CN102835039A - 多天线无线通信系统内进行上行链路波束形成校正的方法和系统 - Google Patents

Abstract

一种无线收发器，包括发送器、接收器和多根天线，根据通过至少两根天线从基站的一根或多根天线接收的射频（RF）信号，确定至少两根天线之间的发送相位关系。使用所确定的发送相位关系，通过至少两根天线，发送射频信号。从所接收的射频信号确定的接收器性能，校正接收器，以用于随后的射频信号接收。根据发送射频测量和所确定的接收器性能，动态地调整发送相位关系。根据发送射频测量和动态调整的发送相位关系，确定每根发送天线的发送信道质量。根据所调整的发送相位关系、特征化的发送信道质量和所确定的接收器性能，动态地选择发送天线，以用于随后至基站的发送。

Description

多天线无线通信系统内进行上行链路波束形成校正的方法和系统

相关申请的交叉引用/通过引证进行结合

本专利申请参考了2010年2月8日提交的美国临时专利申请第61/302,214号（律师代理申请案编号23832US01，BCM157P），并要求其优先权以及要求其权益。

本专利申请还参考了与该申请同一天提交的美国申请号______（律师代理申请案编号23716US02）。

通过引证将上述的申请的全文结合于本文中。

技术领域

本发明的一些实施例涉及通信系统。更具体地，本发明的一些实施例涉及在多天线通信系统内进行上行链路波束形成校正的方法和系统。

背景技术

使用诸如码分多址接入（CDMA）、时分多址接入（TDMA）、频分多址接入（FDMA）以及用于通过通信信道将诸如多媒体服务或应用程序的服务通信给用户的其他多址接入技术的各种接入技术，可实施无线通信系统。通信信道的特征在于，从蜂窝内和蜂窝外的信号电平浮动并且添加干扰。通过通信信道传输的信号会表现出同信道干扰、路径损耗、阴影、和/或多径衰落，这些直接影响通信的信号，并且导致时变信号质量，例如，时变信号与干扰加噪声比（SINR）。

在包括3GPP长期演进（LTE）和全球微波互联接入（WiMAX）的各种无线通信系统中，已经采用了在无线终端使用多根接收天线的方法，以提高链路质量、吞吐量、减少多径衰落。多根天线能够允许用户（SS）根据干扰的空间特征来拒绝干扰。在上行链路和下行链路传输中都可以使用多根天线。在时分双工（TDD）系统中，上行链路和下行链路信道相互作用；因此，用户可使用信道知识，并且从多根天线进行发送，以在基站同时地组合传输，这称为波束形成。

通过比较这些系统和在本申请的剩余部分参照示图所阐述的本发明的一些方面，常规和传统方法的其他局限性和缺点对于本领域的普通技术人员而言是显而易见的。

发明内容

提供了一种在多天线通信系统内进行上行链路波束形成校正的方法和/或系统，基本上为附图中所示出的和/或结合至少一幅图所描述的，如权利要求中更完整地阐述的。

从以下的描述和附图中，将会更完整地理解本发明的这些和其他优点、方面和新颖特征以及本发明所示的实施例的细节。

附图说明

图1为示出了根据本发明实施例的用于支持上行链路波束形成校正的示例性通信系统的示图。

图2为示出了根据本发明实施例的用于执行上行链路的波束形成的示例性无线收发器的框图。

图3为示出了根据本发明实施例的可以用于上行链路波束形成校正的示例性射频（RF）信号处理单元的框图。

图4为示出了根据本发明实施例的可以用于波束形成的示例性基带接收数字信号处理单元的框图。

图5为示出了根据本发明实施例的可以用于波束形成的示例性校正信号音相关单元430的框图。

图6示出了根据本发明实施例的Tx信号处理子系统的示例性框图。

图7示出了结合本发明实施例的多端口网络的示例。

图8示出了结合本发明实施例的通常称为90度混合耦合器的多端口网络的实施方式的示例。

图9示出了结合本发明实施例的多端口网络的另一示例。

图10为示出了根据本发明实施例的无线收发器执行上行链路波束形成校正所利用的示例性处理的流程图。

具体实施方式

在多天线通信系统中进行上行链路波束形成校正的方法和系统内，可以找到本发明的一些实施例。在本发明的各种实施例中，无线收发器包括发送器、接收器和天线阵列，该无线收发器可用于根据多根天线所接收到的射频信号确定多根天线之间所需要的时变发送相位关系；确定接收器路径的相位差；并且确定至各个多根天线的发送器路径间的相位差。

从基站的一根或多根天线通信所接收到的射频信号。基于从所接收到的射频信号确定的特性，可选择多根天线中两根以上天线以及相应的发送功率水平。示例性特性为接收信号强度，通常称为RSSI。无线收发器可使用所选择的发送天线将射频信号发送给基站，其中，发送的信号之间的相位关系响应于所测量出的接收相位差。所接收的射频信号可包括与基站分配给天线阵列用于传输的子载波重叠的子载波。根据频率选择或根据非频率选择，可从所接收到的射频信号确定无线收发器的接收器性能。根据频率选择或根据非频率选择，可计算所需要的发送相位

在发送的过程中，可测量发送射频信号的发送功率和发送相位。根据发送射频测量结果和所需要的发送相位，可动态地调整发送相位关系。可根据所接收的射频信号和/或特征化的发送信道质量，动态地选择天线阵列中的一根或多根发送天线。先前算出的信道特性和所需要的发送相位可用于发送随后的射频信号。

图1为示出了根据本发明实施例的用于支持上行链路波束形成校正的示例性通信系统的示图。参照图1，其示出了通信系统100。通信系统100包括基站110和用户站120。

基站110可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，用于管理和为各种用户站（例如，用户站120）的用户调度上行链路方向和/或下行链路方向上的通信资源。基站110可耦接到天线112，该天线可用于在上行链路和/或下行链路方向上与用户站（例如，用户站120）通信信息。虽然为基站110示出一根天线112，但是本发明可不限于此。因此，在不背离本发明的各种实施例的精神和范围的情况下，基站110可使用两根以上天线来支持上行链路波束形成校正。

用户站（例如，用户站120）可包括用于与基站110通信信息的适当的逻辑、电路、接口和/或代码。通过建立于用户站120和基站110之间的无线电信道，用户站120可发送和/或接收射频（RF）信号。从基站110接收到的射频信号的强度可随着信道状态（例如，波动信号强度水平和/或相邻基站添加的干扰）而变化。根据装置的容量，用户站120可使用各种接入技术（例如，CDMA、GSM、UMTS、LTE和/或WiMAX）与基站110通信信息。

用户站120还可用于经由耦接到用户站120的天线阵列122与基站通信信息。天线阵列122可包括多根天线122a-122b，每根天线连接到用户站120内不同的射频处理路径或射频链。天线阵列122能够进行空间域信号处理，从而减少干扰。

用户站120还可用于通过将发送信号的下变频采样与施加至每个发送器链或路径的各个基带信号相互关联来计算发送器路径间的相位关系，发送器路径由定向耦合器124a和124b耦接到天线122a-122b。用户站120可用于控制或调整天线122a-122b之间的发送相位关系。可根据频率选择和根据接收相位差，选择或分配天线122a-122b之间的发送相位关系。例如，OFDM（正交频分多路复用）信道可包括多个子载波。在这方面，可以逐个子载波或基于子载波组，调整天线122a-122b之间的发送相位关系。

射频定向耦合器（例如，射频定向耦合器124a）可包括用于控制关于经由天线122a通信的信号的功率水平的适当的逻辑、电路、接口和/或代码。在本发明的实施例中，单个射频定向耦合器可分别耦接到多根天线122a-122b的各根天线。例如，天线122a和天线122b分别与射频定向耦合器124a和射频定向耦合器124b耦接。射频定向耦合器124a和124b可用于将发送器输出的小部分耦合到由fb₁和fb₂表示的相应的反馈路径。射频定向耦合器124a可为双向装置。在这方面，单个射频定向耦合器124a可用于天线122a的发送路径和接收路径。射频定向耦合器124a可用于允许从射频发送信号提取射频发送信号的一个或多个样本，其中射频发送信号为至射频定向耦合器124a的输入。在这方面，可以使用所提取的样本，测量或计算经由至天线122a的发送路径的射频发送信号的幅度和/或相位延迟。

在本发明的示例性实施例中，在发送的时间间隔内，用户站120可控制和调整天线122a-122b之间的发送相位关系，使得对于每个频率，在天线122a-122b测量出的天线122a-122b之间的发送相位差为天线122a-122b之间的接收相位差的负值。令φ_Rx,1(f,t_Rx)和φ_Rx,2(f,t_Rx)表示频率为f，接收时间为t_Rx时天线122a和天线122b的接收相位。令φ_Rx,1(f,t_Tx)和φ_Rx,2(f,t_Rx)表示频率为f，发送时间为t_Tx时天线122a和天线122b的发送相位。在发送时间间隔t_Tx内，可有利地选择天线122a和天线122b之间的发送相位关系，以满足关系

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{Tx},2}(f,t_{\mathrm{Tx}})-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{Tx},1}(f,t_{\mathrm{Tx}})=-({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{Rx},2}(f,t_{\mathrm{Rx}})-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{Rx},1}(f,t_{\mathrm{Rx}}))---\left(1\right)$

为了满足该关系，可考虑三个相位关系，即，无线信道的实际相位差、发送路径之间的相位差以及接收路径之间的相位差。信道的相位差可估计为经滤波的信道估计之间的相位差。令

表示角算符，并且令和

表示信道估计的相位。于是，

其中，为噪声引起的误差项。表示第一和第二发送路径之间的相位差，并且

和

表示施加至发送链的信号的相位。为了实现所需要的输出相位关系，需要根据以下式子补偿施加至发送器的信号的相位：

相位差

和

随着温度、频率和不同的装置而变化，并且这些相位差是不能确切地知道的，可估计这些量。当所估计的量用于代替实际的值时，式子（1）变为

通过测量共同点的发送相位和接收相位，即，在定向耦合器124a和124b处，电路板设计所引起的相位差可被忽略。

在本发明的示例性实施例中，用户站120可用于逐瓦片地分配或确定天线122a-122b之间的发送相位差。在诸如WiMAX的OFDMA系统中，上行链路瓦片跨过较窄的频率范围。因此，信道通常跨接瓦片仅有小量变化，并且该组内所有子载波的信道的有效特征在于具有单个度量值。在WiMAX系统内，构成子信道的瓦片的集合在上行链路子帧内不变化。这就允许将瓦片分配给单独的天线，而无需担心关于随后符号的随后分配会导致经由不同的天线在不同的符号上发送相同的瓦片（tile）。甚至例如在WiMAX系统内旋转子信道时，也会这样。

在OFDM接收器内，频率干扰信号或载波（CW）信号可与感兴趣的OFDM信号正交。CW信号可位于保护频带内，该保护频带对应于子载波间隔的整数。因此，校正信号可耦合入定向耦合器124a，例如，对信号进行下变频，而不会显著降低接收器的灵敏度。如果在有用的符号时段内，对校正符号进行相关联，那么所接收的OFDM信号与校正信号正交，从而允许进行精确的相位估计。此外，在OFDM内，最好使用单个或共同的校正源或信号，并且在定向耦合器124a-124b之间切换单个校正源。在本发明的示例性实施例中，为了避免在定向耦合器124a-124b之间切换单个校正源或信号时产生干扰，有利的是，在所接收的OFDM信号的相应OFDM符号的循环前缀期间，在定向耦合器124a-124b之间切换单个校正源或信号。在用户站120意识到接收定时的情况下，用户站120可处于精确定时或进行切换的位置。

天线122a和天线122b之间的发送相位关系的选择可以是基于非频率选择的。在这方面，可使用恒定的相移来近似接收相位差

在本发明的示例性实施例中，用户站120可用于动态地选择或调整天线阵列122的多根天线之间的发送相位关系。例如，用户站120可根据与天线阵列122的每根电线相关联的接收信号特性，动态地调整天线阵列122的多根天线之间的相位关系。这些接收器信号特性可包括接收信号强度、信噪比、信号强度、所估计的干扰功率以及所接收的信号的变化。

用户站120可用于基于经由天线阵列122的每根电线的接收性能，执行发送天线的选择。在这方面，用户站120可确定与最强的接收功率水平对应的一根或多根接收器天线。一根或多根发送天线可选自所确定的接收器天线。用户站120可用于根据特征化的信道质量，自适应地选择一根或多根发送天线。在这方面，通过多载波信号的子载波，可将传输信道质量特征化。用户站120可根据所分配的发送相位差，管理和控制何时校正与每个所选的发送天线相关联的发送路径。

在本发明的示例性实施例中，用户站120可用于根据频率选择，将与天线阵列122的每根电线相关的传输信道质量特征化。例如，在至少一个所接收的信号包括来自基站110的下行链路子帧的前导的导频或参考信号音（tone）时，用户站120可将所接收的前导的导频或参考信号音特征化。具体而言，如果在传输的过程中，前导的子载波可与分配给一根或多根发送天线的一组或多组子载波重叠，那么用户站120可将所接收的前导的导频或参考信号音特征化。

图2为示出了根据本发明实施例的用于进行上行链路波束形成的示例性无线收发器的框图。参照图2，其示出了用户站收发器200。用户站收发器200包括发送（Tx）信号处理单元202、接收（Rx）信号处理单元204、射频信号处理和发送相位测量单元206、存储器208、功率放大器212和214、发送/接收（T/R）开关222和224、低噪声放大器（LNA）242和244、射频定向耦合器252和254以及天线232和234。

用户站收发器200可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于使用各种蜂窝通信技术（例如，CDMA、GSM、UMTS、WiMAX、HSPA和/或LTE），接收和/或发送射频信号。

射频信号处理和发送相位测量单元206可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于处理通过天线232和234通信的射频信号。在这方面，射频信号处理和发送相位测量单元206可用于处理从基站110接收的射频信号。射频信号处理和发送相位测量单元206可将所接收的射频信号转换成相应的基带信号，并且对下变频信号进行模数转换。所产生的数字化的接收信号由

以及表示，并可通信到接收信号处理单元204以进一步进行基带处理。射频信号处理和发送相位测量单元206还可用于处理要传输到基站110的射频信号。射频信号处理和发送相位测量单元206可从发送信号处理单元202接收由

以及表示的数字基带信号，并且对所接收的数字基带信号进行数模转换。射频信号处理和发送相位测量单元206可用于将所产生的模拟基带信号转换成相应的射频信号，从而通过天线232和234传输到基站110。

不同的射频定向耦合器可耦接到每个天线232和234。例如，射频定向耦合器252可位于T/R开关222和天线232之间。同样，射频定向耦合器254可位于T/R开关224和天线234之间。射频定向耦合器252和254可通过反馈信号fb₁和fb₂将射频发送信号的样本提供给射频信号处理和发送相位测量单元206。例如，定向耦合器252的耦合输出例如大约为18dB，在定向耦合器252的输入以下。在这种情况下，与波束形成所给予或提供的增益相比，定向耦合器252的损耗较小。在这方面，通过随后处理这些反馈信号，可测量或计算输入到射频耦合器252和254的相应的射频发送信号的幅度和/或相位延迟。幅度和/或相位延迟测量可用于将天线232和234的天线之间的发送相位关系特征化和/或调整该发送相位关系。

发送信号处理单元202可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于管理和/或控制射频信号处理和发送相位测量单元206的操作。在图5中进一步详细描述发送信号处理单元202。在本发明的示例性实施例中，发送信号处理单元202可用于确定与天线232和234相关的基带传输路径之间的相位差。发送信号处理单元202可将所确定的相位差用于各种操作（例如，进行逆离散傅立叶变换（IDFT）、上采样和/或滤波IDFT信号的输出）。

接收信号处理单元204可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于管理和/或控制射频信号处理和发送相位测量单元206的操作。接收信号处理单元204可执行各种基带处理（例如，信道估计、频率跟踪或估计、接收信号的解调以及结合校正信号估计接收相位）。在图4中进一步详细描述接收信号处理单元204。

存储器208可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于存储信息（例如，可执行的指令和数据），其可被接收信号处理单元204、发送信号处理单元202、或其他装置元件（例如，射频信号处理和发送相位测量单元206）使用。存储器208可包括RAM、ROM、诸如闪速存储器等的低延迟非易失性存储器和/或其他合适的电子数据存储。

在进行示例性操作时，在发送信号处理单元202和射频信号处理和发送相位测量单元206之间可传送基带信号。例如，假设

和分别为通过天线232发送和接收的基带信号。

和

分别为通过天线234发送和接收的基带信号。在本发明的各种示例性实施例中，接收信号处理单元204可使用所接收的

和

来将与天线232和234相关的接收信道特征化。接收信号的特征包括幅度、容量、信号强度、MIMO容量和等效的SINR。接收信号处理单元204可用于将所接收的

和

中的至少一个与正弦信号相关，从而测量分别与天线232和234相关的接收路径的相位。结合查找表使用数字控制振荡器（NCO），可生成正弦信号，例如，以生成NCO相位φ_cal的正弦和余弦值。NCO相位φ_cal可有利地耦合到射频信号处理和发送相位测量单元206。这样，NCO的相位φ_cal由校正信号和相关测量所共用，因此，NCO的初始阶段不重要。

从上面式子（4）中可看出，需要考虑三个相位关系，即，无线信道之间的实际相位差、发送路径之间的相位差以及接收路径之间的相位差，以最佳地计算传输过程中所施加的发送相位差。在这方面，无线信道之间的相位差通常可以以频率的方式选择。发送路径之间的相位差θ_Tx,2-θ_Tx,1以及接收路径之间的相位差θ_Rx,2-θ_Rx,1通常可为频率的弱函数。因此，可使用单个或共同的项补偿接收器和发送器相位差

如图所示，通过将信道估计

和

从接收信号处理单元204传送到发送信号处理单元202，可应用频率选择相位校正

分离地应用频率选择相位差

和φ_BF，可具有额外的优点，即，在开始进行上行链路传输时，可估计和补偿发送相位分量φ_BF，从而减少该相位项的延迟。

在本发明的示例性实施例中，通过将所选择的定向耦合器输出与施加于发送路径的相应的发送信号相关联，可实现或确定每个发送路径的发送相位的测量。

图3为示出了根据本发明实施例的可用于进行上行链路波束形成校正的示例性射频（RF）信号处理单元的框图。参照图3，其示出了射频信号处理单元300，包括多个射频路径（例如射频路径310-320）、校正发生器360、测量单元350以及两个开关372和374。这两个开关372和374能够切换反馈端口fb1和fb2，以连接到发送测量单元350或校正发生器单元360。

射频路径310包括数模转换器（DAC）312a-312b、模数转换器（ADC）316a-316b、（低通）滤波器314a-314b和318a-318b、发送混频器330a-330b、接收混频器332a-332b以及加法器334。射频路径320包括数模转换器322a-322b、模数转换器326a-326b、（低通）滤波器324a-324b和328a-328b、发送混频器340a-340b、加法器344以及接收混频器332a-332b。

测量单元350包括开关352、下变频混频器356a-356b以及发送测量单元354。发送测量单元354可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于测量发送信号的幅度和/或相位。测量单元350可处理反馈信号fb₁和fb₂，以分别控制经由天线232和天线234的发送信号的幅度和/或相位的校正。反馈路径信号被下变频并且可表示为向量信号

其包括基带信号的实部和虚部。

开关352配置成在一对基带模拟发送信号之间从X₁和X₂选择，以将所选择的信号X提供给发送测量单元354。在实施例中，反馈路径开关374和372配置成将相应的反馈路径信号路由给发送测量单元354来进行处理；即，来测量所选的这对基带模拟发送信号和与所选的这对基带模拟发送信号相应的发送器输出之间的相对相位差。这样，可测量所选的发送器链的相位。在替换的实施例中，可相对于第二发送路径的反馈路径，测量施加于第一发送对的一对基带模拟发送信号。如果该发送路径使用功率放大器和定向耦合器之间的多端口网络，那么可有利地使用该实施例。

发送信号X₁和X₂通过用户站120的射频部共同进行相移。确切的相移未知并且是变化的。这种相移可由芯片上和芯片外元件造成，例如，发送混频器、本地振荡器相位差、射频放大器、匹配网络、功率放大器（PA）以及定向耦合器。在用户站收发器200进行传输并且选择fb₁时，耦合路径连接到反馈电路可产生额外的相位。耦合的反馈信号Y_FB可与用于进行上变频的基带发送信号X₁具有不确定的关系。除了相移，发送信号还可包括未知的增益。可预测或估计信号路径所经受的标称增益，但是逐个部分的变化以及温度和偏置条件可导致X₁和Y_FB之间较大的增益变化。选择fb₂时，X₂的发送和反馈路径同样具有不确定性。在本发明的示例性实施例中，发送测量单元354可用于估计这两个信号之间的增益和相位差。将Y_FB定义为：

$Y_{\mathrm{FB}}=\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{FB}}\left(t\right)\\ Q_{\mathrm{FB}}\left(t\right)\end{array}\right]---\left(5\right)$

其中，图3中所示的I_FB(t)和Q_FB(t)分别为复数反馈信号Y_FB的实部和虚部，从而

其中，

和

表示提取复数值的实部和虚部的算符。如图4中所示，可将信号X₁和X₂定义为：

以及

等效地，

可配置图3中的开关374和372，以使得反馈信号Y_FB为第一反馈信号fb₁的样本。在这种配置下，反馈信号Y_FB可表示为以下矩阵形式：

其中，项g₁和

表示反馈信号相对于第一发送信号的相对增益和相位。而且，该相位可表示为两项的总和，从而θ_Tx,1表示第一发送路径的相位，例如包括到定向耦合器252的相移，并且θ_fb可表示反馈耦合路径的相位。以下式子表示第一发送信号和反馈信号之间更一般的关系。

其中，矩阵 $\left[\begin{array}{cc}{m}_{11}& m_{12}\\ m_{21}& m_{22}\end{array}\right],$ 表示反馈信号的减损，其与输入信号成比例，并且矩阵 $\left[\begin{array}{c}{O}_{I1}\\ O_{Q1}\end{array}\right]$ 表示恒定的偏移项，其与输入信号无关。

在本发明的示例性实施例中，可选择图3的开关352，使得发送测量单元354可同时接入第一发送信号X₁和反馈信号Y_FB。发送测量单元354可通过多个样本

计算相关项

和

可将这些样本选择为例如与大约5us的时段对应，从而允许在开始进行上行链路传输时，测量和补偿相位和/或增益。在替换的实施例中，可将

选择为对应于发送符号时段。相关时段的增大通常会带来估计精确度提高。

通过 $M=\left[\begin{array}{cc}{m}_{11}& m_{12}\\ m_{21}& m_{22}\end{array}\right]=R_{\mathrm{YX}}{R}_{\mathrm{XX}}^{-1}=\left[\mathrm{\Σ}{Y}_{\mathrm{FB}}{X}^T\right]{\left[\mathrm{\Σ}{X}_1{X}^T\right]}^{-1}---\left(13\right)$

可计算减损M的矩阵。

随后，第一发送信号的构成增益和相位可形成为

$g_1=\sqrt{\frac{m_{11}^2+m_{12}^2+m_{21}^2+m_{22}^2}{2}}---\left(14\right)$

以及，

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Tx},1}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{fb}}=\frac{\∠(m_{11}-j{m}_{21})+\∠(m_{22}+j{m}_{12})}{2}---\left(15\right).$

在本发明的示例性实施例中，通过将开关352配置成选择X=X₂并且将开关372和374配置成促使或触发Y_FB耦合到信号fb₂，可用相似的方式计算第二发送信号的各个增益和相位项g₂和

式子（11）到（15）现在重新用于计算第二发送路径的增益和相位项。

校正发生器360可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于产生调制的信号

其中，ω为与所接收的信号的中心频率对应的角频率。在实施例中，

以及Δf可表示子载波间距。在这方面，校正信号为连续波信号，该信号相对于所接收的OFDM信号以整数倍频移出现。例如，校正信号可通过反馈信号fb₁和fb₂耦合到射频耦合器252和254。在实施例中，共同的相位

可用于生成接收校正和下变频的接收信号的相关性。从式子（4）中得出：

现在，可理解使用用于接收和发送校正的定向耦合器以及用于发送和接收校正的共同路径的优点。由于到第一定向耦合器的反馈路径的任何相位延迟由所估计的发送和接收相位估计所共有，所以从校正项

中抵消了反馈的相位延迟。因此，波束形成的相位校正的精确性不受反馈路径中相位变化的影响，制造变化或电路板设计引起该相位变化。

在操作的过程中，射频信号处理单元300可用于进行射频处理，以发送和接收信号。射频路径310可用于处理通过天线232通信的射频信号。射频路径320可用于处理通过天线234通信的射频信号。在实施例中，射频路径310和320相同。

图4为示出了根据本发明实施例的用于波束形成的示例性基带接收数字信号处理单元的框图。参照图4，其示出了数字信号处理单元400，该单元包括多个基带（BB）处理路路径（例如，基带路径410-420）和校正信号音相关器430。基带路径410包括数字低通滤波器（LPF）412a-412b、抽取器414a-414b、FFT模块416、信道估计单元418以及解调器419。基带路径420包括LPF 422a-422b、抽取器424a-424b、FFT模块426、信道估计单元428以及解调器429。

基带路径410可包括适当的逻辑、电路、和/或接口，其可用于处理基带信号，这些信号与通过天线232发送的射频信号相对应。

数字LPF 412a和抽取器414a可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于处理基带信号的I分量。数字LPF 412b和抽取器414b可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于处理基带信号的Q分量。抽取器414a和414b的输出可输入到FFT模块416中。

FFT模块416可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于对输入信号执行FFT操作，从而将时域内的基带样本转换成频域内相应的样本。

信道估计单元418可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于使用FFT模块416的输出中频域内的样本估计信道。

解调器419可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于将FFT模块416的输出中频域内的样本解调，从而从通过天线232接收的从基站110发送的射频信号提取信息。

基带路径420处理通过天线234发送的射频信号的相应基带信号。

数字LPF 422a和抽取器424a可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于处理基带信号的I分量。数字LPF 422b和抽取器424b可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于处理基带信号的Q分量。抽取器414a和414b的输出可输入到FFT模块426中。

FFT模块426可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于对输入信号执行FFT操作，从而将时域内的基带样本转换成频域内相应的样本。

信道估计单元428可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于使用FFT模块426的输出中频域内的样本估计信道。

解调器429可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于将频域内的样本解调，从而从通过天线234接收的从基站110发送的射频信号提取信息。

信道估计单元418和428的输出由和

表示，并可用于基带发送数字信号处理中，从而根据式子（4）产生天线之间的所需要频率选择相移。

校正信号音相关器430可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于通过反馈信号将数字化的下变频射频信号与通过定向耦合器施加的射频校正信号的基带等效相关联。通过共享于发送相位估计电路的信号，可施加射频校正信号。通过发送和接收相位估计之间共用的封装引脚，可施加射频校正信号。第一天线232的数字化下变频射频信号由

和

表示；第二天线234的数字化下变频射频信号由

和

表示。校正信号音相关器430的输出可累计，以计算接收射频路径的基带等效反应的复数振幅。可测量两个以上接收路径的复数振幅，并且可计算两个所测量出的接收路径之间的相位差。在根据式子（4）计算所需要的发送相位时，所测量的接收路径相位差可用于补偿所测量的信道相位差。此外，校正信号音相关器430可输出用于相关累积

的信号。这些信号可有利地耦合到校正调制器360中。如果校正调制器响应于相关性内使用的信号，那么不需要补偿相位

的绝对值。

一组或多组子载波上所算出的接收功率水平可用于校正随后接收的信号，并且还可用于校正发送功率水平以及发送相位校正。在这方面，无线收发器200可用于校正每根天线232和234的接收路径和发送路径。

在示例性操作中，通过天线232和天线234接收的射频信号可分别在射频路径310和射频路径320上进行射频处理。所产生的基带I和Q分量可由基带路径410和420处理。数字信号处理单元400可用于估计接收信道的特性和与每根天线232和234相关的接收器路径的特性。，可结合信道估计使用与校正信号音相关器430相关的相移和幅度，来根据式子（4）选择所需要的发送相位。

图5为示出了根据本发明实施例的可用于波束形成的示例性校正信号音相关单元430的框图。参照图5，其示出了校正信号音（cal-tone）相关器500，包括I路径510、Q路径520、数控振荡器（NCO）532、余弦表534和正弦表536。

I路径510可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于处理基带信号的I分量，该基带信号与从天线232和234的接收路径通信的射频信号对应。Q路径520可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于处理所接收的信号的Q分量。

多路复用器（MUX）512可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于多路复用所接收的基带信号的I分量。多路复用器（MUX）522可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于多路复用所接收的基带信号的Q分量。

混频器514a可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于混合多路复用的I分量和

其中，通过NCO 532可生成

混频器514b可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于混合多路复用的I分量和

其中，通过NCO 532可生成

在TDD通信系统的接收时间，可使用校正信号音相关器500。在这种合适的时间间隔内，校正信号音相关器360能够产生或生成校正信号。所生成的校正信号可为频率ω的正弦曲线，可将ω的正弦曲线选择为使得该频率ω的正弦曲线相当于或等于OFDM通信系统（例如，WiMAX）内子载波间隔的整数倍。在本发明的示例性实施例中，可将整数倍选择为，使得可将校正正弦曲线加入所接收的信号内，同时避免干扰所需要的接收信号。例如，在10MHz信道带宽的示例性WiMAX通信内，所需要的接收OFDM信号具有-420到+420的信号音。可将校正信号音指标选择为大于指标420，从而避免干扰所接收的信号。仅仅在所接收的信号持续时间的一部分，可打开校正信号。在延长的时间段内，校正信号可保持关闭，同时使用已知的校正值。

360所生成的校正信号通过耦合路径fb₁、定向耦合器252、发送/接收开关222以及LNA 242，耦合到第一接收信号。在本发明的示例性实施例中，360所生成的校正信号可通过耦合路径fb₂、定向耦合器254、发送/接收开关224以及LNA 244，耦合到第二接收信号。

在本发明的示例性实施例中，校正信号音相关器500可用于使得所接收的信号

和/或

内的校正信号音与使用NCO 532生成的已知相位的

的正弦曲线的校正信号音相关联。

混频器524b可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于混合多路复用的Q分量和

其中，通过NCO 530可生成

混频器524b可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于混合多路复用的Q分量和

其中，通过NCO 530可生成

积分器516a-516b和526a-526b可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于分别累积来自混频器514a-514b和524a-524b的输出信号。在这方面，积分器516a-516b和526a-526b所使用的积分窗口根据所接收的信号的性质可包括一个或多个OFDM符号。

NCO 530可包括适当的逻辑、电路、接口和/或代码，其可用于将相位

提供给余弦表532和正弦表534。可将余弦表532和正弦表534的输出传送给I路径510和Q路径520，以对接收路径进行相位校正。

余弦表532是提供NCO 530所产生的角度的余弦值的余弦查找表。

正弦表534是提供NCO 530所产生的角度的正弦值的正弦查找表。

在示例性操作中，MUX 512可用于将天线232和234上的基带信号的I分量多路复用。多路复用的I分量可进行90度相移，以用于所提供的接收相位估计例如，多路复用的I分量分别可通过混频器514a与

混合，并且通过混频器514b与

混合。积分器516a可用于累积混频器514a的输出，从而根据

产生I路径510上的接收功率水平失衡。积分器516b可用于累积混频器514b的输出，以根据

产生I路径510上的接收功率水平失衡。同样，MUX 522可用于多路复用天线232和234上的基带信号的Q分量。多路复用的Q分量可进行90度相移，以用于所提供的接收相位估计

所产生的相移Q分量可用于分别根据

和产生I路径510上的接收功率水平失衡。

图6示出了根据本发明实施例的发送信号处理子系统的示例性框图。参照图6，其示出了发送信号处理子系统600。发送信号处理子系统600包括两个发送数据路径链610和620、数据流多路复用单元630以及动态相位调整器660。发送信号处理子系统可接受两个输入数据流data1和data2，并且可用于支持各种发送模式包括：发送单个空间流而不进行波束形成；波束形成单个空间流；以及发送两个空间流。在发送单个空间流时，所选择的数据，data₁或data₂施加于IFFT模块614或624的相应输入。在波束形成单个空间流时，频域调制数据施加于输入data₁。在实施例中，与天线1和2相关的信道估计

和

可分别施加于处理模块632a和632b。处理模块632a和632b操作是单位振幅信号的向量，其相位为其输入的复数共轭。模块632a和632b的输出施加于向量乘法器634a和634b。向量乘法器634a和634b另外响应于输入data₁。模块632a和632b的作用在于，根据频率选择，将相位校正施加于发送符号，使得向量乘法器634a和634b的输出表示信道响应的复数共轭的逆，其中由相应的接收信道测量该信道响应。多路复用模块612和622可设置成通过第一发送信道610发送数据流data₁，以及通过第二发送信道620发送相同数据流的向量相乘形式。多路复用开关612和622可用于发送两个单独的数据流data₁或data₂。

发送信号路径610可接受频域内规定的发送信号。IFFT操作614将输入信号转换成时域。使用上采样器616和数字滤波器618可分离地处理实数据流和虚数据流。同样，第二发送信号路径620使用IFFT模块624将输入频域信号转换成时域，并且使用上采样器626和数字滤波器628处理实和虚的信号。动态相位调整器660可接受四个输入相位数

以及加法器元件652和654计算这些相位的差值，并且产生波束形成相位允许任何一个输入相位数根据时间动态地变化。余弦表656和正弦表658以及复数混频器640用于将波束形成校正

施加于第二发送信号

在一些通信系统中，例如3GPP长期演进LTE中，基站使用多根发送天线。可分配与这些所述多根发送天线相关的导频，使得用户站可了解基站和用户站之间的整个MIMO信道。表示MIMO下行链路信道，

表示MIMO上行链路信道。

在具有两个用户天线的情况下，为UL传播信道，为DL传播信道。在本文中，M为基站处发送天线的数量。所接收的下行链路信号表示为

其中，

为基站发送的信号，为添加噪声的向量。所接收的上行链路信号表示为

在用户站在上行链路发送单个空间流时，可有利地相位移动到第二天线发送的信号，以将基站接收的功率最大化。假设

并且将相移

用于第二用户发送路径，以将基站所接收的整个功率最大化。该相移对应于将发送信号加权向量

传输给基站天线阵列的功率表示为：

其中，

和

表示共轭转置。可显示，由于乘以幺正矩阵不会改变向量

所以在基站接收天线处进行任意的相位旋转不会影响结果。用于MIMO上行链路信道的格拉姆矩阵R为哈密顿并且为半正定；因此，可表示为：

$R=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}& {\mathrm{\γe}}^{\mathrm{j\θ}}\\ {\mathrm{\γe}}^{-\mathrm{j\θ}}& \mathrm{\β}\end{array}\right],---\left(20\right)$

其中，α、β以及γ为非负标量并且

使用（19）和（20），可将传输给基站的上行链路功率表示为：

(21)

使基站处接收到的上行链路功率最大化的角度由

表示。要注意的是，不需要计算整个格拉姆矩阵；相反，计算一个非对角线条目的相位就足以。因此，在了解整个MIMO信道的情况下，根据（21）可计算所需要的相位。在了解整个MIMO信道的情况下，根据频率选择，可有利地计算所需要的相移

其中，对于每个频率而言，根据信道估计所形成的格拉姆矩阵的条目，选择该相位。可为发送和/或接收路径之间的相位差补偿所需要的相移。通过使用定向耦合器的校正技术，可确定所述相位差。在多端口网络为发送和接收信号路径的一部分的情况下，如下列图7中所示，依然可有利地使用多端口网络。在这种情况下，多端口网络表现为改变所接收的信道的坐标。根据（21）可计算所需要的发送相位。

图7示出了结合本发明实施例的多端口网络的示例。参照图7，其示出了整合到用户站收发器200内的多端口网络700。多端口网络700包括输入端口1和2以及输出端口3和4。多端口网络700的输入端口1和2可分别连接到定向耦合器252和254，并且多端口网络700的输出端口3和4可直接连接到天线232和234。在该配置中，多端口网络700可视为空气通信信道的一部分。在该配置中，用户站收发器200可根据多端口网络700的输入端口1和2的信道状态，发送和接收射频信号。无线信道内通常发生严重衰退，其中，与第二天线所接收的信号相比，一根天线232或234可接收的信号的幅度小很多。在这种情况下，式子（4）中给出的多端口网络700的传递函数可改变信道，使得多端口网络700的输入端口1和2的信号具有大致相似的幅度。

支持包括多端口网络所需要的校正处理与对用户站终端200所描述的校正处理相同。

图8示出了结合本发明实施例的通常称为90度混合耦合器的多端口网络的实施方式的示例。参照图8，其示出了整合到用户站收发器200内的90度混合耦合器800。对于该示例性实施例而言，将端口1和2视为输入，并且将端口3和4视为输出。使用具有所示的电气长度和特性阻抗的传输线，可实现90度混合耦合器310。在本文中，Z₀表示特性阻抗，通常为50欧姆；

为发送中心频率处的四分之一波长线。

根据 $\left[\begin{array}{c}{O}_1\\ O_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{S}_{11}& S_{12}\\ S_{21}& S_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_1\\ I_2\end{array}\right],$ 两个端口的网络的S参数矩阵通常用于描述反射的、入射功率波之间的关系，其中O₁和O₂为输出，并且I₁和I₂为输入。相应地，

和

多端口网络210的传递函数可由S参数的矩阵表示。

90度混合耦合器800具有标称散射参数，表示为

$\left[S\right]=\left[\begin{array}{cccc}0& j& 1& 0\\ j& 0& 0& 1\\ 1& 0& 0& j\\ 0& 1& j& 0\end{array}\right]---\left(22\right)$

$x=\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]$ 为混合的输入，其中，x₁表示施加给输入端口1的信号，x₂表示施加给输入端口2的信号。同样， $y=\left[\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\end{array}\right]$ 为90度混合耦合器800的输出，其中y₁表示输出端口3的信号，y₂表示输出端口4的信号。使用式子（22），输入x的向量和输出y的向量之间的标称关系由y=Ax表示，其中：

$A=\left[\begin{array}{cc}{A}_{11}& A_{12}\\ A_{21}& A_{22}\end{array}\right]=\frac{-1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}j& 1\\ 1& j\end{array}\right]---\left(23\right)$

实际上，90度混合耦合器具有损耗，并且该关系与式子（23）略微偏离。90度混合耦合器800为线性的、不变时的、无源的、非铁磁性的电路。假设90度混合耦合器310的多端口可见的阻抗为标称的。于是，还保持以下电压关系：

其中，表示复数的字段。因此，通过以上假设，90度混合耦合器为双向装置，并且从一个端口到另一个端口的传递函数不取决于哪个是输入或输出。

图9示出了结合本发明实施例的多端口网络的另一示例。参照图9，其示出了整合到用户站收发器200内的多端口网络910。图9示出了在用户站收发器200的替换位置内包括多端口网络910。多端口网络910的输入端口1和2分别连接到功率放大器212和214。多端口网络910的输出端口3和4分别连接到接收/发送开关222和224的发送端口。一个主要优点在于，多端口网络910现在仅仅在发送信号路径上进行操作，并且用户站的接收信号路径未变化。在该配置中，天线232和234中之一上观察到的接收器干扰不耦接到第二接收路径。因此，在干扰限制的信道状态中，用户站可独立于234处理天线232的干扰。这种能力允许用户站选择最佳的接收处理方法，该方法可包括独立于两根接收天线的干扰抑制技术。因此，在该配置中，用户站收发器200的接收性能不依赖于多端口网络所引入的传递函数特征。

由于反馈耦合信号fb₁和fb₂现在与第一发送信号X₁和第二发送信号X₂的组合成比例，所以图9中所示的多端口网络的配置向图3中提出的用于发送测量单元的发送相位校正方法引入了额外的复杂性。使用将（4）乘以两个单独的发送路径的传递函数得出的多端口网络的传递函数，可对来自多端口网络910的输出端口3和4的发送输出进行建模。现在可获得反馈耦合信号如下：

其中，增益项g₃₁、g₃₂、g₄₁、g₄₂以及相位项θ_tx31、θ_tx32、θ_tx41、θ_tx42通过多端口传递函数（4）与先前限定的增益和相位项g₁、g₂、θ_tx1以及θ_tx2相关。

$g_{31}\·e^{{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{tx}31}}=S_{31}\·g_1\·e^{{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{tx}1}}---\left(27\right)$

$g_{32}\·e^{{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{tx}32}}=S_{32}\·g_2\·e^{{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{tx}2}}---\left(28\right)$

$g_{41}\·e^{{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{tx}41}}=S_{41}\·g_1\·e^{{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{tx}1}}---\left(29\right)$

$g_{42}\·e^{{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{tx}42}}=S_{42}\·g_2\·e^{{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{tx}2}}---\left(30\right)$

其中，参数S₃₁、S₃₂、S₄₁以及S₄₂表示多端口网络910的散射参数。计算式子（27）到（30）中给出的四个不同的增益和相位项的示例性方法为如下：

步骤1：施加有效发送信号X₁，同时设置X₂=0

步骤2：配置开关372和374，以监测fb₁

步骤3：在图3的描述中概述的以下处理，测量g₃₁和θ_tx31

步骤4：配置开关372和374，以监测fb₂

步骤5：在图3的描述中概述的以下处理，测量g₄₁和θ_tx41

步骤6：施加有效发送信号X₂，同时设定X₁=0

步骤7：重复步骤2到5，以分别产生测量值g₃₂、g₄₂、θ_tx32以及θ_tx42

将多端口网络的散射参数进行工厂校正，通过在所测量的信道估计H1(f)和H2(f)上建立有效所述工厂校正多端口网络的模型，可计算发送相位差。该方法的优点在于，信道失衡严重时提供发送功率增益，同时保持在接收天线处利用干扰信号功率的较大差值的能力。

图10为示出了根据本发明实施例的无线收发器进行上行链路波束形成校正所使用的示例性处理的流程图，。参看图10，示例性步骤开始于步骤1002。在步骤1002，将用户站收发器200与多根天线232-234耦接。天线阵列232-234中的每根天线可通过单个射频定向耦合器耦接到相关的相应发送路径和接收路径中。例如，分别为射频定向耦合器252耦接到天线232，并且射频定向耦合器254耦接到天线234。在这方面，用户站收发器200可用于将校正发生器360生成的校正信号施加至第一定向耦合器（例如，射频定向耦合器252）。在步骤1004，用户站收发器200可用于通过将接收器输出与校正信号相关联，来测量第一接收路径（例如到天线232的接收路径）的接收相位。在步骤1006，用户站收发器200可将校正信号施加至第二定向耦合器（例如，射频定向耦合器254）。在步骤1008，用户站收发器200可用于通过将接收器输出与校正信号相关联，来测量第二接收路径的接收相位（例如，与天线234相关联的接收器路径）。在步骤1010，用户站收发器200可用于计算所测量出的第一接收路径的接收相位和所测量出的第二接收路径的接收相位之间的接收器路径差。在步骤1012，用户站收发器200可通过将第一定向耦合器252的输出与施加至与天线232相关联的第一发送链的基带发送信号相关联，来测量第一发送路径的发送相位。在步骤1014，用户站收发器200可用于通过将第二定向耦合器254的输出与施加至与天线234相关的第二发送链的基带发送信号相关联，来测量第二发送路径的发送相位。在步骤1016，用户站收发器200可用于从与天线232-234相关的信道估计计算接收相位差的向量。在步骤1018，用户站收发器200可用于使用等于式子（4）中所示的三个相位差的总和的复合相位差，来生成上行链路信号。在步骤1020，用户站收发器200可分离地放大所生成的信号，并且分别通过第一发送路径和第二发送路径发送所生成的信号。

在多输入多输出通信系统中进行上行链路波束形成校正的方法和系统的各个示例性方面，诸如用户站收发器200的无线收发器包括发送器和接收器，该无线收发器耦接到多根天线232和234。用户站收发器200可经由所述多根天线从基站110的一根或多根天线接收射频信号。用户站收发器200可用于根据所接收到的射频信号，确定所述多根天线之间的发送相位关系（例如，发送相位差）。例如，可处理接收到的射频信号，以确定用户站收发器200的接收器性能，例如，接收信号强度以及接收数据速率。用户站收发器200可用于根据所确定的接收器性能，确定多根天线之间的发送相位关系。可根据所确定的发送相位关系和所确定的接收器性能，选择一根或多根发送天线（例如，天线232和234）以及相应的发送功率水平。

用户站收发器200可使用所选择的发送天线232和234，以所选择的发送功率水平将射频信号发送给基站110。从基站110接收到的射频信号可包括与要分配给多根天线232和234的一组或多组子载波重叠的子载波。换言之，可将所接收到的RF信号以子载波的方式从基站110发送，这些子载波可包括由基站110分配给用户站120以进行传输的至少一部分子载波。

根据频率选择或根据非频率，可执行对来自基站的射频信号的接收性能。所确定的接收器性能可包括接收信号强度、信噪比、信号强度、数据速率、所接收的信号的变化以及各种接收错误率（例如，所接收到的射频信号的BER和FER）。在这方面，用户站收发器200可根据所确定的接收性能，校正至多根天线232和234的各个接收路径。例如，可在LNA 319a和319b，根据所确定的接收性能内所指示的接收信号强度，调整接收功率水平。

在发送的过程中，用户站收发器200可对发送的射频信号进行射频测量。在这方面，例如，利用通过定向耦合器252和254从发送的射频信号提取的样本，可确定或计算发送的射频信号的发送功率和发送相位。用户站收发器200可用于基于所确定的与所述天线232和234相关联的接收信号特性以及所选择的发送天线232和234上的发送功率测量和发送相位测量，动态地调整多根天线之间的发送相位关系。

用户站收发器200可基于所选择的发送相位关系、所确定的接收器性能以及所选择的发送天线232和234上的发送功率测量和发送相位测量，将多根天线的发送信道质量特征化或确定多跟天线的发送信道质量。用户站收发器200可根据所调整的发送相位关系、特征化的发送信道质量以及所确定的接收器性能，动态地选择多根发送天线。在这方面，动态地选择的发送功率水平表示，可将用户站收发器200的大部分传输功率定向至所选的发送天线。用户站收发器200可使用动态选择的发送天线以所选的发送功率水平，将随后的射频信号发送给基站110。

本发明的其他实施例可提供永久的计算机可读介质和/或存储介质、和/或永久的机器可读介质和/或存储介质，其上存储有具有至少一个代码段的机器代码和/或计算机程序，该至少一个代码段可由机器和/或计算机执行，从而使机器和/或计算机执行本文中所描述的步骤，以用于在多输入多输出通信系统中进行上行链路波束形成校正。

因此，本发明可以以硬件、软件或硬件和软件的结合来实现，本发明可以以至少一个计算机系统的集中方式或以不同的元件分散在几个互联计算机系统中的分布方式来实现。适用于执行本文中所描述的方法的任一种计算机系统或其他装置都是适合的。硬件和软件的典型组合可以是具有计算机程序的通用计算机系统，当装载该计算机程序并将其执行时，控制计算机系统以使得其执行本文中所描述的方法。

还可将本发明嵌入计算机程序产品中，该计算机程序产品包括能够实施本文中所述的方法的所有特征，并且在装载入计算机系统内时能够执行这些方法。本情况下的计算机程序意旨以任何语言、代码或符号形式的一组指令的表达，这些指令用于使具有信息处理能力的系统直接或在：a）转换成另一种语言、代码或符号或b）以不同的材料形式再现之后或两者之后，执行特定的功能。

尽管已经参照一些实施例描述了本发明，但本领域的普通技术人员将理解到，在不背离本发明的范围的前提下，可以进行各种变化以及以等同物进行替代。此外，在不背离本发明的范围的前提下，可以进行许多修改以适应于本发明教导下的特定情形或材料。因此，意指本发明不局限于所公开的具体实施例，而是本发明将包括落于所附权利要求范围内的所有实施例。

Claims (20)

1.一种通信方法，所述方法包括：

在包括接收器、发送器、发送器以及多根天线的无线通信装置内：

根据所述多根天线所接收到的射频信号，确定所述多根天线中的至少两根天线之间的发送相位关系，其中，从基站的一根或多根天线接收所述射频信号；以及

使用所述确定的发送相位关系，将射频信号从所述多根天线中的所述至少两根天线发送到所述基站。

2.根据权利要求1所述的方法，包括从所述基站的所述一根或多根天线接收所述射频信号，其中，分配用于所述传输的子载波为所述接收的射频信号的子载波的子集。

3.根据权利要求1所述的方法，包括根据频率选择或非频率确定所述接收器的性能。

4.根据权利要求3所述的方法，包括根据所述确定的所述接收器的性能，校正所述接收器的一个或多个接收路径，以用于随后通过所述多根天线中的所述至少两根天线从所述基站的所述一根或多根天线接收射频信号。

5.根据权利要求3所述的方法，包括在所述确定的所述接收器的性能的所述发送过程中，测量所述发送射频信号的发送功率和发送相位。

6.根据权利要求5所述的方法，包括基于所述确定的所述接收器的性能以及所述所选发送天线上的所述发送功率测量和所述发送相位测量，动态地调整所述多根天线中的所述至少两根天线之间的所述确定的发送相位关系。

7.根据权利要求6所述的方法，包括基于所述动态调整的发送相位关系、所述确定的所述接收器的性能以及所述所选发送天线上的所述发送功率测量和所述发送相位测量，确定所述多根天线中的所述至少两根天线的发送信道质量。

8.根据权利要求7所述的方法，包括基于所述动态调整的发送相位关系、所述确定的发送信道质量以及所述确定的所述接收器的性能，动态地选择所述多根天线中的两根以上天线以及相应的发送功率水平。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述动态选择的相应的发送功率水平对应于所述发送器的大部分发送功率。

10.根据权利要求8所述的方法，包括使用所述多根天线中所述动态选择的两根以上天线，以所述动态选择的相应的发送功率水平，将随后的射频信号发送给所述基站的所述一根或多根天线。

11.一种通信系统，所述系统包括：

一个或多个处理器和/或电路，所述一个或多个处理器和/或电路用在包括多根天线的无线通信装置中，所述一个或多个处理器和/或电路包括接收器和发送器，并且所述一个或多个处理器和/或电路用于执行以下操作：

根据所述多根天线所接收到的射频信号，确定所述多根天线中的至少两根天线之间的发送相位关系，其中，从基站的一根或多根天线接收所述射频信号；以及

使用所述确定的发送相位关系，将射频信号从所述多根天线中的所述至少两根天线发送到所述基站。

12.根据权利要求11所述的系统，其中，所述一个或多个处理器和/或电路用于从所述基站的所述一根或多根天线接收所述射频信号，其中，分配用于所述传输的子载波为所述接收的射频信号的子载波的子集。

13.根据权利要求11所述的系统，其中，所述一个或多个处理器和/或电路用于根据频率选择或非频率确定所述接收器的性能。

14.根据权利要求13所述的系统，其中，所述一个或多个处理器和/或电路用于根据所述确定的所述接收器的性能，校正所述接收器的一个或多个接收路径，以用于随后通过所述多根天线中的所述至少两根天线从所述基站的所述一根或多根天线接收射频信号。

15.根据权利要求13所述的系统，其中，所述一个或多个处理器和/或电路用于在所述确定的所述接收器的性能的所述发送过程中，测量所述发送射频信号的发送功率和发送相位。

16.根据权利要求15所述的系统，其中，所述一个或多个处理器和/或电路用于基于所述确定的所述接收器的性能以及所述所选发送天线上的所述发送功率测量和所述发送相位测量，动态地调整所述多根天线中的所述至少两根天线之间的所述确定的发送相位关系。

17.根据权利要求16所述的系统，其中，所述一个或多个处理器和/或电路用于基于所述动态调整的发送相位关系、所述确定的所述接收器的性能以及所述所选发送天线上的所述发送功率测量和所述发送相位测量，确定所述多根天线中的所述至少两根天线的发送信道质量。

18.根据权利要求17所述的系统，其中，所述一个或多个处理器和/或电路用于基于所述动态调整的发送相位关系、所述确定的发送信道质量以及所述确定的所述接收器的性能，动态地选择所述多根天线中的两根以上天线以及相应的发送功率水平。

19.根据权利要求18所述的系统，其中，所述动态选择的相应的发送功率水平对应于所述发送器的大部分发送功率。

20.根据权利要求19所述的系统，所述一个或多个处理器和/或电路用于使用所述多根天线中所述动态选择的两根以上天线，以所述动态选择的相应的发送功率水平，将随后的射频信号发送给所述基站的所述一根或多根天线。

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