CN102594115A - 用于开关电源转换器的自适应控制型软启动方案 - Google Patents

Abstract

本发明公开了用于开关电源转换器的自适应控制型软启动方案。具体地，提供了一种开关电源转换器，其根据期望调节电压向负载提供调节电压。所述开关电源转换器包括耦合至开关的变压器以及用于生成控制信号的开关控制器，其中所述控制信号用以控制切换。所述开关控制器对表示开关电源转换器的输出电压的感测电压进行监控。所述开关控制器控制开关的切换以使开关电源转换器在感测的输出电压指示输出电压小于第一阈值电压时以持续导通模式运行。所述开关控制器控制开关的切换以使开关电源转换器在感测的输出电压高于所述第一阈值电压时以间断导通模式运行。

Description

用于开关电源转换器的自适应控制型软启动方案

相关申请的交叉引用

本申请要求于2011年1月10日提交的题为“AdaptivelyControlled Soft Start-Up Scheme For Switching Power Converters”的共同未决的美国临时专利申请第61/431,283号的优先权，该申请通过全文引用的方式结合在本申请中。

技术领域

本发明大体上涉及电源转换器，并且更具体地涉及一种具有开关控制器的电源转换器，其中所述开关控制器用于在启动和/或通电复位(POR)时控制切换循环。

背景技术

为了调节输出电压，电源转换器通常要求可在电源转换器的输出电压与参考电压之间提供“误差”信号的误差电路系统。误差电路系统应提供输出电压相对于参考电压的数值和符号(正或负)。通过响应于误差信号增大或减小传送到电源转换器输出端的功率的量，电源转换器能够使用误差信号对输出电压进行适当地调节。

典型地，常规电源转换器通过感测作为模拟值的输出电压、得出感测的输出电压与作为模拟值的参考电压之间的差异并对其进行放大，来生成误差信号。常规电源转换器还可使用模拟-数字转换器(A/D转换器)来根据控制方案生成误差信号。其它的常规电源转换器可使用模拟误差放大器生成误差信号。

在许多常规的隔离式开关电源转换器中，直接在变压器的次级侧感测输出电压并将其与固定的参考电压进行比较，从而将电源转换器的输出电压调节到目标电平。替代地，其它常规隔离式开关电源转换器不直接感测输出电压，而是感测变压器的初级侧上的电压。将所感测的初级侧电压与固定的参考电压进行比较，从而将电源转换器的输出电压调节到目标电平。这些隔离式开关电源转换器通常被称作仅初级反馈转换器。

在仅初级反馈转换器的情况下，可能存在这样的情形：其中在特定的切换循环中，输出电压可能与由参考电压设定的调节目标电压显著不同。此事件的一个实例是出现在开关电源转换器的初始启动期间。对于仅初级反馈转换器，因其不直接感测输出电压，初始启动阶段尤其困难。当输出电压与启动期间的调节目标电压显著不同时，感测的初级侧电压提供输出电压的错误表示。因此，在启动后，常规仅初级反馈转换器可能很慢才能达到调节的目标电压。当将仅初级开关转换器的次级输出级耦合至包括高电容电解电容器的输出滤波级时，此问题可能恶化，因此启动循环将进一步减慢。若仅初级开关电源转换器的控制器在最大时间量内未能以受控方式将输出电压从0VDC提高到调节输出电压电平，则可能损坏连接到电源转换器的任何电子设备。

控制器的另一主要功能是感测和检测异常和/或故障条件，并向开关转换器提供安全运行模式直至消除了故障条件。在启动模式，通常以0VDC开始的输出电压显著低于期望的调节输出电压电平。基于输出滤波电容器的电容性负载也会影响输出电压的上升时间。在开关转换器的输出端出现短路的故障条件中也能够观测到输出电压显著低于期望的调节输出电压电平的条件。因此，常规仅初级开关转换器容易受到错误故障检测的影响。即使在不存在故障条件时这也会阻止开关转换器启动。

上述问题的一个常规解决方案是配置控制器以向次级传送最大量的能量，直至检测到输出达到调节点。然而，此常规解决方案仍有问题，因为其可导致输出电压过冲以及随后的输出电压振荡(ringing)。

发明内容

开关电源转换器根据期望调节电压向负载提供调节电压。变压器包括耦合至输入电压的初级绕组以及耦合至开关电源转换器的输出端的次级绕组。开关耦合至变压器的初级绕组。当接通开关时，生成穿过初级绕组的电流，而当断开开关时，不生成穿过初级绕组的电流。开关控制器生成控制信号以接通或断开开关。该开关响应于处于第一状态的控制信号而接通，且该开关响应于处于第二状态的控制信号而断开。开关控制器对表示开关电源转换器的输出电压的感测电压进行监控。开关控制器控制开关的切换以使开关电源转换器在感测的输出电压指示输出电压小于第一阈值电压时以持续导通模式运行。开关控制器控制开关的切换以使开关电源转换器在感测的输出电压高于第一阈值电压时以间断导通模式运行。在一个实施例中，第一阈值电压处于开关电源转换器的输出端处的期望调节电压的10％-25％的范围内。

在一个实施例中，开关控制器控制开关的切换以使开关电源转换器在感测电压指示输出电压高于第一阈值电压并且低于第二阈值电压时以开环间断导通模式运行。开关控制器控制开关的切换以使开关电源转换器在感测电压指示输出电压高于第二阈值电压时以闭环间断导通模式运行。在一个实施例中，第二阈值电压在期望调节电压的60％-80％的范围内。

在一个实施例中，开关控制器在持续导通模式期间基于感测的输出电压的上升时间检测故障条件，并且响应于检测到故障条件将开关转换器置于安全模式。

当输出电压显著低于期望调节电压时，通过在初始启动时以CCM运行，开关电源转换器将最大能量传输至次级，允许输出电压的快速上升。通过在输出电压达到第一阈值电压之后切换到开环间断导通模式，开关电源转换器能够开始准确地监控输出电压，而同时仍允许输出电压以间断导通运行模式尽可能快速地增大。最终，通过在输出电压达到第二阈值电压时切换到闭环间断导通模式，开关电源转换器能够在输出电压接近期望调节电压时减缓其上升，从而使过冲和振荡最小化。

本说明书中所描述的特征和优点并非全部为包含性的，特别是鉴于附图和说明书，诸多额外的特征和优点对本领域的普通技术人员来说将是显而易见的。此外，应注意，所选择的说明书中使用的语言主要用于可读性和指导性目的，而不可用于描述或限定本发明的主题。

附图说明

本发明的教导可以通过考虑以下结合附图的详细描述而容易理解。

图1是示出根据本发明一个实施例的开关电源转换器的示意图。

图2示出根据本发明一个实施例的开关电源转换器的正常启动时序期间的V_OUT的波形。

图3A示出根据本发明一个实施例的将CCM运行与DCM运行进行比较的开关电源转换器的电流波形。

图3B示出根据本发明一个实施例的CCM中的开关电源转换器的电压和电流波形。

图4示出根据本发明一个实施例的正常启动时序期间和检测到故障条件时的CCM的波形。

图5示出根据本发明一个实施例的开关电源转换器从CCM向DCM_HIGH的转变的波形。

具体实施方式

附图和下列描述是关于仅以举例说明的本发明的优选实施例。应当注意到，从下列论述，本说明书中所公开的结构和方法的替代实施例将易于被视为在不背离所请求保护的本发明的原理的情况下可以采用的可行替换物。

现将详细参考本发明的几个实施例，其实例如附图中所示。注意到，在可行时，在图中可使用类似或相同的参考数字，并且它们可指示类似或相同功能性。附图仅以说明性的目的描绘本发明的实施例。本领域的技术人员将易于从下列描述中认识到，可采用本说明书中所示出的结构和方法的替代实施例，而不背离本说明书中所描述的本发明的原理。

本发明的实施例包含一种开关电源转换器，其提供对切换循环的自适应仅初级控制。在启动条件下，当输出电压显著低于期望调节点时，仅初级控制提供输出电压电平的有序上升(最小过冲和振荡)，而同时保持对故障条件的保护并避免错误故障条件。自适应控制可在耦合至次级输出的输出电容的较宽范围上实现适当的启动过程。

图1是示出根据本发明实施例的电源转换器100的示意图。该开关电源转换器除了其它组件外包括变压器T1、开关Q4、输出整流二极管D1、输出滤波电容器105以及开关控制器101。

将输入电压V_IN(通常为经整流的AC电压)输入至开关电源转换器100。开关控制器101使用由开关控制器101生成的呈具有接通时间(T_ON)和断开时间(T_OFF)的脉冲形式的脉冲信号102控制开关Q4的接通状态和断开状态。脉冲信号102可为具有固定周期的周期性脉冲，或具有其周期在必要时可变化的脉冲。当由于脉冲信号102在接通时间期间为高而开关Q4被接通时，能量被存储在变压器T1的初级侧绕组Np中，这是因为二极管D1被反向偏置。当开关Q4断开时，存储在变压器T1的初级绕组Np中的能量被释放到变压器T1的次级侧Ns，这是因为二极管D1被正向偏置。二极管D1对变压器T1的次级绕组Ns上的输出电压进行整流，并且电容器105对变压器T1的次级绕组上的输出电压进行滤波以将其作为输出电压V_OUT输出。

电阻器R1和R2形成与变压器T1的辅助绕组Na串联耦合的分压器，并且产生感测电压V_SENSE，该感测电压V_SENSE表示输出电压V_OUT。在常规运行中，控制器101监控V_SENSE并控制切换以使V_OUT保持在大体上接近期望调节电压V_REG(例如，在容许误差范围内)。I_P为流经开关Q4和源极电阻器R_S的初级侧电流。I_OUT为流经负载121的输出电流。在一个实施例中，负载121包含高电容负载(例如，在4000μF-8000μF的范围内)，如在例如网络适配器或其它类似应用中可见的。

对于仅初级开关电源转换器而言，用作V_SENSE的期望波形为跨电源开关Q4的反射波形，并且更具体地说，位于切换循环中处于或接近存储在变压器T1中的能量已被完全传送到输出级(二极管D1的电流降至零)的时刻的点。此点被称作“拐点电压(knee voltage)”(V-Knee)，此处次级损耗最小。在启动或通电复位(POR)时，输出电压V_OUT显著低于期望调节电压V_REG，并且拐点电压不提供对V_OUT的可靠表示。因此，希望快速建立输出电压V_OUT，使拐点电压成为可靠的反馈源。

图2示出通电复位(POR)时在开关电源转换器100的启动时序期间V_OUT随时间t变化的波形。在所示出的实施例中，开关电源转换器100以三种主要运行模式运行：持续导通模式(CCM)、高功率间断导通模式(DC_MHIGH)(本说明书中也称为开环DCM)以及正常间断导通模式(DCM_NORMAL)(本说明书中也称为闭环DCM)。如本说明书中所使用的，DCM通常可表示DCM_HIGH或DCM_NORMAL。

在CCM中，在存储在电源变压器T1中的所有能量都被传送到次级之前，控制器101将开关Q4置于接通状态。因此，电源变压器T1中的磁化电流从来不会变为零。一旦开关Q4接通，二极管D1立即被反向偏置并停止传导电流。因此，开关Q4开始传导电流而不等待二极管D1中的电流在断开时间(T_OFF)中减小到零。流至负载121的平均输出电流I_OUT为二极管D1中电流的滤波后的低频分量。通常，CCM中的平均输出电流大于DCM_HIGH或DCM_NORMAL中的平均输出电流，并且输出电压V_OUT的上升将更为快速。然而，在CCM中运行的副作用是，与DCM_HIGH或DCM_NORMAL中不同，其不将感测电压V_SENSE作为输出电压V_OUT的准确表示来提供。因此，对于仅初级反馈开关电源转换器而言，当期望稳定且准确调节的输出电压V_OUT时，通常不希望转换器100在常规运行中(启动后)以CCM运行。

在DCM_HIGH和DCM_NORMAL中，控制器101控制开关Q4的切换，从而使存储在变压器T1中的磁化电流在切换循环之间降至零，并且在开关Q4接通前，流经二极管D1的电流已完全降至零。因此，在DCM_HIGH和DCM_NORMAL中，平均输出电流低于CCM中的平均输出电流，并且在启动期间，输出电压V_OUT将上升缓慢。然而，不同于CCM，在DCM_HIGH和DCM_NORMAL中，感测电压V_SENSE能够提供输出电压V_OUT的大体上的准确表示。具体地说，在DCM_HIGH和DCM_NORMAL中，可使用拐点电压来准确地控制开关电源转换器100并对正常运行和可能出现的任何故障条件之间可靠地加以区分。在常规运行中(启动后)，以DCM运行开关电源转换器100具有许多优点，包括实施零电压切换以及使用拐点电压达到对V_OUT的精确仅初级调节。

DCM_HIGH与DCM_NORMAL的不同之处在于：DCM_HIGH以“开环”配置运行，而DCM_NORMAL以“闭环”配置运行。在闭环配置(DCM_NORMAL)中，控制器101监控V_SENSE并控制切换频率和流经Q4的初级峰值电流I_P，以使V_OUT保持在调节电平。在开环配置(DCM_HIGH)中，控制器101提供相同的控制输出，而不考虑V_SENSE。在一个实施例中，例如，控制器101将切换频率和初级峰值电流I_P设定为预定义的最大容许电平以将最大能量传送至次级输出。换句话说，当处于DCM_HIGH时，开关控制器101能够实现将最大间断导通模式能量传送到次级侧，而同时仍可通过V-Knee准确地监控V_OUT的电平。因此，与DCM_NORMAL相比，DCM_HIGH通常提供更快速的上升时间。然而，以DCM_NORMAL运行通常将导致较低的电压过冲和振荡。

在一个实施例中，当输出电压显著低于期望调节电压V_REG时，开关控制器101在初始启动时以CCM运行。这可实现V_OUT的最快速上升。开关控制器101监控V_SENSE，并且在V_SENSE指示V_OUT已上升到第一阈值电压之上时切换到DCM_HIGH。尽管在CCM中，V_SENSE不提供V_OUT的精确表示，但是其足以实现确定何时切换到DCM_HIGH的目的，这是因为第一阈值通常设定为显著低于调节电压V_REG。一旦处于DCM_HIGH，则拐点电压变为可靠的反馈信号源。开关控制器101继续监控V_SENSE，并且当V_SENSE指示V_OUT已上升到第二阈值电压之上时，开关控制器101切换到DCM_NORMAL。

在一个实施例中，可基于调节电压V_REG的百分比确定阈值电压。例如，可将用于从CCM向DCM_HIGH切换的第一阈值电压设定为介于V_REG的10％与25％之间的值(例如，大约15％)，并且可将用于从DCM_HIGH向DCM_NORMAL切换的第二阈值设定为介于V_REG的60％与80％之间的值(例如，大约70％)。还可使用其它阈值而不背离本发明的范围，从而使用于从CCM向DCM_HIGH切换的第一阈值电压小于用于从DCM_HIGH向DCM_NORMAL切换的第二阈值电压。输出电压V_OUT的上升速度使得(CCM中的上升速度)＞(DCM_HIGH中的上升速度)，并且(DCM_HIGH中的上升速度)＞(DCM_NORMAL中的上升速度)(对于电容器105的特定电容器值而言)。

在开关电源转换器100启动期间在CCM、DCM_HIGH和DCM_NORMAL之间切换的优点为：启动过程可实现V_OUT的快速上升，而同时仍限制过冲和振荡。当已知V_OUT将显著低于V_REG(例如，在初始启动时)，V_SENSE的准确性较不重要，并且可使用CCM运行以使V_OUT尽可能快速地上升。通过在输出电压达到第一阈值电压之后切换到开环间断导通模式，开关控制器101能够开始准确地监控V_OUT，而同时仍允许V_OUT在间断导通运行中尽可能快速地增大。最终，通过在V_OUT到达第二阈值电压后切换到闭环间断导通模式，开关电源转换器能够在V_OUT接近V_REG时减缓V_OUT的上升，从而使过冲和振荡最小化。

图3A示出将CCM运行与DCM运行进行比较的各种电流波形。在CCM中，当开关Q4接通时，Q4开始传导电流(如在波形351中可见)，而无需等待二极管电流353在断开时间期间降至零。平均输出电流355表示二极管电流353的滤波后的低频分量。在CCM中，变压器T1中的磁化电流357从不会变为零，这是因为在此发生之前，开关Q4将返回接通状态。在DCM中，Q4不接通并且不会开始传导电流361，直至二极管电流363在断开时间期间降至零。因此，在DCM中，平均输出电流365低于CCM中的平均输出电流。此外，在Q4返回接通状态之前，磁化电流367在Q4的断开状态期间降至零。

图3B示出当控制器在正常启动时序期间以CCM运行时的脉冲信号102的波形、初级电流I_P的波形103、感测电压V_SENSE的波形104以及输出电压V_OUT的波形300。当输出电压V_OUT远低于调节设定电压V_REG时(例如，当V_SENSE低于第一阈值电压时)，更希望使输出电压电平从零伏特(或接近零)快速增大。这样，在初始启动阶段期间，当V_SENSE低于第一阈值电压时，开关控制器101使开关电源转换器100以CCM运行，以使从初级向次级输出传输的能量的量最大化，并实现V_OUT的最大上升时间。

在脉冲信号102的初始脉冲321期间，初级电流I_P 103从零突然上升，直至脉冲信号102使开关Q4断开。当脉冲信号102使开关Q4断开时，辅助绕组Na上出现电压，其表示传输到次级绕组Ns的能量。因此，在开关Q4的断开周期内，在V_SENSE104中观察到电压。当脉冲信号102使开关Q4在脉冲信号102的第二脉冲322内返回接通状态时，此电压几乎降回到零。在脉冲信号102随后的脉冲322、323、324期间，初级电流I_P具有较高的平均值，这是因为在将所有能量从初级绕组Np传输到次级绕组Ns之前，开关Q4返回接通状态。此外，在脉冲信号102的各个随后的脉冲322、323、324之后，V_SENSE增大，其反映出V_OUT的上升。位于其中V_SENSE大体上稳定的点之处的反射电压302可用于确定V_OUT的一般电平，尽管此测量没有使用下文将描述的DCM中的拐点电压进行的测量精确。输出电压波形300示出对应于CCM运行的V_OUT的上升。替代地，为了进行比较，虚线输出电压波形301示出如果开关电源转换器100以DCM运行时的V_OUT的上升。如图可见，在CCM中，V_OUT的上升快于DCM中的上升。

为了进一步使在CCM期间输出电压的上升时间最大化，可将初级峰值电流设定设置成具有特定必需运行频率的最大值，从而使传送到次级输出的能量最大化。实施此步骤的方法有很多，其包括，例如，在授予Li等人的题为“Controller for Switching Power ConverterDriving BJT Based on Primary Side Adaptive Digital Control”的美国专利申请公开第2010/0157636号中所描述的技术，其内容通过全文引用的方式结合在本文中。

与CCM的初始启动阶段相关的潜在问题是，控制器101可能易受故障条件的错误检测的影响，这是因为在全部两种情况下，感测的输出电压V_OUT显著低于调节电压V_REG。此问题可使用图4所示的阈值计时器进行补救。图4示出正常启动时序期间和检测到故障条件时的V_OUT。在启动状态，控制器101激活计时器(例如，位于控制器101内部的软件或硬件计时器)。若感测的输出电压V_SENSE指示V_OUT在特定时间内未达到电压阈值，则检测到故障条件并将开关电源转换器100置于安全运行模式。输出电压400示出正常启动时序下的输出电压上升。在正常启动条件下，在故障计时器_1 403到期且未检测到故障条件之前，输出电压400到达故障阈值_1 405。可存在多个故障计时器和阈值，例如，故障计时器_2 404和故障阈值_2 406。相反地，输出电压401示出故障条件下的输出电压上升。在故障条件下，在故障计时器_1 403到期之前，输出电压401未能达到故障阈值_1 405。响应于对故障条件的检测，可将开关电源转换器100置于多种安全运行模式。故障条件电压电平故障阈值_1 405和故障阈值_2 406可基于期望调节电压V_REG的百分比。

图5示出从CCM向DCM_HIGH转变的波形。在脉冲521、522、523期间，开关电源转换器100以CCM运行。在CCM中，在变压器T1的所有能量被传送到输出端(二极管D1的电流不会变为零)之前，开关Q4接通(在脉冲521、522、523中)。因此，输出电流I_OUT平均高于DCM中的输出电流，且V_OUT快速上升。此外，在各个脉冲521、522、523之后，V_SENSE增大。感测电压V_SENSE表示V_OUT的反射电压，但是此反射电压不提供对V_OUT的精确表示。然而，反射电压提供V_OUT的一般思想，并且足以用于与第一阈值电压进行比较和确定何时转变为DCM_HIGH。一旦V_OUT已上升到第一阈值电压之上(如由V_SENSE所反映)并且未检测到故障条件，则开关控制器101使开关电源转换器100从CCM向DCM_HIGH转变。在所示出的实例中，此转变发生在脉冲523与脉冲524之间。在DCM_HIGH中，可使用拐点电压V-knee得到V_OUT的精确读数。拐点电压为切换循环中的点，其中当二极管D1的电流降至零时，变压器T1中的能量已被完全传送到输出端，并且在V_SENSE中可观察到其为对波形的两个大体上线性的部分进行连接的点。如图可见，在CCM中不能获得拐点电压，这是因为在出现拐点电压条件之前，脉冲522、523使V_SENSE降至零，即，在变压器绕组Ns中的能量被完全传送到输出端之前，开关Q4接通。一旦在脉冲523之后进入DCM，则控制器101可继续监控V_SENSE。具体地说，控制器101检测V_SENSE的拐点电压何时上升到第二阈值电压之上。此时，开关控制器101将使开关电源转换器100从DCM_HIGH向DCM_NORMAL转变(图5中未示出)。

本发明的实施例包含一种开关电源转换器，其可提供对切换循环的自适应仅初级控制。在启动条件下，当输出电压显著低于期望调节点时，仅初级控制实现输出电压电平的有序上升(最小过冲和振荡)，而同时保持对故障条件的保护并避免错误故障条件。自适应控制可在耦合至次级输出的输出电容的较宽范围上实现适当的启动过程。

因此，在启动期间，控制器101在各种运行模式之间有利地进行切换，从而使V_OUT快速上升到调节电平，而同时使过冲和振荡最小化。此外，控制器101保持对故障条件的保护，因此可实现开关转换器100的更为稳建的运行。

通过阅读本公开内容，本领域的技术人员将理解开关电源转换器和用于控制开关电源转换器的方法的额外的替代设计。因此，尽管已经说明和描述本发明的详细实施例和应用，但应理解到的是，本发明并非局限于本文所公开的明确构造和组件，而是可对本文所公开的本发明的方法和装置的配置、运行和细节做出本领域的技术人员易于想到的各种修改、变化和变更，而不背离本发明的精神和范围。

Claims (20)

1.一种开关电源转换器，包含：

变压器，其包括耦合至输入电压的初级绕组和耦合至所述开关电源转换器的输出端的次级绕组；

开关，其耦合至所述变压器的所述初级绕组，当接通所述开关时生成穿过所述初级绕组的电流，而当断开所述开关时不生成穿过所述初级绕组的电流；以及

开关控制器，其被配置成生成控制信号以接通或断开所述开关，所述开关响应于处于第一状态的控制信号而被接通，并且所述开关响应于处于第二状态的控制信号而被断开，

所述开关控制器监控用于表示所述开关电源转换器的输出电压的感测电压，并且所述开关控制器被配置成控制所述开关的切换以使所述开关电源转换器在感测的输出电压指示所述输出电压小于第一阈值电压时以持续导通模式运行，并且所述开关控制器被配置成控制所述开关的切换以使所述开关电源转换器在感测的输出电压指示所述输出电压高于所述第一阈值电压时以间断导通模式运行，其中所述第一阈值电压小于所述开关电源转换器的期望调节电压。

2.如权利要求1所述的开关电源转换器，其中所述开关控制器以所述持续导通模式控制所述开关的切换，使得变压器磁化电流保持为高于零。

3.如权利要求1所述的开关电源转换器，其中所述开关控制器以所述间断导通模式控制所述开关的切换，使得变压器磁化电流在所述开关的各个切换循环内所述开关被接通前降至零。

4.如权利要求1所述的开关电源转换器，其中所述开关控制器进一步被配置成控制所述开关的切换以使所述开关电源转换器在所述感测电压指示所述输出电压高于所述第一阈值电压并且低于第二阈值电压时以开环间断导通模式运行，并且其中所述开关控制器被配置成控制所述开关的切换以使所述开关电源转换器在所述感测电压指示所述输出电压高于所述第二阈值电压时以闭环间断导通模式运行，其中所述第二阈值电压低于所述开关电源转换器的所述期望调节电压。

5.如权利要求4所述的开关电源转换器，其中所述开关控制器以所述开环间断导通模式控制所述开关的切换，使得切换频率和峰值初级侧电流保持在预定义级别，而与所述感测电压无关。

6.如权利要求4所述的开关电源转换器，其中所述开关控制器以所述闭环间断导通模式控制所述开关的切换，使得所述输出电压保持在所述期望调节电压的容许误差范围内。

7.如权利要求4所述的开关电源转换器，其中所述第二阈值电压包含期望调节电压的预定义百分比，其中所述预定义百分比在60％-80％的范围内。

8.如权利要求1所述的开关电源转换器，其中所述第一阈值电压包含期望调节电压的预定义百分比，其中所述预定义百分比在10％-25％的范围内。

9.如权利要求1所述的开关电源转换器，其中所述开关控制器进一步被配置成在启动所述开关电源转换器时激活计时器，并且其中若所述感测电压指示所述输出电压在所述计时器达到第一故障检测时间之前未能上升到第一故障检测电压之上，则所述开关控制器被配置成检测到故障条件。

10.如权利要求9所述的开关电源转换器，其中若所述感测电压指示所述输出电压在所述计时器达到第二故障检测时间之前未能上升到第二故障检测电压之上，则所述开关控制器进一步被配置成检测到所述故障条件，其中所述第二故障检测电压大于所述第一故障检测电压，并且其中所述第二故障检测时间大于所述第一故障检测时间。

11.一种在控制器中控制开关电源转换器的方法，其中所述开关电源转换器包括：变压器，其具有耦合至输入电压的初级绕组和耦合至所述开关电源转换器的输出端的次级绕组；以及开关，其耦合至所述变压器的所述初级绕组，当接通所述开关时生成穿过所述初级绕组的电流，而当断开所述开关时不生成穿过所述初级绕组的电流，所述方法包含：

生成用于接通和断开所述开关的脉冲信号；

监控表示所述开关电源转换器的输出电压的感测电压；

控制所述开关的切换以使所述开关电源转换器在感测的输出电压指示所述输出电压小于第一阈值电压时以持续导通模式运行；以及

控制所述开关的切换以使所述开关控制器在感测的输出电压指示所述输出电压高于所述第一阈值电压时以间断导通模式运行，其中所述第一阈值电压小于所述开关电源转换器的期望调节电压。

12.如权利要求11所述的方法，其中以所述持续导通模式控制切换包含：

控制所述开关的切换，使得变压器磁化电流保持为高于零。

13.如权利要求11所述的方法，其中以所述间断导通模式控制切换包含：

控制所述开关的切换，使得变压器磁化电流在所述开关的各个切换循环内所述开关被接通前降至零。

14.如权利要求11所述的方法，进一步包含：

控制所述开关的切换，以使所述开关电源转换器在所述感测电压指示所述输出电压高于所述第一阈值电压并且低于第二阈值电压时以开环间断导通模式运行；以及

控制所述开关的切换，以使所述开关电源转换器在所述感测电压指示所述输出电压高于所述第二阈值电压时以闭环间断导通模式运行，其中所述第二阈值电压低于所述开关电源转换器的所述期望调节电压。

15.如权利要求14所述的方法，其中以所述开环间断导通模式控制切换包含：

控制所述开关的切换，使得切换频率和峰值初级侧电流保持在预定义级别，而与所述感测电压无关。

16.如权利要求14所述的方法，其中以所述闭环间断导通模式控制切换包含：

控制所述开关的切换，使得所述输出电压保持在所述期望调节电压的容许误差范围内。

17.如权利要求14所述的方法，其中所述第二阈值电压包含期望调节电压的预定义百分比，其中所述预定义百分比在60％-80％的范围内。

18.如权利要求11所述的方法，其中所述第一阈值电压包含期望调节电压的预定义百分比，其中所述预定义百分比在10％-25％的范围内。

19.如权利要求11所述的方法，进一步包含：

在启动所述开关电源转换器时激活计时器；以及

若所述感测电压指示所述输出电压在所述计时器达到第一故障检测时间之前未能上升到第一故障检测电压之上，则检测到故障条件。

20.如权利要求19所述的方法，进一步包含：

若所述感测电压指示所述输出电压在所述计时器达到第二故障检测时间之前未能上升到第二故障检测电压之上，则检测到所述故障条件，其中所述第二故障检测电压大于所述第一故障检测电压，并且其中所述第二故障检测时间大于所述第一故障检测时间。

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