KR101298292B1 - 비동일한 변조 및 코딩 방식들을 통해 시공간 프로세싱을 구현하는 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

비동일한 변조 및 코딩 방식(MCS)들 또는 스트림 의존 MCS들을 통해 공간 프로세싱을 구현하는 방법 및 장치가 개시된다. 입력 데이터는 복수의 데이터 스트림들로 파싱(parsing)될 수 있으며, 공간 프로세싱은 복수의 공간 스트림들을 생성하기 위하여 데이터 스트림들에 대해 수행된다. 각각의 데이터 스트림에 대한 MCS는 독립적으로 선택된다. 공간 스트림들은 다수의 송신 안테나들을 통해 송신된다. 시공간 블럭 코딩(STBC), 공간 주파수 블럭 코딩(SFBC), 쿼시 직교 알라무티(Alamouti) 코딩, 시간 반전 시공간 블럭 코딩, 선형 공간 프로세싱 및 순환 지연 다이버시티(CDD)의 기술들 중에서 적어도 하나의 기술이 데이터/공간 스트림들에 대해 수행될 수 있다. 그 후 안테나 맵핑 행렬이 공간 스트림들에 적용될 수 있다. 공간 스트림들은 다수의 송신 안테나들을 통해 송신된다. 각각의 데이터 스트림에 대한 MCS는 데이터 스트림과 연관된 각각의 공간 스트림의 신호 대 잡음비를 기초로 결정될 수 있다.
Figure R1020087019519
변조 및 코딩 방식, MCS, 공간 프로세싱, 데이터, 스트림, 안테나, STBC, SFBC, 쿼시 직교 알라무티, Alamouti, 시간 반전 시공간 블럭 코딩, 선형 공간 프로세싱, 순환 지연 다이버시티, CDD, 안테나 맵핑 행렬, 신호 대 잡음비.

Description

비동일한 변조 및 코딩 방식들을 통해 시공간 프로세싱을 구현하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR IMPLEMENTING SPACE TIME PROCESSING WITH UNEQUAL MODULATION AND CODING SCHEMES}
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 비동일한 변조 및 코딩 방식(MCS)들을 통해 공간 프로세싱을 구현하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
현재 IEEE 802.11n 공동 제안 그룹은 다음 세대의 고성능 무선 네트워크에 있어서 하이브리드 시공간 블럭 코드(STBC) 및 공간 분할 다중화(SDM) 방식을 이용하는 것을 제안한다. 이 하이브리드 STBC/SDM 방식은 데이터 스트림에 대하여 불균형된 서비스 품질을 초래하고, 이로써 수신기의 출력부에서 낮은 잔류 신호 대 잡음비(SNR)를 야기시킨다. 통상적인 시스템에서는, 모든 공간 스트림들에 동일한 MCS들이 적용된다. 하지만, 이것은 STBC 프리코딩에 의해 운송되는 공간 스트림에 대한 다이버시티 이득의 이점의 손실을 초래한다.
그러므로, STBC와 같은 공간 프로세싱을 수행하면서 비동일한 MCS들 또는 스트림 의존 MCS들을 적용하는 방법 및 장치를 제공하는 것이 바람직할 것이다.
본 발명은 비동일한 MCS들 또는 스트림 의존 MCS들을 통해 공간 프로세싱을 구현하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 입력 데이터는 복수의 데이터 스트림들로 파싱(parsing)될 수 있으며, 공간 프로세싱은 복수의 공간 스트림들을 생성하기 위하여 데이터 스트림들에 대해 수행된다. 각각의 데이터 스트림에 대한 MCS는 독립적으로 선택된다. 그 후 공간 스트림들은 다수의 송신 안테나를 통해 송신된다. STBC, 공간 주파수 블럭 코딩(SFBC), 쿼시 직교 알라무티(Alamouti) 코딩, 시간 반전 시공간 블럭 코딩, 선형 공간 프로세싱 및 순환 지연 다이버시티(CDD)의 기술들 중에서 적어도 하나의 기술이 데이터/공간 스트림들에 대해 수행될 수 있다. 그 후 안테나 맵핑 행렬이 공간 스트림들에 적용될 수 있다. 그 후 결과적인 공간 스트림들이 다수의 송신 안테나들을 통해 송신된다.
STBC와 같은 공간 프로세싱을 수행하면서 비동일한 MCS들 또는 스트림 의존 MCS들을 적용하는 방법 및 장치가 제공될 수 있다. 그리고, 각각의 데이터 스트림에 대한 MCS는 데이터 스트림과 연관된 각각의 공간 스트림의 SNR을 기초로 결정될 수 있다.
본 발명에 따르면, 비동일한 MCS들 또는 스트림 의존 MCS들은 상이한 공간 스트림들에 적용된다. 본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 다중 입력 다중 출력(MIMO) 시스템, 다중 캐리어 코드 분할 다중 액세스(MC-CDMA) 시스템, CDMA 시스템 등에서 적용될 수 있다. 상이한 데이터 스트림들의 비동일한 SNR을 이용하기 위하여 비동일한 MCS들이 상이한 데이터 스트림들에서 적용된다. 예를 들어, 총 자체 유도 간섭을 줄이기 위하여 높은 차수의 MCS가 다이버시티 코딩을 갖는 공간 스트림에 적용되고, 낮은 차수의 MCS가 다이버시티 코딩을 갖지 않는 공간 스트림에 적용될 수 있다. 감소된 자체 간섭으로 인하여, 비동일한 MCS들, 또는 스트림 의존 MCS들을 통해, 보다 단순한 수신기 알고리즘[예컨대, 선형 최소 평균제곱 오차(LMMSE)]이 사용될 수 있다.
도 1은 본 발명에 따라 구성된 송신기(100)의 블럭도이다. 송신기(100)는 채널 인코더(102), 레이트(rate) 정합 유닛(104), 공간 파서(parser)(106), 복수의 인터리버(108a-108nss), 복수의 성상도 맵퍼(110a-110nss), 복수의 멀티플렉서(116a-116nss), 공간 프로세싱 유닛(120), 복수의 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 유닛(122a-122ntx), 복수의 순환 전치부호(CP) 삽입 유닛(124a-124ntx), 및 복수의 송신 안테나(126a-126ntx)를 포함한다. 도 1에서 도시된 구성은 예시로서 제공된 것이지 한정적 의미로서 제공된 것은 아니며, 구성부들에 의해 수행되는 프로세싱은 보다 많거나 또는 적은 구성부들에 의해 수행될 수 있으며, 프로세싱의 순서는 변경될 수 있 음에 유의한다.
채널 인코더(102)는 입력 데이터(101)를 인코딩한다. 적응형 변조 및 코딩(AMC)이 사용되며, 임의의 코딩율과 임의의 코딩방식이 사용될 수 있다. 예를 들어, 코딩율은 1/2, 1/3, 1/5, 3/4 등이 될 수 있다. 코딩 방식은 터보 코딩, 컨볼루션 코딩, 블럭 코딩, 저밀도 패리티 체크(LDPC) 코딩 등이 될 수 있다. 인코딩된 데이터(103)는 레이트 정합 유닛(104)에 의해 펑처링(punctured)될 수 있다.
레이트 정합 유닛 이후의 인코딩된 데이터(105)는 공간 파서(106)에 의해 복수의 (Nss) 공간 스트림들(107a-107nss)로 파싱된다. 각각의 데이터 스트림(107a-107nss)상의 데이터 비트들은 인터리버(108a-108nss)에 의해 인터리빙되는 것이 바람직하다. 인터리링 이후의 데이터 비트들(109a-109nss)은 그 후 선택된 변조 방식에 따라 성상도 맵퍼(110a-110nss)에 의해 심볼들(111a-111nss)에 맵핑된다. 변조 방식은 직교 위상 편이 변조(QPSK), 8PSK, 16 직교 진폭 변조(QAM), 64 QAM 등이 될 수 있다. 제어 데이터(112a-112nss) 및/또는 파일럿(114a-114nss)은 멀티플렉서(116a-116nss)에 의해 심볼들(111a-111nss)과 함께 다중화된다. (다중화된 제어 데이터(112a-112nss) 및/또는 파일럿(114a-114nss)을 포함하여) 심볼들(117a-117nss)은 공간 프로세싱 유닛(120)에 의해 프로세싱된다.
대안으로서, 입력 데이터(101)는 채널 인코딩 이전에 분할될 수 있으며, 분할된 다수의 입력 데이터는 두 개 이상의 개별적인 인코더들에 의해 인코딩될 수 있다. 대안으로서, 하나의 데이터 스트림을 다수의 데이터 스트림들로 파싱하는 것 대신으로, 또는 이에 더하여, 하나 이상의 사용자들에 귀속될 수 있는 여러 입력 데이터 스트림들이 여러 공간 스트림들을 통해 송신되도록 프로세싱될 수 있다.
공간 프로세싱 유닛(120)은 채널 상태 정보(118)와 출력 Ntx 데이터 스트림들(121a-121ntx)을 기초로 심볼들(117a-117nss)에 대해 공간 프로세싱을 선택적으로 수행한다. 공간 프로세싱은 시공간 코딩(STC), 공간 다중화(SM), 선형 공간 맵핑, 또는 송신 빔형성일 수 있다. STC와 관련해서는, STBC, SFBC, 4 개의 송신 안테나들을 위한 쿼시 직교 알라무티, 시간 반전 STBC(TR-STBC), CDD 등을 포함하여, 임의의 형태의 STC가 사용될 수 있다.
채널 상태 정보(118)는 매 서브캐리어 마다의 V 행렬, SNR, 채널 행렬 계수(matrix rank), 채널 상태 번호, 지연 확산, 또는 단기간 및/또는 장기간 채널 분석 중 적어도 하나일 수 있다. V 행렬은 추정된 채널 행렬의 특이값 분해(SVD)로부터 획득되는 단위 행렬이다. 채널 상태 번호는 채널 행렬의 계수와 관련된다. 불량 상태 채널은 계수 부족일 수 있다. 낮은 계수 또는 불량 상태 채널은 송신 빔형성을 통해 SM을 지원하기에 충분한 자유도를 갖지 않을 것이기 때문에, 이 채널은 STBC와 같은 다이버시티 방식을 이용하여 보다 견고함을 나타낼 것이다. 높은 계수 채널은 송신 빔형성을 통해 SM을 이용하여 보다 높은 데이터율을 지원할 것이다. 채널 상태 정보(118)는 직접 채널 피드백(DCFB)과 같은 통상적인 기술들을 이용하여 획득될 수 있다.
공간 프로세싱 유닛(120)으로부터의 데이터 스트림(121a-121ntx)은 시간 영역 데이터(123a-123ntx)를 출력하는 IFFT 유닛(122a-122ntx)에 의해 프로세싱된다. CP가 CP 삽입 유닛(124a-124ntx)에 의해 각각의 시간 영역 데이터(123a-123ntx)에 추가된다. 그 후 CP를 갖는 시간 영역 데이터(125a-125ntx)는 송신 안테나(126a-126ntx)를 통해 송신된다.
도 2는 본 발명에 따라 구성된 수신기(200)의 블럭도이다. 수신기(200)는 복수의 수신 안테나(202a-202nrx), 채널 추정기(204), 잡음 추정기(206), 채널 상관 행렬 계산기(208), SNR 놈(norm) 상수 계산기(210), 복수의 OFDM 프로세싱 유닛(212a-212nrx), 공간 디코더(214), 복수의 성상도 디맵퍼(216a-216nss), 복수의 SNR 정규화 유닛(218a-218nss), 복수의 디인터리버(220a-220nss), 공간 디파서(222) 및 디코더(224)를 포함한다. 도 2에서 도시된 구성은 예시로서 제공된 것이지 한정적 의미로서 제공된 것은 아니며, 구성부들에 의해 수행되는 프로세싱은 보다 많거나 또는 적은 구성부들에 의해 수행이 될 수 있으며, 프로세싱의 순서는 변경될 수 있음에 유의한다.
복수의 수신 데이터 스트림(203a-203nrx)은 채널 추정기(204), 잡음 추정기(206) 및 OFDM 프로세싱 유닛(212a-212nrx)내로 입력된다. 채널 추정기(204)는 채널 행렬(205)을 생성하기 위하여 통상적인 방법을 이용하여 채널 추정을 수행한다. 잡음 추정기(206)는 잡음 편차(207)를 계산한다. 채널 상관 행렬 계산기(208)는 채널 행렬(205)로부터 상관 행렬(209)을 생성하는데, 이것은 이후에 보다 자세하게 설명될 것이다. SNR 놈 상수 계산기(210)는 상관 행렬(209)과 잡음 편차(207)로부터 SNR 놈 상수(211a-211nss)를 계산하는데, 이것은 이후에 보다 자세하게 설명될 것이다.
각각의 OFDM 프로세싱 유닛(212a-212nrx)은 각각의 수신 데이터 스트림(203a-203nrx)에서 CP를 제거하고, 주파수 영역 데이터(213a-213nrx)를 출력시키기 위하여 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행한다. OFDM 프로세싱 유닛(212a-212nrx)으로부터의 출력(213a-213nrx)은 공간 디코더(214)에 의해 프로세싱된다. 공간 디코더(214)는 최소 평균제곱 오차(MMSE) 디코더, MMSE 연속 간섭 제거(SIC) 디코더 또는 최대우도(ML) 디코더일 수 있다.
공간 디코딩 이후, 비트 스트림(217a-217nss)을 생성시키기 위하여, 디코딩된 데이터(215a-215nss)는 성상도 디맵퍼(216a-216nss)에 의해 프로세싱된다. 비트 스트림(217a-217nss)은 SNR 놈 상수(211a-211nss)를 기초로 SNR 정규화 유닛(218a-218nss)에 의해 정규화된다. 그런 다음 정규화된 비트 스트림(219a-219nss)은 디인터리버(220a-220nss)에 의해 프로세싱된다. 디인터리빙된 비트(221a-221nss)는 공간 디파서(222)에 의해 하나의 비트 스트림(223)내로 병합된다. 그 후 비트 스트림(223) 은 입력 데이터(225)를 복구하기 위하여 디코더(224)에 의해 프로세싱된다.
이후부터, 송신기(100)와 수신기(200)에서의 공간 프로세싱을 대표적 예시로서 STBC를 참조하여 설명할 것이다. 아래의 정의들이 사용될 것이다:
N TX : 송신 안테나의 갯수;
N SS : 공간 스트림의 갯수;
N STS : STBC 이후 스트림의 갯수;
d k,n : 심볼 타임 n에서의 데이터 벡터;
s k,n : 심볼 타임 n에서의 STBC 이후의 데이터 벡터;
x k,n : 심볼 타임 n에서의 도 3내의 p 행렬 이후의 벡터; 및
y k,n : 심볼 타임 n에서의 수신 벡터;
도 3은 STBC 및/또는 선형 공간 맵핑을 수행하도록 구성된 예시적인 공간 프로세싱 유닛(120)의 블럭도이다. 공간 프로세싱 유닛(120)은 STBC 유닛(302), CDD 유닛(304) 및 안테나 맵핑 유닛(306)을 포함할 수 있다. 각각의 심볼들(117a-117nss)은 복소수들의 스트림이다. OFDM 심볼 n의 서브캐리어 k의 공간 스트림 i를 통해 송신된 복소 심볼을 d k,i,n 이라 표기한다. STBC 유닛(302)은 각각의 서브캐리어에서의 두 개의 연속 OFDM 심볼들을 프로세싱한다. OFDM 심볼 2m과 2m+1에 대한 서브캐리어 k상의 출력 시공간 스트림 i STS 에 대한 STBC 유닛(302)으로부터의 출력 심 볼은;
Figure 112008057012018-pat00001
에 의해 주어지며, 여기서
Figure 112008057012018-pat00002
은 [표 1]에서 정의된다.
Figure 112008057012018-pat00003
STBC 유닛(302)으로부터의 출력 심볼에 대하여 선형 공간 프로세싱이 CDD 유닛(304)과 안테나 맵핑 유닛(306)에 의해 수행될 수 있다. 만약 STBC가 수행되지 않으면, s k,i,n = d k,i,n 이고, N STS = N SS 이다. 선형 공간 프로세싱은 주어진 서브캐리어에서 송신되는 심볼 벡터의 회전 시퀀스로서 정의된다. CDD 유닛(304)과 안테나 맵핑 유닛(306)에 의한 프로세싱은 다음과 같이 표현된다:
Figure 112008057012018-pat00004
여기서,
Figure 112008057012018-pat00005
은 OFDM 심볼 n의 서브캐리어 k를 통해 송신되는 변조 심볼의 N STS 벡터이다. C CDD (k)는 순환 지연을 주파수 영역에서 나타내는 N SS x N SS 대각 순환 지연 행렬이다. 대각값들은
Figure 112008057012018-pat00006
에 의해 주어진다.
Figure 112008057012018-pat00007
은 N Tx x N TX 유니터리 안테나 맵핑 행렬의 제1 N STS 열을 포함하는 N Tx x N STS 행렬이다. 이것은 직접 맵핑 동작을 위한 단위 행렬, 공간 확산 동작을 위한 맵핑 행렬, 또는 채널 고유벡터 세트와 같은 채널 특정 스티어링(steering) 행렬일 수 있다. x k,n 은 OFDM 심볼 n의 서브캐리어 k에서 송신된 심볼의 N TX 벡터이다.
채널 행렬 H eff 는,
Figure 112008057012018-pat00008
가 되도록 벡터 s k,n 에 의해 바라본 유효 채널이다.
수신기에서,
Figure 112008057012018-pat00009
은 아래와 같이 단일 벡터내로 결합된다:
Figure 112008057012018-pat00010
[수학식 3]과 [수학식 4]를 이용하면,
Figure 112008057012018-pat00011
가 된다.
벡터
Figure 112008057012018-pat00012
에서, 이들 중 하나로 나타나는 임의의 데이터 값은 양쪽의 공액(conjugated) 형태 또는 비공액 형태로 나타날 것이다. 이것은 이하의 특정 예시에서 설명되는 바와 같이, [수학식 5]를 단순 행렬 형태로서 기재하도록 해준다.
N Tx = 3이고 N SS = 2인 경우(즉, 송신기(100)에서 두 개의 공간 스트림들이 공간 파서(106)에 의해 입력 데이터로부터 생성되고, 세 개의 데이터 스트림들이 공간 프로세싱 유닛(120)으로부터 생성된다)를 고려한다. 세 개의 데이터 스트림들 중 하나는 아래에서 보이는 바와 같이 송신 다이버시티를 위한 공간 파서(106)의 하나의 데이터 스트림의 변경된 복제물로부터 생성된다.
N Tx = 3이고 N SS = 2인 경우에 대해, [표 1]로부터 다음을 볼 수 있다.
Figure 112008057012018-pat00013
이며, 이로써,
Figure 112008057012018-pat00014
이 되며, 또한,
Figure 112008057012018-pat00015
이고, 이로써
Figure 112008057012018-pat00016
와,
Figure 112008057012018-pat00017
이 된다.
[수학식 6]과 [수학식 8]을 이용하면, [수학식 5]는 아래와 같이 네 개의 데이터 값들
Figure 112008057012018-pat00018
을 포함하는 표준 행렬식으로서 다시 기재될 수 있다(* 표시는 공액을 의미하는 것이나, 에르미트(Hermitian) 공액을 의미하는 것은 아니다).
Figure 112008057012018-pat00019
이것은 현재 표준 MIMO 형태이지만, 유효 채널 행렬 H eff 의 다양한 열들의 조합인 채널 행렬을 갖는다. 수신기(200)는 데이터 벡터 d 를 복조시킨다.
Figure 112008057012018-pat00020
MMSE 복조기는 [수학식 10]에서 데이터 벡터를 위해 사용될 수 있다. [수학 식 9]에서의 채널 행렬을 다음과 같이 표기한다.
Figure 112008057012018-pat00021
MMSE 해는 다음과 같다(지수 k를 버리고, 에르미트 공액에 대해 심볼 '+'을 사용함).
Figure 112008057012018-pat00022
또는, 등가적으로,
Figure 112008057012018-pat00023
[수학식 9]는 아래와 같이 기재될 수 있다
Figure 112008057012018-pat00024
[수학식 14]를 [수학식 12]로 대입하면,
Figure 112008057012018-pat00025
이 된다.
[수학식 11]을 이용하면, 상관 행렬
Figure 112008057012018-pat00026
은 다음과 같이 된다.
Figure 112008057012018-pat00027
MMSE 수신기 프로세싱 이후, [수학식 9]에서의 k번째 데이터 스트림에 대한 유효 SNR은,
Figure 112008057012018-pat00028
이 되는 것으로 알려지며, 여기서
Figure 112008057012018-pat00029
이다.
높은 SNR을 위해, [수학식 17]은
Figure 112008057012018-pat00030
이 된다.
행렬
Figure 112008057012018-pat00031
은 다음과 같은 형태를 갖는다.
Figure 112008057012018-pat00032
[수학식 19]에서의 파라미터들의 정의는 행렬
Figure 112008057012018-pat00033
에 대한 표현식으로부터 손쉽게 구해진다. 다음과 같은 역행렬에 관한 일반 공식
Figure 112008057012018-pat00034
을 이용하면,
Figure 112008057012018-pat00035
행렬의 대각 원소들은 다음과 같이 주어짐을 볼 수 있다.
Figure 112008057012018-pat00036
Figure 112008057012018-pat00037
Figure 112008057012018-pat00038
Figure 112008057012018-pat00039
[수학식 18]을 이용하면, 각각의 데이터 스트림에 대한 SNR이 다음과 같이 얻어진다.
Figure 112008057012018-pat00040
Figure 112008057012018-pat00041
Figure 112008057012018-pat00042
Figure 112008057012018-pat00043
임의의 상기 채널 구현에 있어서, 데이터 벡터 d 의 첫번째 두 개의 성분들(이들에게는 STBC 코드가 적용됨)은 서로 동일한 SNR을 가지며, 나머지 두 개의 성분들도 또한 서로 동일한 SNR을 갖는다. 두번째 SNR은 일반적으로 첫번째 SNR보다 작다. 데이터 벡터 d 의 코딩된 성분들에 대한 SNR 대 코딩되지 않은 성분들에 대한 SNR의 비율은 다음과 같다.
Figure 112008057012018-pat00044
유효 채널 행렬 H eff 의 세 개의 열들은 유사한 특성들을 갖는 것으로 가정하면, SNR은 STBC 코딩된 심볼들의 평균보다 대략 3 dB 높아질 것이다.
STBC 구현에 있어서, 한 쌍의 연속하는 심볼들은 동일한 주파수 또는 상이한 주파수들을 통해 송신될 수 있다. 편리한 계산을 위하여, 본 명세서에서는 수신기에 오직 하나의 수신 안테나만이 있는 것으로 가정하여 N Tx = 2이고 N SS = 1인 가장 단순한 경우를 고려한다. 유효 채널 행렬은 아래와 같이 1x2 행렬로서 나타난다.
Figure 112008057012018-pat00045
그리고, 데이터 벡터는 아래와 같이 된다.
Figure 112008057012018-pat00046
동일한 주파수가 연속하는 심볼들에 사용되는 경우, 양 심볼들에 대한 유효 채널 행렬 H eff 은 동일하며, [수학식 5]는 아래와 같이 된다.
Figure 112008057012018-pat00047
만약 제로 포싱(ZF) 수신기가 사용되는 경우, 첫번째 단계는 y k 에 채널 행렬,
Figure 112008057012018-pat00048
의 에르미트 공액을 곱하여,
Figure 112008057012018-pat00049
를 얻는 것이다.
신호 부분에서의 대각 행렬 원소
Figure 112008057012018-pat00050
는 STBC 코드에 의해 취득되는 2차 다이버시티를 나타낸다.
연속적인 심볼들에 대하여 상이한 주파수들이 사용되는 경우, 두 심볼들에 대한 유효 채널들은 아래와 같다.
첫번째 심볼에 대하여,
Figure 112008057012018-pat00051
두번째 심볼에 대하여,
Figure 112008057012018-pat00052
이 경우, 변경된 [수학식 5]는 아래와 같이 된다.
Figure 112008057012018-pat00053
그리고, 아래의 것이 얻어진다.
Figure 112008057012018-pat00054
및,
Figure 112008057012018-pat00055
신호 부분에서의 대각 행렬 원소
Figure 112008057325598-pat00056
는 STBC 코드에 의해 취득된 2차 다이버시티를 나타낸다. 이 경우, 대각 원소들은 여전히 2차 다이버시티를 나타낸다. 하지만, 비대각 원소들은 간섭(즉, 비 직교성)에 기여한다.
[표 1]의 2x1의 경우에서, [수학식 5]는 아래와 같이 된다.
Figure 112008057012018-pat00057
여기서,
Figure 112008057012018-pat00058
이고,
Figure 112008057012018-pat00059
이다.
이 경우에서 d 의 MMSE 추정기는 아래와 같다.
Figure 112008057012018-pat00060
Figure 112008057012018-pat00061
[수학식 40]은,
Figure 112008057012018-pat00062
이 되거나, 또는
Figure 112008057012018-pat00063
이 된다.
대안적으로, d 2m 과 d 2m+1 의 MMSE 추정치들은 y 2m 만을 이용한 다음 d 2m+1 만을 이용하고 나서 이들을 합산함으로써 구해질 수 있다. 첫번째 심볼에 대하여 이 방식을 적용하면,
Figure 112008057012018-pat00064
이고, 첫번째 심볼로부터의 데이터 벡터의 MMSE 추정치는,
Figure 112008057012018-pat00065
또는,
Figure 112008057012018-pat00066
이다.
두번째 심볼에 이 방식을 적용하면,
Figure 112008057012018-pat00067
이고, 두번째 심볼로부터의 데이터 벡터의 MMSE 추정치는,
Figure 112008057012018-pat00068
또는,
Figure 112008057012018-pat00069
이다.
[수학식 47]과 [수학식 49]를 이용하여, d 2m 의 두 개의 추정치들이 아래와 같이 합산된다.
Figure 112008057012018-pat00070
결과는 [수학식 43]에서 얻어진 결과와 동일하다. 또한 d 2m+1 의 추정치를 합산하는 것은 [수학식 43]으로부터와 동일한 결과를 초래할 것이다. 따라서, 단순 2x1 알라무티 방식에서, 두 개의 디코딩 기술들은 서로 일치한다. 하지만, [표 1]에서의 3x2 경우에서는 동일하지 않을 수 있다.
도 4 및 도 5는 3x2 안테나 구성 및 선형 MMSE(LMMSE) 수신기를 이용하여 IEEE 802.11n 채널 E 와 B에 대한 시뮬레이션 결과를 도시한다. 시뮬레이션 결과는 64 QAM 및 64 QPSK의 비동일한 변조 방식을 이용하는 경우는 채널 E(채널 B)에 대한 16 QAM 및 16 QPSK의 동일한 변조 방식을 이용하는 경우보다 패킷 에러율(PER) 측면에서 약 1.5 dB(0.8 dB)만큼 보다 우수함을 보여준다.
송신기 및 수신기는 무선 송수신 유닛(WTRU) 또는 기지국일 수 있다. "WTRU"의 용어에는 사용자 장비(UE), 이동국, 고정 가입자 유닛 또는 이동 가입자 유닛, 호출기, 셀룰라폰, 개인 휴대 보조 단말기(PDA), 컴퓨터, 또는 무선 환경에서 동작할 수 있는 임의의 형태의 사용자 장치를 포함하나, 이러한 예시들에 한정되는 것은 아니다. "기지국" 의 용어에는 노드 B, 싸이트 제어기, 액세스 포인트(AP), 또는 무선 환경에서 동작할 수 있는 임의의 형태의 인터페이싱 장치를 포함하나, 이러한 예시들에 한정되는 것은 아니다.
실시예들
실시예 1. 송신기와 수신기를 포함하는 무선 통신 시스템에서 비동일한 MCS들을 통해 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 2. 실시예 1에 있어서, 적어도 하나의 입력 데이터로부터 복수의 데이터 스트림들을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 3. 실시예 2에 있어서, 복수의 공간 스트림들을 생성하기 위하여 상기 데이터 스트림들 중 적어도 하나의 데이터 스트림에 대하여 공간 프로세싱을 수행하는 단계를 포함하며, 상기 각각의 데이터 스트림에 대한 MCS는 독립적으로 선택이 되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 4. 실시예 3에 있어서, 다수의 송신 안테나들을 통해 상기 공간 스트림들을 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 5. 실시예 3 또는 실시예 4에 있어서, 상기 공간 프로세싱은 상기 데이터 스트림들의 일부에 대해서만 수행되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 6. 실시예 3 내지 실시예 5 중 임의의 하나의 실시예에 있어서, 공간 프로세싱이 수행되는 데이터 스트림에 대한 MCS는 공간 프로세싱이 수행되지 않는 데이터 스트림에 대한 MCS와 상이한 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 7. 실시예 3 내지 실시예 6 중 임의의 하나의 실시예에 있어서, 상기 공간 프로세싱은 상기 데이터 스트림들 중 적어도 하나의 데이터 스트림에 대해 수행되는 STBC인 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 8. 실시예 7에 있어서, 상기 데이터 스트림에 대한 상기 STBC를 위한 한 쌍의 심볼들은 동일한 주파수에 맵핑되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 9. 실시예 7에 있어서, 상기 데이터 스트림에 대한 상기 STBC를 위한 한 쌍의 심볼들은 상이한 주파수들에 맵핑되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 10. 실시예 3 내지 실시예 9 중 임의의 하나의 실시예에 있어서, 상기 공간 프로세싱은 상기 데이터 스트림들 중 적어도 하나의 데이터 스트림에 대해 수행되는 STBC, SFBC, 쿼시 직교 알라무티 코딩, 및 시간 반전 시공간 블럭 코딩 중 적어도 하나인 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 11. 실시예 3 내지 실시예 10 중 임의의 하나의 실시예에 있어서, 상기 데이터 스트림들에 대해 선형 공간 프로세싱이 수행되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 12. 실시예 11에 있어서, 상기 공간 스트림들에 대해 CDD가 수행되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 13. 실시예 11 또는 실시예 12에 있어서, 안테나 맵핑 행렬이 상기 공간 스트림들에 곱셈처리되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 14. 실시예 13에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 단위 행렬인 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 15. 실시예 13에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 공간 확산용인 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 16. 실시예 13에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 채널 특정 스티어 링 행렬인 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 17. 실시예 16에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 채널 고유벡터 세트를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 18. 실시예 3 내지 실시예 17 중 임의의 하나의 실시예에 있어서, 상기 각각의 데이터 스트림에 대한 MCS는 상기 데이터 스트림과 연관된 각각의 공간 스트림의 신호 대 잡음비를 기초로 결정되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 19. 실시예 4 내지 실시예 18 중 임의의 하나의 실시예에 있어서, 적어도 하나의 수신 안테나를 통해 상기 공간 스트림들을 수신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 20. 실시예 19에 있어서, 채널 행렬을 생성하기 위하여 채널 추정을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 21. 실시예 20에 있어서, 상기 입력 데이터를 복구하기 위하여 상기 채널 행렬을 이용하여 상기 수신된 공간 스트림들을 디코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 22. 실시예 21에 있어서, 상기 수신된 데이터 스트림들은 MMSE 디코딩을 이용하여 디코딩되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 23. 실시예 21에 있어서, 상기 수신된 데이터 스트림들은 ZF 디코딩 을 이용하여 디코딩되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 24. 실시예 1 내지 실시예 23 중 임의의 하나의 실시예에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은 OFDM 시스템인 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 25. 실시예 1 내지 실시예 23 중 임의의 하나의 실시예에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은 MC-CDMA 시스템과 CDMA 시스템 중 하나인 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
실시예 26. 비동일한 MCS들을 통해 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 27. 실시예 26에 있어서, 복수의 데이터 스트림들 중 적어도 하나의 데이터 스트림에 대해 공간 프로세싱을 수행하는 공간 프로세서를 포함하며, 상기 각각의 데이터 스트림에 대한 MCS는 독립적으로 선택이 되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 28. 실시예 27에 있어서, 상기 데이터 스트림들을 송신하기 위한 복수의 송신 안테나들을 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 29. 실시예 27 또는 실시예 28에 있어서, 상기 공간 프로세서는 상기 데이터 스트림들의 일부에 대해서만 공간 프로세싱을 수행하도록 구성되는 것을 특 징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 30. 실시예 27 내지 실시예 29 중 임의의 하나의 실시예에 있어서, 공간 프로세싱이 수행되는 데이터 스트림에 대한 MCS는 공간 프로세싱이 수행되지 않는 데이터 스트림에 대한 MCS와 상이한 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 31. 실시예 27 내지 실시예 30 중 임의의 하나의 실시예에 있어서, 상기 공간 프로세서는 상기 데이터 스트림들 중 적어도 하나의 데이터 스트림에 대해 STBC를 수행하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 32. 실시예 31에 있어서, 상기 공간 프로세서는 상기 데이터 스트림에 대한 상기 STBC를 위한 한 쌍의 심볼들을 동일한 주파수에 맵핑하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 33. 실시예 31에 있어서, 상기 공간 프로세서는 상기 데이터 스트림에 대한 상기 STBC를 위한 한 쌍의 심볼들을 상이한 주파수들에 맵핑하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 34. 실시예 27 내지 실시예 33 중 임의의 하나의 실시예에 있어서, 상기 공간 프로세서는 STBC, SFBC, 쿼시 직교 알라무티 코딩, 및 시간 반전 시공간 블럭 코딩 중 적어도 하나를 상기 데이터 스트림들 중 적어도 하나의 데이터 스트림에 대해 수행하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 35. 실시예 27 내지 실시예 34 중 임의의 하나의 실시예에 있어서, 상기 공간 프로세서는 상기 데이터 스트림들에 대해 선형 공간 프로세싱을 수행하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 36. 실시예 35에 있어서, 상기 공간 프로세서는 상기 공간 스트림들에 대해 CDD를 수행하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 37. 실시예 35 또는 실시예 36에 있어서, 상기 공간 프로세서는 안테나 맵핑 행렬을 상기 공간 스트림들에 적용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 38. 실시예 37에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 단위 행렬인 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 39. 실시예 37에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 공간 확산용인 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 40. 실시예 37에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 채널 특정 스티어링 행렬인 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 41. 실시예 40에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 채널 고유벡터 세트를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 42. 실시예 27 내지 실시예 41 중 임의의 하나의 실시예에 있어서, 상기 각각의 데이터 스트림에 대한 MCS는 상기 데이터 스트림과 연관된 각각의 공간 스트림의 신호 대 잡음비를 기초로 결정되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기.
실시예 43. 비동일한 MCS들을 통해 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 수신기.
실시예 44. 실시예 43에 있어서, 복수의 공간 스트림들을 수신하기 위한 적어도 하나의 수신 안테나를 포함하며, 상기 공간 스트림들에 맵핑되는 상기 각각의 데이터 스트림에 대한 MCS는 송신기에서 독립적으로 선택이 되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 수신기.
실시예 45. 실시예 44에 있어서, 채널 행렬을 생성하기 위하여 채널 추정을 수행하는 채널 추정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 수신기.
실시예 46. 실시예 45에 있어서, 상기 채널 행렬을 이용하여 상기 수신된 공간 스트림들을 디코딩하는 공간 디코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 수신기.
실시예 47. 실시예 46에 있어서, 상기 공간 디코더는 상기 수신된 공간 스트림들을 디코딩하기 위하여 MMSE 디코딩을 수행하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 수신기.
실시예 48. 실시예 46에 있어서, 상기 공간 디코더는 상기 수신된 공간 스트림들을 디코딩하기 위하여 ZF 디코딩을 수행하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 수신기.
본 발명의 특징부 및 구성요소들이 특정한 조합형태를 가지면서 상기의 바람직한 실시예에서 상술되었지만, 본 발명의 각 특징부 및 구성요소들은 상기의 바람직한 실시예내에서의 다른 특징부 및 구성요소들없이 단독으로 사용될 수 있거나, 또는 본 발명의 다른 특징부 및 구성요소들과 함께 또는 일부를 배제하고 다양한 조합의 형태로 사용될 수 있다. 본 발명에서 제공되는 방법 또는 흐름도는 범용 컴퓨터 또는 프로세서에 의해 실행되는 컴퓨터 판독가능 저장매체내에 내장된 컴퓨터 프로그램, 소프트웨어, 또는 펌웨어로 구현될 수 있다. 컴퓨터 판독가능 저장매체의 예로는 ROM(read only memory), RAM(random access memory), 레지스터, 캐시 메모리, 반도체 메모리 장치, 내부 하드 디스크와 탈착가능 디스크와 같은 자기 매체, 자기 광학매체, CD-ROM 디스크와 같은 광학 매체, DVD가 포함된다.
적절한 프로세서의 예로서는, 범용 프로세서, 특수 목적 프로세서, 통상의 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP), 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 연계된 하나 이상의 마이크로프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 응용 특정 집적 회로(ASIC), 필드 프로그램가능 게이트 어레이(FPGA) 회로, 임의의 유형의 집적 회로(IC), 및/또는 상태 머신이 포함된다.
소프트웨어와 연계된 프로세서는 무선 송수신 유닛(WTRU), 사용자 장비(UE), 단말기, 기지국, 무선 네트워크 제어기(RNC), 또는 임의의 호스트 컴퓨터에서 사용하기 위한 무선 주파수 트랜스시버를 구현하는데에 사용될 수 있다. WTRU는 카메라, 비디오 카메라 모듈, 비디오폰, 스피커폰, 진동 장치, 스피커, 마이크로폰, 텔레비젼 트랜스시버, 핸드프리 헤드셋, 키보드, 블루투스® 모듈, 주파수 변조(FM) 무선 유닛, 액정 디스플레이(LCD) 디스플레이 유닛, 유기 발광 다이오드(OLED) 디스플레이 유닛, 디지털 뮤직 플레이어, 매체 플레이어, 비디오 게임 플레이어 모듈, 인터넷 브라우저, 및/또는 임의의 무선 근거리 네트워크(WLAN) 모듈과 같은 하드웨어 및/또는 소프트웨어로 구현된 모듈들과 함께 사용될 수 있다.
본 발명의 보다 자세한 이해는 첨부된 도면들을 참조하면서 예시로서 주어진 아래의 바람직한 실시예의 설명으로부터 얻어질 수 있다. 첨부된 도면들의 간단한 설명은 아래와 같다.
도 1은 본 발명에 따라 구성된 송신기의 블럭도이다.
도 2는 본 발명에 따라 구성된 수신기의 블럭도이다.
도 3은 STBC 및/또는 선형 공간 맵핑을 수행하도록 구성된 예시적인 공간 프로세싱 유닛의 블럭도이다.
도 4 및 도 5는 3x2 안테나 구성 및 선형 최소 평균제곱 오차(LMMSE) 수신기를 사용하는 IEEE 802.11n 채널 E 및 B에 대한 시뮬레이션 결과들을 도시한다.

Claims (18)

  1. 비동일한(unequal) 변조 및 코딩 방식(MCS; modulation and coding scheme)들을 통해 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법에 있어서,
    제 1 공간 스트림과 제 2 공간 스트림을 생성하는 단계;
    상기 제 1 공간 스트림에 대해 제 1 송신 다이버시티 프로세싱을 수행하고, 상기 제 2 공간 스트림에 대해 제2 송신 다이버시티 프로세싱을 수행하는 단계; 및
    송신 다이버시티 프로세싱 이후에 상기 제1 공간 스트림과 상기 제 2 공간 스트림을 적어도 세 개의 안테나들을 통해 병렬적으로 동시에 송신하는 단계
    를 포함하며,
    나머지 다른 공간 스트림과는 독립적으로 각각의 공간 스트림에 대해 MCS가 선택되고, 공간 스트림들 각각은 각각의 공간 스트림에 대해 선택된 MCS로 변조되는 것인, 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 송신 다이버시티 프로세싱과 상기 제2 송신 다이버시티 프로세싱은, 시공간 블럭 코딩(STBC; space time block coding), 공간 주파수 블럭 코딩(SFBC; space frequency block coding), 순환 지연 다이버시티(CDD; cyclic delay diversity), 쿼시 직교 알라무티 코딩(quasi-orthogonal Alamouti coding) 및 시간 반전 시공간 블럭 코딩(time reversed space time block coding) 중 하나인 것인, 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 안테나 맵핑 행렬이 상기 공간 스트림들에 곱셈처리되는 것인, 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 단위 행렬인 것인, 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
  5. 제 3 항에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 공간 확산용인 것인, 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
  6. 제 3 항에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 채널 특유의 스티어링(steering) 행렬인 것인, 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 채널 고유벡터들의 세트를 포함하는 것인, 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
  8. 제 1 항에 있어서, 각각의 공간 스트림에 대한 MCS는 각각의 공간 스트림의 신호 대 잡음비를 기초로 결정되는 것인, 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
  9. 비동일한 변조 및 코딩 방식(MCS; modulation and coding scheme)들을 통해 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법에 있어서,
    적어도 두 개의 수신 안테나들로 데이터 스트림들을 수신하는 단계; 및
    적어도 세 개의 안테나들을 통해 동시에 송신되는 복수의 공간 스트림들을 복구하기 위해 상기 데이터 스트림들에 대해 공간 디코딩을 수행하는 단계
    를 포함하고,
    상기 복수의 공간 스트림들은, 적어도 한 쌍의 안테나들을 통해 제1 송신 다이버시티를 이용하여 송신되는 적어도 하나의 공간 스트림과, 또 다른 안테나를 통해 제2 송신 다이버시티를 이용하여 송신되는 적어도 하나의 다른 공간 스트림을 포함하며, 각각의 공간 스트림에 대한 MCS가 나머지 다른 공간 스트림에 대한 MCS와는 독립적으로 이용되는 것인, 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 방법.
  10. 비동일한 변조 및 코딩 방식(MCS; modulation and coding scheme)들을 통해 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 송신기에 있어서,
    제 1 공간 스트림에 대해 제1 송신 다이버시티 프로세싱을 수행하고, 제 2 공간 스트림에 대해 제2 송신 다이버시티 프로세싱을 수행하기 위한 공간 프로세서로서, 각각의 공간 스트림에 대한 MCS가 나머지 다른 공간 스트림에 대한 MCS와는 독립적으로 선택되고, 상기 공간 스트림들 각각은 각각의 공간 스트림에 대해 선택된 MCS로 변조되는 것인, 상기 공간 프로세서; 및
    송신 다이버시티 프로세싱 이후에 상기 제1 공간 스트림과 상기 제 2 공간 스트림을 병렬적으로 동시에 송신하기 위한 적어도 세 개의 송신 안테나들
    을 포함하는, 송신기.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 제1 송신 다이버시티 프로세싱과 상기 제2 송신 다이버시티 프로세싱은, 시공간 블럭 코딩(STBC; space time block coding), 공간 주파수 블럭 코딩(SFBC; space frequency block coding), 순환 지연 다이버시티(CDD; cyclic delay diversity), 쿼시 직교 알라무티 코딩(quasi-orthogonal Alamouti coding) 및 시간 반전 시공간 블럭 코딩(time reversed space time block coding) 중 하나인 것인, 송신기.
  12. 제 10 항에 있어서, 상기 공간 프로세서는 안테나 맵핑 행렬을 상기 공간 스트림들에 적용하도록 구성되는 것인, 송신기.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 단위 행렬인 것인, 송신기.
  14. 제 12 항에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 공간 확산용인 것인, 송신기.
  15. 제 12 항에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 채널 특유의 스티어링 행렬인 것인, 송신기.
  16. 제 15 항에 있어서, 상기 안테나 맵핑 행렬은 채널 고유벡터들의 세트를 포함하는 것인, 송신기.
  17. 제 10 항에 있어서, 각각의 공간 스트림에 대한 MCS는 각각의 공간 스트림의 신호 대 잡음비를 기초로 결정되는 것인, 송신기.
  18. 비동일한 변조 및 코딩 방식(MCS; modulation and coding scheme)들을 통해 공간 데이터 프로세싱을 구현하는 수신기에 있어서,
    복수의 데이터 스트림들을 수신하기 위한 적어도 두 개의 수신 안테나들; 및
    적어도 세 개의 안테나들을 통해 동시에 송신되는 복수의 공간 스트림들을 복구하기 위해 상기 데이터 스트림들에 대해 공간 디코딩을 수행하는 공간 디코더
    를 포함하고,
    상기 복수의 공간 스트림들은, 적어도 한 쌍의 안테나들을 통해 제1 송신 다이버시티를 이용하여 송신되는 적어도 하나의 공간 스트림과, 또 다른 안테나를 통해 제2 송신 다이버시티를 이용하여 송신되는 적어도 하나의 다른 공간 스트림을 포함하며, 각각의 공간 스트림에 대한 MCS가 나머지 다른 공간 스트림에 대한 MCS와는 독립적으로 이용되는 것인, 수신기.
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