JP2007306532A - 非相反性干渉を補償するｔｄｄ用送受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】受信機において最尤検出を行った際のビット誤り率を最小にするＭＩＭＯプリコーディングを送信補償として行うことで、ＴＤＤ方式におけるダウンリンクとアップリンクの干渉の非相反性を補償する。
【解決手段】送信ビット系列が送信ストリーム数分のビット系列に分けられる。各ビット系列は変調器で変調信号に変換される。送信補償器は、変調信号に対して、受信機から帰還された干渉雑音の相関行列と伝送路のインパルス応答を用いて生成された重み付け係数を乗算して送信信号として出力する。その重み付け係数は、受信機において最尤検出を行った際のビット誤り率を最小にするように拘束条件下で逐次的に計算される。送信信号はそれぞれＲＦ周波数帯へ周波数変換された後、スイッチを通ってアンテナで送信される。さらに、各アンテナで受信された信号から、干渉測定器は干渉雑音の相関行列を、チャネル推定器は伝送路のインパルス応答を推定する。
【選択図】図２

Description

本発明は，携帯電話システム等の無線通信に関するものであり，特に複数の送受信アンテナを用いて時間分割複信（ＴＤＤ）方式により送受信を行う無線機に関するものである．

ＴＤＤ方式に基づいた無線通信システムでは，基地局から移動局への通信であるダウンリンクと，移動局から基地局への通信であるアップリンクが同一のＲＦキャリア周波数で実現される．そのため，周波数分割複信（ＦＤＤ）方式のようにペアバンドが必要とならず，周波数利用効率の観点で有用である．また，ダウンリンクとアップリンクが同一の周波数であることから，アップリンク（ダウンリンク）で測定した伝送路のインパルス応答の情報（ＣＳＩ）を用いて，ダウンリンク（アップリンク）での送信処理の最適化を行うことができる．特に，複数の送受信アンテナを用いて高い周波数利用効率を実現できるＭＩＭＯ方式においては，ＣＳＩを用いることでアンテナ数に比例した伝送容量を実現できることが知られている．

しかしながら，携帯電話等の移動通信システムでは，一つの基地局がサービスを行うエリアをセルと呼ぶと，複数のセルによりサービスエリアが構成されているため，自セルには他セルの信号が干渉として影響を及ぼす．ＴＤＤ方式では，時間的にダウンリンクとアップリンクが分割されているため，他セルからの干渉もダウンリンクとアップリンクでは異なる．例えば，図１に示すような２セルの場合を考える．基地局１がカバーするセル１と，基地局２がカバーするセル２において，それぞれのセルに２つの移動局が存在する．このとき，各セルが時間的に同期してサービスを行っているとすると，アップリンクにおける基地局１で観測される干渉は，移動局２−１と移動局２−２からの干渉である．次に，ダウンリンクを考えると，移動局１−１で観測される干渉は，基地局２から送信される信号が干渉として観測される．すなわち，同一セルにおいてもアップリンクにおいて基地局で観測される干渉と，ダウンリンクにおいて移動局で観測される干渉は性質，量ともに異なると考えられる．従って，アップリンクとダウンリンクの干渉において相反性が成立しないため，すなわち，アップリンクとダウンリンクの干渉は非相反性であるため，干渉の影響を考慮した送信制御が必要となる．

この干渉の非相反性を補償する方法として，ＴＤＤ方式のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送において移動局で測定されたフレーム誤り率を評価尺度として，ＯＦＤＭの全サブキャリアで共通の送信電力制御を行うことにより，干渉に対する耐性を向上させる方法がすでに提案されている（非特許文献１参照）．この方法は，移動局で観測される総合的な伝送特性を，干渉量を求めるための尺度として用い，所望の伝送品質になるように基地局の送信電力を制御することで，移動局における信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）を制御している．この方法は極めて簡単な構成で実現できるが，干渉電力のみを間接的に測定して送信電力制御のみを検討しているため，ＣＳＩや干渉雑音の相関行列を利用する送信処理に比べて伝送容量は低下する．

ＭＩＭＯ伝送においてより高い伝送容量を実現できる送信処理として，ＣＳＩを用いるＭＩＭＯプリコーディングがある．ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ−Ｓｑｕａｒｅｄ Ｅｒｒｏｒ）規範に基づいたＭＩＭＯプリコーディングでは，送信機において複数の変調信号に重み付け係数を乗算して合成することで送信信号を生成し，受信機において複数の受信信号に重み付け係数を乗算して合成することで検波を行う．第ｋ送信アンテナと第１受信アンテナ間の伝送路のインパルス応答をｈ_１ｋとする．このｈ_１ｋを１行ｋ列の要素とするインパルス応答行列Ｈを，次式のように特異値分解する．

ここで，^Ｈは複素共役転置を表し，ＵとＶはそれぞれ，ユニタリ行列である．・は非負の実数を対角要素とし，それ以外の要素は零となる対角行列となる．ＭＭＳＥ規範に基づくＭＩＭＯプリコーディングでは，送信機での重み付け係数としてＵの要素を，受信機での重み付け係数としてＶ^Ｈの要素を乗算することで，直交チャネルを形成し，数式（１）から変調信号を分離検出でき，かつＶ^Ｈがユニタリ行列であるため雑音の電力を増加させずに一定に保つことができる．なお，Ｕの代わりに，Ｕの右から正の実数を要素とする対角行列を乗算したものを用いる場合には，変調信号の送信電力を制御することができる．

上記のＭＭＳＥ規範に基づくＭＩＭＯプリコーディングでは干渉は考慮されていないが，すでに非特許文献２において干渉が存在する環境におけるＭＭＳＥ規範のＭＩＭＯプリコーディングが提案されており，干渉条件下においても伝送特性を維持できる．ただし，これらのプリコーディングでは，線形受信を前提とするため，線形受信の場合にはビット誤り率を最小にすることができるが，最適受信であり非線形受信である最尤検出を用いた場合，必ずしもビット誤り率を最小にすることはできない．

一方，最尤検出用のＭＩＭＯプリコーディングは，非特許文献３において提案されている．しかしながら，干渉条件下を考慮していないため，ＴＤＤ用に非相反性干渉が存在する場合には，伝送特性が著しく劣化する．また，線形受信処理と最尤検出の結合推定を行う受信機用のＭＩＭＯプリコーディングについても干渉条件下での検討は行われていない．

Ａ．Ｔｏｌｌｉ ａｎｄ Ｍ，Ｃｏｄｒｅａｎｕ，「Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｏｆ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｎｏｎ−ｒｅｃｉｐｒｏｃｉｔｙ ｉｎ ａｄａｐｔｉｖｅ ＴＤＤ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ」ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｐｅｒｓｏｎａｌ，Ｉｎｄｏｏｒ ａｎｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＰＩＭＲＣ）２００４，ｖｏｌ．２，ｐｐ．８５９−８６３，５−８ Ｓｅｐｔ．２００４． 原 嘉孝，平 明徳，関口 高志，「複数の送受信ビーム形成を用いるＭＩＭＯシステムのウエイト制御法」電子情報通信学会論文誌，ｖｏｌ．Ｊ８６−Ｂ，ｎｏ．１２，ｐｐ．２４６０−２４７４，２００３年１２月． 萩原 崇史，府川 和彦，鈴木 博，「最小ビット誤り率規範に基づくＭＩＭＯ−ＯＦＤＭプリコーディング」電子情報通信学会技術報告，ＲＣＳ２００５−９３，２００５年１０月．

このように，ＴＤＤ方式のＭＩＭＯ伝送における干渉の非相反性を補償する従来の無線機では，干渉に対する制御として線形受信処理を前提としてのＭＩＭＯプリコーディングを行っているため，十分な伝送特性を実現できないという問題があった．

本発明は，このような課題に鑑みてなされたものであり，ＣＳＩや干渉雑音の統計的な情報を用いて，受信機において最尤検出あるいは線形受信処理と最尤検出の結合推定を行った際のビット誤り率を最小にする重み付け係数を変調信号に乗算して合成するＭＩＭＯプリコーディングを行うことで，ＴＤＤ方式におけるダウンリンクとアップリンクの干渉の非相反性を補償し，優れた伝送特性および伝送容量を実現できる無線機を提供することを目的とする．

本発明の非相反性干渉を補償するＴＤＤ用送受信機は，複数のアンテナを用いる時間分割複信（ＴＤＤ）方式用送受信機において，受信機において干渉雑音の情報を測定する干渉測定器と，送信機において受信機から帰還された前記干渉雑音の情報と伝送路のインパルス応答の情報を基に，受信機において変調信号に重み付け係数を乗算して合成する送信補償器を含むことにより上述目的は達成される．

また，本発明の上述目的は，請求項１の前記送信補償器は，受信機から帰還された干渉雑音の相関行列と伝送路のインパルス応答の情報を基に，受信機において最尤検出を行った際のビット誤り率を最小にする重み付け係数を変調信号に乗算して合成することにより，或いは，請求項１の前記送信補償器は，受信機から帰還された前記干渉雑音の相関行列と前記伝送路のインパルス応答の情報を基に，受信機において線形受信処理と最尤検出の結合推定を行った際のビット誤り率を最小にする重み付け係数を変調信号に乗算して合成することにより，或いは，請求項２乃至請求項３のいずれかに記載の前記送信補償器は，サブキャリア毎に前記重み付け合成された変調信号を生成し，これらをＯＦＤＭ変調することで前記複数の送信信号を生成することにより，或いは，請求項２乃至請求項４のいずれかに記載の前記送信補償器は，電力に関する拘束条件下で最急降下法を用いて前記重み付け係数を逐次更新することにより一層効果的に達成される．

本発明は，以下に記載されるような効果を奏する．
請求項１記載の発明である非相反性干渉を補償するＴＤＤ用送受信機によれば，干渉雑音の統計的な情報と伝送路のインパルス応答の情報を用いて受信機において変調信号に重み付け係数を乗算して合成する送信補償処理を行うことで，ＴＤＤ方式におけるダウンリンクとアップリンクの干渉の非相反性を補償し，優れた伝送特性を実現できる．
請求項２記載の発明である非相反性干渉を補償するＴＤＤ用送受信機によれば，受信機において最尤検出を行った際のビット誤り率を最小にする送信補償器により，干渉が存在する環境においても良好な伝送特性を実現できる．
請求項３記載の発明である非相反性干渉を補償するＴＤＤ用送受信機によれば，受信機において線形受信処理と最尤検出の結合推定を行った際のビット誤り率を最小にする送信補償器により，干渉が存在する環境においても良好な伝送特性を実現できる．
請求項４記載の発明である非相反性干渉を補償するＴＤＤ用送受信機によれば，請求項２乃至請求項３のいずれかに記載の送信補償器をＯＦＤＭ伝送に適用できる．
請求項５記載の発明である非相反性干渉を補償するＴＤＤ用送受信機によれば，電力に関する拘束条件下で重み付け係数を逐次的に求めることができる．

以下，本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する．
まず，非相反性干渉を補償するＴＤＤ用送受信機に係る第１，第２及び第５の発明を実施するための最良の形態について説明する．以降では，移動通信システムにおけるダウンリンクを例として説明を行うが，本発明の適用範囲を移動通信システムにおけるダウンリンクに限るものではない．本発明の非相反性干渉を補償するＴＤＤ用無線機の送信アンテナ数Ｎ_Ｔ＝２の構成を図２に示す．ＴＤＤ方式では他セルの干渉の影響により，ダウンリンクとアップリンクにおいて観測される干渉において相反性が成立しない．ダウンリンクにおいて観測される干渉とは，移動局で信号を受信した際に観測される干渉であり，アップリンクにおいて観測される干渉とは，基地局で信号を送信した際に観測される干渉である．基地局および移動局が本発明の無線機構成であるとする．本発明は，ダウンリンクとアップリンクにおいて観測される干渉の違いによって発生する伝送特性の劣化を補償するため，まず，移動局の干渉測定器１６により，ダウンリンクにおいて観測される干渉雑音の情報を測定し，次に，移動局はアップリンクにより干渉雑音の情報を送信処理回路８により基地局に送信し，基地局は受信処理回路１８により干渉雑音の情報を検出する．さらに，基地局は干渉情報を検出する際にチャネル推定器１３で推定したアップリンクの伝送路のインパルス応答の情報と移動局から帰還された干渉雑音の情報を用いて，送信補償器４によりＭＩＭＯプリコーディングを行う．

以降では，基地局における送信処理の詳細について説明する．まず，送信ビット系列が入力端子１からシリアル・パラレル変換器２へ入力され，送信ストリーム数Ｍのビット系列に分けられる．ここではＭ＝２であり，各ビット系列は変調器３−１及び３−２へ入力され，変調信号である複素シンボルが生成される．この複素シンボルはディジタル信号であり，同相成分と直交成分の２成分を持つが，一つの信号と見なす，以降ベースバンド帯の信号は全て，同相成分を実部，直交成分を虚部とする複素表示で表すものとする．変調信号は線形処理によりＭＩＭＯプリコーディングを行う送信補償器４へ入力される．送信補償器４は変調信号に重み付け係数を乗算して合成し，送信アンテナ数Ｎ_Ｔの送信信号を生成して出力する．

送信補償器４は図３のように重み付け係数乗算器１９と最尤検出用重み付け係数生成器２０により構成される．最尤検出用重み付け係数生成器２０は，チャネル情報入力端子５より入力される，アップリンクで基地局のチャネル推定器１３により推定した伝送路のインパルス応答の情報と，また，干渉情報入力端子６より入力される，アップリンクで基地局に伝送されてきた干渉雑音の相関行列とを用いて，移動局の受信処理において最尤検出を行った際のビット誤り率を最小にする重み付け係数を計算する．なお，重み付け係数の導出方法については後述する．

送信信号はそれぞれ対応するアップコンバータ７−１及び７−２へ入力され，ＲＦ周波数帯へ周波数変換された後，対応するスイッチ１０−１及び１０−２を通って，アンテナ１１−１及び１１−２で送信される．ＴＤＤ方式では，同一のＲＦ周波数でダウンリンクとアップリンクの通信が行われるため，送信処理と受信処理は時間的に分離され，スイッチ１０−１及び１０−２によりアンテナ１１−１及び１１−２を各リンクで共用する．なお，アップコンバータ７はＤ／Ａ変換器，乗算回路，増幅器等から構成される．Ｄ／Ａ変換器は送信信号の同相成分及び直交成分をアナログ信号に変換する．乗算回路はアナログ信号の同相成分に発振器９が出力するＲＦ周波数の搬送波を乗算し，アナログ信号の直交成分には位相を９０度回転した搬送波を乗算し，乗算結果を足し合わせ送信波として出力する．増幅器は送信波を増幅し，アンテナ１１−１へ出力する．ここで，シリアル・パラレル変換器２，変調器３−１及び３−２，送信補償器４，アップコンバータ７−１及び７−２を含む回路を送信処理回路８と呼ぶ．

次に，移動局における受信処理の詳細について説明する．まず，アンテナ１１−１及び１１−２で，無線伝搬路を通った送信波，即ち受信波を受信する．ここでは，無線伝搬路は非周波数選択性フェージングと仮定する．受信波はそれぞれ対応するスイッチ１０−１及び１０−２を通って，ダウンコンバータ１２−１及び１２−２に入力され，ＲＦ周波数帯からベースバンドに周波数変換された後，受信信号として出力される．ダウンコンバータ１２−１は，増幅器，乗算回路，低域通過フィルタ，及びＡ／Ｄ変換器等から構成され，増幅器は受信波を増幅し，乗算回路は増幅された受信波に発振器９が出力する搬送波と搬送波の位相を９０度回転したものをそれぞれ乗算して，２つの乗算結果を出力する，この乗算結果は低域通過フィルタで高周波成分が除去された後，ベースバンド信号である受信信号の同相成分と直交成分が抽出される．Ａ／Ｄ変換器は受信信号をディジタル信号に変換して出力する．受信信号は最尤検出器１４へ入力され，変調信号が分離検出される．最尤検出器１４は，チャネル推定器１３で推定した伝送路のインパルス応答と，干渉測定器１６で測定した干渉雑音の相関行列を用いて変調信号の分離検出を行う．最尤検出器１４の詳細については後述する．分離された変調信号はビットに変換され，並列化した判定ビット系列が出力される．並列判定ビット系列はパラレル・シリアル変換器１５により，判定ビット系列に変換され出力端子１８から出力される．また，移動局の干渉測定器１６で測定した干渉雑音の相関行列は，干渉情報出力端子１７より出力され，アップリンクの送信処理により基地局に情報として伝送される．ここで，ダウンコンバータ１２−１及び１２−２，チャネル推定器１３，最尤検出器１４，パラレル・シリアル変換器１５，干渉測定器１６を含む回路を受信処理回路１９と呼ぶ．

複数セルでサービスを行う場合には，各セルからの信号が干渉となるため，チャネル推定器１３の精度が劣化することが考えられる，そのため，パケット内のチャネル推定に用いるパイロット信号，或いは，プリアンブル信号等の既知信号として，ダウンリンクでは各セルで直交するものを，アップリンクでは各セルの各移動局が直交するものを用いることで，推定精度を確保できる．また，基地局と移動局の送信電力では基地局の方が大きいため，ダウンリンクにおいてより多くの干渉が観測される可能性が高い．そのため，アップリンクで基地局において推定した伝送路のインパルス応答を，ダウンリンクで情報として移動局に伝送し，推定精度を向上する．インパルス応答の推定方法としては，既知信号を用いて最小２乗法により推定を行う．

移動局の干渉測定器１６は，受信信号から干渉雑音の相関行列を測定する．各アンテナの受信信号を要素とするベクトルを受信信号ベクトルｙとすると，その受信信号ベクトルの相関行列Ｒ_ｒは，所望信号の相関行列Ｒ_ｓと干渉雑音の相関行列とＲ_ＮＩの和になる．

そして，受信信号ベクトルｙが各変調信号を要素に持つ送信変調信号ベクトルｂ，送信機での重み付け係数を要素に持つ重み付け係数行列Ｗ，インパルス応答行列Ｈ，干渉雑音ベクトルｎ_Ｉを用いて

と表せることから，所望信号の相関行列Ｒ_ｓは

となる．ここで，〈 〉はアンサンブル平均である．また，・_ｎｍをクロネッカーデルタとすると，送信変調信号ベクトルｂの第ｍ要素であるｂ_ｍの統計的な性質

より，相関行列Ｒ_ｓはＷとＨのみによって表せる．従って，干渉測定器１６は，まず，受信信号の相関行列Ｒ_ｒを計算し，そこからチャネル推定器１３で推定したチャネル推定値を用いて生成した所望信号の相関行列Ｒ_ｓを引き算することで，干渉雑音の相関行列Ｒ_ＮＩを求まる．さらに，精度を向上するため，所望信号が送信されていない場合には，Ｒ_ｒとＲ_ＮＩが等しくなるので受信信号の相関行列を計算する．

図３に送信補償器４の内部構成を示す．送信補償器４は，重み付け係数乗算器４−１と最尤検出用重み付け係数生成器４−２で構成される．最尤検出用重み付け係数生成器４−２は，チャネル情報入力端子５から入力された伝送路のインパルス応答の推定値と，干渉情報入力端子６から入力された移動局から帰還された干渉雑音の相関行列とを用いて重み付け係数を生成する．次に，重み付け係数乗算器４−１は，生成された重み付け係数で入力された２つの変調信号を合成し，２つの送信信号を生成する．以降では，最尤検出用重み付け係数生成器４−２における重み付け係数の導出方法について説明する．最尤検出用重み付け係数生成器４−２は，受信機において最尤検出を行った際のビット誤り率を最小にするように重み付け係数を拘束条件の下で計算する．まず，最尤検出器１４は，尤度関数

を最大にする送信変調ベクトルｂを総当たりで見つける．例えば，変調方式がＱＰＳＫの場合には，信号点のＭ乗（ここでは，Ｍ＝２），すなわち，１６通りの候補について数式（６）を計算し，最大となる候補を送信変調信号とする．このとき，最尤検出器１４のビット誤り率の上限値は理論的に導出することができる．変調器３−１の変調信号をｂ_１，変調器３−２の変調信号をｂ_２とし，送信変調信号ベクトルｂ＝｛ｂ_１，ｂ_２｝とすると，最尤検出においてｂを異なるｃと誤るペアーワイズ誤りの確率Ｐ（ｂ→ｃ）は

と表すことができる．ここで，ｅｒｆｃ（ｘ）は誤差補関数である．また，Ｗは重み付け係数乗算器４−１に設定する重み付け係数を要素に持つ行列である．このＰ（ｂ→ｃ）にＣｈｅｒｎｏｆｆバウンドを用いると，その上限値は

と表すことができる．このとき，ビット誤り率Ｐ_ｅの上限値は，ペアーワイズ誤りの確率Ｐ（ｂ→ｃ）を用いて

と表すことができる．ここで，Ｐ（ｂ）はｂを送信する確率，Ｎｅ（ｂ→ｃ）はｂをｃと誤るときの誤りビット数，Ｎ_ｂは送信ビット数である．Ｐ（ｂ）が等確率ならば，数式（１０）に数式（７）を代入して，

が得られ，さらに数式（９）を用いると

と表すことができる．

最尤検出用重み付け係数生成器４−２は，ビット誤り率Ｐ_ｅの上限値を最小にするようＷを制御する．具体的には数式（１１）と（１２）から，次式で定める評価関数Ｊｅ（Ｗ）とＪｃ（Ｗ）を最小にするＷを求める．

次に，第５の発明に関するＷが従うべき拘束条件について詳述する．まず，第ｋ送信アンテナから送信される送信信号ｓ_ｋは

と表すことができる．ここで，ｗ_ｋｍはＷのｋ行ｍ列成分である．数式（５）におけるｂ_ｍの統計的性質より送信信号の平均電力和を一定に保つためには，

という拘束条件を満足する必要がある．ここで，ｔｒ（）は行列のトレースを表す．また，各送信信号の平均電力を一定に保つためには，

という拘束条件を満足する必要がある．

上記の拘束条件，数式（１６）または数式（１７）を満足しつつ，評価関数Ｊｅ（Ｗ）またはＪｃ（Ｗ）を最小にするＷを求める問題を考える．このＷを厳密に解析的に解くことは難しいので，最急降下法を用いて逐次的に求める．最急降下法は次式のような逐次形式に基づく．

ここで，・はステップサイズと呼ばれる正の定数であり，Ｊ（Ｗ）としてＪｅ（Ｗ）またはＪｃ（Ｗ）のどちらかを用いる．また，Ｗ（ｉ）はｉステップ目のＷの更新値である．
この更新式は拘束条件，数式（１６）を満足しないので，次式のように変更する．

Ｗ（ｉ）は常に数式（１６）の拘束条件を満足する．また，拘束条件として数式（１７）を用いる場合は，

とすれば良い．なお，評価関数の偏微分は

と計算でき，Ａ（ｂ→ｃ）は次式で定めるＡ_ｍ１ｍ２を要素とするＭ行Ｍ列の行列である．

ここで，数式（１９）と数式（２０）の初期値Ｗ（０）は，従来のＭＭＳＥ規範のＭＩＭＯプリコーディングの値を用いることもできる．また，数式（１９）と数式（２０）の更新は，予め定めた最大回数まで行うか，Ｗ（ｉ）−Ｗ（ｉ−１）のＦｒｏｂｅｎｉｕｓノルムがある閾値以下になるまで行う．

以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，Ｗを逐次更新で求めることができ，受信信号における信号点のユークリッド距離を広げることができ，特に誤りビット数が多くなる場合のユークリッド距離を出来る限り離し，最尤検出のビット誤り率を最小にすることができる．また，ＴＤＤ方式において，アップリンクとダウンリンクにおける干渉の非相反性を補償でき，干渉条件下においても良好な伝送特性を実現できる．

次に，非相反性干渉を補償するＴＤＤ用送受信機に係る第３及び第５の発明を実施するための最良の形態について説明する．本発明の送受信機の構成を図４に示す．図２と図４の違いは，受信機における信号検出器が最尤検出器１４に加えて受信信号に対して線形受信処理を行うトランスバーサルフィルタ２０−１及び２０−２を用いる点にある．また，それに伴い，トランスバーサルフィルタ２０−１及び２０−２で用いる重み付け係数と最尤検出器１４で用いるチャネル推定値を一括推定するパラメータ推定器２１が存在する．トランスバーサルフィルタ２０−１及び２０−２は，分数間隔サンプリングで受信信号に対して線形処理を行うことで，干渉を抑えると共に受信エネルギーの最大化，すなわち，白色化整合フィルタとして動作する．数学的には数式（６）におけるｅｘｐ関数内におけるＲ_ＮＩを対角化するように最尤検出の前処理を行っている．線形受信処理と最尤検出の結合推定に関する詳細については，非特許文献４に示されている．また，パラメータ推定器２１は，トランスバーサルフィルタの重み付け係数とレプリカ生成のためのチャネル推定値を一括推定するが，その方法についても非特許文献４に示されている．なお，パラメータ推定を行う過程において，干渉雑音の相関行列Ｒ_ＮＩを求めることができるため，本構成では干渉測定器１６は必要ない．

さらに，受信機において結合推定を行う際のビット誤り率を最小にするための送信補償器４の構成を図５に示す．送信補償器４は，重み付け係数乗算器４−１と結合推定用重み付け係数生成器４−３で構成される．受信機において結合推定を行う際のビット誤り率を最小にする重み付け係数は，結合推定用重み付け係数生成器４−３で生成され，最尤推定を行う場合と同様に，伝送路のインパルス応答と干渉雑音の相関行列を用いて数式（１９）と数式（２０）により逐次的に求めることができる．
山田 洋治郎，府川 和彦，鈴木 博，須山 聡，「同一チャネル干渉環境におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ最尤受信方式」電子情報通信学会技術報告，ＲＣＳ２００３−１１２，２００３年８月．

以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，受信機において線形受信処理と最尤検出の結合推定により信号検出を行った際，ビット誤り率を最小にする送信補償器の重み付け係数を逐次的に求めることができる．また，受信機におけるパラメータ推定器により結合推定に必要なパラメータと干渉雑音の相関行列を同時求めることができる．

非相反性干渉を補償するＴＤＤ用送受信機に係る第４と第５の発明を実施するための最良の形態について説明する．第１から第３の発明はシングルキャリアによるＭＩＭＯ伝送を想定していたが，本発明はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送にも適用でき，Ｍ＝Ｎ_Ｔ＝２の場合を例にその送受信機構成を図６に示す．まず，送信機の構成と動作について説明する．送信ビット系列が入力端子１からシリアル・パラレル変換器２へ入力され，ＭＮのビット系列に分けられる．ここで，ＮはＯＦＤＭのサブキャリア数である．このＭＮビット系列は変調器３−１から３−２Ｎに入力され，複素シンボルである変調信号が生成される．ｎを０以上Ｎ−１以下の整数とし，第ｎ番目サブキャリアに注目すると，図２と同様，Ｍ個の変調信号を送信補償器２２−（ｎ＋１）に入力し，重み付け合成された変調信号をＮ_Ｔ個生成する，送信補償器２２−１は第０番目のサブキャリア用であり，Ｎ_Ｔ個の重み付け合成された変調信号を生成し，第０サブキャリアの変調信号としてＩＦＦＴ器２３−１とＩＦＦＴ器２３−２に入力する．また，送信補償器２２−Ｎは第Ｎ−１番目のサブキャリア用であり，第Ｎ−１サブキャリアの変調信号としてＩＦＦＴ器２３−１とＩＦＦＴ器２３−２に入力する．このように，サブキャリア毎に重み付け合成された変調信号を生成する．ＩＦＦＴ器２３−１及び２３−２は，ＩＦＦＴ操作によりマルチキャリア信号を生成する．ガードインターバル付加器２４−１及び２４−２は，このマルチキャリア信号の最後の部分をガードインターバルとして先頭に付加してＯＦＤＭ変調信号を生成する．各ＯＦＤＭ変調信号は送信信号として，アップコンバータ７−１及び７−２でＲＦ周波数帯へ周波数変換された後，それぞれスイッチ１０−１及び１０−２を通って，アンテナ１６−１及び１６−２で送信される．
なお，サブキャリア毎に，数式（１６）と数式（１７）の拘束条件の定数を適宜変えることも可能である．この場合，サブキャリア毎に平均送信電力が異なるが，全サブキャリアの平均送信電力の和が一定という条件を満足すれば良い．このように制御するとビット誤り率をさらに改善することができる．

次に，受信機の構成と動作について説明する．この受信機構成は最尤検出を用いた構成であり，Ｎ_Ｒ＝２である．アンテナ１１−１及び１１−２の受信波はそれぞれ，スイッチ１０−１及び１０−２を通ってダウンコンバータ１２−１及び１２−２に入力され，ＲＦ周波数帯からベースバンドに周波数変換された後，受信信号として出力される．受信信号はガードインターバル除去器２５−１及び２５−２で，ガードインターバルに相当する信号部分が除去され，ＦＦＴ器２６−１及び２６−２に入力される．ＦＦＴ器２６−１及び２６−２はＩＦＦＴの逆操作であるＦＦＴにより，各サブャリア信号に分解する．サブャリア毎に最尤検出を行い，送信ビット系列の判定を行う．なお，第０サブキャリア用の最尤検出器２７−１から第Ｎ−１サブキャリア用の最尤検出器２７−Ｎは，チャネル推定器１３が受信信号から推定するインパルス応答を周波数変換し，チャネルの周波数応答として用いる．また，干渉測定器１６で測定した干渉雑音の相関行列も周波数変換し，各サブキャリアにおける干渉雑音の相関行列として数式（６）による最尤検出に用いる．最尤検出器２７−１から２７−Ｎが出力する送信ビット系列の判定値は，パラレル・シリアル変換器１５でシリアルに変換されて出力端子１８から出力される．
さらに，第３の発明についても同様にＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送にも適用でき，第５の発明である電力に関する拘束条件下で最急降下法を用いて重み付け係数を逐次的に求める手法についてもＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送の各サブキャリアにおいて適用可能である．

以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送において，受信機において最尤検出，あるいは，線形受信処理と最尤検出の結合推定により信号検出を行った際，ビット誤り率を最小にする送信補償器の重み付け係数を逐次的に求めることができる．また，各サブキャリアにおける干渉雑音の相関行列をも用いることで，ＴＤＤ方式のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送において，アップリンクとダウンリンクにおける干渉の非相反性を補償でき，そのような環境においても良好な伝送特性を実現できる．
なお，本発明は上述の発明を実施するための最良の形態に限らず本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである．

ＴＤＤ方式の移動通信システムの図である． 本発明による非相反性干渉を補償するＴＤＤ用送受信機の構成図である． 本発明による送信補償器の構成図である． 本発明による受信機で結合推定を用いた送受信機の構成図である． 本発明による受信機で結合推定を用いた場合の送信補償器の構成図である． 本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送に適用した送受信機の構成図である．

符号の説明

１：入力端子，２：シリアル・パラレル変換器，３：変調器，４：送信補償器，４−１：重み付け係数乗算器，４−２：最尤検出用重み付け係数生成器，４−３：結合推定用重み付け係数生成器，５：チャネル情報入力端子，６：干渉情報入力端子，７：アップコンバータ，８：送信処理回路，９：発振器，１０：スイッチ，１１：アンテナ，１２：ダウンコンバータ，１３：チャネル推定器，１４：最尤検出器，１５：パラレル・シリアル変換器，１６：干渉測定器，１７：干渉情報出力端子，１８：出力端子，１９：受信処理回路，２０：トランスバーサルフィルタ，２１：パラメータ推定器，２２：送信補償器，２３：ＩＦＦＴ器，２４：ガードインターバル付加器，２５：ガードインターバル除去器，２６：ＦＦＴ器，２７：最尤検出器

Claims (5)

1. 複数のアンテナを用いる時間分割複信（ＴＤＤ）方式用送受信機において，受信機において干渉雑音の情報を測定する干渉測定器と，送信機において受信機から帰還された前記干渉雑音の情報と伝送路のインパルス応答の情報を基に，受信機において変調信号に重み付け係数を乗算して合成する送信補償器を含むことを特徴とする非相反性干渉を補償するＴＤＤ用送受信機．
2. 請求項１の前記送信補償器は，受信機から帰還された干渉雑音の相関行列と伝送路のインパルス応答の情報を基に，受信機において最尤検出を行った際のビット誤り率を最小にする重み付け係数を変調信号に乗算して合成することを特徴とする非相反性干渉を補償するＴＤＤ用送受信機．
3. 請求項１の前記送信補償器は，受信機から帰還された前記干渉雑音の相関行列と前記伝送路のインパルス応答の情報を基に，受信機において線形受信処理と最尤検出の結合推定を行った際のビット誤り率を最小にする重み付け係数を変調信号に乗算して合成することを特徴とする非相反性干渉を補償するＴＤＤ用送受信機．
4. 請求項２乃至請求項３のいずれかに記載の前記送信補償器は，サブキャリア毎に前記重み付け合成された変調信号を生成し，これらをＯＦＤＭ変調することで前記複数の送信信号を生成することを特徴とする非相反性干渉を補償するＴＤＤ用送受信機．
5. 請求項２乃至請求項４のいずれかに記載の前記送信補償器は，電力に関する拘束条件下で最急降下法を用いて前記重み付け係数を逐次更新することを特徴とする非相反性干渉を補償するＴＤＤ用送受信機．

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