KR20050083684A

KR20050083684A - 다중입력 다중출력 무선 장치에서의 위상 및 진폭 오프셋교정장치

Info

Publication number: KR20050083684A
Application number: KR1020057004168A
Authority: KR
Inventors: 찬드라 바이드야나단; 게리 엘 슈거
Original assignee: 아이피알 라이센싱, 인코포레이티드
Priority date: 2002-09-10
Filing date: 2003-09-09
Publication date: 2005-08-26
Also published as: DE60326612D1; US20040048584A1; MXPA05002678A; AU2003270416B2; EP1547254A4; EP1547254A2; CN1751444A; WO2004025841A3; AU2003270416A1; EP1547254B1; US7236750B2; WO2004025841A2; US7031669B2; JP4616011B2; AU2003270416C1; ATE425595T1; US20040219892A1; NO20051751L; KR20070061917A; CA2498676A1

Abstract

본 발명은 미모(MIMO : Multiple-Input Multiple-Output) 무선 통신 기술을 이용하여 다른 장치와 통신할 때 채널 대칭을 유지하기 위해 무선 장치에서 위상 및 진폭 불일치를 교정하기 위한 기술에 관한 것이다. 한 무선 장치의 다수의 송신기와 다수의 수신기 간의 진폭 및 위상 불일치에 관한 교정은 수신기 통로 또는 송신기 통로 또는 이들 두가지 통로 모두에서 디지털 로직(이를테면 모뎀)을 이용하여 기저역에서 이루어질 수 있다. 무선 장치에서 진폭 및 위상 오프셋은 장치의 제1 안테나 통로에 신호를 공급하고 제2 안테나 통로와 연관된 수신기에 의해 신호가 하향변환되는 장치의 제2 안테나로 제1 안테나로부터의 무선신호를 커플링할 때 그리고, 유사하게 제2 안테나 통로로부터의 신호를 제1 안테나 통로로 커플링하여 위상과 진폭의 반응을 측정함으로써 다수의 무선 송신기와 다수의 무선 수신기 사이에서 결정된다. 제1 안테나와 다른 안테나 각각에 대해 양방향으로 신호를 커플링할 때 이들 안테나 사이에서 측정을 얻을 수 있다. 위상과 진폭오프셋 교정값은 장치의 자체 캘리브레션 동작 또는 모드 중에 위상과 진폭 측정으로부터 연산되어 기저역 전송신호 및/또는 기저역 수신신호를 처리할 때 런타임 동작 또는 모드 중에 사용되어 장치의 다수의 송수신통로 사이의 위상과 진폭 오프셋을 보상하게 된다. 특정 무선 구조 또는 미모무선 알고리즘에 대해서는 진폭 오프셋 교정이 필요없을 수도 있다. 장치는 파워 업 중에 자체 캘리브레이션을 실행하고, 이후 주기적으로 다시 캘리브레이션을 행할 수 있다. 자체 캘리브레이션은 또한 공장에서 무선 장치를 통해 수행될 수도 있다.

Description

다중입력 다중출력 무선 장치에서의 위상 및 진폭 오프셋 교정장치{TECHNIQUES FOR CORRECTING FOR PHASE AND AMPLITUDE OFFSETS IN A MINO RADIO DEVICE}

본 출원은 2002년 9월 10일 출원된 미국 예비출원 제60/409,677호를 우선권으로 주장하며, 그 내용 모두가 본 명세서에 포함되어 있다.

본 발명은 다중입력 다중출력(이하 "미모"라함, MIMO : Multiple-Input Multiple-Output) 무선 통신을 이용한 무선 장치에서 위상 및 진폭 오프셋을 교정하기 위한 기술에 관한 것이다.

미모(MIMO) 무선통신은 다수의 신호를 이 신호에 대응하는 다수의 안테나를 통해 제1 장치로부터 전송하고, 다수의 제2 장치의 다수의 안테나에서 다수의 신호를 수신하는 동시송수신 기술에 관한 것이다. 이들 제1 장치 및 제2 장치 각각은 전송할 신호를 상향 변환하는 다수의 송신기와, 다수의 안테나 각각에서 수신된 신호를 하향 변환하는 다수의 수신기를 가지고 있다.

다수의 미모 신호 처리 알고리즘이 당분야에서 이미 공지되어 있다. 그 중에서 2개의 장치 사이의 무선채널에 관한 정보를 이용하여 각 장치에서 수신된 신호 대 잡음비(SNR :Signal-to Noise Ratio)를 최대화하는 기법의 미모 무선 알고리즘이 몇가지 공개되어 있다. 이들 미모 무선 알고리즘은 2개의 장치 사이에 이루어지는 링크의 채널 대칭성에 의존하는 기술이다. 이러한 채널 대칭성에 의존하는 미모 무선 알고리즘의 예는 "조인트 MRC(Maximal Ratio Combining)를 이용한 안테나 다이버시티를 위한 시스템 및 방법" 이라는 명칭으로 2002년 6월 19일 출원된 미국특허출원 제1 0/174,728호, "동등 파워 조인트 MRC를 이용한 안테나 다이버시티를 위한 시스템 및 방법"이라는 명칭으로 2002년 6월 19일 출원된 미국특허출원 제1 0/174,689호, "시간 도메인 신호처리를 이용한 조인트MRC를 위한 시스템 및 방법"이라는 명칭으로 2002년 7월 18일 출원된 미국특허출원 제1 0/064,483호에 공통적으로 개시되어 있다. 이들 알고리즘은 실질적으로 수신된 신호대 잡음비를 증대시킬 뿐만 아니라 이렇게 하는 것으로 장치들 상호간에 통신을 할 수 있는 범위를 확대시켜준다.

링크 상에서 한 장치의 송신기 통로 및 수신기 통로가 동일하지 않으면 채널 대칭을 상실하게 되며, 이 상실로 인해 미모 무선 알고리즘의 성능이 떨어지는 결과를 초래한다. 송신기 및 수신기에서 각 안테나 통로를 위한 아날로그 회로의 비이상성으로 인해 장치의 각 안테나 통로에서 데이터 변환기와 안테나 간에 발생하는 진폭(이득)반응과 위상반응의 불일치(mismatch)도 채널반응이 비대칭으로 되는 원인이 될 수 있다.

두 장치 간의 링크에서 채널 대칭성에 의존하는 미모 무선 알고리즘의 이점을 최대한 이용하기 위해서는 미모 무선 링크 상에서 각 장치의 진폭 및 위상 불일치를 교정하기 위한 기술이 필요하다. 링크 상에서의 한 장치가 미모 무선을 가지고 있고, 다른 장치가 단일 안테나 또는 스위칭 다이버시티 안테나 시스템을 가지고 있을 때도 역시 이러한 교정기술이 유용하게 사용될 수 있다.

도 1은 미모 무선 기술을 이용하여 상호 통신하는 2개의 통신장치를 나타낸 블록도.

도 2는 다수의 무선 송신기와 수신기 간의 위상 오프셋의 소스를 나타낸 무선 장치의 상세도.

도 3은 도시한 위상오프셋 교정을 위한 기술을 이용하는 통신장치의 일반 구성블록도.

도 4는 단일 반송파 또는 직교분할 다중 매트릭스(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplex)시스템에 대해 모든 대역통과필터 및 정렬 매트릭스를 이용하기 위해 위상 및 진폭 오프셋을 교정하는 장치의 블록도.

도 5는 OFDM 시스템에 대해 정렬 매트릭스를 이용하기 위해 위상 및 진폭 오프셋을 교정하는 장치의 블록도.

도 6은 장치의 수신 통로, 전송 통로 또는 이들 양쪽 통로에서 오프셋 교정이 이루어질 수 방법을 나타낸 블록도.

도 7은 교정 또는 측정을 단순화하기 위해 송신통로와 수신통로 사이에서 저역 통과 필터가 공유되는 방법을 나타낸 블록도.

도 8은 교정이 이루어지지 않았을 때, 진폭 및 위상 오프셋에 기인하여 링크 마진에서의 평균 손실을 나타낸 등고선 곡선도.

본 발명은 간단히 설명하면 채널 대칭성에 의존하는 미모 무선통신 기술을 이용하여 어느 한 장치와 통신 할 때, 채널 대칭성을 유지하기 위해 다른 한 장치에서의 위상 및 진폭 불일치(이하 " 오프셋" 또는 "불평형"이라고 혼형하여 사용함)를 교정하기위한 기술을 제공하는 것을 목적으로 한다. 한 장치에서 다수의 송신기와 다수의 수신기 간에 진폭과 위상 불일치를 교정하는 것은 이 장치의 수신기 통로, 또는 송신기 통로, 또는 양쪽 통로 모두에 있어 그 디지털 로직을 이용하는 기저역에서(이를테면 모뎀에서) 이루어질 수 있다. 한 장치에 있어 다수의 무선 송신기와 무선 수신기 간의 진폭 및 위상 오프셋은 다음의 2번의 측정방법을 통해 판별하며, 그 하나는 이 장치의 제1 안테나 통로에서 송신기 쪽으로 신호를 공급하고 제1 안테나로부터의 무선신호를 제2 안테나 통로(연결된 수신기가 신호를 하향변환하는 곳이 된다)에 커플링할 때 위상과 진폭 반응을 측정하는 것이고, 그 2번째는 유사하게 제2 안테나 통로로부터 제1 안테나 통로로 신호를 커플링할 때 위상과 진폭반응을 측정하는 것이다.

이 측정은 양방향 간의 신호가 함께 커플링될 때 제1 안테나 통로와 각 다른 안테나 통로 사이에서 이루어진다. 이 위상 및 진폭 오프셋 교정값은 장치의 자체 캘리브레이션 동작 또는 모드 중에 위상 및 진폭 측정값으로 부터 연산되며, 기저역 송신 및/또는 수신 신호를 처리할 때의 런 타임 동작 또는 모드 중에 장치의 다수의 송수신기 통로 간의 위상 및 진폭을 보상하기 위해 사용된다. 진폭 오프셋 교정은 특정 무선 동작이나 미모 무성 알고리즘의 경우 필요하지 않을 수도 있다(또는 선택적으로만 필요할 수도 있다). 무선 장치는 장치 파워 업 중에 그리고 이후 주기적으로 자체 캘리브레이션 모드를 실행한다. 무선 장치에서의 자체 캘리브레이션은 공장에서 제조시에 이루어질 수 도 있다.

여기서 설명하는 바와같은 측정이 이루어진 제1 장치가 같은 측정이 이루어진 제2 장치와 통신할 때, 제1 장치의 전송통로의 디지털 입력(DAC 입력)과 제2 장치의 수신통로의 디지털 출력(ADC 출력) 간의 채널 응답은 제2 장치의 전송통로의 디지털 입력(DAC 입력)과 제1 장치의 수신통로의 디지털출력(ADC 출력) 간의 채널 응답에 대칭이된다. 따라서, 기저역 신호 처리 레벨에서의 2개의 장치 간의 채널 반응은 대칭이되며, 이것은 채널 대칭에 의존하는 미모 무선 알고리즘에게는 바람직한 것이된다.

이러한 기술은 단일 반송파 변조 시스템 뿐만 아니라 직교 주파수 분할다중(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplex)시스템과 같은 다중 반송파 변조 시스템에도 유용한 것이다.

본 발명의 이점 및 특징은 다음에 첨부도면과 함께 설명하는 바람직한 실시예를 통해 더욱 명백해질 것이다.

도 1을 참조하여 N ×M 미모(MIMO : Multiple-Input Multiple-Output) 채널에서 진폭 및 위상 불일치 효과를 설명한다. L₁ 및 L₂는 제1 장치(100)(예를들면 AT)로부터 제2 장치(200)(예를들면 STA)로의 채널반응, 그리고 역으로 STA로부터 AP로의 채널반응을 각각 나타낸 것이다. 대칭적 미모 채널은 L₁ = L₂ ^T의 특성을 갖는다.

장치(100)는 N개의 안테나(110)(1) - (110)(N)을 가지고 있고, 다른 장치(200)는 M개의 안테나(210)(1) - (210)(M)을 가지고 있다. 따라서, 장치(100)는 N전송통로 및 N수신통로을 가지고 있고, 다른 장치(200)는 M전송통로 및 M수신통로를 가지고 있다. 장치(100)에서 각 전송통로에 D/A변환기(DAC)(115)(1)-(115)(N)가 연결되어 디지털 기저역 신호를 아날로그 신호로 변환하고 안테나(110)(1) - (110)(N) 중에서 대응하는 안테나를 통해 전송을 한다. 또한, 이와 같은 방법으로, 다른 장치(200)에서 각 전송통로에는 DAC(220)(1)-(220)(M)가 연결되고, 각 수신통로에는 ADC(230)(1) - (230)(M)이 연결되어 있다. 또한, 장치(100)는 모뎀(140)을 가지고 있고, 다른 장치(200)도 모뎀(240)을 가지고 있다. 이들 모뎀(200)(240)은 프로세스로서, ASIC(Application Specific Integrated Circuits)에서 디지털 로직 게이트로로 구현될 수 있다.

네트웍 단자 그룹이 CSMA(Carrier Sense Multiple Access)를 이용하여 동일한 반송파 주파수로 데이터 교환을 행하는 IEEE 802.11x 무선 로컬 에어리어 네트웍(WLAN : Wireless Local Area Network)과 같은 장내 무선 통신 시스템의 경우, 임의 2 단자 간의 채널 반응은 대칭적이지만 이러한 대칭성은 그들 안테나 어레이 간에만 존재한다. 예를들면, 제1 장치(100)의 제1 전송통로를 위한 DAC(115)(1)와 안테나(110)(1) 간의 진폭 및 위상 반응은 일반적으로 같은 장치(100)의 제1 수신통로에서의 안테나(110)(1)와 ADC(130)(1) 간의 위상 및 진폭 반응과는 다르다. 더욱이 제1 장치(100)의 제2 전송통로에서 DAC(115)(2)와 안테나(110)(2) 간의 진폭 및 위상 반응은 제2 장치(200)의 제1 전송통로에서의 DAC(220)(1)와 안테나(210)(1) 간의 진폭 및 위상 반응과는 다르다. 채널 대칭에 의존하는 미모 무선 알고리즘을 이용하기 위해서는 미모 무선 알고리즘 연산이 적용되는 기저역에서의 채널 반응은 대칭성을 요한다. 따라서, 채널의 모든 비 디지털 콤포넌트(예를들면 DAC 입력에서 전송통로, 그리고 수신기 통로의 ADC 출력까지)를 위한 진폭 및 위상 반응의 효과를 고려해야만 하며, 이러한 고려가 필요한 부분은 구체적으로는 각 DAC와 대응 안테나 간의 송신기 콤포넌트의 진폭과 위상 반응, 안테나와 대응 ADC 간의 수신기 콤포넌트의 진폭과 위상을 들 수 있다.

진폭과 위상 불일치와 함께, 모뎀(140)(240)의 로직에 의해 보여진 채널 반응 매트릭스는 다음과 같이 변형될 수 있다.

장치(100) 대 장치(200) : L₁ = B₂ H A₁

장치(200) 대 장치(100) : L₂ = B₁ H^T A₂

여기서, A₁, A₂는 대각선 매트릭스(또는 "대각선 모체")로서 장치(100)(200)에서의 송신기에 의해 야기된 위상 및 진폭 불평형을 각각 나타내며, B₁, B₂도 대각선 매트릭스로서, 장치(100)(200)에서의 수신기에 의해 야기된 위상 및 진폭 불평형을 각각 나타낸다. 여기서,

A₁ = diag(α₁₁e^jφ11,...,α_1Ne^jθ1N)

A₂= diag(α₂₁e^jφ21,...,α_2Me^jθ2M)

B₁= diag(β₁₁e^jφ11,...,β_1Ne^jθ1N)

B₂= diag(β₂₁e^jφ21,...,β_2Ne^jθ2M)

각 장치의 송신통로 및 수신통로에서 위상 및 진폭효과는 대각선 매트릭스 A₁, A₂, B₁, B₂의 대응값으로 표현한다.

상기 공동 계류 출원에 개신된 미모 무선 알고리즘의 n차 반복을 위한 전송 웨이트는 다음과 같다.

w_T,SP,n = γ_n(L₂ * L₁)ⁿ w_T,AP,O

w_T,STA,n = ρ_n L₁*(L₂ L₁ *)ⁿ w* _T,AP,O,

식 중 γ_n 및 ρ_n은 가늠자 요인으로서 전송 파워를 단위로 공칭화하는데 이용된다. 상기 웨이트는 파워 반복을 거쳐 L₂ * L₁ 및 L₁ * L₂를 위한 지배 아이겐벡터(dominant eigenvector)에 까지 각각 영양을 미치는 것을 볼 수 있다.

도 2는 위상 오프셋의 소스를 설명하기 위해 장치(100)(N 안테나를 가짐)를 더욱 상세히 도시한 것으로서, 여기서의 장치는 다수의 무선 송수신기를 포함하고 있으며, 각 무선 송수신기는 다수의 안테나(110)(1) - (110)(N)의 각각에 대응하여 연결된다. 각 무선 송수신기는 다수의 안테나 중 대응하는 것과 연결된 송신기(120)(i) 및 수신기(135)(i)를 포함한다[i(= 1 대 N)를 위함]. 무선 송신기(120)(i)는 관련 DAC(115)(i)에 의해 공급된 기저역 신호를 대응 안테나(110)(i)를 통해 전송하기 위해 무선주파수 신호로 상향변환한다. 수신기(135)(i)는 대응 안테나(110)(i)에 의해 검출된 무선 주파수 신호를 하향 변환한다.

각 송신기(120)(i) 및 수신기(135)(i)에 포함된 콤포넌트는 이용되는 무선 구조, 예를들면 수퍼헤테로다인 방식인가 또는 직접 변환방식 인가에 따라 달라질 수 있다. 도 2는 단지 예시만을 위한 것으로서, 직접 변환구조에서 발견될 수 있는 콤포넌트를 나타내며, 여기서 설명하는 측정기술의 개념은 어떠한 타입의 무선 구조에도 적용될 수 있음을 알 수 있다. 예를들면, 도 2는 각 송신기(120)(i)가 상향변환기 믹서(150)(i), 전력증폭기(165)(i) 및 기타 여러 가지 콤포넌트를 포함한다. 각 수신기(135)(i)는 예를 들면, 다른 콤포넌트 중에서도 저잡음 증폭기(167)(i) 및 하향 변환기 믹서(155)(i)를 포함한다. 각 안테나(110)(i)에 연관된 스위치(137)(i)는 송신기(120)(i) 또는 수신기(135)(i)를 안테나(110)(i)에 접속할 것인지의 여부를 선택한다. 기저역 측에서 DAC(115)(i)와 송신기(120)(i)의 RF 콤포넌트 사이에 있는 전송통로에서 저역통과 필터(125)(i)가 있고, ADC(130)(i)와 수신기(135)(i) 사이의 수신기 통로 사이에도 저역통과필터(127)(i)가 있다.

도 2에 나타낸 바와 같이, 다수의 송신기 및 다수의 수신기는 단일 반도체 집적회로(IC)에서 구현될 수 있다. 완전 집적화된 미모 무선 구조에 대해서는 2002년 10월 11일 출원된 공동 계류 미국특허출원 제1 0/065,388호에 개시되어 있으며,그 내용 전부가 본 명세서와 함께 참조문헌으로 제시되었다. 따라서, 미모 무선구조는 다수의 별도 무선 송수신기, 또는 다수의 무선 송수신기가 구현되는 단일 IC로 구성될 수 있다.

위상오프셋의 소스 φ_1Tx, φ_1Rx - φ_NTx, φ_NRx 는 여러 가지이며, 각 통로에 대한 믹서(150)(i), (155)(i)에서의 국부 발진 위상에서의 위상차, 기타 다른 무선 부분에서 소그룹의 지연차가 있다. 이들 오프셋은 프로세스 또는 전압 이나 온도에 따라서 변화한다. 무선주파수(RF) 부분 중에서 그룹 지연차τ_RFTx(1), τ_RFRx(1) - τ_RFTx(N), τ_RFRx(N) 는 피코초의 10차 수로서, 전체 대역 동작에서 느리게 변화하는 위상오프셋을 야기한다. 예를들면, 50ps 그룹 지연 오프셋은 5.15GHz에서 92.7도의 위상 오프셋을, 5.35GHz에서 96.3도의 오프셋을 야기한다. 따라서, 이러한 타입의 오프셋은 각 대역동작를 위해 한가지 주파수에 대해 교정될 수 있다. 수퍼헤테로다인 구조(예를들면, 도2에는 도시한된 IF필터, AGC 증폭기)에 있어서 그 중간주파수(IF) 콤포넌트 간의 그룹 지연차는 RF 그룹 지연 오프셋 보다 1 또는 2 차수 이상 크기이며, 이것에 의해 대역을 통해 매우 신속하게 변화하는 위상 오프셋을 야기한다. 따라서, IF 부분을 이용하여 설계를 할 때는 각 무선채널에 대해 교정이 필요하다. 기저역 콤포너트(예를들면, 저역통과필터, ADC 및 DAC 간의 파이프라인 잠복 차별)은 IEEE 802.11x 신호 대역폭의 경우 나노초 차수에 있으며, 이에 따라 일 채널의 대역폭 내에서 조차도 상당한 위상변화를 야기한다.

채널 평형에 의존하는 미모 무선 알고리즘의 최적 성능을 확보하기 위해서는 각 장치를 측정하여 이 측정에 따르는 채널 평형을 확보해야 한다. 어떤 경우에는 이 과정으로 위상 및 진폭 오프셋을 교정하고, 또 다른 경우에는 위상오프셋을 교정할 수도 있다. 예를들면, 시뮬레이션을 통해, 상기 공동계류 출원에서 개시된 동등 파워 미모 무선 알고리즘은 비동등 파워 미모 무선 알고리즘에 비해 장점을 가지고 있는데 그 이유는 동등파워 알고리즘이 상대적으로 큰 진폭 오프셋에서도 면역성을 갖기 때문이다.

일반적으로 각 장치에 있어 전송측에서의 교정은 교정 매트릭스 C로 곱하여 얻을 수 있다. 여기서 교정 매트릭스 C = diag(c₁,...,c_N)이며, 식중 c₁ = γ₁exp(jχ₁),...c_N = γ_Nexp(jχ_N), γ₁은 진폭교정 콤포넌트이고, χ₁은 위상교정 콤포넌트이다. 변형 채널 반응 매트릭스는 L₁ = B₂ H A₁ C₁및 L₂ = B₁ H^T A₂ C₂이다.

링크에서 채널 대칭을 확보하기 위한 충분조건은 다음 식(1)과 같다.

B₁ = A₁ C₁및 B₂ = A₂C₂ (1)

이 조건이 대칭 채널을 보장하는 이유는 다음과 같다.

L₂ ^T = (B₁ H^T A₂ C₂)^T = B₂ ^T H A₁ ^T C₁ ^T = L₁ = B₂ H A₁ C₁ = L₁

도 1을 참조하면, N × M 대칭 미모 무선 채널을 위해 조건(1)을 다시 기입하는 등가식은 다음과 같다.

γ₁₁α₁₁/β₁₁exp[j(χ₁₁ + θ₁₁ - φ₁₁)] = γ₁₂α₁₂/β₁₂exp[j(χ₁₂ + θ₁₂ - φ₁₂)] = ... = γ_1Nα_1N/β_1Nexp[j(χ_1N + θ_1N - φ_1N)], 그리고

γ₂₁α₂₁/β₂₁exp[j(χ₂₁ + θ₂₁ - φ₂₁)] = γ₂₂α₂₂/β₂₂exp[j(χ₂₂ + θ₂₂ - φ₂₂)] = ... = γ_2Mα_2M/β_2Mexp[j(χ_2M + θ_2M - φ_2M)]. 식중 θ 및 φ는 장치(100)(200)의 송신기 및 수신기 각각의 위상 반응이고, α 및 β는 극 각각의 진폭 반응이다. 도 1에서 사용된 문자 기호 i, j는 장치(i)를 나타내고(장치1은 장치 100, 또는 장치2는 장치 200의 의미이다), j는 장치i의 j번째 안테나(또는 대응 안테나 통로)를 각각 나타낸다.

조건(1)를 나타내는 또 다른 등가식은 다음과 같다.

진폭에 대해,

γ₁₁α₁₁/β₁₁= γ_1Nα_1N/β_{1N ,}및

γ₂₁α₂₁/β₂₁ = γ_2Mα_2M/β_2M,이고,

위상에 대해서는

[χ₁₁ + θ₁₁ - φ₁₁] = [χ₁₂ + θ₁₂ - φ₁₂] = ... = [χ_1N + θ_1N - φ_1N)] 및,

[χ₂₁ + θ₂₁ - φ₂₁] = [χ₂₂ + θ₂₂ - φ₂₂] = ... = [χ_2N + θ_2M - φ_2M)]이다.

2(N-1) 및 2(M-1) 선형 독립식은 사이드 1 및 사이드 2에 대한 조건을 규정하는데 각각 필요하다.

[χ₁₁ + θ₁₁ - φ₁₁] = [χ₁₂ + θ₁₂ - φ₁₂];γ₁₁α₁₁/β₁₁= γ₁₂α₁₂/β_{12 ,}

[χ₁₁ + θ₁₁ - φ₁₁] = [χ₁₃ + θ₁₃ - φ₁₃];γ₁₁α₁₁/β₁₁= γ₁₃α₁₃/β_{13 ,}

...

[χ₁₁ + θ₁₁ - φ₁₁] = [χ_1N + θ_1N - φ_1N];γ₁₁α₁₁/β₁₁= γ_1Nα_1N/β_1N및

[χ₂₁ + θ₂₁ - φ₂₁] = [χ₂₂ + θ₂₂ - φ₂₂];γ₂₁α₂₁/β₂₁= γ₂₂α₂₂/β_{22 ,}

[χ₂₁ + θ₂₁ - φ₂₁] = [χ₂₃ + θ₂₃ - φ₂₃];γ₂₁α₂₁/β₂₁= γ₂₃α₂₃/β_{23 ,}

...

[χ₂₁ + θ₂₁ - φ₂₁] = [χ_2M + θ_2M - φ_2M];γ₂₁α₂₁/β₂₁= γ_2Mα_2M/β_{2M ,}

상기 식은 링크상에 한 장치, 예를들면 N 사이드에 대해 다음과 같이 표현할 수도 있다.

[χ₁ + θ₁ - φ₁] = [χ₂ + θ₂ - φ₂];γ₁α₁/β₁= γ₂α₂/β_{2 ,}

[χ₁ + θ₁ - φ₁] = [χ₃ + θ₃ - φ₃];γ₁α₁/β₁= γ₃α₃/β_{3 ,}

...

[χ₁ + θ₁ - φ₁] = [χ_N + θ_N - φ_N];γ₁α₁/β₁= γ_Nα_N/β_{N ,}(2a)

일부 항을 변형하여 식(2a)를 다음과 같이 표현할 수 있다.

[χ₁ + θ₁ - φ₂] = [χ₂ + θ₂ - φ₁];γ₁α₁/β₁= γ₂α₂/β_{1 ,}

[χ₁ + θ₁ - φ₃] = [χ₃ + θ₃ - φ₁];γ₁α₁/β₂= γ₃α₃/β_{1 ,}

...

[χ₁ + θ₁ - φ_N] = [χ_N + θ_N - φ₁];γ₁α₁/β₂= γ_Nα_N/β_{1 ,}(2b)

식 (2a) 및 식 (2b)에서, 제1항 은 생략하여 일반성을 상실하지 않고도 식이 링크의 양측에서 사용될 수 있음을 보여주고 있다.

채널 대칭성을 확보하기 위해 등가인 식(2a) 또는 (2b)의 관계는, 링크 상에서 양쪽 장치에서 유지되어야 한다. 식(2a) 및 (2b)의 관계식을 아래 설명한다. 일부 기본 명칭에 대해서 먼저 설명한다. 한 장치에서, 각 안테나에 대해서는 이 안테나에 의해 전송되는 신호를 상향 변환하는 송신기와, 상기 안테나에 의해 검출된 신호를 하향변환하는 대응 수신기를 가지고 있다. 또한, 각 안테나는 양쪽 전송 및 수신 방향에서 대응 안테나 통로를 갖는다. 송신기의 입력으로부터 대응 안테나의 출력까지의 신호통로는 상기 안테나용(또는 안테나에 대한) 전송통로로서 명명한다. 유사하게 안테나의 입력으로부터 대응 수신기의 출력까지의 신호통로는 이 안테나용(안테나에 대한) 수신 통로로 명명한다. 위상 및 (선택적으로) 진폭 오프셋 교정 값은 다수의 안테나에 연관된 각 안테나 통로를 위한 신호(전송통로 방향, 수신통로 방향, 또는 양쪽 통로방향으로의 신호)에 인가된다.

식(2a)의 관계식을 표현하는 한 방법은 한 장치에서 (a)송신기의 입력으로부터 대응 안테나의 출력까지의 진폭과 위상반응, 그리고(b)이 안테나의 입력으로부터 그 대응 수신기까지의 진폭과 위상반응 간의 차이가 모든 안테나(i = N 안테나 장치의 1 - N)에 대해 동일( 및 일정)하게 하는 것이다. 식(2b)의 관계식을 나타내는 한 방법은 한 장치에서 (a) 한 안테나(예를들면 안테나 1)에 연관된 송신기로의 입력으로부터 다른 안테나(예를들면 안테나 i)와 연관된 수신기의 출력 까지의 진폭 및 위상 반응이 안테나 i에 연관된 송신기의 입력으로부터 안테나 1 연관된 수신기의 출력까지의 진폭과 위상이 모든 안테나(i = N 안테나 장치의 2 -N)에 대해 같도록 하는 것이다.

식(2b)의 설명은 이하에서 설명하는 루프 백 구성을 제안하는 것으로서, 교정값γ_i및 χ_i 을 연산하는데 필요한 측정을 얻어서 장치의 다수의 송신기 및 다수의 수신기 간의 진폭 및 위상 오프셋을 교정하고, 이것에 의해 장치가 신호를 송수신할 때 식(2b)의 조건을 만족시키도록 하고 있다. 반복하여 식(2b)를 만족하는 교정값은 식(2a)를 만족시키게 된다.

도 3은 식(2a) 또는 식(2b)의 조건을 얻기 위해 교정값(γ_i및 χ_i)을 나타낸다. 모뎀(140)은 측정 연산 블록(145)을 포함하여 캘리브레이션 측정 과정을 위해 사용되는 신호를 생성하고, 측정 및 연산을 하여 교정값을 저장한다. 모뎀(140)은 또한 교정블록(147)을 가지며, 이 블록(147)은 교정값을 기저역 전송 신호, 또는 전송 웨이트, 또는 기저역 수신신호에 가하거나 기저역 전송 신호 및 기저역 수신신호 모두에 가하여 목표 네트 교정값을 얻는다. 캘리브레이션 파라메터를 생성하고, 이들 파라메터를 가하는 기술은 많이 있으며, 이에 대해서는 후술 한다. 마이크로 프로세서와 같이 제어기 프로세서(170)은 모뎀(140)에 연결된 신호를 생성하여 장치의 초기 파워업 시에 자체 캘리브레이션을 초기화하거나 및/또는 이후 주기적으로 또는 때때로 캘리브레이션 파라메터를 갱신할 수도 있다. 다른 장치와 대칭적 링크에 의존하는 각 장치는 유사한 방법으로 자체 캘리브레이션을 한다. 이하에서 교정값을 정렬값 및/또는 캘리브레이션 파라메터로 칭한다.

수신기 및/또는 송신기에서 가변 이등 증폭기가 사용되는 경우에, 캘리브레이션은 이들 부분의 인가된 이득 셋팅에 대해 위상에서의 변화를 고려해야한다. 한 가지 기술은 수신기 및 송신기 콤포넌트의 위상 대 이득 셋팅 관계를 판별하고, 메모리(165)에 이득 독립 교정값(표에서와 같이)에 대한 조정값을 저장하거나, 이와는 달리 도 3에 도시한 바와 같이, 모뎀(140)의 디지털 로직에 이들 조정값을 하드 코드화하는 것이다. 교정 값에 대한 이득 독립 조정값은 한번에 공장에서 생성하고, 이후 현장에서 장치의 운전동작 또는 모드 시에 이 장치의 현재 이득 셋팅에 따라서 이들 조정값을 사용한다. 이와는 달리 , 교정값을 이득 독립 조정값을 자체 캘리브레이션 모드 또는 동작 중에 현장에서 연산할 수도 있다. 이득독립 교정값은 현장 및/또는 공장에서 장치의 자체 캘리브레션 모드 중에 이득 독립 교정값을 연산할 수도 있다. 교정값에 대한 이득 독립 조정값은 각 이득 셋팅 중에 도 4 및 도 5와 접목하여 아래 설명하는 바와 같은 기술을 이용하여 (공장이나 현장에서)생성할 수 있다.

캘리브레이션 로직은 모뎀(140)에 위치하는데 그 이유는 모뎀이 전형적으로 기저역 신호를 처리하는 ASIC에서 디지털 로직 게이트와 함께 구형되기 때문이다. 특정 응용에 있어서 또는 휴대성 또는 고정성 응용에서의 마이크로 프로세서 능력의 향상으로 인해 캘리브레이션 로직은 프로세서 독출 메모리 매체에 저장되거나 엔코드된 소프트웨어로 구현되어 프로세서(170)(모뎀 로직을 또한 실행함)에 실행된다.

캘리브레이션 세션이 수행된 이후 식(2a) 또는 식(2b)의 조건을 얻기 위해, 기저역 전송신호 및/또는 수신신호를 처리할 때, 교정값이 사용된다. 이들 조건에 대해 캘리브레트된 제1 장치는 유사하게 캘리브레이트된 제2 장치와 통신할 때, 제1 장치의 전송통로의 디지털 입력(DAC입력)과 제2 장치의 수신통로의 디지털 출력(ADC 출력) 간의 채널 응답이 제2 장치의 전송통로의 디지털 입력(DAC 입력)과 제1 장치의 수신통로 디지털 출력(ADC 출력) 간의 채널 응답과 대칭된다. 따라서, 기저역 신호처리 레벨에서 2 장치간의 채널 반응은 대칭이 되며, 이것은 채널 대칭에 의존성을 갖는 미모 무선 알고리즘에 대해서는 바람직한 것이다.

상대적으로 큰 그룹 지연 오프셋(통상 기저역 송신기 및/또는 수신기 콤포넌트에서 야기됨)에 대해서는, 송수신기 통로 간의 위상 불일치가 전송된 신호의 대역폭 내에서 변경하므로, 주파수에 대해서 변화하는 위상 정렬을 요한다. 도 5에 도시한 바와 같이, 그리고 이하에서 설명하는 바와 같이, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexed)시스템과 같은 다중 반송파 변조 시스템에 대해서는 송신기, 또는 수신기, 또는 이들 모두에 있어 각 OFDM 부반송파를 위한 여러가지 다른 위상 정렬 매트릭스C(k)를 이용하여 이러한 정렬을 이룬다. 도 4 및 이하에서 설명하는 바와 같은 또 다른 접근 방법은 (1) 송신기, 또는 수신기 또는 양쪽 모두에서 모든 통과필터를 이용하고, (2)광대역 위상 오프셋을 보상하기 위해 주파수 비선택성 위상 교정값(단일 주파수 독립 교정 매트릭스)를 이용하여 각 송수신기 통로의 그룹 지연을 정렬하는 것이다.

도 4는 미모 무선 통신을 할 수 있는 N안테나 장치의 관련 부분(도 3의 장치100)을 도시한 것으로서, 여기서 진폭 및 위상 교정이 이루어진다. 도 4의 접근 방법은 단일 반송파 또는 다중 반송파 변조 시스템에서 유용한 것이다. 도시한 모뎀(140)은 캘리브레이션 연산 블록(145) 및 교정블록(147)을 포함하고 있다. 교정블록(147)은 모든 대역통과필터(180)(1) - 180(N) 및 멀티플라이어(190)(1) - (190)(N)를 포함한다. 멀티플라이어(190)(1) - (190)(N)는 단일 교정 매트릭스 C = diag(c1, ..., cN)(식중 ci 는 γ_iexp(jχ_i)로 정의되며, 위상 오프셋 및 진폭오프셋을 위한 것이다)를 인가한다. 위상교정값 χ_i 의 콤포넌트는 이하에서 보다 상세히 설명한다.

도 4의 접근방법은 모뎀의 수신기 콤포넌트에서 기저역 그룹 지연 정렬을 수행한다. 이 접근방법은 게이트 카운트 관점에서 매력적인데 그 이유는 모든 대역통과필터(예를들면 리샘플러)가 이미 데이터 타이밍 회복을 위해 대부분의 수신기 모뎀 구조에서 요구되고 있고, IEEE 802.11b와 같은 단일 반송파 시스템에서도 유용하지만 OFDM 시스템과 같은 다중 반송파 시스템에서 또한 매력적이기 때문이다. 도 6과 함께 이하에서 설명하는 바와 같이, 모든 통과 필터 및 멀티플라이어를 구현하는 디지털 로직 게이트는 송신기 통로, 수신기 통로 또는 이들 양쪽 모두에 존재하여 진폭 및 위상 오프셋을 보상할 수 있다.

멀티플라이어(190)(1) - (190)(N)는 상향변환 및 전송에 앞서 기저역 전송 신호에 전송웨이트W_T를 인가하기 위해 사용되는 동일한 멀티플라이어로 구성할 수도 있다. 이 경우 전송 웨이트W_T는(콤플렉스 번호)는 대각선 매트릭스C의 대응 요소c_i에 의해 곱해진다.

도 4에 도시한 N 안테나 장치에 관한 캘리브레이션 파라메터 생성과정에 대해 설명한다. 캘리브레이션 연산 블록(145)은 로직을 포함하여 캘리브레이션 과정을 수행하고, 모든 대역 통과필터(180)(1) - (180)(N)와 멀리플라이어(190)(1) - (190)(N)에 관한 캘리브레이션 파라메터를 생성한다.

스텝1. 주파수 신시사이저(195)는 관심이 있는 무선주파수 대역에서 공지된 주파수 채널로 동조한다. 모뎀은 기저역 CW(Continuous Wave) 톤(tone)e^2πjφkt을 생성하며, 이것은 송신기(120)(1)와 안테나(110)(1)를 경유하는 전송을 위해 안테나(110)(1)(안테나 통로 1)에 연관된 DAC(115)(1)에 결합되고, 케이블 또는 공중링크를 이용하여 안테나 통로1의 전송RF 출력이 안테나(110)(2)(안테나 통로2)에서의 RF입력으로 루프 백된다.안테나 통로1에서 DAC(115)(1)에 대한 입력에서의 신호와 안테나 통로2에서 ADC(130)(2)의 출력에서의 신호 간의 제1 위상차가 다수의 주파수(예를들면, f_k = [-3f_s/8, -f_s/8, f_s/8, 3f_s/8], 단 f_s = 심볼 레이트)에서 측정된다. 일반적으로, 기저역 신호의 대역폭에 충분한 스팬을 갖는 주파수에서 측정이 이루어진다. 제1 위상차는 ψ₁₂(k) = [θ₁(k) + φ₂(k) + φ_ant(1,2)]이다. 식중 θ₁(k) 및 φ₂(k)는 주파수 f_k에서 송신기(120)(1) 및 수신기(135)(2)를 통한 위상 시프트를 각각 나타내고, φ_ant(1,2)는 안테나(110)(1)와 안테나(110)(2) 사이의 공중 또는 케이블의 위상 시프트를 표현한다. 또한, ADC(130)(2)의 출력에서 신호의 제1 증폭γ₁₂(k)은 각 주파수 f_k에서 측정된다.

스텝2. 송신기로서의 안테나 통로2와 수신기로서의 안테나 통로1을 이용하여 스텝1을 반복하고, 제2 위상차 ψ₂₁(k) = [θ₂(k) + φ₁(k) + φ_ant(1,2)]을 측정하고, 주파수 f_k의 각각에 있어서 그 ADC(130)(1)의 출력에서의 신호의 제2 진폭 γ₂₁(k)을 측정한다.

위의 스텝 1 및 스텝 2에서, 한 안테나로부터 다른 안테나로 (케이블 또는 공중으로) 전송된 신호가 수신 전에 충분한 감쇠를 겪지 않으므로, 수신기 통로에서 (저잡음) 증폭기는 턴 오프되거나 그 이득 셋팅을 턴 다운하며(낮추어지며), 그 수신된 신호가 수신통로에서 믹서 및 다른 콤포넌트에 손상을 주지 않는다.

스텝3. 안테나 통로1과 안테나 통로2 사이의 대역내 그룹 지연 오프셋 또는 불일치는 다음식을 이용하여 추산된다.

δτ₂ = - (1/2π)* 주파수 f_k에 걸쳐 포인트[(f_k, ψ₁₂(k) - ψ₂₁(k))]를 통과하는 최선 적합 라인의 경사도.

스텝4. 안테나 통로1와 안테나 통로2 간의 광대역 위상 오프셋 또는 불일치는 다음식으로 추산된다.

δθ₂ = 주파수 f_k에 걸쳐 포인트[(f_k, ψ₁₂(k) - ψ₂₁(k))]를 통과하는 최선 적합 라인의 y-인터셉트.

진폭불일치γ₂는 주파수 f_k에 걸쳐 제1 측정진폭과 제2 측정진폭의 비, 즉 [(f_k, γ₁₂(k)/γ₂₁(k))]의 평균으로부터 추산된다.

스텝5. 스텝1-4는 안테나 통로 1 과 i 사이에서 반복되어 주파수 f_k에 걸쳐 포인트 [(f_k, ψ_1i(k) - ψ_i1(k))]로부터 그룹 지연 오프셋 δτ₁과 광대역 오프셋δθ_i를 측정하고, [(f_k, γ_1i(k)/γ_i1(k))]로부터 i = 3,...,N에 대한 진폭 오프셋 γ_i를 측정한다. δτ₁,...,δτ_N과 δθ_i,..., δθ_N 과, γ₁,...,γ_N은 캘리브레이션 파라메터로서 또는 교정값으로서 저장되며, 제1 안테나와 연관된 안테나 통로에 관해서는 그룹 지연 오프셋δτ₁= 0, 광대역 위상 오프셋 δθ₁= 0, 진폭오프셋 γ₁ = 1이다. δτ₁을 위한 단위는 적절한 샘플링속도에서의 샘플이다.

스텝6. 송수신기 간의 대역내 그룹지연 불일치는 도 4에 도시한 바와 같이 i = 1,...,N에 대해 모든 대역 통과 필터 i를 이용하여 수신기 통로 i에서 δτ_i샘플의 그룹 지연을 생성하여 정상 동작 중에 교정될 수 있다. δτ₁> 0은 지연(지상)을 암시하고, δτ_i는 진전(진상)을 암시한다. 송수신기 통로 간의 광대역 위상 오프셋(및 선택적으로 진폭 오프셋)은 전송 웨이트 또는 기저역 전송 신호를 다음의 대각선 정렬 매트리릭스 C로 곱하여 제거할 수 있다.

c₁ = 1

c₂ = γ₂exp(jδθ₂)

c₃= γ₃exp(jδθ₃)

...

c_N = γ_Nexp(jδθ_N)

진폭 오프셋 교정이 수행되지 않는다면, 모든 i에 대해 γ_i = 1이다.

스텝7. 필요하다면, 스텝 1- 6을 RF대역 내에 있어 그 다중 채널에서 반복하여 천천히 위상 오프셋을 변화시키는 것을 고려할 수도 있다. 안테나 및/또는 커플링 케이블을 통한 위상 시프트는 임의 연산 결과에 영향을 주지하는다. 각 채널에 대한 교정값을 저장하거나 한 세트의 채널 독립 교정값을 저장할 수도 있고, 캘리브레이션 파라메터의 채널 독립 세트에 대한 채널 종속 조정값을 각 채널에 대해 저장할 수도 있다.

도 4의 프로세스를 주파수 f_k에서의 다중 톤(tone) 대신에 다중 반송파 변조 신호, 예를들면 OFDM 신호를 이용하여 변형할 수도 있다.또한, 상기 과정을 일반화하거나 OFDM과 같은 다중 반송파 변조 스킴으로 확대할 수 있으며, 이 경우, 단일 반송파 기저역 신호의 대역폭을 가로지르는 주파수 f_k에서 위상차측정을 일으키는 대신에 다중 반송파 기저역 신호의 다수의 부반송파 k(모든 부반송파 k에 항상 필요한 것은 아님)에서 측정을 행하고, 상기한 선형 분석(기울기 및 y-인터셉트 연산)을 충분히 행할 수도 있다.

요약하면, 안테나 i = 1 - N에 대응하는 안테나 통로를 위해 오프셋값을 연산하고, 여기서, 대응 광대역 위상 오프셋 값δθ_i과 대응 대역내 지연값δτ_i을 기저역 신호의 대역폭에 걸쳐있는 주파수 f_k로부터 도출한 시퀀스[ ψ_1i(k) - ψ_i1(k)]로부터 추산하며, 여기서 ψ_1i(k)는 제1 안테나에 연관된 송신기에 대한 입력과 주파수 f_k에서 안테나 i에 연관된 수신기의 출력 간의 위상차(이것을 또한 제1 위상차로 칭함)이고, ψ_i1(k)은 안테나 i에 연관된 연관된 송신기에 대한 입력과 주파수 f_k에서 제1 안테나에 연관된 수신기의 출력 간의 위상차(이것을 또한 제2 위상차로 칭함)이고, δθ₁ = 0 = δτ₁ 이다. 대응 진폭 오프셋 γ₁은 전술한 진폭으로부터 연산된다.

도 4와 함께 전술한 바와 같이, 캘리브레이션 연산 블록에 의해 연산된 위상(및 선택적으로 진폭) 오프셋을 이용하여, 모뎀(140)에서의 교정블록(147)은 다수의 기저역 전송신호(또는 전송 웨이트) 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하며(예를들면, 곱하며), 대응교정값은 다수의 송신기와 다수의 수신기 간의 위상차 (그리고 선택적으로)진폭에서의 차를 교정하고, 그 결과 신호가 다수의 송신기에 의해 전송될 때 및/ 또는 신호가 다수의 수신기에 의해 전송될 때 (1)송신기에 대한 입력으로부터 대응 안테나 까지의 위상반응과, (2)이 안테나의 입력으로부터 대응수신기의 출력 까지의 위상반응 사이의 차이가 다수의 안테나 각각에 대해 동일하다(즉, 모든 안테나 통로에 대해 일정하다).

특히, (광대역) 위상 오프셋을 교정할 때, 모뎀(140)은 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하고, 대응 광대역 위상 오프셋 교정 값은 안테나 i = 1 - N와 연관된 안테나 통로를 위해 연산된 광대역 위상 오프셋과 같은 네트 위상 오프셋 교정을 얻는다. 유사하게, 진폭오프셋을 교정할 때, 모뎀(140)(교정블록을 사용함)은 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 수신신호를 처리하며, 대응 진폭 교정 값은 대응 안테나 i = 1 - N와 연관된 안테나 통로에 대해 연산된 진폭오프셋과 같은 네트 진폭 오프셋 교정을 얻는다. 또한, 대역내 위상 오프셋을 교정할 때, 모뎀(140)은 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하고, 대응 그룹 지연 교정값은 대응 안테나 i = 1 - N의 통로를 위해 연산된 그룹지연 오프셋과 같은 네트 그룹 지연 오프셋 교정을 얻는다.

도 5는 OFDM과 같은 다중 반송파 변조 스킴에 적절한 접근방법을 도시한다. 교정블록(147)은 다수의 멀티플라이어(197)(1) - (197)(N)을 포함하여 전송 정렬 또는 교정 매트릭스 C_k를 인가하여 각 OFDM 부반송파에서 위상 및 선택적으로 진폭오프셋을 제거한다. 멀티플라이어(197)(1) - (197)(N)는 전송웨이트W_Ti(i = 1 - N)를 전송될 기저역 전송신호에 인가하는데 사용되는 것과 동일한 멀티플라이어일 수 있다. 전송 정렬 매트릭스C_k를 생성하는 기술은 다음과 같다.

스텝1. 주파수 신시사이저(195)는 관심이 있는 무선주파수 대역에서 공지된 주파수 채널로 동조한다. 안테나 통로 1에서 공지된 BPSK 변조 패턴을 이용하여 DAC (115)(1)를 통해 기저역 OFDM 신호가 전송된다. 이 신호는 케이블 또는 공중링크를 이용하여 안테나 통로1의 안테나(110)(1)로부터 안테나 통로 2의 안테나(110)(2)에서의 RF입력으로 루프 백된다. 안테나 통로1에서 DAC(115)(1)에 대한 입력에서의 신호와 안테나 통로2에서 ADC(130)(2)의 출력에서의 신호 간의 제1 위상차가 OFDM 반송파에서 측정된다. 다수의 주파수(예를들면, f_k = [-3f_s/8, -f_s/8, f_s/8, 3f_s/8], 단 f_s = 심볼 레이트)에서 측정된다. 제1 위상차는 ψ₁₂(k) = [θ₁(k) + φ₂(k) + φ_ant(1,2)] 이다. 식중 θ₁(k) 및 φ₂(k)는 k번째의 OFDM 부반송파에서 안테나 통로 1의 송신기와 안테나 통로 2의 수신기를 통한 위상 시프트를 각각 나타내고, φ_ant(1,2)는 안테나(110)(1)와 안테나(110)(2) 사이의 공중 또는 케이블의 위상 시프트를 표현하며, 모두 방향이 같다. 또한, ADC(130)(2)의 출력에서 신호의 제1 증폭γ₁₂(k)이 측정된다.

스텝2. 송신기로서의 안테나 통로2와 수신기로서의 안테나 통로1을 이용하여 스텝1을 반복하고, 제2 위상차 ψ₂₁(k) = [θ₂(k) + φ₁(k) + φ_ant(1,2)]을 측정하고, ADC(130)(1)의 출력에서의 신호의 제2 진폭 γ₂(k)을 측정한다.

스텝3. 안테나 통로1과 통로i(= 3 - N) 사이에서 스텝 1 및 스텝 2를 반복하고, 제1 위상차 ψ_1i(k)와 제2 위상차 ψ_i1(k) 및 제1 및 제2 진폭 γ_i1(k) 및 γ_1i(k)을 측정한다.

스텝4. 대각선 위상 정렬 또는 교정 매트릭스C(k)는 다음과 같이 연산된다.

c₁(k) = 1

c₂(k) = γ₂(k)exp(j[ψ₁₂(k) - ψ₂₁(k)]) = γ₂(k)exp(j([ θ₁(k) + φ₂(k)] - [θ₂(k) + φ₁(k)]))

c₃(k) = γ₃(k)exp(j[ψ₃(k) - ψ₃₁(k)]) = γ₃(k)exp(j([ θ₁(k) + φ₃(k)] - [θ₃(k) + φ₁(k)]))

...

c_N(k) = γ_N(k)exp(j[ψ_1N(k) - ψ_N1(k)]) = γ_N(k)exp(j([ θ₁(k) + φ_N(k)] - [θ_N(k) + φ₁(k)]))

식중 γ_i(k)는 제1 측정된 진폭과 제2 측정된 진폭의 비, 즉[γ_1i(k)/γ_i1(k)]의 비로 부터연산된다. 그리고, γ₁= 1 이다.

매트릭스C(k)의 값은 캘리브레이션 파라메터로서 저장된다. 이러한 C(k)의 선택은 모든 k에 대해 대칭 조건(3)을 만족한다. 송수신기 통로 간의 위상 오프셋과 선택적인 진폭 오프셋은 대각선 정렬 매트릭스C(k)에 의해 부반송파에서 데이터 심볼을 곱하여 각 부반송파에서 제거할 수도 있다. 따라서, 도 5에 특정하게 도시하지는 않았지만, 멀티플라이어(197)(i)는 멀티플라이어 어레이를 통해 모든 부반송파 k에서 c_i(k)의 곱셈을 할 수 있다.

스텝 5. 필요하다면, RF 대역 내에서 다중 채널에서 스텝 1 - 4를 반복하여 느리게 위상 오프셋을 변화시키는 것을 고려할 수도 있다. 안테나 및/또는 커플링 케이블을 통한 위상 시프트가 임의 연산의 결과에 영향을 주지 않는다.

요약하면, 값 c_i(k)로 구성된 각 부반송파에 대해 대각선 오프셋 매트릭스C(k)를 연산하며, 식중 c_i(k) = γ_i(k)exp(j[ψ_1i(k) - ψ_i1(k)]), i = 2 - N, 그리고, N은 안테나 번호(개수), ψ_1i(k)는 제1 안테나에 연관된 송신기에 대한 입력과 부반송파 k에서 안테나 i에 연관된 수신기의 출력 간의 위상차(제1 위상차로 칭함)이고,ψ_i1(k)는 안테나 i에 연관된 송신기에 대한 입력과 부반송파 k에서 제1 안테나에 연관된 수신기의 출력 간의 위상차(제2 위상차로 칭함)이며, 식중 γ_i(k) =[γ_1i(k)/γ_i1(k)]이고, c₁(k) = 1이다. 기저역 신호를 처리할 때, 모뎀(140)은 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하며, 각 부반송파 k에 대한 위상 오프셋 교정값은 매트릭스 diag[c₁(k), c₂(k), ..., c_N(k)]과 동일한 네트 위상 오프셋 교정을 얻는다. 식 중c_j(k) = exp(j[ψ_1i(k) - ψ_i1(k)]), 그리고 ψ_1i(k) 는 제1 위상차이며, ψ_i1(k)는 제2 위상차 그리고, i = 2 - N, c1(k) = 1이다.

상황에 따라서(이 상황은 아래에서도 설명하게 되겠지만), 다중 반송파 시스템에 대해서는 주파수 선택성 또는 독립성 교정 매트릭스를 생성할 필요가 없을 수도 있다. 단일 주파수 비선택적(주파수 독립적) 교정 매트릭스는 광대역 위상 시프트를 교정하는데 충분할 수도 있다. 이러한 경우, 각 안테나 통로에 대해 각 부반송파 k에서 위상 시프트 오프셋 교정값을 연산하는 대신에, 각 안테나 통로에 대한 단일 오프셋 교정값을 다수의 부반송파 k에 연관된 포인트[부반송파 k, ψ_1i(k) - ψ_i1(k)]를 통과하는 라인적합의 y-인터셉트로부터 연산한다. 여기서ψ_1i(k)는 부반송파 k에서 측정한 제1 위상차이고, ψ_i1(k)은 주파수 부반송파 k에서 측정된 제2 위상차이며, 제1 안테나와 연관된 안테나 통로를 위한 위상오프셋은 0이다. 유사하게, 각 안테타에 대해서 각 부반송파 k에서의 진폭오프셋을 연산하기 보다는 진폭 오프셋에 관해서, 단일 진폭 오프셋을 다수의 부반송파 k에 걸쳐서의 제1 진폭과 제2 진폭 비의 평균으로부터 연산한다. 다수의 부반송파 k 각각에 대해서 위상차 측정을 할 필요는 없지만 충분한 숫자로 전술한 바와 같이 선형 분석(y-인터셉트)를 행한다. 이 과정은 이후 도 4와 관련하여 위에서 설명한 과정과 매우 유사하다.

여기서 설명하는 캘리브레이션 기술의 장점은 어떠한 추가 장비를 요하지 않는다는 점에 있으며, 이 기술은 장치내에 내장된 로직으로 수행이 가능하여 장치가 자체 캘리브레이션을 행할 수 있도록 한다.

한편, 여기서 설명한 기술은 RF 테스트 장비와 함께 수행될 수도 있으며, 이 경우, DSP 로직 대신에, 필요에 따라서는 연구실이나 실험실에서도 안테나 루프 백 통로 간의 위상 및 진폭 오프셋을 측정할 수 있다. 테스트 장비가 필요할 때, 기준신호(CW 또는 OFDM)를 무선 수신기에 투입하고, 이 신호를 기저역에서 루프 백시켜 테스트 장비를 이용하여 RF에서 위상차를 측정한다.

도 6을 참조하면, 오프셋 교정값은 모뎀의 전송통로, 수신통로 또는 이들 양쪽의 모든 통로에 인가할 수도 있다. 예를들면, 오프셋c₁ - c_N을 도 4 또는 5와 함께 설명한 방법으로 연산할 때, 교정을 멀티플라이어(191)(i)와 함께 수신기 통로에서 행할 수 있으며, 여기서 c_i'가 c_i의 역이거나 진폭 교정이 수행되지 않으면 c_i'는 c_i의 컬레(conjugate)이다. 이와는 달리, 전송통로 및 수신통로 모두에서 교정을 하여 안테나 통로에서의 누적 또는 네트 교정이 이 안테나 통로를 위해 연산된 대응 오프셋c_i과 동일하게 될 수도 있다. 유사하게, 전송 모든 대역 통과필터(181)(i)(예를들면 리샘플러)를 수신 모든 대역 통과필터 대신에 사용할 수도 있으며, 이 경우 δτ₁값은 도 4와 관련하여 상기 설명한 방법으로 연산되고, δτ_i'는 δτ_i'의 역수(진상 대신에 지상, 또는 지상 대신에 진상)이다. 이와는 달리 모든 대역 통과필터를 수신통로 및 전송통로에 사용하여 안테나 통로에서의 누적 또는 네트 교정을 이 통로를 위해 연산된 대응 그룹 지연 오프셋 δτ₁ 과 동일하게 할 수도 있다. 도 6에 도시한 각 수신 및 송신 기저역 통로에서 멀티플라이어 및 모든 대역 통과필터의 시퀀스는 제한적인 것이 아니며, 전환이 가능하다.

미모 송수신기에서 그룹 지연 불일치 중에서 기저역 콤폼포넌트 사이의 그룹 지연차가 가장 문제가 많은데 그 이유는 이것이 상대적으로 큰 주파수 종속 위상차를 야기하고, 이 위차상가 전송되는 신호의 대역폭 내에서 변화하기 때문이다. 기저역 지연차 효과를 제거하는 한 방법은 각 안테나 통로에 대해서 송신기와 수신기 간에 동일한 저역필터(LPF)를 공유하는 것이다. 이렇게 하면 명백히 실리콘 영역을 절약하는 부수적인 효과도 얻게된다.

도 2를 참조하면, 송신기 1 에서 수신기 i 까지의 통로에서 그룹지연은 다음과 같다.

τ_BBTX(1) + τ_RFTX(1) + τ_ant(i) + τ_RFRX(i) + τ_BBRX(i)

그리고 송신기i로부터 수신기1 까지의 그룹지연은 다음과 같다.

τ_BBTX(i) + τ_RFTX(i) + τ_ant(1) + τ_RFRX(i)+ τ_BBRX(1)

각 통로에서 동일 필터를 송수신을 위해 공유한다면, τ_BBTX(1) = τ_BBRX(1), τ_BBTX(i) = τ_BBRX(i), 2개의 통로 간의 그룹 지연에서의 차이는 τ_RFTX(1) + τ_RFRX(i) - [τ_RFTX(i) + τ_RFRX(1)]이며, 이것은 RF 콤포넌트에만 의존한다. 대칭조건(식 1 및 2)이 단지 이들 통로 간의 위상차에만 의존하므로, 상기 분석은 공유 LPF가 사용되면 채널 대칭이 LPF의 그룹 지연 불특정성에 관계없이 유지된다는 것을 보여준다. 도 7은 스위치(128)(1) - 128(N)가 배치되어 각 무선 송수신기에서 전송통로에서 DAC의 출력이나 LPF의 입력으로서 수신기통로에서의 하향변환기의 출력을 선택하는 필터 공유의 예를 나타낸다.

실험에 의하면 무선 송수신기 구조가 송수신 동작을 위해 LPF를 공유한다면 기저역 그룹 지연 불일치를 보상할 필요가 없다는 것을 암시해준다. 이 경우, OFDM 스킴에 대해서 단일 주파수 비선택성(주파수 독립적) 전송 위상 정렬 매트릭스만을 요하며, OFDM이나 단일 반송파 스킴에 대해서 모든 대역 통과 그룹지연 정렬을 요하지 않는다.

실험에 의하면, ADC와 DAC에 의한 지연효과로 인해 파이프라인 지연이 전송통로와 수신 통로 간에 상대적으로 큰 그룹 지연 차를 야기할 수도 있음을 보여준다. 각 송수신 루프백 통로에서 전체 그룹지연은 DAC와 ADC 그룹 지연의 합계이므로, 이들 지연의 합계가 모든 루프 백 통로의 것과 같으며, 이에 따라 대칭조건은 이들 콤포넌트 간의 그룹 지연차와 상관없이 유지된다(모든 DAC와 ADC가 동일 그룹지연을 갖는다고 가정하며, 이러한 일은 전형적으로 일어나는 일이다).

시뮬레이션을 행하여 채널 대칭에 의존하는 미모 무선 알고리즘에 대해(위상과 진폭 오프셋의 영향을 판별하였다(교정이 되지 않았을 때). 시뮬레이션은 한 장치에서는 4 안테나, 다른 장치에서는 2 안테나의 200 랜덤 채널을 이용하였다.

각 채널H에 대해서 랜덤 불일치 매트릭스A₁, B₁, A₂, B₂가 발생하였으며, 링크 마진에서의 손실이 연산되었다. 전송 매트릭스 A₁, A₂에 대해서 진폭과 위상 불일치를 사용하였다. 수신 매트릭스B₁, B₂에 대해서는 단지 랜덤 위상 불일치를 이용하였는데 그 이유는 수신기에서의 진폭 에러가 일부 타입의 무선 송수신기 구조에서 관련이 없기 때문이다. 표준편차σ_αdB 를 가진 정규분포를 이용하여 진폭불일치 20 log(α)을 발생시켰다. 위상불일치 θ,φ를 - U_θ/2와 U_θ/2 사이에서 균등하게 분포시켰다. [1, 2, 3, 6] dB에서 σ_αdB 의 각 값에 대해 [10, 20, 45, 90, 180] 도에서 U_θ의 각 값에 대해 불일치 매트릭스 한 세트를 발생시켰다.각 랜덤 채널에 대해 전체 20 세트의 4 랜덤 불일치 매트릭스를 생성하였다.

도 8은 2개의 장치 간에 사용된 동등 파워 CBF 알고리즘에 대한 데이터 플롯을 나타내며, 무엇 보다도 동등 파워 CBF는 비동등 파워 CBF 보다는 위상과 진폭 불평형에 매우 민감도가 낮은 것을 보여주며, 또한 진폭오프셋 교정이 필요없음을 보여준다.

요약하면, 본 발명의 무선 장치는 다수의 안테나 중 대응하는 안테나를 통해 동시 신호를 전송하기 위해 다수의 기저역 전송 신호 중 대응하는 전송신호를 상향변환하는 다수의 송신기와, 다수의 안테나 중 대응하는 안테나에 의해 검출된 다수의 무선신호를 하향변환하여 대응하는 다수의 기저역 수신신호를 생성하는 다수의 수신기와, 다수의 송신기와 다수의 수신기에 결합된 프로세서를, 구비하고, 상기 프로세서는 다수의 송신기와 다수의 수신기 간의 위상반응 차이를 교정하는 대응 교정값과 함께 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리한다.

또한 본 발명은 다수의 안테나와, 대응 다수의 수신기와, 대응 다수의 송신기를 포함하는 무선 장치에서 캘리브레이션을 행하기 위한 방법에 관한 것으로서, 상기 다수의 송신기와 상기 다수의 수신기의 위상반응을 측정하는 단계와, 다수의 교정값을 연산하여, 다수의 송신기와 다수의 수신기의 위상 반응에서의 차이를 교정하는 단계를 구비한다.

또한 본 발명은 제1 장치와 제2 장치 간의 무선통신을 위한 방법에 관한 것으로서, 상기 제1 무선 장치는 다수의 안테나와, 대응 다수의 송신기와, 대응 다수의 수신기를 포함하고, 상기 제1 무선 장치에서 대응 교정값을 가지고 다수의 기저역 전송신호 및/또는 기저역 수신신호를 처리하여, 제1 무선 장치의 다수의 송신기와 다수의 수신기의 위상반응 차이를 교정하는 단계를, 구비한다.

또한 본 발명은 다수의 안테나, 대응 다수의 송신기 및 대응 다수의 수신기를 포함하는 무선 장치의 특성을 측정하기 위한 방법에 관한 것으로서, 대응 제1 안테나를 통해 전송하기 위해 제1 송신기에 신호를 커플링하는 단계와, 제2 안테나와 연관된 수신기로 상기 신호를 수신하는 단계를, 구비한다.

이상의 설명은 단지 실시예를 위한 것이며, 이것으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.

Claims

(a)다수의 안테나 중 대응하는 안테나를 통해 동시 신호를 전송하기 위해 다수의 기저역 전송 신호 중 대응하는 전송신호를 상향변환하는 다수의 송신기와,

(b)다수의 안테나 중 대응하는 안테나에 의해 검출된 다수의 무선신호를 하향변환하여 대응하는 다수의 기저역 수신신호를 생성하는 다수의 수신기와,

(c)다수의 송신기와 다수의 수신기에 결합된 프로세서를, 구비하고,

상기 프로세서는 다수의 송신기와 다수의 수신기 간의 위상반응 차이를 교정하는 대응 교정값과 함께 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제1항에 있어서,

상기 프로세서는 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 대응하는 교정값을 가지고 처리하며, 다수의 송신기로 신호를 전송할 때 및/또는 다수의 수신기로 신호를 수신할 때, (1)한 송신기의 입력으로부터 그 대응 안테나의 출력 까지의 위상반응과, (2)이 안테나의 입력으로부터 그 대응 수신기의 출력까지의 위상반응 간의 차이가 다수의 안테나 각각에 대해 동일한 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제1항 에 있어서,

상기 프로세서는 다수의 송신기와 다수의 수신기 간의 위상 반응 차이를 측정하여 이 위상반응 차이로부터 교정값을 산출하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제3항에 있어서,

상기 프로세서는 다수의 송신기와 다수의 수신기 간의 광대역 위상 오프셋을 교정하는 교정값을 가지고 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제4항에 있어서,

상기 프로세서는 제1 안테나에 연관된 송신기에 대한 입력과, 안테나 i에 연관된 수신기의 출력 간의 제1 위상차와, 안테나 i와 연관된 송신기에 대한 입력과 제1 안테나에 연관된 수신기의 출력 간의 제2 위상차를 측정하며, 여기서 i = 2 내지 N이고, N은 안테나의 번호인 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제5항에 있어서,

프로세서는 제1 안테나에 연관된 송신기에 대한 입력에 신호가 인가될 때와 공중링크 또는 케이블 접속을 통해 안테나 i에 연관된 수신기에 수신입력으로서 신호가 커플링될 때의 제1 위상차를 측정하고, 안테나 i에 연관된 송신기에 대한 입력에 신호가 인가될 때와 공중링크 또는 케이블 접속을 통해 제1 안테나에 연관된 수신기에 수신입력으로서 신호가 커플링될 때의 제2 위상차를 측정하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제6항에 있어서,

상기 프로세서는 주파수 f_k에서 연속파를 표현하는 디지털 신호로서 신호를 생성하며, 상기 프로세서는 기저역 신호의 대역폭에 걸쳐서의 다수의 연속파 톤 주파수 f_k에서 상기 제1 위상차와 제2 위상차를 측정하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제7항에 있어서,

상기 프로세서는 제1 안테나에 연관된 송신기에 커플링된 DAC(Digital to Analog Converter)에 대한 입력에서의 디지털신호와, 안테나 i에 연관된 수신기의 출력에 결합된 ADC(Analog to Digital Converter)의 출력에서의 디지털 신호 간의 제1 위상차를 측정하고, 안테나 i에 연관된 송신기에 커플링된 DAC에 대한 입력에서의 디지털 신호와 제1 안테나에 연관된 수신기의 출력에 커플링된 ADC의 출력에서의 디지털 신호 간의 제2 위상차를 측정하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제7항에 있어서,

상기 프로세서는 주파수 f_k와 연관된 포인트[(f_k, ψ_1i(k) - ψ_i1(k))]를 통과하는 적합 라인의 y-인터셉트로부터 안테나 i = 1 내지 N에 대응하는 안테나 통로에 대해 광대역 위상 오프셋을 연산하며, 여기서 ψ_1i(k)는 주파수 f_k에서 측정된 제1 위상차이고, ψ_i1(k)는 주파수 f_k에서 측정된 제2 위상차이며, 제1 안테나에 연관된 안테나 통로용 광대역 위상 오프셋은 0인 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제9항에 있어서,

상기 프로세서는 대응 광대역 위상 오프셋과 같은 네트 위상 오프셋 교정을 얻기위해 대응 광대역 위상 오프셋 교정값을 가지고 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제10항에 있어서,

상기 프로세서는 대응 진폭 오프셋 교정값을 가지고 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하여 다수의 송신기 및 다수의 수신기 간의 진폭 오프셋을 교정하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제11항에 있어서,

상기 프로세서는 제1 안테나에 연관된 송신기에 대한 입력에 연속파 톤이 인가될 때 안테나 i에 연관된 수신기 출력에서 신호의 제1 진폭을 측정하고, 안테나 i에 연관된 송신기의 입력에 연속파 톤이 인가될 때 제1 안테나에 연관된 수신기의 출력에 신호의 제2 진폭을 측정하며, 여기서 i = 2 내지 N인 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제12항에 있어서,

상기 프로세서는 주파수 f_k에 연관된 제1 진폭과 제2 진폭 간의 비의 평균으로부터 대응 안테나 i (i = 1 내지 N)의 안테나 통로에 대한 다수의 진폭 오프셋을 연산하며, 제1 안테나에 연관된 안테나 통로를 위한 진폭 오프셋은 1인 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제13항에 있어서,

상기 프로세서는 대응 진폭 교정값을 가지고 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 수신신호를 처리하여 대응 진폭 오프셋과 같은 네트 진폭 오프셋 교정값을 얻는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제3항에 있어서,

상기 프로세서는 다수의 송신기와 다수의 수신기가 무선 주파수 동작 대역에서 다수의 주파수 채널 각각에 대해 동조될 때 위상 반응 간의 차이를 측정하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제5항에 있어서,

상기 프로세서는 대응 그룹 지연 교정값을 가지고 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하여, 기저역 신호의 대역폭 내에서 다수의 송신기와 다수의 수신기 간에 그룹 지연 오프셋을 교정하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제16항에 있어서,

상기 프로세서는 주파수 f_k에서 제1 위상차와 제2 위상차로부터 대응 안테나 i (i = 1 내지 N)의 안테나 통로에 대한 다수의 그룹지연 오프셋을 연산하며, 제1 안테나에 연관된 안테나 통로를 위한 그룹 지연 오프셋은 0인 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제17항에 있어서,

상기 프로세서는 -(1/2π) * 다수의 주파수 f_k와 연관된 포인트[(f_k, ψ_1i(k) - ψ_i1(k))]를 통과하는 적합 라인의 기울기와 같은 그룹 지연 오프셋을 연산하며, 여기서 ψ_1i(k)는 주파수 f_k에서 측정된 제1 위상차이고, ψ_i1(k)는 주파수 f_k에서 측정된 제2 위상차이며, i = 2 내지 N인 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제18항에 있어서,

상기 프로세서는 대응 그룹 지연 교정값을 가지고 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하여, 대응그룹 지연 오프셋과 같은 네트 그룹 지연 오프셋 교정을 얻는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제19항에 있어서,

상기 프로세서는 모든 대역 통과필터를 이용하여 그룹 지연 교정값을 구현하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제4항에 있어서,

다수의 기저역 전송신호 및 다수의 기저역 수신신호는 다중 반송파 변조 프로세스를 이용하여 변조되며, 상기 프로세서는 다중 캐리어 변조 공정과 연관된 다수의 부반송파 캐리어 k에서 위상 오프셋을 연산하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제21항에 있어서,

상기 프로세서는 제1 안테나에 연관된 송신기에 대한 입력에 다중 반송파 기저역 신호가 인가될 때와 공중링크 또는 케이블 접속을 통해 안테나 i에 연관된 수신기에 수신입력으로서 다중 반송파 기저역 신호가 커플링될 때의 제1 위상차를 다수의 부반송파 k에서 측정하고, 안테나 i에 연관된 송신기에 대한 입력에 다중 반송파 신호가 인가될 때와 공중링크 또는 케이블 접속을 통해 제1 안테나에 연관된 수신기에 수신입력으로서 신호가 커플링될때의 제2 위상차를 각 부반송파 k에서 측정하며, 상기 i = 2 내지 N이고, N은 안테나 번호인 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제22항에 있어서,

상기 프로세서는 각 부반송파 k에 대한 위상오프셋 교정값을 가지고 다수의 기저역 전송 신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하여, 매트릭스 diag[c₁(k), c₂(k), ..., c_N(k)]과 동일한 네트 위상 오프셋 교정을 얻으며, 여기서 c_i(k) = exp(j[ψ_1i(k) - ψ_i1(k)])이며, ψ_1i(k)는 제1 위상차이고, ψ_i1(k)는 제2 위상차이며, i = 2 내지 N, 그리고 c₁(k) = 1인 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제22항에 있어서,

상기 프로세서는 제1 안테나에 연관된 송신기에 대한 입력에 다중 반송파 기저역 신호가 인가될 때와 공중링크 또는 케이블 접속을 통해 안테나 i 에 연관된 수신기에 수신입력으로서 다중 반송파 기저역 신호가 커플링될 때의 제1 위상차를 다수의 부반송파 k에서 측정하고, 안테나 i에 연관된 송신기에 대한 입력에 다중 반송파 신호가 인가될 때와 공중링크 또는 케이블 접속을 통해 제1 안테나에 연관된 수신기에 수신입력으로서 신호가 커플링될때의 제2 위상차를 다수의 부반송파 k에서 측정하며, 상기 i = 2 내지 N인 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제24항에 있어서,

상기 프로세서는 다수의 부반송파 k와 연관된 포인트[(f_k, ψ_1i(k) - ψ_i1(k))]를 통과하는 적합 라인의 y-인터셉트로부터 안테나 i = 1 내지 N에 대응하는 안테나 통로에 대해 위상 오프셋을 연산하며, 여기서 ψ_1i(k)는 부반송파 k에서 측정된 제1 위상차이고, ψ_i1(k)는 주파수 부반송파 k에서 측정된 제2 위상차이며, 제1 안테나에 연관된 안테나 통로용 위상오프셋은 0인 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제25항에 있어서,

상기 프로세서는 대응 위상 오프셋 교정값을 가지고 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하여, 대응위상 오프셋과 같은 네트 위상 오프셋 교정을 얻는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제26항에 있어서,

상기 프로세서는 대응진폭 오프셋 교정 값을 가지고 다수의 기저역 전송 신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하여, 다수의 송신기 및 다수의 수신기 간의 진폭 오프셋을 교정하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제26항에 있어서,

상기 프로세서는 제1 안테나에 연관된 송신기의 입력에 다중 반송파 신호가 인가될 때 다수의 부반송파 k에서 안테나 i에 연관된 수신기 출력에서 신호의 제1 진폭을 측정하고, 안테나 i (i = 2 내지 N)에 연관된 송신기의 입력에 다중 반송파 신호가 인가될 때 다수의 부반송파 k에서 제1 안테나에 연관된 수신기 출력에서 신호의 제2 진폭을 측정하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제28항에 있어서,

상기 프로세서는 다수의 부반송파 k에 걸쳐서 제1 진폭과 제2 진폭의 비의 평균으로부터 안테나 i(i = 1 내지 N)에 대응하는 안테나 통로에 대한 진폭 오프셋을 연산하고, 제1 안테나에 연관된 안테나 통로에 대한 진폭 오프셋은 1인 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제29항에 있어서,

상기 프로세서는 대응 진폭 교정값을 가지고 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하여 대응 진폭 오프셋과 같은 네트 진폭 오프셋 교정을 얻는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제23항에 있어서,

상기 프로세서는 대응 진폭 교정값을 가지고 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하여 다수의 송신기와 다수의 수신기 간의 진폭오프셋을 교정하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제31항에 있어서,

상기 프로세서는 제1 안테나에 연관된 송신기의 입력에 다중 반송파 신호가 인가될 때 안테나 i에 연관된 수신기 출력에서의 신호의 각 부반송파 k에서 제1 진폭을 측정하고, 안테나 i (i = 2 내지 N)에 연관된 송신기의 입력에 다중 반송파 신호가 인가될 때 제1 안테나에 연관된 수신기 출력에서의 신호의 각 부반송파 k에서 제2 진폭을 측정하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제32항에 있어서,

상기 프로세서는 각 주파수 부반송파 k에서 제1 진폭과 제2 진폭의 비의 평균으로부터 안테나 i(i = 1 내지 N)에 대응하는 안테나 통로에 대한 각 부반송파 k에서의 진폭 오프셋을 연산하고, 제1 안테나에 연관된 안테나 통로에 대한 각 부반송파에서의 진폭 오프셋은 1인 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제33항에 있어서,

상기 프로세서는 각 부반송파 k에서의 대응 진폭 오프셋 교정값을 가지고 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하여 대응 진폭 오프셋과 같은 네트 진폭 오프셋 교정을 얻는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제1항 에 있어서,

상기 프로세서는 기저역 신호 프로세서를 포함하며, 이 기저역 신호 프로세서는 기저역 변조를 행하여 다수의 기저역 전송 신호와 다수의 기저역 수신신호의 기저역 복조를 행하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제35항에 있어서,

상기 기저역 신호 프로세서는 디지털 로직 게이트에 의해 구성된 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제1항 에 있어서,

상기 다수의 송신기 및 다수의 수신기는 단일 반도체 집적회로 상에서 구성된 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제1항 에 있어서,

대응 안테나에 연관된 송신기 및 수신기에 의해 공유된 저역필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제1항 에 있어서,

상기 프로세서는 자체 캘리브레이션 모드 중에 오프셋을 측정하고 교정값을 연산하여 오프셋을 교정하며, 상기 프로세서는 런 타임 모드 중에 상기 교정값을 가지고 다수의 기저역 송신 신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제39항에 있어서,

상기 프로세서는 장치 파워업 중에 그리고 이후 주기적으로 자체 캘리브레이션 모드를 실행하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제1항 에 있어서,

상기 무선 장치는 다수의 송신기의 이득 셋팅 및/또는 다수의 수신기의 이득 셋팅에 따라서 교정값 조정을 가능하게 하는 정보를 저장하는 메모리를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제41항에 있어서,

상기 프로세서는 위상 반응에서의 오프셋을 측정하고, 이득 독립 교정값을 연산하며, 상기 프로세서는 상기 메모리에 저장된 정보를 이용하여 이득 셋팅에 따라서 상기 이득 독립 교정값을 조정하는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
다수의 안테나와, 대응 다수의 수신기와, 대응 다수의 송신기를 포함하는 무선 장치에서 캘리브레이션을 행하기 위한 방법으로서,

(a)상기 다수의 송신기와 상기 다수의 수신기의 위상반응을 측정하는 단계와,

(b)다수의 교정값을 연산하여, 다수의 송신기와 다수의 수신기의 위상 반응에서의 차이를 교정하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
제43항에 있어서,

상기 연산하는 단계는 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 처리하는데 사용하는 다수의 교정값을 가지고 연산하는 단계를 포함하며, 다수의 송신기로 신호를 전송할 때 및/또는 다수의 수신기로 신호를 수신할 때, (1)한 송신기의 입력으로부터 그 대응 안테나의 출력 까지의 위상 반응과, (2)이 안테나의 입력으로부터 그 대응 수신기의 출력까지의 위상 반응 간의 차이가 다수의 안테나 각각에 대해 동일한 것을 특징으로 하는 방법.
제43항에 있어서,

상기 연산하는 단계는 다수의 송신기와 다수의 수신기 간의 광대역 위상 오프셋을 연산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제45항에 있어서,

상기 측정하는 단계는 제1 안테나에 연관된 송신기에 대한 입력과, 안테나 i에 연관된 수신기의 출력 간의 제1 위상차와, 안테나 i와 연관된 송신기에 대한 입력과 제1 안테나에 연관된 수신기의 출력간의 제2 위상차를 측정하며, 여기서 i = 2 내지 N이고, N은 안테나의 번호인 것을 특징으로 하는 방법.
제46항에 있어서,

상기 측정하는 단계는 제1 안테나에 연관된 송신기에 대한 입력에 신호가 인가될 때와 공중링크 또는 케이블 접속을 통해 안테나 i 에 연관된 수신기에 수신입력으로서 신호가 커플링될 때의 제1 위상차를 측정하고, 안테나 i에 연관된 송신기에 대한 입력에 신호가 인가될 때와 공중링크 또는 케이블 접속을 통해 제1 안테나에 연관된 수신기에 수신입력으로서 신호가 커플링될 때의 제2 위상차를 측정하는 것을 특징으로 하는 방법.
제47항에 있어서,

상기 측정하는 단계는 기저역 신호의 대역폭에 걸쳐서의 다수의 주파수 f_k에서 인가된 연속파 톤에 대해 상기 제1 위상차와 제2 위상차 측정을 반복하는 것을 특징으로 하는 방법.
제48항에 있어서,

상기 측정하는 단계는 제1 안테나에 연관된 송신기에 커플링된 DAC(Digital to Analog Converter)에 대한 입력에서의 디지털신호와, 안테나 i에 연관된 수신기의 출력에 결합된 ADC(Analog to Digital Converter)의 출력에서의 디지털 신호 간의 제1 위상차를 측정하고, 안테나 i에 연관된 송신기에 커플링된 DAC에 대한 입력에서의 디지털 신호와 제1 안테나에 연관된 수신기의 출력에 커플링된 ADC의 출력에서의 디지털 신호 간의 제2 위상차를 측정하는 것을 특징으로 하는 방법.
제49항에 있어서,

상기 연산하는 단계는 주파수 f_k와 연관된 포인트[(f_k, ψ_1i(k) - ψ_i1(k))]를 통과하는 적합 라인의 y-인터셉트로부터 안테나 i = 2 내지 N에 대응하는 안테나 통로에 대해 광대역 위상 오프셋 교정값을 연산하며, 여기서 ψ_1i(k)는 주파수 f_k에서 측정된 제1 위상차이고, ψ_i1(k)는 주파수 f_k에서 측정된 제2 위상차이며, 제1 안테나에 연관된 안테나 통로용 광대역 위상 오프셋 교정값은 0인 것을 특징으로 하는 방법.
제48항에 있어서,

상기 측정 단계는 다수의 송신기와 다수의 수신기 간의 진폭 오프셋을 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제51항에 있어서,

상기 측정하는 단계는 제1 안테나에 연관된 송신기에 대한 입력에 연속파 톤이 인가될 때 안테나 i에 연관된 수신기 출력에서 신호의 제1 진폭을 측정하는 단계와, 안테나 i에 연관된 송신기의 입력에 연속파 톤이 인가될 때 제1 안테나에 연관된 수신기의 출력에 신호의 제2 진폭을 측정하는 단계를 더 포함하며, 여기서 i = 2 내지 N인 것을 특징으로 하는 방법.
제52항에 있어서,

상기 연산하는 단계는 다수의 주파수 f_k에 연관된 제1 진폭과 제2 진폭 간의 비의 평균으로부터 안테나 i (i = 1 내지 N)에 대응하는 안테나 통로에 대한 진폭 오프셋 교정값을 연산하는 단계를 더 포함하며, 제1 안테나에 연관된 안테나 통로를 위한 진폭 오프셋 교정값은 1인 것을 특징으로 하는 방법.
제43항에 있어서,

상기 측정하는 단계는 다수의 송신기와 다수의 수신기가 무선 주파수 동작 대역에서 다수의 주파수 채널 각각에 대해 동조될 때 상기 제1 및 제2 위상 차이를 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제48항에 있어서,

상기 측정하는 단계는 다수의 송신기와 다수의 수신기 간의 그룹 지연 차이를 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제55항에 있어서,

상기 연산하는 단계는 제1 위상차와 제2 위상차로부터 안테나 i (i = 1 내지 N)에 대응하는 안테나 통로에 대한 다수의 그룹지연 오프셋 교정값을 연산하는 단계를 포함하며, 제1 안테나에 연관된 안테나 통로를 위한 그룹 지연 오프셋 교정값은 0인 것을 특징으로 하는 방법.
제56항에 있어서,

상기 연산하는 단계는 -(1/2π) * 다수의 주파수 f_k와 연관된 포인트[(f_k, ψ_1i(k) - ψ_i1(k))]를 통과하는 적합 라인의 기울기로부터 안테나 i(i = 1 내지 N)에 대응하는 안테나 통로를 위한 다수의 그룹 지연 오프셋 교정값을 연산하며, 여기서 ψ_1i(k)는 주파수 f_k에서 측정된 제1 위상차이고, ψ_i1(k)는 주파수 f_k에서 측정된 제2 위상차인 것을 특징으로 하는 방법.
제46항에 있어서,

상기 측정 단계는 제1 안테나에 연관된 송신기에 대한 입력에 다중 반송파 기저역 신호가 인가될 때와 공중링크 또는 케이블 접속을 통해 안테나 i에 연관된 수신기에 수신입력으로서 다중 반송파 기저역 신호가 커플링될 때의 제1 위상차를 다중 반송파 기저역 변조 프로세스에 연관된 부반송파 k에서 측정하는 단계와, 안테나 i에 연관된 송신기에 대한 입력에 다중 반송파 신호가 인가될 때와 공중링크 또는 케이블 접속을 통해 제1 안테나에 연관된 수신기에 수신 입력으로서 다중 반송파 신호가 커플링될 때의 제2 위상차를 각 부반송파 k에서 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제58항에 있어서,

상기 연산 단계는 각 부반송파 k에 대한 대각선 교정 매트릭스 교정값 diag[c₁(k), c₂(k), ..., c_N(k)]을 연산하는 단계를 포함하며, 여기서 c_i(k) = exp(j[ψ_1i(k) - ψ_i1(k)])이고, i = 2 내지 N이며, N은 안테나 번호이며, ψ_1i(k)는 부반송파 k에서의 제1 송신기 입력과 수신기i 출력 간의 제1 위상차이고, ψ_i1(k)는 부반송파 k에서 송신기 i의 입력과 제1 수신기의 출력 간의 제2 위상차이며, c₁(k) = 1인 것을 특징으로 하는 방법.
제58항에 있어서,

상기 연산 단계는 다수의 부반송파 k와 연관된 포인트[(f_k, ψ_1i(k) - ψ_i1(k))]를 통과하는 적합 라인의 y-인터셉트로부터 안테나 i (i= 2 내지 N)에 대응하는 안테나 통로에 대한 광대역 위상 오프셋을 연산하는 단계를 포함하며, 여기서 ψ_1i(k)는 부반송파 k에서 측정된 제1 위상차이고, ψ_i1(k)는 주파수 부반송파 k에서 측정된 제2 위상차이며, 제1 안테나에 연관된 안테나 통로용 광대역 위상 오프셋은 0인 것을 특징으로 하는 방법.
제58항에 있어서,

상기 측정 단계는 제1 안테나에 연관된 송신기의 입력에 다중 반송파 신호가 인가될 때 안테나 i에 연관된 수신기 출력 신호의 부반송파 k에서 제1 진폭을 측정하는 단계와, 안테나 i에 연관된 송신기의 입력에 다중 반송파 신호가 인가될 때 제1 안테나에 연관된 수신기 출력 신호의 부반송파 k에서의 제2 진폭을 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제61항에 있어서,

상기 연산하는 단계는 각 부반송파 k에서 제1 진폭과 제2 진폭의 비로부터 안테나 i(i = 1 내지 N)에 대응하는 안테나 통로에 대한 진폭 오프셋 교정값을 연산하는 단계를 포함하고, 제1 안테나에 연관된 안테나 통로에 대한 진폭 오프셋 교정값은 1인 것을 특징으로 하는 방법.
제61항에 있어서,

상기 연산하는 단계는 다수의 부반송파 k에 걸쳐서 제1 진폭과 제2 진폭의 비의 평균으로부터 안테나 i(i = 1 내지 N)에 대응하는 안테나 통로에 대한 진폭 오프셋 교정값을 연산하는 단계를 포함하고, 제1 안테나에 연관된 안테나 통로에 대한 진폭 오프셋값은 1인 것을 특징으로 하는 방법.
제1 무선 장치와 제2 무선 장치 간의 무선 통신을 위한 방법으로서,

상기 제1 무선 장치는 다수의 안테나와, 대응 다수의 송신기와, 대응 다수의 수신기를 포함하고,

상기 제1 무선 장치에서 대응 교정값을 가지고 다수의 기저역 전송신호 및/또는 기저역 수신신호를 처리하여, 제1 무선 장치의 다수의 송신기와 다수의 수신기의 위상 반응 차이를 교정하는 단계를, 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
제64항에 있어서,

상기 처리하는 단계는 다수의 기저역 전송신호 및/또는 다수의 기저역 수신신호를 대응 교정값을 가지고 처리하는 단계를 포함하며, 다수의 송신기로 신호를 전송할 때 및/또는 다수의 수신기로 신호를 수신할 때, (1)한 송신기의 입력으로부터 그 대응 안테나의 출력 까지의 위상 반응과, (2)이 안테나의 입력으로부터 그 대응 수신기의 출력까지의 위상 반응 간의 차이가 다수의 안테나 각각에 대해 동일한 것을 특징으로 하는 방법.
제64항에 있어서,

상기 제2 무선 장치에서 다수의 안텐나 중 대응하는 안테나를 통해 전송되는 다수의 기저역 전송신호 및/또는 대응 교정값을 가지고 다수의 안테나 중에서 대응하는 안테나에 의해 수신된 신호로부터 도출된 다수의 기저역 수신신호를 처리하여, 제2 무선 장치의 다수의 송신기와 다수의 수신기 간의 위상 반응 차이를 교정하는 단계를, 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제64항에 있어서,

(a) 다수의 송신기와 다수의 수신기의 위상 반응을 측정하는 단계와,

(b)교정값을 연산하여 다수의 송신기와 다수의 수신기의 위상 반응 차이를 교정하는 단계를, 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
다수의 안테나, 대응 다수의 송신기 및 대응 다수의 수신기를 포함하는 무선 장치의 특성을 측정하기 위한 방법으로서,

(a) 대응 제1 안테나를 통해 전송하기 위해 제1 송신기에 신호를 커플링하는 단계와,

(b)제2 안테나와 연관된 수신기로 상기 신호를 수신하는 단계를, 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
제68항에 있어서,

제1 송신기에 대한 입력으로서 커플링된 신호와 제2 안테나와 연관된 수신기에 의해 출력된 신호 간의 위상차를 측정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제68항에 있어서,

제1 안테나를 통해 전송되는 신호를 수신할 때 제2 안테나에 연관된 수신기에서 증폭기의 이득을 낮추는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.