KR101215111B1 - 전원 장치 - Google Patents

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미노루 하야사끼
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캐논 가부시끼가이샤
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Abstract

전원 장치에서, 변압기의 1차 권선을 통해 흐르는 전류를 검출하여 스위칭 유닛으로의 전류를 제한하도록 구성된 전류 제한 유닛은, 스위칭 유닛으로의 전류가 제한되는 상태를 자기 유지하도록 구성된 자기 유지 유닛을 갖는다.

Description

전원 장치{POWER SUPPLY APPARATUS}
본 발명은, 전원 장치에 관한 것으로, 더 구체적으로, 스위칭 소자를 턴 오프(turn off)시키는데 소모되는 시간의 주기의 단축에 관한 것이다.
도 7은, 종래의 자려식 플라이백 전원(self-excited flyback power supply)의 회로도의 일례를 종래의 제1 예시로서 도시한다. 이하, 자려식 플라이백 전원의 동작들을 설명한다. 도 7에서, 상용 교류(AC) 전원(700)으로부터 입력된 교류 전압은, 필터 회로(701)를 통해 정류 회로(702) 및 평활 콘덴서(smoothing capacitor)(703)에 의해 직류(DC) 전압으로 변환된다. 변압기(704)의 1차 권선 Np 및 스위칭 소자(706)는 직렬로 접속되어 있다. 콘덴서(703)의 양극 단자(positive terminal)와 스위칭 소자(706)의 게이트(gate) 사이에는 기동 저항(start resistor)(705)이 접속되어 있다. 보조 권선 Nb는 변압기(704)의 1차 측에 둘러싸여 있다. 저항(710)은 스위칭 소자(706)의 게이트와 소스(source) 사이에 배치되어 있다. 게이트 저항(709)은 스위칭 소자(706)의 게이트 측에 배치되어 있다. 전류는, 저항(707) 및 콘덴서(708)를 통해 보조 권선 Nb로부터 저항들(709, 710)로 흐른다.
콘덴서(703)의 DC 전압에 의해 기동 저항(705)을 통해 전류가 흘러 스위칭 소자(706)의 게이트 전압이 상승하는 경우, 드레인(drain) 전류가 흐르고, 1차 권선 Np를 통해 전류가 흐른다. 그 결과, 변압기(704)가 여자되어, 보조 권선 Nb에 전압이 유도된다. 따라서, 스위칭 소자(706)의 게이트 전압이 상승하여, 스위칭 소자(706)가 턴 온 된다. 한편, 보조 권선 Nb의 전압은, 저항(711) 및 콘덴서(712)를 포함하는 시상수 회로(time constant circuit)에도 공급된다. 콘덴서(712)의 양단부 전압은, 트랜지스터(713)의 베이스(base)와 이미터(emitter) 사이에도 인가된다.
콘덴서(712)의 양단부 전압이 상승하여 트랜지스터(713)가 턴 온되는 경우, 저항(709)을 통해 전류가 흐른다. 따라서, 스위칭 소자(706)의 게이트 전압이 저하되어, 스위칭 소자(706)가 턴 오프된다. 저항(715) 및 다이오드(716)는 콘덴서(712)를 방전하도록 설치된다.
스위칭 소자(706)가 턴 오프되는 경우, 변압기(704)의 2차 권선 Ns의 단자 전압이 반전된다. 따라서, 2차 권선 Ns로부터 2차 정류 다이오드(721)를 통해 전류가 흘러나간다. 이 전류는 콘덴서(722)를 충전한다.
변압기(704)에 축적된 에너지는 2차 권선 Ns의 인덕턴스(inductance)에 의해 제한되면서 콘덴서(722)에 충전된다. 스위칭 소자(706)가 턴 오프되는 주기의 스위칭 소자(706)의 드레인 전압은, 2차 권선 Ns의 전압에 2차 권선 Ns의 권수(the number of turns)에 대한 1차 권선 Np의 권수의 비를 승산하여 취득된 전압과 콘덴서(703)에 충전되어 있는 전압의 합이다.
2차 권선 Ns의 전류가 제로(zero)가 되는 경우, 스위칭 소자(706)의 드레인에서 발생한 전압은, 콘덴서(703)에 충전되어 있는 전압을 중심으로, 2차 권선 Ns의 인덕턴스와 콘덴서(726)에 의해 결정되는 주기로 진동을 개시한다.
1차 권선 Np의 전압은 보조 권선 Nb에 반영된다. 스위칭 소자(706)의 드레인 전압이 콘덴서(703)의 양단부 전압보다 낮아지게 되는 경우, 스위칭 소자(706)의 게이트 전압이 그 소스의 전압보다 높아지도록 권선 Nb에 전압이 인가된다. 이 전압이 스위칭 소자(706)의 게이트 임계 전압을 초과하는 경우, 스위칭 소자(706)는 다시 턴 온되고, 전술된 일련의 동작들이 반복된다.
콘덴서(722)의 양단부 전압이 상승하는 경우, 저항들(723, 724)에 의해 분압된 전압에 의해 션트 레귤레이터(shunt regulator)(725)가 동작하고, 저항을 통해 포토커플러(photocoupler) PC101에 전류가 흐른다. 포토커플러 PC101의 포토다이오드(photodiode)가 점등하여, 포토커플러 PC101의 포토트랜지스터(phototransistor)의 임피던스가 저하된다.
그 결과, 시상수 회로의 콘덴서(712) 양단의 전압은, 콘덴서(712)가 저항(711)을 통해 충전될 때보다 빨리 상승한다. 따라서, 트랜지스터(713)가 턴 온되고, 스위칭 소자(706)는 턴 오프된다. 이러한 귀환 동작(feedback operation)에 의해 스위칭 전원은 미리 결정된 전압을 출력한다.
또한, 도 7은, 1차 측의 전류 검출에 의해 1차 측의 스위칭 소자(706)를 턴 오프하는 회로의 일례를 도시한다. 저항(717)의 양단부들은, 트랜지스터(718)의 베이스 및 전류 검출 저항(720)에 각각 접속된다. 스위칭 소자(706)는 턴 온되어 스위칭 소자(706)를 통해 드레인 전류가 흐른다. 따라서, 전류 검출 저항(720)의 전압이 상승한다. 트랜지스터(718)의 베이스-이미터 전압이 대략 0.6 볼트(volts)로 상승하는 경우, 트랜지스터(718)의 베이스 전류는 급격하게 증가한다.
트랜지스터(718)의 콜렉터(collector)를 통해 트랜지스터(718)의 베이스 전류의 Hfe 배의 전류가 흘러 그 게이트의 전하를 방전한다. 따라서, 스위칭 소자(706)의 게이트 전압이 저하되어 스위칭 소자(706)는 턴 오프된다.
종래의 제1 예시의 전원 장치에서의 스위칭 소자(706)의 전류 제한 회로(저항(720) 및 트랜지스터(718))는, 전원의 정전 용량(capacitance)이 작고 스위칭 소자(706)의 게이트와 소스 사이의 정전 용량 및 게이트와 드레인 사이의 정전 용량이 작은 경우, 문제없이 사용될 수 있었다. 전원의 출력 전력이 증가하고 스위칭 소자(706)의 전류가 증가하는 경우, 게이트와 소스 사이의 정전 용량 및 게이트와 드레인 사이의 정전 용량이 크다. 따라서, 게이트 전압을 게이트 임계 전압 이하로 빠르게 설정하는 것이 어렵다.
더 구체적으로, 스위칭 소자(706)를 턴 오프하는데 소모되는 시간의 주기(즉, 턴 오프 시간)가 길고, 스위칭 소자(706)는 완전하게 턴 오프되기 전에 전류를 제한하여 전류 검출 저항(720)의 검출값이 감소한다. 전류 검출 저항(720)의 검출값이 감소하는 경우, 트랜지스터(718)의 베이스 전류도 감소한다. 따라서, 트랜지스터(718)는 게이트 전압을 저하시키기 위한 전류를 흘리지 않으며, 턴 오프 시간이 길어진다.
이 문제를 해결하기 위해, 일본 특허 제03707436호는, 트랜지스터들을 복수의 스테이지(stage)로 접속함으로써 전류 이득(current gain)이 증가된 회로를 제안하고 있다. 도 8은, 이 회로를 종래의 제2 예시로서 도시한다.
도 8에 도시된 바와 같이, 회로는 트랜지스터들이 2개의 스테이지들로 접속된 달링턴(Darlington) 구성을 갖는다. 제1 스테이지의 트랜지스터(815)의 Hfe1과 제2 스테이지의 트랜지스터(817)의 Hfe2의 승산인 이득에서, 트랜지스터(815)의 베이스 전류를 증폭함으로써 취득된 전류는, 스위칭 소자(804)의 게이트로부터 유출된다. 이것은, 트랜지스터의 개수가 1개인 경우보다 스위칭 소자(804)의 게이트로부터 유출되는 게이트 전류의 양을 많게 할 수 있고, 이에 의해 스위칭 소자(804)를 고속으로 턴 오프시킬 수 있다. 또한, 회로는, 변압기(802), 기동 저항(803), 저항들(805, 806, 807, 810, 812, 814, 816, 823), 콘덴서들(808, 811), 트랜지스터(813), 다이오드들(818, 820, 822, 824) 및 전해 콘덴서들(801, 821)을 갖는다.
그러나, 이 회로의 게이트로부터 유출되는 전류, 즉, 제2 스테이지의 트랜지스터(817)의 콜렉터 전류 Ic2는, Ic2 = Hfe1×Hfe2×(Vr - Vbe)/R을 만족하고, 검출 전압에 의존하며, 여기에서, R은 저항(814)의 저항값이고, Vr은 전류 검출 저항(806)의 양단부 전압이다. Vr은, 스위칭 소자(804)의 드레인 전류 Id와 저항(806)의 저항값의 곱이다. Vbe는 트랜지스터(815)의 베이스-이미터 전압이다.
전류 검출 저항(806)의 전류가 감소하는 경우, 트랜지스터(815)의 베이스 전류가 감소하며, 트랜지스터(817)의 콜렉터 전류도 감소한다. 스위칭 소자(804)의 게이트 정전 용량이 큰 경우, 일본 특허 제03707436호에 개시된 방법에서, 스위칭 소자(804)를 턴 오프하는데 소모되는 시간의 주기가 길어진다.
본 발명의 일 양태에 따르면, 전원 장치는, 변압기, 상기 변압기의 1차 권선을 통해 흐르는 전류를 제어하도록 구성된 스위칭 유닛, 1차 권선을 통해 흐르는 전류를 검출하도록 구성된 전류 검출 유닛, 상기 변압기의 2차 권선에 접속된 전압 출력 유닛, 상기 변압기의 보조 권선에 접속되어, 상기 스위칭 유닛의 턴 온 시간의 주기를 제어하도록 구성된 온 시간 제어 유닛, 및 상기 검출된 전류에 기초하여, 상기 스위칭 유닛으로 흐르는 전류를 제한하도록 구성된 전류 제한 유닛을 포함하고, 상기 전류 제한 유닛은, 상기 스위칭 유닛으로의 전류를 제한하는 상태를 자기 유지(self-hold)하도록 구성된 자기 유지 유닛을 갖는다.
본 발명의 추가의 특징들 및 양태들은 첨부 도면들을 참조하는 이하의 예시적인 실시예들의 상세한 설명으로부터 명확해질 것이다.
도 1은, 예시적인 제1 실시예에 따른 구성을 도시하는 회로도이다.
도 2는, 자기 유지 회로를 도시한다.
도 3은, 예시적인 제1 실시예의 각각의 유닛의 파형을 도시한다.
도 4는, 종래의 예시의 각각의 유닛의 파형을 도시한다.
도 5는, 예시적인 제2 실시예에 따른 구성을 도시하는 회로도이다.
도 6은, 예시적인 제3 실시예에 따른 구성을 도시하는 회로도이다.
도 7은, 종래의 제1 예시의 구성을 도시하는 회로도이다.
도 8은, 종래의 제2 예시에 따른 구성을 도시하는 회로도이다.
본 명세서에 포함되고 본 명세서의 일부분을 구성하는 첨부 도면들은, 본 발명의 예시적인 실시예들, 특징들 및 양태들을 도시하고, 상세한 설명과 함께, 본 발명의 원리들을 설명하는 것을 돕는다.
이하, 도면들을 참조하여 본 발명의 다양한 예시적인 실시예들, 특징들 및 양태들을 상세하게 설명한다. 이 실시예들에 기술된 구성요소들의 상대적인 배치, 수학식들 및 수치들은 본 발명의 범주를 한정하도록 의도되는 것이 아니라는 것에 유의해야 한다.
자려 발진 방식의 스위칭 전원 장치를 예로 들어, 본 발명을 실시하기 위한 예시적인 실시예들을 상세하게 설명한다. 먼저, 예시적인 제1 실시예에 따른 자려발진 방식의 스위칭 전원 장치를 설명한다.
도 1은, 예시적인 본 실시예에 따른 자려 발진 방식(self-excited oscillation type)의 스위칭 전원 장치의 회로도이다. 도 1에서, 스위칭 전원 장치는, 상용 AC 전원(100), 필터 회로(101), 다이오드 브릿지(diode bridge)(102), 전해 콘덴서(103), 스위칭 변압기(104), 변압기(104)의 1차 권선 Np, 변압기(104)의 2차 권선 Ns, 변압기(104)의 바이어스 권선(bias winding)(귀환 권선 또는 보조 권선) Nb, 기동 저항(105), 스위칭 소자(FET(field effect transistor))(106), 저항들(107, 109, 110) 및 콘덴서(108)를 포함한다.
스위칭 전원 장치는 저항들(111, 115, 117, 120, 123, 124), NPN 트랜지스터들(113, 118) 및 PNP 트랜지스터(119)를 더 포함한다. 트랜지스터(118) 및 트랜지스터(119)는 자기 유지 회로를 구성하고 있다. 자기 유지 회로의 세부사항들은 후술된다. 스위칭 전원 장치는, 콘덴서들(112, 126), 다이오드들(114, 116), 2차 정류 다이오드(121), 전해 콘덴서(122), 션트 레귤레이터(125), 포토커플러 PC101을 더 포함하며, 이것들은 출력 회로에 대응한다.
예시적인 본 실시예에 따른 회로에서, 저항(111)과 콘덴서(112)는 시상수 회로를 구성한다. 시상수 회로 및 포토커플러 PC101의 각각의 동작들은 종래의 예시들에서의 그것들과 유사하기 때문에, 그 설명은 반복되지 않는다.
상용 AC 전원(100)으로부터 필터 회로(101)를 통해 다이오드 브릿지(102)에 전압이 인가되는 경우, 다이오드 브릿지(102)는 전압을 전파정류(full-wave-rectify)하여, 전해 콘덴서(103)를 피크 충전(peak-charge)한다. 따라서, 전해 콘덴서(103)의 양단부에 DC 전압이 생성된다.
즉, 다이오드 브릿지(102)와 전해 콘덴서(103)는 DC 전원을 구성한다. 전해 콘덴서(103)의 양단부에 생성된 DC 전압은 기동 저항(105), 게이트 저항(109) 및 저항(110)에 의해 분압된다. 저항(110)에 나타나는 전압은 스위칭 소자(106)의 게이트와 소스 사이에도 인가된다. 전압이 스위칭 소자(106)의 게이트 임계값을 초과하는 경우, 스위칭 소자(106)가 턴 온된다.
스위칭 소자(106)가 턴 온되는 경우, 변압기(104)의 1차 권선 Np, 스위칭 소자(106)의 드레인-소스 및 저항(120)의 직렬 회로를 통해 전해 콘덴서(103)로부터 전류가 흐른다. 변압기(104)의 1차 권선 Np 이외의 권선들 각각에서, 1차 권선 Np에 인가된 전압과 1차 권선 Np의 권수에 대한 권선의 권수비에 대응하는, 전압이 발생한다.
2차 권선 Ns에서, 다이오드(121)의 애노드(anode)에 접속된 단자의 전압이 낮고 대향하는 단자의 전압이 높은, 전압이 발생한다. 따라서, 다이오드(121)는 역 바이어스되어, 그것을 통해 누설 전류(leakage current)만 흐른다. 바이어스 권선 Nb에서, 다이오드(116)의 캐소드(cathode)에 접속된 단자의 전압이 높아진다. 따라서, 저항(107) 및 콘덴서(108)를 통해 저항들(109, 110)에 전류가 흐르게 된다.
따라서, 스위칭 소자(106)의 게이트-소스 전압이 또한 상승하여, 스위칭 소자(106)의 온 저항(on-resistance)이 저하된다. 스위칭 소자(106)가 턴 온되는 경우, 변압기(104)를 통해 흐르는 전류는 시간에 따라 증가하고, 전류 검출 소자로서 기능하는 전류 검출 저항(120)의 전압도 상승한다. 전류 검출 저항(120)의 전압이 상승하여 트랜지스터(118)를 통해 베이스 전류가 흐르기 시작한다. 더 구체적으로, 전류 검출 저항(120)에 의해 검출된 전류가 미리 결정된 값을 초과하는 경우, 트랜지스터(118)를 통해 베이스 전류가 흐른다.
도 2는, 트랜지스터(118) 및 트랜지스터(119)를 포함하는 자기 유지 회로를 도시한다.
트랜지스터(118)의 전류 이득을 Hfe1이라고 하면, 트랜지스터(118)는, 그 베이스를 통해 흐르는 베이스 전류의 Hfe1 배의 콜렉터 전류가 그 콜렉터를 통해 흐르게 하도록 시도한다. 트랜지스터(118)의 콜렉터 전류는, 베이스 전류가 트랜지스터(119)의 베이스를 통해 흐르게 한다. 또한, 트랜지스터(119)의 전류 이득을Hfe2라고 하면, 트랜지스터(119)는, 베이스 전류의 Hfe2 배의 콜렉터 전류가 흐르게 한다.
따라서, 트랜지스터(119)의 이미터로부터 그 콜렉터로 전류가 흘러 트랜지스터(118)의 베이스 전류가 상승하고, 트랜지스터(118)의 콜렉터 전류가 또한 상승한다. 스위칭 소자(106)의 드레인을 통해 흐르는 드레인 전류가 감소하여 전류 검출 저항(120)의 전압이 저하되더라도, 트랜지스터(118)의 베이스 전류는 트랜지스터(119)에 의해 공급되기 때문에, 트랜지스터(118)의 베이스 전류는 감소하지 않는다.
따라서, 트랜지스터들(118, 119)은 드레인 전류에 의해 영향을 받지 않고 계속해서 턴 온되어 있다. 이 상태가, 전류 제한 동작 상태가 자기 유지되는 상태이다. 스위칭 소자(106)의 게이트 전압은, 트랜지스터에 의한 방전시에, 트랜지스터들(118, 119) 각각의 베이스-이미터 포화 전압(saturation voltage)으로 저하되도록 시도한다.
스위칭 소자(106)가 턴 오프되는 경우, 변압기(704)의 권선들 각각에 전압이 발생하고, 2차 권선 Ns로부터 2차 정류 다이오드(121)를 통해 전류가 흘러, 콘덴서(122)가 충전된다. 스위칭 소자(106)가 턴 오프된 주기의 스위칭 소자(106)의 드레인 전압은, 2차 권선 Ns의 전압에 2차 권선 Ns의 권수에 대한 1차 권선 Np의 권수의 비를 승산하여 취득된 전압과 전해 콘덴서(103)에 충전되어 있는 전압의 합이다.
2차 권선 Ns의 전류가 제로가 되는 경우, 스위칭 소자(106)의 드레인에 발생한 전압은, 전해 콘덴서(103)에 충전되어 있는 전압을 중심으로, 1차 권선 Np의 인덕턴스와 콘덴서(126)에 의해 결정된 주기로 진동을 개시한다.
권선 Ns의 전압은 권선 Nb에 반영된다. 따라서, 콘덴서(122)가 충전되고 있는 주기에서, 권선 Nb의 저항(107) 측의 전압이 다이오드(114)의 애노드의 전압보다 낮아진다. 따라서, 콘덴서(112)의 전하는 저항(115) 및 다이오드(116)를 통해 방전된다.
스위칭 소자(106)의 게이트 전압은 제로 볼트까지 감소한다. 이때, 트랜지스터들(118, 119)을 포함하는 자기 유지 회로의 트랜지스터(119)의 이미터를 통해 흐르는 이미터 전류가 감소하고, 전류 검출 저항(120)으로부터 트랜지스터(118)의 베이스로 흐르는 전류는 제로가 된다. 따라서, 자기 유지 동작이 정지되어, 트랜지스터들(118, 119)은 턴 오프된다.
스위칭 소자(106)가 턴 온되는 경우, 전술된 바와 같이, 전류 제한 동작을 수행하기 위해, 트랜지스터들(118, 119)을 포함하는 자기 유지 회로가 자기 유지 동작을 수행하여, 트랜지스터들을 온 상태로 고정함과 함께 스위칭 소자(106)를 턴 오프한다.
스위칭 소자(106)가 턴 오프되는 경우, 스위칭 소자(106)의 게이트 전압은 제로 볼트가 되고, 자기 유지 회로의 전류는 제로가 되어, 자기 유지 회로가 턴 오프된다. 스위칭 소자(106)의 각각의 스위칭에 대하여 전류 검출 동작이 수행될 수 있도록, 이 동작은 반복된다.
종래의 제2 예시인 도 8에 도시된 전원 장치에서의 달링턴 구성을 갖는 전류 제한 회로와 예시적인 본 실시예에 따른 자기 유지 회로를 사용하는 전류 제한 회로를 비교하여 설명한다.
gm이 스위칭 소자(106)의 이득이고, Vg가 스위칭 소자(106)의 게이트 전압이고, Vgs가 스위칭 소자(106)의 게이트 임계 전압인 경우, 스위칭 소자(106)의 드레인 전류 Id는 이하의 수학식 1로 표현될 수 있다:
Figure 112010015685279-pat00001
수학식 1을 미분하면, 이하의 수학식 2가 취득된다:
Figure 112010015685279-pat00002
도 8에서, Cg가 스위칭 소자(804)의 게이트 정전 용량이고, Vg가 스위칭 소자(804)의 게이트 전압인 경우, 스위칭 소자(804)의 게이트 전하 Qg는 이하의 수학식 3으로 표현된다:
Figure 112010015685279-pat00003
게이트 전하 Qg는 트랜지스터(817)의 콜렉터 전류 Ic817에 의해 방전된다:
Figure 112010015685279-pat00004
수학식 4를 미분하고 수학식 4에 수학식 3을 대입하면, 이하의 수학식 5가 취득된다:
Figure 112010015685279-pat00005
달링턴 구성은 도 8에 도시된 트랜지스터들(815, 817)에 의해 구성된다. Hfe1 및 Hfe2가 각각 트랜지스터들(815, 817)의 전류 이득인 경우, 트랜지스터(817)의 콜렉터 전류 Ic817은 이하의 수학식 6으로 표현된다:
Figure 112010015685279-pat00006
여기에서, R814는 저항(814)의 저항값이고, R806은 저항(806)의 저항값이며, Vbe는 트랜지스터(815)의 베이스-이미터 전압이다.
수학식 2, 수학식 5 및 수학식 6으로부터, 스위칭 소자(804)의 드레인 전류Id의 변화율은 이하의 수학식 7로 표현될 수 있다:
Figure 112010015685279-pat00007
드레인 전류의 변화율은 드레인 전류에 의존한다. 스위칭 소자(804)가 턴 오프되기 시작하는 경우, 스위칭 소자(804)의 드레인 전류 Id는 감소한다. 드레인 전류가 감소하여 저항(806)의 양단부 전압이 트랜지스터(815)의 베이스-이미터 전압에 가까운 값으로 감소하는 경우, 스위칭 소자(804)의 드레인 전류의 변화율은 제로가 되어, 드레인 전류는 감소하지 않는다. 이러한 부귀환(negative feedback) 동작에 의해 스위칭 소자(804)를 턴 오프하는데 소모되는 시간의 주기가 길어진다.
한편, 예시적인 본 실시예에 따른 자기 유지 회로를 설명한다. 도 2는, 트랜지스터들(118, 119)을 포함하는 자기 유지 회로를 도시한다. 또한, 도 2는 사이리스터(thyristor)의 등가 회로도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 사이리스터로 간주되는, 트랜지스터들(118, 119)을 포함하는 자기 유지 회로의 애노드 전류는 Ia로 표현되는 경우, 애노드 전류는 트랜지스터(119)의 이미터 전류이므로, Ie2 = Ia이다. 마찬가지로, 사이리스터로 간주되는, 자기 유지 회로의 캐소드 전류 Ik는 트랜지스터(118)의 이미터 전류이므로, Ie1 = Ik이다. 게이트 전류가 Ig로 표현되는 경우, 이하의 수학식 8 내지 수학식 11이 취득된다:
Figure 112010015685279-pat00008
Figure 112010015685279-pat00009
Figure 112010015685279-pat00010
Figure 112010015685279-pat00011
상기 수학식들로부터 수학식 12가 취득된다:
Figure 112010015685279-pat00012
스위칭 소자(106)의 드레인 전류의 변화율은 Id에도 의존한다. 그러나, Id = 0인 경우에도, 변화율은 제로로 도달하지 않는다. 따라서, 스위칭 소자(106)의 드레인 전류는 계속해서 감소한다.
전술된 바와 같이, 예시적인 본 실시예에 따른 자기 유지 회로에서, 스위칭 소자(106)의 드레인 전류의 감소에 수반하는 부귀환의 영향이 감소될 수 있다. 이것은, 스위칭 소자(106)의 게이트 전압이 유지되는 시간의 주기를 단축시킬 수 있고, 스위칭 소자(106)를 턴 오프하는데 소모되는 시간의 주기를 단축시킬 수 있다.
도 3은, 예시적인 본 실시예에 따른 회로의 동작 파형들을 도시한다. 도 4는, 도 8에 도시된 종래의 회로의 동작 파형들을 도시한다.
도 3은, 스위칭 소자(106)의 드레인 전압 파형(301), 전해 콘덴서(103)의 전압(302), 스위칭 소자(106)의 드레인 전류 Id의 파형(303), 전류 검출 저항(120)과 트랜지스터(118)에 의해 미리 결정된 전류 제한 값(304), 스위칭 소자(106)의 게이트 전압 파형(305), 스위칭 소자(106)의 게이트 임계 전압(306), 트랜지스터(118)의 베이스 전압(307) 및 트랜지스터(118)가 턴 온될 때의 베이스-이미터 전압(308)을 도시한다. 스위칭 소자(106)는 주기들(309, 311)에서 온(ON)인 한편, 주기(310)에서 오프(OFF)이다.
도 4는, 스위칭 소자(804)의 드레인 전압 파형(401), 콘덴서(801)의 전압(402), 스위칭 소자(804)의 드레인 전류 Id의 파형(403), 전류 검출 저항(806)과 트랜지스터(815)에 의해 미리 결정된 전류 제한 값(404), 스위칭 소자(804)의 게이트 전압 파형(405), 스위칭 소자(804)의 게이트 임계 전압(406), 트랜지스터(815)의 베이스 전압(407) 및 트랜지스터(815)가 턴 온될 때의 베이스-이미터 전압(408)을 도시한다. 스위칭 소자(804)는 주기들(409, 411)에서 온인 한편, 주기(410)에서 오프이다.
종래의 회로에서, 전류 검출에 의해 스위칭 소자(804)가 턴 오프되는 경우, 즉, 주기(409)로부터 주기(410)까지의 천이시에, 전류가 상승하지 않아 검출 저항의 전압도 상승하지 않는다. 따라서, 트랜지스터(815)는 포화 상태에 있지 않아, 스위칭 소자(804)의 게이트 전압이 잔류하고 있다.
따라서, 스위칭 소자(804)를 턴 오프하는데 소모되는 시간의 주기가 길어짐을 알 수 있다. 동시에, 스위칭 소자(804)의 드레인 전류(403)는 상승하지 않아, 스위칭 소자(804)의 드레인 전압이 상승하기 시작한다. 드레인 전압이 높아진 상태로 스위칭 소자(804)는 턴 오프된다.
한편, 예시적인 본 실시예에 따른 회로에서, 스위칭 소자(106)의 게이트 전압은 트랜지스터들(118, 119)을 포함하는 자기 유지 회로에 의해 방전된다. 게이트 전압이 한번 저하되기 시작하면, 게이트 전압에 대한 방전 전류는 드레인 전류의 감소로 인해 감소하지 않는다. 스위칭 소자(106)를 턴 오프하는데 소모되는 시간의 주기가 길어지지 않음을 알 수 있다. 자기 유지 회로는 사이리스터 소자로 구성될 수 있다. 전술된 바와 같이, 예시적인 본 실시예에 따르면, 스위칭 소자(106)를 턴 오프하는데 소모되는 시간의 주기를 단축하여 그 스위칭 손실을 감소시킬 수 있다.
예시적인 제2 실시예에 따른 자려 발진 방식의 스위칭 전원 장치를 설명한다. 예시적인 제2 실시예는, 시상수 회로가 스위칭 소자를 턴 오프시키는 경우에도, 자기 유지 동작을 수행하도록 구성된 회로의 일례이다.
도 5는, 예시적인 본 실시예에 따른 자려 발진 방식의 스위칭 전원 장치의 회로도이다. 도 5에서, 스위칭 전원 장치는 상용 AC 전원(500), 필터 회로(501), 다이오드 브릿지(502), 1차 전해 콘덴서(503), 스위칭 변압기(504), 변압기(504)의 1차 권선 Np, 변압기(504)의 2차 권선 Ns, 변압기(504)의 바이어스 권선(귀환 권선) Nb, 기동 저항(505), 스위칭 소자(506), 저항들(507, 509, 510) 및 콘덴서(508)를 포함한다. 또한, 스위칭 전원 장치는 저항들(511, 515, 517, 520, 523, 524), NPN 트랜지스터들(513, 518), PNP 트랜지스터(519), 콘덴서들(512, 526), 다이오드들(514, 516), 2차 정류 다이오드(521), 전해 콘덴서(522) 및 션트 레귤레이터(525)를 포함한다.
예시적인 제1 실시예의 유닛들과 상이한 유닛들만을 설명하므로, 중복되는 설명은 생략된다. 예시적인 제1 실시예에 따른 회로의 트랜지스터(113)는 트랜지스터(513)로 변경된다. 트랜지스터(513)는 다이오드(527)를 통해 트랜지스터(519)의 베이스에 접속된다. 예시적인 제1 실시예에서와 같이, 전류 검출 저항(520)의 전압은 상승하고, 트랜지스터(518)가 동작한다.
시상수 회로의 콘덴서(512)의 전압이 상승하고, 트랜지스터(513)의 베이스를 통해 베이스 전류가 흘러 트랜지스터(513)의 콜렉터를 통해 콜렉터 전류가 흐르는 경우, 다이오드(527)를 통해 트랜지스터(519)의 베이스에 베이스 전류가 흐르고, 트랜지스터(519)의 콜렉터를 통해 콜렉터 전류가 흐른다.
포토커플러 PC101의 포토트랜지스터의 콜렉터 전류에 의해 트랜지스터(513)가 동작하더라도, 다이오드(527)를 통해 트랜지스터(519)의 베이스 전류가 흐르고, 트랜지스터(519)를 통해 콜렉터 전류가 흐른다. 트랜지스터(519)의 콜렉터 전류는 트랜지스터(518)의 베이스로 공급되기 때문에, 트랜지스터(518)는 베이스 전류의 Hfe2 배의 콜렉터 전류를 흐르게 한다. 트랜지스터(518)는 트랜지스터(519)의 베이스에 접속된 콜렉터를 갖는다. 따라서, 트랜지스터(519)의 베이스 전류는 증가한다.
전술된 바와 같이, 트랜지스터(513)의 동작에 의해 트랜지스터들(518, 519)이 자기 유지 동작을 수행하여 스위칭 소자(516)의 게이트의 전하를 방전한다. 또한, 전류 검출 저항(520)의 전압이 상승하는 경우뿐만 아니라 통상의 피드백 동작시의 오프 동작에서도, 자기 유지 동작이 또한 수행될 수 있다.
예시적인 제1 실시예에서, 시상수 회로의 콘덴서(112) 및 저항(111)에 의해 스위칭 소자(106)를 턴 오프하는데 소모되는 시간의 주기는, 저항(111)의 전류, 포토커플러 PC101의 포토트랜지스터의 콜렉터 전류 및 트랜지스터(113)의 전류 이득 Hfe에 의존한다.
스위칭 소자(106)의 턴 오프에 수반하여 변압기(104)의 권선 Nb의 전압이 저하된다. 따라서, 저항(111)의 전류 및 포토커플러 PC101의 포토트랜지스터의 콜렉터 전류도 감소한다. 그 결과, 트랜지스터(113)의 베이스 전류가 감소하므로, 콜렉터 전류가 감소한다, 즉, 시상수 회로는 부귀환의 영향을 받는다.
한편, 예시적인 제2 실시예에서, 시상수 회로는 트랜지스터들(518, 519)을 포함하는 자기 유지 회로에 작용하여 부귀환의 영향을 쉽게 받지 않는다. 따라서, 스위칭 소자(506)를 턴 오프하는데 소모되는 시간의 주기가 단축될 수 있다.
따라서, 예시적인 제2 실시예에 따르면, 스위칭 소자(506)를 턴 오프하는데 소모되는 시간의 주기를 단축하여 스위칭 손실을 감소시킬 수 있다. 자기 유지 회로는 사이리스터 소자를 포함할 수 있다.
예시적인 제3 실시예에 따른 자려 발진 방식의 스위칭 전원 장치를 설명한다. 예시적인 제3 실시예는, 자기 유지 회로의 트랜지스터가 온 시간 제어 회로로서 사용되는 일례이다. 도 6은, 예시적인 본 실시예에 따른 자려 발진 방식의 스위칭 전원 장치의 회로도이다. 예시적인 본 실시예에 따른 유닛들만을 설명하므로, 중복되는 설명은 생략된다.
도 6에서, 스위칭 전원 장치는 상용 AC 전원(600), 필터 회로(601), 다이오드 브릿지(602), 1차 전해 콘덴서(603), 스위칭 변압기(604), 변압기(604)의 1차 권선 Np, 변압기(604)의 2차 권선 Ns, 변압기(604)의 바이어스 권선(보조 권선) Nb, 기동 저항(605), 스위칭 소자(606), 저항들(607, 609, 610) 및 콘덴서(608)를 포함한다. 또한, 스위칭 전원 장치는 저항들(611, 615, 620, 623, 624), NPN 트랜지스터(613), PNP 트랜지스터(617), 콘덴서들(612, 626), 다이오드들(614, 616), 2차 정류 다이오드(621), 전해 콘덴서(622) 및 션트 레귤레이터(625)를 포함한다. 트랜지스터들(613, 617)은 자기 유지 회로를 구성한다.
스위칭 소자(606)의 드레인을 통해 흐르는 전류가 증가하고, 저항(620)의 전압이 상승하는 경우, 트랜지스터(613)의 이미터 전압은 그 베이스 전압에 대하여 강하된다. 저항(611)을 통해 권선 Nb로부터 시상수 회로의 콘덴서(612)로 전류가 공급된다. 따라서, 트랜지스터(613)의 베이스-이미터 전압이 상승하여, 트랜지스터(613)의 베이스를 통해 베이스 전류가 흐르기 시작한다.
트랜지스터(613)는 베이스 전류의 Hfe1 배의 콜렉터 전류를 흐르게 한다. 콜렉터 전류는 트랜지스터(617)의 베이스 전류가 된다. 한편, 트랜지스터(617)의 콜렉터는 트랜지스터(613)의 베이스로 전류를 공급한다. 따라서, 트랜지스터(613)는, 트랜지스터(613)의 콜렉터, 즉, 트랜지스터(617)의 베이스를 통해 전류가 더 흐르게 한다.
전술된 동작들은, 전류 검출 저항(620)의 검출 전압이 규정 값에 도달하게 되면, 트랜지스터들(613, 617)이, 전류 검출 저항(620)의 전압에 관계없이 온 상태로 유지되고, 스위칭 소자(606)의 게이트 전압을 방전할 수 있게 한다.
트랜지스터(613)의 베이스-이미터 전압은, 전류 검출 저항(620)의 전압과 시상수 회로의 콘덴서(612)의 전압의 합이다. 따라서, 이 회로는 과전류가 검출될 때뿐만 아니라 통상의 턴 오프 동작시에도 동작할 수 있다. 더 구체적으로, 회로는 예시적인 제2 실시예보다 적은 개수의 구성요소들로 구성될 수 있으며, 저항값이 낮은 전류 검출 저항(620)이 사용될 수 있다. 이것은, 저항으로 인한 손실을 억제하고, 이에 의해, 효율을 증가시킬 수 있게 한다.
전술된 바와 같이, 예시적인 본 실시예에서, 전류 검출용 트랜지스터(118) 및 온 시간 제어 트랜지스터(113) 모두를 하나의 트랜지스터로 사용함으로써, 구성요소들의 개수를 삭감함과 함께 전류 검출 동작 이외의 동작들에서도 자기 유지 동작이 수행될 수 있다. 따라서, 자기 유지 회로는 사이리스터 소자를 포함할 수 있다.
예시적인 실시예들을 참조하여 본 발명을 설명하였지만, 본 발명은 개시된 실시예들에 제한되는 것이 아님을 이해해야 한다. 이하의 청구범위의 범주는 모든 변경들 및 등가 구조물들 및 기능들을 포함하도록 최광의로 해석되어야 한다.
100: 상용 AC 전원
101: 필터 회로
102: 다이오드 브릿지
103: 전해 콘덴서
121: 2차 정류 다이오드
125: 션트 레귤레이터

Claims (12)

  1. 전원 장치이며,
    변압기;
    상기 변압기의 1차 권선을 통해 흐르는 전류를 제어하도록 구성된 스위칭 유닛;
    상기 스위칭 유닛을 통해 흐르는 전류를 검출하도록 구성된 전류 검출 유닛;
    상기 변압기의 2차 권선에 접속된 전압 출력 유닛;
    상기 변압기의 보조 권선에 접속되어, 상기 스위칭 유닛의 턴 온 시간의 주기를 제어하도록 구성된 온 시간 제어 유닛; 및
    상기 검출된 전류에 기초하여, 상기 온 시간 제어 유닛에 의해 상기 스위칭 유닛이 오프되었을 때 상기 스위칭 유닛의 전하를 방전하도록 구성된 방전 유닛
    을 포함하고,
    상기 방전 유닛은 2개의 스위치 소자를 갖고, 상기 2개의 스위치 소자는, 상기 스위칭 유닛이 오프된 후에 온 상태가 되어 상기 스위칭 유닛의 전하를 방전하는, 전원 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 온 시간 제어 유닛은 시상수(time constant) 회로를 포함하고, 상기 시상수 회로는 상기 턴 온 시간의 주기를 제어하는, 전원 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 방전 유닛은, 상기 검출된 전류가 미리 결정된 값을 초과한 경우, 상기 스위칭 유닛의 전하를 방전하는, 전원 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 온 시간 제어 유닛이 상기 스위칭 유닛을 턴 오프할 때, 상기 방전 유닛은 자기 유지 동작을 수행하는, 전원 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 방전 유닛은 사이리스터 소자를 포함하는, 전원 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 2개의 스위치 소자 중 하나는 온 시간 제어 유닛에 포함되는 스위치 소자이며, 상기 스위칭 유닛을 오프시키기 위한 스위치 소자인, 전원 장치.
  7. 전원 장치이며,
    변압기;
    상기 변압기의 1차측을 구동하도록 구성된 스위칭 유닛;
    상기 스위칭 유닛을 통해 흐르는 전류를 검출하도록 구성된 전류 검출 유닛;
    상기 변압기의 1차측에 접속되어, 상기 스위칭 유닛의 턴 온 시간의 주기를 제어하도록 구성된 온 시간 제어 유닛; 및
    상기 검출된 전류에 기초하여, 상기 온 시간 제어 유닛에 의해 상기 스위칭 유닛이 오프되었을 때 상기 스위칭 유닛의 전하를 방전하도록 구성된 방전 유닛
    을 포함하고,
    상기 방전 유닛은 2개의 스위치 소자를 갖고, 상기 2개의 스위치 소자는, 상기 스위칭 유닛이 오프된 후에 온 상태가 되어 상기 스위칭 유닛의 전하를 방전하는, 전원 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 변압기의 2차측에 접속된 전압 출력 유닛을 더 포함하고,
    상기 온 시간 제어 유닛은 상기 변압기의 2차측으로부터 출력되는 전압에 따라 상기 스위칭 유닛의 온 시간을 제어하는, 전원 장치.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 온 시간 제어 유닛은 시상수 회로를 포함하고, 상기 시상수 회로는 상기 턴 온 시간의 주기를 제어하는, 전원 장치.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 방전 유닛은, 상기 검출된 전류가 미리 결정된 값을 초과한 경우, 상기 스위칭 유닛의 전하를 방전하는, 전원 장치.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 온 시간 제어 유닛이 상기 스위칭 유닛을 턴 오프할 때, 상기 방전 유닛은 자기 유지 동작을 수행하는, 전원 장치.
  12. 제7항에 있어서,
    상기 방전 유닛은 사이리스터 소자를 포함하는, 전원 장치.
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