KR101238089B1 - 스위칭 레귤레이터의 출력 과전압 감소를 위한 방법 및회로 - Google Patents

스위칭 레귤레이터의 출력 과전압 감소를 위한 방법 및회로 Download PDF

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Abstract

전력 절약 버스트 모드에서 동작하는 스위칭 레귤레이터의 출력에서 전압 오버슛(overshoot)을 제한하기 위해 스위칭 레귤레이터 버스트 모드 제어 회로가 제공된다. 상기 버스트 모드 제어 회로는 로드 전류 진폭이 임계값(threshold) 이하인 경우 레귤레이터를 슬립(SLEEP) 상태에 두고 유지하도록 동작할 수 있는 레귤레이터 로드 전류 센싱 회로를 포함할 수 있다. 또한 상기 제어 회로는 레귤레이터 출력 오버슛을 감소시키고, 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하지 않는 경우 레귤레이터 스위치 회로의 잘못된 비활성화를 없애도록 동작하는 게이티드(gated) 과전압 비교기 회로를 포함할 수 있다. 상기 게이티드 과전압 회로는 원샷 타이머 회로를 포함할 수 있다.

Description

스위칭 레귤레이터의 출력 과전압 감소를 위한 방법 및 회로 {METHOD AND CIRCUITS FOR OUTPUT OVER-VOLTAGE REDUCTION IN SWITCHING REGULATORS}
도 1A는 버스트 모드 제어 회로를 포함한 스위칭 레귤레이터 회로의 도면.
도 1B는 버스트 모드 회로에 지시되는 스위칭 레귤레이터 회로의 일부 도면.
도 2는 도 1A 및 1B에 도시된 기본적인 스위칭 레귤레이터 회로의 타이밍도.
도 3은 제어 회로 및 과전압 회로를 포함하는 스위칭 레귤레이터 회로의 도면.
도 4는 본 발명의 원리에 따른 게이티드 과전압 비교기 회로의 도면.
도 5는 도 4에 도시된 게이티드 과전압 비교기 회로의 타이밍도.
도 6은 본 발명의 원리에 따른 게이티드 과전압 회로를 포함하는 스위칭 레귤레이터 회로의 도면.
도 7은 도 6에 도시된 게이티드 과전압 회로를 포함하는 스위칭 레귤레이터 회로의 타이밍도.
본 발명은 스위칭 레귤레이터의 출력 과전압 감소에 관한 것이다. 버스트 모 드(burst mode)에서 동작하는 스위칭 전압 레귤레이터의 출력에서 전압 오버슛(overshoot)을 감소시키기 위한 방법 및 회로를 제공한다.
안정적인 전압 및 전류 공급을 제공하기 위해 스위칭 레귤레이터(switching regulator)를 사용한다. 출력 전압보다 작거나 또는 큰 진폭의 DC 입력 전압으로부터 다양한 진폭의 DC 전압을 생성하기 위해 스위칭 레귤레이터를 사용할 수 있다. 또한 AC 입력 전압으로부터 다양한 진폭의 DC 전압을 생성하기 위해 스위칭 레귤레이터를 사용할 수 있다.
스위칭 레귤레이터 회로는 레귤레이터가 로드에 전력을 거의 또는 전혀 공급하고 있지 않을 때에도, 전력을 소비한다. 레귤레이터가 로드에 전력을 거의 또는 전혀 공급하고 있지 않을 때, 스위칭 레귤레이터의 전력 소비를 감소시키기 위해, 스위칭 레귤레이터는 전력 절약 모드, 또는 버스트 모드(Burst ModeTM)에서 동작하도록 구성될 수 있다. 버스트 모드에서 동작하는 경우, 스위칭 레귤레이터는 그 출력에서 소비되는 전력을 모니터할 수 있고, 출력 로드 전력 요건에 따라 두 상태의 동작, 즉 슬립(SLEEP) 상태 및 웨이크(WAKE) 상태를 번갈아 교체할 수 있다. 로드가 전력을 거의 또는 전혀 필요로 하고 있지 않다면, 레귤레이터는 전력을 보호하기 위해 레귤레이터 스위칭 회로가 실질적으로 오프(OFF)되는 슬립(SLEEP) 상태로 도입할 수 있다. 로드가 보다 많은 전력을 필요로 하면, 레귤레이터는 스위칭 회로가 온(ON)되고 출력 로드에 전력을 공급하는 웨이크(WAKE) 상태로 도입할 수 있다.
스위칭 레귤레이터는 로드 전력 요건에 따라 레귤레이터를 웨이크(WAKE) 또 는 슬립(SLEEP) 상태 중 어느 하나에 두도록 동작하는 버스트 모드 제어 회로를 포함할 수 있으나, 상기 회로는 레귤레이터의 성능에 유해한 영향을 미칠 수 있다. 예를 들어, 회로는 출력 신호를 과도하게 변경시킴으로써, 안정적인 레귤레이터 출력 전압 또는 전류를 유지하는 레귤레이터의 성능을 제한할 수 있다. 또한 로드가 더 이상 많은 양의 전력을 필요로 하지 않는다 해도, 회로는 레귤레이터를 웨이크(WAKE) 상태에 남아있게 할 수 있다.
레귤레이터를 위한 개선된 버스트 모드 제어 및 과전압 감소 방법 및 회로를 제공하는 것이 바람직할 것이다. 이 방법 및 회로는 바람직하게 레귤레이터 출력 신호의 보다 정확한 제어를 허용하고, 바람직하게는 웨이크(WAKE) 상태에서 레귤레이터의 연속적인 동작을 보다 엄밀하게 제어한다.
본 발명은 스위칭 레귤레이터의 상태를 제어하는 레귤레이터 버스트 모드 제어 방법 및 회로를 제공한다. 또한, 본 발명은 레귤레이터가 웨이크(WAKE) 상태에서 동작할 때, 레귤레이터 출력 전압 오버슛을 감소시키는 게이티드 과전압 비교기 방법 및 회로를 제공한다.
버스트 모드에서 동작하는 스위칭 전압 레귤레이터는 레귤레이터를 선택적으로 슬립(SLEEP) 또는 웨이크(WAKE) 상태에 두는 버스트 모드 제어 회로를 포함할 수 있다. 전류-모드 스위칭 레귤레이터에 있어서, 예를 들어, 버스트 모드 제어 회로는 레귤레이터 스위치 회로에 의해 제공된 전류가 로드 요건을 초과할 경우에는 레귤레이터를 슬립(SLEEP) 상태에 두어 유지하고, 로드에 의해 전력이 요구될 경우 에는 레귤레이터 스위치 회로를 웨이크(WAKE) 상태에 유지하도록 동작하는 로드 전류 센싱 회로를 포함할 수 있다. 스위칭 레귤레이터는 또한 레귤레이터의 출력에서의 전압이 제 1 임계 전압을 초과하는 경우에 레귤레이터를 비활성화(또는 OFF)시키도록 동작하는 출력 전압 센싱 회로를 포함할 수 있다. 그러나, 이러한 통상적인 스위칭 모드 레귤레이터에 있어서, 동작 제어가 최적의 경우보다 느슨하여, 즉, 출력이 목표값으로부터 8% 오버슛 레벨까지 변하게 할 수 있으며, 기타 회로 조건으로 인해, 최악의 경우 과도한 로드 트랜젠트(transient)에 의한 높은 리플을 야기할 수 있다.
본 발명은 버스트 웨이크(WAKE) 조정(regulation)을 제공하는 역할을 하는 센싱 회로를 선택적으로 동작 또는 비동작시키는 게이티드 과전압 비교기 회로를 제공한다. 상기 게이티드 회로는 바람직하게 오버슛을 감소시키는 역할을 하는 센싱 회로를 비활성화시키는 원샷 타이머(one-shot timer)를 포함할 수 있다. 회로는 바람직하게 레귤레이터가 웨이크(WAKE) 상태로 들어간 후의 선택 가능한 시간 주기를 제외하고 항상 센싱 회로를 비활성화시킨다.
본 특허 출원은 전류-피드백 또는 전압-피드백 또는 두 시스템의 어떠한 조합에서든, 모든 스위칭 레귤레이터에 응용할 수 있음을 인지하여야 한다.
하기의 상세한 설명 및 이에 따른 도면으로부터, 본 발명의 요지에 더하여 그 특징 및 다양한 효과가 보다 명백해질 것이다.
스위칭 레귤레이터 회로는 통상적으로 로드에 안정적인 DC 전압 또는 전류를 제공하기 위해 사용된다. 스위칭 레귤레이터는 레귤레이터의 출력에 전력을 주기적으로 제공하는 스위칭 회로를 포함한다. 스위칭 레귤레이터의 일반적인 유형으로는 다양한 진폭의 출력 신호를 생성하기 위해 펄스 폭 변조에 의존하는 PWM(pulse-width modulation) 레귤레이터가 있다. PWM 스위칭 레귤레이터는 그 출력(들)에서 공급되는 전류량 및 유지되는 전력 레벨을 조정하기 위해 그들이 생성하는 출력 신호의 듀티-사이클을 변화시킨다. 이 레귤레이터의 출력에 공급되는 전압은 스위치 펄스 주기에 대한 스위치 펄스 폭의 비율에 따라 좌우될 수 있으며, 비율이 높아질수록 더 높은 출력 전압을 생성한다. 스위칭 레귤레이터는 또한 그들의 동작을 위해 PWM과 다른 원리에 따라 이루어질 수 있다.
스위칭 레귤레이터는 출력 로드가 경미할 때(도 1A의 Vc 신호에 의해 지시된 바와 같이), 버스트 모드로 진입한다.
버스트 모드는 슬립(SLEEP) 모드 및 웨이크(WAKE) 모드로 구성된다. 버스트-슬립에서, 대부분의 회로는 전력 절약을 위해 오프(OFF)되고, 출력 로드는 출력이 규정된 레벨보다 낮아질 때까지 출력 커패시터에 의해 전달된다. 그 다음, 버스트-웨이크 모드로 도입하고, 여기서 레귤레이터 회로는 온(ON)되어, 출력이 규정된 레벨보다 높아질 때까지 출력 커패시터를 높게 구동한다. 이후, 레귤레이터는 다시 버스트-슬립으로 도입한다. 이 사이클은 출력 로드가 증가하여 레귤레이터가 정상 논-버스트(non-burst) 모드에 도입할 때까지 반복된다.
본 발명은 바람직하게 전력 절약 버스트 모드에서만 출력 오버슛을 감소시킨다. 특히, 버스트-웨이크에서, 느린 레귤레이터 시스템 루프(loop) 응답 시간으로 인해 출력은 종종 오버슛된다. 이 오버슛 레벨은 출력의 조정 상실을 야기한다.
하나의 실시예에서, 본 발명은 바람직하게 과전압 비교기와 함께 원샷 타이머를 사용한다. 이 조합 회로는 바람직하게 버스트-웨이크에서 한정된 시간 주기 동안에만 동작된다.
이 시간 주기 동안, 비교기는 출력 오버슛이 미리 설정된 레벨보다 높은지 검출할 수 있다. 오버슛이 검출될 때, 비교기는 레귤레이터 스위치를 정지시킴으로써, 더 이상 에너지가 출력 커패시터에 전달되지 않고 출력 오버슛이 정지한다.
반복하기 위해, 과전압 비교기가 원샷 타이머 게이티드인 하나의 이유는, 레귤레이터가 정상 논-버스트 모드에 도입할 때, 비교기가 출력에서 과도한 로드 변화로부터 야기되는 높은 출력 리플을 간섭하지 않도록 비교기가 비동작되기 때문이다.
스위칭 레귤레이터의 스위치 회로의 출력에서 스위칭 전압 또는 전류는 스위칭 신호로부터 DC 또는 거의 DC에 가까운 레귤레이터 출력 신호를 생성하기 위해 필터링될 수 있다. 이러한 목적을 위해 일반적으로 인덕티브(inductive) 및 커패시티브(capacitive) 소자의 직렬 조합을 포함한 필터가 사용된다. 예를 들어, 도 1A에서, 인덕티브 소자(107) 및 커패시티브 소자(106)는 스위치(103)의 출력에서 스위칭 신호를 필터링하고 레귤레이터 출력 노드(105)에서 DC 또는 거의 DC에 가까운 출력 신호를 생성하도록 동작한다.
크고 작은 출력 전류 모두를 공급하기 위해 사용되는 스위칭 레귤레이터는 그들이 공급하도록 요구되는 출력 전류의 레벨에 따른 다양한 동작 모드를 포함할 수 있다. 큰 출력 전류가 요구되는 경우, 스위칭 레귤레이터는 정상 모드의 동작에서 기능할 수 있다. 그러나, 작은 출력 전류가 요구되는 경우, 스위칭 레귤레이터는 전력 절약 버스트 모드로 도입함으로써, 레귤레이터 회로에 의해 소비되는 전력량을 감소시킬 수 있다. 한편, 버스트 모드에서, 스위칭 레귤레이터는 스위칭 레귤레이터의 주요 회로부가 오프(OFF)되는 동안인 슬립(SLEEP) 상태와, 스위칭 레귤레이터 회로가 온(ON)되는 동안인 웨이크(WAKE) 상태를 번갈아 교체할 수 있다. 전압-모드 스위칭 레귤레이터는 그 출력에서 전압을 모니터할 수 있고, 출력 전압이 특정 임계값(threshold) 이하로 떨어졌을 때에만 웨이크 상태에 도입할 수 있다. 마찬가지로, 전류-모드 스위칭 레귤레이터는 그 출력에 연결된 로드에 전달되는 전류를 모니터할 수 있고, 로드가 특정 임계 전류보다 크게 얻을 때에만 웨이크 상태에 도입할 수 있다. 전압-모드 레귤레이터는 출력 전압이 제 2 임계값을 초과하면 슬립 상태로 돌아갈 수 있고, 전류-모드 레귤레이터는 로드 전류가 제 2 임계값 이하로 떨어지면 슬립 상태로 돌아갈 수 있다.
도 1A는 버스트 모드 제어 회로를 포함하는 스위칭 레귤레이터(100)를 도시한다. 레귤레이터(100)는 레귤레이터가 공급하고 있는 출력 로드 전류(104)에 관계없이 출력 노드(105)에서 안정된 전압 공급 Vout을 유지하기 위해 동작한다. 레귤레이터(100)는 펄스 폭 변조 레귤레이터일 수 있으나, 또는 임의의 기타 적합한 유형의 스위칭 레귤레이터일 수 있다. 도 1A에 도시된 실시예에서, 레귤레이터(100)는 임의의 적합한 PWM 스위치 회로(103)를 포함하는 PWM 레귤레이터일 수 있다. 대안 으로 회로(103)는 출력 인덕티브 소자(107)를 통해 출력 노드(105) 및 출력 커패시티브 소자(106)에 전류를 제공하도록 동작하는 다른 스위칭 레귤레이터 회로로 교체될 수 있다.
출력 노드(105)에서 안정적인 DC 출력 전압을 제공하기 위해, 출력 커패시티브 소자(106) 및 출력 인덕티브 소자(107)는 스위치(103)에 의해 제공된 출력 전류의 버스트를 완화하도록 동작한다. 인덕티브 소자(107)는 스위치(103)에 의해 노드(105)에 공급되는 전류가 연속적인 형상으로 변하도록 함으로써, 스위치(103)의 출력에서 공급된 전류의 비연속성으로 인해 출력 노드(105)에서 전압의 비연속성을 야기하지 않도록 한다. 커패시티브 소자(106)는 노드(105)에서 출력 전압이 연속적인 형상으로 변화되도록 한다. 또한 출력 커패시티브 소자(106)는 전하를 저장할 수 있고, 레귤레이터가 작은 출력 로드 전류(104)를 구동할 때 스위치(103)와 시스템(100) 회로의 연속적인 동작을 요청하지 않고서도 안정적인 출력 전압을 유지하도록 동작할 수 있다. 출력 커패시티브 소자(106)는 특히 안정적인 출력 전압을 유지하기 위해, 예를 들어 버스트 모드에서 동작하는 동안 레귤레이터(100)가 슬립 상태일 때 작은 로드 전류(104)를 제공하기 위해 유용할 수 있다.
스위칭 레귤레이터(100)는 버스트 모드에서 동작하는 동안 스위칭 레귤레이터의 상태를 제어하기 위해 사용되는 출력 전류 센싱 회로를 포함한다. 출력 전류 센싱 회로는 출력 노드(105)와 그라운드 사이에 직렬로 연결된 저항(113, 115)을 포함한다. 저항(113, 115)은 출력 노드(105)에서 전압에 비례하는 전압을 그들의 공유 노드(114)에 제공함으로써, 분압기로서 동작한다. 증폭기(117)가 출력 전압 Vout을 감지하고, 비교기(121)(임의의 적합한 비교 회로일 수 있음)를 통해, 출력 전류(125)가 Vc(118)를 반사하여 이에 따라 Vout을 조정하도록 지시한다. Vout이 조정 레벨보다 낮다면, 스위치(103)를 길게 온(on)시킴으로써 스위치 전류(125)(상기 언급한 바와 같이 국부 전류에 대응함)를 높이도록 Vc가 높아진다.
신호(126) 및 SR 래치(109)는 바람직하게 레귤레이터 PWM 듀티 사이클 제어를 제공한다. 이 실시예에서, 신호(126) 및 SR 래치는 바람직하게 버스트 모드로부터 시작 및 종료를 제어하기 위해 사용되지 않는다. 여기서 Vc(118)는 레귤레이터 출력 전류를 나타낸다. 언제 버스트 모드에 도입할 지를 결정하기 위해, Vc(118)는 미리 결정된 레벨(또는, 달리 말하면 임계치)과 비교될 수 있다.
도 1B는 출력 로드 전류 레벨에 대응하는 Vc(118)를 도시한다. 하나의 예시적인 전압 레귤레이터에서, Vc가 0.7 볼트 이하로 떨어지면, 비교기(152)는 전력 절약 버스트 모드 회로(154)를 통해 레귤레이터를 버스트 슬립 모드로 강행한다. 버스트 슬립 모드에서, (도 1A에 도시된) 스위치(103)는 오프(OFF)된다. 출력은 Vc가 조정 출력보다 낮아질 때까지 낮게 흐른다. 그 다음, Vc(118)는 0.7 볼트보다 높아지게 되고, 회로는 버스트 웨이크 모드로 강행된다. 출력 로드가 보다 높아질 때, Vc(118)는 바람직하게 항상 0.7V보다 높은 레벨에 남을 것이고, 바람직하게 버스트 모드로 도입하지 않는다.
증폭기, 비교기, 또는 임의의 기타 비교 회로일 수 있는 제 2 비교 회로(121)는 커패시터(123)를 통한 전압 Vc과 노드(125)에서 스위치 전류 샘플에 비례하는 전압을 비교하도록 동작된다.
비교 회로(121)의 출력 노드(126)는 SR 래치(109)의 리셋(RESET) 입력에 연결되므로, 노드(126)에서 로우(LOW) 전압 레벨은 SE 래치(109)가 세트(set)될 수 있게 한다. 스위치 전류 샘플이 Vc(118)보다 낮은 경우, SR 래치가 세트(set)된다면 SR 래치(109)의 출력 Q는 하이(HIGH)로 남고, 또는 래치(109)의 세트(SET) 입력에 연결된 발진기(111)에 의해 생성된 클록(clock) 신호의 다음 상승 에지에서 하이(HIGH)로 된다. 반대로, 스위치 전류가 Vc(118)보다 높은 경우, 스위치가 출력에 과도한 전류를 공급하고 있음을 지시함으로써, 노드(126)는 하이(HIGH)로 된다. 그 다음, 래치(109)는 리셋(RESET)되고, 그 출력 Q는 로우(LOW)로 된다.
래치(109)의 출력 Q는 스위칭 레귤레이터(100)의 스위치 회로(103)를 제어한다. 래치(109)의 출력 Q가 하이(HIGH)일 때, 스위치 회로(103)는 온(ON)된다. 반대로, 출력 Q가 로우(LOW)일 때, 스위치 회로(103)는 오프(OFF)된다.
도 2는 정상 및 버스트 모드의 동작시 레귤레이터의 동작을 도시한 타이밍도이다. 레귤레이터가 정상 모드에서 동작할 때, 스위칭 레귤레이터 회로의 동작을 통해 출력 전압 Vout은 원하는 DC 레벨에서 유지된다. 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작할 때, 출력 전압 Vout은 그 원하는 레벨로부터 변하도록 허용될 수 있다. 레귤레이터는 예를 들어, 로드 전력 요건이 감소된 경우에 버스트 모드에서 동작할 수 있다. 레귤레이터가 버스트 모드로 들어가면, 레귤레이터는 웨이크 상태가 되고, 스위칭 레귤레이터 회로는 연속하여 동작한다. 감소된 로드 전류 요건으로 인해, 스위칭 회로의 연속적인 동작은 출력 전압 Vout의 증가 및 Vc 전압의 감소를 야기할 수 있다. Vc가 VREF에 의해 결정된 임계값에 도달하면, 레귤레이터는 슬립 상태로 도입한다. 슬립 상태에서, 레귤레이터 스위칭 회로는 오프(OFF)되고, 출력 전압 Vout은 강하된다. 출력 전압 Vout이 강하됨에 따라, 전압 Vc는 VREF에 의해 결정된 레벨에 도달할 때까지 증가한다. 전압 Vc가 임계 전압에 도달하면, 출력에서 전압은 로우(LOW)가 되고, 레귤레이터가 웨이크 상태로 도입하게 한다. 웨이크 상태가 되면, 레귤레이터 스위치 회로는 온(ON)되어 레귤레이터의 출력에 전력을 제공한다. 레귤레이터가 버스트 모드에 남아있는 한, 이러한 방법으로 연속하여 동작한다.
도 1A 및 도 1B에 관련하여 도시된 출력 전류 센싱 회로는 안정적인 조정 출력 전압을 유지하도록 동작하는 반면, 레귤레이터가 웨이크 상태에 있을 때 센싱 회로는 출력 전압이 원하는 조정 전압을 오버슛하게 할 수 있다. 회로를 통한 신호 전송의 지연으로 인해, 레귤레이터는 출력 전압이 임계 전압에 도달하는 시간과 시스템이 슬립 상태에 들어가야 하는 시간으로 구별되는 무시할 수 없는 시스템 응답 시간을 가질 수 있다. 시스템 응답 시간은 또한 출력 노드(105)에서 인덕티브 소자(107) 및 커패시티브 소자(106)의 동적 반응 뿐 아니라 회로에 로딩된 기타 인덕티브 또는 커패시티브 회로에 의해 영향 받을 수 있다.
시스템 응답 시간에 의해 야기된 지연 동안, 레귤레이터 스위치(103)는 여전히 그 출력에서 높은 전류를 구동하기 때문에, 노드(105)에서 출력 전압은 통상적으로 임계 전압을 오버슛한다. 일반적으로 출력 전압 레벨을 감소시킴과 함께 오버슛 레벨 비율이 증가한다. 3V 출력 레벨을 유지하도록 동작하는 레귤레이터에 있어서, 예를 들어 오버슛 레벨은 통상적으로 원하는 출력 전압 진폭보다 8% 높게 도달한다. 레귤레이터 전압에서 보다 큰 진폭 전압 변화를 초래함에 더하여, 8% 오버슛은 원하는 레벨보다 4% 더 높은 DC 출력 전압의 레벨을 야기할 수 있다. 출력 전압 오버슛은 레귤레이터 입력 및 출력 전압 레벨, 인덕티브 소자(107) 및 커패시티브 소자(106, 123)의 크기와 같은 이러한 요소 뿐 아니라 기타 요소에 의해 영향 받을 수 있다.
레귤레이터(100)의 출력에서 오버슛을 감소시키기 위하여, 추가의 출력 센싱 회로가 사용될 수 있다. 특히, 출력 전압이 특정 오버슛 레벨을 초과할 때 레귤레이터 스위치 회로를 오프(OFF)시키도록 오버슛 센싱 회로가 사용될 수 있다.
도 3은 오버슛 감소 회로를 포함한 제 2 스위칭 레귤레이터(200)를 도시한다. 스위칭 레귤레이터(200)는 스위칭 레귤레이터(100)와 유사한 회로를 포함한다. 레귤레이터(100, 200)의 유사 소자는 백자리 수를 뺀 수에 대응하여 동일하다.
레귤레이터(200)는 또한 도 1A 및 도 1B에 도시된 회로에 추가의 회로를 포함한다. 특히, 레귤레이터(200)는 과전압 비교 회로(231) 및 OR 게이트(235)를 포함하고, 출력 노드(205)에서 전압이 VREF1에 의해 결정된 임계값을 초과할 때 래 치(209)를 리셋하도록 동작한다. 증폭기, 비교기, 또는 임의의 기타 비교 회로일 수 있는 비교 회로(231)는 노드(214)에서의 전압과 제 2 기준 전압 VREF1 간의 차이에 비례하는 출력 신호를 생성한다. 비교 회로(231)의 출력은 OR 게이트(235)의 입력에 연결되고, OR 게이트(235)의 출력은 래치(209)의 리셋(RESET) 입력에 연결된다. 따라서, 비교 회로(231)는 노드(214)에서 전압이 VREF1 임계 전압을 초과할 때마다 래치(209)를 리셋하도록 동작한다. 레귤레이터 출력 전압이 임계 VREF1에 의해 결정된 레벨을 초과할 때, 래치(209)는 리셋되고 레귤레이터 스위치 회로(203)는 오프(OFF)된다. OR 게이트(235)의 제 2 입력은 제 2 비교 회로(221)의 출력에 연결됨을 인지하여야 한다. 증폭기, 비교기, 또는 임의의 기타 비교 회로일 수 있는 제 2 비교 회로(221)는 레귤레이터(100)의 비교 회로(121)와 동일한 방식으로 기능한다.
비교 회로(231)에서 임계 전압 레벨 VREF1은 레귤레이터의 출력 전압에서 오버슛을 최소화하도록 설정될 수 있다. 오버슛을 최소화하기 위하여, 임계 VREF1은 예를 들어 원하는 조정 출력 전압 레벨보다 8% 높은 값으로 설정될 수 있다. 레귤레이터의 조건에 따라, 임계 VREF1은 보다 높거나 낮게 설정될 수 있다. 그러나, 임계 전압이 매우 낮게 설정되면, 노드(205)에서 출력 전압 트랜젠트는 출력 전압 Vout이 VREF1에 의해 결정된 임계 전압을 초과하게 하고, 비교 회로(231)가 스위치 회로(203)를 잘못 오프(OFF)하도록 야기할 수 있다. 출력 전압 트랜젠트, 또는 출력 전압 리플이 과도한 로드 트랜젠트에 의해 일어날 수 있다. 스위치 회로(203)의 잘 못된 비활성화(deactivation)는, 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하지 않을 때, 및 로드가 큰 전력량을 필요로 할 때 특히 문제가 될 수 있다. 이러한 상황에서, 레귤레이터 스위치 회로(203)의 순간적인 비활성화는 레귤레이터 출력에서 공급된 전압 또는 전류가 급격히 강하되게 할 수 있다. 스위치 회로(203)의 잘못된 비활성화를 피하기 위해, VREF1에 의해 설정된 임계 레벨은 최대 트랜젠트 출력 전압 리플을 초과할 정도로 충분히 높게 설정되어야 한다. 그러나, VREF1가 증가함에 따라, 레귤레이터에 의해 공급되는 출력 전압의 범위가 증가한다. VREF1가 너무 높게 설정되면, 특히 안정적인 레귤레이터 출력 전압을 요구하는 응용예에 있어서, 큰 출력 전압 변화로 인해 레귤레이터(200)의 성능을 제한할 수 있다.
도 4는 본 발명의 원리에 따른 게이티드 과전압 비교기 회로(300)를 도시한다. 게이티드 과전압 비교기 회로(300)는 스위칭 레귤레이터(200)의 성능을 향상시키기 위한 회로(200)와 같은 과전압 비교기 회로와 함께 사용될 수 있다. 게이티드 과전압 비교기 회로(300)는 출력 오버슛 임계 VREF2를 낮아질 수 있게 하고, 레귤레이터 출력 전압 범위가 그에 따라 감소될 수 있게 한다.
회로(300)는 과전압 회로의 동작을 스위칭 레귤레이터가 슬립 상태를 벗어난 이후 시간의 한정된 주기 T1에 제한하는 원샷(one-shot) 타이머(341)를 포함한다. 원샷 타이머는 그 입력(345)에서 전압 레귤레이터의 상태를 나타낼 수 있는 버스트 모드 제어 신호를 수신한다. 버스트 모드 제어 신호는 예를 들어, 전압 레귤레이터 의 상태를 제어하기 위해 사용되는 제어 신호일 수 있다. 하나의 실시예에서, 노드(345)에서 버스트 모드 제어 신호는 로드 전류의 측정에 기초될 수 있다. 예를 들어, 도 1A 및 도 1B의 레귤레이터(100)에서, 버스트 모드 제어 신호는 비교 회로(152)의 출력에서의 신호에 대응할 수 있다. 버스트 모드 제어 신호는 전압 레귤레이터가 웨이크 상태인 경우 하이(HIGH)일 수 있고, 레귤레이터가 슬립 상태인 경우 로우(LOW)일 수 있다. 원샷 타이머(341)는 레귤레이터가 웨이크 상태에 들어간 이후의 주기 T1동안 하이(HIGH)이고 나머지 시간에는 로우(LOW)인 출력 신호를 생성하기 위해, 상승 에지 트리거(rising edge triggered)일 수 있다. 원샷 회로가 하이(HIGH) 출력을 유지하는 동안인 주기 T1은 고정되거나, 선택될 수 있거나, 또는 프로그램 가능하게 선택될 수 있다. 원샷 타이머(341)의 동작은 웨이크 상태의 상승 에지 직후에만 오버슛 보호를 제공하도록 하나, 정상(논-버스트) 모드 동작과 같은 어떠한 다른 상태에서는 그렇지 않다.
도 5는 원샷 타이머(341)의 동작을 나타내는 타이밍도를 도시한다. 원샷 타이머는 그 입력에서 도 5의 상부에 도시된 버스트 모드 제어 신호를 수신하고, 그 출력에서 도면의 하부에 도시된 원샷(ONESHOT) 신호를 생성한다. 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하고 있을 때, 버스트 모드는 간헐적으로 슬립 및 웨이크 상태를 번갈아 교체하는 신호를 제어한다. 버스트 모드 제어 신호에서 상승 에지에 대응하여, 버스트 모드 제어 신호가 웨이크 상태로 변화할 때마다, 원샷 타이머(341)는 상승 에지에 이어지는 주기 T1 동안 하이(HIGH) 출력 신호를 생성한다. 레귤레이 터가 정상(논-버스트) 모드에서 동작하고 있을 때, 원샷 타이머는 일반적으로 활성화되지 않는다. 원샷 타이머는 버스트 모드의 나머지와 초기 T1 주기에 이어지는 정상 모드 동작 동안 로우(LOW) 출력을 유지한다. 그러나, 레귤레이터가 정상 모드로 들어간 후 기간 T1 동안 원샷 타이머가 활성화될 수 있음을 인지하여야 한다.
원샷 회로(341)에 의해 생성된 출력 신호는 웨이크 상태의 개시 직후 레귤레이터 버스트 모드 제어 회로의 동작을 선택적으로 가능하도록 하기 위해 사용될 수 있다. 회로(300)에서, 원샷 회로(341)의 출력은 AND 게이트(343)의 하나의 입력에 연결된다. AND 게이트(343)의 다른 입력은 비교 회로(331)와 같은 다른 레귤레이터 버스트 모드 제어 회로에 연결될 수 있다. 이 구성에서, 원샷 타이머(341)의 출력이 하이(HIGH)일 때, AND 게이트(343)는 비교 회로(331)의 출력 신호를 게이티드 과전압 제어 회로의 출력(347)에 전송하도록 동작한다. 따라서, 레귤레이터가 웨이크 상태에 들어간 이후 시간의 한정된 주기 T1 동안, 게이티드 과전압 회로는 효과적으로 비교 회로(331)의 출력에서의 신호가 회로의 출력(347)에 전송되도록 할 수 있다. 그러므로 출력 과전압 회로(300)는 선택적으로 웨이크 상태에 들어간 이후의 미리 결정된 주기 T1 동안 과전압 비교 회로(331)를 허용하고, 다른 시간에는 비교 회로 출력을 가능하지 않게 한다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 게이티드 과전압 비교기 회로(300)는 개선된 레귤레이터 제어 회로를 제공하기 위해 회로(200)와 같은 레귤레이터 제어 회로와 함께 사용될 수 있다. 이러한 개선된 스위칭 레귤레이터 제어 회로가 도 6에 도 시된다. 레귤레이터 제어 회로(400)의 회로 소자는 회로(100, 200, 300)의 유사 소자에 대응하여 넘버링된다. 예를 들어, 회로(400)의 원샷 회로(441) 및 AND 게이트(443)는 회로(300)의 원샷 회로(341) 및 AND 게이트(343)와 동일한 방식으로 동작한다. AND 게이트(443)는 레귤레이터가 웨이크 상태로 들어간 후의 기간 T1동안 비교 회로(431)의 출력에서의 신호를 OR 게이트(435)의 입력에 전송하도록 동작한다.
마찬가지로, 비교 회로(421, 431)는 도 3의 비교 회로(221, 231)와 유사한 방식으로 동작한다. 그러나, 회로(200)의 그 대응부와는 다르게, 비교 회로(431)는 단지 레귤레이터가 웨이크 상태에 들어간 이후의 기간 T1 동안 출력 전압(405)이 VREF2에 의해 미리 결정된 임계값을 초과하는 경우(바람직한 출력 전압값보다 1%-2% 높은 값으로 바람직하게 설정될 수 있음), 래치(409)를 리셋(reset)하고 스위치 회로(403)를 오프(OFF)하도록 동작한다. T1의 값에 따라, 원샷 타이머(441)는 비교 회로(431)의 동작을 레귤레이터가 슬립 상태로부터 웨이크 상태로 변화하는 주기와 이러한 변화 직후의 주기에 제한할 수 있고, 상기 변화 직후의 주기 길이는 원샷 회로(341)의 동작에 의해 결정된다. 이러한 온(ON) 주기 이후, 다음의 슬립 상태로부터 웨이크 상태로의 변화에서 온(ON)시킬 준비를 위해 원샷 타이머(441)는 바람직하게 리셋되는 것을 인지하여야 한다.
도 7은 레귤레이터(400)의 동작을 나타내는 타이밍도를 도시한다. 레귤레이터는 두 가지 모드의 동작으로 동작할 수 있다. 정상 모드에서 동작하는 동안에, 레귤레이터는 스위칭 회로(403)의 스위칭을 연속적으로 제어함으로써, 그 출력에서 안정적인 신호 Vout를 유지한다. 전력 절약 버스트 모드에서 동작하는 동안에, 레귤레이터 버스트 모드 제어 회로는 레귤레이터 스위칭 회로를 온(ON) 및 오프(OFF)로 변환하는 데 사용되는 버스트 모드 제어 신호를 생성한다.
도 2의 타이밍 도에 관련하여 설명한 바와 같이, 레귤레이터 전류-센싱 회로는 스위치 전류가 로드 전류를 초과하는 경우 레귤레이터를 슬립 상태에 두도록 동작할 수 있다. 또한, 레귤레이터(400)에 제공된 전압 오버슛 회로는 레귤레이터의 동작을 제어하고, 출력 전압 진폭 Vout이 특정 임계값을 초과하는 것을 방지한다. 도 7에 도시된 바와 같이, 원샷 타이머(341)는 웨이크 상태로의 개시 이후 기간 T1 동안 활성화된다. 이 기간 동안, 출력 Vout이 임계 VREF2를 초과하고 신호 OVP를 하이(HIGH)로 가게 하면, AND 게이트(443)의 출력 신호 AND1는 하이(HIGH)로 갈 것이다. 래치(409)는 리셋되고, 스위치 회로(403)는 오프(OFF)될 것이다. 스위치(403)가 오프(OFF) 변환되기 때문에, 출력 전압 Vout은 상승을 멈추고, 이에 따라 임의의 출력 전압 오버슛을 제한할 것이다.
도 7에 도시된 출력 전압 Vout에 있어서, 예를 들어 원샷 신호가 하이(HIGH)인 웨이크 상태의 부분 동안 출력 오버슛은 감소된다. 출력 전압은 웨이크 상태 동안 일부 점에서 출력 임계값을 오버슛할 수 있으나, 종래 기술의 회로에 의해 제공된 임계 윈도우보다 원하는 출력 전압에 보다 가까운 임계 윈도우 내에 바람직하게 유지된다. 따라서, 게이티드 과전압 비교기 회로는 적어도 웨이크 상태의 동작 부분 동안 출력 전압 오버슛을 효과적으로 방지한다.
과전압 비교 회로(431)가 레귤레이터 스위치 회로(403)를 비활성화하도록 동작하는 동안인 기간 T1은 프로그램 가능할 수 있다. 하나의 실시예에서, 프로그램 가능한 원샷 회로 또는 기타 적합한 회로를 사용함으로써, 이 값은 프로그램 가능할 수 있다.
상기 설명한 바와 같이, 게이티드 과전압 비교기 회로는 웨이크 상태에 들어간 후 시간의 미리 결정된 주기 T1 동안을 제외하고 항상 효과적으로 비교 회로(431)를 비동작시킨다. 레귤레이터가 정상 모드에서 동작하는 경우, 레귤레이터는 버스트 모드로 들어가지 않는다. 레귤레이터는 상태들을 번갈아 교체하지 않기 때문에, 레귤레이터 제어 회로는 항상 비교 회로(431)를 비동작시킨다. 그로 인해, 레귤레이터 제어 회로는 레귤레이터가 정상 모드에서 동작하고 있을 때, 비교 회로로 인해 레귤레이터가 레귤레이터 스위칭 회로를 잘못 오프(OFF)하지 않도록 한다. 또한, 비교 회로(431)는 바람직하게 버스트 모드의 웨이크 상태에서만 동작 가능하므로, 비교 회로(431)의 임계 전압 VREF2은 비교 회로(231)의 임계 전압 VREF1보다 충분히 낮게 설정될 수 있다. 임계 VREF2는 레귤레이터 출력(405)에서 전압 변경의 진폭을 제한하고 출력 전압이 원하는 레귤레이터 출력 전압의 한정된 범위 내에 남을 수 있도록, 바람직하게 설정될 수 있다. 예를 들어, 도7에 도시된 바와 같이, VREF2 는 출력 전압(405)을 원하는 레귤레이터 출력 전압 레벨의 대개 2%보다 높은 값으로 제한하도록 설정될 수 있다. VREF2는 또한 임의의 기타 적합한 값으로 설정될 수도 있다.
상술한 바는 단지 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것으로, 당 기술 분야에서 숙련된 자들에 의해 본 발명의 범위 및 기술적 사상을 벗어나지 않고 다양한 변경이 이루어질 수 있음을 이해할 것이다. 여기에 도시된 특정 회로 구현예는 설명을 위해 제공된 것으로 이에 한정되지 않으며, 다른 구성 및 실시예가 대신하여 사용될 수도 있다.
본 발명에 따르면, 버스트 모드에서 동작하는 스위칭 전압 레귤레이터의 출력에서 전압 오버슛을 감소시키기 위한 방법 및 회로를 제공할 수 있다. 이러한 방법 및 회로는 레귤레이터 출력 신호의 보다 정확한 제어를 허용하고, 웨이크(WAKE) 상태에서 레귤레이터의 연속적인 동작을 보다 엄밀하게 제어할 수 있다.

Claims (18)

  1. 레귤레이터 버스트 모드 제어 신호를 생성하도록 동작하는 스위칭 레귤레이터 버스트 모드 제어 회로로서, 상기 제어 회로는
    제 1 레귤레이터 제어 신호를 생성하는 제 1 비교 회로;
    원샷 타이머로서, 입력에서 버스트 모드 제어 신호를 수신하는데 대한 응답으로 상기 원샷 타이머의 활성화에 이어지는 시간 주기 동안 상기 버스트 모드 제어 회로의 출력에 상기 제 1 레귤레이터 제어 신호를 선택적으로 전송하도록 동작하는 상기 원샷 타이머; 및
    하나의 입력 노드에서 샘플 전류를 수신하고, 다른 입력 노드에서 스위칭 레귤레이터 스위치에 의해 레귤레이터 출력에 공급되는 전류의 진폭을 나타내는 신호를 수신하고, 상기 샘플 전류와 상기 레귤레이터 출력에 공급되는 전류의 비교에 기초한 제 2 레귤레이터 제어 신호를 생성하도록 동작하는 제 2 비교 회로를 포함하는, 스위칭 레귤레이터 버스트 모드 제어 회로.
  2. 삭제
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 원샷 타이머의 입력에서 수신된 상기 버스트 모드 제어 신호는 상기 제 2 레귤레이터 제어 신호인 것인 스위칭 레귤레이터 버스트 모드 제어 회로.
  4. 청구항 1에 있어서,
    조합 로직을 더 포함하고, 상기 조합 로직은 상기 원샷 타이머의 활성화에 이어지는 시간 주기 동안 상기 제 1 레귤레이터 제어 신호를 수신하고, 상기 제 2 레귤레이터 제어 신호를 수신하고, 상기 버스트 모드 제어 회로의 출력에서 상기 제 1 및 제 2 레귤레이터 제어 신호에 기초한 레귤레이터 버스트 모드 제어 신호를 생성하도록 동작하는 것인 스위칭 레귤레이터 버스트 모드 제어 회로.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 조합 로직은 래치를 포함하고, 상기 래치는 클록 신호에 의해 세트되고, (1) 제 1 레귤레이터 제어 신호, (2) 제 2 레귤레이터 제어 신호, 및 (3) 둘 다의 제 1 및 제 2 레귤레이터 제어 신호 중 어느 하나의 신호에 응답하여 리셋되는 것인 스위칭 레귤레이터 버스트 모드 제어 회로.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 레귤레이터 출력에 공급되는 전류의 진폭을 나타내는 신호는 스위치되는 것인 스위칭 레귤레이터 버스트 모드 제어 회로.
  7. 청구항 1의 스위칭 레귤레이터 버스트 모드 제어 회로를 포함하는 스위칭 레 귤레이터.
  8. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 비교 회로는 하나의 입력 노드에서 레귤레이터의 출력에서의 전압을 나타내는 신호를 수신하고, 다른 입력 노드에서 전압 임계 신호를 수신하고, 상기 레귤레이터의 출력에서의 전압을 나타내는 신호 및 상기 전압 임계 신호에 응답하여 제 1 레귤레이터 제어 신호를 생성하도록 동작하는 것인 스위칭 레귤레이터 버스트 모드 제어 회로.
  9. 스위칭 레귤레이터를 위한 레귤레이터 버스트 모드 제어 신호를 생성하는 방법으로서, 상기 레귤레이터 버스트 모드 제어 신호는 상기 레귤레이터를 선택적으로 슬립(SLEEP) 또는 웨이크(WAKE) 상태에 두도록 동작하고, 상기 방법은
    상기 스위칭 레귤레이터의 출력에 연결된 로드에 상기 스위칭 레귤레이터에 의해 공급되는 로드 전류의 진폭을 산출하는 단계:
    상기 산출된 로드 전류의 진폭이 임계 전류 레벨보다 작은지 나타내는 제 1 레귤레이터 제어 신호를 생성하는 단계;
    상기 스위칭 레귤레이터의 출력에서의 전압의 진폭이 임계 전압 레벨보다 큰지 나타내는 제 2 레귤레이터 제어 신호를 생성하는 단계;
    상기 제 2 레귤레이터 제어 신호를 선택적으로 전송하는 단계; 및
    상기 제 1 레귤레이터 제어 신호 및 상기 선택적으로 전송된 제 2 레귤레이 터 제어 신호의 논리적 조합으로부터 레귤레이터 버스트 모드 제어 신호를 생성하는 단계
    를 포함하는 스위칭 레귤레이터를 위한 레귤레이터 버스트 모드 제어 신호를 생성하는 방법.
  10. 청구항 9에 있어서,
    상기 레귤레이터 버스트 모드 제어 신호를 생성하는 단계는 래치 출력 신호를 생성하는 단계를 더 포함하고,
    (1) 상기 산출된 로드 전류의 진폭이 상기 임계 전류 레벨보다 작을 때, (2) 상기 스위칭 레귤레이터의 출력에서의 전압의 진폭이 상기 임계 전압보다 크고 상기 제 2 레귤레이터 제어 신호가 전송될 때, 또는 상기 (1) 및 (2) 둘 다의 경우가 발생될 때, 상기 래치는 리셋되는 것인 스위칭 레귤레이터를 위한 레귤레이터 버스트 모드 제어 신호를 생성하는 방법.
  11. 청구항 9에 있어서,
    상기 제 1 레귤레이터 제어 신호가 상기 산출된 로드 전류의 진폭이 상기 임계 전류 레벨보다 작음을 나타낼 때, 상기 레귤레이터는 슬립(SLEEP) 상태인 것인 스위칭 레귤레이터를 위한 레귤레이터 버스트 모드 제어 신호를 생성하는 방법.
  12. 청구항 9에 있어서,
    제 1 레귤레이터 제어 신호가 상기 산출된 로드 전류의 진폭이 상기 임계 전류 레벨보다 큼을 나타내고, 상기 제 2 레귤레이터 제어 신호가 상기 스위칭 레귤레이터의 출력에서의 전압의 진폭이 상기 임계 전압 레벨보다 작음을 나타낼 때, 상기 레귤레이터는 웨이크(WAKE) 상태인 것인 스위칭 레귤레이터를 위한 레귤레이터 버스트 모드 제어 신호를 생성하는 방법.
  13. 청구항 9에 있어서,
    상기 스위칭 레귤레이터가 웨이크(WAKE) 상태에 들어간 이후의 시간 주기 동안 상기 제 2 레귤레이터 제어 신호는 선택적으로 전송되는 것인 스위칭 레귤레이터를 위한 레귤레이터 버스트 모드 제어 신호를 생성하는 방법.
  14. 청구항 13에 있어서,
    상기 시간 주기는 프로그램 가능하게 선택될 수 있는 것인 스위칭 레귤레이터를 위한 레귤레이터 버스트 모드 제어 신호를 생성하는 방법.
  15. 스위칭 레귤레이터 제어 회로로서,
    레귤레이터의 출력에서의 전압의 진폭에 응답하여 스위칭 레귤레이터의 동작을 제어하도록 동작하는 제 1 피드백 루프;
    상기 레귤레이터에 의해 로드에 공급되는 전류의 진폭에 응답하여 스위칭 레귤레이터의 동작을 제어하도록 동작하는 제 2 피드백 루프; 및
    상기 제 2 피드백 루프에 의해 생성된 신호의 변화에 이어지는 시간 주기 동안 상기 제 1 피드백 루프의 동작이 선택적으로 가능하도록 동작하는 타이머 회로
    를 포함하는 스위칭 레귤레이터 제어 회로.
  16. 청구항 15에 있어서,
    상기 타이머 회로는 상기 제 2 피드백 루프에 의해 생성된 신호의 로우(LOW)로부터 하이(HIGH)로, 또는 하이(HIGH)로부터 로우(LOW)로의 전이에 이어지는 시간 주기 동안 상기 제 1 피드백 루프의 동작이 선택적으로 가능하도록 동작하는 것인 스위칭 레귤레이터 제어 회로.
  17. 스위칭 레귤레이터로서,
    클록 발진기;
    상기 클록 발진기로부터 클록 신호를 수신하는 래치;
    상기 래치로부터 신호에 응답하여 동작하는 스위치 회로;
    상기 스위치 회로를 통해 전력을 수신하는 트랜스포머의 1차 권선;
    상기 트랜스포머의 1차 권선에 연결된 트랜스포머의 2차 권선; 및
    레귤레이터 버스트 모드 제어 신호를 생성하도록 동작하는 스위칭 레귤레이터 버스트 모드 제어 회로를 포함하고,
    상기 스위칭 레귤레이터 버스트 모드 제어 회로는
    하나의 입력 노드에서 레귤레이터의 출력에서의 전압을 나타내는 신호를 수 신하고, 다른 입력 노드에서 전압 임계 신호를 수신하고, 제 1 레귤레이터 제어 신호를 생성하도록 동작하는 제 1 비교 회로; 및
    입력에서 버스트 모드 제어 신호를 수신하는 원샷 타이머로서, 상기 버스트 모드 제어 신호는 상기 원샷 타이머를 활성화시키고, 상기 원샷 타이머의 활성화에 이어지는 시간 주기 동안 상기 버스트 모드 제어 회로의 출력에 상기 제 1 레귤레이터 제어 신호를 선택적으로 전송하도록 동작하는 상기 원샷 타이머
    를 포함하는 것인 스위칭 레귤레이터.
  18. 청구항 17에 있어서,
    하나의 입력 노드에서 샘플 전류를 수신하고, 다른 입력 노드에서 스위칭 레귤레이터 스위치에 의해 레귤레이터 출력에 공급되는 전류의 진폭을 나타내는 신호를 수신하고, 상기 샘플 전류와 상기 레귤레이터 출력에 공급되는 전류의 비교에 기초하여 제 2 레귤레이터 제어 신호를 생성하도록 동작하는 제 2 비교 회로를 더 포함하는 것인 스위칭 레귤레이터.
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Families Citing this family (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102005038660A1 (de) * 2005-08-16 2007-02-22 Infineon Technologies Austria Ag Verfahren zur Ansteuerschaltung eines Schalters in einem Schaltwandler und Ansteuerschaltung
US7450360B2 (en) * 2006-05-31 2008-11-11 Silicon Laboratories Inc. Multi-mode regulator
US7602160B2 (en) * 2006-07-31 2009-10-13 System General Corp. Method and apparatus providing protection for power converter
JP5034451B2 (ja) * 2006-11-10 2012-09-26 富士通セミコンダクター株式会社 電流モードｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路および電流モードｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
KR100901836B1 (ko) * 2007-03-21 2009-06-09 (주)제이디에이테크놀로지 스위칭 저전압강하 전압 조정기
JP5386801B2 (ja) * 2007-07-27 2014-01-15 株式会社リコー スイッチングレギュレータ及びその動作制御方法
KR101727290B1 (ko) * 2007-07-27 2017-04-27 페어차일드코리아반도체 주식회사 컨버터 및 그 구동 방법
US7986122B2 (en) * 2007-09-26 2011-07-26 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for power conversion with maximum power point tracking and burst mode capability
US7826236B2 (en) * 2008-03-19 2010-11-02 International Business Machines Corporation Apparatus, system, and method for a switching power supply with high efficiency near zero load conditions
US8120342B1 (en) * 2008-05-06 2012-02-21 Volterra Semiconductor Corporation Current report in current mode switching regulation
CN101436821B (zh) * 2008-12-25 2012-07-04 西安电子科技大学 Pwm/pdm双模调制选择电路及双模调制方法
US20130194843A1 (en) * 2010-07-26 2013-08-01 Ney-Li Pte. Ltd. Ac/dc low voltage power supply device and method of stepping down ac/dc voltage
US8629669B2 (en) 2010-07-27 2014-01-14 Volterra Semiconductor Corporation Sensing and feedback in a current mode control voltage regulator
US8736368B2 (en) 2011-08-16 2014-05-27 Qualcomm Incorporated Class E amplifier overload detection and prevention
JP6013846B2 (ja) 2011-10-06 2016-10-25 リコー電子デバイス株式会社 スイッチングレギュレータ及び電子機器
EP3007346A4 (en) * 2013-05-30 2016-06-29 Nissan Motor DC-DC CONVERTER AND METHOD FOR CONTROLLING SAID CONVERTER
KR101486962B1 (ko) * 2014-05-30 2015-01-29 페어차일드코리아반도체 주식회사 컨버터 및 그 구동 방법
CN104407659B (zh) * 2014-10-20 2016-04-27 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 电源变换器的输出电流采样电路及输出电压补偿电路
US10034355B2 (en) 2015-05-28 2018-07-24 Technical Consumer Products, Inc. Driver circuit for providing constant voltage to an auxiliary circuit
US10795391B2 (en) * 2015-09-04 2020-10-06 Texas Instruments Incorporated Voltage regulator wake-up
CN105553238B (zh) * 2015-12-02 2018-04-24 中国核动力研究设计院 核电站控制棒驱动机构供电设备及其数字交互式控制方法
US11092988B2 (en) 2018-09-25 2021-08-17 Invensense, Inc. Start-up speed enhancement circuit and method for lower-power regulators
CN111327179B (zh) * 2020-03-18 2021-10-15 南京矽力微电子技术有限公司 控制电路、控制方法及应用其的开关电源
KR102250427B1 (ko) * 2020-10-15 2021-05-12 주식회사 파워엘에스아이 슬립 타이머를 이용한 저전력 제어 장치
KR102204422B1 (ko) * 2020-10-15 2021-01-19 주식회사 파워엘에스아이 컨버터용 적응형 소프트 스타트 및 소프트 스톱 장치

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6157177A (en) 1999-01-19 2000-12-05 Infineon Technologies Ag Switched mode power supply for supplying a main and an auxiliary electrical circuit
US6538419B1 (en) 2000-01-11 2003-03-25 Thomson Licensing S.A. Power supply with synchronized power on transition
US20050212502A1 (en) * 2004-03-29 2005-09-29 Semiconductor Components Industries, Llc. Low audible noise power supply controller and method therefor
US7030596B1 (en) 2003-12-03 2006-04-18 Linear Technology Corporation Methods and circuits for programmable automatic burst mode control using average output current

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB9113924D0 (en) * 1991-06-27 1991-08-14 Thomson Consumer Electronics Fault protection using microprocessor power up reset
GB9116616D0 (en) * 1991-08-01 1991-09-18 Thomson Consumer Electronics Switched mode power supply with startup precharge
EP0689731A1 (en) * 1993-03-17 1996-01-03 National Semiconductor Corporation Frequency shift circuit for switching regulator
US6259615B1 (en) * 1999-07-22 2001-07-10 O2 Micro International Limited High-efficiency adaptive DC/AC converter
US6987380B1 (en) * 2001-11-06 2006-01-17 Linear Technology Corporation Time-based current control in switching regulators
US7298124B2 (en) * 2004-12-01 2007-11-20 Semiconductor Components Industries, L.L.C. PWM regulator with discontinuous mode and method therefor
ITVA20020038A1 (it) * 2002-05-30 2003-12-01 St Microelectronics Srl Regolatore di tensione
WO2004059826A1 (ja) * 2002-12-25 2004-07-15 Rohm Co., Ltd. 直流−交流変換装置の並行運転システム、及びそのコントローラｉｃ
TWI234058B (en) * 2003-01-02 2005-06-11 Richtek Techohnology Corp Switching type voltage regulator and its method
US7109694B2 (en) * 2003-07-14 2006-09-19 International Rectifier Corporation Digital multiphase control system
JP3948448B2 (ja) * 2003-10-09 2007-07-25 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
TWI234059B (en) * 2004-01-07 2005-06-11 Leadtrend Tech Corp Adaptive dead-time controller capable of adjusting dead-time
TW200527809A (en) * 2004-01-27 2005-08-16 Rohm Co Ltd DC-AC converter, controller IC there for, and an electronic apparatus using such DC-AC converter
US7518351B2 (en) * 2005-05-18 2009-04-14 Linear Technology Corporation Switching regulator over voltage reduction circuit and method
US7737673B2 (en) * 2005-09-30 2010-06-15 Silicon Laboratories Inc. Controlling a voltage regulator

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6157177A (en) 1999-01-19 2000-12-05 Infineon Technologies Ag Switched mode power supply for supplying a main and an auxiliary electrical circuit
US6538419B1 (en) 2000-01-11 2003-03-25 Thomson Licensing S.A. Power supply with synchronized power on transition
US7030596B1 (en) 2003-12-03 2006-04-18 Linear Technology Corporation Methods and circuits for programmable automatic burst mode control using average output current
US20050212502A1 (en) * 2004-03-29 2005-09-29 Semiconductor Components Industries, Llc. Low audible noise power supply controller and method therefor

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