JP4039413B2 - 無線通信システム及び無線通信方法、並びに無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）のように複数の無線局間で相互に通信を行なう無線通信システム及び無線通信方法、並びに無線通信装置に係り、特に、家庭内などの通信環境下で広帯域の無線伝送を実現する無線通信システム及び無線通信方法、並びに無線通信装置に関する。

さらに詳しくは、本発明は、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって、空間分割多重を利用した通信（ＭＩＭＯ通信）により伝送容量の拡大を行なう無線通信システム及び無線通信方法、並びに無線通信装置に係り、特に、送受信の各アンテナ対に対応するチャネルを要素としたチャネル情報行列の特異値分解（ＳＶＤ）を利用したＭＩＭＯ伝送を行なう無線通信システム及び無線通信方法、並びに無線通信装置に関する。

ＬＡＮを始めとするコンピュータ・ネットワーキングにより、情報資源の共有や機器資源の共有を効率的に実現することができる。ここで、旧来の有線方式によるＬＡＮ配線からユーザを解放するシステムとして、無線ＬＡＮが注目されている。無線ＬＡＮによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。

近年では、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入が検討されている。例えば、２．４ＧＨｚ帯や、５ＧＨｚ帯など、監督官庁の免許が不要な周波数帯域を利用して、異なった無線通信システム並びに無線通信装置が規定されている。

無線ネットワークに関する標準的な規格の１つにＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１（例えば、非特許文献１を参照のこと）などを挙げることができる。ＩＥＥＥ８０２．１１規格は、無線通信方式や使用する周波数帯域の違いなどにより、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格…などの無線通信方式に細分される。

ＩＥＥＥ８０２．１１ａの規格では、最大で、５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしている。しかし、通信速度として、さらなる高ビットレートを実現できる無線規格が求められている。そこで、近年、注目を集めている技術がＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信である。これは、送信機側と受信機側の双方において、複数のアンテナ素子を備えて、空間分割多重すなわち複数の論理的に独立した伝送路を実現することにより、伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成する技術である。空間分割多重を利用するので、周波数利用効率はよい。

図７には、ＭＩＭＯ通信システムを概念的に示している。同図に示すように、送受信機各々に複数のアンテナが装備されている。送信側では、Ｎ個の送信データを空間／時間符号して多重化しＭ本のアンテナに分配してチャネルに送出し、受信側では、チャネル経由でＮ本のアンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号して受信データを得るものであり、ＭＩＭＯ通信は単なる送受信アダプティブ・アレーとは相違する。この場合のチャネル・モデルは、送信機周りの電波環境（伝達関数）と、チャネル空間の構造（伝達関数）と、受信機周りの電波環境（伝達関数）で構成される。各アンテナから伝送される信号を多重する際、クロストーク（Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ）が発生するが、受信側の信号処理により多重化された各信号を正しく取り出す。

要するに、ＭＩＭＯ方式は、送信機において複数アンテナに送信データを分配して送信し、受信機で複数アンテナにより受信した信号から信号処理によって受信データを得るものであり、チャネルの特性を利用した通信方式である。ＭＩＭＯ伝送の構成方法としてはさまざまな方式が存在しているが、理想的な形態の１つとして、伝播路関数の特異値分解（ＳＶＤ：Ｓｉｎｇｕｌａｒ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）を利用したＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式が知られている（例えば、非特許文献２を参照のこと）。

図８には、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送システムを概念的に示している。ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送では、各アンテナ対に対応するチャネル情報を要素とした数値行列すなわちチャネル情報行列Ｈを特異値分解してＵＤＶ^Hを求め、送信側のアンテナ重み係数行列としてＶを与えるとともに、受信側のアンテナ重み係数行列としてＵ^Hを与える。これによって、伝送路は、各固有値λ_iの平方根を対角要素に持つ対角行列として表され、全くクロストーク無しに信号を多重化して伝送することができる。但し、特異値分解の演算をリアルタイムで行なうのは容易では無いし、導出されたＶ若しくはＵ^Hをあらかじめ相手方に伝えておくというセットアップ手順が必要であるという点に留意されたい。

ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送方式によれば、理論的には最大の通信容量を達成することができ、例えば送受信機がアンテナを２本ずつ持てば、最大２倍の伝送容量が得られる。

ここで、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送方式の仕組みについて説明する。送信機のアンテナ本数をＭとすると送信信号ｘはＭ×１のベクトルで表され、また、受信機のアンテナ本数をＮとすると受信信号ｙはＮ×１のベクトルで表される。この場合、チャネル特性はＮ×Ｍの数値行列Ｈとして表される。チャネル情報行列Ｈの要素ｈ_ijは、ｊ番目の送信アンテナからｉ番目の受信アンテナへの伝達関数である。そして、受信信号ベクトルｙは、下式（１）のように、送信信号ベクトルにチャネル情報行列を掛け算し、さらに雑音ベクトルｎを加算して表される。

上述したように、チャネル情報行列Ｈを特異値分解すると、下式（２）のようになる。

ここで、送信側のアンテナ重み係数行列Ｖと受信側のアンテナ重み行列Ｕは、それぞれ下式（３）、（４）を満たすユニタリ行列である。

すなわち、ＨＨ^Hの正規化された固有ベクトルを並べたものが受信側のアンテナ重み行列Ｕ^Hであり、Ｈ^HＨの正規化された固有ベクトルを並べたものが送信側のアンテナ重み行列Ｖである。また、Ｄは対角行列でありＨ^HＨ又はＨＨ^Hの固有値の平方根を対角成分に持つ。大きさは、送信アンテナ数Ｍと受信アンテナ数Ｎのうち小さい数であり、ｍｉｎ（Ｍ，Ｎ）の大きさの正方行列であり対角行列となる。

上述では、実数での特異値分解について説明したが、虚数にまで拡張した場合の特異値分解には注意点がある。ＵとＶは固有ベクトルで構成される行列であるが、固有ベクトルをノルムが１になるようにする操作すなわち正規化を行なった場合でも、単一のものにはならず、位相が異なる固有ベクトルが無数に存在する。ＵとＶの位相関係によっては、上式（２）が成り立たない場合がある。つまり、ＵとＶはそれぞれ正しいが、位相だけそれぞれ任意に回転しているからである。位相を完全一致させるためには、Ｖは通常通りＨ^HＨの固有ベクトルとして求める、そして、Ｕは、上式（２）の両辺に右からＶを掛け、下式のようにして求めるようにする。

送信側ではアンテナ重み係数行列Ｖを用いて重み付けをするとともに、受信側では反転重み係数行列Ｕ^Hで重みを付けて受信すると、ＵとＶがユニタリ行列であることから（ＵはＮ×ｍｉｎ（Ｍ，Ｎ）、ＶはＭ×ｍｉｎ（Ｍ，Ｎ））、下式の通りとなる。

ここで、受信信号ｙと送信信号ｘは、送信アンテナと受信アンテナの数で決まるベクトルではなく、（ｍｉｎ（Ｍ，Ｎ）×１）ベクトルである。

Ｄは対角行列なので、各送信信号がクロストークすることなしに受信することができる。そして、独立した各土管の振幅は固有値λの平方根に比例するので、各土管の電力の大きさはλに比例する。

雑音成分ｎも、Ｕの列はノルムが１に正規化された固有ベクトルなので、Ｕ^Hｎはその雑音電力を変えるものではない。サイズとしては、Ｕ^Hｎは（ｍｉｎ（Ｍ，Ｎ））ベクトルとなり、ｙ及びｘと同じサイズである。

このようにＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送では、同一の周波数及び同一の時間でありながら、クロストークのない複数の独立な論理的な土管を得ることができる。つまり、同時刻に同一周波数を使用して、複数のデータを無線通信で伝送することが可能となり、伝送速度の向上を実現することができる。

ところで、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式は、受信側でチャネル情報行列Ｈを取得し、そのＨを特異値分解し、その分解された、ＵＤＶＨのうちＶ^Hを送信側へ伝える必要がある。実際には、送信側で使用するのは、Ｖであるので、Ｖを送信側へ伝える必要がある。

ここで、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送の適用対象となるＬＡＮシステムの１つであるＩＥＥＥ８０２．１１ａすなわち５ＧＨｚ対のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）を例にとって、送信側アンテナ係数行列Ｖの情報量について考察してみる。

送受信アンテナ素子数を３本ずつとすると、送信側のアンテナ係数行列Ｖは３×３行列になり、その要素数は９である。１要素当たり１０ビット精度の実数と複素数で表されているとし、それが５２キャリヤ分必要となると、９３６０ビット（＝９（行列の要素数）×２（複素数の実部、虚部）×１０（ビット）×５２（ＯＦＤＭサブキャリア数））を受信機から送信機へフィードバックしなければならない。

このようにフィードバックが必要なＭＩＭＯをクローズドループ型ＭＩＭＯと呼ぶ（反意語はオープンループ型ＭＩＭＯ）。クローズドループ型のＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式は、通信を始めるに際し、９３６０ビットもの情報を送信側へフィードバックしなければならない。仮にＩＥＥＥ８０２．１１ａで用意されている変調方式の中で最も信頼性の高いＢＰＳＫでコードレートが１／２の変調方式のＯＦＤＭでフィードバックしようとした場合、１ＯＦＤＭシンボルで２４ビットしか送信できないので、３９０ＯＦＤＭシンボルもの時間が必要になり現実的ではない。

ＭＩＭＯ伝送における上述したようなセットアップ時の処理を比較的容易な仕組みで実現する具体的構成例の１つとして、Ｖ−ＢＬＡＳＴと呼ばれるものがある。Ｖ−ＢＬＡＳＴとは、Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅの略であり、旧ベル研で開発されたことに端を発する（例えば、特許文献１を参照のこと）。

図９には、Ｖ−ＢＬＡＳＴ方式の通信システムの構成を概念的に示している。Ｖ−ＢＬＡＳＴ方式とＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式との主な相違は、前者では、送信側が特にアンテナ重み係数行列Ｖを与えず単純にアンテナ毎に信号を多重化して送るという点にあり、アンテナ重み係数行列Ｖを与えるためのフィードバック手続きが一切省略される。そして、送信機は、多重化信号を送出する前に、受信機側でチャネル推定を行なうためのトレーニング信号を、例えばアンテナ毎に時分割で挿入する。図９に示す例では、データ・パケットに載せて、プリアンブル信号に続いて、アンテナ＃１に対応するトレーニング信号Ｔｒａｉｎｉｎｇ−１と、アンテナ＃２に対応するトレーニング信号Ｔｒａｉｎｉｎｇ−２を、時分割で送信している。

これに対し、受信機では、チャネル推定部でトレーニング信号を利用してチャネル推定を行ない、各アンテナ対に対応したチャネル情報行列Ｈを算定する。そして、第１の受信アンテナ重み係数行列算出部では、送信アンテナ毎にＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ規範などを適用してゼロ化して、不要信号すなわち自身以外の信号をすべてキャンセルし、受信アンテナ重み係数行列Ｚ_Rを求める。このＺ_Rを与えた後に取り出される各受信信号のうち、最もＳＮ比の良い信号に対して、まず復号部でｘ₁を復号する。

次に、復号した信号を符号化部で再び符号化して送信信号のレプリカ（複製）を作り出し、アンテナ直後の受信信号からキャンセルする。第２の受信アンテナ重み係数行列算出部では、このキャンセルされた送信信号に対応する送信アンテナを排除して再びＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇを適用してゼロ化し、受信アンテナ重み係数行列Ｚ_R'を再計算する。残された受信信号のうち、やはり、ＳＮ比が最も良い信号ｘ₂を取り出して復号部で復号を行なう。

この２回目の復号では、最初に復号した送信信号が取り除かれている分だけ、受信アンテナの自由度が増し、その分、最大比合成（ＭＲＣ：Ｍａｘｉｍａｌ ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）効果が高まるという効果が得られる。以降、上記操作の繰り返しにより、多重化されたすべての送信信号を順次復号していく。

以上説明したように、Ｖ−ＢＬＡＳＴの特長の１つは、Ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇとキャンセリングを巧妙に組み合わせることで、Ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇのみではＳＮが不充分となる信号に対しても、キャンセリングによって生じたアンテナ自由度を活用してＳＮを向上させ、復号の確度を高める点にある。このように、Ｖ−ＢＬＡＳＴは、比較的簡単な仕組みの組み合せで、効率の良いＭＩＭＯ伝送を実現することができる。

しかしながら、送信機側では重み付けを行なわずに送信を行なうことから、受信機側では、最初の復号をキャンセリングに頼らずＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇのみで行なう必要がある。このため、送信アンテナ本数より受信アンテナ本数を多くして（図９に示す例では、送信アンテナ本数が２、受信アンテナ本数が３となっている）、受信アンテナの余剰自由度を確保する必要がある。

特開平１０−８４３２４号公報 Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｔａｎｄａｒｄ ＩＳＯ／ＩＥＣ ８８０２−１１：１９９９（Ｅ） ＡＮＳＩ／ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１， １９９９ Ｅｄｉｔｉｏｎ， Ｐａｒｔ１１：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＭＡＣ） ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ） Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ ｈｔｔｐ：／／ｒａｄｉｏ３．ｅｅ．ｕｅｃ．ａｃ．ｊｐ／ＭＩＭＯ（ＩＥＩＣＥ＿ＴＳ）．ｐｄｆ（平成１５年１０月２４日現在）

本発明の目的は、家庭内などの通信環境下で広帯域の無線伝送を実現することができる、優れた無線通信システム及び無線通信方法、並びに無線通信装置を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって、空間分割多重を利用した通信（ＭＩＭＯ通信）により伝送容量の拡大を行なうことができる、優れた無線通信システム及び無線通信方法、並びに無線通信装置を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、送受信の各アンテナ対に対応するチャネルを要素としたチャネル情報行列の特異値分解（ＳＶＤ）を利用したＭＩＭＯ伝送を好適に行なうことができる、優れた無線通信システム及び無線通信方法、並びに無線通信装置を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送を行なうに際し、受信機側から送信機側へフィードバックする情報量を圧縮することができる、優れた無線通信システム及び無線通信方法、並びに無線通信装置を提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第１の側面は、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって信号を多重化して通信する無線通信システムであって、
受信機側の受信アンテナ毎のリファレンス信号を受信機から送信機へフィードバックするリファレンス信号送信手段と、
送信機において受信したアンテナ毎のリファレンス信号を基に、送受信間の各アンテナ対の伝達関数を要素とするチャネル情報行列Ｈを算出するチャネル情報取得手段と、
該チャネル情報行列ＨをＵＤＶ^Hに特異値分解して、送信アンテナ毎の送信重みベクトルを要素ベクトルとする送信アンテナ重み係数行列Ｖを求める特異値分解手段と、
送信アンテナ毎に該送信重みベクトルを用いて重み付けした信号を多重化して送信機から受信機へ信号を送信する手段と、
を具備することを特徴とする無線通信システムである。

但し、ここで言う「システム」とは、複数の装置（又は特定の機能を実現する機能モジュール）が論理的に集合した物のことを言い、各装置や機能モジュールが単一の筐体内にあるか否かは特に問わない。

本発明によれば、受信機側で取得したチャネル情報行列を特異値分解して得た送信機側のアンテナ重み係数行列Ｖをフィードバックする代わりに、受信機側から送信機側へリファレンス・シンボルを送信し、送信機側においても特異値分解を行ない送信時に必要なアンテナ重み係数行列Ｖを得ることにより、受信機側から送信機側へフィードバックする情報量を圧縮することができる。

また、本発明によれば、フィードバックする情報量を圧縮しても、送信機側において送信アンテナの重み係数行列Ｖを適用して送信するので、受信側では少ないアンテナ本数により良好な復号性能を得ることができる。

また、本発明の第２の側面は、送受信間の伝達関数を考慮した無線通信システムであって、
送信機及び受信機の各アンテナにおけるキャリブレーション係数をそれぞれ取得するキャリブレーション係数取得手段と、
受信機側において受信機アンテナのキャリブレーション係数を用いて補正したリファレンス信号を送信機へフィードバックするリファレンス信号フィードバック手段と、
送信機側で、受信したリファレンス信号を送信機アンテナのキャリブレーション係数を用いて補正し、該補正されたリファレンス信号を基に伝達関数を求める伝達関数算出手段と、
該伝達関数を用いてデータ送信を行なうデータ送信手段と、
を具備することを特徴とする無線通信システムである。

本発明の第２の側面に係る無線通信システムは、例えば、送信機及び受信機はそれぞれ複数のアンテナを備え、送受信間の各アンテナを持つ受信機が対となって信号を多重化して通信する方式を採用する。

このような場合、前記キャリブレーション係数取得手段は、送信機及び受信機それぞれにおいて、各アンテナについてのキャリブレーション係数を取得し、前記リファレンス信号送信手段は、受信機側のアンテナ毎にキャリブレーション係数を用いて補正したリファレンス信号を時分割で送信する。また、前記伝達関数算出手段は、送信機側において、各アンテナで受信したリファレンス信号をアンテナ毎のキャリブレーション係数を用いて補正し、該補正されたリファレンス信号を基に伝達関数を算出して、送受信間の各アンテナ対の伝達関数を要素とする逆方向のチャネル情報行列Ｈ'を得て、さらに該チャネル情報行列Ｈ'をＵ'Ｄ'Ｖ'^Hに特異値分解して、送信アンテナ毎の重みベクトルを要素ベクトルとする送信アンテナ重み係数行列Ｖを求める。そして、前記データ送信手段は、送信アンテナ毎に該送信重みベクトルを用いて重み付けした信号を多重化して送信機から受信機へデータ信号を送信するようにすればよい。

また、送信機においてアンテナ毎のリファレンス信号を時分割で送信して、受信機側においても、各アンテナで受信したリファレンス信号を基に伝達関数を算出し、送受信間の各アンテナ対の伝達関数を要素とする順方向のチャネル情報行列Ｈを得て、さらに該チャネル情報行列ＨをＵＤＶ^Hに特異値分解して、受信アンテナ毎の重みベクトルを要素ベクトルとする受信アンテナ重み係数行列Ｕを求めるようにしてもよい。この場合、受信機側において、前記データ送信信号により送信されたデータ信号を各アンテナで受信し、受信アンテナ重み係数行列Ｕ^Hを用いて復号することができる。

ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送方式において、受信機側で取得したチャネル情報行列ＨをＵＤＶ^Hに特異値分解して得た送信機側のアンテナ重み係数行列Ｖをフィードバックする代わりに、受信機側から送信機側へリファレンス・シンボルを送信することにより、受信機側から送信機側へフィードバックする情報量を圧縮することができる。しかしながら、チャネルの伝達関数には、それぞれＲＦ送受信用のアナログ回路によるばらつきがあり、アップリンクとダウンリンクとで可逆性は保証されない、という問題がある。この場合、受信機側から送信機側へリファレンス・シンボルを送信し、送信機側においても特異値分解を行なうことにより得られたアンテナ重み係数行列Ｖ’は、送信機から受信機の方向でのアンテナ重み係数行列Ｖとは一致しない

これに対し、本発明の第２の側面に係る無線通信システムでは、送信機及び受信機の各アンテナのキャリブレーション係数を求め、リファレンス信号のフィードバック時並びにリファレンス信号を基に伝達関数を求める際にそれぞれ受信機アンテナのキャリブレーション係数、送信機アンテナのキャリブレーション係数を用いてキャリブレーションを行なうことにより、順方向と逆方向のチャネル情報行列の不一致を補正することができる。

本発明によれば、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって、空間分割多重を利用した通信（ＭＩＭＯ通信）により伝送容量の拡大を行なうことができる、優れた無線通信システム及び無線通信方法、並びに無線通信装置を提供することができる。

また、本発明によれば、送受信の各アンテナ対に対応するチャネルを要素としたチャネル情報行列の特異値分解（ＳＶＤ）を利用したＭＩＭＯ伝送を好適に行なうことができる、優れた無線通信システム及び無線通信方法、並びに無線通信装置を提供することができる。

また、本発明によれば、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送を行なうに際し、受信機側から送信機側へフィードバックする情報量を圧縮することができる、優れた無線通信システム及び無線通信方法、並びに無線通信装置を提供することができる。

本発明によれば、受信機側で取得したチャネル情報行列を特異値分解して得た送信機側のアンテナ重み係数行列Ｖをフィードバックする代わりに、受信機側から送信機側へリファレンス・シンボルを送信し、送信機側においても特異値分解を行ない送信時に必要なアンテナ重み係数行列Ｖを得ることにより、受信機側から送信機側へフィードバックする情報量を圧縮することができる。そして、順方向と逆方向のチャネル情報行列の不一致を、送信機側及び受信機側で送受信アナログ素子の誤差を補正するキャリブレーションを行なうことにより補正することができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

本発明は、受信機側で取得したチャネル情報行列ＨをＵＤＶ^Hに特異値分解して得た送信機側のアンテナ重み係数行列Ｖをフィードバックする代わりに、受信機側から送信機側へリファレンス・シンボルを送信し、送信機側においても特異値分解を行ない送信時に必要なアンテナ重み係数行列Ｖを得ることにより、受信機側から送信機側へフィードバックする情報量を圧縮するものである。

図１には、本発明の一実施形態に係るＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式の通信システムの構成を概略的に示している。

送信機側では、多重化する各送信信号を空間／時間符号して３本のアンテナに分配してチャネルに送出し、受信側では、チャネル経由で２本のアンテナにより受信した多重化信号を空間／時間復号して受信データを得る。

図示の通信システムは、大雑把にはＶ−ＢＬＡＳＴ方式に類似するが、送信機側でアンテナ重み係数を与えて送信する構成に変更した点、並びに、送受信機間におけるアンテナ構成を送信アンテナ本数＞受信アンテナ本数（＝信号多重数）とした点が図７に示したシステムとは明らかに相違する。

図１に示すシステム構成では、送信アンテナ側に余剰自由度が生じるが、この余剰自由度を受信信号のＳＮの増大に寄与させるため、受信アンテナに対してＭＳＮ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏの略、自身の信号のＳＮ比を最大とする規範）送信、又はＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ送信、あるいはＭＳＮとＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇを組み合わせた重み係数を与えて送信を行なう。この結果、受信機側のアンテナ自由度に余剰がない（すなわち受信アンテナの本数が少ない）場合であっても、送信側の余剰自由度で補うことにより、良好な復号性能を得ることができる。

本実施形態に係る通信システムにおける動作手順について、以下に説明する。

まず準備段階として、受信機２０側より受信アンテナ毎にリファレンス・シンボルとしてのトレーニング信号Ｐｒｅ−ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｉｇｎａｌが時分割で送られる。図示の例では、受信機は２本の受信アンテナを持つことから、２個のトレーニング信号が送出される。なお、Ｐｒｅ−ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｉｇｎａｌの前に連接されているプリアンブルＰｒｅａｍｂｌｅは、信号検出やタイミング同期又は受信利得調整のための付加信号である。

送信機側１０では、受信機２０からのトレーニング信号をリファレンス信号として受信して、チャネル推定部１１によりチャネル情報行列Ｈを算定し、送信アンテナ重み係数行列算出部１３により受信アンテナ毎にＭＳＮ規範、又はＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ規範、あるいはこれらの規範の組み合せにより、送信アンテナ重み係数行列Ｚ_Tを決定する。

続いて、送信機１０側より、トレーニング信号と空間分割された多重化信号が連接されて送信される。このとき、アンテナ重みとして上述のように求められたＺ_Tが与えられる。ここで、トレーニング信号の送出区間においても、多重化する信号毎のアンテナ重みが与えられている。図示の例では、アンテナ重み係数行列Ｚ_T（＝［ｗ₁，ｗ₂］）の各要素ベクトルｗ₁及びｗ₂毎に重みが与えられたトレーニング信号Ｔｒａｉｎｉｎｇ−１及びＴｒａｉｎｉｎｇ−２が時分割で送られる。

一方、受信機２０側では、これら多重化する信号毎に重みが与えられたトレーニング信号Ｔｒａｉｎｉｎｇ−１及びＴｒａｉｎｉｎｇ−２より、チャネル推定部２１により送信重み係数ベクトルと受信アンテナの対に対応したチャネル情報行列Ｈ'を算定する。

そして、第１の受信アンテナ重み係数行列算出部２２では、送信アンテナ毎にＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ規範などを適用してゼロ化して、不要信号すなわち自身以外の信号をすべてキャンセルし、受信アンテナ重み係数行列Ｚ_Rを求める。このＺ_Rを与えた後に取り出される各受信信号のうち、最もＳＮ比の良い信号に対して、まず復号部２３でｘ₁を復号する。

次に、復号した信号を再び符号化部２４で符号化して送信信号のレプリカ（複製）を作り出し、アンテナ直後の受信信号からキャンセルする。第２の受信アンテナ重み係数行列算出部２５では、このキャンセルされた送信信号に対応する送信アンテナを排除して再びＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇを適用してゼロ化し、受信アンテナ重み係数行列Ｚ_R'を再計算する。残された受信信号のうち、やはり、ＳＮ比が最も良い信号ｘ₂を取り出して復号部２３で復号を行なう。この２回目の復号では、最初に復号した送信信号が取り除かれている分だけ、受信アンテナの自由度が増し、その分、最大比合成効果が高まるという効果が得られる。以降、上記操作の繰り返しにより、多重化されたすべての送信信号を順次復号していく。

本発明の第１の実施形態では、送信機１０側がＭＳＮ送信、又はＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ送信、あるいはこれらの組み合せの重み係数で送信を行なうことにより、送信アンテナ側の自由度を漏れなく使い切って、受信ＳＮ比の増大に寄与させる仕組みとなっている。したがって、受信機２０側のアンテナ自由度に余剰が無い場合でも、送信側の余剰自由度でこれを補うことができる。

また、図２には、本発明の他の実施形態に係る通信システムの構成を模式的に示している。

図示の通信システムは、送信機側において多重化する各送信信号を空間／時間符号して複数のアンテナに分配してチャネルに送出し、受信側においてチャネル経由で複数のアンテナにより受信した多重化信号を空間／時間復号して受信データを得るという点では、図１に示した実施形態と同様である。

図１に示した例では、送信アンテナ重み係数行列算出部１３では、受信機２０からのトレーニング信号を利用して算出されたチャネル情報行列Ｈから、受信アンテナ毎にＭＳＮ規範、又はＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ規範、あるいはこれらの規範の組み合せにより、送信アンテナ重み係数行列Ｚ_Tを決定している。これに対し、図２に示す実施形態では、特異値分解部１５は、送信アンテナ重み係数を求める規範としてＳＶＤ（特異値分解）を採用し、重み係数行列としてＶを与えて送信する。

Ｖの重み付けで送られたトレーニング信号に対してＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ規範を適用すれば、受信機１０側の重み係数行列は必然的にＵ^Hとなる。したがって、送信機１０側でＳＶＤの演算が許容されれば、受信機２０側にＵ^Hを伝えることなくＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送が可能となり、受信機２０において特異値行列分解を行なう必要がなくなることは自明である。すなわち、本実施形態を用いれば、２本×２本のＭＩＭＯ構成が比較的簡単に実現できる。

受信機２０側では、チャネル推定部２１により送信重み係数ベクトルと受信アンテナの対に対応したチャネル情報行列Ｈ'を算定する。そして、第１の受信アンテナ重み係数行列算出部２２では、送信アンテナ毎にＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ規範などを適用してゼロ化して、不要信号すなわち自身以外の信号をすべてキャンセルし、受信アンテナ重み係数行列Ｕ^Hを求める。このＵ^Hを与えた後に取り出される各受信信号のうち、最もＳＮ比の良い信号に対して、まず復号部２３でｘ₁を復号する。

その後、復号した信号を再び符号化部２４で符号化して送信信号のレプリカ（複製）を作り出し、アンテナ直後の受信信号からキャンセルする。第２の受信アンテナ重み係数行列算出部２５では、このキャンセルされた送信信号に対応する送信アンテナを排除して再びＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇを適用してゼロ化し、受信アンテナ重み係数行列Ｕ^H'を再計算する。残された受信信号のうち、やはり、ＳＮ比が最も良い信号ｘ₂を取り出して復号部２３で復号を行なう。あるいは、第１の受信アンテナ重み係数行列算出部２２でＵ^Hを与えた後に取り出される各受信信号から２番目の多重化信号ｘ₂を直接取り出すこともできる。

ところで、送信機１０側の送信回路と受信回路のチャネル特性に差異が生じるという問題がある。何故ならば、空間の伝達関数は可逆性が成り立つものの、チャネル情報行列Ｈは、送信機１０周りの電波環境（伝達関数）と、空間の構造（伝達関数）と、受信機２０周りの電波環境（伝達関数）で構成され、送信機１０周りの伝達関数や受信機２０周りの伝達関数には、それぞれＲＦ送受信用のアナログ回路によるばらつきがあり、アップリンクとダウンリンクとで可逆性は保証されないからである。

送信機から受信機の方向で測定されたチャネル伝達関数には、可逆性のある空間の伝達関数に、不可逆成分としての送信機側のＲＦアナログ送信部のばらつきを含んだ送信機伝達関数及び受信機側のＲＦアナログ受信部のばらつきを含んだ受信機伝達関数が含まれる。一方、受信機から送信機の方向で測定されたチャネル伝達関数には、可逆性のある空間の伝達関数に、不可逆成分としての受信機側のＲＦアナログ送信部のばらつきを含んだ送信機伝達関数及び送信機側のＲＦアナログ受信部のばらつきを含んだ受信機伝達関数が含まれる。このため、実際のデータ送信方向とは逆方向で測定されたチャネル伝達関数は、受信機側の送信ＲＦアナログ回路の伝達関数と送信機の受信ＲＦアナログ回路の伝達関数それぞれの影響を受ける（図３を参照のこと）。

送信機が受信機側で取得したチャネル情報行列を特異値分解して得た送信機側のアンテナ重み係数行列Ｖをフィードバックする場合にはこの不可逆性は問題とはならない。これに対し、受信機側から送信機側へリファレンス・シンボルを送信し、送信機側においても特異値分解を行ない送信時に必要なアンテナ重み係数行列Ｖ’を得る場合には、送信機から受信機の方向でのアンテナ重み係数行列Ｖとは一致しないため、キャリブレーションが必要となる。

これをより具体的に説明する。ここで、チャネル情報行列Ｈの要素ｈ_ijは、ｊ番目の送信アンテナからｉ番目の受信アンテナへの伝達関数であり、下式（８）で表される。

一方、その逆方向に相当するｉ番目の受信アンテナからｊ番目の送信アンテナへの伝達関数ｈ_ij'は下式（９）で表される。

通常、各アナログ回路の伝達関数は、製造ばらつきによる誤差や温度によるばらつき等により全て異なっている。このため、送信機側のｊ番目のアンテナと受信機側のｉ番目のアンテナ対における順方向の伝達関数ｈ_ijと逆方向伝達関数ｈ_ij'は当然異なったものになる。したがって、それぞれの方向のチャネル情報行列Ｈとチャネル情報行列Ｈ'は当然異なったものになる。送信機側で、Ｈ'を特異値分解して、Ｈ'＝Ｕ'Ｄ'Ｖ'^Hを得る一方、受信機側で、Ｈを特異値分解して、Ｈ＝ＵＤＶ^Hを得て、送信機側でアンテナ重み係数行列Ｖ'により重み付けして送信し、受信機側でＵ^Hにより重み付けして復号しても、論理的に独立な土管は得ることができない。

そこで、本発明では、逆方向のチャネル情報行列Ｈ'から正しい送信アンテナ重み係数行列Ｖ'を生成できるように、送信機側と受信機側の双方で、送受信アナログ回路の伝達関数特性の誤差を補正するためのキャリブレーションを行なうことにより、上述の問題点を解決する。

ここで言うキャリブレーションは、例えば、アダプティブアレー・アンテナのダウンリンクの指向性をアップリンクの指向性と合わせるために使われる技術に相当し、送受信アナログ素子の誤差を補正する方法である。このキャリブレーションは、５ＧＨｚで動作するデバイスの場合、通常数時間に一回補正を行なえばよいことが当業界では知られている。

送信機は、例えば数時間に１回の頻度でキャリブレーションを行ない、キャリブレーション係数を保持する。また、受信機も数時間に１回の頻度でキャリブレーションを行ない、キャリブレーション係数を保持する。

逆方向すなわちアップリンクのチャネル情報行列Ｈ'を得るためのリファレンス・シンボルを受信機側から送信機側へ送信するとき、受信機側ではキャリブレーション係数を用いて補正を行なってから、そのリファレンス・シンボルを送信する。また、送信機側では、受け取ったリファレンス・シンボルに対してキャリブレーション係数を用いて補正を行ない（式（９）を参照のこと）、その補正後の伝達関数から構成されるチャネル情報行列Ｈ'を特異値分解し、送信用のアンテナ重み係数行列Ｖ'を得る。

次に、キャリブレーションの方法について紹介する。キャリブレーションは、送信機並びに受信機のそれぞれにおいて独立して行なわれる。

図４には、複数のアンテナ素子を持つ通信機の構成について、アンテナ周りを中心に模式的に示している。

アンテナ＃１には、送信用のアナログ回路Ｔｘ１と受信用のアナログ回路Ｒｘ１（いずれも図示しない）が属している。ここで、このＴｘとＲｘのアナログ回路の特性が異なっていることにより、キャリブレーションが必要となる。

キャリブレーションを行なう１つの方法として、複数のアンテナ系統のうち１つのアンテナに属する送信アナログ回路の出口にカプラーを配置し、他のアンテナに属する受信アナログ回路へ入力する図示のループバック経路を設ける。

そして、ループバック伝達関数を取得する。図５に示すように、逆のループバック伝達関数を求めるためのカプラーを送信アナログ回路の出口に用意しておく。

そして、１つの送受信ＲＦ回路を基準として、各回路のＲＦ回路の伝達関数の比を求める。アンテナ素子＃１に属するＲＦ回路を基準とすると、図４に示すループバックからは、以下の伝達関数が得られる。

同様に、図５に示すループバックからは以下の伝達関数が得られる。

キャリブレーション係数は、これらの伝達関数の比からなり、下式で表される。

送信機のアンテナ素子が２本、受信機のアンテナ素子も２本からなる２×２構成のＭＩＭＯ通信システムにおいて、送信機側のキャリブレーション係数をＣＴ（ｉ）（ｉはアンテナ番号を示す）、受信機側のキャリブレーション係数をＣＲ（ｉ）と表す。

次いで、送受信アナログ回路の伝達関数特性の誤差を補正するためのキャリブレーションを行なうための手順について、図６に示したフローチャートを参照しながら説明する。

ステップ０：
送信機でｊ番目のアンテナについてのキャリブレーション係数ＣＴ（ｊ）を取得するとともに、受信機側でもｉ番目のアンテナについてのキャリブレーション係数ＣＲ（ｉ）を取得する。

ステップ１：
送信機から、リファレンス信号として、各アンテナｊからそれぞれ１個のＯＦＤＭシンボルを時分割で送信する。このＯＦＤＭシンボルは、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）で変調されている。

ステップ２：
受信機は、送信機からのアンテナｊ毎のリファレンス信号を受信して、各アンテナ対の伝達関数ｈ_ijを計算する。図２に示す例では、送信機のアンテナ２本から２回送られたリファレンス信号を受信機の２本のアンテナで受信するので、４個の伝達関数を得ることができる。つまり、２×２のＭＩＭＯ伝送の場合には、２×２のチャネル情報行列Ｈを得ることができる。この行列Ｈの各要素は複素数の値を持つ伝達関数である。

ステップ３：
受信機は、チャネル情報行列Ｈを特異値分解し、Ｈ＝ＵＤＶ^Hを得る。そして、受信機側で受信信号の復号に必要となる行列Ｕを得て、復号用の受信アンテナ重み係数行列としてＵ^Hを得る。

ステップ４：
今度は、受信機から、リファレンス信号として、各アンテナｉからそれぞれ１個のＯＦＤＭシンボルを時分割で送信する。このＯＦＤＭシンボルは、ＢＰＳＫで変調されている。但し、アンテナ０から送信するリファレンス信号は、キャリブレーション係数ＣＲ（０）で補正し、アンテナ１から送信するリファレンス信号は、キャリブレーション係数ＣＲ（１）で補正する。キャリブレーション係数は、複素伝達関数の形で保持しているので、送信信号に掛け算することにより補正が完了する。ＣＲ（ｉ）を用いてキャリブレーション補正を行なうことにより、上式（９）に示した伝達関数から、受信機側の送信アナログＲＦ部におけるばらつきの影響を除去することができる。

ステップ５：
送信機は、受信機から受信したアンテナｉ毎のリファレンス信号を受信して、各アンテナ対の伝達関数ｈ_ij’を計算する。ここで、アンテナ０で受信したリファレンス信号は、キャリブレーション係数ＣＴ（０）で補正し、アンテナ１で受信したリファレンス信号は、キャリブレーション係数ＣＴ（１）で補正する。ＣＴ（ｊ）を用いてキャリブレーション補正を行なうことにより、上式（９）に示した伝達関数から、送信機側の受信アナログＲＦ部におけるばらつきの影響を除去することができる。そして、キャリブレーションで補正された伝達関数から、逆方向のチャネル情報行列Ｈ’を得る。

ステップ６：
送信機は、取得したチャネル行列Ｈ'を特異値分解し、Ｈ'＝Ｕ'Ｄ'Ｖ'^Hを得る。そして、送信機側で送信時に必要なアンテナ毎の重みベクトル［ｗ₁，ｗ₂］を要素ベクトルとする送信アンテナ重み係数行列Ｖ'を得ることができる。

ステップ７：
実際のデータ通信に入る。このとき、送信機は、複数の論理的に独立したビットデータを、送信アンテナ重み係数行列Ｖ'の各要素ベクトルｗ₁，ｗ₂で重み付けし、各アンテナから信号を空間分割多重して送信する。一方、受信機では、各アンテナにおける受信信号を受信アンテナ重み係数行列Ｕ^Hを用いて復号する。

以上説明した処理手順に従い、送信機及び受信機で事前にキャリブレーションを行なっておく。そして、ＳＶＤ−ＭＩＭＯを行なう場合に、受信機で用いる復号用の重みは、送信機から受信機側への方向で取得したチャネル情報行列を基に取得し、送信機で必要な送信用の重みは、受信機でのキャリブレーション係数で補正したリファレンス信号を受信機から送るとともにそれを送信機で受信し、さらに送信機側でのキャリブレーション係数で補正したチャネル情報行列を用いて求める。

このようにすると、送信機側から受信機側への方向で求めたチャネル行列Ｈから直接求めた送信機側の重みＶと、受信機側から送信側への方向で送った信号とキャリブレーションで求めたＨ’から求めた送信機側の重みＶ’は、現実には、完全に一致する訳ではないが、Ｖの各ベクトルはＶ’の対応する各ベクトルの要素すべてにある一定角度の回転をかけたものと同一になっている。

これは、キャリブレーション係数が、下式（１３）に示すように、あるアンテナを基準にした値として定義されているため、絶対値ではなく、複数本のアンテナ素子間の相対的なキャリブレーション係数となっているからである。

上記の例では、アンテナ１の送信アナログ部と受信アナログ部の伝達関数を基準として、各アンテナｉのキャリブレーション係数が定義されている。これは、アンテナｉの送信伝達関数とアンテナｉの受信伝達関数から直接求めた絶対的なキャリブレーション係数ではなく相対的なキャリブレーション係数と言えよう。一般に、マルチアンテナのキャリブレーションは相対的なキャリブレーションを意味し、この相対的なキャリブレーションと組み合わせて好適に作用するという点が重要である。

ＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式における送信用の重みとして考えた場合、それが、位相回転していても現実には、全く問題ない。何故ならば、最適な送信アンテナ重み係数行列Ｖは、送受信機の微妙なクロック誤差により、いつも等価的に回転しているからである。つまり、Ｖ＝Ｖ’にすることは意味がなく、Ｖ’の各ベクトルの要素が対応するＶの各ベクトルのすべての要素に同じ量の回転をかけたものと一致すれば十分なのである。さらに、Ｖ’とＶはユニタリ行列であるので、その各ベクトルの各ノルムは同一である。

［追補］
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。

図１は、本発明の一実施形態に係るＭＩＭＯ方式通信システムの構成を模式的に示した図である。 図２は、本発明の本発明の他の実施形態に係るＭＩＭＯ方式通信システムの構成を模式的に示した図である。 図３は、アップリンクとダウンリンクにおける伝達関数の可逆性を説明するための図である。 図４は、複数のアンテナ素子を持つ通信機の構成を模式的に示した図である。 図５は、図４に示した通信機においてループバック伝達関数を取得するための手順を説明するための図である。 図６は、送受信アナログ回路の伝達関数特性の誤差を補正するためのキャリブレーションを行なうための手順を示したフローチャートである。 図７は、ＭＩＭＯ通信システムを概念的に示した図である。 図８は、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送システムを概念的に示した図である。 図９は、Ｖ−ＢＬＡＳＴ方式の通信システムの構成を概念的に示した図である。

符号の説明

１０…送信機
１１…チャネル推定部
１２…送受信校正部
１３…送信アンテナ重み係数行列算出部
１５…特異値分解部
２０…受信機
２１…チャネル推定部
２２…第１の受信アンテナ重み係数行列算出部
２３…復号部
２４…符号化部
２５…第２の受信アンテナ重み係数行列算出部

Claims (11)

1. 複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって信号を多重化して通信する無線通信システムであって、
   受信機側の受信アンテナ毎のトレーニング信号を受信機から送信機へフィードバックする第１のトレーニング信号送信手段と、
   送信機において受信したアンテナ毎のトレーニング信号を基に、送受信間の各アンテナ対の伝達関数を要素とするチャネル情報行列Ｈを算出する第１のチャネル情報取得手段と、
   送信機において、該チャネル情報行列Ｈを基に送信アンテナ重み係数行列を決定する送信アンテナ重み係数行列決定手段と、
   送信機から受信機へ、送信アンテナ重み係数行列（＝［ｗ₁，ｗ₂］）で重み付けしたトレーニング信号を送信する第２のトレーニング信号送信手段と、
   受信機において、該重み付けされたトレーニング信号を基に、送信重み係数ベクトル［ｗ₁，ｗ₂］と受信アンテナの対に対応したチャネル情報行列Ｈ’を算出する第２のチャネル情報取得手段と、
   受信機において、該チャネル情報行列Ｈ’を基に受信アンテナ重み係数行列を決定する受信アンテナ重み係数行列決定手段と、
   受信機において、受信アンテナ重み係数行列を求めた以降の受信信号を受信アンテナ重み係数行列を基に復号する復号手段と、
   を具備することを特徴とする無線通信システム。
2. 前記送信アンテナ重み係数行列決定手段は、算出されたチャネル情報行列Ｈから、例えば受信アンテナ毎にＭＳＮ規範、又はＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ規範、あるいはこれらの規範の組み合せにより、送信アンテナ重み係数行列Ｚ_Tを決定し、
   前記受信アンテナ重み係数行列決定手段は、算出されたチャネル情報行列Ｈ’から、送信アンテナ毎にＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ規範などを適用してゼロ化して、不要信号をキャンセルして、受信アンテナ重み係数行列Ｚ_Rを求める、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
3. 前記送信アンテナ重み係数行列決定手段は、算出されたチャネル情報行列Ｈを特異値分解して送信アンテナ重み係数行列Ｖを決定し、
   前記受信アンテナ重み係数行列決定手段は、Ｖの重み付けで送られたトレーニング信号に対してＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ規範を適用して受信アンテナ重み係数行列としてＵ^Hを得る、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
4. 送信機及び受信機の各アンテナにおけるキャリブレーション係数をそれぞれ取得するキャリブレーション係数取得手段をさらに備え、
   前記第１のトレーニング信号送信手段は、受信機側において受信機アンテナのキャリブレーション係数を用いて補正したトレーニング信号を送信機へ送信し、
   前記送信アンテナ重み係数行列決定手段は、前記送信機側で受信したトレーニング信号を送信機アンテナのキャリブレーション係数を用いて補正し、該補正されたトレーニング信号を基に伝達関数を求める、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
5. 複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって信号を多重化して通信するための無線通信方法であって、
   受信機側の受信アンテナ毎のトレーニング信号を受信機から送信機へフィードバックする第１のトレーニング信号送信ステップと、
   送信機において受信したアンテナ毎のトレーニング信号を基に、送受信間の各アンテナ対の伝達関数を要素とするチャネル情報行列Ｈを算出する第１のチャネル情報取得ステップと、
   送信機において、該チャネル情報行列Ｈを基に送信アンテナ重み係数行列を決定する送信アンテナ重み係数行列決定ステップと、
   送信機から受信機へ、送信アンテナ重み係数行列（＝［ｗ₁，ｗ₂］）で重み付けしたトレーニング信号を送信する第２のトレーニング信号送信ステップと、
   受信機において、該重み付けされたトレーニング信号を基に、送信重み係数ベクトル［ｗ₁，ｗ₂］と受信アンテナの対に対応したチャネル情報行列Ｈ’を算出する第２のチャネル情報取得ステップと、
   受信機において、該チャネル情報行列Ｈ’を基に受信アンテナ重み係数行列を決定する受信アンテナ重み係数行列決定ステップと、
   受信機において、受信アンテナ重み係数行列を求めた以降の受信信号を受信アンテナ重み係数行列を基に復号する復号ステップと、
   を具備することを特徴とする無線通信方法。
6. 前記送信アンテナ重み係数行列決定ステップでは、算出されたチャネル情報行列Ｈから、例えば受信アンテナ毎にＭＳＮ規範、又はＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ規範、あるいはこれらの規範の組み合せにより、送信アンテナ重み係数行列Ｚ_Tを決定し、
   前記受信アンテナ重み係数行列決定ステップでは、算出されたチャネル情報行列Ｈ’から、送信アンテナ毎にＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ規範などを適用してゼロ化して、不要信号をキャンセルして、受信アンテナ重み係数行列Ｚ_Rを求める、
   ことを特徴とする請求項５に記載の無線通信方法。
7. 前記送信アンテナ重み係数行列決定ステップでは、算出されたチャネル情報行列Ｈを特異値分解して送信アンテナ重み係数行列Ｖを決定し、
   前記受信アンテナ重み係数行列決定ステップでは、Ｖの重み付けで送られたトレーニング信号に対してＺｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ規範を適用して受信アンテナ重み係数行列としてＵ^Hを得る、
   ことを特徴とする請求項５に記載の無線通信方法。
8. 送信機及び受信機の各アンテナにおけるキャリブレーション係数をそれぞれ取得するキャリブレーション係数取得ステップをさらに備え、
   前記第１のトレーニング信号送信ステップでは、受信機側において受信機アンテナのキャリブレーション係数を用いて補正したトレーニング信号を送信機へ送信し、
   前記送信アンテナ重み係数行列決定ステップでは、受信したトレーニング信号を送信機アンテナのキャリブレーション係数を用いて補正し、該補正されたトレーニング信号を基に伝達関数を求める、
   ことを特徴とする請求項５に記載の無線通信方法。
9. 複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって信号を多重化して通信する無線通信システムであって、
   送信機及び受信機の各アンテナにおけるキャリブレーション係数をそれぞれ取得するキャリブレーション係数取得手段と、
   受信機側において、受信機アンテナのキャリブレーション係数を用いて補正したトレーニング信号を送信機へ送信するトレーニング信号送信手段と、
   送信機側において、受信したトレーニング信号を送信機アンテナのキャリブレーション係数を用いて補正し、該補正されたトレーニング信号を基に送受信間の各アンテナ対の伝達関数を要素とするチャネル情報行列を算出するチャネル情報行列取得手段と、
   送信機において、該チャネル情報行列を基に送信アンテナ重み係数行列を決定する送信アンテナ重み係数行列決定手段と、
   送信機側において、送信データを該求めた送信アンテナ重み係数行列で重み付けして空間多重して送信するデータ送信手段と、
   を具備することを特徴とする無線通信システム。
10. 前記トレーニング信号送信手段は、受信機側のアンテナ毎にキャリブレーション係数を用いて補正したトレーニング信号を時分割で送信し、
    前記チャネル情報取得手段は、送信機側において、各アンテナで受信したトレーニング信号をアンテナ毎のキャリブレーション係数を用いて補正し、該補正されたトレーニング信号を基に伝達関数を算出して、送受信間の各アンテナ対の伝達関数を要素とする逆方向のチャネル情報行列Ｈ’を得て、
    前記送信アンテナ重み係数行列決定手段は、該チャネル情報行列Ｈ’をＵ’Ｄ’Ｖ’^Hに特異値分解して、送信アンテナ毎の重みベクトルを要素ベクトルとする送信アンテナ重み係数行列Ｖを求め、
    前記データ送信手段は、送信アンテナ毎に該送信重みベクトルを用いて重み付けした信号を多重化して送信機から受信機へデータ信号を送信する、
    ことを特徴とする請求項９に記載の無線通信システム。
11. 送信機から受信機へアンテナ毎のトレーニング信号を時分割で送信するトレーニング信号フィードフォワード手段と、
    受信機側において、各アンテナで受信したトレーニング信号を基に伝達関数を算出し、送受信間の各アンテナ対の伝達関数を要素とする順方向のチャネル情報行列Ｈを得て、さらに該チャネル情報行列ＨをＵＤＶ^Hに特異値分解して、受信アンテナ毎の重みベクトルを要素ベクトルとする受信アンテナ重み係数行列Ｕを求める受信アンテナ重み係数行列決定手段と、
    受信機側において、前記データ送信手段により送信されたデータ信号を各アンテナで受信し、受信アンテナ重み係数行列Ｕ^Hを用いて復号するデータ受信手段と、
    をさらに備えることを特徴とする請求項９に記載の無線通信システム。
    

Images