KR101351778B1 - 스위칭 전력 변환기를 위한 적응 제어 소프트 시작 방법 - Google Patents

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Abstract

스위칭 전력 변환기는 원하는 조정 전압에 따라서 부하로 조정된 전압을 제공한다. 스위칭 전력 변환기는 스위치에 연결된 변압기와 스위칭을 제어하기 위해 제어 신호를 생성하는 스위치 제어기를 포함한다. 스위치 제어기는 스위칭 전력 변환기의 출력 전압을 나타내는 감지된 전압을 모니터링한다.
출력 전압이 제1 임계치 전압보다 아래에 있음을 감지된 출력 전압이 나타내는 동안에, 스위칭 전력 변환기가 전류 연속 모드에서 동작하도록, 스위치 제어기가 스위치의 스위칭을 제어한다. 감지된 출력 전압이 상기 제1 임계치 전압보다 위에 있는 동안에, 스위칭 전력 변환기가 전류 불연속 모드에서 동작하도록, 스위치 제어기가 스위치의 스위칭을 제어한다.

Description

스위칭 전력 변환기를 위한 적응 제어 소프트 시작 방법{ADAPTIVELY CONTROLLED SOFT START-UP SCHEME FOR SWITCHING POWER CONVERTERS}
본 발명은 일반적으로 전력 변환기(power converter)에 관한 것으로, 보다 상세하게는 시작(start-up) 및/또는 파워 온 리셋(POR: power on reset)에서 스위칭 사이클을 제어하는 스위치 제어기(switch contrller)를 구비한 전력 변환기에 관한 것이다.
본 출원은 "스위칭 전력 변환기를 위한 적응 제어 소프트 시작 방법"이라는 발명의 명칭으로 2011년 1월 10일에 출원되어, 함께 펜딩 중인 미국 출원 번호 61/431283로부터 35 U.S.C. §119(e) 에 의해 우선권을 주장하며, 전체적으로 참조함으써 병합된다.
전력 변환기는 출력 전압을 조정(regulate)하기 위해, 전력 변환기의 출력 전압(output voltage)과 기준 전압(reference voltage) 사이에 "오차" 신호(error signal)를 제공하는 오차 회로(error circuitry)를 일반적으로 필요로 한다. 오차 회로는 기준 전압에 상대적인 출력 전압의 극성(sign)(양 또는 음)과 크기를 제공g하여야 한다. 전력 변환기는 오차 신호에 응답하여 전력 변환기의 출력에 전달된 전력 양을 증가하거나 감소시킴으로써 출력 전압을 적절히 조정하도록 오차 신호를 사용할 수 있다.
종래의 전력 변환기는 아날로그 값으로 출력 전압을 감지하고, 감지된 출력 전압과 기준 전압 사이에 아날로그 값으로 차(difference)를 얻고 이것을 증폭함으로써 오차 신호를 일반적으로 생성한다. 종래의 전력 변환기는 또한 제어 방식에 의존하여 오차 신호를 생성하기 위한 아날로그-디지털 컨버터를 사용할 수 있다. 기타 종래의 전력 변환기는 오차 신호를 생성하기 위해 아날로그 에러 증폭기(analog error amplifier)를 사용할 수 있다.
많은 기존의 절연된 스위칭 전력 변환기(isolated switching power converter)에서 출력 전압은 변압기 회로의 2차측에서 직접적으로 감지되고 고정된 기준 전압과 비교된다. 이에 따라 전력 변환기의 출력 전압은 타겟 레벨(target level)로 조정된다. 또달리, 다른 종래의 절연된 스위칭 전력 변환기는 직접적으로 출력 전압을 감지하지 못하고, 대신에 변압기 회로의 1차측의 전압을 감지한다. 감지된 1차 측 전압은 고정된 기준 전압과 비교되고 이에 따라 전력 변환기의 출력 전압은 목표 레벨로 조정된다. 이들 절연된 스위칭 전력 변환기는 일반적으로 1차 측-한정 피드백 변환기(primary-only feedback converter)로 언급된다.
1차측-한정 피드백 변환기에 있어서, 특정 스위칭 사이클들(switching cycles) 동안 출력 전압은 기준 전압에 의해 설정된 조정된 목표 전압(regulated target voltage)과 급격하게 달라지는 경우들이 있다. 이런 경우의 한가지 예는, 스위칭 전력 변환기의 초기 시작(initial start-up) 동안이다. 1차측-한정 피드백 변환기들은 출력 전압을 직접적으로 감지하지 못하기 때문에,이런 초기 시작 단계는 1차측-한정 피드백 변환기에 대해 특히 어렵다. 출력 전압이 시작 동안 조정된 목표 전압과 급격히 달라질 때, 감지된 1차 측 전압(primary side voltage)은 출력 전압을 부정확하게 표시하게 된다. 결과적으로, 종래의 1차측-한정 피드백 변환기는 시작 이후에 조정된 목표 전압에 느리게 도달할 수 있다. 1차측-한정 스위칭 변환기의 2차 출력 단계(secondary output stage)가 높은 캐패시턴스(high capacitance) 전해 커패시터(electrolytic capacitors)를 포함하는 출력 필터 단계에 연결될 때 문제는 악화될 수 있고, 따라서 시작 사이클(startup cycle)을 더 느리게 한다. 1차측-한정 스위칭 전력 변환기의 제어기가 제어된 방법으로 0 VDC로부터 조정된 출력 전압 레벨로 최대한의 시간 내에 상승하지 못할 때, 전력 변환기에 연결된 모든 전자 장치가 피해를 입을 수 있다.
제어기의 또다른 주 기능은 비정상 및/또는 고장 상태들(abnormal and/or fault conditions)을 감지 및 검출하는 것이고, 고장 상태가 제거될 때까지 스위칭 변환기들에 안전한 동작 모드(safe operating mode)를 제공한다. 시작 모드에서, 출력 전압은, 일반적으로 0 VDC에 시작하고, 원하는 조정된 출력 전압 레벨보다 훨씬 아래이다. 출력 필터 캐패시터들(output filter capacitors)에 기반한 용량성 부하(capacitive load)는 또한 출력 전압의 상승 시간(rise time)에 영향을 미친다. 출력 전압이 원하는 조정된 출력 전압 레벨보다 훨씬 낮은 상태는 스위칭 변환기의 출력의 단락 회로(short circuit)와 같은 고장 상태에서 관찰될 수 있다. 결과적으로, 종래의 1차측-한정 스위칭 변환기는 거짓의 고장 검출(false fault detection)을 허용할 수 있다. 이것은 고장 상태가 존재하지 않을 때, 스위칭 변환기가 시작되는 것을 방해할 수 있다.
상기 기술된 문제에 대한 종래의 한가지 해법은 조정 지점(regulating point)에 도달하는 출력이 검출될 때까지, 2차측에 최대한의 에너지를 전달하도록 제어기를 구성하는 것이다. 그러나, 이러한 종래의 해법은 출력 전압 오버슈트(over-shoot)에 이어서 출력 전압 링잉(ringing)을 초래할 수 있기 때문에, 여전히 문제를 가지고 있다.
스위칭 전력 변환기는 원하는 조정 전압(desired regulation voltage)에 따라 부하에 조정된 전압을 제공한다. 변압기는 입력에 연결된 1차 권선(primary winding)과 스위칭 전력 변환기의 출력에 연결된 2차 권선(secondary winding)을 포함한다. 스위치는 변압기의 1차 권선에 연결된다. 1차 권선을 통한 전류는 스위치가 켜진 동안(turned on) 생성되고 스위치가 꺼진 동안(turned off) 생성되지 않는다. 스위치 제어기는 스위치를 켜거나 또는 끄기 위한 제어 신호(control signal)를 생성한다. 스위치는 제1 상태(first state)에서 제어 신호에 응답하여 켜지고, 스위치는 제2 상태(second state)에서 제어 신호에 응답하여 꺼진다. 스위치 제어기는 스위칭 전력 변환기의 출력 전압을 나타내는 감지된 전압을 모니터링한다. 감지된 출력 전압이 제1 임계치 전압(first threshold voltage)보다 아래에 있음을 상기 감지된 출력 전압이 나타내는 동안에, 상기 스위칭 전력 변환기가 전류 연속 모드(continuous conduction mode)에서 동작하도록, 스위치 제어기가 상기 스위치의 스위칭을 제어한다. 상기 감지된 출력 전압이 상기 제1 임계치 전압보다 위에 있는 동안에, 상기 스위칭 전력 변환기가 전류 불연속 모드(discontinuous conduction mode)에서 동작하도록, 상기 스위치 제어기가 상기 스위치의 스위칭을 제어한다. 일 실시예에서, 상기 제1 임계치 전압은 스위칭 전력 변환기의 출력에서 원하는 조정 전압의 10%-25% 범위 내에 있다.
일실시예에서, 출력 전압이 제1 임계치 전압보다 위에 있고, 제2 임계치 전압보다 아래에 있음을 상기 감지된 전압이 나타내는 동안에, 스위칭 전력 변환기가 개방 루프 전류 불연속 모드(open loop discontinuous conduction mode)에서 동작하도록, 스위치 제어기가 스위치의 스위칭을 제어한다. 출력 전압이 상기 제2 임계치 전압보다 위에 있음을 상기 감지된 전압이 나타내는 동안에, 상기 스위칭 전력 변환기가 폐쇄 루프 전류 불연속 모드(closed loop discontinuous conduction mode)에서 동작하도록, 스위치 제어기가 상기 스위치의 스위칭을 제어한다. 일 실시예에서, 상기 제2 임계치 전압은 원하는 조정 전압(desired regulation voltage)의 60%-80% 범위 내에 있다.
일실시예에서, 스위치 제어기는 전류 연속 모드 동안, 상기 감지된 출력 전압의 상승 시간에 기반하여 고장 상태를 검출하고, 검출된 고장 상태에 응답하여 스위칭 변환기를 안전 모드(safe mode)에 위치시킨다.
출력 전압이 원하는 조정 전압에 실질적으로 아래일 때 초기 시작에서 CCM에서 동작함으로써, 스위칭 전력 변환기는 2차측 단계(secondary stage)로 최대의 에너지를 전달하고, 출력 전압의 빠른 상승(rapid rise)을 허용한다. 출력 전압이 제1 임계치 전압에 도달한 이후에 개방 루프 전류 불연속 모드로 스위칭함으로써, 전류 불연속 모드에서 가능한 빠르게 출력 전압이 증가하도록 여전히 허용하는 동안에, 스위칭 전력 변환기는 출력 전압을 정확하게 모니터링 시작할 수 있다. 마지막으로, 출력 전압이 제2 임계치 전압에 도달한 이후에 폐쇄 루프 전류 불연속 모드로 스위칭 함으로써, 오버슈트(overshoot)와 링잉(ringing)을 최소화하기 위해 원하는 조정 전압에 근접함에 따라서, 스위칭 전력 변환기는 출력 전압의 상승을 느리게할 수 있다.
본 명세서에 기술된 특징과 잇점들은 모두 포함된 것은 아니고, 도면들과 명세서를 고려할 때 당해 기술분야의 종사자들에게는 특히 많은 추가적인 기능들과 잇점들이 명백할 수 있다. 또한, 본 명세서에 사용된 언어는 가독성과 교육 목적을 위해 주로 선택되었고, 발명의 주요 내용들을 서술하거나 또는 한정하기 위하여 선택된 것이 아님을 주지하여야 한다.
본 발명은 첨부된 도면들과 함께 다음의 상세한 설명들로 이해될 수 있다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 스위칭 전력 변환기를 예시한 다이어그램이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 스위칭 전력 변환기의 일반적인 시작 시퀀스(start-up sequence) 동안의 Vout의 파형을 예시한다.
도 3a는 본 발명의 일실시예에 따라서, CCM 동작과 DCM 동작을 비교하는 스위칭 전력 변환기의 전류 파형(current waveform)을 예시한다.
도 3b는 본 발명의 일실시예에 따라서, CCM에서 스위칭 전력 변환기의 전압과 전류 파형을 예시한다.
도 4는 일반적인 시작 시퀀스 동안 및 고장 상태가 검출될 때 CCM의 파형을 예시한다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따라서, 스위칭 전력 변환기의 CCM으부터 DCMHIGH로의 전환시의 파형을 도시한다.
도면과 이하의 기술들은 본 발명의 바람직한 실시예에 대한 일례에 관한 것이다. 이하의 기술로부터, 청구 발명의 원리로부터 벗어남이 없이, 채택 가능한 다른 다양한 대체 실시예(alternative embodiments)들이 쉽게 인지될 수 있음을 주지하여야 한다.
참조는 본 발명의 몇 가지 실시예에 따라서 상세히 만들어 질 수 있다, 이러한 예는 첨부된 도면에 도시된다. 실질적으로 유사하거나 동일한 참조 번호들이 도면들에서 사용될 수 있고, 유사하거나 동일한 기능을 표시할 수 있음을 주지하여야 한다. 도면은 오직 도시의 목적을 위한 본 발명의 실시예를 묘사한다. 당해 기술분야의 종사자들은 본 발명의 원리로부터 벗어남이 없이 이하의 기술로부터 구조와 방법에 대한 대체의 실시예들이 채택될 수 있음을 쉽게 인지할 수 있다.
본 발명의 실시예는 스위칭 사이클들의 적응 1차측-한정 제어(adaptive primary-only control)를 제공하는 스위칭 전력 변환기를 포함한다. 시작 상태들에서, 출력 전압이 원하는 조정 지점(regulating point)보다 훨씬 낮을 때, 1차측-한정 제어는 고장 상태의 예방(protection for fault conditions)을 유지하고 거짓의 고장 상태(false fault conditions)를 피하면서도 출력 전압 레벨의 질서 있는 상승(orderly rise)(최소한의 오버슈트와 링잉(minimal overshoot and ringing))을 제공한다. 적응 제어는 2차 출력에 연결된, 넓은 범위의 출력 커패시턴스(output capacitance)에 대하여 적절한 시작 절차(start-up procedure)를 허용한다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 스위칭 전력 변환기(100)를 예시한 다이어그램이다. 스위칭 전력 변환기는 다른 컴포넌트들 중에서도 변압기(T1), 스위치(Q4), 출력 정류 다이오드(output rectifier diode)(D1), 출력 필터 캐패시터(105), 및 스위치 제어기(101)를 포함한다.
입력 전압(VIN), 일반적으로 정류된 교류 전압은 스위칭 전력 변환기(100)에 입력된다. 스위치 제어기(101)는 온-시간들(TON)과 오프-시간들(TOFF)을 가진 펄스의 형태로 스위치 제어기(101)에 의해 생성된 펄스 신호(102)를 사용하여 스위치(Q4)의 온 상태와 오프 상태를 제어한다. 펄스 신호(102)는 고정된 주기(fixed period)를 가진 주기적인 펄스일 수도 있고, 필요에 따라서 변화하는 주기를 가진 펄스일 수도 있다. 스위치(Q4)가 켜질 때(turned on), 펄스 신호(102)는 온-시간(on-time)동안 하이(high)이기 때문에, 다이오드(D1)가 역 바이어스(reverse biased)되기 때문에 에너지는 변압기(T1)의 제1 권선(Np) 측에 저장된다. 스위치(Q4)가 꺼질 때(turned off), 다이오드(D1)는 순방향 바이어스되기(forward biased) 때문에, 변압기(T1)의 1차 권선(Np)에 저장된 에너지는 변압기(T1)의 2차 권선(Ns) 측으로 방출된다(relased). 다이오드(D1)는 변압기(T1)의 2차 권선에 대하여 출력 전압을 정류하고, 캐패시터(105)는 출력 전압(VOUT)으로서 출력하기 위해 변압기(T1)의 2차 권선에 대하여 출력 전압을 필터링한다.
저항(R1, R2)은 변압기(T1)의 보조 권선(auxiliary winding)(Na)과 직렬로 연결되어 전압 분배기(voltage divider)를 형성하고 감지된 전압 Vsense를 생성하는데, 이는 출력 전압(VOUT)을 표시한다. 일반적인 동작에서, 제어기(101)는 Vsense를 모니터하고 원하는 조정 전압(VREG)에 실질적으로 가까운 VOUT을 유지하도록 스위칭을 제어한다(예를 들어, 허용 오차 범위 내(allowable error range)). IP는 스위치(Q4)와 소스 저항(RS)을 통한 1차측 전류이다. IOUT은 부하(121)를 통한 출력 전류이다. 일실시예에서, 부하(212)는 예를 들어, 네트워크 어댑터 또는 다른 유사한 애플리케이션들에서 찾을 수 있는 것처럼 높은 캐패시턴스 부하(예를 들어,4000-8000μF 범위)를 포함한다.
1차측-한정 스위칭 전력 변환기에 대해, Vsense로 활용하기 위한 원하는 파형(desired waveform)은 전력 스위치(Q4)를 통해 정류된 파형이고, 보다 자세하게는 변압기(T1)에 저장된 에너지가 출력 단계(다이오드(D1) 전류는 0으로 떨어진다)로 완전히 전달되는 시점 또는 그 근처의 스위칭 사이클 내의 지점(point in the switching cycle)이다. 이러한 지점은 2차측 손실이 최소인 "무릎 전압(knee voltage)"(V-Knee)으로 언급된다. 시작 또는 전원-온-리셋(power-on-reset: POR)에서, 출력 전압(VOUT)은 원하는 조정 전압(VREG)보다 훨씬 낮고, 무릎 전압은 신뢰할 수 있는 VOUT의 표시를 제공하지 않는다. 따라서, 출력 전압(VOUT)을 빠르게 구축하여 무릎 전압을 신뢰성 있는 피드백 소스(feedback source)로 만드는 것이 바람직하다.
도 2는 전원 온 리셋(POR)에서 스위칭 전력 변환기(100)의 시작 시퀀스 동안 시간 t 에 대한 VOUT의 파형을 예시한다. 도시된 실시예에서, 스위칭 전력 변환기(100)는 동작의 세 가지 주요 모드에서 동작한다: 전류 연속 모드(CCM: Continuous Conduction Mode), 고 전력 전류 불연속 모드(DCMHIGH: High Power Discontinuous Conduction Mode)(오픈 루프(open loop) DCM으로 여기 언급됨), 일반 전류 불연속 모드(DCMNORMAL: Normal Discontinuous Conduction Mode)(폐쇄 루프(closed loop) DCM으로 여기 언급됨). 여기 사용된 것처럼, DCM은 일반적으로 DCMHIGH 또는 DCMNORMAL 중 하나를 참조할 수 있다.
CCM에서, 제어기(101)는 2차 단계에 전달되고 있는 전력 변압기(T1)에 저장된 모든 에너지에 앞서, 스위치(Q4)를 온 상태에 배치한다. 결과적으로, 전력 변압기(T1)에서 자화 전류(magnetzing current)는 0으로 이동하지 않는다. 스위치(Q4)가 켜질 때, 다이오드(D1)는 즉시 역 바이어스되고 전류 전도(conducting current)를 멈춘다. 따라서, 스위치(Q4)는 오프-시간들(TOFF) 동안 다이오드(D1)의 전류가 0으로 감소하는 것을 기다리지 않고 전류를 전도하기 시작한다. 부하(121)로 흘러 들어오는 평균 출력 전류(IOUT)는 다이오드(D1)에서 전류의 필터링된 저-주파수 성분(filtered low-frequency component)이다. 일반적으로, 평균 출력 전류는 DCMHIGH 또는 DCMNORMAL 에서 보다 CCM에서 더 크고, 출력 전압(VOUT)은 보다 빠르게 상승할 것이다. 그러나, CCM에서의 동작의 부작용(side effect)은, 감지된 전압 Vsense는 DCMHIGH 또는 DCMNORMAL에서처럼 출력 전압(VOUT)의 정확한 표시를 제공하지 않는 것이다. 따라서, 1차측-피드백-한정(primary-feedback-only) 스위칭 전력 변환기에 대해, 안정적이고 정확하게 조정된 출력 전압(VOUT)을 원할 때, 정상적인 동작(시작 이후의)동안 CCM에서 변환기(100)를 동작시키는 것은 일반적으로 바람직하지 않다.
DCMHIGH 또는 DCMNORMAL 에서, 변압기(T1)에 저장된 자화 전류가 스위칭 사이클들 간에 0으로 떨어지고, 다이오드(D1)를 통하여 흐르는 전류가 스위치(Q4)가 켜지기 이전에 0으로 완전히 떨어지도록 제어기(101)는 스위치(Q4)의 스위칭을 제어한다. 결과적으로, 평균 출력 전류는 CCM 에서 보다 DCMHIGH 또는 DCMNORMAL 에서 더 낮고, 출력 전압(VOUT)은 시작 동안에 천천히 상승하게 된다. 그러나, CCM과 달리, 감지된 전압 Vsense는 DCMHIGH 또는 DCMNORMAL 에서 출력 전압(VOUT)의 실질적으로 정확한 표시를 제공할 수 있다. 보다 상세하게는, DCMHIGH 또는 DCMNORMAL 에서, 무릎 전압은 스위칭 전력 변환기(100)를 정확하게 제어하고, 정상 동작과 혹시 존재할 수 있는 고장 상태 사이를 신뢰성 있게 구별하는데 사용될 수 있다. 일반적인 동작(시작 이후)에서, DCM에서 스위칭 전력 변환기(100)를 동작시키고, 0 전압 스위칭을 구현하고, VOUT의 정확한 1차측-한정 조정을 달설하기 위하여 무릎 전압을 사용하는 많은 장점들이 있다,
DCMNORMAL은 "폐쇄 루프" 구성에서 동작하는 반면에, DCMHIGH이 "개방 루프" 구성에서 동작한다는 점에서 DCMHIGH 과 DCMNORMAL은 상이하다. 폐쇄 루프 구성(DCMNORMAL)에서, 제어기(101)는 Vsense를 모니터하고 조정된 레벨에서 VOUT를 유지하기 위해 Q4를 통한 1차 피크 전류(IP)와 스위칭 주파수(switching freqeuncy)를 제어한다. 개방 루프 구성(DCMHIGH)에서, 제어기(101)는 Vsense 레벨에 관계없이 동일 제어 출력(same control output)을 제공한다. 일실시예에서, 예를 들어, 제어기(101)는 2차 출력으로 최대 에너지를 전달하기 위해, 미리 정의된 최대 허용 레벨들에서 스위칭 주파수와 1차 피크 전류(IP)를 설정한다. 즉, DCMHIGH 동안에, V-Knee를 통해 VOUT의 레벨을 여전히 정확하게 모니터링하면서도, 스위치 제어기(101)는 최대 전류 불연속 모드 에너지(maximun discontinuous conduction mode)가 2차 측으로 전달되는 것을 허용한다. 결과적으로, DCMHIGH는 일반적으로 DCMNORMAL보다 더 빠른 상승 시간을 제공한다. 그러나, DCMNORMAL에서 동작함은 일반적으로 낮은 전압 오버슈트와 링잉으로 이어질 수 있다.
일실시예에서, 스위치 제어기(101)는 출력 전압이 원하는 조정 전압(VREG)의 실질적으로 아래에 있을 때 초기 시작(initial startup)에서 CCM에서 동작한다. 이것은 VOUT의 가장 빠른 상승을 허용한다. VOUT가 제1 임계치 전압 위로 상승함을 Vsense가 나타낼 때, 스위치 제어기(101)는 Vsense를 모니터링하고 DCMHIGH로 스위치한다. Vsense가 CCM에서 VOUT의 정확한 표시를 제공하지 않더라도, 제1 임계치가 조정 전압(VREG)의 실질적으로 아래에 일반적으로 설정되기 때문에, 언제 DCMHIGH로 스위칭할 것인지를 결정하는 목적을 위해서는 충분하다. DCMHIGH에서, 무릎 전압이 안정적인 피드백 신호 소스(reliable feedback signal source)가 된다. 스위치 제어기(101)는 Vsense를 계속하여 모니터하고, VOUT이 제2 임계치 전압 위로 상승함을 Vsense가 나타낼 때, 스위치 제어기(101)는 DCMNORMAL로 스위치한다.
일실시예에서, 임계치 전압은 조정 전압(VREG)의 비율(percentage)에 기반하여 결정될 수 있다. 예를 들어, CCM으로부터 DCMHIGH로 스위칭을 위한 제1 임계치 전압은 VREG의 10%와 25%(예를 들어, 약 15%정도) 사이의 값으로 설정될 수 있고, DCMHIGH로부터 DCMNORMAL로 스위칭을 위한 제2 임계치는 VREG의 60%와 80%(예를 들어, 약 70%정도) 사이의 값으로 설정될 수 있다.
CCM으로부터 DCMHIGH로까지의 제1 임계치 전압이 DCMHIGH으로부터 DCMNORMAL로까지의 제2 임계치 전압보다 낮도록, 다른 임계치들이 본 발명의 범위로부터 벗어남이 없이 역시 사용될 수 있다. 출력 전압(VOUT)의 상승률(rate of rise)은 (CCM에서 상승률) > (DCMHIGH에서 상승률), 및 (DCMHIGH에서 상승률) > (DCMNORMAL에서 상승률)(캐패시터(105)의 주어진 캐패시터 값에 대해)이다.
스위칭 전력 변환기(100)의 시작 동안 CCM, DCMHIGH, 및 DCMNORMAL사이에서의 스위칭의 장점은, 오버슈트와 링잉을 여전히 제한하면서 시작 과정이 VOUT의 빠른 상승을 제공한다는 것이다. VOUT이 실질적으로 VREG(예를 들어, 초기 시작) 아래인 것으로 알려질 때, Vsense의 정확성은 덜 중요하게 되고(critical) CCM 동작은 가능한 빨리 VOUT이 상승하도록 사용될 수 있다. 출력 전압이 제1 임계치 전압에 도달한 이후에, 개방 루프 전류 불연속 모드로 스위칭함으로써, 여전히 VOUT이 전류 불연속 동작에서 가능한 빨리 증가하도록 허용하면서 스위치 제어기(101)는 VOUT을 정확히 모니터링하기 시작할 수 있다. 마지막으로, VOUT이 제2 임계치 전압에 도달한 이후에, 폐쇄 루프 전류 불연속 모드로 스위칭함으로써, 스위칭 전력 변환기는 오버슈트와 링잉을 최소화하기 위해, VREG에 가까와 짐에 따라서 VOUT의 상승을 느리게 할 수 있다.
도 3a는 CCM 동작과 DCM 동작을 비교하는 다양한 전류 파형(current waveform)을 예시한다. CCM에서, 오프-시간들(off-times)동안 다이오드 전류(353)가 0으로 떨어지는 것을 기다리지 않고 스위치(Q4)가 켜질 때, Q4는 전류 전도(conduction current)(파형 351에 보이는 것처럼)를 시작한다. 평균 출력 전류(355)는 다이오드 전류(353)의 필터링된 저-주파수 성분(filtered low-frequency component)을 나타낸다. 스위치(Q4)가 이것이 발생하기 전에 다시 켜지기 때문에, 변압기(T1)에서 자화 전류(357)는 CCM에서 결코 0으로 가지 않는다. DCM에서, 다이오드 전류(363)가 오프-시간들 동안 0으로 떨어질 때까지, Q4는 켜지지 않고 전류 전도(361)를 시작하지 않는다. 결과적으로, 평균 출력 전류(365)는 CCM에서 보다 DCM에서 더 낮다. 또한, 자화 전류(367)는 Q4가 다시 켜지기 이전에 Q4의 오프-상태들(off-states) 동안 0으로 떨어진다.
도 3b는 정상의 시작 시퀀스(normal start-up sequency) 동안 CCM에서 제어기가 동작할 때, 펄스 신호(102)의 파형, 1차 전류(primary current)(IP)의 파형(103), 감지된 전압(Vsense)의 파형(104), 및 출력 전압(VOUT)의 파형(300)을 예시한다. 출력 전압(VOUT)이 조정 설정 전압(regulation set voltage)(VREG)(예를 들어, Vsense가 제1 임계치 전압 아래일 때)보다 훨씬 더 아래일 때, 출력 전압 레벨을 0 볼트(또는 0볼트 근처)로부터 빠르게 증가시키는 것이 더 바람직하다. 따라서, 초기 시작 단계 동안, Vsense가 제1 임계치 전압 아래일 때, 스위치 제어기(101)는 1차로부터 2차 출력으로 전달되는 에너지량을 최대화하고 VOUT의 가장 큰 상승 시간을 달성하기 위하여, CCM에서 스위칭 전력 변환기(100)를 동작시킨다.
펄스 신호(102)의 초기 펄스(321) 동안, 펄스 신호(102)가 스위치(Q4)를 끌 때까지, 1차 전류(IP)(103)는 0으로부터 상승한다(ramp up). 펄스 신호(102)가 스위치(Q4)를 끌 때, 2차 권선(Ns)으로 에너지가 전달되는 것으로 전압은 보조 권선(Na)에 나타난다. 따라서, 전압은 스위치(Q4)의 오프 기간 동안 Vsense(104)에 보인다. 이러한 전압은 펄스 신호(102)가 펄스 신호(102)의 제2 펄스(322)에서 스위치(Q4)를 다시 켤 때, 0 가까이로 다시 떨어진다. 펄스 신호(102)의 후속 펄스들(322, 323, 324) 동안, 모든 에너지가 1차 권선(Np)으로부터 2차 권선(Ns)으로 전달되기 이전에 스위치(Q4)가 다시 켜지기 때문에, 1차 전류(IP)는 더 높은 평균 값을 가진다. 또한, Vout에서 상승을 반영하는 펄스 신호(102)의 후속펄스들(322, 323, 324)에 이어서, Vsense가 증가한다.
비록 측정이 이하에서 기술되는 DCM에서 무릎 전압을 사용하는만큼 정확하지 않을지라도, Vsense가 실질적으로 안정화된 지점에서, 반영된 전압(reflected voltage)(302)이 VOUT의 일반적인 레벨을 결정하도록 사용될 수 있다. 출력 전압 파형(300)은 CCM 동작에 상응하여, VOUT의 상승을 예시한다. 또달리, 비교를 위하여, 스위칭 전력 변환기(100)가 DCM에서 동작하고 있다면, 점선 모양의 출력 전압 파형(301)은 VOUT의 상승을 예시한다. VOUT은 DCM에서 보다 CCM에서 더 빠르게 상승한다.
CCM 동안 출력 전압의 상승 시간을 더 최대화하기 위해, 1차 피크 전류(primary peak current) 설정은 2차 출력에 전달되는 에너지를 최대화하면서, 주어진 필요 동작 주파수의 최대로 설정될 수 있다. 예를 들어, Li 등에 의해 출원되어 "1차측 적응 디지털 제어에 기반된 스위칭 전력 변환기 구동 BJT를 위한 제어기"라는 명칭을 가진 미국 특허출원공보 2010/0157636호에 기재된 기술들을 포함하여, 이것을 구현하는 다양한 방법들이 있다.
양자의 시나리오들에서, 감지된 출력 전압(VOUT)은 조정된 전압(VREG)보다 실질적으로 낮을 수 있기 때문에, CCM에서 초기 시작 단계에서의 잠재적인 문제는 제어기(101)가 고장 상태의 고장 검출에 민감할 수 있는 것이다. 이러한 문제는 도 4에 도시된 것처럼 임계치 타이머를 사용하여 치유될 수 있다. 도 4는 고장 상태가 검출될 때, 정상적인 시퀀스 동안 VOUT을 도시한다. 시작 상태에서, 제어기(101)는 타이머(예를 들어, 제어기(101) 내부의 소프트웨어 또는 하드웨어 타이머)를 활성화시킨다. 감지된 출력 전압(Vsense)이 VOUT이 주어진 시간 내에 전압 임계치에 도달하지 않음을 나타내면, 고장 상태는 검출되고 스위칭 전력 변환기(100)는 안전 동작 모드로 배치된다. 출력 전압(400)은 정상적인 시작 시퀀스 아래 출력 전압 상승을 예시한다. 정상적인 시작 상태에서, 출력 전압(400)은 고장 타이머_1(Fault Timer_1)(403)의 만료(expiration) 이전에 고장 임계치_1(Fault Threshold_1)(405)에 도달하고, 아무런 고장 상태가 검출되지 않는다. 예를 들어, 고장 타이머_2(404)와 고장 임계치_2(406)와 같은 복수의 고장 타이머들과 임계치들이 있을 수 있다. 반대로, 출력 전압(401)은 고장 상태에서 출력 전압 상승을 예시한다. 고장 상태에서, 출력 전압(401)은 고장 타이머_1(403)의 만료 전 고장 임계치_1(405)에 도달에 실패한다. 스위칭 전력 변환기(100)는 고장 상태의 검출에 응답하여 다양한 안전 동작 모드(safe operating mode)에 배치될 수 있다. 고장 상태 전압 레벨들(fault condition voltage levels), 고장 임계치_1(405) 및 고장 임계치 2(406)는 원하는 조정 전압(VREG)의 비율에 기반될 수 있다.
도 5는 CCM으로부터 DCMHIGH로의 전환시의 파형을 도시한다. 펄스들(521, 522, 523) 동안, 스위칭 전력 변환기(100)는 CCM에서 동작한다. CCM에서, 스위치(Q4)는 변압기(T1)의 모든 에너지가 출력(다이오드(D1) 전류가 0으로 가기 이전)으로 전달되기 이전에 켜진다(펄스들(521, 522, 523)에서). 따라서, 출력 전류(Iout)는 DCM에서보다 평균적으로 더 높고, VOUT은 빠르게 상승한다. 또한, Vsense는 다음 각각의 펄스(521, 522, 523)를 따라서 증가한다. 감지된 전압(Vsense)은 VOUT의 반영된 전압을 표시하고, 그러나 이러한 반영된 전압은 VOUT의 정확한 표시를 제공하지 않는다. 그럼에도 불구하고, 반영된 전압은 VOUT의 일반적인 개념을 제공하고, 제1 임계치 전압과 비교하여 언제 DCMHIGH로 전환할 것인지를 결정함에 충분하다. VOUT이 제1 임계치 전압(Vsense에 의해 반영된 것처럼) 이상 으로 상승하고 검출된 고장 상태가 없으면, 스위치 제어기(101)는 CCM으로부터 DCMHIGH로 스위칭 전력 변환기(100)를 전환한다. 도시된 예에서, 이러한 전환은 펄스(523)과 펄스(524) 사이에 발생한다. DCMHIGH에서, 무릎 전압(V-knee)은 VOUT의 정확한 판독을 도출하는데 사용될 수 있다. 무릎 전압은 다이오드(D1) 전류가 0으로 떨어짐에 따라 변압기(T1)의 에너지가 출력으로 완전히 전달되는 스위칭 사이클 내의 지점이고, 파형 내에서 두 개의 실질적으로 선형인 부분들(substantially linear portions)을 연결하는 지점으로 Vsense에서 보여질 수 있다.
무릎 전압 상태들(knee voltage conditions)이 발생하기 이전에, 다시 말해서 변압기 권선(Ns)의 모든 에너지가 완전히 출력으로 전달되기 전에 스위치(Q4)가 켜지기 전에, 펄스들(522, 523)이 Vsense를 0으로 떨어지도록 야기하기 때문에, 무릎 전압은 CCM에서 가용하지 않다. 펄스(523)에 이어지는 DC 에서, 제어기(101)는 Vsense를 계속해서 모니터링할 수 있다. 보다 자세하게는, Vsense의 무릎 전압이 제2 임계치 전압 이상으로 상승할 때, 제어기(101)가 검출한다. 이러한 지점에서, 스위치 제어기(101)는 DCMHIGH로부터 DCMNORMAL(도 5에 미도시함)으로 스위칭 전력 변환기(100)를 전환할 수 있다.
본 발명의 실시예는 스위칭 사이클들의 적응 1차측-한정 제어를 제공하는 스위칭 전력 변환기를 포함한다. 시작 상태들에서, 출력 전압이 원하는 조정 지점보다 훨씬 낮을 때, 1차측-한정 제어는 고장 상태의 예방을 유지하고 거짓의 고장 상태를 피하면서도 출력 전압 레벨의 질서 있는 상승(최소한의 오버슈트와 링잉)을 제공한다. 적응 제어는 2차 출력에 연결된, 넓은 범위의 출력 커패시턴스에 대하여 적절한 시작 절차를 허용한다.
따라서, 오버슈트와 링잉을 최소화하면서 VOUT을 조정된 레벨로 빠르게 상승시키기 위하여, 제어기(101)는 시작 동안 다양한 동작 모드들 사이에서 유리하게 스위치한다. 또한, 제어기(101)는 고장 상태에 대한 예방을 유지하여, 스위칭 변환기(100)의 보다 강인한 동작(robust operation)을 제공한다.
지금까지 개시한 내용들을 읽고서, 당해 기술분야의 종사자는 스위칭 전력 변환기 및 스위칭 전력 변환기를 제어하기 위한 방법의 추가적인 대체 설계를 이해할 수 있다. 따라서, 본 발명의 특정 실시예들과 응용들이 도시되고 기술되는 동안, 개시된 정확한 설계와 구성에 제한되지 않고, 본 발명의 사상과 범위로부터 벗어남이 없이, 여기 공개된 본 발명의 방법과 장치의 상세한 동작, 배열에 대하여 다양한 조정, 변화 및 변경이 당해 기술분야의 종사자에게 명백할 수 있다.

Claims (20)

  1. 스위칭 전력 변환기에 있어서,
    입력 전압에 연결된 1차 권선과 상기 스위칭 전력 변환기의 출력에 연결된 2차 권선을 포함하는 변압기;
    상기 변압기의 상기 1차 권선에 연결된 스위치로서, 상기 1차 권선을 통한 전류는 상기 스위치가 켜진 동안 생성되고 상기 스위치가 꺼진 동안 생성되지 않는 스위치; 및
    상기 스위치를 켜거나 또는 끄기 위한 제어 신호를 생성하도록 구성된 스위치 제어기로서, 상기 스위치는 제1 상태에서 상기 제어 신호에 응답하여 켜지고 상기 스위치는 제2 상태에서 상기 제어 신호에 응답하여 꺼지는 스위치 제어기
    를 포함하고,
    상기 스위치 제어기는
    상기 스위칭 전력 변환기의 출력 전압을 나타내는 감지된 전압을 모니터링하고,
    상기 출력 전압이 제1 임계치 전압보다 아래에 있음을 상기 감지된 전압이 나타내는 동안에, 상기 스위칭 전력 변환기가 전류 연속 모드에서 동작하도록, 상기 스위치 제어기가 상기 스위치의 스위칭을 제어하고,
    상기 출력 전압이 상기 제1 임계치 전압보다 위에 있고, 제2 임계치 전압보다 아래에 있음을 상기 감지된 전압이 나타내는 동안에, 상기 스위칭 전력 변환기가 개방 루프 전류 불연속 모드에서 동작하도록, 상기 스위치 제어기가 상기 스위치의 스위칭을 제어하고,
    상기 스위치 제어기는 상기 개방 루프 전류 불연속 모드에서 상기 감지된 전압과 독립적으로 상기 스위치의 스위칭을 제어하고,
    상기 출력 전압이 상기 제2 임계치 전압보다 위에 있음을 상기 감지된 전압이 나타내는 동안에, 상기 스위칭 전력 변환기가 폐쇄 루프 전류 불연속 모드에서 동작하도록, 상기 스위치 제어기가 상기 스위치의 스위칭을 제어하고,
    상기 제1 임계치 전압 및 상기 제2 임계치 전압은 상기 스위칭 전력 변환기의 원하는 조정 전압보다 낮은 스위칭 전력 변환기.
  2. 제1항에 있어서,
    변압기 자화 전류가 0 이상으로 유지되도록, 상기 스위치 제어기가 상기 전류 연속 모드에서 상기 스위치의 스위칭을 제어하는 스위칭 전력 변환기.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 스위치가 상기 스위치의 각각의 스위칭 사이클에서 켜지기 이전에 변압기 자화 전류가 0으로 떨어지도록, 상기 스위치 제어기가 상기 개방 루프 전류 불연속 모드 및 상기 폐쇄 루프 전류 불연속 모드에서 상기 스위치의 스위칭을 제어하는 스위칭 전력 변환기.
  4. 삭제
  5. 제1항에 있어서,
    상기 스위치 제어기는 스위칭 주파수 및 피크 1차 측 전류가 상기 감지된 전압에 관계 없이 미리 정의된 레벨들에서 유지되도록 상기 개방 루프 전류 불연속 모드에서 상기 스위치의 스위칭을 제어하는 스위칭 전력 변환기.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 스위치 제어기는 상기 출력 전압이 상기 원하는 조정 전압의 허용 오차 범위 내에 유지되도록 상기 폐쇄 루프 전류 불연속 모드에서 상기 스위치의 스위칭을 제어하는 스위칭 전력 변환기.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제2 임계치 전압은 원하는 조정 전압의 미리 정의된 비율을 포함하고, 상기 미리 정의된 비율은 60%-80% 범위 내에 있는 스위칭 전력 변환기.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제1 임계치 전압은 원하는 조정 전압의 미리 정의된 비율을 포함하고, 상기 미리 정의된 비율은 10%-25% 범위 내에 있는 스위칭 전력 변환기.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 스위치 제어기는 상기 스위칭 전력 변환기의 시작시에 타이머를 활성화시키고,
    상기 타이머가 제1 고장 검출 시간에 도달하기 이전에 상기 출력 전압이 제1 고장 검출 전압 위로 상승하지 못함을 상기 감지된 전압이 나타내면 상기 스위치 제어기가 고장 상태를 검출하는 스위칭 전력 변환기.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 타이머가 제2 고장 검출 시간에 도달하기 이전에 상기 출력 전압이 제2 고장 검출 전압 위로 상승하지 못함을 상기 감지된 전압이 나타내면 상기 스위치 제어기가 고장 상태를 검출하고,
    상기 제2 고장 검출 전압은 상기 제1 고장 검출 전압보다 크고, 상기 제2 고장 검출 시간이 상기 제1 고장 검출 시간보다 더 큰 스위칭 전력 변환기.
  11. 제어기에서 스위칭 전력 변환기를 제어하는 방법에 있어서,
    상기 스위칭 전력 변환기는
    입력 전압에 연결된 1차 권선과 상기 스위칭 전력 변환기의 출력에 연결된 2차 권선을 포함하는 변압기, 및
    상기 변압기의 상기 1차 권선에 연결된 스위치로서, 상기 1차 권선을 통한 전류는 상기 스위치가 켜진 동안 생성되고 상기 스위치가 꺼진 동안 생성되지 않는 스위치
    를 포함하고,
    상기 스위치를 켜고 끄기 위한 펄스 신호를 생성하는 단계;
    상기 스위칭 전력 변환기의 출력 전압을 나타내는 감지된 전압을 모니터링하는 단계;
    상기 출력 전압이 제1 임계치 전압보다 아래에 있음을 상기 감지된 전압이 나타내는 동안에, 상기 스위칭 전력 변환기가 전류 연속 모드에서 동작하도록, 상기 스위치의 스위칭을 제어하는 단계;
    상기 출력 전압이 상기 제1 임계치 전압보다 위에 있고 제2 임계치 전압보다 아래에 있음을 상기 감지된 전압이 나타내는 동안에, 상기 스위칭 전력 변환기가 개방 루프 전류 불연속 모드에서 동작하도록, 상기 스위치의 스위칭을 제어하는 단계로서, 스위치 제어기는 상기 개방 루프 전류 불연속 모드에서 상기 감지된 전압과 독립적으로 상기 스위치의 스위칭을 제어하고, 상기 제1 임계치 전압 및 제2 임계치 전압은 상기 스위칭 전력 변환기의 원하는 조정 전압보다 낮은 단계; 및
    상기 출력 전압이 상기 제2 임계치 전압보다 위에 있음을 상기 감지된 전압이 나타내는 동안에, 상기 스위칭 전력 변환기가 폐쇄 루프 전류 불연속 모드에서 동작하도록 상기 스위치의 스위칭을 제어하는 단계
    를 포함하는 제어 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 전류 연속 모드에서 스위칭을 제어하는 단계는
    변압기 자화 전류가 0 이상으로 유지되도록 상기 스위치의 스위칭을 제어하는 단계
    를 포함하는 제어 방법.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 개방 루프 전류 불연속 모드 및 상기 폐쇄 루프 전류 불연속 모드에서 스위칭을 제어하는 단계는
    상기 스위치가 상기 스위치의 각각의 스위칭 사이클에서 켜지기 이전에 변압기 자화 전류가 0으로 떨어지도록, 상기 스위치의 스위칭을 제어하는 단계를 포함하는 제어 방법.
  14. 삭제
  15. 제11항에 있어서,
    상기 개방 루프 전류 불연속 모드에서 스위칭을 제어하는 단계는
    스위칭 주파수 및 피크 1차 측 전류가 상기 감지된 전압에 관계 없이 미리 정의된 레벨들에서 유지되도록 상기 스위치의 스위칭을 제어하는 단계
    를 포함하는 제어 방법.
  16. 제11항에 있어서,
    상기 폐쇄 루프 전류 불연속 모드에서 스위칭을 제어하는 단계는
    상기 출력 전압이 상기 원하는 조정 전압의 허용 오차 범위 내에 유지되도록 상기 스위치의 스위칭을 제어하는 단계
    를 포함하는 제어 방법.
  17. 제11항에 있어서,
    상기 제2 임계치 전압은 원하는 조정 전압의 미리 정의된 비율을 포함하고, 상기 미리 정의된 비율은 60%-80% 범위 내에 있는 제어 방법.
  18. 제11항에 있어서,
    상기 제1 임계치 전압은 원하는 조정 전압의 미리 정의된 비율을 포함하고, 상기 미리 정의된 비율은 10%-25% 범위 내에 있는 제어 방법.
  19. 제11항에 있어서,
    상기 스위칭 전력 변환기의 시작시에 타이머를 활성화시키는 단계; 및
    상기 타이머가 제1 고장 검출 시간에 도달하기 이전에 상기 출력 전압이 제1 고장 검출 전압 위로 상승하지 못함을 상기 감지된 전압이 나타내면 고장 상황을 검출하는 단계
    를 더 포함하는 제어 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 타이머가 제2 고장 검출 시간에 도달하기 이전에 상기 출력 전압이 제2 고장 검출 전압 위로 상승하지 못함을 상기 감지된 전압이 나타내면 고장 상황을 검출하고, 상기 제2 고장 검출 전압은 상기 제1 고장 검출 전압보다 크고, 상기 제2 고장 검출 시간이 상기 제1 고장 검출 시간보다 더 큰 단계
    를 더 포함하는 제어 방법.
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