공하도록 구성된 LED 콘트롤러; 및
상기 제1 트랜지스터가 온(on)으로 될 때, 상기 LED 스트링 및 상기 제1 트랜지스터를 통한 LED 전류를 제어하고, 상기 LED 콘트롤러에 의하여 세트되는 상기 시드 전류를 수신하는 전류 미러 회로 - 상기 LED 전류는 상기 시드 전류와 함께 변화함 -
를 포함하는 LED 드라이버.
제20항에 있어서,
상기 LED 스트링 및 상기 제1 트랜지스터와 직렬로 연결된 제2 트랜지스터
를 더 포함하고,
상기 제1 트랜지스터가 온(on)으로 될 때, 상기 제2 트랜지스터는 상기 LED 스트링을 통한 상기 LED 전류의 적어도 제1 부분(first portion)을 제어하도록 구성되고,
상기 LED 전류의 상기 제1 부분은 상기 시드 전류에 비례하는
LED 드라이버.
제21항에 있어서,
상기 전류 미러 회로에 연결되고, 상기 시드 전류에 비례하는 상기 LED 전류의 상기 제1 부분을 생성하도록 구성되는 프로그래머블 트리밍 회로
를 더 포함하고,
상기 LED 저류의 제2 부분은 하나 이상의 프로그래머블 트리밍 비트에 의하여 제어되는
LED 드라이버.