KR101368506B1 - 멀티 캐리어 시스템용의 새로운 프레임 및 시그널링 패턴 구조 - Google Patents

Abstract

본 발명은 프레임 구조에 기초하여 멀티 캐리어 시스템에서 신호들을 송신하기 위한 송신 장치에 관한 것으로서, 각각의 프레임은 주파수 방향으로 서로 인접하는 적어도 2개의 시그널링 패턴, 및 적어도 2개의 데이터 패턴을 포함하고, 상기 송신 장치는 프레임 내의 각자 동일한 길이를 갖는 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 각각의 주파수 캐리어들 상에 시그널링 데이터를 맵핑하도록 적응되는 시그널링 맵핑 수단(57); 프레임 내의 상기 적어도 2개의 데이터 패턴의 주파수 캐리어들 상에 데이터를 맵핑하도록 적응되는 데이터 맵핑 수단(58, 58', 58''); 시간 도메인 송신 신호를 생성하기 위해, 상기 시그널링 패턴들 및 상기 데이터 패턴들을 주파수 도메인에서 시간 도메인으로 변환하도록 적응되는 변환 수단(60); 및 상기 시간 도메인 송신 신호를 송신하도록 적응되는 송신 수단(61)을 포함한다. 본 발명은 대응하는 송신 방법 및 멀티 캐리어 시스템용 프레임 패턴에 더 관련된다.

멀티 캐리어 시스템, 송신 장치, 수신 장치, 프레임 패턴, 주파수 도메인, 시간 도메인

Description

멀티 캐리어 시스템용의 새로운 프레임 및 시그널링 패턴 구조{NEW FRAME AND SIGNALLING PATTERN STRUCTURE FOR MULTI-CARRIER SYSTEMS}

본 발명은 멀티 캐리어 시스템을 위한 새로운 프레임 및 시그널링 패턴 구조에 관한 것이다.

이에 따라, 본 발명은 주로, 예를 들어 콘텐츠 데이터, 시그널링 데이터, 파일럿 신호 등이 복수의 주파수 캐리어 상에 맵핑된 후에, 주어진 전체 또는 완전한 송신 대역폭으로 송신되는 케이블 기반 또는 지상 디지털 방송 시스템과 같은 방송 시스템에 관한 것이다(그러나 이에 한정되지 않는다).

통상적으로, 수신기는 각각의 수신기가 필요로 하거나 원하는 콘텐츠 데이터만을 수신하기 위해 완전한 송신 대역폭 중의 부분 채널(전체 송신 대역폭의 일부)에 튜닝된다(때로는 세그먼트 수신이라고 한다). 이에 따라, 예를 들어 ISDB-T 표준에서, 전체 채널 대역폭은 13개의 동일한 길이(동일 수의 주파수 캐리어)의 고정 세그먼트로 분할된다.

따라서, 본 발명의 목적은, 수신기가 전체 송신 대역폭의 임의의 필요한 부분에 유연하게 튜닝되는 것을 가능하게 하는 송신 장치 및 방법은 물론, 멀티 캐리어 시스템용의 신호 구조를 제공하는 것이다.

상기 목적은 청구항 1에 따른 송신 장치에 의해 달성된다. 본 발명에 따른 송신 장치는 프레임 구조에 기초하여 멀티 캐리어 시스템에서 신호들을 송신하도록 적응되며, 각각의 프레임은 주파수 방향으로 서로 인접하는 적어도 2개의 시그널링 패턴, 및 적어도 2개의 데이터 패턴을 포함하고, 상기 송신 장치는

프레임 내의 동일 길이를 각자 갖는 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 각각의 주파수 캐리어들 상에 시그널링 데이터를 맵핑하도록 적응되는 시그널링 맵핑 수단;

프레임 내의 상기 적어도 2개의 데이터 패턴의 주파수 캐리어들 상에 데이터를 맵핑하도록 적응되는 데이터 맵핑 수단;

시간 도메인 송신 신호를 생성하기 위해, 상기 시그널링 패턴들 및 상기 데이터 패턴들을 주파수 도메인에서 시간 도메인으로 변환하도록 적응되는 변환 수단; 및

상기 시간 도메인 송신 신호를 송신하도록 적응되는 송신 수단

을 포함한다.

상기 목적은 청구항 9에 따른 송신 방법에 의해 더 달성된다. 본 발명에 따른 송신 방법은 프레임 구조에 기초하여 멀티 캐리어 시스템에서 신호들을 송신하도록 적응되며, 각각의 프레임은 주파수 방향으로 서로 인접하는 적어도 2개의 시그널링 패턴, 및 적어도 2개의 데이터 패턴을 포함하고, 상기 방법은

프레임 내의 동일 길이를 각자 갖는 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 각각의 주파수 캐리어들 상에 시그널링 데이터를 맵핑하는 단계;

프레임 내의 상기 적어도 2개의 데이터 패턴의 주파수 캐리어들 상에 데이터를 맵핑하는 단계;

시간 도메인 송신 신호를 생성하기 위해, 상기 시그널링 패턴들 및 상기 데이터 패턴들을 주파수 도메인에서 시간 도메인으로 변환하는 단계; 및

상기 시간 도메인 송신 신호를 송신하는 단계

를 포함한다.

상기 목적은 청구항 10에 따른 프레임 패턴에 의해 더 달성된다. 본 발명의 프레임 패턴은 멀티 캐리어 시스템에 적응되며, 주파수 방향으로 서로 인접하는 적어도 2개의 시그널링 패턴, 및 적어도 2개의 데이터 패턴을 포함하고, 프레임 내의 동일 길이를 각자 갖는 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 각각의 주파수 캐리어들 상에 시그널링 데이터가 맵핑되고, 상기 프레임 내의 상기 적어도 2개의 데이터 패턴의 주파수 캐리어들 상에 데이터가 맵핑된다.

본 발명의 목적은 송신 대역폭의 임의의 필요한 부분에 대한 유연한 튜닝을 가능하게 하는 수신 장치 및 방법은 물론, 멀티 캐리어 시스템에서 신호들을 송수 신하기 위한 시스템 및 방법을 더 제공하는 것이다.

상기 목적은 청구항 11에 따른 수신 장치에 의해 달성된다. 본 발명에 따른 수신 장치는 송신 대역폭 내에서 프레임 구조에 기초하여 멀티 캐리어 시스템에서 신호들을 수신하도록 적응되며, 각각의 프레임은 주파수 방향으로 서로 인접하고, 주파수 캐리어들 상에 맵핑되는 시그널링 데이터를 각자 갖는 적어도 2개의 시그널링 패턴, 및 주파수 캐리어들 상에 맵핑되는 데이터를 갖는 적어도 2개의 데이터 패턴을 포함하고, 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴의 각각은 동일 길이를 가지며, 상기 수신 장치는 상기 시그널링 패턴들 중 하나의 시그널링 패턴의 길이를 적어도 갖고, 수신될 적어도 하나의 데이터 패턴을 커버하는 상기 송신 대역폭의 선택된 부분에 튜닝되어 그를 수신하도록 적응되는 수신 수단; 및 상기 적어도 2개의 데이터 패턴의 수신을 가능하게 하기 위해, 수신된 시그널링 패턴에 포함된 시그널링 데이터를 평가하도록 적응되는 평가 수단을 포함한다.

상기 목적은 청구항 22에 따른 수신 방법에 의해 더 달성된다. 본 발명의 수신 방법은 송신 대역폭 내에서 프레임 구조에 기초하여 멀티 캐리어 시스템에서 신호들을 수신하도록 적응되며, 각각의 프레임은 주파수 방향으로 서로 인접하고, 주파수 캐리어들 상에 맵핑되는 시그널링 데이터를 각자 갖는 적어도 2개의 시그널링 패턴, 및 주파수 캐리어들 상에 맵핑되는 데이터를 갖는 적어도 2개의 데이터 패턴을 포함하고, 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴의 각각은 동일 길이를 가지며, 상기 수신 방법은 상기 시그널링 패턴들 중 하나의 시그널링 패턴의 길이를 적어도 갖고, 수신될 적어도 하나의 데이터 패턴을 커버하는 상기 송신 대역폭의 선택된 부분을 수신하는 단계; 및 상기 적어도 2개의 데이터 패턴의 수신을 가능하게 하기 위해, 수신된 시그널링 패턴에 포함된 시그널링 데이터를 평가하는 단계를 포함한다.

상기 목적은 청구항 23에 따른, 신호들을 송신하고 수신하기 위한 시스템에 의해 더 달성되는데, 상기 시스템은 프레임 구조에 기초하여 멀티 캐리어 시스템에서 신호들을 송신하기 위한 송신 장치를 포함하고, 각각의 프레임은 주파수 방향으로 서로 인접하는 적어도 2개의 시그널링 패턴, 및 적어도 2개의 데이터 패턴을 포함하고, 상기 송신 장치는

프레임 내의 동일 길이를 각자 갖는 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 각각의 주파수 캐리어들 상에 시그널링 데이터를 맵핑하도록 적응되는 시그널링 맵핑 수단;

프레임 내의 상기 적어도 2개의 데이터 패턴의 주파수 캐리어들 상에 데이터를 맵핑하도록 적응되는 데이터 맵핑 수단;

시간 도메인 송신 신호를 생성하기 위해, 상기 시그널링 패턴들 및 상기 데이터 패턴들을 주파수 도메인에서 시간 도메인으로 변환하도록 적응되는 변환 수단; 및

상기 시간 도메인 송신 신호를 송신하도록 적응되는 송신 수단

을 포함하고,

상기 시스템은 상기 송신 장치로부터 상기 시간 도메인 송신 신호를 수신하도록 적응되는 본 발명에 따른 수신 장치를 더 포함한다.

상기 목적은 청구항 24에 따른, 신호들을 송신하고 수신하기 위한 방법에 의해 더 달성되는데, 상기 방법은 프레임 구조에 기초하여 멀티 캐리어 시스템에서 신호들을 송신하기 위한 송신 방법을 포함하고, 각각의 프레임은 주파수 방향으로 서로 인접하는 적어도 2개의 시그널링 패턴, 및 적어도 2개의 데이터 패턴을 포함하고, 상기 송신 방법은

프레임 내의 동일 길이를 각자 갖는 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 각각의 주파수 캐리어들 상에 시그널링 데이터를 맵핑하는 단계;

프레임 내의 상기 적어도 2개의 데이터 패턴의 주파수 캐리어들 상에 데이터를 맵핑하는 단계;

시간 도메인 송신 신호를 생성하기 위해, 상기 시그널링 패턴들 및 상기 데이터 패턴들을 주파수 도메인에서 시간 도메인으로 변환하는 단계; 및

상기 시간 도메인 송신 신호를 송신하는 단계

를 포함하고,

상기 방법은 상기 시간 도메인 송신 신호를 수신하도록 적응되는 본 발명에 따른 수신 방법을 더 포함한다.

따라서, 본 발명은 주파수 도메인은 물론 시간 도메인에서도 프레임 구조 또는 프레임 패턴을 사용하는 멀티 캐리어 시스템을 제안한다. 주파수 도메인에서, 각각의 프레임은 적어도 2개의 시그널링 패턴을 포함하며, 시그널링 패턴들은 각각 주파수 캐리어들 상에 시그널링 데이터 또는 정보를 보유하고, 각각 동일 길이(또는 대역폭)를 갖는다. 시간 도메인으로의 변환 후, 결과적인 시간 도메인 신호에 서, 각각의 프레임은 각각의 시그널링 심벌은 물론, 데이터 심벌을 포함한다. 각각의 프레임 패턴은 주파수 방향에서의 완전한 또는 전체 송신 대역폭을 커버하며, 따라서 전체 송신 대역폭은 동일한 각각의 길이를 갖는 시그널링 패턴들로 동일하게 분할된다. 이어서, 각각의 프레임의 데이터 패턴들은 적시에 시그널링 패턴들을 따른다. 수신 장치가 튜닝될 수 있는 송신 대역폭의 임의의 원하는 부분이 시그널링 패턴들 중 하나의 시그널링 패턴의 길이를 적어도 갖는 경우에, 수신 장치는 송신 대역폭의 임의의 원하는 부분에 자유롭게 그리고 유연하게 튜닝될 수 있다. 이에 따라, 수신 장치는 완전한 시그널링 패턴의 시그널링 데이터를 항상 수신할 수 있으며, 따라서 계속되는 데이터 패턴들의 수신에 필요한 물리층 정보를 포함하는 시그널링 데이터에 기초하고 이를 이용하여, 데이터 패턴들이 수신 장치에서 수신될 수 있다.

이롭게도, 각각의 프레임은 시간 차원에서 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴에 이어지는 적어도 2개의 추가 시그널링 패턴을 포함하며, 상기 추가 시그널링 패턴들의 각각은 상기 적어도 2개의 선행 시그널링 패턴 중 대응하는 시그널링 패턴과 각각의 동일한 길이를 갖는다. 이에 따라, 각각의 시그널링 패턴의 길이(또는 대역폭)가 모든 필요한 시그널링 데이터를 포함할 만큼 충분히 길지 않은 경우에도, 추가 시그널링 데이터에서 필요한 나머지 시그널링 데이터를 송신할 수 있다. 따라서, 수신 장치가 다소 적은 (유효) 수신 대역폭을 갖는 경우에도, 모든 필요한 시그널링 데이터를 송신하고 수신할 수 있다.

더 이롭게도, 각각의 프레임은 적어도 2개의 트레이닝 패턴을 포함하며, 프 레임 내의 각각의 트레이닝 패턴의 주파수 캐리어들 상에서는 파일럿 신호들이 맵핑되고, 시그널링 패턴들은 주파수 방향에서 트레이닝 패턴들에 정렬된다. 이에 따라, 시간 방향에서 시그널링 패턴들에 선행하는 트레이닝 패턴들을 통해, 트레이닝 패턴을 먼저 수신하는 수신 장치는 시간 동기화, 주파수 오프셋 계산 및/또는 채널 추정을 수행할 수 있으며, 이어서, 수신된 시그널링 패턴들 내의 시그널링 데이터가 수신될 수 있고, 수신 장치의 튜닝 위치에 관계없이, 계속되는 데이터 패턴들을 수신하는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 모든 트레이닝 패턴은 동일 길이를 가지며, 각각의 시그널링 패턴의 기이는 트레이닝 패턴들 각각의 길이와 동일하다. 대안으로, 모든 트레이닝 패턴은 동일 길이를 갖고, 각각의 시그널링 패턴의 길이는 트레이닝 패턴들 각각의 길이보다 작다. 이에 따라, 각각의 시그널링 패턴의 길이는 트레이닝 패턴들 각각의 길이의 절반일 수 있다. 시그널링 패턴들이 트레이닝 패턴들과 정렬되지 않는 구현들도 가능할 수 있다.

이롭게도, 각각의 시그널링 패턴은 적어도 하나의 가드 대역(guard band)을 포함한다. 이에 따라, 수신 장치는 유효 수신 대역폭이 예를 들어 필터 특성 등으로 인해 튜닝 대역폭보다 작은 경우에도 시그널링 패턴 내의 모든 시그널링 데이터를 수신할 수 있는 것이 보장된다. 이에 따라, 각각의 시그널링 패턴은 그의 시작에 가드 대역을, 그리고 그의 끝에 가드 대역을 포함할 수 있다.

이롭게도, 각각의 프레임의 각각의 시그널링 패턴은 프레임 내의 시그널링 패턴의 위치를 포함하는데, 이는 수신측에서 추출되고 평가된다. 이 경우, 더 이롭게도, 각각의 프레임 내의 각각의 시그널링 패턴은, 프레임 내의 시그널링 패턴 들의 적어도 일부에서 상이한, 프레임 내의 각각의 시그널링 패턴의 위치를 제외하고는, 동일한 시그널링 데이터를 포함할 수 있다. 이에 따라, 수신 장치는 예를 들어 그가 프레임 내의 임의의 위치에 튜닝되는 초기화 기간 동안에 (각각의 프레임 내의) 전체 송신 대역폭 내의 그의 위치를 결정한 후, 수신된 시그널링 패턴 내의 시그널링 데이터에 기초하여 원하는 데이터의 수신을 가능하게 하는 대역폭에 튜닝될 수 있다.

더 이롭게도, 각각의 프레임의 시그널링 패턴들은 프레임에 포함된 데이터 패턴들의 수를 지시하는 시그널링 데이터를 포함한다. 더 이롭게도, 시그널링 패턴들 내의 시그널링 데이터의 구조는 각각의 프레임의 주파수 방향에서 제한된 최대 수의 데이터 패턴들을 지원한다. 또한, 각각의 프레임의 시그널링 패턴들은 프레임에 포함된 각각의 데이터 패턴에 대한 개별 시그널링 데이터를 포함할 수 있다.

더 이롭게도, 시그널링 패턴들 내의 시그널링 데이터는 에러 검출 및/또는 보정 코딩을 포함한다. 이에 따라, 수신 장치가 완전한 시그널링 패턴을 수신할 수 없는 경우에도, 수신 장치는 여전히 시그널링 패턴에 포함된 완전한 시그널링 정보를 얻을 수 있다.

수신기는 송신 대역폭의 임의의 원하는 부분에 유연하게 튜닝될 수 있지만, 본 발명에 의해 제안되는 새로운 프레임 구조로 인해, 완전한 시그널링 패턴의 시그널링 데이터를 항상 수신할 수 있다. 이롭게도, 수신 장치는 수신된 송신 대역폭의 선택 부분으로부터 오리지널 시그널링 패턴을 재구성하도록 적응되는 재구성 수단을 포함한다. 이에 따라, 재구성 수단은, 수신 수단이 튜닝되는 송신 대역폭의 선택 부분이 시그널링 패턴 구조와 매칭되지 않는 경우에, 수신된 시그널링 신호들을 오리지널 시그널링 패턴으로 재배열하도록 적응될 수 있다. 따라서, 수신기가 튜닝되는 송신 대역폭의 선택 부분이 (주파수 방향에서) 시그널링 패턴들 중 하나와 완전히 그리고 정확히 매칭되지 않는 경우에도, 그러한 경우에 수신기는 (주파수 방향에서) 선행 시그널링 패턴의 최종 부분 및 (주파수 방향에서) 후속 시그널링 패턴의 처음 부분을 수신할 것이다. 예를 들어, 수신 장치가 각각의 프레임 내의 시그널링 패턴 구조로부터의 그의 (주파수 차원) 오프셋을 알고 있는 경우, 재구성 수단은 수신된 시그널링 신호들을 오리지널 시그널링 패턴으로 재배열하도록 적응될 수 있다. 대안으로, 각각의 프레임은 시간 차원에서 적어도 2개의 시그널링 패턴에 이어지는 적어도 2개의 추가 시그널링 패턴을 포함하고, 추가 시그널링 패턴들의 각각은 적어도 2개의 선행 시그널링 패턴 중 대응하는 시그널링 패턴과 각각의 동일한 길이를 가지며, 재구성 수단은 시간 차원에서 서로 계속되는 수신된 둘 이상의 시그널링 패턴을 오리지널 시그널링 패턴으로 재배열하도록 적응된다. 따라서, 선행 시그널링 패턴 및 후속 시그널링 패턴은, 모든 필요한 시그널링 데이터가 단일 시그널링 패턴 내에 포함되는 경우에, 주파수 차원에서의 시그널링 패턴들의 길이가 짧은 경우에도, 필요한 시그널링 데이터를 함께 포함할 수 있다.

대안으로 또는 추가로, 시그널링 패턴들의 시그널링 데이터는 에러 검출 및/또는 보정 코딩을 포함하며, 재구성 수단은 오리지널 시그널링 패턴을 재구성하기 위해 수신된 시그널링 신호들에 대해 에러 검출 및/또는 보정 디코딩을 수행하도록 적응된다. 이에 따라, 송신되는 시그널링 패턴들은 시그널링 패턴의 일부만이 수신될 수 있는 경우에도 수신기가 오리지널 시그널링 패턴을 재구성할 수 있게 하는 추가적인 에러 코딩, 중복(redundancy) 등을 포함할 수 있다. 이롭게도, 각각의 프레임의 각각의 시그널링 패턴은 프레임 내의 시그널링 패턴의 위치를 포함하는데, 이는 수신측에서 추출되고 평가된다. 이 경우, 더 이롭게도, 각각의 프레임 내의 각각의 시그널링 패턴은, 프레임 내의 시그널링 패턴들의 적어도 일부에서 상이한, 프레임 내의 각각의 시그널링 패턴의 위치를 제외하고는, 동일한 시그널링 데이터를 포함할 수 있다. 이에 따라, 수신 장치는 예를 들어 그가 프레임 내의 임의의 위치에 튜닝되는 초기화 기간 동안에 (각각의 프레임 내의) 전체 송신 대역폭 내의 그의 위치를 결정한 후, 수신된 시그널링 패턴 내의 시그널링 데이터에 기초하여 원하는 데이터의 수신을 가능하게 하는 대역폭에 튜닝될 수 있다. 이롭게도, 각각의 프레임의 시그널링 패턴들은 프레임 내에 포함된 데이터 패턴들의 수를 갖는 시그널링 데이터를 포함하며, 평가 수단은 수신된 시그널링 패턴으로부터 데이터 패턴들의 수를 갖는 시그널링 데이터를 추출하도록 적응된다. 더 이롭게도, 각각의 프레임의 시그널링 패턴들은 프레임 내에 포함된 각각의 데이터 패턴을 갖는 개별 시그널링 데이터를 포함하며, 평가 수단은 수신된 시그널링 패턴으로부터 각각의 데이터 패턴을 갖는 개별 시그널링 데이터를 추출하도록 적응된다.

이롭게도, 수신기는 송신 대역폭의 선택 부분에 튜닝되어 그를 수신하도록 적응되며, 따라서 송신 대역폭의 선택 부분에서의 시그널링 패턴의 최적 수신이 가 능하게 된다. 특히, 프레임 내의 데이터 패턴들 및 시그널링 패턴들의 주파수 차원 구조가 매칭되지 않는 경우, 그리고 수신기에서 수신될 송신 대역폭의 선택 부분이 수신될 데이터 패턴(들)보다 (주파수 차원에서) 큰 경우, 예를 들어 원하는 완전한 데이터 패턴(들)을 여전히 수신하면서 하나의 완전한 시그널링 패턴의 최대 부분이 수신되도록 튜닝을 조정함으로써 시그널링 패턴의 최상의 가능한 수신이 달성되도록 튜닝을 최적화하는 것이 가능할 수 있다.

일반적으로, 수신될 적어도 하나의 데이터 패턴이 송신 대역폭의 선택 부분에 관하여 중심에 있도록 송신 대역폭의 선택 부분을 수신하도록 수신기를 튜닝하는 것이 이로울 수 있다.

더 이롭게도, 수신기는 이전 프레임의 시그널링 패턴에서 수신된 시그널링 정보에 기초하여 송신 대역폭의 선택 부분을 수신하도록 튜닝될 수 있다.

더 이롭게도, 각각의 프레임은 시간 차원에서 적어도 2개의 데이터 패턴에 이어지는 추가적인 데이터 패턴들을 포함하며, 추가적인 데이터 패턴들 각각은 선행하는 적어도 2개의 데이터 패턴 중 대응하는 데이터 패턴과 각각의 동일한 길이를 갖는다. 즉, 각각의 프레임 내의 데이터 패턴들의 구조는 전체 대역폭이 커버되도록 적어도 2개의 데이터 패턴이 주파수 차원에서 서로의 다음에 배열되는 방식으로 이롭게 셋업된다. 이어서, 추가 데이터 패턴들은 동일 프레임 내에, 그러나 시간 방향에서 적어도 2개의 데이터 패턴에 이어서 배열되며, 각각의 추가적인 또는 이어지는 데이터 패턴은 동일 주파수 위치에서 선행 데이터 패턴과 (주파수 차원 또는 방향에서) 동일한 길이를 갖는다. 따라서, 수신 장치가 송신 대역폭의 특 정 부분에 튜닝되는 경우, 프레임당 적어도 2개의 데이터 패턴이 수신되며, 데이터 패턴들 각각은 동일 길이를 갖지만, 시간 차원에서 서로에 이어진다. 이에 따라, 송신 장치에서 데이터 패턴들 각각의 길이는 동적으로 조정될 수 있다. 대안으로 또는 추가로, 시간 차원에서의 추가 데이터 패턴들의 수가 동적으로 조정될 수 있다. 이어서, 데이터 패턴들에 관한 임의의 동적 변화들이 시그널링 패턴들에서 시그널링될 것이다. 따라서, 본 발명에 의해 제안되는 바와 같은 프레임 구조를 갖는 멀티 캐리어 시스템은 데이터 패턴들의 길이, 및 따라서 데이터 패턴당 데이터의 양이 예를 들어 프레임마다 또는 임의의 다른 필요한 방식으로 동적으로 변경될 수 있는 매우 유연한 데이터 콘텐츠의 송신을 가능하게 한다. 대안으로, 데이터 패턴들의 길이 및/또는 수는 고정되거나 불변일 수 있다.

본 발명은, 송신 장치가 전체 송신 대역폭으로 데이터를 송신하도록 적응되고, 수신 장치가 전체 송신 대역폭의 일부만을 선택적으로 수신하도록 적응되는 임의 종류의 멀티 캐리어 시스템에 적용될 수 있다는 것을 이해해야 한다. 그러한 시스템들의 비제한적인 예들은 유선 또는 무선(예를 들어, 케이블 기반, 지상 등) 디지털 비디오 방송 시스템들과 같은 기존 또는 미래의 단방향 또는 양방향 방송 시스템들일 수 있다. 멀티 캐리어 시스템에 대한 비제한적인 예는 직교 주파수 분할 멀티플렉스(OFDM) 시스템이지만, 시그널링 데이터, 파일럿 신호들 및 다른 종류의 데이터를 복수의 주파수 캐리어 상에 맵핑하는 임의의 다른 적절한 시스템도 사용될 수 있다. 이에 따라, 주파수 캐리어들은 등거리이고, 각각 동일한 길이(대역폭)를 가질 수 있다. 그러나, 본 발명은 주파수 캐리어들이 등거리가 아니고, 그 리고/또는 각각 동일한 길이를 갖지 않는 멀티 캐리어 시스템들에서도 이용될 수 있다. 또한, 본 발명은 송신측에 적용되는 전체 송신 대역폭에서도, 수신측이 튜닝되는 송신 대역폭의 선택 부분에서도 어떠한 종류의 특정 주파수 범위로 한정되지 않는다는 것을 이해해야 한다. 그러나, 일부 응용들에서는, 수신측 상의 수신 대역폭, 즉 기존(디지털 비디오 방송 또는 다른) 시스템들의 수신 장치들의 대역폭에 대응하는, 수신기가 튜닝될 수 있는 송신 대역폭 부분에 대한 대역폭을 이용하는 것이 이로울 수 있다. 수신기 대역폭의 비제한적인 예는 8 MHz일 수 있으며, 즉 수신측은 전체 송신 대역폭으로부터의 임의의 원하는 8 MHz 대역폭에 튜닝될 수 있다. 이에 따라, 전체 송신 대역폭은 8 MHz의 배수, 예를 들어 8 MHz 16 MHz, 24 MHz, 32 MHz 등일 수 있으며, 따라서 전체 송신 대역폭의 분할, 즉 각각의 트레이닝 패턴의 길이는 8 MHz일 수 있다. 그러나, 다른 분할들, 예를 들어 6 MHz의 각각의 트레이닝 패턴의 길이도 가능하다(그러나, 이에 한정되지 않는다). 일반적으로, 수신기 대역폭에 대한 8 MHz의 비제한적인 예의 경우에, 본 발명의 프레임 구조에 사용되는 시그널링 패턴들 각각의 길이는 8 MHz, 4 MHz (또는 이하)일 수 있다.

본 발명은 포함된 도면들과 관련된 아래의 바람직한 실시예들의 설명에서 더 상세히 설명된다.

본 발명에 따르면, 수신기가 전체 송신 대역폭의 임의의 필요한 부분에 유연하게 튜닝되는 것을 가능하게 한다.

도 1은, 예를 들어 도 17에 개략적으로 도시된 송신 장치(54)와 같은 본 발명에 따른 송신 장치가 본 발명에 따른 멀티 캐리어 시스템에서 신호들을 송신하는 전체 송신 대역폭(1)의 개략적 표현을 나타낸다. 도 1은 또한, 송신 대역폭(1)의 선택된 부분(2)에 튜닝되어, 이를 선택적으로 수신하도록 적응되는 본 발명의 수신 장치(3)의 블록도를 개략적으로 나타낸다. 이에 따라, 수신 장치(3)는 송신 대역폭(1)의 원하는 부분(2)에 튜닝되어, 이를 선택적으로 수신하도록 적응되는 튜너(4)는 물론, 복조, 채널 디코딩 등과 같은, 각각의 통신 시스템에 따른 수신 신호들의 추가적인 필수 처리를 수행하는 추가 처리 수단(5)을 포함한다. 본 발명에 따른 수신 장치의 더 정교한 예는 도 18의 개략 블록도에 도시되는데, 도 18은 각각의 송신 시스템 또는 통신 시스템에서 신호들을 수신하도록 적응되는 예를 들어 안테나, 안테나 패턴, 유선 또는 케이블 기반 수신 인터페이스 또는 임의의 다른 적절한 인터페이스일 수 있는 수신 인터페이스(64)를 포함하는 수신 장치(63)를 도시한다. 수신 장치(63)의 수신 인터페이스(64)는 도 1에 도시된 튜닝 수단(4)과 같은 튜닝 수단은 물론, 수신된 신호를 중간 주파수 또는 기저 대역으로 하향 변환하도록 적응되는 하향 변환 수단과 같은, 각각의 송신 또는 통신 시스템에 따르는 추가 필수 처리 요소들을 포함하는 수신 수단(65)에 접속된다.

전술한 바와 같이, 본 발명은 멀티 캐리어 시스템에 대한 특유하고 새로운 프레임 구조를 제공함으로써 수신기에서 송신 대역폭(1)의 원하는 부분(2)의 유연하고 가변적인 수신을 가능하게 한다. 도 2는 본 발명의 송신 장치(54)가 상이한 세그먼트들 또는 부분들(6, 7, 8, 9, 10)에서 비디오 데이터, 오디오 데이터 또는 임의의 다른 종류의 데이터와 같은 데이터 콘텐츠를 송신하도록 적응되는 전체 송신 대역폭(1)의 개략적 표현을 나타낸다. 예를 들어, 부분들(6, 7, 8, 9, 10)은 송신 장치(54)에 의해 상이한 종류의 데이터, 상이한 소스로부터의 데이터, 상이한 수신자들에 대해 지정된 데이터 등을 송신하는 데 사용될 수 있다. 부분들(6, 9)은 예를 들어 최대 대역폭, 즉 대응 수신 장치(63)에 의해 수신될 수 있는 최대 대역폭을 갖는다. 부분들(7, 8, 10)은 보다 작은 대역폭들을 갖는다. 본 발명은 이제 전체 송신 대역폭에 프레임 구조 또는 패턴을 적용하는 것을 제안하는데, 이에 따라 각각의 프레임은 주파수 방향에서 서로 인접하는 적어도 2개의 트레이닝 패턴, 및 다수의 데이터 패턴을 포함한다. 프레임의 각각의 트레이닝 패턴은 동일한 길이 및 동일한 파일럿 신호들을 가질 것이다. 즉, 전체 송신 대역폭(1)은 트레이닝 패턴들을 위한 동일한 부분들로 분할되며, 이에 따라 수신기가 튜닝될 수 있는 최대 대역폭, 예를 들어 도 12의 부분들(6, 9)에 대해 도시된 대역폭은 각각의 트레이닝 패턴의 길이와 같거나 그보다 커야 한다. 이에 따라, 전체 트레이닝 패턴을 적절히 수신함으로써, 본 발명에 따른 수신 장치(63)는 송신 장치(54)와 정확히 동기화되고, 유연하고 비제한적인 방식으로 원하는 데이터에 튜닝되어 데이터를 수신할 수 있다. 또한, 수신 장치(63)에서는 수신된 트레이닝 패턴에 기초하여 주파수 오프셋 계산 및/또는 채널 추정이 가능하다. 또한, 송신 대역폭 내의 다양한 데이터 부분의 길이는 후술하는 바와 같이 각각의 프레임 내의 트레이닝 패턴들의 길이(주파수 캐리어들의 수)를 초과할 수 없음이 명확하다.

도 3은 본 발명에 따른 프레임들(11, 11', 11'')의 시간 도메인 구조의 개략적 표현을 나타낸다. 각각의 프레임(11, 11', 11'')은 프리앰블 심벌(또는 트레이닝 심벌)(12, 12', 12''), 하나 이상의 시그널링 심벌(13, 13') 및 여러 데이터 심벌(14, 14')을 포함한다. 이에 따라, 시간 도메인에서, 프리앰블 심벌들 또는 트레이닝 심벌들은 데이터 심벌들에 선행하는 시그널링 심벌들에 선행한다. 각각의 프레임(11, 11', 11'')은 복수의 데이터 심벌을 가질 수 있으며, 각각의 프레임(11, 11', 11'') 내의 데이터 심벌들의 수가 변하는 시스템들이 가능하다. 프리앰블 심벌들은 수신 장치(63)에서 시간 동기화, 및 채널 추정 및/또는 주파수 오프셋 계산과 같은 결국 추가적인 태스크들을 수행하는 데 사용된다. 시그널링 심벌들(13, 13')은 시그널링 정보, 예를 들어 수신 장치(63)가 L1 시그널링 데이터와 같은, 그러나 그에 한정되지 않는 수신된 신호들을 디코딩하는 데 필요한 모든 물리층 정보를 포함한다. 시그널링 데이터는 예를 들어 다양한 데이터 패턴들에 대한 데이터 콘텐츠의 할당, 즉 예를 들어 어느 서비스들, 데이터 스트림들, 변조, 에러 보정 세팅 등이 어느 주파수 캐리어들 상에 위치하는지에 관한 데이터를 포함할 수 있으며, 따라서 수신 장치(63)는 그가 전체 송신 대역폭의 어느 부분에 튜닝될지에 관한 정보를 얻을 수 있다. 또한, 시그널링 심벌들은 프리앰블 또는 트레이닝 패턴 및/또는 시그널링 패턴으로부터의 각각의 데이터 패턴의 오프셋을 지시하는 시그널링 데이터를 포함할 수 있으며, 따라서 수신 장치(63)는 트레이닝 패턴들 및/또는 시그널링 패턴들의 수신이 최적화되는 방식으로 송신 주파수의 원하는 부분에 대한 튜닝을 최적화할 수 있다. 본 발명에 따른 프레임 구조의 사용은, 데 이터 스트림을 논리 블록들로 분할함으로써, 프레임 구조의 변경들이 프레임에서 프레임으로 시그널링되어, 선행 프레임이 후속 프레임들 또는 그들 중 하나의 변경된 프레임 구조를 시그널링할 수 있는 추가 이익을 갖는다. 예를 들어, 프레임 구조는 에러의 생성 없이 변조 파라미터들의 무결함 변경을 가능하게 한다.

도 4의 (a), 도 4의 (b), 도 5의 (a) 및 도 5의 (b)는 본 발명에서 사용될 수 있는 프리앰블 구조들의 비제한적인 예들을 나타낸다. 그러나, 다른 가능한 프리앰블 구조들도 사용될 수 있다는 것을 이해해야 한다. 도 4의 (a)는 복수의 주파수 캐리어(16)(도시된 예에서는 2048개의 캐리어)가 각각 파일럿 신호를 보유하는 프리앰블 또는 트레이닝 패턴(15)의 주파수 도메인 표현을 나타낸다. 즉, 트레이닝 패턴(15)의 모든 주파수 캐리어는 파일럿 신호를 보유한다. 도 4의 (b)는 시간 도메인으로의 변환 후의 도 4의 (a)의 트레이닝 패턴을 나타낸다. 시간 도메인 트레이닝 심벌은 단일 반복 내에 복수의 시간 도메인 샘플(17)(도시된 예에서는 2048개의 샘플)을 포함한다. 즉, 시간 도메인 트레이닝 심벌은 시간 도메인 샘플들의 어떠한 반복들도 갖지 않는다. 도 5의 (a)는 복수의 주파수 캐리어(도시된 예에서는 512개의 캐리어)를 포함하는 주파수 도메인 프리앰블 패턴(18)의 추가적인 비제한적인 예를 나타낸다. 도시된 예에서, 모든 4 번째 서브 캐리어만이 파일럿 신호(19)를 보유하며, 모든 다른 서브 캐리어(20)는 파일럿 신호를 보유하지 않는다. 시간 도메인으로의 변환 후, 도 5의 (b)에 도시된 시간 도메인 프리앰블 또는 트레이닝 심벌(21)은 4개의 반복(22)을 나타내며, 각각의 반복(22)은 동일한 샘플들(23)(동일 값 및 수)을 갖는다. 도시된 예에서, 시간 도메인 트레이닝 심벌은 2048개 시간 샘플의 길이를 가지며, 각각의 반복(22)은 512개의 샘플을 포함한다. 일반적인 규칙은 시간 도메인에서의 반복들의 수는 주파수 도메인에서의 파일럿 신호들의 반복 레이트에 대응한다는 것이다. 주파수 도메인에서의 파일럿 신호들의 거리가 더 큰 경우, 시간 도메인에서의 반복들의 수가 증가한다. 시간 도메인 프리앰블 또는 트레이닝 심벌 내의 반복들은 때때로 '단축된' 트레이닝 심벌들이라고 한다. 따라서, 도 5의 (b)의 예에서, 시간 도메인 심벌은 4개의 단축된 트레이닝 심벌을 포함한다. 일부 응용에서는, 시간 도메인에서 신호 패턴들과 같은 의사 잡음을 얻기 위해 의사 잡음 파일럿 신호 시퀀스들을 이용하는 것이 이로울 수 있다. 또한, 소위 CAZAC(constant amplitude zero auto correlation) 시퀀스, 또는 신호 패턴들과 같은 의사 잡음으로 귀착되고, 주파수 도메인은 물론, 시간 도메인 양쪽에서 양호한 상관 특성들을 갖는 임의의 다른 적절한 시퀀스가 파일럿 신호들에 대해 사용될 수 있다. 그러한 시퀀스들은 본 발명의 수신 장치(63)에서의 시간 동기화를 가능하게 한다. 이에 더하여, 그러한 시퀀스들은, 나이퀴스트 기준이 주파수 차원에서 이행되는 경우에, 수신 장치(63)에서의 신뢰성 있는 채널 추정을 가능하게 한다. 또한, 그러한 시퀀스들은 수신 장치(63)에서의 주파수 오프셋 계산 및/또는 채널 추정을 가능하게 한다.

전술한 바와 같이, 본 발명은 송신 장치(54)의 전체 송신 대역폭에 대한 주파수 도메인 프레임 구조 또는 프레임 패턴을 제안하며, 이러한 구조에서는 동일한 트레이닝 패턴들이 전체 송신 대역폭을 통해 반복되는데, 즉 주파수 방향으로 서로 바로 인접한다. 도 6은 전체 송신 대역폭(24)에서의 동일하고 인접하는 그러한 트레이닝 패턴들(25, 26, 27, 28)의 시퀀스를 개략적으로 도시하고 있다. 즉, 동일 한 파일럿 신호들의 시퀀스가 각각의 트레이닝 패턴(25, 26, 27, 28)의 주파수 캐리어 상에 맵핑되며, 따라서 각각의 트레이닝 패턴은 동일한 길이(또는 대역폭) 및 동일한 수의 주파수 캐리어들을 갖는다(주파수 서브 캐리어들은 등거리이고, 각각 동일한 길이 또는 대역폭을 갖는 것으로 가정한다). 이롭게도, 도 6에 도시된 바와 같이, 전체 송신 대역폭(24)은 동일 길이를 각각 갖는 트레이닝 패턴들(25, 26, 27, 28)로 동일하게 분할된다. 또한, 수신 장치(63)가 동기화(및 채널 추정 및/또는 주파수 오프셋 계산)를 위한 전체 트레이닝 패턴을 항상 수신할 수 있는 것을 보장하기 위해, 트레이닝 패턴들(25, 26, 27, 28)의 길이는 본 발명의 수신 장치(63)가 신호들을 수신하기 위하여 튜닝될 수 있는 최소 튜닝 대역폭에 대응한다.

따라서, 본 발명은 수신 장치(63)가 예를 들어 수신된 파일럿 신호들을 도 18에 도시된 수신 장치(63)의 상관 수단(67)에서 상관시킴으로써 신뢰성 있는 동기화를 여전히 수행할 수 있으면서 전체 채널 대역폭(24) 내의 임의의 위치에 매우 유연한 방식으로 튜닝될 수 있게 한다. 또한, 본 발명은 전체 송신 주파수 대역폭(24)을 동일한 파일럿 신호 시퀀스의 반복을 포함하는, 따라서 동일한 길이를 갖는 트레이닝 패턴을 각각 갖는 인접 서브 블록들 또는 세그먼트들로 분할하는 것을 제안한다. 따라서, 트레이닝 패턴 각각의 길이는 이롭게도 수신 장치(63)가 튜닝될 수 있는 대역폭에 대응한다. 예를 들어, 도 18에 도시된 바와 같이, 수신 장치(63)는 튜너를 포함하는 수신 수단(65)에서 신호들이 수신되는 안테나, 유선 수신 인터페이스 등과 같은 수신 인터페이스(64)를 포함한다. 수신 장치(63)가 트레이닝 패턴들 중 하나에 매칭되거나 일치하는 송신 대역폭의 일부에 튜닝되는 경우, 파일럿 신호 시퀀스는 원래 순서로 수신된다. 수신 장치(63)가 송신 대역폭의 임의 부분 또는 예를 들어 2개의 트레이닝 패턴 사이에 튜닝되는 경우, 여전히 트레이닝 패턴의 모든 파일럿 신호가 수신되지만, 오리지널 시퀀스로는 수신되지 않는다. 그러나, 파일럿 신호 시퀀스들의 순환 거동으로 인해, 의사 잡음 시퀀스들이 각각의 트레이닝 패턴 내의 파일럿 신호들에 대해 사용되는 경우에 특히, 매우 양호한 상관 특성들이 여전히 존재하며, 본 발명의 수신 장치(63)의 상관 수단(67)은 자기 상관, 즉 수신된 파일럿 신호들과 그들 자신의 상관을 수행할 때 양호한 결과들을 여전히 전달한다. 특히, 케이블 시스템과 같은 유선 시스템들에서는, 자기 상관이 높은 신호 대 잡음비로 인해 양호한 결과들을 전달할 것으로 예상된다. 또한, 그러한 시퀀스들은 수신 장치(63)에서 주파수 오프셋 계산 및/또는 채널 추정을 가능하게 한다.

도 7은 트레이닝 패턴을 분할하지 않는 경우의 멀티 캐리어 시스템에 대한 64 샘플 의사 잡음 시퀀스의 시뮬레이션 결과의 일례를 나타낸다. 상관 피크가 명확히 보인다. 도 8은 전체 송신 대역폭이 동일한 트레이닝 패턴들을 포함하고, 수신기가 송신 대역폭의 일부에 튜닝되는 본 발명에 따른 시스템에 대한 시뮬레이션 결과의 추가 예를 나타낸다. 도 8에 도시된 시뮬레이션에서, 수신기는 제1 세그먼트, 즉 전체 송신 대역폭의 제1 트레이닝 패턴에 튜닝되었고 동일하게 매칭되었다. 즉, 시뮬레이션은 수신기가 오리지널 시퀀스로 트레이닝 패턴의 파일럿 신호들을 수신하는 상황에 대한 자기 상관 결과를 보여준다. 또한, 상관 피크가 명확히 보인다. 도 9는 이제, 수신기가 2개의 트레이닝 패턴 사이의 위치에 튜닝되었고, 따 라서 수신기가 오리지널 시퀀스로 파일럿 신호들을 수신하지 못했지만, 연속하는 트레이닝 패턴의 첫 번째 부분 앞의 선행 트레이닝 패턴의 마지막 부분을 수신한, 도 8의 시스템에 대한 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 그러나, 파일럿 시퀀스들 및 트레이닝 패턴들의 순환 거동으로 인해, 도 9에 도시된 자기 상관 피크를 얻는 것도 가능하다.

수신 장치(63)가 그의 튜닝 위치를 아는 경우, 즉 프레임의 시작으로부터 또는 각각의 트레이닝 패턴의 각각의 시작으로부터의 오프셋을 아는 경우, 옵션으로 제공되는 재배열 수단(66)은 수신된 파일럿 신호들을 오리지널 시퀀스로 재배열하고, 예상되는 트레이닝 패턴의 저장 버전과의 비교에 기초하여 교차 상관을 수행하여 교차 상관 결과를 얻을 수 있다. 그러한 교차 상관 결과는 잡음에 의한 영향을 더 적게 받으므로, 통상적으로 자기 상관 결과보다 양호한 품질을 가질 것이다. 따라서, 낮은 신호 대 잡음비를 갖는 시스템들에 대해서는 교차 상관이 보다 양호한 선택일 것이다.

도 10은 본 발명에 따른 프레임 구조 또는 패턴(29)의 주파수 도메인 표현의 개략적인 예를 나타낸다. 프레임 구조(29)는 주파수 방향에서의 전체 송신 대역폭(24)을 커버하며, 주파수 방향으로 서로 인접하는 적어도 2개의 트레이닝 패턴(30)을 포함하고, 각각의 트레이닝 패턴은 각각의 주파수 캐리어들 상에 동일한 파일럿 신호 시퀀스를 보유하고 동일 길이를 갖는다. 도 4에 도시된 예에서, 전체 송신 대역폭(24)은 4개의 트레이닝 패턴(30)으로 세분되지만, 임의의 다른 더 많거나 적은 수의 트레이닝 패턴들이 적합할 수도 있다. 도 17에 도시된 바와 같은 본 발명의 송신 장치(54)에서, 파일럿 맵핑 수단(55)은 파일럿 신호들을 각각의 트레이닝 패턴의 주파수 캐리어들 상에 맵핑하도록 적응된다. 이롭게도, 의사 잡음 시퀀스 또는 CAZAC 시퀀스가 파일럿 신호들에 대해 사용되지만, 양호한 의사 잡음 및/또는 상관 특성들을 갖는 임의의 다른 시퀀스가 적합할 수도 있다. 또한, 파일럿 맵핑 수단(55)은 도 4와 관련하여 설명된 바와 같이 파일럿 신호를 트레이닝 패턴들 내의 모든 주파수 캐리어 상에 맵핑하도록 적응될 수 있다. 대안으로, 파일럿 맵핑 수단(55)은 예를 들어 도 5와 관련하여 설명된 바와 같이 파일럿 신호를 모든 m 번째 주파수 캐리어 상에 맵핑하도록 적응될 수 있다(m은 1보다 큰 자연수). 모든 트레이닝 패턴(30)의 길이 또는 대역폭(39)은 수신 장치(63)의 튜너가 튜닝될 수 있는 대역폭(38)과 동일하다. 그러나, 수신 장치(63)의 튜너가 튜닝될 수 있는 송신 대역폭의 일부는 트레이닝 패턴(30)의 길이보다 클 수 있다. 수신 장치(63) 내의 상관 수단(67)에서 수행되는 상관을 위한 것 외에도, 수신된 파일럿들은 수신된 데이터 신호들 내의 데이터의 올바른 디맵핑(de-mapping)을 가능하게 하는 데 필요한 채널 추정 정보를 디맵핑 수단(70)에 제공하는 채널 추정 수단(69)에서 프레임 내의 캐리어 주파수들에 대한 채널 추정을 위해 (변환 수단(68)에서의 주파수 도메인으로의 변환 후에) 더 사용될 수 있다. 또한, 수신된 파일럿들은 수신 장치(63)에서 도 18에 도시되지 않은 대응 수단에서의 주파수 오프셋 계산을 위해 사용될 수 있다.

프레임 구조 또는 패턴(29)은 시간 도메인에서 트레이닝 패턴들(30)을 따르는, 주파수 방향으로 서로 인접하는 적어도 2개의 시그널링 패턴(31)을 더 포함한 다. 각각의 시그널링 패턴(31)은 각각의 선행 트레이닝 패턴(30)과 동일한 길이 및 대역폭을 갖고, 주파수 방향에서의 각각의 시그널링 패턴(31)의 시작과 끝은 각각의 (시간 방향) 선행 트레이닝 패턴(30)의 시작과 끝과 동일하며, 따라서 시그널링 패턴(31)의 주파수 구조는 트레이닝 패턴(30)의 주파수 구조와 동일하다. 즉, 시그널링 패턴들(31)은 트레이닝 패턴들(30)에 정렬된다. 도 17에 도시된 본 발명의 송신 장치(54)는 시그널링 데이터를 각각의 시그널링 패턴(31)의 주파수 캐리어들 상에 맵핑하도록 적응되는 시그널링 데이터 맵핑 수단(57)을 포함한다. 이에 따라, 각각의 시그널링 패턴(31)은 예를 들어 프레임 내의 시그널링 패턴(31)의 위치를 포함한다. 예를 들어, 각각의 프레임 내의 각각의 시그널링 패턴(31)은 프레임 내의 각각의 시그널링 패턴(31)에서 상이한, 프레임 내의 각각의 시그널링 패턴의 위치를 제외하고는, 동일한 시그널링 데이터를 갖고, 보유한다. 시그널링 데이터는 예를 들어, 수신 장치(63)가 수신된 신호들을 디코딩하는 데 필요한 모든 물리층 정보를 포함하는 L1 시그널링 데이터이다. 그러나, 임의의 다른 적절한 시그널링 데이터가 시그널링 패턴들(31) 내에 포함될 수도 있다. 시그널링 패턴들(31)은 예를 들어 각각의 데이터 세그먼트(32, 33, 34, 35, 36)의 위치를 포함할 수 있고, 따라서 수신 장치(63)는 원하는 데이터 세그먼트들이 어디에 위치하는지를 알며, 따라서 수신 장치(63)의 튜너는 원하는 데이터 세그먼트들을 수신하도록 각각의 위치에 튜닝될 수 있다. 도 18에 도시된 바와 같이, 수신 장치(63)는 튜너를 갖는 수신 수단(65) 뒤에, 수신된 시간 도메인 신호들을 주파수 도메인으로 변환하기 위한 변환 수단(68)을 포함하며, 이후에 시그널링 데이터는 (재구성 수단(71)에 서의 옵션인 재구성 후에) 디맵핑 수단(72)에서 디맵핑되고, 이어서 평가 수단(73)에서 평가된다. 평가 수단(73)은 수신된 시그널링 데이터로부터 필요한, 요구되는 시그널링 정보를 추출하도록 적응된다. 필요한 경우에는, 추가적인 시그널링 패턴들이 시그널링 패턴들(31)에 바로 이어지는 시간 방향으로 제공될 수 있다.

프레임 구조 또는 패턴(29)은 주파수 방향으로 전체 송신 대역폭(24)을 넘어 연장하고 시간 방향으로 시그널링 패턴들(31)을 따르는 적어도 2개의 데이터 세그먼트를 더 포함한다. 시그널링 패턴들(31)이 위치하는 시간 슬롯에 바로 이어지는 시간 슬롯에서, 프레임 구조(29)는 상이한 길이들, 즉 데이터 맵핑되는 상이한 수의 각각의 주파수 캐리어들을 갖는 여러 데이터 세그먼트(32, 33, 34, 35, 36, 37)를 나타낸다. 프레임 구조(29)는 연속하는 시간 슬롯들에서 추가적인 데이터 세그먼트들을 더 포함하며, 그에 따라 추가 데이터 패턴들은 각각 선행하는 데이터 패턴과 동일한 길이 및 수의 주파수 캐리어들을 갖는다. 예를 들어, 데이터 패턴(32', 32'', 32''')은 제1 데이터 패턴(32)과 동일한 길이를 갖는다. 데이터 패턴들(33', 33'', 33''')은 데이터 세그먼트(33)와 동일한 길이를 갖는다. 즉, 추가적인 데이터 패턴들은 시그널링 패턴들(31) 뒤의 첫 번째 시간 슬롯에서 여러 데이터 패턴(32, 33, 34, 35, 36, 37)과 동일한 주파수 차원 구조를 갖는다. 따라서, 수신 장치(63)가 예를 들어 데이터/패턴(35)을 수신하기 위해 송신 대역폭의 일부(38)에 튜닝되는 경우, 데이터 패턴(35)과 동일한 길이를 갖는 모든 시간 방향으로 연속하는 데이터 패턴들(35', 35'', 35''')이 적절히 수신될 수 있다.

본 발명에 의해 제안되는 바와 같은 프레임 구조 또는 패턴(29)의 유연하고 가변적인 데이터 패턴 구조는 예를 들어, 도 17의 분기 데이터 1, 데이터 2 및 데이터 3으로 보여지는 바와 같은, 예를 들어 상이한 종류의 데이터 및/또는 상이한 소스로부터의 데이터를 갖는 다양한 상이한 데이터 스트림들의 맵핑에 의해 도 17에 도시된 바와 같은 본 발명의 송신 장치(54)에서 구현될 수 있다. 이어서, 각각의 데이터는 각각의 데이터 맵핑 수단(58, 58', 58'')에 의해 각각의 데이터 패턴 내의 주파수 캐리어들 상에 맵핑된다. 전술한 바와 같이, 다양한 데이터 패턴 중 적어도 일부는, 주파수 캐리어들이 각각 등거리를 갖고 동일한 대역폭을 갖는 경우에, 상이한 길이들, 즉 상이한 수의 주파수 캐리어들을 가질 수 있다. 대안으로, 주파수 방향에서의 데이터 패턴들의 수는 트레이닝 패턴들의 수와 동일할 수 있으며, 각각의 데이터 패턴의 길이(또는 대역폭)는 각각의 트레이닝 패턴의 길이와 동일할 수 있고, 이들은 서로 정렬될 수 있다(동일한 주파수 방향 구조를 가질 수 있다). 대안으로, 각각의 데이터 패턴은 동일한 길이를 가질 수 있으며, 데이터 패턴들의 수는 트레이닝 패턴들의 수의 배수이면서, 여전히 동일한 주파수 구조 및 정렬을 가질 수 있다. 따라서, 예를 들어, 2개, 3개, 4개 또는 그 이상의 데이터 패턴들은 트레이닝 패턴들 각각에 정렬될 것이다. 일반적으로, 데이터 패턴들의 길이는 데이터 패턴들이 수신 장치(63)에서 수신될 수 있도록, 유효 수신기 대역폭보다 작거나, 최대한 동일할 필요가 있다. 또한, 송신 장치(54)는 데이터 패턴 구조, 예를 들어 데이터 패턴들의 길이 및/또는 수를 동적으로 변경하도록 적응될 수 있다. 대안으로, 데이터 패턴들의 구조는 고정이거나 불변일 수 있다.

또한, 데이터 패턴들은 이롭게도, 수신측에서의 정밀한 채널 추정을 가능하 게 하기 위해 주파수 캐리어들의 일부 상에 맵핑되는 파일럿 신호들을 포함할 수 있다는 점에 유의해야 한다. 이에 따라, 파일럿 신호들은 규칙적인 또는 불규칙적인 패턴에 따라 데이터를 갖는 캐리어들 사이에 분산될 수 있다.

이어서, 송신 장치(54)에서, 파일럿 맵핑 수단(55)으로부터의 파일럿들을 갖는 주파수 캐리어들, 시그널링 맵핑 수단(57)으로부터의 시그널링 데이터를 갖는 주파수 캐리어들 및 다양한 데이터 맵핑 수단(58, 58', 58'')으로부터의 데이터를 갖는 주파수 캐리어들이 프레임 형성 수단(59)에서 본 발명에 따른 프레임 패턴 또는 구조(29)로 결합된다.

일반적으로, 본 발명의 프레임 구조는 고정 또는 불변일 수 있으며, 즉 시간 방향에서의 각 프레임의 전체 대역폭은 물론, 길이가 고정되고, 항상 동일할 수 있다. 대안으로, 프레임 구조는 유연할 수도 있는데, 즉 시간 방향에서의 각 프레임의 전체 대역폭 및/또는 길이가 원하는 응용에 따라 때때로 유연하고 변경될 수 있다. 예를 들어, 데이터 패턴들을 갖는 시간 슬롯들의 수가 유연하게 변경될 수 있다. 이에 따라, 변경들은 시그널링 패턴들의 시그널링 데이터 내에서 수신 장치로 시그널링될 수 있다.

도 10에서 알 수 있듯이, 수신 장치(63)가 튜닝되는 부분(38)은 트레이닝 패턴들(30) 및 시그널링 패턴들(31)의 주파수 구조와 매칭되지 않는다. 그러나, 전술한 바와 같이, 트레이닝 패턴들(30) 내의 파일럿 신호 시퀀스들의 순환성으로 인해, 수신 장치(63)의 상관 수단(67)은 여전히 자기(또는 교차) 상관을 수행할 수 있다. 또한, 도 10에 도시된 상황에서, 수신 장치(63)는 수신된 시그널링 캐리어 들을 시그널링 패턴들(31)의 오리지널 시그널링 시퀀스로 재배열할 수 있기 위해(이는 재구성 수단(71)에 의해 수행됨), 프레임 패턴(29)의 주파수 구조와 관련된 부분(38)의 오프셋에 대한 지식을 필요로 한다. 이것은 시그널링 패턴들(31)이 트레이닝 패턴들(30)과 동일한 길이 및 주파수 구조를 갖는다는 사실에 기인한다.

수신 장치(63)의 시동 단계 또는 초기화 단계 동안, 수신 장치(63)는 전체 주파수 대역폭의 임의 주파수 부분에 튜닝된다. 케이블 방송 시스템의 비제한적인 예에서, 트레이닝 패턴(30)은 예를 들어 8 MHz 대역폭을 가질 수 있다. 따라서, 시동 단계 동안, 수신 장치(63)는 수신된 트레이닝 패턴(30)으로부터 오리지널 또는 재배열된 시퀀스 내의 전체 트레이닝 패턴(30)은 물론, 오리지널 또는 재배열된 시퀀스 내의 전체 시그널링 패턴(31)을 수신할 수 있다. 수신 장치(63)는 시간 동기화를 얻기 위해 상관 수단(67)에서 상관을 수행하는 것은 물론, 채널 추정 수단(69)에서 채널 추정(일반적으로, 대략적인 채널 추정)을 수행하고, 그리고/또는 변환 수단(68)에서 수신된 시간 도메인 신호들을 주파수 도메인으로 변환한 후에 주파수 오프셋 계산을 수행할 수 있다. 수신 장치(63)의 평가 수단(73)에서, 수신된 시그널링 데이터가 평가되는데, 예를 들어 프레임 내의 수신된 시그널링 패턴의 위치가 얻어져, 수신기가 도 10에 도시된 부분(38)과 같은 각각 원하는 위치에 자유롭고 유연하게 튜닝될 수 있다. 통상적으로 트레이닝 패턴들(30) 및 시그널링 패턴들(31)의 주파수 구조와 매칭될 필요가 없는 새로운 튜닝 위치에서, 수신 장치(63)는 여전히, 트레이닝 패턴들(30)의 파일럿 신호들의 순환성에 기인하여 그들에 기초하여 동기화, 채널 추정 및 주파수 오프셋 계산을 수행할 수 있다. 그러 나, 시그널링 패턴들(31)의 시그널링 데이터를 적절히 평가할 수 있기 위해, 수신된 시그널링 신호들은 재배열되어야 하는데, 이는 전술한 바와 같이 재구성 수단(71)에서 수행된다. 도 11은 이러한 재배열의 개략적인 예를 보여준다. 이전 시그널링 패턴의 마지막 부분(31')은 연속하는 시그널링 패턴의 처음 부분(31'') 전에 수신되며, 이후 재구성 수단(71)은 부분(31')을 부분(31'') 뒤에 배치하여, 시그널링 데이터의 오리지널 시퀀스를 재구성하고, 이후 재배열된 시그널링 패턴은 디맵핑 수단(72)에서의 주파수 캐리어들로부터의 시그널링 데이터의 대응하는 디맵핑 후에 평가 수단(73)에서 평가된다. 각각의 시그널링 패턴의 콘텐츠는 동일하며, 따라서 이러한 재배열이 가능하다는 것을 기억해야 한다.

종종, 수신 장치는 수신기가 튜닝되는 완전한 수신 대역폭을 통한 평탄한 주파수 응답을 제공하지 못한다. 또한, 송신 시스템은 일반적으로 수신 대역폭 윈도우의 경계에서 감쇠의 증가에 직면한다. 도 12는 통상적인 필터 형상 예의 개략적 표현을 나타낸다. 필터는 직사각이 아니며, 따라서 수신 장치는 예를 들어 8 MHz 대역폭 대신에, 7.4 MHz 대역폭만을 유효하게 수신할 수 있다는 것을 알 수 있다. 결과적으로, 수신 장치(63)는 시그널링 패턴들(31)이 수신 장치(63)의 수신 대역폭과 동일한 길이 및 대역폭을 갖는 경우에 도 11과 관련하여 설명된 바와 같은 시그널링 데이터의 재배열을 수행하지 못할 수 있으며, 따라서 일부 신호들이 손실되고, 수신 대역폭의 경계에서 수신되지 못한다. 이러한 문제 및 다른 문제들을 극복하기 위하여, 그리고 수신 장치(63)가 오리지널 시퀀스로 완전한 시그널링 패턴들을 항상 수신할 수 있고, 수신된 시그널링 신호들을 재배열 또는 재배치할 필요 가 없는 것을 보장하기 위해, 본 발명은 대안으로 또는 추가로 트레이닝 패턴들(30)에 비해 감소된 길이를 갖는 시그널링 패턴들(31a)의 사용을 제안한다. 도 13에 도시된 예에서는, 트레이닝 패턴(30)의 길이의 정확히 절반을 갖지만, 트레이닝 패턴들(30)과 여전히 동일한 주파수 구조를 갖는 시그널링 패턴들(31a)의 사용이 제안된다. 즉, 도 13에 도시된 바와 같이, 절반 길이의 시그널링 패턴들(31a) 중 각각의 2개(즉, 쌍들)는 트레이닝 패턴들(30) 중 각각의 하나와 매칭되고 정렬된다. 이에 따라, 시그널링 패턴들(31a)의 각각의 쌍은 각각의 프레임 내의 시그널링 패턴들(31a)의 위치를 포함하는 동일한 시그널링 데이터를 가질 것이다. 그러나, 시그널링 패턴들의 다른 쌍들과 관련하여, 이러한 다른 쌍들에서, 이들은 프레임 내에서 각각의 상이한 위치를 가지므로, 시그널링 데이터는 위치 정보를 제외하고 동일할 것이다. 8 MHz의 대역폭 또는 길이를 갖는 각각의 트레이닝 패턴(30)의 상기 예에서, 시그널링 패턴(31a)은 각각 4 MHz의 길이 또는 대역폭을 가질 것이다. 이에 따라, 이전과 동일 양의 시그널링 데이터가 송신될 수 있는 것을 보장하기 위해, 시그널링 패턴들(31a)에 이어지는 시간 슬롯에서 데이터 패턴들(32, 34, 35, 36, 37) 앞에 추가적인 절반 길이의 시그널링 패턴들(31b)을 추가하는 것이 필요할 수 있다. 추가적인 시그널링 패턴들(31b)은 시그널링 패턴들(31a)과 동일한 시간 및 주파수 배열/정렬을 갖지만, 시그널링 패턴들(31a) 내에 포함된 시그널링 정보에 추가적이고 그와 다른 시그널링 정보를 포함한다. 이러한 방식으로, 수신 장치(63)는 시그널링 패턴들(31a, 31b)을 완전히 수신할 수 있으며, 수신 장치의 재구성 수단(71)은 시그널링 패턴들(31a, 31b)의 시그널링 데이터를 오리지널 시퀀스로 결합하도록 적응된다. 이 경우, 수신 장치(63) 내의 재구성 수단(71)은 생략될 수 있다. 또한, 모든 필요한 시그널링 데이터가 절반 길이로 송신될 수 있고, 추가 시그널링 패턴들(31b)이 필요하지 않은 경우에는, 절반 길이의 시그널링 패턴들(31a)을 갖는 하나의 시간 슬롯만을 제공하는 것이 가능하다. 대안으로, 훨씬 더 많은 절반 길이의 시그널링 패턴들이 시그널링 패턴들(31b) 뒤의 연속하는 시간 슬롯에서 사용될 수 있다. (본 발명의 모든 실시예에 대하여) 일반적으로, 전술한 바와 같이, 트레이닝 패턴들, 데이터 패턴들 및/또는 시그널링 패턴들의 길이(또는 대역폭)는 수신 장치(63)의 유효 수신 대역폭, 예를 들어 수신 대역 통과 필터의 출력 대역폭에 적응될 수 있는데, 예를 들어 그보다 작거나 최대한 동일할 수 있다는 점에 유의해야 한다.

또한, 일반적으로, 본 발명에 의해 설명되는 프레임 구조의 트레이닝 패턴들, 시그널링 패턴들 및/또는 데이터 패턴들은 각각의 패턴 또는 프레임의 시작 및/또는 끝에 추가적인 가드 대역들, 즉 미사용 캐리어들을 포함할 수 있다는 점에 유의해야 한다. 예를 들어, 각각의 트레이닝 패턴은 각각의 패턴의 시작과 끝에 가드 대역을 포함할 수 있다. 대안으로, 일부 응용에서는, 각각의 프레임 내의 첫 번째 트레이닝 패턴, 도 10의 예에서는 위치 39에 있는 트레이닝 패턴만이 패턴의 시작에만 가드 대역을 포함하고, 각 프레임 내의 마지막 트레이닝 패턴이 패턴의 끝에만 가드 대역을 포함할 수 있는 것이 이로울 수 있다. 대안으로, 일부 응용에서는, 각각의 프레임 내의 첫 번째 트레이닝 패턴, 도 10의 예에서는 위치 39에 있는 트레이닝 패턴만이 패턴의 시작은 물론 끝에도 가드 대역을 포함하고, 각 프레 임 내의 마지막 트레이닝 패턴이 패턴의 시작은 물론 끝에도 가드 대역을 포함할 수 있는 것이 이로울 수 있다. 트레이닝 패턴들의 일부 또는 전부에 포함된 가드 대역의 길이는 예를 들어 수신 장치가 대처할 수 있는 최대 주파수 오프셋보다 작거나, 최대한 동일할 수 있다. 각각의 트레이닝 패턴에 대한 8 MHz의 대역폭의 전술한 예에서, 가드 대역은 예를 들어 250 내지 500 kHz의 길이 또는 임의의 다른 적절한 길이를 가질 수 있다. 또한, 트레이닝 패턴들에 포함된 가드 대역들 각각의 길이는 적어도, 도 12와 관련하여 설명된 바와 같은 필터 특성으로 인해 수신 장치에서 수신되지 않는 캐리어들의 길이일 수 있다. 또한, 시그널링 패턴들이 가드 대역들을 갖는 경우, 트레이닝 패턴들에 포함된 가드 대역들 각각의 길이는 적어도, 시그널링 패턴 가드 대역들 각각의 길이일 수 있다.

추가로 또는 대안으로, 각각의 시그널링 패턴, 즉 시그널링 패턴들(30, 31a 및/또는 31b)은 각각의 패턴의 시작과 끝에 미사용 캐리어들을 갖는 가드 대역을 포함할 수 있다. 이러한 상황의 일례는 도 15에 도시되어 있는데, 이 도면은 각자가 그 시작에 가드 대역(31a')을 갖고 그 끝에 추가 가드 대역(31a'')을 갖는 여러 시그널링 패턴들(31a)이 주파수 차원에서 서로 연속 배열되는 것을 개략적으로 도시하고 있다. 예를 들어, 전체 송신 대역폭이 8 MHz의 트레이닝 패턴 길이의 배수이고(4nk 모드: k는 1024개의 캐리어/샘플의 푸리에 윈도우 크기이며, n=1, 2, 3, 4,...), 각각의 시그널링 패턴이 4 MHz의 길이를 갖는 OFDM 시스템에서, 각각의 시그널링 패턴의 시작과 끝의 각각의 가드 대역의 길이에 대한 제안은 343개의 주파수 캐리어(이는 각각의 4nk 모드에서 각각의 프레임의 시작과 끝의 데이터 패턴들 에서 사용되지 않는 캐리어들의 수이다)일 것이다. 각각의 시그널링 패턴에서 사용 가능한 캐리어들의 결과적인 수는 3584/2 - 2x343 = 1106 캐리어일 것이다. 그러나, 이러한 숫자들은 예로서만 사용될 뿐, 어떠한 의미에서도 제한적인 것을 의도하지 않는다. 이에 따라, 시그널링 패턴들 내에 포함되는 가드 대역들 각각의 길이는 적어도, 도 12와 관련하여 설명된 바와 같은 필터 특성으로 인해 수신 장치에서 수신되지 않는 캐리어들의 길이일 수 있으며, 따라서 각각의 시그널링 패턴 내의 시그널링 데이터의 길이는 유효 수신기 대역폭과 동일하다(또는 그보다 작을 수 있다). 도 13과 관련하여 설명된 바와 같이, 추가 시그널링 패턴들(31b)이 존재하는 경우, 이들은 시그널링 패턴들(31a)과 동일한 가드 대역들(31a', 31a'')을 가질 것이라는 점에 유의해야 한다. 또한, 도 13과 관련하여 설명된 바와 같이, 시그널링 패턴들(30)은 설명된 바와 같은 가드 대역들(31a', 31a'')을 가질 수 있다.

추가로 또는 대안으로, 각각의 데이터 패턴은 각각의 패턴의 시작과 끝에 미사용 캐리어들을 갖는 가드 대역을 포함할 수 있다. 대안으로, 일부 응용에서는, 주파수 방향에서의 각각의 프레임 내의 각각의 첫 번째 데이터 패턴, 도 10 및 13의 예에서는 데이터 패턴들(32, 32', 32'', 32''')만이 데이터 패턴의 시작에만 가드 대역을 포함할 수 있고, 주파수 방향에서의 각각의 프레임 내의 최종 데이터 패턴들, 도 10 및 13의 예에서는 데이터 패턴들(37, 37', 37'', 37''')이 데이터 패턴의 끝에 가드 대역을 포함할 수 있다. 이에 따라, 데이터 패턴들 내의 가드 대역들의 길이는 예를 들어, 시그널링 패턴들이 가드 대역들을 포함하는 경우에는, 시그널링 패턴들의 가드 대역들의 길이와 동일할 수 있고, 그리고/또는 트레이닝 패턴들이 가드 대역들을 포함하는 경우에는 트레이닝 패턴들의 가드 대역들의 길이와 동일할 수 있다.

전술한 바와 같이, 시그널링 패턴들(31, 31a 및/또는 31b)(또는, 본 발명에 따른 다른 시그널링 패턴들) 내에 포함된 시그널링 데이터는 본 발명에 따른 수신 장치(63)가 프레임 구조에 대한 지식을 취득하고 원하는 데이터 패턴들을 수신하고 디코딩하는 것을 가능하게 하는 물리층 정보를 포함한다. 비제한적인 예로서, 시그널링 데이터는 전체 또는 완전한 송신 대역폭, 트레이닝 패턴들에 대한 가드 대역 길이, 프레임 내의 각각의 시그널링 패턴의 위치, 시그널링 패턴들에 대한 가드 대역 길이, 데이터 패턴들에 대한 가드 대역 길이, 수퍼 프레임을 구성하는 프레임들의 수, 수퍼 프레임 내의 현재 프레임의 수, 전체 프레임 대역폭의 주파수 차원에서의 데이터 패턴들의 수, 프레임의 시간 차원에서의 추가 데이터 패턴들 및/또는 각각의 프레임 내의 각각의 데이터 패턴에 대한 개별 시그널링 데이터의 수와 같은 파라미터들을 포함할 수 있다. 이에 따라, 프레임 내의 각각의 시그널링 패턴의 위치는 예를 들어 트레이닝 패턴들에 관한, 또는 전체 대역폭의 분할에 관한 시그널링 패턴의 위치를 지시할 수 있다. 예를 들어, 시그널링 패턴들이 트레이닝 패턴들과 동일한 길이를 갖고, 트레이닝 패턴들에 정렬되는 도 10의 경우에, 시그널링 데이터는 시그널링 패턴이 제1 세그먼트(예를 들어, 첫 번째 8 MHz 세그먼트) 또는 제2 세그먼트 등에 위치하는지에 대한 지시를 포함한다. 예를 들어, 도 13과 관련하여 설명된 바와 같이, 시그널링 패턴들이 트레이닝 패턴들의 절반 길이를 갖 는 경우, 인접하는 시그널링 패턴들의 각각의 쌍은 동일한 위치 정보를 갖는다. 어느 경우에나, 수신 장치는 이러한 위치 정보를 이용하여 후속 프레임 내의 원하는 주파수 대역에 튜닝할 수 있을 것이다. 개별 시그널링 데이터는 프레임 내에 존재하는 각각의 데이터 패턴에 대해 개별적으로 제공되는 데이터의 개별 블록이며, 데이터 패턴의 첫 번째 주파수 캐리어, 데이터 패턴에 할당된 주파수 캐리어들의 수, 데이터 패턴에 사용되는 변조, 데이터 패턴에 사용되는 에러 방지 코드, 데이터 패턴에 대한 시간 인터리버의 사용, 데이터 패턴 내의 주파수 노치들(notches)(데이터 패턴 내의 데이터 송신에 사용되지 않는 주파수 캐리어들)의 수, 주파수 노치들의 위치 및/또는 주파수 노치들의 폭과 같은 파라미터들을 포함할 수 있다. 송신 장치(54)의 시그널링 맵핑 수단(57)은 대응하는 시그널링 데이터를 각각의 시그널링 패턴의 주파수 캐리어들 상에 맵핑하도록 적응된다. 수신 장치(63)의 평가 수단(67)은 수신된 시그널링 데이터를 평가하고, 수신 장치(63) 내의 추가 처리를 위해 시그널링 데이터에 포함된 정보를 이용하거나 전달하도록 적응된다.

시그널링 데이터가 프레임 내에 존재하는 각각의 데이터 패턴에 대한 상기 개별 시그널링 정보를 포함하는 경우, 시그널링 패턴들의 구조는 각각의 시그널링 패턴의 크기를 최대 크기로 제한하기 위해 주파수 방향에서의 프레임당 데이터 패턴들의 최대 한계 수를 지원한다. 따라서, 각각의 프레임의 주파수 방향에서의 데이터 패턴들의 수는 동적으로, 유연하게 변경될 수 있지만, 이것은 데이터 패턴들의 소정의 최대 수 내에서만 사실일 것이다. 각각의 프레임의 시간 방향에서의 추 가적인 데이터 패턴들은 전술한 바와 같이 선행 데이터 패턴들과 각각 정렬된다. 따라서, 각각의 추가적인 후속 데이터 패턴은 선행 데이터 패턴과 동일한 위치, 길이, 변조 등을 가지며, 따라서 선행 데이터 패턴에 대한 시그널링 데이터는 후속 데이터 패턴에 대해서도 유효하다. 이에 따라, 각각의 프레임의 시간 방향에서의 추가 데이터 패턴들의 수는 고정 또는 불변일 수 있으며, 이러한 정보는 시그널링 데이터 내에 포함될 수도 있다. 마찬가지로, 시그널링 패턴들의 구조는 각각의 데이터 패턴 내의 주파수 노치들의 최대 한계 수만을 지원할 수 있다.

대안으로 또는 추가로, 시그널링 패턴들(31)의 부분들이 수신 장치(63)에서 수신되지 못할 수 있는 문제를 극복하기 위하여, 송신 장치(54)는 옵션으로, 시그널링 맵핑 수단(57)에 의해 시그널링 패턴의 주파수 캐리어들 상에 맵핑되는 시그널링 데이터에 반복 코딩, 순환 중복 코딩 등과 같은 소정 종류의 에러 코딩, 중복을 추가하도록 적응되는 에러 코딩 수단(56)을 포함할 수 있다. 추가적인 에러 코딩 수단은 송신 장치(54)가 도 10에 도시된 바와 같이 트레이닝 패턴들(30)과 동일한 길이의 시그널링 패턴들(31)을 이용할 수 있게 할 것인데, 이는 수신 장치(63)가 예를 들어 재구성 수단(71)을 통해 소정 종류의 에러 검출 및/또는 보정을 수행하여 오리지널 시그널링 패턴을 재구성할 수 있기 때문이다.

시그널링 패턴들이 OFDM 시스템에서 4 MHz의 길이를 갖고, 8 MHz의 트레이닝 패턴들(세그먼트들)에 정렬되는 상기 예에 대해, 아래의 테이블은 시그널링 구조의 특정(비제한적인) 예를 보여준다.

테이블 1: 시그널링 구조

n4k의 n			4비트
n4k의 현재 n			4비트
가드 인터벌 길이			2비트
수퍼프레임 길이			16비트
프레임 번호			16비트
데이터 패턴들의 수			5비트(또는 4 또는 6비트)
각각의 데이터 패턴에 대한 개별 정보를 갖는 데이터 패턴들을 통한 루프{
	n - 세그먼트 번호		4비트
	시작 캐리어 번호		12비트
	데이터 패턴 폭(캐리어들의 수)		12비트
	데이터 패턴 QAM 변조		3비트
	LDPC 블록 크기		1비트
	LDPC 코드 레이트		3비트
	시간 인터리버 가능		1비트
	노치들의 수		2비트
	노치들을 통한 루프{
		시작 캐리어 번호	12비트
		노치 폭(캐리어들의 수)	12비트
	} 노치 루프 종료
	PSI/SI 재처리		1비트
} 데이터 패턴 루프 종료
예약			1비트(또는 0 또는 2비트)
CRC_32 MIP			32비트

이롭게도, 프레임 구조는 주파수 차원에서 프레임당 최대 32개의 데이터 패턴을 가질 수 있으며, 따라서 32 MHz의 전체 대역폭(8 MHz의 트레이닝 패턴 길이의 4배)을 갖는 시스템에서, 각각의 데이터 패턴은 1 MHz의 최소 길이를 갖는다. 결과적인 시그널링 패턴의 최대 크기는 (48+32+32(36+4*24))=48+32+4224=4304비트이다. 적절한 단축된 리드 솔로몬 코딩이 시그널링 데이터에 적용될 수 있다. 인코딩된 데이터는 예를 들어 2개의 연속적인 QPSK 심벌 상에 맵핑되거나, 임의의 다른 적절한 변조가 이용될 수 있다.

대안으로, 프레임 구조는 주파수 차원에서 프레임당 최대 64개의 데이터 패턴을 가질 수 있으며, 따라서 32 MHz의 전체 대역폭(8 MHz의 트레이닝 패턴 길이의 4배)을 갖는 시스템에서, 각각의 데이터 패턴은 0.5 MHz의 최소 길이를 갖는다. 결과적인 시그널링 패턴의 최대 크기는 (48+32+64(36+4*24))=48+32+8448=85284비트이다. 적절한 단축된 리드 솔로몬 코딩이 시그널링 데이터에 적용될 수 있다. 인코딩된 데이터는 예를 들어 2개의 연속적인 16-QAM 심벌 상에 맵핑되거나, 임의의 다른 적절한 변조가 이용될 수 있다.

대안으로, 프레임 구조는 주파수 차원에서 프레임당 최대 16개의 데이터 패턴을 가질 수 있으며, 따라서 32 MHz의 전체 대역폭(8 MHz의 트레이닝 패턴 길이의 4배)을 갖는 시스템에서, 각각의 데이터 패턴은 2 MHz의 최소 길이를 갖는다. 결과적인 시그널링 패턴의 최대 크기는 (48+32+16(36+4*24))=48+32+2112=21924비트이다. 적절한 단축된 리드 솔로몬 코딩이 시그널링 데이터에 적용될 수 있다. 인코딩된 데이터는 예를 들어 하나의 QPSK 심벌 상에 맵핑되거나, 임의의 다른 적절한 변조가 이용될 수 있다.

아래에서, 상기 테이블 1에서 언급된 시그널링 데이터의 파라미터들이 더 상세히 설명된다.

a) n4k의 n: 제안된 4nk 심벌의 전체 송신 대역폭을 8 MHz의 배수로서 정의한다.

n=1: 8 MHz

n=2: 16 MHz

n=3: 24 MHz

n=4: 32 MHz

......

b) n4k의 현재 n: 완전한 4nk 채널(프레임) 내의 디코딩된 시그널링 패턴의 위치를 지시한다.

0000 예약

0001 0...8 MHz (n=1)

0010 8...16 MHz (n=2)

0011 16...24 MHz (n=3)

0100 24...32 MHz (n=4)

c) 가드 인터벌 길이: 시그널링 패턴들은 물론, 모든 데이터 패턴에 대한 가드 인터벌들(또는 대역들)의 길이를 정의한다.

00 GI=1/64

01 GI=1/128

10 GI=1/256

11 예약

d) 수퍼프레임 길이: 이 파라미터는 하나의 수퍼프레임을 구성하는 프레임들의 수를 기술한다.

e) 프레임 번호: 하나의 수퍼프레임 내에서 프레임 카운팅을 허가한다. 각각의 수퍼프레임의 시작에서, 이 카운터는 리셋된다.

f) 데이터 패턴들의 수: 전체 채널 대역폭 내의 주파수 패턴들의 수를 정의한다.

g) n-세그먼트 번호: 이 파라미터는 데이터 패턴의 제1 캐리어(즉, 8 MHz 세그먼트)의 위치를 시그널링한다.

h) 시작 캐리어 번호: 데이터 패턴의 제1 캐리어를 정의한다. 넘버링은 관련된 8 MHz 세그먼트의 프레임에 상대적이다.

i) 데이터 패턴 폭: 데이터 패턴에 대해 할당된 캐리어들의 수를 정의한다.

j) 데이터 패턴 QAM: 이 파라미터는 데이터 패턴에 대한 QAM 변조를 지시한다.

000 16 QAM

001 64 QAM

010 256 QAM

011 1024 QAM

100 4096 QAM

101 16384 QAM

110 65536 QAM

111 예약

k) LDPC 블록 크기: LDPC 블록 크기를 정의한다.

0 16k의 블록 크기

1 64k의 블록 크기

l) LDPC 코드 레이트: 데이터 패턴에 대해 선택된 LDPC(low density parity check) 코드 레이트를 정의한다.

0000 2/3

0001 3/4

0010 4/5

0011 5/6

0100 8/9

0101 9/10

0110-1111 예약

m) 시간 인터리버 가능: 이 데이터 패턴에 대한 시간 인터리버의 이용을 시그널링한다.

n) 노치들의 수: 이 데이터 패턴 내의 노치들의 존재 또는 수를 정의한다.

00 이 데이터 패턴 내에 노치 없음

01 이 데이터 패턴 내의 1개 노치

10 이 데이터 패턴 내의 2개 노치

11 이 데이터 패턴 내의 3개 노치

o) 노치 시작: 데이터 패턴의 제1 캐리어를 정의한다.

p) 캐리어 번호: 넘버링은 관련된 8 MHz 세그먼트의 프레임에 상대 적이다.

q) 노치 폭: 노치에 대해 할당된 캐리어들의 수를 정의한다.

r) PSI/SI 재처리: PSI/SI 재처리가 헤드엔드 내에서 수행되는지를 시그널링한다.

0 PSI/SI 재처리 불가능

1 PSI/SI 재처리 가능

s) CRC_32 MIP: L1 시그널링 블록에 대한 32비트 CRC 코딩

수신 장치(63)에서 시그널링 패턴들의 훨씬 더 양호한 수신을 보장하기 위하여, 본 발명은 수신 장치(63)의 튜닝 위치의 최적화를 더 제안한다. 도 10 및 13에 도시된 예들에서, 수신기는 수신될 데이터 패턴들의 주파수 대역폭 주위에 송신 대역폭의 부분(38)을 중심 배치함으로써 부분(38)에 튜닝된다. 대안으로, 수신 장치(63)는 원하는 데이터 부분을 여전히 충분히 수신하면서 시그널링 패턴(31)의 최대 부분이 수신되도록 부분(38)을 배치함으로써 시그널링 패턴(31)의 수신이 최적화되도록 튜닝될 수 있다. 대안으로, 본 발명은 각각의 데이터 패턴들의 길이가 각각의 프리앰블 패턴들(30) 및 시그널링 패턴들(31)의 길이와 소정 퍼센트, 예를 들어 10% 이상 상이하지 않을 것을 제안한다. 이러한 해결책의 일례는 도 14에서 찾을 수 있다. 데이터 패턴들(42, 43, 44, 45) 사이의 경계들은 (주파수 방향에서) 프리앰블 패턴들(30)과 시그널링 패턴들(31) 사이의 경계들로부터 10%(그러나 이에 한정되지 않는)와 같은 소정 퍼센트 이상 벗어나지 않는다. 이어서, 이러한 작은 퍼센트는 시그널링 패턴들(31)에서의 전술한 추가 에러 코딩에 의해 보정될 수 있다.

도 16은 본 발명에 따른 프레임(47)의 일례의 시간 도메인 표현을 나타낸다. 송신 장치(54)에서, 프레임 패턴 또는 구조가 프레임 형성 수단(59)에서 생성된 후에, 주파수 도메인 프레임 패턴은 변환 수단(60)에 의해 시간 도메인으로 변환된다. 이제, 결과적인 시간 도메인 프레임의 일례가 도 16에 도시되어 있다. 프레임(47)은 파일럿 맵핑 수단(55)에 의한 파일럿 신호들의 모든 m 번째 주파수 캐리어(m은 2 이상의 자연수) 상에만의 맵핑으로부터 생성되는 다수의 단축된 트레이닝 심벌들(48), 및 이에 이어지는 가드 인터벌(49), 시그널링 심벌(50), 추가 가드 인터벌(51), 및 가드 인터벌들(53)에 의해 각각 분리되는 다수의 데이터 심벌(52)을 포함한다. 단일 시그널링 심벌만이 시간 도메인에 존재하는 상황은 시그널링 패턴들을 갖는 단일 시간 슬롯만이 주파수 도메인 프레임 구조에 존재하는 도 10에 도시된 예에 대응하지만, 시그널링 패턴들(31a, 31b)을 각각 갖는 2개의 시간 슬롯을 구비하는 도 13의 예는 시간 도메인 내에 2개의 시그널링 패턴을 존재하게 할 것이며, 이들 시그널링 패턴은 결국 가드 인터벌에 의해 분리된다. 가드 인터벌들은 예를 들어 각각의 심벌들의 유용한 부분들의 순환 확장들일 수 있다. 동기화 신뢰성은 최종 트레이닝 심벌을 반전시킴으로써, 즉 (모든 동일한 위상을 갖는) 선행 트레이닝 심벌들에 대해 최종 트레이닝 심벌의 위상을 반전시킴으로써 일반적으로 향상될 수 있다. OFDM 시스템의 예에서, 최종 제공되는 가드 대역들을 포함하는 시그널링 심벌들 및 데이터 심벌들은 각각 하나의 OFDM 심벌의 길이를 갖는다. 이어서, 시간 도메인 프레임들은 예를 들어 신호를 원하는 송신 주파수로 상향 변환 함으로써 사용되는 멀티 캐리어 시스템에 따라 시간 도메인 신호를 처리하는 송신 수단(61)으로 전달된다. 이어서, 송신 신호들은 안테나 등과 같은 유선 인터페이스 또는 무선 인터페이스일 수 있는 송신 인터페이스(62)를 통해 전송된다.

프레임(47) 내의 단축된 트레이닝 심벌들(48)의 수는 원하는 구현 및 사용되는 송신 시스템에 의존한다. 비제한적인 예로서, 단축된 트레이닝 심벌들(48)의 수는 8일 수 있으며, 이는 상관 복잡성과 동기화 신뢰성 사이의 양호한 절충이다.

도 16은 각각의 수의 프레임들이 수퍼프레임들로 결합될 수 있음을 더 보여준다. 수퍼프레임당 프레임들의 수, 즉 시간 방향에서의 각각의 수퍼프레임의 길이는 일정하거나 변할 수 있다. 이에 따라, 수퍼프레임들이 동적으로 설정될 수 있는 최대 길이가 존재할 수 있다. 또한, 수퍼프레임 내의 각각의 프레임에 대한 시그널링 패턴들 내의 시그널링 데이터가 동일하고, 시그널링 데이터의 변경들이 수퍼프레임들 사이에서만 발생하는 것이 이로울 수 있다. 즉, 데이터 패턴들의 변조, 코딩 및 수는 수퍼프레임의 각각의 프레임에서는 동일하지만, 후속 수퍼프레임에서는 다를 수 있다. 예를 들어, 방송 시스템들에서 수퍼프레임들의 길이는 시그널링 데이터가 자주 변경되지는 않을 수 있으므로 더 길 수 있고, 상호작용 시스템에서 수퍼 프레임 길이는 송신 및 수신 파라미터들의 최적화가 수신기에서 송신기로의 피드백에 기초하여 이루어질 수 있으므로 더 짧을 수 있다.

도 17에 도시된 블록도의 송신 장치(54)의 요소들 및 기능들은 앞에서 설명되었다. 송신 장치(54)의 실제 구현은 각각의 시스템 내의 송신 장치의 실제 동작에 필요한 추가 요소들 및 기능들을 포함할 것이라는 것을 이해해야 한다. 도 17 에는, 본 발명의 설명 및 이해에 필요한 요소들 및 수단들만이 도시되어 있다. 이것은 도 18에 도시된 블록도의 수신 장치(63)에 대해서도 동일하다. 도 18은 본 발명의 설명 및 이해에 필요한 요소들 및 기능들만을 도시하고 있다. 추가적인 요소들이 수신 장치(63)의 실제 동작에 필요할 것이다. 송신 장치(54)는 물론, 수신 장치(63)의 요소들 및 기능들은 본 발명에 의해 설명되고 청구되는 기능들을 수행하도록 적응되는 임의 종류의 디바이스, 장치, 시스템 등에서 구현될 수 있다는 것을 더 이해해야 한다.

본 발명은 또한, 전술한 실시예들에 대한 대안으로서 적어도 하나의 데이터 패턴이 다른 데이터 패턴(들)의 길이와 다른 길이를 갖는 다수(둘 이상)의 데이터 패턴을 갖는 프레임 구조(및 이에 대응하여 적응되는 전술한 바와 같은 송신 및 수신 장치 및 방법)에 관한 것이다. 이러한 가변 길이를 갖는 데이터 패턴들의 구조는 전술한 바와 같은 동일한 길이들 및 콘텐츠를 갖는 트레이닝 패턴들의 시퀀스와, 또는 적어도 하나의 트레이닝 패턴이 다른 트레이닝 패턴들과 다른 길이 및/또는 콘텐츠, 즉 가변 트레이닝 패턴 길이를 갖는 트레이닝 패턴들의 시퀀스와 결합될 수 있다. 양자의 경우, 수신 장치(63)는 개별 시그널링 데이터 채널을 통해, 또는 전술한 바와 같은 프레임 구조 내에 포함된 시그널링 데이터 패턴들 내에 포함된 시그널링 데이터를 통해 전송될 수 있는 가변 데이터 패턴 길이에 대한 소정의 정보를 필요로 할 것이다. 후자의 경우, 각각의 프레임 내의 제1 트레이닝 패턴 및 제1 시그널링 패턴이 항상 동일한 길이를 가지며, 따라서 수신 장치가 모든 또는 필요한 프레임 내의 제1 트레이닝 패턴들 및 시그널링 패턴들을 수신함으로써 가변 데이터 패턴들에 대한 정보를 항상 얻을 수 있는 경우에 하나의 가능한 구현일 수 있다. 물론, 다른 구현들도 가능할 수 있다. 아니면, 트레이닝 패턴들, 데이터 패턴들 및 시그널링 패턴들은 물론, 송신 장치(54) 및 수신 장치(63)에서의 가능한 구현들과 관련된 위의 설명의 나머지가 여전히 적용 가능하다.

1. 실시 개요

아래의 설명은 DVB-C2(그러나 이에 한정되지 않음)와 같은 미래의 케이블 기반 디지털 비디오 방송 시스템에서의 본 발명의 이로운 구현에 대한 제안이다. 위성(DVB-C2) 및 지상(DVB-T2) 송신에 대한 2세대 물리층 표준들의 최근 개발은 현재의 1세대 DVB-C 표준을 이용하여 달성될 수 있는 디지털 방송 및 상호작용 서비스들에 대한 향상되고 경쟁력 있는 기술 성능 및 유연성을 제공하기 위해 케이블 오퍼레이터들을 필요로 하게 되었다. 이러한 제안으로 목적은 케이블 네트워크들의 현재 및 예상되는 미래의 요구들에 대한 완전한 시스템 해결책을 제공하기 위한 것이지만, 지상 네트워크들에도 적용될 수 있다.

이러한 제안은 다수의 새롭고 향상된 특징들을 통해 처리량 및 시스템 유연성의 상당한 향상을 가능하게 한다.

● 유연하고 매우 효율적인 OFDM 변조 방식:

○ 기존의 8 MHz 주파수 래스터뿐만 아니라, 8 MHz의 특정 배수를 갖는 보다 큰 대역폭의 이용은 매우 스펙트럼 효율적인 송신 시스템이 실현될 수 있게 한다.

○ 비용 효과적인 수신기 구현 및 향상된 시스템 유연성을 허가하기 위한 주파수 슬라이스들에 기초하는 수신.

○ (보안 관련) 지상 서비스들의 효율적인 보호를 지원하기 위한 OFDM 서브캐리어들의 노칭(케이블 네트워크들의 누적 방사는 지상 서비스들을 교란한다).

● OFDM 서브캐리어들의 고차 변조는 현재 DVB-C 시스템들을 통한 처리량의 상당한 증가를 제공한다.

○ 1024 QAM 서브캐리어 변조를 이용하여 최대 69.8 Mbit/s(8 MHz 수신 대역폭에서).

○ 4096 QAM 서브캐리어 변조를 이용하여 최대 83.7 Mbit/s(8 MHz 수신 대역폭에서).

● 케이블 시스템에 대해 최적화된 코드 레이트들을 갖는 DVB-S2 및 DVB-T2로부터 재사용되는 LDPC 코덱은 현재의 코딩을 통해 3 dB 이상의 이득을 제공하고, 2세대 DVB 시스템들과의 호환을 돕는다.

● 위성 및 지상 서비스들의 케이블 시스템들로의 트랜스코딩을 지원한다.

● 여러 입력 스트림 포맷(단일 및/또는 다수 송신 스트림(TS) 및 일반 스트림 캡슐화(GSE))을 지원한다.

● 리턴 채널들이 이용가능한 경우의 처리량 최적화.

○ 상호작용 서비스들을 지원하기 위한 낮은 시스템 레이턴시.

○ 위치 및 주파수 슬라이스에 고유한 SNR 조건들에 따라 처리량을 최적화하기 위한 OFDM 서브캐리어들의 적응.

이러한 제안은 완전한 시스템 제안이며, 모든 양태의 요구들을 해결한다. C2 관련 요구들에 대한 상세한 비교가 단락 5에서 기술 설명과 함께 제공된다.

아래의 약어들이 사용된다.

ACM: 적응 코딩 및 변조

AWGN: 추가 백색 가우스 잡음

BCH 코드: Bose-Chaudhuri-Hocquenghem 다중 에러 보정 이진 블록

CAZAC: 상수 진폭 제로 자기 상관 파형

CCM: 상수 코딩 및 변조

CRC: 순환 중복 검사

FEC: 순방향 에러 보정

GI: 가드 인터벌

GS: 일반 스트림

GSE: 일반 스트림 캡슐화

GSM: 이동 통신용 글로벌 시스템

LDPC: 저밀도 패리티 검사 코드

OFDM: 직교 주파수 분할 다중화

PAPR: 피크 대 평균 전력 감소

PSI/SI: 프로그램 고유 정보/서비스 정보

QAM: 직교 진폭 변조

QoS: 서비스 품질

RF: 무선 주파수

SMATV: 위성 마스터 안테나 텔레비전

SNR: 신호대 잡음비

TS: 송신 스트림

VCM: 가변 코딩 및 변조

VoD: 주문형 비디오

후술하는 모든 기능 및 요구는 도 17에 도시되고 그와 관련하여 설명되는 송신 장치(54) 및/또는 도 18에 도시되고 그와 관련하여 설명되는 수신 장치(63)의 각각 적합한 수단들 및 요소들에서 구현될 수 있다. 또한, 후술하는 이로운 구현의 상세한 설명은 청구항들에 정의되는 바와 같은 본 발명의 범위를 제한하는 것을 의도하지 않는다는 것을 이해해야 한다.

2. 시스템 개요

2.1. 유연한 n4k 시스템

제안되는 시스템은 상이한 입력 포맷들(단일/다중 TS 및 GSE)의 OFDM 서브캐리어들 상의 맵핑에 관한 고레벨의 유연성을 포함한다.

기본 개념은 수신측에서의 최대 튜너 대역폭(예를 들어, 관련 가드 대역들을 포함하여 8 MHz)을 전반적으로 초과하지 않는 관련된 수의 OFDM 서브캐리어들 상에 가능한 한 많은 입력 스트림들을 번들(bundle)화하고 다중화하는 것이다. 이것은 주파수 데이터 슬라이스로서 정의된다.

서브채널은 기존 케이블 채널 래스터의 하나의 8 MHz 대역폭 블록을 나타낸 다. 현재의 DVB-C 대역폭(즉, 8 MHz)은 단일 채널로 사용될 수 있다. 그러나, 스펙트럼 효율을 더 향상시키기 위해, n개의 8 MHz 폭 OFDM 서브채널들을 함께 결합하거나 "번들"화하여 더 큰 채널을 생성할 수 있다. 여러 주파수 데이터 슬라이스가 하나의 채널 내에 결합될 수 있다. 주파수 슬라이스들에 대한 고정 주파수 대역폭 할당은 존재하지 않으며, 이들은 8 MHz 서브채널들에 정렬될 필요가 없다.

OFDM 스펙트럼의 가드 대역들이 전체 채널 대역폭의 각 측에서 한 번만 사용되므로, 스펙트럼 효율이 향상된다. 가드 대역의 스펙트럼 정형화는 상이한 채널 대역폭들에 따라 변경되지 않는다. 도 19는 관련된 가드 대역들을 갖는 상이한 채널 대역폭 예들을 나타낸다.

도 19: 제안되는 DVB-C2 OFDM 채널들의 예시적인 대역폭들

전체 채널 대역폭이 클수록 가드 대역들의 스펙트럼 오버헤드는 낮음이 명백하다. 전체 채널 대역폭의 상한은 헤드엔드 측에서 이용가능한 기술(D/A 변환기)에 의존한다. 테이블 2는 동일 가드 대역 정형화가 적용되는 경우에 상이한 OFDM 스펙트럼 대역폭들에 대한 오버헤드 퍼센트를 나타낸다.

테이블 2: 상이한 OFDM 스펙트럼 대역폭들에 대한 가드 대역 오버헤드

OFDM 채널 대역폭	가드 대역 오버헤드
8 MHz	5.1%
16 MHz	2.5%
24 MHz	1.7%
32 MHz	1.2%
...	...

주파수 데이터 슬라이스 대역폭은 어떠한 고정 주파수 래스터와도 관련되지 않으며, 입력 스트림들의 대역폭 요구들에 따라 간단한 방식으로 조정될 수 있다. 유일한 요구는 할당되는 서브캐리어들의 수가 수신측 상의 튜너 대역폭을 초과하지 않아야 한다는 것이다. 통계 다중화가 데이터 슬라이스에 적용되며, 가능한 한 큰 대역폭들로부터 이익을 얻는다.

전체 채널 대역폭은 서브채널 래스터(8 MHz)의 배수 n이어야 한다. 이것은 간단한 네트워크 계획은 물론, 수신기 튜너에서의 충분한 높은 튜닝 단차 크기들을 가능하게 한다. OFDM 변조는 DVB-H/T2에서 사용되는 4k 동작 모드로부터 도출되며, 서브채널 래스터의 배수로 확장된다. 따라서, 이러한 시스템을 n4k 시스템(n은 번들화된 4k 변조 블록들의 수를 나타냄)이라 한다.

2.2. 부분적인 OFDM 수신

비용 효율적인 수신기 구현을 가능하게 하기 위해, 주파수 슬라이스들에 기초하는 OFDM 수신이 제안된다.

고정된 세그먼트 크기를 갖는 세그먼트화된 OFDM 수신은 이미 현재 ISDB-T에서 성공적에서 전개되어 왔다. 이러한 시스템들에서는 개별 세그먼트들 또는 결합된 세그먼트들의 수신이 가능하다. ISDB-T에서의 주요 응용은 하나의 RF 채널 내 에서의 고정 지상 수신은 물론, 이동 수신을 제공하는 것이다.

제안되는 C2 시스템은 도 20에 도시된 바와 같이 임의로 조정 가능한 서브캐리어 블록들의 할당을 포함한다. 제안되는 C2 헤드엔드는 각각의 수퍼프레임에 대해 모든 OFDM 서브캐리어의 입력 스트림 고유 분포 및 주파수 슬라이스 어셈블리를 계산할 수 있다. 이상적으로는, 각각의 입력 스트림 또는 각각의 입력 스트림 그룹이 OFDM 서브캐리어들의 관련 서브그룹 상에 맵핑된다. 할당되는 서브캐리어들의 수는 입력 데이터 레이트로부터 직접 도출될 수 있다. 이것은 모드 적응, 스트림 적응 및 FFC 인코딩의 결합된 오버헤드 및 QAM 변조로 인한 이득을 포함한다. 전체 OFDM 채널의 상이한 주파수 슬라이스들(주파수 패턴들 또는 세그먼트들이라고도 함)로의 분할은 L1 시그널링(섹션 3.7.2)에 의해 정의된다. 수신기는 원하는 주파수 데이터 슬라이스를 포함하는 주파수에 튜닝된다. 부분적 OFDM 변조는 선택된 8 MHz 수신 스펙트럼에 적용된다.

도 20: 더 넓은 OFDM 송신 신호의 부분적 수신

주: 주파수 데이터 슬라이스의 폭은 수신시의 수신 대역폭보다 작을 수 있다. 이 경우, 수신기는 OFDM 변조 후에 관련 서브캐리어들의 정보만을 선택하고, 이들을 다음 디코딩 섹션들로 전달한다.

2.3. C2 시스템 개요

아래의 도 21은 제안되는 C2 시스템의 최상위 계층 블록도를 나타낸다.

도 21: 제안되는 C2 시스템의 최상위 계층 블록도

제안되는 송신 시스템에서의 제1 단계에서, 상이한 입력 스트림들(단일 또는 다중 TS 또는 GS)이 DVB-S2와 유사한 기저대역 패킷들로 병합되고 패킷화된다. 이러한 종류의 모드 적응은 원하는 강건 레벨(robustness level)의 스트림 고유(즉, TS 또는 GS) 조정을 가능하게 한다. 다소 적은 수의 OFDM 서브캐리어들 상에 단일 TS 또는 GS를 공급하는 것이 가능하다. 그러나, 서브채널의 다이버시티를 증가시키기 위하여(즉, 더 큰 수의 서브캐리어들 상에 주파수 인터리버를 적용함으로써), 최대 가능 대역폭(즉, 수신측에서의 튜너 대역폭)에 접근하도록 가능한 한 많은 입력 스트림들을 번들화하는 것이 유리하다.

다음 단계는 FEC 인코딩이 적용되기 전에 (필요한 경우에) 패딩을 수행하고 기저대역 스크램블링을 적용하는 스트림 적응 단계이다.

FEC 인코딩 단계는 DVB-T2에서 사용되는 것들과 유사한 BCH 인코더, LDPC 인코더는 물론, 비트 인터리버 유닛을 포함한다. LDPC 인코더의 정상 출력 블록 크기는 64800 비트이다. 그러나, (예를 들어, 상호작용 서비스들에 의해 요구되는 바와 같은) 낮은 레이턴시를 지원하기 위하여, 더 작은 LDPC 블록 크기(즉, DVB-T2로부터 공지된 바와 같은 16200 비트)도 지원된다. 높은 QAM 콘스털레이션(constellation)(1024 QAM 이상)에 대한 에러 플로어들을 제거하기 위해, 12 비트의 t-에러 보정을 갖는 조정된 BCH가 사용된다.

이어서, LDPC 인코딩된 FEC 프레임들이 BICM(Bit Interleaved Coded Modulation) 단계에 들어간다. 여기서, LDPC 인코더의 출력은 DVB-T2에서와 같이 비트 인터리빙되며, 열(column) 트위스트 인터리빙 및 디멀티플렉서가 이어지는 패리티 인터리빙으로 연결된다. 새로운, 더 높은 QAM 콘스털레이션에 대한 비트 인터리버 확장이 이 문서에 포함된다. 이어서, QAM 인코더가 입력 비트들을 복소 QAM 심벌들에 맵핑한다. QAM 맵핑은 그레이 코딩에 기초하며, 1024 QAM 및 4096 QAM에 대한 T2 맵핑의 확장이 제안된다.

상이한 요구들 및 환경들에 대처하기 위한 유연한 설정들을 제공하기 위하여, 변조 및 FEC 파라미터들이 변경될 수 있다. 제안되는 시스템은 2개의 상이한 동작 모드를 제공한다.

● 방송 시스템들에 대해, 각각의 데이터 슬라이스(즉, 관련된 수의 OFDM 서브캐리어들)에 대한 변조 및 코딩의 설정들은 송신측에서만 조정된다. 설정들은 전체 네트워크 내에서 원하는 서비스 품질 레벨을 보증하도록 선택된다. 각각의 데이터 슬라이스에 대한 변조 및 코딩은 수퍼프레임들 간에 변경될 수 있다. 데이터 슬라이스(데이터 패턴 또는 세그먼트라고도 함) 내의 각각의 서브캐리어는 동일 변조 및 코딩을 갖는다.

● 케이블 네트워크가 리턴 채널을 제공하는 경우, 수신기는 선택된 변조 및 코딩을 최적화하기 위해 그의 SNR 조건을 송신기에 통지할 수 있다. 이것은 점대점 상호작용 서비스들(IP 기반, 예를 들어 DOCSIS 인터넷 트래픽 또는 주문형 비디오(VoD))의 처리량을 최적화하기 위해 특히 중요하다. 송신기가 관련 데이터 슬라이스에 대해 전체적인 최악의 SNR을 갖는 수신기에 따라 변조 및 코딩을 선택하는 경우, 더 적은 멀티캐스트 접속들도 SNR 정보로부터 이익을 얻을 수 있다.

다음 단계는 임펄스 잡음(impulsive noise) 및 다른 잡음 버스트들의 영향을 제거할 수 있는 시간 인터리버이다. 시간 인터리버는 전체 프레임 길이에 정렬되며, 낮은 레이턴시를 필요로 하는 상호작용 서비스들과 같은 시간 임계 서비스들에 대해 스위치 오프될 수 있다.

주파수 슬라이스 폭에 대해 SNR 요동(ripple)을 평균하기 위해 주파수 인터리빙이 이용된다. 기본 아키텍처는 DVB-T 및 DVB-T2로부터의 주파수 인터리버에 기초하지만, 주파수 인터리버의 폭은 가변적이며, 특정 데이터 슬라이스에 의해 할당되는 서브캐리어들의 수에 매칭된다. 송신기는 물론, 수신기에서의 주파수 인터리버 고유 메모리 맵핑 및 디맵핑은 동작 동안 쉽게 수행될 수 있다. 이어서, 각각의 심벌 인터리버의 출력 신호가 하나의 데이터 슬라이스(데이터 패턴이라고도 함)에 맵핑된다. OFDM 심벌 빌더는 적절한 파일럿 패턴의 삽입을 포함하여, 모든 상이한 입력 스트림들을 관련된 필요한 수의 서브캐리어들에 맵핑함으로써 모든 상이한 입력 스트림들을 결합한다.

하나의 OFDM 심벌에 대한 서브캐리어들의 전체 수는 번들화된 8 MHz 채널들(n4k 시스템)의 수의 증가에 따라 증가한다. 이러한 데이터 슬라이스들의 정렬은 도 22에 도시된 바와 같이 어떠한 세그먼트화 제한도 갖지 않는다. 유일한 요구는 하나의 데이터 슬라이스의 폭(즉, 할당되는 서브캐리어들의 수)이 수신기 대역폭(즉, 8 MHz, 각각 수신기 프론트엔드의 통과 대역 대역폭)을 초과하지 않아야 한다는 것이다.

도 22: 전체 채널 대역폭에서의 데이터 슬라이싱(32 MHz 채널 예)

제안되는 주파수 슬라이싱은 어떠한 큰 스터핑 오버헤드(stuffing overhead)도 없이 모든 상이한 입력 스트림들의 대역폭 요구 누적의 전체적인 큰 대역폭 상의 매우 효율적인 맵핑을 제공한다.

이어서, 가드 인터벌이 각각의 OFDM 심벌에 프리-펜딩(pre-pending)된다. 이 문서는 가드 인터벌을 네트워크 고유 환경(즉, 최대 에코 길이)에 대해 최적화하기 위한 가능성을 제공하기 위해 3개의 상이한 가드 인터벌 길이들을 제안한다.

최종 프레이밍 섹션에서, 각각의 320 데이터 OFDM 심벌들은 트레이닝 시퀀스 위상(모든 중요한 동기화는 물론 초기 채널 추정 기능들을 허가함) 및 2개의 16 QAM 변조된 L1 시그널링 심벌들(다가오는 프레임에 대한 모든 중요한 물리층 정보를 포함함)로 구성되는 프리앰블에 의해 분리된다.

2.4. DVB-S/DVB-S2 서비스 트랜스코딩

위성 스트림들의 C2 케이블 네트워크들로의 트랜스코딩을 위해, 도 21의 블록도가 통상적으로 유효하며, TS 레벨이 위성 디코딩과 C2 고유 인코딩 간의 인터페이스로서 사용된다. 따라서, DVB-S 시스템의 TS 기반 출력 스트림들은 상위 신호 체인에 따라 인코딩된다.

모든 송신 스트림들 내의 모든 PSI/SI 정보 엔트리들의 정확한 적응을 수행하기 위해, 추가적인 PSI/SI 재처리 블록이 제안되는 C2 인코딩의 처음에 포함된다.

도 23: VDB-S(2) 트랜스코딩: 인터페이스는 PSI/SI 처리를 포함하는 TS 레벨이다.

주: 동일한 TS 기반 재처리가 DVB-T 또는 DVB-T2 송신 스트림들을 케이블 네트워크로 트랜스코딩하는 데 적용될 수도 있다.

DVB-S2 서비스들을 더 작은 케이블 네트워크들로 트랜스코딩하는 SMATV 헤드엔드들에 대해, PSI/SI 처리는 적용되지 않을 수 있다(DVB-C SMATV 시스템들과 유사). 이 경우, 모든 인코딩 단계들을 반전시켜 신호들을 케이블 네트워크에 삽입하는 것은 필요하지 않다. 더욱이, DVB-S2 신호들은 기저대역 패킷 레벨들까지만 디코딩된다. 이어서, 이러한 기저대역 패킷들은 제안되는 C2 시스템에 직접 삽입된다. 도 24는 관련 블록도를 나타낸다.

도 24: SMATV 헤드엔드의 블록도: DVB-S2 서비스들의 기저대역 패킷들이 입력 데이터로서 사용된다.

3. 시스템 설명

3.1. 모드 적응

모드 적응은 DVB-S2로부터 가능한 한 많이 재사용된다. 시스템은 송신 스트림 입력 또는 일반 스트림 입력(IP 스트림을 일반 스트림으로 적응시키기 위한 DVB GSE 프로토콜)에 따라 작동한다. 양 포맷은 도 25에 도시된 바와 같이 단일 및 다중 입력 스트림 모드를 지원한다.

이러한 종류의 모드 적응은 원하는 강건 레벨의 스트림 고유(즉, TS 또는 GS) 조정을 가능하게 한다. SNR이 클수록, 더 높은 'ModCod' 모드가 사용된다(즉, 변조 방식 및 선택된 FEC 모드의 조합).

케이블 채널에서, SNR 요동 레벨은 지상파 시스템들에 비해 제한된다. 따라서, 이 제안에 대한 강조는 시그널링 오버헤드의 단순화 및 감소에 대해서이다.

DVB-S2와 유사하게, 필요한 시스템 유연성을 제공하기 위해 다양한 스트림 구성이 지원된다.

● 단일 송신 스트림 입력(CCM): 입력 스트림의 모든 서비스가 시스템에 의해 동일 FEC 레벨로 보호된다. VCM은 단일 송신 스트림 레벨에서 직접 이용될 수 없다.

● 다중 송신 스트림 입력(CCM 및 VCM)

○ 각각의 송신 스트림은 단일 FEC 레벨로 개별적으로 보호될 수 있다.

○ 보호는 상이한 송신 스트림들(VCM)에서 차별화될 수 있다.

도 25: 단일 및 다중 입력 스트림들(TS 또는 GS)을 지원하는 DVB-C2에 대한 모드 적응

3.2 FEC 인코딩

3.2.1. BCH

BCH 인코딩은 DBV-S2에 따라 수행된다. 12 에러 보정 BCH의 사용은 DVB-C2에 대해 제안된 더 높은 차수의 변조들(1024 QAM, 4096 QAM)에 대해 나타나는 높은 에러 플로어를 피하기 위해 모든 코드 레이트에 대해 제안된다.

테이블 3: 코딩 파라미터들(정상 FEC 프레임에 대해 n_ldpc=64800)

테이블 4: 코딩 파라미터들(짧은 FEC 프레임에 대해 n_ldpc= 16200)

3.2.2. LDPC

LDPC 인코딩은 DVB-S2에 따라 수행된다. LDPC 코덱의 블록 크기는 N_ldpc=16200 또는 64800이다.

3.2.3. 인터리버

3.2.3.1 비트 인터리버

비트 인터리버는 LDPC 코드 비트들과 그레이 맵핑된 QAM 심벌 비트들 간의 할당을 최적화하는 데 사용될 것이다. DVB-T2에서와 같이, 이것은 블록 인터리버와 디멀티플렉서로 구성될 것이다.

도 26에 도시된 바와 같은 블록 인터리버 부분에서, LDPC 인코더의 출력은 먼저 패리티 인터리빙된 후, N_c 열들 및 N_r 행들의 메모리 내에 저장될 것이다. 데이터는 열 트위스팅 오프셋(t_c)에 따라 칼럼 단위로 기입되고, 행 단위로 판독된다.

도 26: 비트 인터리빙 방식

r 번째 행에 대한 출력 N_c 튜플 {b₀,_r, b₁,_r, b₂,_r,..., b_{Nc -1},_r}은 디멀티플렉서 부분에서 {y₀,_r, y₁,_r, y₂,_r,..., y_{Nc -1},_r}로 치환되며, 각각의 m 비트는 2^m QAM 심벌에 속한다.

DVB-T2 콘스털레이션들에 더하여, 방송 서비스들에 대해 1024 QAM 및 4096 QAM이 제안된다. 필요한 파라미터들은 테이블 5, 6 및 7에 나타나 있다.

테이블 5: 비트 인터리버 구조(1024 QAM, 4096 QAM)

테이블 6: 열 트위스팅 파라미터(t_c)(1024 QAM, 4096 QAM)

테이블 7: 레이트 2/3, 8/9 및 9/10에 대한 셀들로의 비트들의 역다중화를 위한 파라미터들

테이블 8: 레이트 3/4, 4/5 및 5/6에 대한 셀들로의 비트들의 역다중화를 위한 파라미터들

3.2.3.2. 시간 인터리버

임펄스 또는 버스트 잡음으로부터의 영향을 완화하기 위하여, 방송 서비스들에 대해 시간 인터리버가 제안된다. 시간 인터리버의 인터리빙 길이는 DVB-T2에 비해 짧게 유지된다.

도 27은 시간 인터리버 동작을 도시한다. 시간 인터리버는 QAM 인코더로부 터 출력을 취하고, 데이터를 열들에 기입한다. 행들 내의 인터리버 셀들을 판독함으로써 출력들이 주파수 인터리버로 전달된다.

● 행들의 수(R)는 40의 고정 값이다. 이 값은 2.5%의 소거 레이트를 나타내는데, 즉 40 심벌마다 대략 하나가 간섭으로 인해 손실된다.

● 시간 인터리버 길이는 단순화를 위해 프레임 길이(섹션 7.5)에 정렬된다.

● 시간 인터리버에서의 열들(N_L)의 수는 필요한 서비스에서의 서브캐리어들의 수와 매칭된다.

● 세그먼트화된 OFDM 시스템의 각각의 블록에 대한 시간 인터리빙의 사용은 L1 패킷들 내에서 시그널링된다.

● 송신기 메모리 요구: 4096*12*40=1966080=1.97 Mbit

대표적인 간섭자는 GSM 이동 전화로부터 수신되는 577 μs 버스트인 것으로 간주될 수 있다. 이러한 지속 기간은 대략 하나의 n4k 심벌 기간에 대응한다. 소거의 강도에 따라, LDPC 인코더에 대해 9/10 코드 레이트 또는 더 강건한 코드 레이트가 사용될 수 있다.

도 27: 시간 인터리버

시간 인터리빙은 (적응성 OFDM)을 이용하는 상호작용 서비스들에 대해 옵션일 것이다.

● 높은 QoS 및 낮은 레이턴시 요구들을 갖는 서비스들(예를 들어, VoD)은 시간 인터리빙을 사용해야 한다.

● 낮은 레이턴시를 요구하는 서비스들(예를 들어, 게임, TCP/IP 기반)은 시간 인터리빙을 사용하지 않아야 한다.

3.2.3.3. 주파수 인터리버

일반적으로, 주파수 인터리버는 DVB-T2와 유사하게 사용될 것이다. OFDM 수신을 위해 가변 주파수 슬라이스들이 허용되므로, 인터리버 크기는 송신기는 물론, 수신기에 의해 동적으로 계산되어야 한다(즉, 인터리버 크기는 할당되는 서브캐리어들의 수에 따라 변한다).

하나의 OFDM 심벌의 데이터 셀들 상에 동작하는 주파수 인터리버의 목적은 데이터 셀들을 각각의 심벌 내의 N_data 이용 가능 데이터 캐리어들 상에 맵핑하는 것이다. 주파수 인터리버는 C2-프레임 m의 OFDM 심벌 l의 데이터 셀들 X_m,_l={(x_m,_l,₀, x_m,_l,₁,..., x_m,_l,_{Ndata -1})를 처리할 것이다.

이어서, 파라미터 M_max가 테이블 8에 따라 정의된다.

테이블 8: 주파수 인터리버에 대한 M_max의 값

FFT 크기	Mmax
4k	4096

인터리빙된 벡터 A_m,_l=(a_m,_l,₀, a_m,_l,₁, a_m,_l,₂,..., a_m,_l,_{Ndata -1},)은 다음에 의해 정의된다.

q=0,...,N_{data -1}에 대해 프레임의 짝수 심벌들(l mod 2 = 0)에 대해 a_m,_l,_H(q)=x_m,_l,_q

q=0,...,N_{data -1}에 대해 프레임의 홀수 심벌들(l mod 2 = 1)에 대해 a_m,_l,_q=x_m,_l,_H(q)

H(q)는 다음에 같이 정의되는 시퀀스들 R'_i에 기초하는 치환 함수이다. (N_r-1) 비트 이진 워드 R'_i가 정의되며, N_r=log₂M_max이고, R'_i는 다음 값들을 갖는다.

i=0,1: R'_i[N_r-2,N_r-3,...,1,0] = 0,0,...,0,0

i=2: R'_i[N_r-2,N_r-3,...,1,0] = 0,0,...,0,1

2<i<M_max: {R'_i[N_r-3,N_r-4,...,1,0] = R'_{i -1}[N_r-2,N_r-3,...,2,1];

4k 모드에서,

이다.

벡터 R_i는 테이블 9에 주어진 비트 치환들에 의해 벡터 R'_i로부터 도출된다.

테이블 9: 비트 치환

R'i 위치들	10	9	8	7	6	5	4	3	2	1	0
Ri 위치들	7	10	5	8	1	2	4	9	0	3	6

치환 함수 H(q)는 다음의 알고리즘에 의해 정의된다.

치환 함수를 생성하는 데 사용되는 알고리즘의 개략 블록도가 도 28: 4k 모드에 대한 주파수 인터리버 어드레스 생성 방식에 나타나 있다.

도 28: 4k 모드에 대한 주파수 인터리버 어드레스 생성 방식

주파수 인터리버의 출력은 프레임 m의 심벌 l에 대한 데이터 셀들 A_m,_l=(a_m,_l,₀, a_m,_l,₁, a_m,_l,₂,..., a_m,_l,_{Ndata -1},)의 인터리빙된 벡터이다.

N_data는 L1 심벌들 내에서 시그널링된다.

3.3. QAM 서브캐리어 변조

OFDM 서브캐리어들의 변조는 정규 직교 진폭 변조일 것이다.

(QAM): 아래의 콘스털레이션들의 사용은 DVB-T2의 정의들에 기초하여 제안된 다.

● 16 QAM

● 64 QAM

● 256 QAM

제안되는 C2 시스템의 처리량 레이트를 증가시키기 위해, 다음과 같은 더 높은 콘스털레이션들이 방송 서비스들에 대해 제안된다.

● 1024 QAM(그레이 맵핑 이용)

● 4096 QAM(그레이 맵핑 이용)

또한, 적응성 코딩 및 변조(ACM)의 이익들을 이용할 수 있는 상호작용 서비스들에 대해 훨씬 더 높은 QAM 콘스털레이션들이 적용될 수 있는데, 즉 송신기 및 수신기는 각각의 데이터 슬라이스에 대해 선택된 QAM 콘스털레이션을 시그널링하는 OFDM 톤맵(tonemap)들을 교환한다. 선택된 콘스털레이션 및 코딩의 SNR 종속 조정이 가능하다.

3.4. OFDM 파라미터들

이 장은 각각의 송신 모드에 대해 사용하기 위한 OFDM 구조를 제안한다. 송신된 신호는 섹션 3.5에서 설명되는 바와 같이 프레임들 내에 편성된다. 각각의 프레임은 T_F의 지속 기간을 가지며, L_F 개의 OFDM 심벌들로 이루어진다. 각각의 심벌은 지속 기간 T_S를 갖고 송신되는 K개의 캐리어들의 세트로 구성된다. 이것은 2개의 부분, 즉 지속 기간 T_U를 갖는 유용한 부분 및 지속 기간 △를 갖는 가드 인터 벌로 구성된다. 가드 인터벌은 유용한 부분 T_U의 순환 연속으로 구성되며, 그 앞에 삽입된다. OFDM 프레임 내의 심벌들은 1에서 L_F까지 넘버링된다. 모든 심벌은 데이터 및/또는 참조 정보를 포함한다.

OFDM 신호는 많은 개별적으로 변조된 캐리어들을 포함하므로, 각각의 심벌은 하나의 심벌 동안 하나의 캐리어 상에서 수행되는 변조에 각각 대응하는 셀들로 분할되는 것으로 간주될 수 있다.

OFDM 심벌들은 프레임 동기화, 주파수 동기화, 시간 동기화, 채널 추정에 사용될 수 있는 파이럿들을 포함하며, 위상 잡음을 추적하는 데에도 사용될 수 있다. 캐리어들은 k∈[K_min; k_max]에 의해 인덱싱되고, K_min 및 K_max에 의해 결정된다. 인접 캐리어들 간의 간격은 1/T_U인 반면, 캐리어들 K_min과 K_max 간의 간격은 (K-1)/T_U에 의해 결정된다.

OFDM 파라미터들은 테이블 10에 요약되어 있다. 다양한 시간 관련 파라미터들에 대한 값들은 기본 기간 T의 배수들로 그리고 마이크로초 단위로 주어진다.

n4k 동작 모드가 심벌 길이, 위상 잡음 감도는 물론 스펙트럼 측엽(side lobe) 가파름 간의 양호한 트레이드-오프로서 제안된다. 이것은 8 MHz 채널 내에서의 DVB-H/T2 4k 모드에 기초한다. 시스템 대역폭은 8 MHz의 n배로 확장될 수 있다. 다음 테이블은 여러 채널 대역폭에 대한 설정들을 나타내는데, 여기서 n은 1에서 4까지 변한다.

테이블 10: 상이한 채널 대역폭들에 대한 4nk OFDM 변조

채널 번들화의 부가 이익으로서, 제안되는 OFDM 값들은 캐리어 간격은 물론, 심벌 지속 기간을 포함하는, DVB-H/T2 4k 모드의 주요 파라미터들과 매우 유사하다.

주: 기본 기간 T를 조정함으로써 다른 채널 대역폭들이 얻어질 수 있다. 예를 들어, 기본 기간을 7/64 μs에서 7/48 μs로 변경함으로써 8 MHz 채널로부터 6 MHz 채널 대역폭이 도출될 수 있다.

3.5. 프레이밍(framing)

프레이밍 구조는 전술한 도 16과 유사한 도 29에 도시되어 있다. 수퍼프레임은 C2 프레임들로 분할되며, C2 프레임들은 OFDM 심벌들로 더 분할된다. C2 프레임은 하나의 프리앰블 심벌로 시작한 후, 2개의 계층 1 시그널링 심벌이 이어지고, 마지막으로 L_F-3 개의 데이터 심벌이 이어진다.

도 29: C2 프레임 구조

지속 기간 T_u(가드 인터벌 없음)를 갖는 프리앰블 심벌을 제외하고, 프레임 내의 각각의 심벌의 지속 기간은 동일 기간 T_s를 갖는다. 심벌 기간 T_s는 가드 인터벌 지속 기간 T_GI 및 유용한 심벌 지속 기간 T_u의 합으로 이루어진다.

데이터 심벌들의 수는 8*타임 인터리버(섹션 3.2.3.2) 심벌 길이=8*40=320 심벌로 고정된다. C2 프레임은 320개의 데이터 심벌, 하나의 프리앰블 심벌(가드 인터벌 없음) 및 2개의 L1 시그널링 심벌로 이루어지는 총 L_F=323개의 심벌을 갖는다. 따라서, 시그널링에 대한 오버헤드는 프리앰블 및 L1 시그널링 심벌들에 대해 3/323(약 0.9%)이다.

제안되는 C2 프레임 기간은 T_F=322*(T_GI+T_u)이다.

테이블 11: 상이한 가드 인터벌 길이들에 대한 4nk 시스템의 프레임 기간들

가드 인터벌 길이	프레임 기간
1/64	147.0 msec
1/128	145.8 msec
1/256	145.3 msec

C2 수퍼프레임의 기간은 1*T_F<=T_SF<=(2¹⁶-1)*T_F의 범위 내이다.

L1 시그널링 데이터는 수퍼프레임 경계들에서만 변경될 수 있다. 방송 전용 서비스들에서, 수퍼프레임 기간은 L1 시그널링 파라미터들이 자주 변경되지 않는 것으로 상정할 때 약 2시간 37분인 (2¹⁶-1)*T_F의 그의 최대값으로 설정될 수 있다. 상호작용 전용 또는 혼합식 방송/상호작용 서비스들에서, 수퍼프레임 길이는 필요에 따라 단축될 수 있다. 수퍼프레임 기간은 L1 시그널링 파라미터로서 제공된다.

주파수 데이터 슬라이스 위치에 대한 지식이 없는 경우의 잽핑(zapping) 시간은 C2 프레임의 시작에 대한 채널 변경의 시작의 상대적 타이밍에 따라 최대 2개의 완전한 C2 프레임 기간(288 ms)을 필요로 할 것으로 예상된다.

3.6. 데이터 심벌들 내의 파일럿 캐리어들

산란되는 파일럿 밀도는 다음으로부터 도출된다.

● 주파수 방향에서 반복 레이트를 결정하기 위한 다중 경로 채널의 최대 지연 길이

● 시간 방향에서 반복 레이트를 결정하기 위한 케이블 채널의 최대 도플러 주파수

케이블 채널은 시간 방향에서 준정적(quasi-static)인 것으로 간주되므로, 반복 레이트는 낮게 유지될 수 있다. 파일럿 패턴 오버헤드를 최적화하기 위해, 산란되는 파일럿 패턴의 밀도는 가드 인터벌 크기에 의존한다. 다음의 파일럿 패턴들이 제안된다.

테이블 12: 제안되는 C2 시스템에 대한 산란 파일럿 패턴들

OFDM 모드	가드 인터벌 길이	파일럿 보유 캐리어들의 간격(x)	하나의 산란 파일럿 시퀀스를 형성하는 심벌들의 수(y)
n4k	1/64	4	12
n4k	1/128	4	24
n4k	1/256	4	48

테이블 12는 하나의 심벌이 4개의 캐리어가 된 후의 파일럿 위치의 주파수 시프트를 나타낸다. 주파수 방향에서의 반복 레이트는 x.y(예를 들어, GI=1/64에 대해 48 캐리어 거리)이다.

도 30은 1/64의 가드 인터벌 길이에 대한 파일럿 패턴(검은 점들)을 나타낸다.

도 30: 파일 패턴 예(GI 길이=1/64)

각각의 OFDM 심벌의 첫 번째는 물론 최종 캐리어는 항상 파일럿 캐리어들을 포함할 것이다. 나이퀴스트 기준에 따르면, 각각의 OFDM 심벌 자체에 대해 독립적 주파수 보간이 가능하다. 그러나, 추가적인 시간 보간을 적용함으로써 채널 추정 품질의 향상이 가능하다.

시간 보간은 일반적으로 필요하지 않으므로, 연속 파일럿(CP)들도 필요하지 않다. 공통 위상 에러(CPE)를 계산하기 위해, 주파수 보간된 채널 추정만을 고려하는 것으로 충분하다.

3.7. 프리앰블

프리앰블은 새로운 C2 프레임의 시작을 정의한다. 프리앰블은 다음의 기능들을 허가해야 한다.

● 프레임 및 초기 OFDM 심벌 동기화

● 초기 오프셋 보정(주파수 및 샘플링 레이트 오프셋들)

● 초기 채널 추정

● 다음 프레임에 대한 기본 물리층 파라미터에 관한 정보

○ 가드 인터벌

○ OFDM 서브캐리어 할당

■ 상이한 서브캐리어 세그먼트들에 대한 기본 구조

● 시작/중지 캐리어, 블록 폭,...

■ 세그먼트 고유 서브캐리어 변조 방식

■ 세그먼트 고유 서브캐리어 FEC 설정들

○ 주파수 노치 지시

프리앰블은 트레이닝 시퀀스 위상 및 L1 시그널링 위상으로 분할된다. 트레이닝 위상은 8개의 단축된 트레이닝 심벌로 구성되며, 전체 길이는 1 OFDM 심벌(4096 샘플)이다. 후속하는 2개의 OFDM 심벌은 (관련 가드 인터벌을 포함하는) L1 시그널링을 포함한다.

도 31은 (시간 도메인에서) 하나의 C2 프레임의 기본 구조를 도시하며, 전술한 도 13과 유사한 도 32는 주파수 도메인에서의 하나의 C2 프레임의 기본 구조를 나타낸다.

도 31: 제안되는 DVB-C2 시스템의 시간 도메인 프레임 구조

도 32: 프레임 구조 및 프리앰블과 데이터 부분의 정렬(32 MHz 예)

제안되는 프리앰블은 튜닝 위치와 무관한 모든 대표적인 중요 기능을 제공한다.

● 시간/프레임 동기화

● 대략적/정밀한 주파수 오프셋 추정

● 초기 채널 추정

● L1 시그널링

튜닝 위치와 무관하게 모든 프리앰블 기능을 수행하는 능력은 주파수 도메인에서 임의 데이터 슬라이싱의 사용을 가능하게 한다. 특히, 데이터 슬라이스들의 폭(대역폭)은 임의의 고정 세그먼트 크기에 정렬될 필요가 없다. 상이한 블록들의 기능은 후술한다.

3.7.1. 단축된 트레이닝 심벌들

프리앰블 시퀀스의 대역폭은 세그먼트화된 수신기의 수신 대역폭(즉, 8 MHz)으로 제한된다. 송신 신호의 전체 채널 대역폭은 이러한 수신기 대역폭(즉, 튜너 대역폭)의 배수이다. 트레이닝 심벌들 내의 파일럿 캐리어들의 밀도는 적어도 나이퀴스트 기준을 이행하도록 조정된다. n4k 모드에 대해, 다음의 프리앰블이 제안된다.

● 8개의 단축 트레이닝 심벌(파일럿 캐리어들의 간격=8)

● 단축 트레이닝 심벌의 반복 레이트: 512 샘플

각각의 트레이닝 시퀀스 서브블록은 초기 수신기 대역폭과 동일하며, 최적화된 상관 특성들을 갖는 기본 의사 잡음 시퀀스의 반복을 포함하는데, 이는 여러 이익을 제공한다.

● 수신기 튜너가 더 넓은 송신 채널 대역폭의 등거리 세그먼트들 중 하나에 매칭되는 윈도우를 선택하는 경우, 트레이닝 시퀀스는 충분히 그리고 최적화된 방식으로 전개된다.

● 튜너가 송신 채널 대역폭 내의 임의의 튜닝 주파수를 선택하는 경우, 자 기 상관 시퀀스들의 순환 거동으로 인해 최적화된 상관 특성이 계속 유지된다. 수신기에서, 검색된 프리앰블 시퀀스는 주파수 도메인에서의 오리지널 프리앰블 시퀀스의 순환 시프트 버전에 대응할 것이다. 따라서, 파일럿 밀도 조건이 계속 이행되는 한, 기본 자기 상관 특성이 계속 적용된다. 따라서, 의사 잡음 거동, 낮은 PAPR 특성 및 최적 자기 상관 특성이 임의의 튜닝 위치에 대해 유지된다. 더욱이, 대략적인 주파수 오프셋 계산(통상적으로 주파수 도메인에서 수행됨)이 계속 가능하다.

전술한 도 6과 유사한 도 33은 제안되는 기본 의사 잡음 시퀀스의 반복을 도시한다.

도 33: 각각의 수신 세그먼트에 대한 반복 시퀀스들을 갖는 트레이닝 심벌의 구조

전술한 바와 같이, 8개 트레이닝 시퀀스의 반복이 상관 복잡성과 동기화 신뢰성 사이의 적절한 절충으로서 제안된다. pn 시퀀스는 양호한 전체 자기 상관(즉, 양호한 상관 피크 특성)은 물론, 적절한 슬라이딩 상관 특성(즉, 상관 플래토(plateau), 즉 WLAN 프리앰블들에서 사용되는 바와 같은 CAZAC 시퀀스들의 전달) 을 갖는다. 더욱이, 동기화 신뢰성은 8개 트레이닝 시퀀스의 마지막을 반전시킴으로써 더 향상된다. 8 MHz 래스터에 정렬되는 트레이닝 시퀀스는 완전한 대역폭을 할당하지 않는다. 각각의 반복 내에서, 스펙트럼 특성을 만족시키고 적절한 주파수 오프셋 보상을 제공하기 위해 다수의 캐리어가 생략된다. 예를 들어, 250 kHz의 캡처 범위를 허가하기 위해, 트레이닝 시퀀스 스펙트럼의 양측에서 동일한 대역폭이 미사용으로 유지된다.

3.7.2. L1 시그널링

L1 시그널링은 모든 관련된 물리층 고유 파라미터에 대한 정보를 제공한다.

도 32에 도시된 바와 같이, L1 시그널링은 각각의 프레임 내의 트레이닝 시퀀스 위상을 따른다. L1 시그널링의 지속 기간은 2개의 OFDM 심벌이다. L1 시그널링의 대역폭은 4 MHz이며, 각각 2개의 L1 블록(시그널링 패턴이라고도 함)이 초기 8 MHz 래스터에 정렬된다. L1 시그널링의 주파수 거동은 수신기의 전형적인 필터 특성은 물론, 전체 스펙트럼 마스크를 반영해야 한다. 각각의 임의 튜닝 위치에 대한 적절한 L1 디코딩을 허가하기 위해, L1 블록은 그의 4 MHz 블록 내의 모든 서브캐리어들을 사용하지 않는다. 또한, 전체 채널 대역폭으로부터의 가드 대역 특성들이 재사용된다. 임의의 n4k 모드에서, 각각의 경계 상의 343개의 서브캐리어들이 데이터 송신(가드 대역)에 사용되지 않는다. 동일 수의 미사용 캐리어들이 L1 시그널링에 사용되며, 따라서 L1 블록당 이용 가능한 캐리어 수는 3584/2-2*343=1106 캐리어이다. 전술한 도 15와 유사한 도 34는 L1 심벌들(시그널링 패턴들)의 캐리어 할당을 도시한다.

도 34: L1 시그널링 심벌들의 사용 가능 주파수 범위들

아래의 L1 시그널링(시그널링 패턴들)의 구조가 제안된다.

테이블 13: L1 시그널링 구조 테이블 13은 하나의 n4k 채널에서 최대 32개의 상이한 슬라이스가 지원됨을 지시한다.

n4k의 n			4비트
n4k의 현재 n			4비트
가드 인터벌 길이			2비트
수퍼프레임 길이			16비트
프레임 번호			16비트
데이터 슬라이스들의 수			5비트
데이터 슬라이스들을 통한 루프{
	n - 세그먼트 번호		4비트
	시작 캐리어 번호		12비트
	데이터 슬라이스 폭(캐리어들의 수)		12비트
	데이터 슬라이스 QAM 변조		3비트
	LDPC 블록 크기		1비트
	LDPC 코드 레이트		3비트
	시간 인터리버 가능		1비트
	노치들의 수		2비트
	노치들을 통한 루프{
		시작 캐리어 번호	12비트
		노치 폭(캐리어들의 수)	12비트
	} 노치 루프 종료
	PSI/SI 재처리		1비트
} 데이터 슬라이스 루프 종료
예약			1비트
CRC_32 MIP			32비트

L1 시그널링 비트들의 결과적인 최대 수의 계산은 적절한 FEC 방식의 오버헤드를 포함하는, 4 MHz 대역폭을 갖는 2개의 연속하는(시간 도메인에서) QAM 변조 L1 심벌에 맞는 전체 수를 얻는다.

파라미터 설명

n4k의 n: 제안되는 4nk 심벌의 전체 채널 대역폭을 8 MHz의 배수로서 정의한다.

0000 예약

0001 8 MHz(n=1)

0010 16 MHz(n=2)

0011 24 MHz(n=3)

0100 32 MHz(n=4)

......

n4k의 현재 n: 완전한 4nk 채널 내의 디코딩된 L1 시그널링 패턴의 위치를 지시한다.

0000 예약

0001 0...8 MHz (n=1)

0010 8...16 MHz (n=2)

0011 16...24 MHz (n=3)

0100 24...32 MHz (n=4)

가드 인터벌 길이: L1 심벌은 물론, 모든 데이터 심벌에 대한 가드 인터벌들의 길이를 정의한다.

00 GI=1/64

01 GI=1/128

10 GI=1/256

11 예약

수퍼프레임 길이: 이 파라미터는 하나의 수퍼프레임을 구성하는 프레임들의 수를 기술한다.

프레임 번호: 하나의 수퍼프레임 내에서 프레임 카운팅을 허가한다. 각각의 수퍼프레임의 시작에서, 이 카운터는 리셋된다.

데이터 슬라이스들의 수: 전체 채널 대역폭 내의 주파수 슬라이스들의 수를 정의한다.

n-세그먼트 번호: 이 파라미터는 데이터 슬라이스의 제1 서브캐리어(즉, 8 MHz 세그먼트)의 위치를 시그널링한다.

시작 캐리어 번호: 데이터 슬라이스의 제1 캐리어를 정의한다. 넘버링은 관련된 8 MHz 세그먼트의 프레임에 상대적이다.

데이터 슬라이스 폭: 데이터 슬라이스에 대해 할당된 서브캐리어들의 수를 정의한다.

데이터 슬라이스 QAM: 이 파라미터는 데이터에 대한 QAM 변조를 지시한다.

변조: 세그먼트

000 16 QAM

001 64 QAM

010 256 QAM

011 1024 QAM

100 4096 QAM

101 16384 QAM

110 65536 QAM

111 예약

LDPC 블록 크기: LDPC 블록 크기를 정의한다.

0 16k의 블록 크기

1 64k의 블록 크기

LDPC 코드 레이트: 데이터 슬라이스에 대해 선택된 LDPC 코드 레이트를 정의한다.

000 2/3

001 3/4

010 4/5

011 5/6

100 8/9

101 9/10

110-111 예약

시간 인터리버 가능: 이 데이터 슬라이스에 대한 시간 인터리버의 이용을 시그널링한다.

노치들의 수: 이 데이터 슬라이스 내의 노치들의 존재 또는 수를 정의한다.

00 이 데이터 슬라이스 내에 노치 없음

01 이 데이터 슬라이스 내의 1개 노치

10 이 데이터 슬라이스 내의 2개 노치

11 이 데이터 슬라이스 내의 3개 노치

노치 시작: 데이터 슬라이스의 제1 캐리어를 정의한다.

캐리어 번호: 넘버링은 관련된 8 MHz 세그먼트의 프레임에 상대적이다.

노치 폭: 노치에 대해 할당된 서브캐리어들의 수를 정의한다.

PSI/SI 재처리: PSI/SI 재처리가 헤드엔드 내에서 수행되는지를 시그널링한다.

0 PSI/SI 재처리 불가능

1 PSI/SI 재처리 가능

CRC_32 MIP: L1 시그널링 블록에 대한 32비트 CRC 코딩

3.7.3. 시동 절차

이 짧은 장은 수신측에서의 프리앰블 처리를 설명하기 위한 것이다.

먼저, 수신기 튜너, 예를 들어 도 18에 도시되고 그와 관련하여 설명된 수신 장치(63)의 수신 튜너는 케이블 네트워크들에서 8 MHz 래스터에 정렬되거나 정렬되지 않는 임의 주파수 대역에 튜닝된다. 이 위치에서, 튜닝 윈도우는 하나의 완전한 프리앰블 시퀀스 및 2개의 완전한 L1 시그널링 블록을 커버한다. 따라서, 수신기는 동기화하고, 초기 채널 추정을 수행하고, L1 시그널링을 추출할 수 있다. L1 시그널링, 예를 들어 n4k의 현재 n 정보로부터, 수신기는 현재 프레임과 관련하여 수신되고 디코딩된 시그널링 패턴(들)의 위치에 관한 지식을 가지며, 이어서 원하는 데이터 슬라이스(데이터 슬라이스는 통상적으로 8 MHz 래스터에 정렬되지 않는다)의 주파수에 튜닝될 수 있고, 이 튜닝 위치에서 이 수퍼프레임의 모든 후속 프 레임 내의 모든 원하는 데이터 슬라이스를 수신하고 디코딩할 수 있다.

3.8. 데이터 슬라이싱

이전 장들에서 설명된 바와 같이, 프리앰블은 임의의 튜닝 위치에서 모든 중요한 프레임 관련 기능(즉, 수신기 동기화, 채널 추정 및 L1 디코딩)을 허가하는 방식으로 설계된다. 따라서, 데이터 슬라이스들, 즉 도 10과 관련하여 설명된 바와 같은 데이터 패턴들은 임의의 고정된 세그먼트 할당을 따를 필요가 없다. 적절한 수의 OFDM 서브캐리어들이 할당될 수 있다. 하나의 데이터 슬라이스의 폭에 관한 유일한 조건은 그 폭이 수신 대역폭(즉, 8 MHz-2*가드 대역(예를 들어, 7.6 MHz))을 초과하지 않는 것이다. 각각의 데이터 슬라이스는 수퍼프레임당 주파수 슬라이스당 일정한 수의 데이터 비트들(즉, 데이터 캐리어들)을 갖는다. 데이터 슬라이스당 데이터 비트들의 수는 수퍼프레임마다 변할 수 있다.

도 35는 전체 OFDM 신호의 여러 OFDM 서브블록(데이터 슬라이스들)의 결합으로서의 구성을 도시한다. 각각의 신호 인코딩 체인은 매칭되는 수의 서브캐리어들 상에 맵핑된다.

도 35: 전체 OFDM 신호의 구성

데이터 세그먼트의 대역폭이 작을수록, 주파수 인터리버로부터의 인터리빙 이득이 낮아진다. 모드 적응에서 동일한 QoS 요구들을 갖는 여러 스트림의 구성은 최상의 가능한 방식으로 주파수 다이버시티를 전개하는 하나의 방법이다.

3.9. 노칭

지상파 서비스들 및 DVB 케이블 시스템은 종종 동일 주파수 범위를 공유한다. 양 서비스들 간의 간섭들은 영향받는 서비스의 SNR을 감소시킨다. 케이블 네트워크들로부터의 방사는 지상파 서비스들의 동작을 교란시킨다. 마찬가지로, 케이블 서비스들의 송신 품질은 케이블 매체 상의 추가 잡음 유발에 의해 지상파 서비스들의 침입을 받는다. 일례가 도 36에 도시되어 있다. OFDM 캐리어들의 노칭은 상이한 통신 시스템들을 서로 보호하는 데 이용된다. 동일 주파수 범위(들)에 할당된 OFDM 캐리어들은 데이터 통신으로부터 제외된다. 지상파 측의 전술한 시스템의 일례는 비행 보안 서비스들이며, 더 많은 예가 존재한다.

도 36: 동일 주파수 범위를 공유하는 노칭된 C2 OFDM 스펙트럼(적색 곡선) 및 지상파 서비스들(예를 들어, 비행 보안 서비스, 청색 곡선)의 예

처리량을 최대화하기 위하여, 노치 폭은 가능한 한 좁아야 하는데, 즉 지상파 서비스들과 직접 오버랩되는 OFDM 서브캐리어들만이 제외되어야 한다(도 36 참조).

노치들의 위치는 L1 시그널링의 일부이다. 예를 들어, 노칭된 제1 캐리어 및 노치 폭은 L1 시그널링의 일부이다.

3.10. 상호작용 서비스들에 대한 OFDM 적응

케이블 네트워크가 리턴 채널 능력을 갖는 경우, 제안되는 C2 시스템은 도 37에 도시된 바와 같이 상호작용 데이터 서비스들에 대한 다운스트림 매체로서 사용 가능할 것이다. 기존의 DVB-C 시스템과 유사하게, C2 시스템은 DOCSIS 다운스트림 데이터 트래픽을 통합할 수 있을 것이다. 업스트림 채널은 DOCSIS 추종 방식으로 제공되며, 이 문서의 범위 밖이다.

도 37: DOCSIS 데이터에 대한 다운스트림 채널로서의 C2

이러한 종류의 상호작용 서비스들의 예는 모든 IP 기반 서비스들 또는 주문형 비디오(VoD)를 포함하는 모든 DOCSIS 기반 데이터 통신이다.

도 38: 제안되는 C2 시스템에서의 DOCSIS 통신

이러한 시나리오에서, 제안되는 시스템은 적응성 OFDM(ACM-적응성 코딩 및 변조)의 이익들을 전개할 수 있다. 상호작용 점대점 통신 서비스들에 대해, 모뎀 및 송신기는 그들의 데이터 처리량을 최적화하기 위해 그들의 할당된 주파수 슬라 이스에서 그들의 SNR 조건들을 교환할 수 있다. 이러한 기술은 각각의 개별 단말기(C2 모뎀/수신기)의 타겟팅에 의한 전파 조건들에 대한 동적 링크 적응은 물론, 데이터 슬라이스의 정밀한 보호를 제공한다.

도 38에는, C2 헤드엔드 및 다수의 접속된 C2 수신기/모뎀을 갖는 예시적인 케이블 네트워크가 도시되어 있다. 감쇠 또는 다중 경로 요동과 같은 채널 영향들에 따라, 각각의 위치에서 이용 가능한 SNR이 변한다. 예를 들어, C2 모뎀/수신기 1은 헤드엔드에 매우 가까우며, 따라서 다운링크 스펙트럼에서의 임의의 감쇠는 낮다. 모뎀은 그의 양호한 채널 조건들을 헤드엔드에 통지할 것이며, 헤드엔드는 매우 높은 처리량 레이트를 갖는 변조 및 코딩의 적절한 조합을 선택한다. 이와 달리, C2 헤드엔드와 C2 모뎀/수신기 2 사이의 거리는 매우 먼 것으로 가정하며, 따라서 수신 스펙트럼에서 더 높은 감쇠가 발생한다. 따라서, 이용 가능한 SNR 범위는 훨씬 더 작으며, C2 모뎀/수신기 2는 더 강건한 변조 및 코딩의 조합을 사용하도록 C2 헤드엔드에게 통지한다.

이론적으로, 각각의 개별 OFDM 서브캐리어의 SNR 조건을 C2 헤드엔드에 역으로 시그널링하는 것이 가능할 것이다. PLC(전력 라인 통신 시스템)와 같은 다른 통신 시스템들에서 널리 사용되는 다른 대안은 가간섭 대역폭 슬롯당 하나의 SNR 값을 송신하는 것이다. 그러나, 이 문서는 상호작용 서비스에 대해 사용되는 각각의 데이터 슬라이스에 대해 변조 및 코딩의 하나의 전체 조합만을 사용하는 것을 제안한다. 주요 이유는 다음과 같다.

● L1 시그널링/OFDM 톤맵 복잡성: 각각의 서브캐리어 또는 가간섭 대역폭 슬롯이 개별적으로 처리될 경우, L1 시그널링 데이터는 물론, OFDM 톤맵 데이터(즉, 캐리어 고유 SNR 조건들을 포함하는 정보를 포함하는 피드백 데이터)의 전체 양이 크게 증가할 것이다.

● 제한된 SNR 요동: 에코 신호들의 다소 낮은 진폭 레벨로 인해, 수신 스펙트럼의 관련 주파수 슬라이스에서의 결과적인 SNR 변동은 그렇게 크지 않다(예를 들어, 3 dB 이하의 전체 주파수 슬롯 요동). 캐리어 고유 SNR 처리는 통상적으로 완전한 데이터 슬라이스가 동일 FEC 설정들(즉, LDPC 코딩)로 인코딩되는 동안에 상이한 OFDM 서브캐리어들에 대해 상이한 변조 방식들을 이용함으로써 타겟팅된다. 전체적인 작은 레벨의 진폭 요동은 상이한 콘스털레이션들 사이의 다소 높은 SNR 단차들(예를 들어, 이웃하는 스퀘어 콘스털레이션들 사이의 대략 6 dB)에 의해 효율적인 방식으로 커버될 수 없다.

● 상호작용 서비스 데이터 슬라이스들이 하나의 전체적인 변조 및 코딩 설정만을 선택하는 경우, 이들은 각각의 상이한 방송 스트림이 특정 'modcod' 설정을 이용하는 것도 허가되는 전체적인 제안되는 C2 아키텍처에 매우 잘 맞는다. 송신기와 수신기 간의 SNR 조건들의 추가적인 교환에도 불구하고, 시스템은 정확히 동일한 데이터 슬라이싱 및 L1 시그널링 메커니즘들을 사용한다.

주: SNR 조건들을 교환하거나, 변조 및 코딩의 적절한 조합들을 시그널링하는 메시지 포맷들은 더 높은 계층의 주제이며, 본 제안의 범위 밖이다.

3.11. 스펙트럼 정형화

인접 채널 간섭의 영향을 최소화하기 위해, DVB-C2 송신 스펙트럼은 적절한 스펙트럼 마스크 기준들을 이행해야 한다. 제안되는 C2 시스템은 매우 높은 서브캐리어 QAM 콘스털레이션들을 갖는 n4k OFDM 변조를 이용하므로, 채널 경계에서의 측엽 레벨은 AWGN 환경에서 QEF(의사 에러 없는) 수신을 위해 최고의 SNR 값을 요구하는 물리층 모드에 대해 필요한 SNR 값 이하이어야 한다.

도 39는 그 관계를 나타낸다.

도 39: 인접 채널들 사이의 OFDM 스펙트럼 오버랩핑

대역외 OFDM 스펙트럼 특성들을 개선하고, 2개의 채널 사이의 경계 주파수에서 채널들 사이에 필요한 격리를 달성하기 위하여, 필터링이 요구된다. 기본적으로, 두 가지 방법이 적용 가능하다.

● 윈도우잉: 심벌 경계들(시간 도메인)에서 진폭이 순조롭게 0이 되게 한다. 시간 도메인에서의 윈도우잉은 결과적인 스펙트럼이 서브캐리어 주파수들에서 한 세트의 임펄스들을 갖는 윈도우잉 함수의 스펙트럼의 컨볼루션임을 의미한다.

● 종래의 필터링 기술들(디지털 및/또는 아날로그)

윈도우잉 및 필터링은 대역외 스펙트럼을 줄이기 위한 두 가지 기술이다. 종래의 필터링의 컷오프 거동은 높은 서브캐리어 변조 모드들의 성능에 잠재적 영향력을 갖는다. 이와 달리, 시간 도메인에서의 윈도우잉은 시스템 열화를 유발하 지 않는다. 윈도우잉의 단점은 연속하는 심벌들 간의 부분적 오버랩 및 이와 관련된 사용 가능한 가드 인터벌 부분의 열화이다. 도 40은 윈도우잉의 기본 원리를 보여준다.

도 40: 시간 도메인에서의 OFDM 심벌들의 윈도우잉

연속하는 OFDM 심벌들 간의 오버랩은 지속 기간 T_TR을 갖는다. T_TR 값이 클수록, 대역외 스펙트럼의 레벨이 더 많이 감소된다.

최종 채널 격리는 물론, 이와 관련된 측엽 감쇠도 인접 채널 시스템 시뮬레이션에서 검토되어야 한다.

3.12. PAPR

송신기 측에서의 PAPR 감소에 대한 덜 복잡한 해결책들이 검토되어야 한다. 채널 번들화에 의한 보다 큰 전체 FFT 크기들은 OFDM 시스템의 개연적인 파고 팩터를 약간 증가시킬 것으로 예상된다. 예를 들어, 송신기 측에서의 32K IFFT의 사용은 8K FFT 기반 송신기에 비해 OFDM 시스템의 개연적인 파고 팩터를 O.5dB 미만 정도 증가시킬 것으로 예상된다.

또한, QAM 변조 차수의 증가는 1K 이상의 FFT 크기를 갖는 OFDM 시스템들에 대한 개연적 파고 팩터에 악영향을 미치지 않는 것으로 알려져 있다. 따라서, 제 안되는 OFDM 시스템의 파고 팩터 감소에 대한 최적화 문제는 DVB-T2에 대한 것과 유사하다.

액티브 콘스털레이션 확장의 방법은 케이블 송신들에 통상적으로 사용되는 매우 높은 차수의 QAM 콘스털레이션들로 인해 DVB-T2에서보다 덜 효율적일 것이라는 점에 유의해야 한다.

4. 시스템 성능/처리량

4.1. 처리량 레이트

아래의 테이블들은 8 MHz 및 32 MHz 채널 대역폭에 대한 제안되는 n4k C2 시스템의 상이한 처리량 레이트를 목록화한 것이다. 또한, 현재의 최대 DVB-C 처리량에 대한 비교가 주어진다(DVB-C 256 QAM).

계산은 다음의 시스템 오버헤드를 고려한 것이다.

● 가드 인터벌(1/64, 1/128, 1/256)

● LDPC 코덱

● BCH 코덱

● 파일럿 패턴 오버헤드

● 프레이밍 오버헤드(323 심벌 중 3 프리앰블/시그널링 심벌)

주: OFDM 스펙트럼 정형화를 향상시키기 위한 잠재적 윈도우잉 오버헤드는 (아직) 고려되지 않는다.

4.1.1. 8 MHz 채널(n=1)

4.1.1.1. 가드 인터벌 길이=1/64

테이블 14: n=1(8MHz), GI=1/64에 대한 처리량 레이트

도 41: n=1(8MHz), GI=1/64의 처리량 이득(DVB-C 256 QAM에 대한 % 비교)

4.1.1.2. 가드 인터벌 길이=1/128

테이블 15: n=1(8MHz), GI=1/128에 대한 처리량 레이트

도 42: n=1(8MHz), GI=1/128의 처리량 이득(DVB-C 256 QAM에 대한 % 비교)

4.1.1.3 가드 인터벌 길이=1/256

테이블 16: n=1(8MHz), GI=I/256에 대한 처리량 레이트

4.1.2. 32MHz 채널(n=4)

4.1.2.1 가드 인터벌 길이=1/64

테이블 17: n=4(32MHz), GI=1/64에 대한 처리량 레이트

도 43: n=4(32MHz), GI=1/64의 처리량 이득(DVB-C 256 QAM에 대한 % 비교)

4.1.2.2. 가드 인터벌 길이=1/128

테이블 18: n=4(32MHz), GI=1/128의 처리량 이득(DVB-C 256 QAM에 대한 % 비교)

도 44: n=4(32MHz), GI=1/128의 처리량 이득(DVB-C 256 QAM에 대한 % 비교)

4.1.2.3. 가드 인터벌 길이=1/256

테이블 19: n=4(32MHz), GI=1/256의 처리량 이득(DVB-C 256 QAM에 대한 % 비교)

4.2. AWGN 채널에서의 시스템 성능

도 45는 AWGN 채널(타겟 BER=1E-6)에서의 상이한 변조 및 코딩 설정들의 기본 성능을 보여준다. 현재, OFDM 고유 오버헤드(GI, 파일럿들, 가드 대역들, 프레이밍)는 포함되지 않았으며, 전반적으로 1/64의 최장 가드 인터벌 길이 및 32 MHz의 전체 채널 대역폭에 대해 5.5 %(GI=1/128에 대해서는 3.7%) 아래일 것으로 예상된다.

도 45: 시스템 성능(AWGN 채널)

이론적으로, DVB-C 256 QAM은 QEF 동작을 위해 29.5dB SNR을 필요로 한다. 도 45에 따르면, 코드 레이트 9/10을 갖는 1024 QAM이 대략 동일한 신호 대 잡음비를 필요로 한다. 이러한 모드에 대한 스펙트럼 효율은 9비트/Hz이다. 이것을 DVB-C 256 QAM의 스펙트럼 효율(6.875*188/204=6.34비트/Hz)과 비교하면, 제안되는 시스템의 전체 처리량 이득은 42%의 범위 내이다(최악의 32MHz OFDM 고유 오버헤드가 포함되는 경우에 각각 34.1%).

5. 제안과 (CM-903으로부터의) 요구들과의 비교

번호	일반 요구들	제안되는 시스템
1	기술들은 최신 케이블 네트워크들에서의 케이블 채널들의 이용의 최적화를 목표로 해야 한다. 이것은 향상된 유연성 및 강건함은 물론, 최대 페이로드 데이터 용량을 포함한다.	서브캐리어들 상에서의 OFDM 변조 내지 최대 4k QAM, 32MHz 채널, LDPC 코덱 및 많은 다른 특징
2	DVB-C2는 DVB-S2 및/또는 DVB-T2에 매칭되는 것을 주목적으로 하는 것이 아니라, 콘텐츠 배포 시장에서 경쟁하기 위해 그의 차별화되는 특징들을 충분히 이용해야 한다. 따라서, 리턴 채널의 가용성으로부터 최대 이익을 얻는 다운스트림 송신 기술들이 검토되어야 한다. 그러나, DVB-C2의 사양은 리턴 채널의 가용성에 의존하지 않아야 한다.	상호작용 서비스들에 대한 적응성 변조
3	CATV 네트워크의 상이한 성능 레벨을 고려하여, 소비자 응용에서 비즈니스 응용에 이르는 응용들을 해결하기 위해 시스템 파라미터들의 툴키트가 이용 가능해야 한다.	네트워크 성능 최적화를 위해 다양한 시스템 파라미터가 제공된다.
4	사양은 케이블 네트워크들 상의 서비스 제공자들이 동일 멀티플렉스 내의 서비스들에 대해서도 개별 서비스 품질 타겟들을 갖는 것을 허가해야 한다.	부분적으로 만족됨- 시그널링 복잡성을 제한하기 위해, 하나의 멀티플렉스 내의 서비스 고유 보호는 지원되지 않는다.
5	이미 존재하는 적절한 기술들이 가능할 때마다 채택되어야 한다.	DVB-S2 및 DVB-T2로부터 많은 기능 블록들이 재사용된다.
6	예상되는 케이블 네트워크 특성들(예를 들어, 적용 가능한 한, 커브(curb), 빌딩 및 홈으로의 광섬유를 이용함)이 적절히 고려되어야 한다.	더 높은 품질의 HFC 네트워크들에서의 더 높은 데이터 레이트를 위한 4k QAM 변조의 이용
7	새로운 기술 사양들은 송신단 기능들만을 해결하지만, 수신기들 또는 헤드엔드 장비와 같은 상이한 장치들에 대한 비용 관계를 고려해야 한다.	설계 복잡성, 메모리 요구 등이 제안에서 고려된다.
8	DVB-C 표준은 수정되거나, 다른 사양들(예를 들어, SI)에 대한 변경을 요구하거나, 임의의 기존 특징을 무효화하지 않아야 한다.	기존 표준/사양들의 수정을 필요로 하지 않는다.
9	사양들은 통상적인 케이블 주파수 대역들 내에서 송신 주파수 중립적이어야 한다.	제한 없음.
10	DVB 패밀리 접근법: DVB-C2는 적절한 경우에 인터페이싱, 코딩 및 변조를 위해 기존 솔루션들을 재사용해야 한다.	가능한 경우에 DVB-T2/S2 솔루션들이 재사용된다.

	성능 및 효율 요구들	제안되는 시스템
11	DVB-C2는 혼합 아날로그/디지털에서 완전 디지털 네트워크로의 이동을 효율적으로 지원하고, 양 네트워크에서 최대 성능/처리량을 제공할 수 있어야 한다.	다른 채널들 상의 간섭을 최소화하기 위해 피크 대 평균 전력 감소가 이용된다.
12	DVB-C2는 256 QAM(DVB-C)에 비해 기존 케이블 설비 및 사내 네트워크에서 적어도 30% 더 많은 처리량을 제공해야 한다.	1024 QAM 이상의 변조 방식 이용.
13	DVB-C2는 통계적 멀티플렉스 방법으로부터 최대 이익을 얻는 것을 허가해야 한다. 예를 들어, 현재의 고정 채널 래스터는 규제가 해제될 수 있다.	8-32MHz로부터 8MHz의 배수들에서의 유연한 채널 대역폭.
14	케이블 네트워크들은 글로벌(예를 들어, US, 아시아 및 유럽) 레벨(사내 네트워크 포함)에서 특성화되고 모델링되어야 하며, 다음을 포함하는 현실적인 케이블 채널 모델을 고려하여 최상의 변조/FEC 방식들이 선택되어야 한다. - 아날로그 PAL/SECAM/NTSC TV 채널들의 전개 - 상이한 디지털 신호들(DVB, DOCSIS, Davie 등) 및 관련 신호의 아날로그 신호들에 대한 백오프 비(backoff ratio)들의 전개 - 상이한 잡음(백색, 버스트, 임펄스), 비선형성 및 현재 및 미래의 네트워크들에 존재하는 다른 간섭들	시스템 아키텍처는 케이블 고유 결함들을 극복하기 위한 수단을 제공한다. 8MHz 및 6MHz 양자의 세계적인 주파수들이 지원될 수 있다. 적절한 변조 및 코딩 레이트들이 상이한 채널 요구들에 기초하여 선택될 수 있다.
15	시스템의 에러 성능은 수행될 수 있는 모든 타입의 서비스에 대해 적절해야 한다.	TS 또는 GS 레벨 상에서의 상이한 보호 레벨들
16	DVB-C2 송신 시스템은 에너지 소비에 관한 EU 행동 규약에 따라 수신기들에서의 전력 소비를 최대로 줄이기 위해 저전력 모드들을 지원할 수 있어야 한다.	세그먼트화된 수신이 복잡성을 줄인다.
17	무결함 재전송(예를 들어, DVB-S2에서 DVB-C2로, 또는 DVB-T2에서 DVB-C2로)이 충분히 지원되어야 한다.	DVB-S2/T2에서 C2로의 트랜스코딩이 지원된다.
18	DVB-C2 표준은 송신 스트림, IP 패킷들 및 변조기의 입력과 복조기의 출력 사이의 다른 관련 프로토콜들에 대한 충분히 투명한 링크를 제공해야 한다.	상이한 입력 포맷들의 유연한 맵핑이 지원된다.
19	잽핑 시간(수신기를 하나의 서비스에서 다른 서비스로 튜닝하기 위한 시간)은 (DVB-C를 이용하는 디지털 TV 서비스들의 오늘날의 사용자 경험과 관련하여) DVB-C2의 도입으로 인해 크게 증가하지 않아야 한다. RF 채널의 임의 변화에 대해, DVB-C2 프론트엔드는 의사 에러 없는 신호를 300ms 내에 전달해야 한다.	C2 OFDM 프레임 길이의 최적화를 통해 만족된다.

	역방향 호환성 요구들	제안되는 시스템
20	DVB-C2는 (DVB-C 수신기가 DVB-C2 신호를 처리할 수 있다는 의미에서) DVB-C와 역방향 호환 가능하지 않아야 한다. DVB-C 기능들을 포함하는 DVB-C2 수신기의 능력은 기술 사양 내의 옵션 요건으로서 해결되어야 하며, 따라서 - 이것이 DVB-C 기능을 DVB-C2 장비에 포함시키기 위한 산업 플레이어들로부터의 요구인 경우, 칩셋 제조자들은 컴플라이언트 솔루션들을 제공할 수 있다. - 장기적으로 네트워크들이 DVB-C2로 완전히 이동될 경우에도, 이러한 칩셋들이 제조될 수 있다.	수신기 내의 튜너 대역폭이 현재의 DVB-C 시스템들에서 사용되는 바와 같이 8MHz로 유지된다. 이것은 동일 수신기 내에 DVB-C 및 DVB-C2 복조기들의 공존을 가능하게 한다.
21	DVB-C2 송신을 위해, 기존 DVB-C 수신기들에 대한 어떠한 변경에 대한 요구도 없어야 한다. 이것은 동일 케이블 네트워크 아키텍처 및 동일 케이블 채널 특성의 계속적인 사용을 가정한다.	요구가 만족됨
22	자가 설치를 허가하기 위해, DVB-C2 표준은 동축 케이블 시스템들을 이용하는 사내 네트워크들의 통상적인 특성들에 대해 가능한 한 둔감해야 한다.	본 제안은 사내 케이블 시스템들에서의 비이상성(non-ideality)을 줄이기 위해 다양한 코딩 및 인터리빙 옵션을 지원한다.
	상호작용 시스템 요구들
22	사양은 DOCSIS 시스템의 유럽 기술 옵션(EuroDOCSIS)에 대한 DVB-C를 현재 이용하는 DOCSIS 시스템들에 대한 대안적인 다운스트림 코딩 및 변조 방식으로서의 고려에 이용 가능해야 한다.	요구가 만족됨.
23	DVB-C2는 IP 데이터의 송신 효율을 개선하기 위한 기술들을 포함해야 한다.	요구가 만족됨.
24	DVB-C2는 DVB-C2의 변조 장비에 대한 에지 QAM 솔루션들로의 비용 효과적인 통합을 허가해야 한다.	요구가 만족됨.
25	사양은 저 레이턴시 모드를 필요로 하는 상호작용 서비스들의 요구들을 만족시키는 저 레이턴시 모드를 제공해야 한다.	시간 인터리버가 낮은 레이턴시를 필요로 하는 서비스들에 대해 스위치 오프될 수 있다.

도 1은 선택 부분이 수신기에 의해 선택적으로 그리고 유연하게 수신될 수 있는 전체 송신 대역폭의 개략도.

도 2는 전체 송신 대역폭의 분할의 일례를 나타내는 도면.

도 3은 본 발명에 따른 프레임 구조의 개략적인 시간 도메인 표현.

도 4의 (a)는 트레이닝 패턴의 주파수 도메인 예를 나타내는 도면.

도 4의 (b)는 도 4의 (a)의 트레이닝 패턴의 시간 도메인 표현.

도 5의 (a)는 트레이닝 패턴의 추가 예의 주파수 도메인 표현.

도 5의 (b)는 도 5의 (a)의 트레이닝 패턴의 시간 도메인 표현.

도 6은 본 발명에 따른 반복 트레이닝 패턴들을 갖는 전체 송신 대역폭의 개략적인 주파수 도메인 표현.

도 7은 송신 대역폭이 수신 대역폭과 동일한 멀티 캐리어 시스템의 자기 상관의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면.

도 8은 본 발명에 따른, 수신 대역폭이 트레이닝 패턴과 일치하는 자기 상관의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면.

도 9는 본 발명에 따른, 수신 대역폭이 트레이닝 패턴과 일치하지 않는 경우의 자기 상관의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면.

도 10은 본 발명에 따른 프레임 구조 또는 패턴의 개략적인 예를 나타내는 도면.

도 11은 시그널링 패턴의 재구성의 설명과 함께 도 10의 프레임 구조의 일부 를 나타내는 도면.

도 12는 수신기 필터 특성의 개략적인 예를 나타내는 도면.

도 13은 본 발명에 따른 프레임 구조 또는 패턴의 추가 예를 나타내는 도면.

도 14는 본 발명에 따른 프레임 구조 또는 패턴의 추가 예의 일부를 나타내는 도면.

도 15는 가드 대역들을 갖는 시그널링 패턴들의 개략적 표현.

도 16은 시간 도메인에서의 본 발명의 프레임 구조의 일례를 나타내는 개략도.

도 17은 본 발명에 따른 송신 장치의 일례의 개략 블록도.

도 18은 본 발명에 따른 수신 장치의 일례의 개략 블록도.

<도면의 주요 부분에 대한 부호 설명>

1: 전체 송신 대역폭

2: 선택된 부분

3: 수신 장치

4: 튜너

5: 추가 처리 수단

Claims (24)

1. 프레임 구조에 기초하여 멀티 캐리어 시스템에서 신호들을 송신하기 위한 송신 장치로서,

   상기 프레임 구조의 프레임들을 형성하도록 구성된 프레임 형성 수단(frame former) - 각각의 프레임은 주파수 방향으로 서로 인접하는 적어도 2개의 시그널링 패턴, 및 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴이 위치된 시간 슬롯에 바로 연속하는 시간 슬롯에서 시간 방향으로 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 다음의 적어도 2개의 데이터 패턴을 포함함 - 을 포함하며,

   상기 시그널링 패턴에 연속하는 데이터 패턴 각각은 상기 시간 방향으로 연속하는 시간 슬롯에서 또 다른 데이터 패턴들이 각각 후속되고,

   상기 시간 방향으로 서로 뒤따르는 모든 데이터 패턴은 동일한 주파수 방향 구조를 갖고,

   상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 및 상기 데이터 패턴 각각은 복수의 주파수 캐리어들을 포함하며,

   상기 송신 장치는,

   상기 프레임들의 프레임 내의 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 각각의 주파수 캐리어들 상에 시그널링 데이터를 맵핑하도록 구성된 시그널링 맵핑 수단(signaling mapper) - 각각의 시그널링 패턴은 동일한 길이를 가짐- 과,

   상기 프레임들의 프레임 내의 상기 적어도 2개의 데이터 패턴의 주파수 캐리어들 상에 데이터를 맵핑하도록 구성된 데이터 맵핑 수단(data mapper)과,

   시간 도메인 송신 신호를 생성하기 위해, 상기 시그널링 패턴들 및 상기 데이터 패턴들을 주파수 도메인에서 시간 도메인으로 변환하도록 구성된 변환 수단(transformer)과,

   상기 시간 도메인 송신 신호를 송신하도록 구성된 송신 수단(transmitter)

   을 더 포함하는 송신 장치.
2. 제1항에 있어서, 각각의 프레임은 시간 차원에서 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴에 연속하는 적어도 2개의 추가 시그널링 패턴을 포함하고, 상기 추가 시그널링 패턴들의 각각은 상기 적어도 2개의 선행 시그널링 패턴 중 대응하는 하나와 동일한 각각의 길이를 갖는 송신 장치.
3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 각각의 프레임은 적어도 2개의 트레이닝 패턴을 포함하고, 상기 송신 장치는 상기 프레임들의 프레임 내의 각각의 트레이닝 패턴의 주파수 캐리어들 상에 파일럿 신호들을 맵핑하도록 구성된 파일럿 맵핑 수단을 포함하는 송신 장치.
4. 제3항에 있어서, 모든 트레이닝 패턴은 동일 길이를 갖는 송신 장치.
5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 각각의 프레임의 각각의 시그널링 패턴은 상기 프레임 내의 각각의 시그널링 패턴의 위치를 포함하는 송신 장치.
6. 제1항 또는 제2항에 있어서, 각각의 프레임의 시그널링 패턴들은 상기 프레임 내에 포함된 데이터 패턴들의 수를 지시하는 시그널링 데이터를 포함하는 송신 장치.
7. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 시그널링 패턴들 내의 시그널링 데이터의 구조는 각각의 프레임의 주파수 방향의 제한된 최대 수의 데이터 패턴들을 지원하는 송신 장치.
8. 제1항 또는 제2항에 있어서, 각각의 프레임의 시그널링 패턴들은 상기 프레임에 포함된 각각의 데이터 패턴마다 개별 시그널링 데이터를 포함하는 송신 장치.
9. 프레임 구조에 기초하여 멀티 캐리어 시스템에서 신호들을 송신하기 위한 송신 방법으로서,

   상기 프레임 구조의 프레임들을 형성하는 단계 - 각각의 프레임은 주파수 방향으로 서로 인접하는 적어도 2개의 시그널링 패턴, 및 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴이 위치된 시간 슬롯에 바로 연속하는 시간 슬롯에서 시간 방향으로 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 다음의 적어도 2개의 데이터 패턴을 포함함 - 를 포함하고,

   상기 시그널링 패턴에 연속하는 데이터 패턴 각각은 상기 시간 방향으로 연속하는 시간 슬롯에서 또 다른 데이터 패턴들이 각각 후속되고,

   상기 시간 방향으로 서로 뒤따르는 모든 데이터 패턴은 동일한 주파수 방향 구조를 갖고,

   상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 및 상기 데이터 패턴 각각은 복수의 주파수 캐리어들을 포함하며,

   상기 송신 방법은,

   상기 프레임 내의 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 각각의 주파수 캐리어들 상에 시그널링 데이터를 맵핑하는 단계 - 각각의 시그널링 패턴은 동일한 길이를 가짐 - 와,

   상기 프레임 내의 상기 적어도 2개의 데이터 패턴의 주파수 캐리어들 상에 데이터를 맵핑하는 단계와,

   시간 도메인 송신 신호를 생성하기 위해, 상기 시그널링 패턴들 및 상기 데이터 패턴들을 주파수 도메인에서 시간 도메인으로 변환하는 단계와,

   상기 시간 도메인 송신 신호를 송신하는 단계를 더 포함하는 송신 방법.
10. 주파수 방향으로 서로 인접하는 적어도 2개의 시그널링 패턴, 및 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴이 위치된 시간 슬롯에 바로 연속하는 시간 슬롯에서 시간 방향으로 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 다음의 적어도 2개의 데이터 패턴을 포함하는 프레임 패턴을 이용하도록 구성된 멀티 캐리어 시스템으로서,

    상기 시그널링 패턴에 연속하는 데이터 패턴 각각은 상기 시간 방향으로 연속하는 시간 슬롯에서 또 다른 데이터 패턴들이 각각 후속되고,

    상기 시간 방향으로 서로 뒤따르는 모든 데이터 패턴은 동일한 주파수 방향 구조를 갖고,

    상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 및 상기 데이터 패턴 각각은 복수의 주파수 캐리어들을 포함하고,

    프레임 내의 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 각각의 주파수 캐리어들 상에 시그널링 데이터가 맵핑되고 - 각각의 시그널링 패턴은 동일한 길이를 가짐-,

    상기 프레임 내의 상기 적어도 2개의 데이터 패턴의 주파수 캐리어들 상에 데이터가 맵핑되는, 멀티 캐리어 시스템.
11. 멀티 캐리어 시스템에서 송신 대역폭 내의 프레임 구조에 기초하여 신호들을 수신하기 위한 수신 장치로서,

    각각의 프레임은, 주파수 방향으로 서로 인접하고, 주파수 캐리어들 상에 맵핑되는 시그널링 데이터를 각자 갖는 적어도 2개의 시그널링 패턴, 및 주파수 캐리어들 상에 맵핑되는 데이터를 갖는 적어도 2개의 데이터 패턴을 포함하고, 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴의 각각은 동일 길이를 가지며,

    상기 수신 장치는

    상기 시그널링 패턴들 중 하나의 시그널링 패턴의 길이를 적어도 갖고, 수신될 적어도 하나의 데이터 패턴을 커버하는, 상기 송신 대역폭의 선택된 부분에 튜닝되어 그를 수신하도록 구성된 수신 수단; 및

    상기 적어도 2개의 데이터 패턴의 수신을 가능하게 하기 위해, 수신된 시그널링 패턴에 포함된 시그널링 데이터를 평가하도록 구성된 평가 수단

    을 포함하는 수신 장치.
12. 제11항에 있어서, 상기 송신 대역폭의 상기 수신된 선택 부분으로부터 오리지널 시그널링 패턴을 재구성하도록 구성된 재구성 수단을 포함하는 수신 장치.
13. 제12항에 있어서, 상기 재구성 수단은, 상기 수신 수단이 튜닝되는 상기 송신 대역폭의 선택 부분이 상기 시그널링 패턴 구조와 매칭되지 않는 경우에, 수신된 시그널링 신호들을 상기 오리지널 시그널링 패턴으로 재배열하도록 구성된 수신 장치.
14. 제12항에 있어서, 각각의 프레임은 시간 차원에서 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴에 연속하는 적어도 2개의 추가 시그널링 패턴을 포함하고, 상기 추가 시그널링 패턴들 각각은 상기 적어도 2개의 선행 시그널링 패턴 중 대응하는 하나와 동일한 각각의 길이를 갖고, 상기 재구성 수단은 시간 차원에서 서로 연속하는 수신된 둘 이상의 시그널링 패턴을 오리지널 시그널링 패턴으로 재배열하도록 구성된 수신 장치.
15. 제11항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 시그널링 패턴들의 시그널링 데이터는 에러 보정 코딩을 포함하고, 상기 재구성 수단은 상기 오리지널 시그널링 패턴을 재구성하기 위해 상기 수신된 시그널링 신호들 상에 에러 보정 디코딩을 수행하도록 구성된 수신 장치.
16. 제11항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 각각의 프레임의 시그널링 패턴들은 상기 프레임 내의 각각의 시그널링 패턴의 위치를 갖는 시그널링 데이터를 포함하고, 상기 평가 수단은 상기 위치 정보를 추출하도록 구성된 수신 장치.
17. 제11항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 각각의 프레임의 시그널링 패턴들은 상기 프레임에 포함된 데이터 패턴들의 수를 갖는 시그널링 데이터를 포함하고, 상기 평가 수단은 수신된 시그널링 패턴으로부터 상기 데이터 패턴들의 수를 갖는 시그널링 데이터를 추출하도록 구성된 수신 장치.
18. 제11항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 각각의 프레임의 시그널링 패턴들은 상기 프레임에 포함된 각각의 데이터 패턴에 대한 개별 시그널링 데이터를 포함하고, 상기 평가 수단은 수신된 시그널링 패턴으로부터 각각의 데이터 패턴에 대한 상기 개별 시그널링 데이터를 추출하도록 구성된 수신 장치.
19. 제11항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신 수단은 상기 송신 대역폭의 선택된 부분에 튜닝되어 그를 수신하며, 따라서 수신될 상기 송신 대역폭의 선택된 부분 내의 시그널링 패턴의 최적 수신이 가능해지는 수신 장치.
20. 제11항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신 수단은 상기 송신 대역폭의 선택된 부분에 튜닝되어 그를 수신하도록 구성되며, 따라서 수신될 상기 적어도 하나의 데이터 패턴이 수신될 상기 송신 대역폭의 선택된 부분에 관하여 중심에 위치하는 수신 장치.
21. 제11항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신 수단은 이전 프레임의 시그널링 패턴에서 수신된 시그널링 데이터에 기초하여 상기 송신 대역폭의 선택된 부분에 튜닝되어 그를 수신하도록 구성된 수신 장치.
22. 송신 대역폭 내의 프레임 구조에 기초하여 멀티 캐리어 시스템에서 송신된 신호들을 수신하기 위한 수신 방법으로서,

    각각의 프레임은, 주파수 방향으로 서로 인접하고, 주파수 캐리어들 상에 맵핑되는 시그널링 데이터를 각자 갖는 적어도 2개의 시그널링 패턴, 및 주파수 캐리어들 상에 맵핑되는 데이터를 갖는 적어도 2개의 데이터 패턴을 포함하고, 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴의 각각은 동일 길이를 가지며,

    상기 수신 방법은

    상기 시그널링 패턴들 중 하나의 시그널링 패턴의 길이를 적어도 갖고, 수신될 적어도 하나의 데이터 패턴을 커버하는, 상기 송신 대역폭의 선택된 부분을 수신하는 단계; 및

    상기 적어도 2개의 데이터 패턴의 수신을 가능하게 하기 위해, 수신된 시그널링 패턴에 포함된 시그널링 데이터를 평가하는 단계

    를 포함하는 수신 방법.
23. 신호들을 송신하고 수신하기 위한 시스템으로서,

    제1항 또는 제2항에 따른 송신 장치; 및

    상기 송신 장치로부터 상기 시간 도메인 송신 신호를 수신하도록 구성된 제11항 내지 제14항 중 어느 한 항에 따른 수신 장치

    를 포함하는 시스템.
24. 신호들을 송신하고 수신하기 위한 방법으로서,

    프레임 구조에 기초하여 멀티 캐리어 시스템에서 신호들을 송신하기 위한 송신 방법을 포함하고, 각각의 프레임은 주파수 방향으로 서로 인접하는 적어도 2개의 시그널링 패턴, 및 적어도 2개의 데이터 패턴을 포함하고,

    상기 송신 방법은

    프레임 내의 각자 동일한 길이를 갖는 상기 적어도 2개의 시그널링 패턴 각각의 주파수 캐리어들 상에 시그널링 데이터를 맵핑하는 단계;

    프레임 내의 상기 적어도 2개의 데이터 패턴의 주파수 캐리어들 상에 데이터를 맵핑하는 단계;

    시간 도메인 송신 신호를 생성하기 위해, 상기 시그널링 패턴들 및 상기 데이터 패턴들을 주파수 도메인에서 시간 도메인으로 변환하는 단계; 및

    상기 시간 도메인 송신 신호를 송신하는 단계

    를 포함하고,

    상기 신호들을 송신하고 수신하기 위한 방법은 상기 시간 도메인 송신 신호를 수신하도록 구성된 제22항에 따른 수신 방법을 더 포함하는 방법.

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