KR101355055B1 - 다중-안테나 무선 통신 시스템에서 업링크 빔성형 교정을 위한 방법 및 시스템 - Google Patents

다중-안테나 무선 통신 시스템에서 업링크 빔성형 교정을 위한 방법 및 시스템 Download PDF

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Abstract

송신기, 수신기 및 복수의 안테나들을 포함하는, 무선 트랜시버는 기지국의 하나 이상의 안테나들로부터 적어도 두 안테나들을 통해 수신된 무선 주파수(RF) 신호들에 기초하여 안테나들 중 적어도 둘 간에 송신 위상 관계를 판정한다. RF 신호들은 판정된 송신 위상 관계를 이용하여 적어도 두 안테나들을 통해 송신된다. 수신기는 RF 신호들의 후속되는 수신을 위해 수신된 RF 신호들로부터 판정된 수신기 성능에 기초하여 교정된다. 송신 위상 관계는 송신 RF 측정들 및 판정된 수신기 성능에 기초하여 동적으로 조절된다. 송신 채널 품질들이 송신 RF 측정들 및 동적으로 조절된 송신 위상 관계에 기초하여 송신 안테나 각각에 대해 판정된다. 송신 안테나들은 기지국에 후속 송신을 위해 조절된 송신 위상 관계, 특징 지워진 송신 채널 품질들 및 판정된 수신기 성능에 기초하여 동적으로 선택된다.

Description

다중-안테나 무선 통신 시스템에서 업링크 빔성형 교정을 위한 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM FOR UPLINK BEAMFORMING CALIBRATION IN A MULTI-ANTENNA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
관련출원들에 대한 상호참조/참조문헌으로 포함
이 특허출원은 2010년 2월 8일에 출원된 미국가특허출원번호 61/302,214 (Attorney Docket No. 23832US01, BCM157P)을 참조하며, 이의 우선권을 주장하며 이로부터의 혜택을 청구한다.
이 특허출원은 본원과 동일자로 출원된 미국특허출원번호 _________ (Attorney Docket No. 23716US02)을 참조한다.
위에 언급된 출원들 각각은 전체가 본 출원에 참조함으로써 포함된다.
기술분야
발명의 어떤 실시예들은 통신 시스템들에 관한 것이다. 특히, 발명의 어떤 실시예들은 다중-안테나 통신 시스템에서 업링크 빔성형 교정을 위한 방법 및 시스템에 관한 것이다.
무선 통신 시스템들은 멀티미디어 서비스들 또는 어플리케이션들과 같은 서비스들을 통신 채널들을 통해 사용자들에게 통신하기 위해, 예를 들면, 부호분할 다중 액세스(CDMA), 시분할 다중 액세스(TDMA), 주파수 분할 다중 액세스(FDMA), 및 그외 복수의 액세스 기술들과 같은 다양한 액세스 기술들을 이용하여 구현될 수 있다. 통신 채널은 변동하는 신호 레벨들 및 내부-셀(in-cell) 및 외부-셀들(outer-cells)로부터의 부가성 간섭에 의해 특징 지워진다. 통신 채널들을 통해 송신되는 신호들은 채널간(co-channel) 간섭, 경로 상실, 새도윙(shadowing), 및/또는 다중경로 페이딩(multipath fading)을 나타낼 수 있고, 이들은 통신되는 신호들에 직접적으로 영향을 미치며 시변(time-varying) 신호 대 간섭 및 잡음 파워비(SINR : signal to interference plus noise power ratio)와 같이 신호 품질이 시간에 따라 변하게 한다.
링크 품질, 스루풋(throughput)을 개선하고, 다중경로 페이딩을 경감시키기 위해, 3GPP 롱-텀 에볼류션(LTE : long-term evolution) 및 WiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access)을 포함한 다양한 무선 통신 시스템들에서 무선 단말에 복수의 수신 안테나들의 사용이 채택되었다. 복수의 안테나들은 가입자(SS : subscriber)가 간섭의 공간 시그니처(spatial signature)에 기초하여 간섭을 제거할 수 있게 한다. 다중 안테나들은 업링크(uplink) 및 다운링크(downlink) 송신 둘 다에서 사용될 수 있다. 시분할 듀플렉스(TDD : time division duplex) 시스템에서, 업링크 및 다운링크 채널들은 상호성(reciprocal)이며, 따라서 가입자는 기지국에서 송신들이 일관성있게(coherently) 결합할 수 있게 하기 위해서 채널 지식을 활용하여 복수의 안테나들로부터 송신할 수도 있을 것이다. 이것을 빔성형(beamforming)이라고 한다.
종래의 통상적인 수법들의 또 다른 한계 및 단점들은 이러한 시스템들을 도면들을 참조로 본원의 나머지에서 개시되는 본 발명의 몇몇 측면들과 비교를 통해서, 당업자에게 명백하게 될 것이다.
청구항들에 더욱 완전하게 개시된 바와 같이, 실질적으로 도면들 중 적어도 하나에 의해 예시되고 및/또는 이에 관련하여 기술되는, 다중-안테나 무선 통신 시스템에서 업링크 빔성형 교정을 위한 시스템 및/또는 방법.
본 발명의 예시된 실시예의 상세뿐만 아니라, 본 발명의 이들 및 다른 이점들, 측면들 및 신규한 특징들은 다음 설명 및 도면들로부터 더 완전히 이해될 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따라 업링크 빔성형 교정을 지원하도록 동작 가능한 대표적인 통신 시스템을 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따라 업링크 빔성형을 수행하도록 동작 가능한 대표적인 무선 트랜시버를 도시한 블록도이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따라 업링크 빔성형 교정을 위해 이용될 수 있는 대표적인 무선 주파수(RF) 신호처리장치를 도시한 블록도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따라 빔성형을 위해 이용될 수 있는 대표적인 기저대역 수신 디지털 신호처리장치 도시한 블록도이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따라 빔성형을 위해 이용될 수 있는 대표적인 교정-톤 상관부(430)(cal-tone correlation unit)를 도시한 블록도이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따라 Tx 신호 처리 서브시스템의 대표적인 블록도이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 관련하여 다중포트 네트워크의 예를 도시한 것이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 관련하여 일반적으로 90도 하이브리드 커플러라고 하는 다중포트 네트워크의 구현예를 도시한 것이다.
도 9는 본 발명의 실시예에 관련하여 다중포트 네트워크의 또 다른 예를 도시한 것이다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따라 업링크 빔성형 교정을 수행하기 위해 무선 트랜시버에 의해 이용되는 대표적인 절차를 도시한 흐름도이다.
본 발명의 어떤 실시예들은 다중-안테나 통신 시스템에서 업링크 빔성형 교정을 위한 방법 및 시스템에서 볼 수 있다. 본 발명의 여러 실시예들에서, 송신기, 수신기, 및 안테나 어레이를 포함하는 무선 트랜시버는 복수의 안테나들에 의해 수신되는 무선 주파수 신호들, 수신기 경로에서 위상차 및 복수의 안테나들 각각에의 송신기 경로간 위상차들에 기초하여 복수의 안테나들 간에 요망되는 시변 송신 위상 관계(time-varying transmit phase relationship)를 결정하도록 동작 가능할 수 있다.
수신된 무선 주파수 신호들은 기지국의 하나 이상의 안테나들로부터 통신된다. 복수의 안테나들 중 2 이상 및 대응하는 송신 파워 레벨들은 수신된 RF 신호들로부터 판정된 특징들에 기초하여 선택될 수 있다. 대표적 특징은 일반적으로 RSSI라고 하는 수신 신호 강도(receive signal strength)이다. 무선 트랜시버는 RF 신호들을 선택된 송신 안테나들을 이용하여 기지국에 송신할 수 있고 송신된 신호들 간에 위상 관계는 측정된 수신 위상차들에 응답한다. 수신된 RF 신호들은 송신을 위해 기지국에 의해 안테나 어레이에 할당되는 서브캐리어들과 중첩하는 서브캐리어들을 포함할 수 있다. 무선 트랜시버의 수신기 성능은 수신된 RF 신호들로부터 주파수 선택적인 기준(frequency selective basis)으로 혹은 비-주파수 선택적인 기준(non-frequency selective basis)으로 판정될 수 있다. 요망되는 송신 위상은 주파수 선택적인 기준으로 혹은 비-주파수 선택적인 기준으로 계산될 수 있다.
송신 동안에, 송신 RF 신호들의 송신 파워 및 송신 위상이 측정될 수 있다. 송신 위상 관계는 송신 RF 측정들, 및 요망되는 송신 위상에 기초하여 동적으로 조절될 수 있다. 안테나 어레이 내 하나 이상의 송신 안테나들은 수신된 RF 신호들, 및/또는 특징 지워진 송신 채널 품질들에 기초하여 동적으로 선택될 수 있다. 이전에 계산된 채널 특징들 및 요망되는 송신 위상은 후속 RF 신호들을 송신하기 위해 이용될 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따라 업링크 빔성형 교정을 지원하도록 동작 가능한 대표적인 통신 시스템을 도시한 도면이다. 도 1을 참조하면, 통신 시스템(100)이 도시된다. 통신 시스템(100)은 기지국(110) 및 가입국(120)을 포함한다.
기지국(110)은 가입국(120)과 같은 여러 가입국들의 사용자들에게 업링크 방향 및/또는 다운링크 방향으로 통신 자원들을 관리 및 스케쥴링하도록 동작 가능한 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 기지국(110)은 업링크 및/또는 다운링크 방향으로 가입국(120)과 같은 가입국들과 정보를 통신하기 위해 이용될 수 있는 안테나(112)에 결합될 수 있다. 기지국(110)에 대해 단일 안테나(112)가 도시되어있을지라도, 본 발명은 이에 한정되지 않을 수 있다. 따라서, 본 발명의 여러 실시예들의 정신 및 범위 내에서 업링크 빔성형 교정을 지원하기 위해 2 이상의 안테나들이 기지국(110)에 의해 이용될 수 있다.
가입국(120)과 같은 가입국은 기지국(110)과 정보를 통신하도록 동작 가능한 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 가입국(120)은 가입국(120)과 기지국(110) 간에 수립된 무선 채널들을 통해 무선 주파수(RF) 신호들을 송신 및/또는 수신할 수 있다. 기지국(110)으로부터 수신된 RF 신호들의 강도는 예를 들면, 변동하는 신호 강도 레벨들 및/또는 이웃 기지국들로부터의 부가성 간섭과 같은 채널 상태들에 따라 변할 수 있다. 장치 능력들에 따라, 가입국(120)은 예를 들면, CDMA, GSM, UMTS, LTE 및/또는 WiMAX와 같은 다양한 액세스 기술들을 이용하여 기지국(110)과 정보를 통신할 수 있다.
또한, 가입국(120)은 가입국(120)에 결합된 안테나 어레이(122)를 통해 기지국과 정보를 통신하도록 동작 가능할 수 있다. 안테나 어레이(122)는 가입국(120) 내에 다른 RF 처리 경로 또는 RF 체인에 각각 연결된 복수의 안테나(122a ~ 122b)을 포함할 수 있다. 안테나 어레이(122)는 공간-영역 신호 처리(spatial-domain signal processing)를 할 수 있게 하며, 그럼으로써 간섭(interference)들을 경감시킬 수 있다.
또한, 가입국(120)은 송신 신호들의 하향변환된 샘플들을 각 송신기 체인들 또는 경로들에 인가된 각각의 기저대역 신호와 교차-상관(cross-correlating)함으로써 송신기 경로들간에,방향성 커플러들(124a 및 124b)에 의해 안테나들(122a-122b)에 결합된, 위상 관계를 계산하도록 동작 가능할 수 있다. 가입국(120)은 안테나들(122a ~ 122b) 간에 송신 위상 관계들을 제어 또는 조절하도록 동작 가능할 수 있다. 안테나들(122a ~ 122b) 간에 송신 위상 관계들은 주파수 선택 기준으로 그리고 수신 위상차들의 기준으로 선택되거나 할당될 수 있다. 예를 들면, OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 채널은 복수의 서브캐리어들을 포함할 수 있다. 이에 관하여, 안테나들(122a ~ 122b) 간에 송신 위상 관계들은 서브캐리어 별(subcarrier-by-subcarrier) 기준으로 혹은 다수 그룹들의 서브캐리어들 기준으로 조절될 수 있다.
RF 방향성 커플러(124a)와 같은 RF 방향성 커플러는 안테나(122a)를 통해 통신되는 신호들에 대한 파워 레벨들을 제어하도록 동작 가능한 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 본 발명의 실시예에서, 단일 RF 방향성 커플러는 각각 복수의 안테나들(122a ~ 122b) 각각에 결합될 수 있다. 예를 들면, 안테나(122a) 및 안테나(122b)는 각각 RF 방향성 커플러(124a) 및 RF 방향성 커플러(124b)와 결합될 수 있다. RF 방향성 커플러들(124a, 124b)은 송신기 출력들 의 소 부분(small portion)을 fb1 및 fb2로 표기된 대응하는 피드백 경로들에 결합하도록 동작 가능할 수 있다. RF 방향성 커플러(124a)는 양방향성 장치(bidirectional device)일 수 있다. 이에 관하여, 안테나(122a)에의 송신 경로 및 수신 경로 둘 다를 위해 단일 RF 방향성 커플러(124a)가 이용될 수 있다. RF 방향성 커플러(124a)는 RF 방향성 커플러(124a)에 입력되는 RF 송신 신호의 하나 이상의 샘플들이 RF 송신 신호로부터 추출될 수 있도록 동작 가능할 수 있다. 이에 관하여, 안테나(122a)로의 송신 경로를 통해 RF 송신 신호의 진폭 및/또는 위상 지연들은 추출된 샘플들을 이용하여 측정 또는 계산될 수 있다.
본 발명의 대표적인 실시예에서, 송신 구간 동안, 가입국(120)은 안테나들(122a ~ 122b) 간에 송신 위상 관계들을 제어 또는 조절할 수 있어서, 안테나들(122a ~ 122b)에서 측정되었을 때, 각각의 주파수에 대하여 안테나들(122a ~ 122b) 간에 송신 위상차(transmit phase difference)가 안테나들(122a ~ 122b) 간에 수신 위상차(receive phase difference)의 음(negative)이 되게 할 수 있다. 주파수(f)에서 그리고 수신 시간(tRx)에서 안테나(122a) 및 안테나(122b)의 수신 위상들을 φRx,1(f,tRx) 및 φRx,2(f,tRx)으로 나타낸다. 주파수(f)에서 그리고 송신 시간(tTx)에서 안테나(122a) 및 안테나(122b)의 송수신 위상들을 φTx,1(f,tTx) 및 φTx,2(f,tTx)로 나타낸다. 송신 구간(tTx) 동안, 안테나(122a)와 안테나(122b) 간에 송신 위상 관계는 다음 식의 관계를 만족시키기 이롭게 선택될 수 있다.
Figure 112012072482684-pct00001
(1)
이 관계를 만족시키기 위해서, 3개의 위상 관계들, 즉 무선 채널들의 실제 위상차, 송신 경로들 간에 위상차, 및 수신 경로들 간에 위상차가 고려될 수 있다. 채널의 위상차는 필터링된 채널 추정들 간에 위상차로서 추정될 수 있다. 각도 연산자(angle operator)를
Figure 112012072482684-pct00002
로 나타내며 채널 추정들의 위상들을
Figure 112012072482684-pct00003
로 나타낸다. 그러면,
Figure 112012072482684-pct00004
(2)
이며,
Figure 112012072482684-pct00005
는 잡음 유도 오류 항(noise induced error term)이다. 제 1 및 제 2 송신 신호들 간에 위상차를
Figure 112012072482684-pct00006
로 나타내고, 송신 체인들에 인가되는 신호들의 위상을
Figure 112012072482684-pct00007
및
Figure 112012072482684-pct00008
로 나타낸다. 요망되는 출력 위상 관계를 달성하기 위해서, 송신기들에 인가되는 신호들의 위상들은 다음 식에 따라 보상될 필요가 있을 수 있다.
Figure 112012072482684-pct00009
(3)
위상차들
Figure 112012072482684-pct00010
및
Figure 112012072482684-pct00011
는 온도, 주파수에 따라, 그리고 장치마다 다를 수 있고 정확히 알 수 없다. 이들 량들을 추정할 수 있다. 추정된 량들이 실제 값들 대신 사용될 때, 식(1)은 다음 식이 된다.
Figure 112012072482684-pct00012
(4)
한 공통 지점까지의 송신 위상들 및 수신 위상들, 즉 방향성 커플러들(124a, 124b)에서 이들을 측정함으로써, 보드 레이아웃(board layout)에 기인한 위상차들은 생략될 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 가입국(120)은 타일별(tile-by-tile) 기준으로 안테나들(122a ~ 122b) 간에 송신 위상차들을 할당하거나 판정하도록 동작 가능할 수 있다. WiMAX와 같은 OFDMA 시스템들에서, 업링크 타일들은 협 범위의 주파수(narrow range of frequency)들에 걸쳐 있다. 그러므로, 채널은 전형적으로 타일에 걸쳐 소량만큼만 변하며, 이 그룹 내 모든 서브캐리어들에 대한 채널은 단일 메트릭(single metric)에 의해 효과적으로 특징 지워질 수 있다. WiMAX 시스템들에서, 서브-채널을 구성하는 한 세트의 타일들은 업링크 서브프레임(subframe) 동안 변하지 않는다. 이것은 후속 심볼들에 대해 후속 할당으로 서로 다른 심볼들에 대해 서로 다른 안테나들로 동일한 타일이 송신되는 결과를 초래할 수 있는 우려없이 개개의 안테나들에 타일들을 할당할 수 있게 한다. 이것은 WiMAX 시스템들에서 예를 들면, 서브-채널 회전의 경우에서도 마찬가질 수 있다.
OFDM 수신기에서, 주파수 간섭 신호 또는 반송파(CW : carrier wave) 신호는 관련 OFDM 신호(OFDM signal of interest)에 직교할 수 있다. CW 신호는 서브캐리어 간격의 정수 숫자에 대응하는 주파수에서 가드(guard) 대역 내 존재할 수 있다. 따라서, 교정 신호가, 예를 들면, 수신기 감도를 현저하게 열화(degrading)시킴 없는 신호로 하향변환된, 방향성 커플러(124a)에 결합될 수 있다. 유용한 심볼 구간에 걸쳐 교정 신호가 상관된다면, 수신된 OFDM 신호는 교정 신호에 직교하며, 따라서 정확한 위상 추정을 행할 수 있게 된다. 또한, OFDM에서, 단일 또는 공통의 교정원 또는 신호를 사용하고 단일 교정원(calibration source)을 방향성 커플러들(124a ~ 124b)사이에서 전환(switch)하는 것이 바람직할 수 있다. 본 발명의 대표적인 실시예에서, 단일 교정원 또는 신호를 방향성 커플러들(124a ~ 124b) 사이에서 전환할 때 간섭이 야기되는 것을 피하기 위해서, 수신된 OFDM 신호들의 대응하는 OFDM 심볼들의 순환 프리픽스(cyclic prefix) 동안에 단일 교정원 또는 신호를 방향성 커플러들(124a ~ 124b)사이에서 전환하는 것이 이점이 있을 수 있다. 가입국(120)이 수신 타이밍을 알고 있는 경우들에 있어서, 가입국(120)은 시간을 정확하게 맞추거나 정확하게 전환(switching)을 수행할 수 있다.
안테나(122a)와 안테나(122b) 간에 송신 위상 관계의 선택은 비-주파수 선택적인 기준으로(non-frequency selective basis) 될 수 있다. 이에 관하여, 수신 위상차 (θRx,2 - θRx,1)를 근사화하기 위해 일정한 위상 오프셋(phase offset)이 이용될 수 있다.
본 발명의 대표적인 실시예에서, 가입국(120)은 안테나 어레이(122)의 복수의 안테나들 간에 송신 위상 관계들을 동적으로 선택 또는 조절하도록 동작 가능할 수 있다. 예를 들면, 가입국(120)은 안테나 어레이(122)의 각 안테나에 연관된 수신 신호 특징들에 기초하여 안테나 어레이(122)의 안테나들 간에 위상 관계들을 동적으로 조절할 수 있다. 이들 수신기 신호 특징들은 수신 신호 강도, 신호 대 잡음비, 신호 강도, 추정된 간섭 파워, 및 수신된 신호의 변동을 포함할 수 있다.
가입국(120)은 안테나 어레이(122)의 각 안테나를 통한 수신기 성능에 기초하여 송신 안테나 선택을 수행하도록 동작 가능할 수 있다. 이에 관하여, 가입국(120)은 가장 강한 수신 파워 레벨들에 대응하는 하나 이상의 수신기 안테나들을 판정할 수 있다. 하나 이상의 송신 안테나들은 판정된 수신기 안테나들로부터 선택될 수 있다. 가입국(120)은 특징 지워진 채널 품질들에 기초하여 하나 이상의 송신 안테나들을 적응적으로 선택하도록 동작 가능할 수 있다. 이에 관하여, 송신 채널 품질들은 다중-캐리어 신호들의 서브캐리어들에 걸쳐 특징 지워질 수 있다. 가입국(120)은 할당된 송신 위상차들에 따라, 선택된 송신 안테나들 각각에 연관된 송신 경로를 교정할 시기를 관리하고 제어할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 가입국(120)은 주파수 선택적인 기준으로 안테나 어레이(122)의 안테나들 각각에 연관된 송신 채널 품질들을 특징짓게 동작할 수 있다. 예를 들면, 적어도 한 수신된 신호가 기지국(110)으로부터 다운링크 서브-프레임의 프리앰블의 파일럿(pilot) 또는 기준 톤들(reference tone)을 포함하는 경우들에 있어서, 가입국(120)은 수신된 프리앰블의 파일럿 또는 기준 톤들을 특징 지울 수 있다. 구체적으로, 가입국(120)은 송신 동안에 하나 이상의 송신 안테나들에 할당되게 프리앰블의 서브캐리어들이 하나 이상의 그룹들의 서브캐리어들과 중첩되면 수신된 프리앰블의 파일럿 또는 기준 톤들을 특징 지울 수 있다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따라 업링크 빔성형을 수행하도록 동작 가능한 무선 트랜시버를 도시한 블록도이다. 도 2를 참조하면, 가입국 트랜시버(200)이 도시된다. 가입국 트랜시버(200)는 송신(Tx) 신호처리부(202), 수신(Rx) 신호처리부(204), RF 신호 처리 및 Tx 위상측정부(206), 메모리(208), 파워 증폭기들(212, 214), 송신/수신(T/R) 스위치들(222, 224), 저잡음 증폭기들(LNAs)(242, 244), RF 방향성 커플러들(252, 254), 및 안테나들(232, 234)을 포함한다.
가입국 트랜시버(200)는 예를 들면, CDMA, GSM, UMTS, WiMAX, HSPA, 및/또는 LTE와 같은 다양한 셀룰라 통신 기술들을 사용하여 무선 주파수 신호들을 수신 및/또는 송신하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다.
RF 신호 처리 및 Tx 위상측정부(206)는 안테나들(232, 234)을 통해 통신되는 RF 신호들을 처리하도록 동작 가능한 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 이에 관하여, RF 신호 처리 및 Tx 위상측정부(206)는 기지국(110)으로부터 수신된 RF 신호들을 처리하도록 동작 가능할 수 있다. RF 신호 처리 및 Tx 위상측정부(206)는 수신된 RF 신호들을 대응하는 기저대역 신호들로 변환하고 하향변환된 신호들의 아날로그-디지털 변환을 수행할 수 있다.
Figure 112012072482684-pct00013
Figure 112012072482684-pct00014
로서 표기된 결과로 초래된 디지털화된 수신 신호들은 후속 기저대역 처리를 위해 Rx 신호처리부(204)와 통신될 수 있다. 또한, RF 신호 처리 및 Tx 위상측정부(206)는 기지국(110)에 송신을 위해 RF 신호들을 처리하도록 동작 가능할 수 있다. RF 신호 처리 및 Tx 위상측정부(206)는
Figure 112012072482684-pct00015
Figure 112012072482684-pct00016
로 표기된 디지털 기저대역 신호들을 Tx 신호처리부(202)로부터 수신하고 수신된 디지털 기저대역 신호들의 디지털-아날로그 변환을 수행할 수 있다. RF 신호 처리 및 Tx 위상측정부(206)는 안테나들(232, 234)을 통해 기지국(110)에 송신을 위해 결과로 초래된 아날로그 기저대역 신호들을 대응하는 RF 신호들로 변환하도록 동작 가능할 수 있다.
개별 RF 방향성 커플러가 안테나들(232, 234) 각각에 결합될 수 있다. 예를 들면, RF 방향성 커플러(252)는 T/R 스위치(222)와 안테나(232) 사이에 위치될 수 있다. 유사하게, RF 방향성 커플러(254)는 T/R 스위치(224)와 안테나(234) 사이에 위치될 수 있다. RF 방향성 커플러들(252, 254)은 RF 송신 신호들의 샘플들을 피드백 신호들(fb1, fb2)을 통해 RF 신호 처리 및 Tx 위상측정부(206)에 제공할 수 있다. 예를 들면, 방향성 커플러(252)의 결합된 출력은 방향성 커플러(252)의 입력 근사적으로 예를 들면 18 dB 이하일 수 있다. 이 경우에, 방향성 커플러(252)의 손실은 이것이 빔성형을 할 수 있게 함으로써 갖게 하는 또는 제공하는 이득들에 비해 작다. 이에 관하여, RF 커플러들(252, 254)에 입력되는 대응하는 RF 송신 신호들의 진폭 및/또는 위상 지연들은 이들 피드백 신호들의 후속 처리에 의해 측정되거나 계산될 수 있다. 진폭 및/또는 위상 지연 측정들은 안테나들(232, 234)의 안테나들 간에 송신 위상 관계를 특징 지우거나 및/또는 조절하기 위해 이용될 수 있다.
Tx 신호처리부(202)는 RF 신호 처리 및 Tx 위상측정부(206)의 동작들을 관리 및/또는 제어하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. Tx 신호처리부(202)는 도 5에 상세히 더욱 기술되어 있다. 본 발명의 대표적인 실시예에서, Tx 신호처리부(202)는 안테나들(232, 234)에 연관된 기저대역 송신 경로들 간에 위상차를 판정하도록 동작 가능할 수 있다. Tx 신호처리부(202)는 판정된 위상차를 역 이산 푸리에 변환(IDFT : inverse Discrete Fourier Transform)을 수행하거나, IDFT 신호의 출력을 업샘플링 및/또는 필터링하는 등의 다양한 동작들에 적용할 수 있다.
Rx 신호처리부(204)는 RF 신호 처리 및 Tx 위상측정부(206)의 동작들을 관리 및/또는 제어하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. Rx 신호처리부(204)는 채널 추정, 주파수 추적 또는 추정, 수신 신호들의 복조, 및 교정 신호들에 관련하여 수신기 위상의 추정과 같은 다양한 기저대역 절차들을 수행할 수 있다. Rx 신호처리부(204)는 도 4에 상세히 더욱 기술되어 있다.
메모리(208)는 Rx 신호처리부(204), Tx 신호처리부(202) 및/또는 예를 들면, RF 신호 처리 및 Tx 위상측정부(206)와 같은 다른 장치 성분들에 의해 이용될 수 있는 실행가능 명령들 및 데이터와 같은 정보를 저장하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 메모리(208)는 RAM, ROM, 플래시 메모리와 같은 저 레이턴시 비휘발성 메모리 및/또는 그외 적합한 전자 데이터 스토리지를 포함할 수 있다.
대표적인 동작에서, 기저대역 신호들은 Tx 신호처리부(202)와 RF 신호 처리 및 Tx 위상측정부(206) 간에 통신될 수 있다. 예를 들면,
Figure 112012072482684-pct00017
및
Figure 112012072482684-pct00018
가 안테나(232)를 통해 각각 송신 및 수신되는 기저대역 신호들인 것으로 가정한다.
Figure 112012072482684-pct00019
및
Figure 112012072482684-pct00020
은 안테나(234)를 통해 각각 송신 및 수신되는 기저대역 신호들이다. 본 발명의 여러 실시예들에서, Rx 신호처리부(204)는 안테나들(232, 234)에 연관된 수신 채널들을 특징 지우기 위해 수신된
Figure 112012072482684-pct00021
및
Figure 112012072482684-pct00022
를 이용할 수 있다. 수신 채널들의 특징들은 진폭, 용량, 신호 강도, MIMO 용량, 및 등가의 SINR을 포함한다. Rx 신호처리부(204)는 수신된
Figure 112012072482684-pct00023
및
Figure 112012072482684-pct00024
중 적어도 하나를 정현 신호(sinusoidal signal)와 상관지어 각각 안테나들(232, 234)에 연관된 수신 경로들의 위상을 측정하도록 동작 가능할 수 있다. 정현 신호는 예를 들면, 수치 제어 발진기(NCO : numerically controlled oscillator)의 위상(φcal)의 사인값 및 코사인값을 생성하기 위해 룩업 테이블에 관련하여 NCO를 사용하여 생성될 수 있다. NCO 위상(φcal)은 RF 신호 처리 및 Tx 위상측정부(206)에 유익하게 결합될 수 있다. 따라서, NCO의 위상(φcal)은 교정 신호 및 상관 측정 둘 다에 공통이며, 그러므로 NCO의 초기 위상은 중요하지 않다.
위에 식(4)에서 알 수 있듯이, 3개의 위상 관계들, 즉 무선 채널들 간 실제 위상차, 송신 경로들 간 위상차, 및 수신 경로들 간 위상차,는 송신 동안 인가될 송신 위상차를 최적으로 계산하기 위해 고려될 필요가 있다. 이에 관하여, 무선 채널들의 위상차는 일반적으로 주파수 선택적일 수 있다. 송신 경로들 간 위상차(θTx,2 - θTx,1), 및 수신 경로들 간 위상차(θRx,2 - θRx,1)는 일반적으로 주파수의 약한 함수(weak function)일 수 있다. 따라서, 단일 또는 공통 항
Figure 112012072482684-pct00025
으로 수신기 위상차 및 송신기 위상차 둘 다를 보상할 수 있다. 주파수 선택적 위상 보정
Figure 112012072482684-pct00026
은 도시된 바와 같이 Rx 신호처리부(204)에서 Tx 신호처리부(202)로 채널 추정들
Figure 112012072482684-pct00027
및
Figure 112012072482684-pct00028
를 통신함으로써 적용될 수 있다. 주파수 선택적 위상차
Figure 112012072482684-pct00029
및 φBF을 개별적으로 적용하는 것은 추가적인 이점을 제공할 수 있는데, 즉, φBF의 송신 위상 성분은 업링크 송신의 시작에서 추정되어 보상될 수 있고, 따라서 이 위상 항의 레이턴시(latency)를 감소시킬 수 있다.
본 발명의 대표적인 실시예에서, 각 송신 경로의 송신 위상의 측정은 선택된 방향성 커플러 출력을 송신 경로에 인가되는 대응하는 송신 신호와 상관시킴으로써 달성되거나 판정될 수 있다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따라 업링크 빔성형 교정을 위해 이용될 수 있는 대표적인 무선 주파수(RF) 신호처리장치를 도시한 블록도이다. 도 3을 참조하면, RF 경로들(310 ~ 320)과 같은 복수의 RF 경로들, 교정 발생기(360), 측정부(350), 및 2개의 스위치들(372, 374)를 포함하는 RF 신호처리부(300)가 도시된다. 2개의 스위치들(372, 374)은 Tx 측정부(350) 또는 교정 발생부(360)에 연결하기 위해 피드백 포트들(fb1, fb2)을 전환하는 능력을 제공할 수 있다.
RF 경로(310)는 디지털-아날로그 변환기(DAC)(312a ~ 312b), 아날로그-디지털 변환기(ADC)(316a ~ 316b), (저역통과) 필터들(314a ~ 314b, 318a ~318b), 송신 믹서들(330a ~ 330b), 수신 믹서들(332a ~ 332b), 및 가산기(334)를 포함한다. RF 경로(320)는 DAC들(322a ~ 322b), ADC들(326a ~ 326b), (저역통과) 필터들(324a ~ 324b, 328a ~ 328b), 송신 믹서들(340a ~ 340b), 가산기(344), 및 수신 믹서들(332a ~ 332b)를 포함한다.
측정부(350)는 스위치(352), 하향 변환 믹서들(356a ~ 356b), 및 Tx 측정부(354)을 포함한다. Tx 측정부(354)는 송신 신호들의 진폭 및/또는 위상을 측정하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 측정부(350)는 각각 안테나(232) 및 안테나(234)를 통해 송신 신호들의 진폭 및/또는 위상의 교정을 제어하기 위해 피드백 신호들(fb1 및 fb2)를 처리할 수 있다. 피드백 경로 신호는 하향변환되고, 기저대역 신호의 실수성분 및 허수성분을 포함하는 벡터 신호(YFB)로서 표기될 수 있다.
스위치(352)는 Tx 측정부(354)에 선택된 신호(X)를 제공하기 위해 X1 및 X2로부터 다수 쌍들의 기저대역 아날로그 송신 신호들 중 한 쌍 사이에서 선택하게 구성된다. 실시예에서, 피드백 경로 스위치들(374, 372)은 대응하는 피드백 경로 신호를 처리를 위해 Tx 측정부(354)에 라우트하게 구성되는데, 즉 선택된 한 쌍의 기저대역 아날로그 송신 신호들에 대응하는 선택된 한 쌍의 기저대역 아날로그 송신 신호들과 송신기 출력 간에 상대적 위상차를 측정하게 구성된다. 이에 따라, 선택된 송신기 체인의 위상이 측정될 수 있다. 대체적 실시예에서, 제 1 송신 쌍에 인가되는 한 쌍의 기저대역 아날로그 송신 신호들은 제 2 송신 경로의 피드백 경로에 관하여 측정될 수 있다. 이 실시예는 송신 경로가 파워 증폭기들과 방향성 커플러들 사이에 다중포트 네트워크를 채용한다면 유익하게 사용될 수 있다.
송신 신호들(X1, X2)은 공통적으로 가입국(120)의 RF 부분들을 거치면서 위상이 편이된다. 정확한 위상 편이(phase shift)를 알 수 있으며 다양하다. 이 위상 편이는 송신 믹서, 국부 발진기 위상차들(local oscillator phase differences), RF 증폭기들, 매칭 네트워크들, 파워 증폭기(PA : Power Amplifier), 및 방향성 커플러와 같은 몇몇의 온-칩(on chip) 및 오프-칩(off chip) 성분들에 의해 야기될 수 있다. 가입자(200)가 송신하고 있고 fb1이 선택되는 경우들에 있어서, 피드백 회로에 결합된 경로 연결은 추가의 위상 편이를 야기할 수 있다. 결합된 피드백 신호(YFB)는 상향 변환을 위해 사용되는 기저대역 송신 신호(X1)에 대해 불확실한 관계를 가질 수 있다. 위상 편이 외에도, 송신 신호는 알 수 없는 이득을 포함할 수도 있다. 신호 경로에 나타나는 명목상의 이득은 예측되거나 추정될 수 있지만, 부품간의 차이, 온도 및 바이어스 조건들로 인해 X1과 YFB 간에는 큰 이득 변화가 초래될 수 있다. 동일한 불확실성들이 fb2가 선택되었을 때 X2의 송신 및 피드백 경로에도 적용될 수 있다. 본 발명의 대표적인 실시예에서, Tx 측정부(354)는 이들 두 신호들 간에 이득 및 위상차를 추정하기 위해 사용될 수 있다. 다음 식이 되게 하는 YFB를 정의한다.
Figure 112012072482684-pct00030
(5)
도 3에 도시된 IFB(t) 및 QFB(t)는 각각 다음 식과 같은 복소수 피드백 신호(YFB)의 실수부 및 허수부이어서,
Figure 112012072482684-pct00031
. (6)
Figure 112012072482684-pct00032
및
Figure 112012072482684-pct00033
는 복소수값의 실수성분 및 허수성분의 추출 동작을 나타낸다. 도 4에 도시된 바와 같이 신호들(X1, X2)는 다음 식으로서 정의될 수 있다.
Figure 112012072482684-pct00034
(7)
Figure 112012072482684-pct00035
(8)
등가적으로,
Figure 112012072482684-pct00036
(9)
Figure 112012072482684-pct00037
(10)
이다.
도 3에서 스위치들(374, 372)은 피드백 신호(YFB)가 제 1 피드백 신호(fb1)의 샘플이 되게 구성될 수 있다. 이 구성 하에서, 피드백 신호(YFB)는 다음 행렬 형태로 표현될 수 있어서:
Figure 112012072482684-pct00038
(11)
항들 g1 및 θTx,1 + θfb는 제 1 송신 신호에 관하여 피드백 신호의 상대적 이득 및 위상을 나타낸다. 또한, 위상은 두 항들의 합으로서 표현될 수 있어, θTx,1은 예를 들면 방향성 커플러(252)까지의 위상 편이를 포함하는 제 1 송신 경로의 위상을 나타내며, θfb는 피드백 결합 경로의 위상을 나타낼 수 있다. 다음 식은 제 1 송신 신호와 피드백 신호 간에 더 일반적인 관계를 나타낸다.
Figure 112012072482684-pct00039
(12)
행렬
Figure 112012072482684-pct00040
은 입력 신호에 비례하는 피드백 신호에 발생되는 손상(impairment)을 나타내며, 행렬
Figure 112012072482684-pct00041
은 입력 신호와는 무관한 일정한 오프셋 항을 나타낸다.
본 발명의 대표적인 실시예에서, 도 3의 스위치(352)는 Tx 측정부(354)가 제 1 송신 신호(X1) 및 피드백 신호(YFB) 둘 다에 동시에 액세스할 수 있게 선택될 수 있다. Tx 측정부(354)는 위상 및/또는 이득이 업링크 송신의 시작에서 측정되어 보상될 수 있게 하기 위해서, 예를 들면, 대략 5 ㎲의 주기에 대응하게 선택될 수 있는 복수의 샘플들(Nsamples)에 걸친 상관 항들
Figure 112012072482684-pct00042
및
Figure 112012072482684-pct00043
을 계산할 수 있다. 대체적 실시예에서, Nsamples은 송신 심볼 주기에 대응하게 선택될 수 있다. 증가된 상관 주기는 일반적으로 추정 정확성이 개선되게 한다.
손상(impairments) M의 행렬은 다음 식에 의해 계산될 수 있다.
Figure 112012072482684-pct00044
(13)
이어서, 제 1 송신 신호의 구성 이득 및 위상은 다음처럼 도출될 수 있다.
Figure 112012072482684-pct00045
(14)
그리고,
Figure 112012072482684-pct00046
(15)
본 발명의 대표적인 실시예에서, 제 2 송신 신호의 각각의 이득 및 위상 항들 g2, 및 θTx,2 + θfb는 X = X2을 선택하게 스위치(352)를 구성하고 fb2에 결합되는 YFB 야기 또는 트리거(trigger) 하기 위해 스위치들(372, 374)를 구성함으로써 유사하게 계산될 수 있다. 식(11) 내지 식(15)는 제 2 송신 신호의 이득 및 위상 항들을 계산하기 위해 이제 재-인가될 수 있다.
교정 발생기(360)는 변조된 신호 cos(ωt + φcal(t))를 생성하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있고, ω는 수신된 신호의 중심 주파수에 대응하는 각 주파수(angular frequency)이다. 실시예에서, φcal(t) = nΔft,
Figure 112012072482684-pct00047
및 Δf는 서브캐리어 간격을 나타낼 수 있다. 이에 관하여, 교정 신호는 수신된 OFDM 신호에 대하여 정수 주파수 오프셋에서 나타나는 연속파 신호이다. 교정 신호는 피드백 신호들(fb1, fb2)를 통해 예를 들면 RF 커플러들(252, 254)에 결합될 수 있다. 실시예에서, 하향변환된 수신 신호들의 수신 교정 및 상관 둘 다를 생성하기 위해 공통 위상 φcal(t)가 이용될 수 있다. 식(4)로부터 상기되는:
Figure 112012072482684-pct00048
.
수신 및 송신 교정 둘 다를 위해 방향성 커플러를 사용하고 송신 및 수신 교정 둘 다를 위해 한 공통의 경로를 사용하는 이점을 이제 알게 될 것이다. 피드백 경로에서 제 1 방향성 커플러들까지의 임의의 위상 지연은 추정된 송신 및 수신 위상 추정들 둘 다에 공통이기 때문에, 피드백의 위상 지연은 보정 항
Figure 112012072482684-pct00049
로부터 상쇄된다. 따라서, 빔성형 위상 교정의 정확성은 제조 변동들 또는 회로보드 레이아웃으로부터 일어나는 피드백 경로 내 위상 변동에 의해 영향을 받지 않는다.
동작에서, RF 신호처리부(300)는 신호들을 송신 및 수신하기 위해 RF 처리를 수행하도록 동작 가능할 수 있다. RF 경로(310)는 안테나(232)를 통해 통신되는 RF 신호들을 처리하기 위해 이용될 수 있다. RF 경로(320)는 안테나(234)를 통해 통신되는 RF 신호들을 처리하기 위해 이용될 수 있다. 실시예에서, RF 경로들(310, 320)은 동등하다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따라 빔성형을 위해 이용될 수 있는 대표적인 기저대역 수신 디지털 신호처리장치를 도시한 블록도이다. 도 4를 참조하면, BB 경로들(410 ~ 420)과 같은 복수의 기저대역(BB) 처리 경로들을 포함하는 디지털 신호처리부(400), 및 교정-톤 상관기(430)가 도시되었다. BB 경로(410)는 디지털 저역통과 필터들(LPF)(412a ~ 412b), 데시메이터들(decimator)(414a ~ 414b), FFT 모듈(416), 채널 추정부(418), 및 복조기(419)를 포함한다. BB 경로(420)는 LPF들(422a ~ 422b), 데시메이터들(424a ~ 424b), FFT 모듈(426), 채널 추정부(428), 및 복조기(429)를 포함한다.
BB 경로(410)는 안테나(232)를 통해 통신되는 RF 신호들에 대응하는 기저대역 신호들을 처리하도록 동작 가능한 적합한 로직, 회로 및/또는 인터페이스들을 포함할 수 있다.
디지털 LPF(412a) 및 데시메이터(414a)는 기저대역 신호들의 I 성분들을 처리하도록 동작 가능한 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 디지털 LPF(412b) 및 데시메이터(414b)는 기저대역 신호들의 Q 성분들을 처리하도록 동작 가능한 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 데시메이터들(414a, 414b)의 출력들은 FFT 모듈(416)에 입력될 수 있다.
FFT 모듈(416)은 시간 영역에 기저대역 샘플들을 주파수 영역에 대응하는 샘플들로 변환하기 위해 입력 신호들에 대해 FFT 연산을 수행하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다.
채널 추정부(418)는 FFT 모듈(416)의 출력으로부터 주파수 영역에 샘플들을 이용하여 채널을 추정하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다.
복조기(419)는 안테나(232)를 통해 수신된 RF 신호들로부터 기지국(110)으로부터 송신된 정보를 추출하기 위해서 FFT 모듈(416)의 출력으로부터 주파수 영역에 샘플들을 복조하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드 를 포함할 수 있다.
BB 경로(420)는 안테나(234)를 통해 통신되는 RF 신호들에 대해 대응하는 기저대역 신호들을 처리한다.
디지털 LPF(422a) 및 데시메이터(424a)는 기저대역 신호들의 I 성분들을 처리하도록 동작 가능한 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 디지털 LPF(422b) 및 데시메이터(424b)는 기저대역 신호들의 Q 성분들을 처리하도록 동작 가능한 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 데시메이터들(414a, 414b)의 출력들은 FFT 모듈(426)에 입력할 수 있다.
FFT 모듈(426)은 시간 영역에 기저대역 샘플들을 주파수 영역에 대응하는 샘플들로 변환하기 위해 입력 신호들에 대해 FFT 연산을 수행하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다.
채널 추정부(428)는 FFT 모듈(426)의 출력으로부터 주파수 영역에 샘플들을 이용하여 채널을 추정하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다.
복조기(429)는 안테나(234)를 통해 수신된 RF 신호들로부터 기지국(110)으로부터 송신된 정보를 추출하기 위해 주파수 영역에 샘플들을 복조하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다.
Figure 112012072482684-pct00050
및
Figure 112012072482684-pct00051
로 표기한 채널들 추정부들(418, 428)의 출력들은 식(4)에 따라 안테나들 간에 요망되는 주파수 선택적 위상 편이를 생성하기 위해 기저대역 송신 디지털 신호 처리에 인가될 수 있다.
교정-톤 상관기(430)는 디지털화된 하향변환된 RF 신호들을 피드백 신호를 통해 방향성 커플러를 통해 인가된 RF 교정 신호와 동등한 기저대역에 상관시키게 동작할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. RF 교정 신호는 송신 위상 추정 회로와 공유되는 신호를 통해 인가될 수 있다. RF 교정 신호는 송신 및 수신 위상 추정 간에 공유되는 패키지 핀(package pin)을 통해 인가될 수 있다. 제 1 안테나(232)에 대한 디지털화된 하향변환된 RF 신호들을
Figure 112012072482684-pct00052
및
Figure 112012072482684-pct00053
로 표기하고; 제 2 안테나(234)에 대한 디지털화된 하향변환된 RF 신호들을
Figure 112012072482684-pct00054
및
Figure 112012072482684-pct00055
로 표기한다. 교정-톤 상관기(430)(cal-tone correlator)의 출력은 수신 RF 경로의 기저대역 등가 응답의 복소수 진폭을 계산하기 위해 축적될 수 있다. 2 이상의 수신 경로들의 복소수 진폭이 측정될 수 있고 2개의 측정된 수신 경로들 간에 위상차가 계산될 수 있다. 측정된 수신 경로 위상차는 식(4)에 따라 요망되는 송신 위상을 계산할 때 측정된 채널 위상차들을 보상하기 위해 사용될 수 있다. 또한, 교정-톤 상관기(430)는 상관 축적
Figure 112012072482684-pct00056
에서 사용되는 신호들을 출력할 수 있다. 이들 신호들은 교정 변조기(360)에 이점에 있게 결합될 수 있다. 교정 변조기가 상관에서 사용되는 신호에 응한다면, 위상 φcal(t)의 절대값은 보상될 필요가 없다.
하나 이상의 그룹들의 서브캐리어들에 대해 계산된 수신 파워 레벨들은 후속 수신된 신호들을 계산하기 위해 이용될 수 있고, 송신 파워 레벨 및 송신 위상 보정을 교정하기 위해 적용될 수도 있다. 이에 관하여, 무선 트랜시버(200)는 안테나들(232, 234) 각각에 대해 수신 경로 및 송신 경로를 교정하도록 동작 가능할 수 있다.
대표적인 동작에서, 안테나(232) 및 안테나(234)를 통해 수신된 RF 신호들은 각각 RF 경로(310) 및 RF 경로(320)에 대해 RF 처리될 수 있다. 결과로 초래된 기저대역 I 및 Q 성분들은 BB 경로들(410, 420)에 의해 처리될 수 있다. 디지털 신호처리부(400)는 수신 채널의 특징들 및 안테나들(232, 234) 각각에 연관된 수신기 경로의 특징들을 평가하도록 동작 가능할 수 있다. 교정-톤 상관기(430)에 연관된 위상 편이들 및 진폭들은 식(4)에 따라 요망되는 송신 위상을 선택할 때 채널 추정들과 관련하여 사용될 수 있다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따라 빔성형을 위해 이용될 수 있는 교정-톤 상관부(430)를 도시한 블록도이다. 도 5를 참조하면, I 경로(510), Q 경로(520), 수치 제어 발진기(NCO : numerically controlled oscillator)(532), cos 테이블(534) 및 sin 테이블(536)을 포함하는 교정 톤 상관기(cal-tone correlator)(500)가 도시되었다.
I 경로(510)는 안테나들(232, 234)의 수신 경로로부터 통신되는 RF 신호들에 대응하는 기저대역 신호들의 I 성분들을 처리하도록 동작 가능한 적합한 로직, 회로, 및/또는 인터페이스들을 포함할 수 있다. Q 경로(520)는 수신된 신호들의 Q 성분들을 처리하도록 동작 가능한 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다.
멀티플렉서(MUX)(512)는 수신된 기저대역 신호들의 I 성분들을 멀티플렉스하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 멀티플렉서(MUX)(522)는 수신된 기저대역 신호들의 Q 성분들을 멀티플렉스하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다.
믹서(514a)는 멀티플렉스된 I 성분들
Figure 112012072482684-pct00057
을
Figure 112012072482684-pct00058
과 믹싱하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있고,
Figure 112012072482684-pct00059
은 NCO(532)에 의해 생성될 수 있다.
믹서(514b)는 멀티플렉스된 I 성분들
Figure 112012072482684-pct00060
을
Figure 112012072482684-pct00061
과 믹싱하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있고,
Figure 112012072482684-pct00062
은 NCO(532)에 의해 생성될 수 있다. 교정-톤 상관기(500)는 TDD 통신 시스템의 수신 동안 이용될 수 있다. 이러한 적합한 구간에서, 교정-톤 발생기(360)가 교정 신호를 생성 또는 발생하게 할 수 있다. 발생된 교정 신호은 선택될 수 있는 주파수 ω의 사인곡선일 수 있어서, 주파수 ω의 사인곡선(sinusoid)은 WiMAX과 같은 OFDM 통신 시스템에서 서브-캐리어 간격의 정수배에 대응하게 또는 이와 동일하다. 본 발명의 대표적인 실시예에서, 정수배는 요망되는 수신된 신호와의 간섭을 피하면서 교정 사인곡선이 수신된 신호에 더해질 수 있게 하도록 선택될 수 있다. 예를 들면, 10 MHz 채널 대역폭의 WiMAX 통신에서, 요망되는 수신 OFDM 신호는 톤들 -420 내지 +420를 점유한다. 교정 톤 인덱스는 인덱스 420보다 크도록 선택되어 이에 따라 수신된 신호와의 간섭을 피할 수 있다. 교정 신호는 수신된 신호 구간의 일부 동안만 온(ON)될 수 있다. 교정 신호는 이미 알려진 교정값을 이용하면서, 연장된 시간 주기(period) 동안 오프(OFF)로 유지될 수 있다.
360에 의해 생성된 교정 신호는 결합된 경로(fb1), 방향성 커플러(252), 송신/수신 스위치(222), 및 LNA(242)를 통해 제 1 수신 신호에 결합된다. 본 발명의 실시예에서, 360에 의해 생성된 교정 신호는 결합된 경로(fb2), 방향성 커플러(254), 송신/수신 스위치(224), 및 LNA(244)를 통해 제 2 수신 신호에 결합될 수 있다.
본 발명의 대표적인 실시예에서, 교정-톤 상관기(500)는 수신된 신호
Figure 112012072482684-pct00063
및
Figure 112012072482684-pct00064
에 있는 교정 톤을 NCO(532)에 의해 발생된 주지의 위상
Figure 112012072482684-pct00065
의 사인곡선(sinusoid)의 것에 상관시키기 위해 이용될 수 있다.
믹서(524b)는 멀티플렉스된 Q 성분들
Figure 112012072482684-pct00066
을
Figure 112012072482684-pct00067
과 믹싱하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있고,
Figure 112012072482684-pct00068
은 NCO(530)에 의해 발생될 수 있다.
믹서(524b)는 멀티플렉스된 Q 성분들
Figure 112012072482684-pct00069
을
Figure 112012072482684-pct00070
과 믹싱하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있고,
Figure 112012072482684-pct00071
은 NCO(530)에 의해 발생될 수 있다.
적분기들(516a ~ 516b, 526a ~ 526b)은 각각 믹서들(514a ~ 514b, 524a ~ 524b)로부터 출력 신호들을 축적하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 이에 관하여, 적분기들(516a ~ 516b, 526a ~ 526b)에 의해 이용되는 적분 윈도우(integral window)는 수신된 신호의 특성들에 따라 하나 이상의 OFDM 심볼들을 포함할 수 있다.
NCO(530)는 위상
Figure 112012072482684-pct00072
을 cos 테이블(532) 및 sin 테이블(534)에 제공하도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들 및/또는 코드를 포함할 수 있다. cos 테이블(532) 및 sin 테이블(534)의 출력들은 수신 경로의 위상 교정을 수행하기 위해 I 경로(510) 및 Q 경로(520)에 통신될 수 있다.
cos 테이블(532)은 NCO(530)에 의해 발생된 각도들에 대한 cos 값을 제공하는 sine 룩업 테이블(look-up table)이다.
sin 테이블(534)은 NCO(530)에 의해 발생된 각도들에 대한 sin 값을 제공하는 sine 룩업 테이블이다.
예시적 동작에서, MUX(512)는 안테나들(232, 234)에 대해 기저대역 신호들의 I 성분들을 멀티플렉스하도록 동작 가능할 수 있다. 멀티플렉스된 I 성분들은 주어진 수신 위상 추정
Figure 112012072482684-pct00073
에 대해 90도 위상 편이될 수 있다. 예를 들면, 멀티플렉스된 I 성분들은 각각 믹서(514a)를 통해
Figure 112012072482684-pct00074
와 믹싱될 수 있고, 믹서(514b)를 통해
Figure 112012072482684-pct00075
과 믹싱될 수 있다. 적분기(516a)는
Figure 112012072482684-pct00076
에 관하여 I 경로(510)에 대한 수신 파워 레벨 불균형을 발생하기 위해 믹서(514a)의 출력을 축적하도록 동작 가능할 수 있다. 적분기(516b)는
Figure 112012072482684-pct00077
에 관련하여 I 경로(510)에 대한 수신 파워 레벨 불균형을 발생하기 위해 믹서(514b)의 출력을 축적하도록 동작 가능할 수 있다. 유사하게, MUX(522)는 안테나들(232, 234)에 대해 기저대역 신호들의 Q 성분들을 멀티플렉스하도록 동작 가능할 수 있다. 멀티플렉스된 Q 성분들은 주어진 수신 위상 추정
Figure 112012072482684-pct00078
에 대해 90도 위상 편이될 수 있다. 결과로 초래된 위상 편이된 Q 성분들은 각각
Figure 112012072482684-pct00079
및
Figure 112012072482684-pct00080
에 관하여 Q 경로(510)에 대한 수신 파워 레벨 불균형을 발생하기 위해 이용될 수 있다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따라 Tx 신호 처리 서브시스템의 대표적인 블록도이다. 도 6을 참조하면, Tx 신호 처리 서브시스템(600)이 도시되었다. Tx 신호 처리 서브시스템(600)은 2개의 송신 데이터 경로 체인들(610, 620), 데이터 스트림 멀티플렉싱부(630), 및 동적 위상 조절기(660)를 포함한다. Tx 신호 처리 서브시스템은 2개의 입력 데이터 스트림들 data1 및 data2을 받아들 수 있고, 빔성형 없이 단일 공간 스트림을 송신하고, 단일 공간 스트림을 빔성형하고, 2개의 공간 스트림들을 송신하는 것을 포함한 다양한 송신 모드들을 지원하기 위해 이용될 수 있다. 단일 공간 스트림을 송신하는 경우이다. data1 또는 data2인 선택된 데이터는 IFFT 블록들(614 또는 624)의 대응하는 입력에 인가된다. 단일 공간 스트림을 빔성형하는 경우에, 주파수 영역 변조 데이터가 입력 data1에 인가된다. 실시예에서, 연관된 안테나 1 및 안테나 2,
Figure 112012072482684-pct00081
및
Figure 112012072482684-pct00082
로부터 채널 추정들은 각각 처리블록들(632a, 632b)에 인가될 수 있다. 처리블록들(632a, 632b)의 동작은 위상이 자신의 입력의 복소공액인 단위 진폭 신호들의 벡터이다. 블록들(632a, 632b)의 출력들은 벡터 곱셈기들(vector multipliers)(634a, 634b)에 인가된다. 또한, 벡터 곱셈기들(634a, 634b)는 입력 data1에도 응한다. 블록들(632a, 632b)의 효과는 주파수 선택적인 기준으로 송신 심볼에 위상 보정을 적용함으로써, 벡터 곱셈기들(634a, 634b)의 출력은 대응하는 수신 채널들에 의해 측정되었을 때 채널 응답의 복소공액 역을 나타낼 것이다. 멀티플렉스 블록들(612, 622)은 제 1 송신 채널(610)을 통해 데이터 스트림 data1과, 제 2 송신 채널(620)을 통해 동일 데이터 스트림의 벡터가 곱해진 버전을 송신하게 셋업 될 수 있다. mux 스위치들(612, 622)은 2개의 독립적인 데이터 스트림들 data1 및 data2을 송신하기 위해 사용될 수 있다.
Tx 신호 경로(610)는 주파수 영역에서 특정된 송신 신호를 받아들 수 있다. IFFT 연산(614)은 입력 신호를 시간 영역으로 변환한다. 실수 및 허수 데이터 스트림은 업샘플러(upsampler)(616), 디지털 필터(618)를 사용하여 개별적으로 처리된다. 유사하게, 제 2 Tx 신호 경로(620)는 IFFT 블록(624)을 사용하여 입력 주파수 영역 신호를 시간 영역으로 변환하고, 업샘플러(626) 및 디지털 필터(628)를 이용하여 실수 및 허수 신호들을 처리한다. 동적 위상 조절기(660)는 4개의 입력 위상 수들
Figure 112012072482684-pct00083
,
Figure 112012072482684-pct00084
를 받아들 수 있다. 가산기 성분들(652, 654)은 이들 위상의 차이를 계산하고, 빔 성형 위상
Figure 112012072482684-pct00085
을 생성한다. 입력 위상 수들 중 어느 것이든 시간의 함수로서 동적으로 변경되게 할 수 있다. 빔 성형 보정
Figure 112012072482684-pct00086
을 제 2 송신 신호(
Figure 112012072482684-pct00087
)에 적용하기 위해 cos 테이블(656) 및 sin 테이블(658), 및 복소수 믹서(640)가 사용된다.
일부 통신 시스템들, 예를 들면, 3GPP 롱텀 에볼루션 LTE에서, 기지국들은 복수의 송신 안테나들을 채용한다. 이들 상기 복수의 송신 안테나들에 연관된 파일럿들은 가입국이 기지국과 가입국 간에 전체 MIMO 채널을 습득할 수 있게 할당될 수 있다. MIMO 다운링크 채널을
Figure 112012072482684-pct00088
로 표기하고 MIMO 업링크 채널을 다음 식으로 표기한다.
Figure 112012072482684-pct00089
(16)
두 가입자 안테나들의 경우에,
Figure 112012072482684-pct00090
은 UL 전파 채널이며,
Figure 112012072482684-pct00091
은 DL 전파 채널이다. 여기에서, M은 기지국에 송신 안테나들의 개수이다. 수신된 다운링크 신호는 다음 식에 의해 주어진다.
Figure 112012072482684-pct00092
(17)
Figure 112012072482684-pct00093
은 BS에 의해 송신된 신호이며,
Figure 112012072482684-pct00094
은 부가성 잡음의 벡터이다. 수신된 업링크 신호는 다음 식에 의해 주어진다.
Figure 112012072482684-pct00095
(18)
가입국이 업링크에서 단일 공간 스트림을 송신하는 경우에, BS에서 수신되는 파워를 최대화하기 위해 제 2 안테나에 의해 송신되는 신호에 대해 유익하게 위상 편이할 수 있다.
Figure 112012072482684-pct00096
이고 BS에서 수신되는 총 파워를 최대화하기 위해 제 2 가입자 송신 경로에
Figure 112012072482684-pct00097
의 위상 편이를 적용하는 것으로 가정한다. 이 위상 편이는
Figure 112012072482684-pct00098
의 벡터에 의해 통과(transit) 신호를 가중하는 것에 대응한다. BS 안테나 어레이에 전달되는 파워는 다음 식에 의해 주어진다.
Figure 112012072482684-pct00099
(19)
R =
Figure 112012072482684-pct00100
이며
Figure 112012072482684-pct00101
는 공액 전치를 나타낸다. BS 수신 안테나에서 임의의 위상 회전은 유니터리 행렬(unitary matrix)에 의한 곱셈이 l2 벡터를 변경시키지 않기 때문에 결과에 영향을 미치지 않음을 알 수 있다. MIMO 업링크 채널을 위한 그람 행렬(Gram matrix) R은 에르미트(Hermetian) 및 정 준한정(positive semi-definite)이며, 따라서, 이것은 다음 식으로서 표현될 수 있다.
Figure 112012072482684-pct00102
(20)
α, β 및 γ는 음이 아닌 스칼라들이며
Figure 112012072482684-pct00103
이다. (19) 및 (20)을 사용하여, BS에 전달되는 업링크 파워를 다음 식으로서 나타낼 수 있다.
Figure 112012072482684-pct00104
(21)
BS에서 수신된 업링크 파워를 최대화하는 각도는 φ = -θ에 의해 주어진다. 전체 그람 행렬을 계산하는 것은 필요하지 않으며 그보다는 이의 비 대각 엔트리(off diagonal entrie)들 중 하나의 위상을 계산하는 것만으로 충분함에 유의한다. 따라서, 전체 MIMO 채널을 아는 경우에, 요망되는 위상은 (21)에 따라 계산될 수 있다. 전체 MIMO 채널을 아는 경우에, 요망되는 위상 편이 φ(f)는 주파수 선택적인 기준으로 유익하게 계산될 수 있는데, 각각의 주파수에 대해, 위상은 채널 추정들에 의해 형성된 그람 행렬의 엔트리들에 기초하여 선택된다. 요망되는 위상 편이는 송신 및/또는 수신 경로들 간에 위상차들에 대해 보상될 수 있다. 상기 위상차들은 방향성 커플러들을 채용하는 교정 기술들을 사용하여 결정될 수 있다. 다중포트 네트워크가 다음 도면인 도 7에 도시된 바와 같이 송신 신호 경로 및 수신 신호 경로 둘 다의 부분인 경우에, 다중포트 네트워크는 여전히 유익하게 채용될 수 있다. 이 경우, 다중포트 네트워크는 수신 채널에서 좌표들의 변화로서 나타난다. 요망되는 송신 위상은 (21)에 따라 계산될 수 있다.
도 7은 본 발명의 실시예에 관련하여 다중포트 네트워크의 예를 도시한 것이다. 도 7을 참조하면, 가입국(200)에 통합된 다중포트 네트워크(700)가 도시되었다. 다중포트 네트워크(700)는 입력 포트들 1 및 2, 및 출력 포트들 3 및 4을 포함한다. 다중포트 네트워크(700)의 입력 포트들 1 및 2은 각각 방향성 커플러들(252, 254)에 연결할 수 있고, 다중포트 네트워크(700)의 출력 포트들 3 및 4은 안테나(232, 234)에 직접 연결할 수 있다. 이 구성에서, 다중포트 네트워크(700)는 공중 통신 채널(air communication channel)상의 일부로서 간주될 수 있다. 이 구성에서, 가입국(200)은 다중포트 네트워크(700)의 입력 포트들 1 및 2에 존재하는 채널 상태들에 기초하여 RF 신호들을 송신 및 수신할 수 있다. 중한 페이딩(deep fading)은 무선 채널들에서 일반적으로 발생하는 것으로, 안테나(232 또는 234) 중 하나는 제 2 안테나에 의해 수신되는 신호에 비해 진폭이 상당히 낮은 신호를 수신할 수 있다. 이러한 상태들에서, 식(4)에 주어진 다중포트 네트워크(700)의 전달함수는 다중포트 네트워크(700)의 입력 포트들 1 및 2에 있는 신호를 실질적으로 유사한 진폭으로 변환할 수 있다.
다중포트 네트워크의 포함을 지원하기 위해 요구되는 교정 절차는 가입국 단말(200)에 대해 기술된 교정 절차와 동일하다.
도 8은 본 발명의 실시예에 관련하여 일반적으로 90도 하이브리드 커플러라고 하는 다중포트 네트워크의 구현예를 도시한 것이다. 도 8을 참조하면, 가입국(200)에 통합된 90도 하이브리드 커플러(800)이 도시되었다. 이 실시예에 있어서는 포트1 및 포트2를 입력들로서 간주하고 포트3 및 포트4를 출력들로서 간주한다. 90도 하이브리드 커플러(310)는 도시된 바와 같은 전기 길이들 및 특성 임피던스들을 가진 송신 라인들을 사용하여 실현될 수 있다. 여기에서, Z0는 전형적으로 50 오옴인 특성 임피던스(characteristic impedance)를 나타내며, λ/4는 송신 중심 주파수에서 1/4 파장 라인이다.
Figure 112012072482684-pct00105
의 식에 따라 반사된 입사 파워 파들 간에 관계를 기술하기 위해 일반적으로 2-포트 네트워크에 대한 S-파라미터 행렬이 사용되며, O1 및 O2는 출력들이며 I1 및 I2는 입력들이다. 등가적으로, O1 = S11I1 + S12I2 및 O2 = S21I1 + S22I2이다. 다중포트 네트워크(210)의 전달함수(transfer function)는 S-파라미터들의 행렬에 의해 나타낼 수 있다.
90도 하이브리드 커플러(800)는 다음 식에 의해 주어지는 명목상 스캐터링 파라미터들을 갖는다.
Figure 112012072482684-pct00106
(22)
Figure 112012072482684-pct00107
을 하이브리드에의 입력들로 놓고, x1은 입력 포트1에 인가되는 신호를 나타내며, x2는 입력 포트2에 인가되는 신호이다. 유사하게,
Figure 112012072482684-pct00108
를 하이브리드의 출력들이라 놓고, y1은 출력 포트3에 나타나는 신호를 나타내며, y2는 출력 포트4에 나타나는 신호를 나타낸다. 식(22)를 사용하여, 입력들 x의 벡터와 출력들 y의 벡터 간의 명목상 관계는 y = Ax에 의해 주어지며,
Figure 112012072482684-pct00109
(23)
이다.
실제로, 90도 하이브리드 커플러들은 손실을 나타내며 관계식은 (23)으로부터 다소 벗어난다. 90도 하이브리드 커플러(800)는 선형, 시불변(time-invariant), 수동, 비-강자성(non-ferromagnetic) 회로(circuit)이다. 90도 하이브리드 커플러(310)에 의해 다중포트에 의해 본 임피던스들은 명목상인 것으로 가정한다. 그러면, 다음의 전압 관계식이 성립한다.
Figure 112012072482684-pct00110
(24)
Figure 112012072482684-pct00111
는 복소수들의 필드를 나타낸다. 따라서, 위에 가정들 하에서, 90도 하이브리드 커플러는 양방향성 장치이며 한 포트에서 또 다른 포트로의 전달함수는 어느 것이 입력인지 출력인지에 따르지 않는다.
도 9는 본 발명의 실시예에 관련하여 다중포트 네트워크의 또 다른 예를 도시한 것이다. 도 9를 참조하면 가입국(200)에 통합된 다중포트 네트워크(910)가 도시되었다. 도 9는 가입국(200) 내 대체 위치에 다중포트 네트워크(910)이 포함된 것을 도시한다. 다중포트 네트워크(910)의 입력 포트들 1 및 2은 각각 파워 증폭기들(212, 214)에 연결된다. 다중포트 네트워크(910)의 출력 포트들 3 and 4은 각각 송신/수신 스위치들(222, 224)의 송신 포트에 연결된다. 한 주요 이점은 다중포트 네트워크(910)가 이제 송신 신호 경로에 대해서만 동작하고 가입국의 수신 신호 경로는 변경되지 않는다는 것이다. 이 구성에서, 안테나들(232, 234) 중 하나에서 관찰되는 수신기 간섭은 제 2 수신 경로에 결합하지 않는다. 따라서, 간섭으로 제한된 채널 상태들에서, 가입국은 234와는 무관하게 안테나(232)로부터의 간섭을 처리할 수 있다. 이 능력은 2개의 수신 안테나와는 무관하게 간섭 경감 기술들을 포함할 수 있는 최선의 수신 처리 방법을 가입국이 선택할 수 있게 한다. 따라서, 이 구성에서, 가입국(200)의 수신 성능은 다중포트 네트워크에 의해 도입된 전달함수 특징들에 의존하지 않는다.
도 9에 도시된 다중포트 네트워크의 구성은 피드백 결합 신호(fb1, fb2)가 이제 제 1 송신 신호(X1) 및 제 2 송신 신호(X2)의 결합에 비례하기 때문에, Tx 측정부에 대해 도 3에 제시된 송신 위상 교정 방법에 추가의 복잡성을 유발한다. 다중포트 네트워크(910)의 출력 포트3 및 출력 포트4로부터 송신 출력은 2개의 개별적 송신 경로들의 전달함수로 곱한 (4)에 의해 주어진 다중포트 네트워크의 전달함수를 사용하여 모델링 될 수 있다. 피드백 결합 신호들은 이제 다음처럼 도출될 수 있다.
Figure 112012072482684-pct00112
(25)
Figure 112012072482684-pct00113
(26)
이득 항들
Figure 112012072482684-pct00114
및 위상 항들
Figure 112012072482684-pct00115
은 다중포트 전달함수 (4)을 통해 이전에 정의된 항들인 이득 및 위상
Figure 112012072482684-pct00116
,
Figure 112012072482684-pct00117
에 관계되어 다음 식과 같게 된다.
Figure 112012072482684-pct00118
파라미터들 S31, S32, S41 및 S42는 다중포트 네트워크(910)의 스캐터 파라미터들을 나타낸다. 식(27) 내지 식(30)에 주어진 4개의 서로 다른 이득 및 위상 항들을 계산하는 방법은 다음과 같다.
단계1: X2 = 0로 설정하고, 유효한 송신 신호(X1)를 인가한다.
단계2: fb1을 모니터하기 위해 스위치들(372, 374)을 구성한다.
단계3: g31, 및
Figure 112012072482684-pct00119
을 측정하기 위해 도 3의 설명에서 개괄된 절차에 따른다.
단계4: fb2을 모니터하기 위해 스위치들(372, 374)을 구성한다.
단계5: g41, 및
Figure 112012072482684-pct00120
을 측정하기 위해 도 3의 설명에서 개괄된 절차에 따른다.
단계6: X1 = 0로 설정하고, 유효한 송신 신호(X2)를 인가한다.
단계7: 각각 측정들
Figure 112012072482684-pct00121
,
Figure 112012072482684-pct00122
을 얻기 위해 단계2 내지 단계5를 반복한다.
팩토리 교정된(factory calibrated) 다중포트 네트워크의 스캐터링 파라미터들을 가지면, 송신 위상차들은 유효한 상기 팩토리 교정된 다중포트 네트워크를 측정된 채널 추정들 H1(f) 및 H2(f)로 모델링 함으로써 계산될 수 있다. 이 수법의 이점은 수신 안테나들에서 간섭하는 신호 파워들에 강한 차이들을 활용하는 능력을 유지하면서 강한 채널 불균형들이 있어도 송신 파워 이득들을 제공한다는 것이다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따라 업링크 빔성형 교정을 수행하기 위해 무선 트랜시버에 의해 이용되는 대표적인 절차를 도시한 흐름도이다. 도 10을 참조하면, 단계들은 단계(1002)부터 시작할 수 있다. 단계(1002)에서, 가입국 트랜시버(200)는 복수의 안테나들(232 ~ 234)에 결합된다. 안테나 어레이들(232 ~ 234)의 각 안테나는 단일 RF 방향성 커플러를 통해 연관된 대응하는 송신 경로 및 수신 경로에 결합될 수 있다. 예를 들면, RF 방향성 커플러(252)는 안테나(232)에 결합되고 RF 방향성 커플러(254)는 안테나(234)에 각각 결합된다. 이에 관하여, 가입국 트랜시버(200)는 교정 발생기(360)로부터 발생된 교정 신호를 RF 방향성 커플러(252)와 같은 제 1 방향성 커플러에 인가하도록 동작 가능할 수 있다. 단계(1004)에서, 가입국 트랜시버(200)는 수신기 출력을 교정 신호에 상관시킴으로써, 안테나(232)로의 수신 경로와 같은 제 1 수신 경로의 Rx 위상을 측정하도록 동작 가능할 수 있다. 단계(1006)에서, 가입국 트랜시버(200)는 RF 방향성 커플러(254)와 같은 제 2 방향성 커플러에 교정 신호를 인가할 수 있다. 단계(1008)에서, 가입국 트랜시버(200)는 예를 들면, 수신기 출력을 교정 신호에 상관시킴으로써, 안테나(234)에 연관된 수신 경로와 같은 제 2 수신 경로의 Rx 위상을 측정하도록 동작 가능할 수 있다. 단계(1010)에서, 가입국 트랜시버(200)는 제 1 수신 경로의 측정된 Rx 위상과 제 2 수신 경로의 측정된 Rx 위상 간에 수신기 경로차를 계산하도록 동작 가능할 수 있다. 단계(1012)에서, 가입국(200)은 안테나(232)에 연관된 제 1 송신 체인에 인가되는 기저대역 송신 신호에 제 1 방향성 커플러(252)의 출력을 상관시킴으로써 제 1 송신 경로의 Tx 위상을 측정할 수 있다. 단계(1014)에서, 가입국(200)은 안테나(234)에 연관된 제 2 송신 체인에 인가되는 기저대역 송신 신호에 제 2 방향성 커플러(254)의 출력을 상관시킴으로써 제 2 송신 신호의 송신 위상을 측정하도록 동작 가능할 수 있다. 단계(1016)에서, 가입자(200)는 안테나들(232 ~ 234)에 연관된 채널 추정들로부터 수신 위상차들의 벡터를 계산하도록 동작 가능할 수 있다. 단계(1018)에서, 가입국(200)은 식(4)에 나타낸 바와 같이, 3개의 위상차들의 합과 동일한 복합 위상차를 이용하여 업링크 신호들 을 생성하도록 동작 가능할 수 있다. 단계(1020)에서, 가입국(200)은 생성된 신호들을 개별적으로 증폭하고 생성된 신호들을 각각 제 1 송신 경로 및 제 2 송신 경로로 송신할 수 있다.
다입력-다출력 통신 시스템에서 업링크 빔성형 교정을 위한 방법 및 시스템의 여러 측면들에서, 송신기 및 수신기를 포함한 가입국 트랜시버(200)와 같은 무선 트랜시버가 복수의 안테나들(232, 234)에 결합된다. 가입국 트랜시버(200)는 기지국(110)의 하나 이상의 안테나들로부터 상기 복수의 안테나들을 통해 RF 신호들을 수신할 수 있다. 가입국 트랜시버(200)는 수신된 RF 신호들에 기초하여 상기 복수의 안테나들 간에 송신 위상차와 같은 송신 위상 관계를 판정하도록 동작 가능할 수 있다. 예를 들면, 수신기 RF 신호들은 가입국 트랜시버(200)에서 수신 신호 강도 및 수신 데이터 레이트와 같은 수신기 성능을 판정하게 처리될 수 있다. 가입국 트랜시버(200)는 판정된 수신기 성능에 기초하여 복수의 안테나들 간에 송신 위상 관계를 판정하도록 동작 가능할 수 있다. 안테나들(232, 234)과 같은 하나 이상의 송신 안테나들 및 대응하는 송신 파워 레벨들은 판정된 송신 위상 관계 및 판정된 수신기 성능에 기초하여 선택될 수 있다.
가입국 트랜시버(200)는 선택된 송신 파워 레벨들에서 선택된 송신 안테나들(232, 234)을 이용하여 RF 신호들을 기지국(110)에 송신할 수 있다. 기지국(110)으로부터 수신된 RF 신호들은 복수의 안테나들(232, 234)에 할당될 하나 이상의 그룹들의 서브캐리어들과 중첩할 수 있는 서브캐리어들을 포함할 수 있다. 즉, 수신된 RF 신호들은 송신을 위해 가입국(120)으로 기지국(110)에 의해 할당되는 서브캐리어들의 적어도 한 부분을 포함할 수 있는 서브캐리어들로 기지국(110)으로부터 송신될 수 있다.
기지국으로부터 RF 신호들의 수신을 위한 수행은 주파수 선택적인 기준으로 또는 비-주파수 선택적인 기준으로 수행될 수 있다. 판정된 수신기 성능은 수신 신호 강도, 신호 대 잡음비, 신호 강도, 데이터 레이트, 수신된 신호의 변동, 수신된 RF 신호들에 대한 BER 및 FER와 같은 각종 수신 오류 레이트들을 포함할 수 있다. 이에 관하여, 가입국 트랜시버(200)는 판정된 수신 성능에 기초하여 복수의 안테나들(232, 234)에의 각 수신 경로를 교정할 수 있다. 예를 들면, 수신 파워 레벨들은 판정된 수신 성능에 나타난 수신 신호 강도에 기초하여 LNA들(319a, 319b)에서 조절될 수 있다.
송신 동안, 가입국 트랜시버(200)는 송신 RF 신호들에 관해 RF 측정 을 수행할 수 있다. 이에 관하여, 송신 RF 신호들의 송신 파워 및 송신 위상은 예를 들면 방향성 커플러들(252, 254)을 통해 송신 RF 신호들로부터 추출된 샘플들을 이용하여 판정되거나 계산될 수 있다. 가입국 트랜시버(200)는 선택된 송신 안테나들(232, 234)에 대해 송신 파워 측정들 및 송신 위상 측정들, 및 안테나들(232, 234)에 연관된 판정된 수신 신호 특징들에 기초하여 복수의 안테나들 간에 송신 위상 관계를 동적으로 조절하도록 동작 가능할 수 있다.
가입국 트랜시버(200)는 선택된 송신 안테나들(232, 234)에 대한 송신 파워 측정들 및 송신 위상 측정들, 선택된 송신 위상 관계 및 판정된 수신기 성능에 기초하여 복수의 안테나들에 대한 송신 채널 품질들을 특징 지우거나 판정할 수 있다. 가입국 트랜시버(200)는 조절된 송신 위상 관계, 특징 지워진 송신 채널 품질들 및 판정된 수신기 성능에 기초하여 복수의 송신 안테나들을 동적으로 할 수 있다. 이에 관하여, 동적으로 선택된 송신 파워 레벨들은 가입국 트랜시버(200)에서 대부분들의 송신 파워가 선택된 송신 안테나들에 보내질 수 있음을 나타낸다. 가입국 트랜시버(200)는 선택된 송신 파워 레벨들에서 동적으로 선택된 송신 안테나들을 이용하여 후속 RF 신호들을 기지국(110)에 송신할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예들은 기계 및/또는 컴퓨터에 의해 실행될 수 있어 기계 및/또는 컴퓨터로 하여금 다입력-다출력 통신 시스템에서 업링크 빔성형 교정을 위해 본원에 기술된 바와 같은 단계들을 수행하게 하는 적어도 한 코드 부분을 가진 기계 코드 및/또는 컴퓨터 프로그램이 저장된 비-일시적 컴퓨터 가독 매체 및/또는 스토리지 매체, 및/또는 비-일시적 기계 가독 매체 및/또는 스토리지 매체를 제공할 수 있다.
따라서, 본 발명은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 실현될 수 있다. 본 발명은 적어도 한 컴퓨터 시스템에서 중앙집중식으로, 혹은 서로 다른 요소들이 몇몇 상호연결된 컴퓨터 시스템들에 걸쳐 분산된 분산 방식으로 실현될 수 있다. 임의의 종류의 컴퓨터 시스템 또는 본원에 기술된 방법들을 수행하게 된 그외 장치가 적합하다. 하드웨어와 소프트웨어의 전형적인 조합은 로딩되어 실행되었을 때, 본원에 기술된 방법들을 수행하게 컴퓨터 시스템을 제어하는 컴퓨터 프로그램을 가진 범용 컴퓨터 시스템일 수 있다.
또한, 본 발명은 본원에 기술된 방법들을 구현할 수 있게 하는 모든 특징들을 포함하고 컴퓨터 시스템에 로딩되었을 때 이들 방법들을 수행할 수 있는 컴퓨터 프로그램 제품 내 내장될 수 있다. 본 맥락에서 컴퓨터 프로그램은 정보 처리 능력을 가진 시스템으로 하여금 특별한 기능을 곧바로, 혹은 a) 다른 언어, 코드 또는 표기로의 변환 및 b) 다른 물리적 형태로 재현 중 어느 하나 혹은 둘 다 후에 수행하도록 한, 임의의 언어, 코드 또는 표기로 된 한 세트의 명령들의 표현을 의미한다.
본 발명이 어떤 실시예들을 참조하여 기술되었지만, 본 발명의 범위 내에서 다양한 변경들이 행해질 수 있고 등가물들로 대체될 수 있음이 당업자들에 의해 이해될 것이다. 또한, 본 발명의 범위 내에서 본 발명의 교시된 바들에 맞게 특정한 상황 혹은 재료를 개조하는 많은 변경들이 행해질 수 있다. 그러므로, 본 발명은 개시된 특정한 실시예로 한정되지 않으며 본 발명은 첨부된 청구항들의 범위 내에 드는 모든 실시예들을 포함하는 것이다.

Claims (20)

  1. 통신 방법에 있어서,
    수신기, 송신기와 송신기, 및 복수의 안테나들을 포함하는 무선 통신 장치에서,
    상기 복수의 안테나들에 의해 수신된 무선 주파수(radio frequency) 신호들에 기초하여 상기 복수의 안테나들 중 적어도 둘 간에 송신 위상 관계를 판정하는 단계로서, 상기 무선 주파수 신호들은 기지국의 하나 이상의 안테나들로부터 수신되는 것인, 상기 송신 위상 관계 판정 단계;
    상기 판정된 송신 위상 관계를 사용하여 상기 복수의 안테나들 중 상기 적어도 둘로부터 상기 기지국으로 무선 주파수 신호들을 송신하는 단계;및
    주파수 선택적인 기준(frequency selective basis)으로 또는 비-주파수 선택적인 기준(non-frequency selective basis)으로 상기 수신기의 성능을 판정하는 단계를 포함하는, 통신 방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 기지국의 상기 하나 이상의 안테나들로부터 상기 무선 주파수 신호들을 수신하는 단계를 포함하며, 상기 송신을 위해 할당될 서브캐리어들은 상기 수신된 무선 주파수 신호들의 서브캐리어들 서브셋(subset)인, 통신 방법.
  3. 삭제
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 기지국의 상기 하나 이상의 안테나들로부터 상기 복수의 안테나들의 상기 적어도 둘을 통해 후속적으로 무선 주파수 신호들을 수신하기 위해 상기 수신기의 상기 판정된 성능에 기초하여 상기 수신기의 하나 이상의 수신 경로들을 교정하는 단계를 포함하는, 통신 방법.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 수신기의 상기 판정된 성능에 대해 상기 송신 동안 상기 송신 무선 주파수 신호들의 송신 파워 및 송신 위상을 측정하는 단계를 포함하는, 통신 방법.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 선택된 송신 안테나들 상의 상기 송신 파워 측정들 및 상기 송신 위상 측정들, 및 상기 수신기의 상기 판정된 성능에 기초하여 상기 복수의 안테나들 중 상기 적어도 둘 간에 상기 판정된 송신 위상 관계를 동적으로 조절하는 단계를 포함하는, 통신 방법.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 선택된 송신 안테나들 상의 상기 송신 파워 측정들 및 상기 송신 위상 측정들, 상기 동적으로 조절된 송신 위상 관계 및 상기 수신기의 상기 판정된 성능에 기초하여 상기 복수의 안테나들 중 상기 적어도 둘에 대한 송신 채널 품질들을 판정하는 단계를 포함하는, 통신 방법.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 동적으로 조절된 송신 위상 관계, 상기 판정된 송신 채널 품질들 및 상기 수신기의 상기 판정된 성능에 기초하여 상기 복수의 안테나들 중 2 이상 및 대응하는 송신 파워 레벨들을 동적으로 선택하는 단계를 포함하는, 통신 방법.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 동적으로 선택된 대응하는 송신 파워 레벨들은 상기 송신기에서 송신 파워의 대부분에 대응하는, 통신 방법.
  10. 청구항 8에 있어서,
    상기 동적으로 선택된 대응하는 송신 파워 레벨들에서 상기 동적으로 선택된 2 이상의 상기 복수의 안테나들을 이용하여 상기 기지국의 상기 하나 이상의 안테나들에 후속 무선 주파수 신호들을 송신하는 단계를 포함하는, 통신 방법.
  11. 통신 시스템에 있어서,
    복수의 안테나들을 포함하는 무선 통신 장치에서 사용을 위한 하나 이상의 프로세서들 및/또는 회로들을 포함하며, 상기 하나 이상의 프로세서들 및/또는 회로들은 수신기 및 송신기를 포함하고,
    상기 하나 이상의 프로세서들 및/또는 회로들은
    상기 복수의 안테나들에 의해 수신된 무선 주파수(radio frequency) 신호들에 기초하여 상기 복수의 안테나들 중 적어도 둘 간에 송신 위상 관계를 판정하고 상기 무선 주파수 신호들은 기지국의 하나 이상의 안테나들로부터 수신되며,
    상기 판정된 송신 위상 관계를 사용하여 상기 복수의 안테나들 중 상기 적어도 둘로부터 상기 기지국으로 무선 주파수 신호들을 송신하도록 동작 가능하고,
    상기 하나 이상의 프로세서들 및/또는 회로들은 주파수 선택적인 기준(frequency selective basis)으로 또는 비-주파수 선택적인 기준(non-frequency selective basis)으로 상기 수신기의 성능을 판정하도록 동작 가능한, 통신 시스템.
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 하나 이상의 프로세서들 및/또는 회로들은 상기 기지국의 상기 하나 이상의 안테나들로부터 상기 무선 주파수 신호들을 수신하도록 동작 가능하며, 상기 송신을 위해 할당될 서브캐리어들은 상기 수신된 무선 주파수 신호들의 서브캐리어들 서브셋(subset)인, 통신 시스템.
  13. 삭제
  14. 청구항 11에 있어서,
    상기 하나 이상의 프로세서들 및/또는 회로들은 상기 기지국의 상기 하나 이상의 안테나들로부터 상기 복수의 안테나들 중 상기 적어도 두 개를 통해 후속하여 무선 주파수 신호들을 수신하기 위해 상기 수신기의 상기 판정된 성능에 기초하여 상기 수신기의 하나 이상의 수신 경로들을 교정하도록 동작 가능한, 통신 시스템.
  15. 청구항 11에 있어서,
    상기 하나 이상의 프로세서들 및/또는 회로들은 상기 수신기의 상기 판정된 성능에 대해 상기 송신 동안 상기 송신 무선 주파수 신호들의 송신 파워 및 송신 위상을 측정하도록 동작 가능한, 통신 시스템.
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 삭제
  19. 삭제
  20. 삭제
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