KR101471009B1 - 하향링크 ｍｉｍｏ 전송 제어방법 및 기지국장치 - Google Patents

하향링크 ｍｉｍｏ 전송 제어방법 및 기지국장치 Download PDF

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Abstract

복수의 안테나를 갖는 기지국으로부터 복수의 안테나를 갖는 이동국으로의 하향링크 전송 제어방법에 있어서, 공통 제어 채널, MBMS 채널, L1/L2 제어 채널에 대해서, 개루프형의 MIMO 다이버시티를 적용하고, 공유 데이터 채널에 대해서, 폐루프형의 MIMO 다중화 및/또는 MIMO 다이버시티를 적용한다.
Figure R1020097004598
프리코딩 벡터, 분산 송신형, 국부 송신형

Description

하향링크 ＭＩＭＯ 전송 제어방법 및 기지국장치{DOWNLINK MIMO TRANSMISSION CONTROL METHOD AND BASE STATION DEVICE}
본 발명은, 무선통신 분야에 관한 것으로, 특히, 하향링크에 있어서의 각 물리 채널의 상황을 고려하여, MIMO(Multiple Input Multiple Output) 전송의 다양한 제어기술과 송신 채널과의 효율적인 조합을 실현하는 기술에 관한 것이다.
3GPP에 의해 규격화된 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access)에 의해, 최대 14.4Mbps의 전송속도가 제공되고, 고속·대용량의 이동통신이 실현되고 있다. 그러나, 휴대전화를 포함하는 이동단말의 급속한 보급, 인터넷의 보급, 컨텐츠의 다양화, 고도화 등에 따라, 추가적인 대용량화, 높은 주파수 이용효율, IP 트래픽에의 최적화가 요망되고 있다.
현재 실용화가 진행되고 있는 LTE(Long Term Evolution)에서는, 하향링크에서 최대 100Mbps의 전송속도를 전제로 하고 있다. 또, 저속이동의 단말 및 고속이동의 단말 모두에 대해 최적화가 이루어질 것을 요구하고 있다.
MIMO 전송은, 복수의 입력(송신 안테나)과 복수의 출력(수신 안테나)으로 형성되는 전송로로, 다른 신호를 병렬 전송한다(MIMO 다중화 : MIMO multiplexing). 동일 주파수를 이용하고 있음에도 불구하고, 병렬 전송로의 수만큼 고속화가 가능 하게 되므로, LTE의 필수기술이 될 것으로 생각된다.
무선 액세스 방식으로서는, 수십 Mbps를 넘는 고속 전송에는, OFDM(Orthogon
al Frequency Division Multiplexing)이 적합하다. OFDM은 주파수의 직교성을 이용해서, 서브캐리어(subcarrier)의 스펙트럼이 서로 겹치도록 고밀도로 배치하여, 주파수 이용효율을 높이고 있다. 복수의 서브캐리어로 신호를 분할하여 반송하므로, 1개의 캐리어로 신호를 보내는 시스템과 비교하여, n개의 서브캐리어를 이용하는 전송에서는 심볼 길이는 n배가 된다.
OFDM 신호를 공간 다중화하는 MIMO-OFDM 전송방식에 있어서, 각 송신신호가 수신되었을 때 직교하도록 각 서브캐리어 및 송신 안테나에서 다른 위상회전을 실시하는 위상 홉핑 송신 다이버시티(phase-hopping transmit diversity)를 수행하여, 공간 다중화(spatial multiplexing)에 의해 송신 안테나를 늘리는데 비례하여 전송 레이트를 올리는 기술도 제안되어 있다.
발명의 개시
발명이 해결하고자 하는 과제
상술과 같이, 고속, 대용량 통신을 위해 다양한 전송 기술이 제안되어 있으나, 스케줄링 등의 기본 기술이나, 송신되는 물리 채널의 상황을 고려한 후에, 이것들을 효율적으로 조합하는 방법은, 아직 제안되지 않았다. 그와 같은 효율적인 조합이 실현될 수 있다면, 높은 특성과 적은 제어 비트수로의 통신이 가능하게 되어, 통신 효율이 향상될 것이다.
본 발명은, 송신되는 물리 채널의 특성을 고려한 후에, 최적의 MIMO 전송 제어 기술을 조합함으로써, 시스템 전체의 통신효율의 향상을 도모하는 것을 과제로 한다.
과제를 해결하기 위한 수단
상기 과제를 해결하기 위해서,
(1) 공통 제어 채널(common control channel)(브로드캐스트 채널(broadcast channel), 페이징 채널(paging channel), 동기 채널(synchronization channel) 등), MBMS 채널(Multimedia Broadcast Multicast Service channel), 및 레이어 1/레이어 2(L1/L2) 제어 채널에는, 개루프형의 MIMO 다이버시티(Open loop-type MIMO diversity)를 이용하고, 스케줄링되는 공유 데이터 채널에 대해서는, 폐루프형의 MIMO 다중화/MIMO 다이버시티(Closed loop-type MIMO multiplexing/MIMO diversity)를 이용한다.
(2) 공유 데이터 채널에 대해서는, 연속하는 서브캐리어를 1 블록으로서 할당하는 국부 송신(localized transmission)형 유저와, 대역 전체에 서브캐리어를 분산시켜 할당하는 분산 송신(distributed transmission)형 유저로 구별하고, 유저의 타입에 따라서, 폐루프형의 MIMO 다중화/MIMO 다이버시티의 제어 양식을 바꾼다.
구체적으로는, 본 발명의 제1 측면에서는, 복수의 안테나를 갖는 기지국으로부터 복수의 안테나를 갖는 이동국으로의 하향링크 전송 제어방법에 있어서,
(a)공통 제어 채널, MBMS 채널, L1/L2 제어 채널에 대해서, 개루프형의 MIMO 다이버시티를 적용하고, (b)공유 데이터 채널에 대해서, 폐루프형의 MIMO 다중화 및/또는 MIMO 다이버시티를 적용한다.
바람직한 실시 예에서는, 상기 MIMO 다중화는, 송신신호에의 프리코딩 벡터(pre-encoding vector)의 승산을 포함하고, 상기 공유 데이터 채널을 송신할 때, 연속하는 복수의 서브캐리어로 구성되는 리소스 블록(RB)이 할당되는 국부 송신형 유저에 대해서는, 상기 리소스 블록의 채널 상태에 기초하여, MIMO 다중화에 있어서의 스트림 수와, 스트림마다의 프리코딩 벡터를 제어한다.
이 경우, 상기 공유 데이터 채널을 송신할 때, 상기 MIMO 다중화에 있어서의 복수의 스트림을 이용하여 공간적으로 다중화하는 멀티 유저 MIMO를 적용하도록 해도 좋다.
또, 상기 MIMO 다중화는, 송신신호에의 프리코딩 벡터의 승산을 포함하고, 상기 공유 데이터 채널을 송신할 때, 대역 전체에 분산하여 서브캐리어가 할당되는 분산 송신형 유저에 대해서는, 대역 전체의 평균 채널 상태에 기초하여, MIMO 다중화에 있어서의 스트림 수를 제어하고, 스트림마다의 프리코딩 벡터는 고정값으로 한다.
이 경우, 스트림마다의 프리코딩 벡터는, 안테나 수만큼의 고정값 벡터의 집합이며, 상기 안테나 수만큼의 고정값 벡터를 스트림 내에서 미리 결정된 패턴으로 전환하는 것으로 해도 좋다.
또, 상기 공유 데이터 채널을 송신할 때, 대역 전체에 분산하여 서브캐리어가 할당되는 분산 송신형 유저에 대해서는, 대역 전체의 평균 채널 상태에 기초하여, MIMO 다중화에 있어서의 스트림 수를 제어하고, 스트림 수가 안테나 수보다 적은 경우에는, 블록 부호화를 수행하는 개루프형 MIMO 다이버시티를 병용하도록 해도 좋다.
다른 실시 예에서는, 상기 L1/L2 제어 채널을, 2개의 부호화 블록으로 나누어 부호화하고, 제1 부호화 블록에는, 할당한 리소스 블록 정보와, 스트림 수 정보를 포함시키고, 제2 부호화 블록에는, MIMO 다중화에서 스트림마다 이용된 프리코딩 정보를 포함시킨다.
이 경우, 이동국은, 상기 L1/L2 제어 채널을 수신하면, 우선 제1 부호화 블록을 복호하여 스트림 수를 취출하고, 다음으로, 스트림 수 정보에 기초하여, 상기 제2 부호화 블록을 복호한다.
또, 상기 L1/L2 제어 채널을, 2개의 부호화 블록으로 나누어 부호화하고, 제1 부호화 블록에는, 할당된 리소스 블록 정보를 포함시키고, 제2 부호화 블록에는, MIMO 다중화에서 스트림마다 이용된 프리코딩 정보를 포함시키도록 해도 좋다.
이 경우, 싱글 유저 MIMO인지 멀티 유저 MIMO인지를 나타내는 MIMO 모드, 스트림 수 정보, 연속하는 복수의 서브캐리어로 구성되는 리소스 블록이 할당되는 국부 송신형 유저인지 대역 전체에 분산하여 서브캐리어가 할당되는 분산 송신형 유저인지를 나타내는 정보를, 상위 레이어의 신호로 송신한다.
이 경우, 이동국은, 상기 L1/L2 제어 채널을 수신하면, 우선 제1 부호화 블록을 복호하고, 다음으로, 상위 레이어의 신호에 의해 통지된 스트림 수 정보에 기초하여, 상기 제2 부호화 블록을 복호한다.
본 발명의 제2 측면에서는, 기지국장치는, (a)복수의 안테나와, (b)이동국으로부터 피드백되는 채널 상태에 기초하여, 복수의 유저에의 송신 데이터에 무선 리소스를 할당하여, 송신 스케줄링을 수행하는 스케줄러와, (c)상기 이동국으로부터 피드백되는 스트림 정보에 기초하여, 상기 송신 데이터를 상기 안테나 수 이하의 스트림으로 변환하는 직병렬 변환기와, (d)상기 각 스트림에 프리코딩을 적용하는 프리코딩 처리부를 포함하고, 상기 프리코딩된 송신 데이터를, 상기 복수의 안테나로부터 송신한다.
바람직한 실시 예에서는, 프리코딩 처리부는, 상기 스케줄러에 의해 연속하는 복수의 서브캐리어로 이루어지는 리소스 블록이 할당된 유저에의 송신신호의 각 스트림에 대해서, 상기 이동국으로부터 상기 피드백되는 프리코딩 벡터를 적용한다.
다른 실시 예에서는, 프리코딩 처리부는, 고정 프리코딩 웨이트 설정부를 포함하며, 상기 스케줄러에 의해 전체 대역에 분산하는 서브캐리어를 리소스 블록으로서 할당된 유저에의 송신신호의 각 스트림에 대해서, 미리 결정된 프리코딩 벡터를 적용한다.
발명의 효과
하향링크에서의 통신효율을 향상시킬 수 있다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예의 OFDM 다이버시티를 설명하기 위한 도이다.
도 1b는 본 발명의 일 실시예의 OFDM 다이버시티를 설명하기 위한 도이다.
도 2는 OFDM 하향 무선 액세스에서의 리소스 할당 예를 나타내는 도이다.
도 3은 MIMO 다중화의 일 예를 나타내는 도이다.
도 4는 프리코딩 벡터를 이용한 MIMO 다중화의 예를 나타내는 도이다.
도 5는 수신품질에 따라서 스트림 수를 바꾸는 MIMO 다중화의 예를 나타내는 도이다.
도 6은 시공간 블록 부호화(STBC)에 의한 MIMO 다이버시티의 예를 나타내는 도이다.
도 7은 개루프 모드와 폐루프 모드의 MIMO 다이버시티의 예를 든 표이다.
도 8은 적응적인 MIMO 채널 전송을 나타내는 도이다.
도 9는 국부 송신형 유저에 송신하는 공유 데이터 채널의 MIMO 제어의 예 1이다.
도 10은 국부 송신형 유저에 대한 공유 데이터 채널의 MIMO 제어의 예 2이다.
도 11은 분산 송신형 유저에 송신하는 공유 데이터 채널의 MIMO 제어의 예이다.
도 12는 개루프형 MIMO 다이버시티를 적용하는 물리 채널의 예를 나타내는 도이다.
도 13a는 개루프형 MIMO 다이버시티로 송신하는 하향 L1/L2 제어 채널의 구성 예와 복호 예이다.
도 13b는 개루프형 MIMO 다이버시티로 송신하는 하향 L1/L2 제어 채널의 구 성 예와 복호 예이다.
도 14a는 개루프형 MIMO 다이버시티로 송신하는 하향 L1/L2 제어 채널의 구성 예이다.
도 14b는 개루프형 MIMO 다이버시티로 송신하는 하향 L1/L2 제어 채널의 구성 예이다.
도 15는 파일럿 채널의 송신방법의 일 예를 나타내는 도이다.
도 16은 본 발명의 일 실시예의 기지국장치의 구성 예이다.
도 17a는 도 16의 기지국장치에서 이용되는 프리코딩 처리부의 구성과, 프리코딩에서 가중된 공유 채널의 송신 다이버시티의 예를 나타내는 도이다.
도 17b는 도 16의 기지국장치에서 이용되는 프리코딩 처리부의 구성과, 프리코딩에서 가중된 공유 채널의 송신 다이버시티의 예를 나타내는 도이다.
도 18은 본 발명의 일 실시예의 이동국장치의 구성 예이다.
부호의 설명
10 기지국장치
12 스케줄러
19 프리코딩 처리부
19a 복제부
19b 프리코딩부
19c 고정 프리코딩 웨이트 설정부
21 다른 물리 채널의 송신신호 생성부
22-1, 22-2 OFDM 다중화·맵핑부
28 상향링크 수신신호 복조부
29-1, 29-2 안테나
30 이동국장치
35 신호검출부
36 채널 복호부
37 하향 L1/L2 제어채널 복조부
38 채널 추정부
39-1, 39-2 안테나
41 희망 스트림 수/번호 추정부
42 희망 프리코딩 벡터 추정부
43 CQI 추정부
발명을 실시하기 위한 최량의 형태
이하에서, 본 발명의 바람직한 일 실시예에 대해서, 도면을 참조하여 설명한다. 본 발명의 실시예들에서는, 송신하는 물리 채널의 특성, 상황에 따른 최적의 MIMO 전송 제어법의 조합을 구체적으로 설명한다. 한편, 본 발명의 실시예들에서는, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호를 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 전송에 의해 공간 다중화하여 송신하는 방식을 전제로하므로, 우선 도 1∼도 7을 참조하여, 이들의 기술을 설명한다.
도 1a 및 도 1b는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 다이버시티를 설명하는 도이다. 도 1a는, 한 명의 유저에 할당되는 서브캐리어(subcarrier)를 대역 전체에 분산시켜서 다이버시티 효과를 얻는 주파수 다이버시티(frequency diversity)를, 도 1b는, 각 유저에 대해서, 그 유저에 있어서 채널 상황이 가장 좋은 리소스 블록(resource block)을 할당하는 멀티 유저·다이버시티를 나타낸다.
도 1a의 방법은, 이동국(UE)으로부터 기지국으로의 채널 상황의 피드백 부하를 가능한 줄이고 싶은 유저, 예를 들면, VoIP(Voice over IP) 등 작은 사이즈의 데이터를 송신하는 유저나, 채널 상황의 변화(페이딩 변동)에 추종하는 것이 곤란한 유저, 예를 들면 고속으로 이동하는 유저에 적합하다. 이와 같은 유저를, 분산 송신(distributed transmission)형 유저라 칭한다.
도 1b의 방법은, 각 유저로부터의 피드백 정보에 기초하여, 가장 채널 상황이 좋은 부분에서 연속하는 복수의 서브캐리어를 리소스 블록으로서 할당한다. 이와 같은 주파수 스케줄링으로 리소스가 할당되는 유저를, 국부 송신(localized transmission)형 유저라 칭한다.
도 2는, OFDM 베이스의 하향 무선 액세스의 개략도이다. OFDM에서는, 유효 심볼 구간 사이에 가드·인터벌(Guard Interval)을 삽입하므로, 심볼간 간섭, 멀티패스 간섭에 강하다. 또, MIMO 다중화나 MIMO 다이버시티와의 친화성이 높고, 가드 인터벌의 범위 내에서의 지연을 이용한 소프트·컴바이닝에 의해, 멀티캐스트/브로드캐스트(MBMS : Multimedia Broadcast Multicast Service) 신호를 높은 수신품질로 받을 수 있다. 도 2에서는 주파수 방향과 시간 방향에서, 국부 송신형 유저와, 분산 송신형 유저에 리소스의 할당을 수행하고 있다.
도 3은, MIMO 다중화를 설명하는 개략도이다. MIMO 다중화에서는, 간격을 두고 배치되는 복수의 송신 안테나와, 간격을 두고 배치되는 복수의 수신 안테나를 이용하여, 복수의 다른 데이터 스트림을 공간 다중화한다. 같은 주파수대역, 시간 슬롯에서, 복수 계열의 정보 데이터를 송신하여 공간적으로 다중화하므로, 송신(수신) 안테나의 수에 따라서 데이터 레이트(주파수 이용효율)가 향상된다. MIMO 다중화는 특히, 채널 상황이 좋은 경우에, 하향링크의 경우에는, UE의 피크 유저·스루풋을 향상시킬 수 있다는 이점이 있다.
도 4는, 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 다중화 프리코딩(pre-encoding)을 설명하는 도이다. 프리코딩을 수행함으로써, 순간적인 페이딩 변동에 따른 지향성의 빔을 형성할 수 있다. 즉, 빔 포밍 게인을 얻을 수 있다. 도 4에 도시한 바와 같이, 복수의 유저에 대해서 각각의 다른 지향성 빔으로 데이터를 보냄으로써 멀티 유저 MIMO를 실현할 수 있고, 동일한 유저에 대해서, 복수의 다른 데이터 스트림의 신호를, 다른 지향성 빔을 이용하여 송신하는 것도 가능하다.
프리코딩을 수행하기 위해서는, UE로부터, 프리코딩 벡터(pre-encoding vector) 또는 페이딩 변동이 신속히 피드백될 필요가 있다. 도 4의 예에서는, UE 1으로부터의 피드백에 의해, UE 1으로의 송신신호 1에 대한 프리코딩 벡터 1을 이용하여, UE 1의 각 안테나의 송신신호에 각각 승산된다. 마찬가지로 하여, UE 2로부터의 피드백에 의해, UE 2로의 송신신호 2에 대한 프리코딩 벡터 2를 이용하여, UE 2의 각 안테나의 송신신호에 승산된다. 이 방법에 의해, 시시각각으로 변화하는 페 이딩 변동에 따른 지향성 빔 송신이 가능하게 된다.
도 5는, 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 다중화의 랭크 어댑테이션(rank adaptation)(모드 선택)을 설명하는 도이다. 채널 상태가 나쁜 상황에서, UE에 많은 스트림이 송신되면, 패킷 에러가 발생한다. 그래서, 랭크 어댑테이션에 의해, 수신신호 전력 대 간섭전력비(SIR)나 페이딩 상관(fading correlation) 등의 채널 상태에 따라서, 스트림 수를 제어한다. 스트림 수가 1이 되었을 때는, 복수의 안테나로부터 하나의 스트림을 송신하게 되므로, 이 모드는 MIMO 송신 다이버시티와 같게 된다.
도 5의 예에서는, 기지국의 근방에 위치하는 UE에 대해서는, SIR이 좋으므로 4 스트림을 송신한다. 셀의 중간 부근에 위치하는 UE에 대해서는, 2 스트림을 송신한다. 셀 단에 위치하는 UE에 대해서는, SIR이 나빠지므로, 1 스트림을 송신하고 있다.
도 6은, 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 다이버시티의 일 예를 설명하는 도이다. MIMO 다이버시티에서는, 정보 비트를 채널 부호화하여, 데이터 변조를 수행한 후, 시공간 블록 부호화(STBC:Space Time Block Coding)를 수행하여, 안테나 수에 상당하는 수의 부호화 데이터 계열을 생성하고, 송신한다. 즉, 같은 송신신호가, 다른 부호로 부호화된다. 수신측에서는, 각 안테나에서 STBC 복호를 수행한 후, 최대 비 합성(MRC:Maximal Ratio Combining)에 의한 안테나 다이버시티 수신을 수행한다.
도 6의 예에서는, 정보 비트를 4개의 송신계열로 STBC 부호화하고, 동시에 송신함으로써, 다이버시티 이득을 향상시키고 있다. MIMO 다이버시티는, 채널 상태가 나쁘고 데이터 레이트가 낮은 경우에, UE에 대한 송신품질을 향상시킬 수 있다는 이점이 있다.
MIMO 다이버시티에는, UE로부터의 피드백 정보가 불필요한 개루프(OL : open loop-type) 송신 다이버시티와, UE로부터의 피드백 정보를 필요로 하는 폐루프(CL : closed loop-type) 송신 다이버시티가 있다. 또한, 채널 추정을 가능하게 하기 위해서, 모든 송신 안테나로부터 직교 파일럿 채널을 송신한다.
도 7은, 개루프와 폐루프의 MIMO 다이버시티를 나타내는 표이다. 개루프 다이버시티의 예로서, 시간 전환 송신 다이버시티(TSTD : Time-Switched Transmit Diversity) 또는 주파수 전환 송신 다이버시티(FSTD : Frequency Switched Transmit Diversity), 지연 다이버시티(CDD : delay diversity), 블록 부호화 다이버시티(STBC/SFBC : block encoding diversity)를 이용할 수 있다.
TSTD는, 기지국이 송신 안테나를 무선 슬롯 단위로 주기적으로 전환하는 방식으로, 동 시각에서는, 어느 한쪽의 안테나에서만 송신되고 있다. UE에서는, 2개의 안테나로부터의 다른 전파로를 지나 온 신호를 교대로 수신함으로써, 다이버시티 효과를 얻는다. 이 방법은, 2 안테나 이상에의 확장이 용이하다.
지연 다이버시티는, 2개의 안테나간에 차동 송신함으로써, 멀티패스 다이버시티와 동일한 효과를 얻는 것이다. OFDM에서는 심볼간에 GI를 삽입하고 있으므로, GI 범위 내에서의 지연 송신이 가능하며, OFDM 방식과의 친화성이 높다. 또, 2 이상의 안테나에의 확장이 용이하다.
블록 부호화 다이버시티는, 복수의 송신계열에 시공간 블록 부호화(STBC)나 공간 주파수 블록 부호화(SFBC) 등의 블록 부호화를 수행함으로써, 다이버시티 이득을 향상시키는 것이다.
폐루프(피드백 루프) 모드의 다이버시티의 예로서, 송신 안테나 전환 다이버시티와 위상 다이버시티(TxAA)가 있다.
본 실시예에서 목적으로 하는 시스템의 최적화, 효율화를 도모하기 위해서는, 물리 채널의 특성, 상황 등에 따라서, 적절한 MIMO 다이버시티 방식을 선택하는 것이 중요하다. 따라서, 본 실시예에서는, 송신해야 할 물리 채널, QoS(데이터 레이트, 패킷 에러율, 지연 등), 유저마다의 채널 상태(수신 SIR, 페이딩 상관 등)에 따라서, 적응적으로 선택하는 MIMO 제어의 방식을 바꾼다.
도 8은, 본 발명의 일 실시예에 따른 적응형의 MIMO 채널 전송의 예를 나타내는 도이다. 가로축에 채널 상태를 나타내는 페이딩 상관, 세로축에 QoS를 나타내는 데이터 레이트와, 변조/부호화 방식을 취하고 있다. 실선은 폐루프 제어가 적합한 공유 데이터 채널에 대한 제어를, 점선을 개루프 제어가 적합한 공통 제어 채널(common control channel)에 대한 제어를 나타낸다.
개루프의 MIMO 제어는, 수신품질이 그다지 요구되지 않고 저레이트, 저부호화율로 보내지는 공통 제어 채널(BCH(broadcast channel), PCH(paging channel), SCH(synchronization channel) 등), MBMS 채널, L1/L2 제어 채널의 송신에 적합하다.
공유 데이터 채널 중에서도, SIR이 좋고 최대 데이터 레이트로 송신하는 경 우는, 스트림 수를 최대로 한 MIMO 다중화를 적용한다. 중간 정도의 SIR에서는, 스트림 수를 저감한 MIMO 다중화에, 폐루프의 MIMO 다이버시티(예를 들면 송신 안테나 전환 다이버시티)를 조합한다. SIR이 낮은 경우(예를 들면 셀 단에 위치하는 UE에의 송신)는, 폐루프 MIMO 다이버시티를 수행한다. 상술한 바와 같이, 이것은 1 스트림에서의 프리코딩을 이용한 MIMO 다중화와 등가이다.
폐루프의 MIMO 제어는, 스케줄링되는 공유 데이터 채널의 송신에 적합하다. 공유 데이터 채널에 대한 폐루프 제어와 관련하여, 도 1에서 설명한 국부 송신형 유저와 분산 송신형 유저에 따라서, 이하의 폐루프 MIMO 제어를 나누어 사용해도 좋다.
즉, 주파수 스케줄링에 기초한 국부 송신형 유저에는, 할당된 연속하는 주파수 리소스 블록마다의 채널 상태에 기초하여, MIMO 다중화에 있어서의 스트림 수(도 5 참조)와, 스트림마다의 송신 웨이트 또는 프리코딩 벡터(도 4 참조)를 제어한다. 스트림 수가 1인 경우는, 송신 웨이트 제어형의 폐루프 MIMO 다이버시티가 된다.
대역 전체를 이용하여 송신하는 분산 송신형 유저에는, 대역 전체의 평균 채널 상태에 기초하여, MIMO 다중화에 있어서의 스트림 수를 제어한다. 프리코딩을 적용하는 경우, 스트림마다의 송신 웨이트(프리코딩 벡터)는 고정값이다. 예를 들면, 스트림 내에서 미리 정해진 패턴으로 송신 웨이트를 전환함으로써, 다이버시티 효과를 얻는다. 스트림 수가 1인 경우, 안테나(송신 웨이트)의 고정 패턴에서의 전환형 개루프 MIMO 다이버시티가 된다. 프리코딩을 이용하지 않는 경우, 스트림 수 가 안테나 수보다 적은 경우에는, 블록 부호화를 수행하는 개루프형 MIMO 다이버시티를 병용한다.
또, 복수 유저의 송신신호를 MIMO 다중화의 복수의 스트림을 이용하여 공간적으로 다중화하는 멀티 유저 MIMO는, 프리코딩을 수행하는 주파수 스케줄링에 기초하는 국부 송신형 유저에 대해서만 적용한다. 즉, 공유 데이터 채널을 송신할 때, 국부 송신형의 유저에 대해서, MIMO 다중화에 있어서의 복수의 스트림을 이용하여 복수의 유저의 송신신호를 공간적으로 다중화하는 멀티 유저 MIMO를 적용하도록 해도 좋다.
이와 같은 유저에 따른 MIMO 다중화법을, 도 9∼도 11을 참조하여 보다 상세히 설명한다.
도 9는, 국부 송신형 유저에 대해서 송신되는 공유 데이터 채널의 MIMO 다중화법을 나타내는 도이다. 도 9에서는, UE로부터의 피드백 정보에 기초하여, 리소스 블록마다 결정되는 프리코딩 벡터를 이용한다.
이 경우, UE로부터 기지국으로의 피드백 정보는, 각 리소스 블록에서의 스트림마다의 SINR(signal-to-interference ratio), 사용하는 스트림 번호, 각 스트림의 프리코딩 벡터 번호를 포함한다.
여기서, 벡터 Wx,y는, 피드백 정보에 기초하여 결정되는 x번째 스트림의 y번째 리소스 블록의 프리코딩 벡터이며, 송신 안테나 수를 4로 하고, n번째 송신 안테나의 프리코딩 벡터 Wx,y,n의 송신 안테나 수만큼의 벡터 집합이다. 즉, Wx,y ＝{Wx,y,1, Wx,y,2, Wx,y,3, Wx,y,4}이다.
UE의 위치가 기지국 근방인 경우는, 4 스트림을 송신으로 하고, 리소스 블록마다 프리코딩 벡터를 결정한다. UE의 위치가 기지국 근방에 없는 경우는, 2 스트림을 송신으로 하고, 리소스 블록마다 프리코딩 벡터를 결정한다. UE가 셀 단에 위치하는 경우는, 1 스트림으로 한다. 1 스트림을 송신하는 경우는, 웨이트 제어형의 폐루프 MIMO 다이버시티가 된다.
도 9의 예에서는, 리소스 블록마다 다른 프리코딩 벡터를 결정하고 있으나, 복수의 근접하는 리소스 블록간에 동일한 프리코딩 벡터로 하는 제한을 마련하여, 제어 채널의 비트수를 삭감해도 좋다. 이 경우, UE로부터 기지국으로의 피드백 정보는, 인접하는 복수의 리소스 블록을 그룹화한 서브밴드에서의 스트림마다의 SINR과, 사용하는 스트림의 번호, 각 스트림의 프리코딩 벡터 번호를 포함한다.
도 10도, 국부 송신형의 유저에 대한 공유 데이터 채널 송신시의 MIMO 제어이나, 스트림 내에서는 모든 리소스 블록에 대해서 같은 프리코딩 벡터를 이용하는 점에서, 도 9의 방법과 다르다. 스트림 번호와 프리코딩 벡터의 대응관계는, 미리 1대 1 대응으로 결정해 두어도 좋다. 이 경우, UE로부터 기지국으로의 피드백 정보는, 사용하는 스트림 번호만으로 좋다.
도 10의 방법에서는, 프리코딩 벡터의 채널 변동에 따른 제어 정밀도는 떨어지나, 상향링크의 피드백 비트수와, 하향링크의 제어 채널 비트수를 저감할 수 있다.
도 11은, 분산 송신형의 유저에 대해서 송신되는 공유 데이터 채널의 MIMO 다중화를 나타내는 도이다. 이 경우, 스트림마다의 송신 웨이트(프리코딩 벡터)는 고정값이며, 도 11의 예에서는, 스트림 내에서 미리 정해진 패턴으로 송신 웨이트를 전환하고 있다. 이 패턴은, UE도 사전에 알고 있다.
UE로부터 기지국으로 피드백되는 정보는, 대역 전체의 스트림마다의 평균 SINR과 사용하는 스트림의 번호이다. 각 제어 비트의 송신주기는 달라도 좋다. 일반적으로, 사용하는 스트림의 번호 정보(스트림 수를 포함)는, SINR보다 저 레이트로 피드백되어도 좋다.
여기서, Wx는, 기지국의 안테나 수를 4로 하고, n번째 송신 안테나의 프리코딩 벡터 Wx,n의 안테나 수만큼의 벡터 집합이다. 즉, Wx＝{Wx,1, Wx,2, Wx,3, Wx,4}이다.
또한, Wx는, 미리 결정된 패턴으로, 각 패킷에서 다른 값을 이용할 수도 있다.
도 12는, 일 실시예에 따른 개루프형 MIMO 다이버시티의 물리 채널에의 적용 예를 나타낸다. 동기 채널(SCH)에 대해서는, 도 7의 표에는 기재되어 있지 않으나, 후보 1로서, 정해진 패턴으로 시간변동하는 프리코딩을 승산하여 송신하는 개루프 MIMO 다이버시티를 적용한다. UE에서 사전에 MIMO 다이버시티의 사용 유무를 필요로 하지 않기 때문이다. 또, 기지국의 전 안테나의 송신전력 증폭기를 사용할 수 있으므로, 시간 전환형의 송신 다이버시티(TSTD)보다도 적합하다, 또, 후보 2로서, TSTD를 적용한다.
브로드캐스트 채널(BCH)에 대해서는, 제1 후보로서, 2 안테나까지는 블록 부호화 다이버시티(STBC 또는 SFBC)를, 2 안테나 이상은, 블록 부호화 다이버시티와 지연 다이버시티(CDD) 혹은 시간(주파수) 전환 송신 다이버시티의 조합을 적용한다. STBC/SFBC는 다른 개루프형 MIMO 다이버시티보다도 특성이 좋기 때문이다. 단, 2 안테나 이상에서는, 적절한 STBC/SFBC 부호가 없으므로, 지연 다이버시티를 조합한다. 제2 후보로서는, 지연 다이버시티만을 적용한다. 지연 다이버시티만을 적용하는 것의 이점은, 안테나 송신과 같은 프레임 구성을 이용할 수 있다는 점에 있다.
페이징 채널(PCH), L1/L2 제어 채널에 대해서도, 브로드캐스트 채널과 동일한 개루프 MIMO 다이버시티를 적용할 수 있다. 동일 기지국 내의 셀 간(섹터 간)에 소프트 합성을 수행하는 경우에는 지연 다이버시티만을 적용하는 것이 지배적이다.
L1/L2 제어 채널에 대해서는, 후술하는 부호화 블록 1에 대해서는, 브로드캐스트 채널과 동일한 개루프 MIMO 다이버시티를 적용할 수 있다. 즉, 기지국이 복수의 안테나를 가질 때는, 부호화 블록 1(할당한 RB 정보·(스트림 수 정보))을 송신할 때는, BCH·PCH와 동일한 송신법을 적용할 수 있다. 또, 후술하는 부호화 블록 2(프리코딩 정보·MCS 정보·ARQ 관련정보·UE ID 또는 CRC)에 대해서는, 브로드캐스트 채널과 동일한 개루프 MIMO 다이버시티를 적용할 수 있는 것에 더하여, 프리코딩 벡터를 승산하여 송신하는 MIMO 다이버시티법도 적용할 수 있다. 부호화 블록 2에 대해서는, 프리코딩된 파일럿 채널을 송신할 때는, 프리코딩 벡터를 승산하여 송신한다.
MBMS 채널을 개루프 MIMO 다이버시티로 송신할 때는, 지연 다이버시티(순환지연 다이버시티(CDD)를 포함)를 적용한다. MBMS에서는, 다른 셀과 동기 송신하여 지연 다이버시티를 얻는 구성으로 되어 있으므로, 이미 높은 주파수 다이버시티가 얻어져 있다. 따라서, STBC를 사용해도, 송신 다이버시티의 개선보다, STBC 복호에 필요한 직교 파일럿 채널의 송신에 수반하는 오버헤드 증대의 영향이 커지기 때문이다. 이 점, 지연 다이버시티를 적용함으로써, 복조용 파일럿의 오버헤드를, 다른 방법을 적용할 때와 비교하여 저감할 수 있다.
도 13a 및 도 13b는, 개루프 제어에 적합한 하향 L1/L2 제어 채널의 채널 구성이다. L1/L2 제어 채널은, 공유 데이터 채널에 부수하여 기지국으로부터 UE로 송신된다. L1/L2 제어 채널은, 이하의 정보를 포함한다.
(1) 할당된 리소스 블록 정보
(2) 스트림 수 정보
(3) 스트림마다 이용되는 스트림 수만큼의 프리코딩 벡터 정보. 도 11과 같이, 스트림 번호와 프리코딩 벡터의 대응관계가 미리 1대 1 대응으로 결정되어 있는 경우는, 사용하는 스트림 번호를 통지하기만 하면 된다.
(4) 스트림마다의 MCS(변조방식과 부호화율). 원칙은 스트림 수만큼 보내나, 스트림간에 공통의 변조방식과 부호화율을 이용하는 경우는, 하나만.
(5) 하이브리드 ARQ 관계의 정보. 원칙은 스트림 수만큼 보내나, 복수 스트림간에 같은 부호화 블록의 신호를 송신하는 경우는, 그 중에서 하나만.
(6) UE ID 정보.
이들 정보 중, 정보 (1)과 (2)를 모아서 부호화한다(부호화 블록 1). 한편, 정보 (3)∼(5)에 CRC 비트를 더하여 하나로 모으고, CRC 비트에는 이동국 ID 정보 (6)을 중첩하여 송신한다(부호화 블록 2). 부호화 블록 1, 2 모든 제어 비트에 대해서 CRC가 계산된다.
도 13a 및 도 13b는, 이와 같은 하향 L1/L2 제어 채널의 채널 구성과 복호방법을 나타낸다. 도 13a에 도시한 바와 같이, L1/L2 제어 채널은, 2개의 부호화 블록 1, 2로 나누어 부호화한다. 부호화 블록 1에는, 할당 리소스 블록과 스트림 수의 정보((1)＋(2))가 포함되어 있다. 부호화 블록 2에는, 프리코딩 정보, MCS 정보, 하이브리드 ARQ 정보, CRC 비트와 이동국 ID의 중첩((3)＋(4)＋(5)＋(6)×CRC)가 포함되어 있다. 부호화 블록 2는, 스트림의 수에 따라서 가변 길이이다.
L1/L2 제어 채널을 이동국에서 복호할 때는, 도 13b에 도시한 바와 같이, 우선 부호화 블록 1을 복호하여, 스트림 수를 인식한다. 다음으로, 그 정보에 기초하여, 부호화 블록 2를 복호한다. 부호화 블록 2의 정보 길이는, 스트림의 수에 따라 변하나, 미리 부호화 블록 1을 복호하였으므로, 복수의 정보 길이를 가정하여 부호화 블록 2의 복호를 시도할 필요가 없다.
또, L1/L2 제어 채널을 이하와 같이 구성하도록 해도 좋다.
이 경우, 이동국에는, 도 14a에 도시한 바와 같이, 유저 공통 정보, 예를 들면 멀티 유저인지 싱글 유저인지를 나타내는 MIMO 모드를 나타내는 정보와, 유저 고유 정보, 예를 들면, 스트림 수 정보, 국부 송신인지 분산 송신인지를 나타내는 정보가, 상위 레이어의 제어신호로 사전에 통지된다. 여기서 국부 송신이란, 연속 하는 서브캐리어를 1 블록으로서 할당하는 송신방법이며, 분산 송신이란, 대역 전체에 서브캐리어를 분산시켜서 할당하는 송신방법이다. 스트림 수 정보의 송신주기는 저속(100msec 이상 혹은 통신 개시시)이어도 좋으므로, 스트림 수 정보를 L1/L2 제어 채널로 보내지 않고, 상위 레이어의 신호로 송신한다.
L1/L2 제어 채널은, 도 14b에 도시한 바와 같이, 이하의 정보를 포함한다.
(1) 할당된 리소스 블록 정보
(2) 스트림마다 이용되는 스트림 수만큼의 프리코딩 벡터 정보. 스트림 번호와 프리코딩 벡터의 대응관계가 미리 1대 1 대응으로 결정되어 있는 경우는, 사용하는 스트림 번호를 통지하기만 하면 된다.
(3) 스트림마다의 MCS(변조방식과 부호화율). 원칙은 스트림 수만큼 보내나, 스트림간에 공통의 변조방식과 부호화율을 이용하는 경우는, 하나만.
(4) 하이브리드 ARQ 관계의 정보. 원칙은 스트림 수만큼 보내나, 복수 스트림간에 같은 부호화 블록의 신호를 송신하는 경우는, 그 중에서 하나만.
(5) UE ID 정보.
이들 정보 중, 정보 (1)을 부호화한다(부호화 블록 1). 한편, 정보 (2)―(5)를 모아서 부호화하고, 또한 CRC 비트는, (2)―(4)의 정보와 합쳐서 송신하고, CRC 비트에 (5)의 정보를 중첩하여 송신한다(부호화 블록 2). 부호화 블록 1, 2 모든 제어 비트에 대해서 CRC가 계산된다.
즉, L1/L2 제어 채널은, 2개의 부호화 블록 1, 2로 나누어 부호화된다. 부호화 블록 1에는, 할당 리소스 블록의 정보(1)가 포함되어 있다. 부호화 블록 2에는, 프리코딩 정보, MCS 정보, 하이브리드 ARQ 정보, CRC 비트와 이동국 ID의 중첩((2)＋(3)＋(4)＋(5)×CRC)이 포함되어 있다. 부호화 블록 2는, 스트림의 수에 따라서 가변 길이이다.
L1/L2 제어 채널을 이동국에서 복호할 때는, 우선 부호화 블록 1을 복호하고, 다음으로, 그 정보를 기초로 (2)―(5)를 복호한다. (2)―(5)의 정보 길이는, 스트림 수에 따라 변하나, 미리 스트림 수 정보를 복호하였으므로, 복수의 정보 길이를 가정하여 (2)―(5)의 복호를 시도할 필요가 없다.
도 15는, 일 실시예의 OFDM-MIMO로 송신되는 파일럿 채널의 송신방법을 나타낸다. 본 실시예에서는,
(1) 기지국의 각 안테나로부터 송신되는 프리코딩을 이용하고 있지 않은 공통 파일럿 채널(common pilot channel)(파일럿 1)과,
(2) 할당한 리소스 블록 내에서, 각 스트림에 대응하는 프로코딩이 된 개별 파일럿 채널(dedicated pilot channel)(파일럿 2),
을 송신한다.
파일럿 1(공통 파일럿)은, 모든 유저에 대해서 송신되고, 유저 단말에서의 SINR 측정, 스트림 수의 결정, 프리코딩 벡터의 결정, 및 분산 송신형 유저의 복조에 이용된다.
파일럿 2는, 국부 송신형 유저에 대해서만 송신되고, 국부 송신형 유저의 복조에 이용된다.
파일럿 2(개별 파일럿 채널)를 송신하는 경우는, 도 13a의 하향 L1/L2 제어 채널에 포함되는 정보 중, 부호 블록 2의 프리코딩 정보를 생략할 수 있다. 개별 파일럿 채널을 별도 송신하지 않는 경우는, 하향 L1/L2 제어 채널에 포함되는 프리코딩 정보에 기초하여, 공통 파일럿 채널로부터 프리코딩된 각 송신 스트림의 채널 추정값(channel estimation value)을 추정한다. 이에 대해서, 도 15를 참조하여 설명한다.
도 15에서는, 송신 스트림 1의 송신 데이터 Sdata와, 송신 스트림 1의 개별 파일럿 신호 Pdedicated는, 각각 안테나 1을 위한 프리코딩 벡터 w1로 가중되고, 여기에 스트림 2로부터의 송신신호와 공통 파일럿 신호 P1,common이 합성되어, 안테나 1로부터 송신된다. 이 송신신호는, 전파로 변동 H1을 받아, UE의 수신 안테나 1에서 수신된다.
송신 스트림 1의 송신 데이터 Sdata와 개별 파일럿 신호 Pdedicated는 또, 안테나 2를 위한 프리코딩 벡터 w2로 각각 가중되고, 여기에 스트림 2로부터의 송신신호와 공통 파일럿 신호 P2,common이 합성되어, 안테나 2로부터 송신된다. 이 신호는, 전파로 변동 H2를 받아, 이동국의 수신 안테나 1에서 수신된다. 또한, 공통 파일럿 P1,common과 P2,common은, 서로 직교한다.
송신 스트림 1의 송신 데이터 Sdata의 수신신호 Rdata는,
Rdata＝(w1H1＋w2H2)Sdata (1)
송신 스트림 1의 개별 파일럿 Pdedicated의 수신신호 Rpd는,
Rpd＝(w1H1＋w2H2)Pdedicated (2)
이다. 개별 파일럿 채널 Pdedicated는, 이동국에서 미리 알고 있으므로, 수신신호 Rpd와 개별 파일럿 채널 Pdedicated로부터, (w1H1＋w2H2)를 알 수 있다. 그렇다면, 프리코딩 정보를 L1/L2 채널로 보내지 않아도, 식(1)로부터 송신 데이터 Sdata의 추정을 할 수 있다.
한편, 공통 파일럿 신호 P1,common의 수신신호 Rp1은, Rp1＝(H1)P1,common, 공통 파일럿 신호 P2,common의 수신신호 Rp2는, Rp2＝(H2)P2,common이므로, 개별 파일럿 채널을 보내지 않고 공통 파일럿 신호만을 보내고 있는 경우에는, L1/L2 채널에 포함되는 프리코딩 정보 w1, w2와, 수신한 공통 파일럿 채널로부터 추정되는 채널 추정값 H1, H2로부터 수신 데이터 Sdata를 추정한다.
이 구성에 의해, 국부 송신형 유저에 할당되는 무선 리소스를 절약할 수 있다.
도 16은, 일 실시예의 기지국장치의 구성을 나타내는 개략 블록도이다. 기지국장치(10)는, 복수의 안테나(29-1, 29-2)를 갖는다. 유저마다 설정되는 버퍼(11)와, 각 유저에 대한 송신 스케줄링을 수행하는 스케줄러(12)와, 직병렬 변환기(S/P)(13)와, 안테나마다 마련되는 채널 부호화부(15-1, 15-2) 및 데이터 변조 부(16-1, 16-2)와, 프리코딩 처리부(19)를 갖는다. 스케줄러(12)에는, 상향링크 수신신호 복조부(28)에서 복조된 이동국으로부터의 피드백 정보(CQI, 수신 SIR 등)가 입력되고, 분산 송신형 유저와 국부 송신형 유저에 따라서, 예를 들면 도 2에 도시한 바와 같은 리소스의 할당과 송신 스케줄링을 수행한다. S/P 변환기(13)에는, 스트림 수/번호가 입력된다. S/P 변환기(13)는, 스트림 수만큼 시리얼·패러렐 변환을 수행한다. 1 스트림일 때는, 시리얼·패러렐 변환을 수행하지 않는다.
프리코딩 처리부(19)에는, 이동국으로부터의 희망 프리코딩 벡터가 입력되고, 각 송신계열에 대해서, 도 4에 도시한 바와 같은 가중을 수행한다. 프리코딩 처리부(19)는, 분산 송신형일 때에는 미리 결정된 패턴에 따라서 가중을 수행하고, 국부 송신형의 경우도, 단말의 희망에 기초하여 최종적으로는 기지국이 프리코딩 벡터를 결정한다.
데이터 변조부(16-1, 16-2)는, 전파환경의 변동에 따라서, 변조방식이나 오류정정부호화 레이트를 적응적으로 변경하는 전송방식, 즉 AMC(Adaptive modulati
on and Coding)에 의해, CQI에 기초하여 부호화율, 데이터 변조방식을 제어한다.
다른 물리 채널의 송신신호 생성부(21)는, 물리 채널마다 다른 송신 다이버시티용의 신호 생성을 수행한다.
도 17a 및 도 17b는, 프리코딩 벡터 처리부(19)의 구성과, 송신되는 공유 채널에의 프리코딩 웨이트의 적용을 나타내는 도이다. 공유 채널의 일 예로서 SCH를 이용한 경우에 대해서 나타낸다. 도 17a에 있어서, 프리코딩 처리부(19)는, 복제부(19a)와, 프리코딩부(19b)와, 고정 프리코딩 웨이트 설정부(19c)를 포함한다. 복 제부(19a)는, 채널 부호화되고 데이터 변조된 공유 채널을, 안테나 수만큼(이 예에서는 2개로) 복제한다. 프리코딩부(19b)는, 복제된 채널의 각각에 프리코딩 벡터를 승산한다.
국부 송신형 유저에 대해서, 채널 상태에 따른 웨이트를 승산하는 경우는, 도 9와 같이 이동국으로부터 피드백되는 프리코딩 벡터를 이용하나, 도 10과 같이 국부 송신형 유저용에, 스트림마다 미리 설정된 프리코딩 벡터를 이용하는 경우는, 고정 프리코딩 웨이트 설정부(19c)에서, 각 스트림에 대응하는 고정 프리코딩 벡터를 설정한다. 이 경우, 스트림 번호와, 스트림마다 미리 정해진 프리코딩 벡터를 관련지은 테이블(미도시)을 보유해도 좋다.
또, 도 11과 같이, 분산 송신형 유저용에, 스트림마다 미리 정해진 프리코딩 벡터 세트를 이용하는 경우도, 고정 프리코딩 웨이트 설정부(19c)가, 각 스트림에 대해서 대응하는 벡터 세트를 적용한다. 이 경우, 스트림 번호와, 스트림마다 미리 정해진 프리코딩 벡터 세트(안테나 수만큼의 프리코딩 벡터로 구성된다)를 관련지은 테이블(미도시)을 보유하고 있어도 좋다.
도 17b는, 프리코딩 처리된 신호계열의 신호 다이버시티를 나타낸다. 도 4와 같이, 각 안테나에, 프리코딩 벡터 w1이 적용된 신호 1과, 프리코딩 벡터 w2가 적용된 신호 2의 쌍방이 보내진다. 1개의 안테나로부터, 다른 웨이트가 곱해진 이들 2개의 공유 채널을 보내는 경우는, 도 17b와 같이, 10msec의 무선 프레임 중에서, 다른 서브프레임을 이용하여 송신한다. 이에 따라, 송신 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
도 16으로 돌아가, 프리코딩된 신호계열은, OFDM 다중화·맵핑부(22-1, 22-2)에서 각각 직교하는 서브캐리어로 분할 다중화되고, 복소평면에 맵핑된다. 복소 변조된 각 OFDM 서브캐리어 신호는, IFFT부(23)에서 역 고속 푸리에 변환, CP 부여부(24)에서 CP(cyclic prefix)의 부여, RF 송신회로(25)에서 RF 신호로의 변환처리, 전력증폭기(26)에서 증폭 처리되고, 공유기(duplexer)(27)를 통해서, 안테나(29)로부터 송신된다.
이와 같이, 스케줄링되는 공유 데이터 채널을, 피드백 정보에 기초하여(폐루프로) MIMO 다중화하여 송신한다. 피드백 정보로부터 스트림 수가 1인 경우는, MIMO 송신 다이버시티가 된다.
한편, 다른 물리 채널(공통 제어 채널, L1/L2 제어 채널, MBMS 채널 등)의 송신신호도, 타 채널 송신신호 생성부(21)에서 안테나 수만큼의 계열이 생성되고, OFDM 다중화·맵핑 처리를 받는다. 특별히 도시는 하지 않으나, L1/L2 제어 채널이나, 브로드캐스트 채널, 페이징 채널의 생성에는, 채널 부호화부, 변조부 뒤에, STBC 인코더를 배치한다. 또 동기 채널의 생성에는, 공유 데이터 채널과 마찬가지로, 채널 부호화부, 변조부 뒤에 프리코딩부를 배치한다. MBMS 채널의 생성에는, 채널 부호화부, 변조부 뒤에 지연부를 배치한다.
이들의 채널은 이동국으로부터의 피드백 정보를 필요로 하지 않고(개루프로), MIMO 송신 다이버시티가 적용된다.
도 18은, 이동국장치의 개략 구성을 나타내는 블록도이다. 이동국장치(30)의 복수의 안테나(39-1, 39-2) 각각에서 수신된 신호는, 공유기(duplexer)(31)에서 송 신신호와 분리되고, RF 수신회로(32)에서 베이스밴드 신호로 변환되고, FFT부(34)에서 고속 푸리에 변환을 받는다. FFT부(34)에는, 수신 타이밍 추정부(33)에서 추정된 추정값이 입력된다. 공유 데이터 채널은 신호검출부(35)에 입력된다. 한편, 공유 데이터 채널에 부수하여 보내져 오는 하향 L1/L2 제어 채널은, 하향 L1/L2 제어 채널 복조부(37)에서 복조된다.
L1/L2 제어 채널에 포함되는 정보 중, 스트림 수, 변조법, 채널 부호화율은 신호검출부(35)에 입력되어, 수신한 공유 데이터 채널의 복조에 이용된다. 한편, 프리코딩 벡터 정보는, 파일럿 채널을 이용한 채널 추정부(38)에 입력된다. 신호검출부(35)에서 검출된 공유 데이터 채널은 채널 복호부(36)에서 복호되고, 송신신호가 재생된다.
FFT부(34)의 출력은 또, 파일럿 채널을 이용한 희망 스트림 수·번호 추정부(41)와, 파일럿 채널을 이용한 희망 프리코딩 벡터 추정부(42)와, 파일럿 채널을 이용한 CQI 추정부(43)에도 입력된다. 추정된 희망 스트림 수/번호, 희망 프리코딩 벡터, CQI는, 상향링크를 통해서 기지국에 통지된다.
이상 서술한 바와 같이, 본 발명의 실시예들에 따르면, 송신되는 물리 채널의 종류, 특성과, 무선환경을 고려하여, 적절한 MIMO 전송 제어법을 조합함으로써, 전송 특성을 향상시키고, 무선 리소스 이용의 효율화를 도모할 수 있다.
설명의 편의상, 본 발명을 몇 개의 실시 예로 나누어 설명하였으나, 각 실시 예의 구분은 본 발명에 본질적이지 않으며, 2 이상의 실시 예가 필요에 따라서 사용되어도 좋다. 발명의 이해를 촉진하기 위해 구체적인 수치 예를 이용하여 설명하 였으나, 특별이 단서가 없는 한, 그들의 수치는 단순한 일 예에 지나지 않으며 적절한 어떠한 값이 사용되어도 좋다.
이상, 본 발명은 특정의 실시 예를 참조하면서 설명되어 왔으나, 각 실시 예는 단순한 예시에 지나지 않으며, 당업자는 다양한 변형 예, 수정 예, 대체 예, 치환 예 등을 이해할 것이다. 설명의 편의상, 본 발명의 실시 예에 따른 장치는 기능적인 블록도를 이용하여 설명되었으나, 그와 같은 장치는 하드웨어로, 소프트웨어로 또는 그들의 조합으로 실현되어도 좋다. 본 발명은 상기 실시 예에 한정되지 않으며, 본 발명의 정신으로부터 일탈하지 않고, 다양한 변형 예, 수정 예, 대체 예, 치환 예 등이 본 발명에 포함된다.
본 국제출원은 2006년 8월 22일에 출원한 일본국 특허출원 2006-225923호 및 2006년 10월 3일에 출원한 일본국 특허출원 2006-272344호에 기초한 우선권을 주장하는 것이며, 2006-225923호 및 2006-272344호의 전 내용을 본 국제출원에 원용한다.

Claims (29)

  1. 복수의 안테나를 갖는 기지국으로부터 복수의 안테나를 갖는 이동국으로의 하향링크 전송 제어방법에 있어서,
    공통 제어 채널(common control channel), MBMS 채널(Multimedia Broadcast Multicast Service channel), L1/L2 제어 채널(L1/L2 control channel)에 대해서, 개루프형(open loop-type)의 MIMO 다이버시티(Multiple Input Multiple Output diversity)를 적용하고,
    공유 데이터 채널(shared data channel)에 대해서, 폐루프형(closed loop-type)의 MIMO 다중화(MIMO multiplexing) 및/또는 MIMO 다이버시티를 적용하고,
    상기 MIMO 다중화는, 송신신호에의 프리코딩 벡터의 승산을 포함하고,
    상기 공유 데이터 채널을 송신할 때, MIMO 다중화에 있어서의 스트림 수를 제어하고, 스트림마다의 프리코딩 벡터는 고정값으로 하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 MIMO 다중화는, 송신신호에의 프리코딩 벡터(pre-encoding vector)의 승산을 포함하고,
    상기 공유 데이터 채널을 송신할 때,
    연속하는 복수의 서브캐리어(subcarrier)로 구성되는 리소스 블록(resource block)이 할당되는 국부 송신형 유저(localized-transmission type user)에 대해서는, 상기 리소스 블록의 채널 상태에 기초하여, MIMO 다중화에 있어서의 스트림 수와, 스트림마다의 프리코딩 벡터를 제어하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제 어방법.
  3. 삭제
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 스트림마다의 프리코딩 벡터는, 기지국의 안테나 수만큼의 고정값 벡터의 집합이며, 상기 기지국의 안테나 수만큼의 고정값 벡터를 스트림 내에서 미리 결정된 패턴으로 전환하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  5. 제 2항에 있어서,
    상기 국부 송신형 유저에 대해서는, 상기 이동국으로부터 상기 기지국에 대해서, 각 리소스 블록 또는 인접하는 복수의 리소스 블록을 그룹화한 서브밴드에서의 스트림마다의 SINR(signal-to-interference ratio), 사용하는 스트림 번호, 각 스트림의 프리코딩 벡터 번호를 송신하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어 방법.
  6. 제 1항에 있어서,
    분산 송신형 유저에 대해서는, 상기 이동국으로부터 상기 기지국에 대해서, 대역 전체의 스트림마다의 SINR, 사용하는 스트림의 번호를 송신하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 L1/L2 제어 채널을, 2개의 부호화 블록으로 나누어 부호화하고,
    제1 부호화 블록에는, 할당한 리소스 블록 정보와, 스트림 수 정보를 포함시키고,
    제2 부호화 블록에는, MIMO 다중화에서 스트림마다 이용된 프리코딩 정보를 포함시키는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 이동국은, 상기 L1/L2 제어 채널을 수신하면, 우선 제1 부호화 블록을 복호하여 스트림 수를 취출하고, 다음으로, 스트림 수 정보에 기초하여, 상기 제2 부호화 블록을 복호하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  9. 제 7항에 있어서,
    상기 기지국의 각 안테나로부터, 프리코딩을 적용하고 있지 않은 공통 파일럿 채널(common pilot channel)을 송신하고,
    복수의 연속하는 서브캐리어로 이루어지는 리소스 블록이 할당된 국부 송신형 유저에 대해서, 상기 할당한 리소스 블록 내에서, 각 스트림에 대응하는 프리코딩이 적용된 개별 파일럿 채널(dedicated pilot channel)을 더 송신하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 개별 파일럿 채널을 송신하는 경우에, 상기 L1/L2 제어 채널에 프리코딩 정보를 포함시키지 않는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  11. 제 7항에 있어서,
    상기 기지국의 각 안테나로부터, 프리코딩을 적용하고 있지 않은 공통 파일럿 채널과, 프리코딩된 송신신호를 송신하고,
    상기 L1/L2 제어 채널에 포함되는 프리코딩 정보에 기초하여, 상기 공통 파일럿 채널로부터, 상기 송신신호의 채널 추정값(channel estimation value)을 추정하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  12. 제 1항에 있어서,
    상기 MBMS 채널에, 개루프형의 지연 다이버시티를 적용하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  13. 제 1항에 있어서,
    상기 공통 제어 채널 중, 동기 채널(synchronization channel)에 대해서, 사전에 정해진 패턴으로 시간변동하는 프리코딩을 승산하여 송신하는 개루프형 MIMO 다이버시티를 적용하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  14. 제 1항에 있어서,
    상기 공통 제어 채널 중, 브로드캐스트 채널(broadcast channel), 페이징 채널(paging channel), 및 L1/L2 제어 채널에 대해서, 기지국의 송신 안테나 수 2로 송신할 때는 블록 부호화 다이버시티(block-encoding diversity))를, 기지국의 2 송신 안테나 이상으로 송신할 때는, 블록 부호화 다이버시티와 지연 다이버시티 혹은 시간 전환이나 주파수 전환 다이버시티(time- or frequency-switched diversity)의 조합에 의한 개루프형 MIMO 다이버시티를 적용하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  15. 제 1항에 있어서,
    상기 공통 제어 채널 중, 브로드캐스트 채널, 페이징 채널, 및 L1/L2 제어 채널에 대해서, 개루프형의 지연 다이버시티를 적용하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  16. 복수의 안테나;
    이동국으로부터 피드백되는 채널 상태에 기초하여, 복수의 유저에의 송신 데이터에 무선 리소스를 할당하고, 송신 스케줄링을 수행하는 스케줄러;
    상기 이동국으로부터 피드백되는 스트림 정보에 기초하여, 상기 송신 데이터를 상기 안테나 수 이하의 스트림으로 변환하는 직병렬 변환기(serial/parallel converter); 및
    상기 각 스트림에 프리코딩(pre-encoding)을 적용하는 프리코딩 처리부;를 포함하고,
    상기 프리코딩된 송신 데이터를, 상기 복수의 안테나로부터 송신하고,
    공유 데이터 채널을 송신할 때, 스트림 수를 제어하고, 스트림마다의 프리코딩 백터는 고정값으로 하는 것을 특징으로 하는 기지국장치.
  17. 제 16항에 있어서,
    상기 프리코딩 처리부는, 상기 스케줄러에 의해 연속하는 복수의 서브캐리어(subcarrier)로 이루어지는 리소스 블록(resource block)이 할당된 유저에의 송신신호의 각 스트림에 대해서, 상기 이동국으로부터 상기 피드백되는 프리코딩 벡터(pre-encoding vector)를 적용하는 것을 특징으로 하는 기지국장치.
  18. 제 16항에 있어서,
    상기 프리코딩 처리부는, 고정 프리코딩 웨이트 설정부;를 포함하며,
    상기 스케줄러에 의해 대역 전체에 분산하는 서브캐리어를 리소스 블록으로서 할당된 유저에의 송신신호의 각 스트림에 대해서, 미리 결정된 프리코딩 벡터를 적용하는 것을 특징으로 하는 기지국장치.
  19. 제 16항에 있어서,
    상기 송신 데이터를 송신하는 데이터 채널 이외의 물리 채널(physical channel)을 생성하는 신호생성부;를 더 가지며,
    상기 데이터 채널 이외의 물리 채널은, 상기 이동국으로부터의 피드백 정보없이, 상기 복수의 안테나로부터 송신 다이버시티에 의해 송신되는 것을 특징으로 하는 기지국장치.
  20. 제 19항에 있어서,
    상기 데이터 채널 이외의 물리 채널을 생성하는 신호생성부는, 상기 데이터 채널에 부수하는 L1/L2 제어 채널(L1/L2 control channel)을 생성하고, 상기 L1/L2 제어 채널을, 상기 스케줄러에 의해 할당된 리소스 블록 정보와 상기 스트림 수를 부호화한 제1 부호화 블록과, 상기 각 스트림에 적용한 프리코딩 정보를 부호화한 제2 부호화 블록으로 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국장치.
  21. 제 19항에 있어서,
    상기 데이터 채널 이외의 물리 채널을 생성하는 신호생성부는,
    상기 복수의 안테나 각각으로부터 송신되는 프리코딩되지 않는 공통 파일럿 채널(common pilot channel)과,
    상기 스케줄러에 의해 연속하는 복수의 서브캐리어를 리소스 블록으로서 할당된 국부 송신형 유저(localized-transmission type user)에 대해서, 할당된 리소스 블록 내에서, 상기 각 스트림에 대응하는 프리코딩된 개별 파일럿 채널(dedicated pilot channel)을 생성하는 것을 특징으로 하는 기지국장치.
  22. 제 1항에 있어서,
    상기 공유 데이터 채널을 송신할 때,
    대역 전체에 분산하여 서브캐리어가 할당되는 분산 송신형 유저에 대해서는, 대역 전체의 평균 채널 상태에 기초하여, MIMO 다중화에 있어서의 스트림 수를 제어하고, 스트림 수가 기지국의 안테나 수보다 적은 경우에는, 블록 부호화를 수행하는 개루프형 MIMO 다이버시티를 병용하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  23. 제 2항에 있어서,
    상기 공유 데이터 채널을 송신할 때,
    상기 MIMO 다중화에 있어서의 복수의 스트림을 이용하여 공간적으로 다중화하는 멀티 유저 MIMO를 적용하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  24. 제 1항에 있어서,
    상기 L1/L2 제어 채널을, 2개의 부호화 블록으로 나누어 부호화하고,
    제1 부호화 블록에는, 할당된 리소스 블록 정보를 포함시키고,
    제2 부호화 블록에는, MIMO 다중화에서 스트림마다 이용된 프리코딩 정보를 포함시키는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  25. 제 24항에 있어서,
    싱글 유저 MIMO인지 멀티 유저 MIMO인지를 나타내는 MIMO 모드, 스트림 수 정보, 연속하는 복수의 서브캐리어로 구성되는 리소스 블록이 할당되는 국부 송신형 유저인지 대역 전체에 분산하여 서브캐리어가 할당되는 분산 송신형 유저(distributed-transmission type user)인지를 나타내는 정보를, 상위 레이어의 신호로 송신하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  26. 제 25항에 있어서,
    상기 이동국은, 상기 L1/L2 제어 채널을 수신하면, 우선 제1 부호화 블록을 복호하고, 다음으로, 상위 레이어의 신호에 의해 통지된 스트림 수 정보에 기초하여, 상기 제2 부호화 블록을 복호하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  27. 제 1항에 있어서,
    상기 공통 제어 채널 중, 동기 채널에 대해서, 시간 전환 다이버시티를 적용 하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  28. 제 24항에 있어서,
    상기 제1 부호화 블록 및 상기 제2 부호화 블록에 대해서, 기지국의 송신 안테나 수 2로 송신할 때는 블록 부호화 다이버시티를, 기지국의 2 송신 안테나 이상으로 송신할 때는, 블록 부호화 다이버시티와 지연 다이버시티 혹은 시간 전환이나 주파수 전환 다이버시티의 조합에 의한 개루프형(open loop-type)의 MIMO 다이버시티(MIMO diversity)를 적용하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
  29. 제 24항에 있어서,
    상기 제2 부호화 블록에 대해서, 프리코딩을 승산하여 송신하는 MIMO 다이버시티를 적용하는 것을 특징으로 하는 하향링크 전송 제어방법.
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