KR101038406B1

KR101038406B1 - Ｏｆｄｍ 시스템의 실시간 서비스 및 비-실시간 서비스의멀티플렉싱

Info

Publication number: KR101038406B1
Application number: KR1020087002460A
Authority: KR
Inventors: 아매드 잘라리; 제이 알 왈턴; 마크 월리스
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2000-07-12
Filing date: 2001-07-11
Publication date: 2011-06-01
Also published as: EP1299978A2; CN1448015A; ES2701182T3; EP1299978B1; WO2002005506A3; KR20030021258A; EP1619847A3; EP2271041A3; EP2271041B1; BRPI0112403B1; KR20080014930A; KR100861878B1; AU2001273411A1; CN1448015B; TR201816007T4; KR20080014931A; WO2002005506A2; EP2271043A2; EP1619847A2; BR0112403A

Abstract

본 발명은 다수의 타입의 서비스를 지원하도록 구성되며, OFDM 통신 시스템에 사용하기 위한 송신기 및 수신기 유닛에 관한 것이다. 송신기 유닛은 하나 이상의 인코더, 심볼 매핑 엘리먼트, 및 변조기를 포함한다. 각 인코더는 각 채널 데이터 스트림을 수신 및 코딩하여 코딩된 해당 데이터 스트림을 생성한다. 심볼 매핑 엘리먼트는 그 코딩된 데이터 스트림들로부터 데이터를 수신 및 매핑하여 변조 심볼 벡터들을 생성하며, 각 변조 심볼 벡터는 일련의 톤들을 변조하여 OFDM 심볼들을 생성하는데 사용되는 일련의 데이터 값들을 포함한다. 변조기는 변조 심볼 벡터들을 변조하여 전송에 적합한 변조 신호를 제공한다. 코딩된 각각의 데이터 스트림으로부터의 데이터를 하나 이상의 "회로"의 개별 세트로 매핑한다. 각 회로는 다수의 OFDM 심볼들로부터의 다수의 톤들을, 단일 OFDM 심볼로부터의 다수의 톤들을, 하나 이상의 OFDM 심볼로부터의 모든 톤들을, 또는 톤들의 일부 다른 결합을 포함하도록 정의될 수 있다. 회로들은 동일한 크기 또는 서로 다른 크기를 가질 수 있다. 풀 레이트 데이터 (예를 들어, 액티브 음성) 및 로우 레이트 데이터 (예를 들어, 침묵 간격) 에 대하여 서로 다른 회로들을 사용할 수 있다.

OFDM 시스템

Description

ＯＦＤＭ 시스템의 실시간 서비스 및 비-실시간 서비스의 멀티플렉싱 {MULTIPLEXING OF REAL TIME SERVICES AND NON-REAL TIME SERVICES FOR OFDM SYSTEMS}

본 발명은 데이터 통신에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 고효율, 개선된 성능, 및 높은 융통성을 가지며 다중-캐리어 변조를 이용하는 신규하고 개선된 통신 시스템에 관한 것이다.

현대의 통신 시스템은 다양한 애플리케이션들을 지원해야 한다. 이러한 통신 시스템의 일례로는 "TIA/EIA/IS-95 Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System" (이하, IS-95 표준이라 함) 에 따르는 CDMA (code division multiple access) 시스템이 있다. CDMA 시스템은 지상 링크를 통하여 사용자들 사이의 보이스 및 데이터 통신을 지원한다. 다중 액세스 통신 시스템에서의 CDMA 기술의 사용은, 본 발명의 양수인에게 양도되며 여기서 참조되는, 명칭이 "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS"인 미국 특허 제 4,901,307 호와 명칭이 "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" 인 미국 특허 제 5,103,459 호에 기재되어 있다.

IS-95 에 따른 CDMA 시스템은 순방향 및 역방향 통신 링크를 통하여 보이스 및 데이터 서비스를 지원할 수 있다. 통상, 각 보이스 콜 또는 각 트래픽 데이터 전송은 변동가능하지만 제한된 데이터 레이트를 가지는 전용 채널에 할당된다. IS-95 표준에 따르면, 트래픽 또는 보이스 데이터는 14.4 Kbps 와 같이 높은 데이터 레이트에 의해 지속기간이 20 msec 인 코드 채널 프레임들로 파티션된다. 그 후, 그 프레임들을 할당된 채널을 통하여 전송한다. 일정한 크기의 코드 채널 프레임들에 트래픽 데이터를 전송하는 방법은, 명칭이 "METHOD AND APPARATUS FOR THE FORMATTING OF DATA FOR TRANSMISSION" 으로 본 발명의 양수인에게 양도되며 여기서 참조되는 미국 특허 제 5,504,773 호에 기재되어 있다.

보이스 서비스와 데이터 서비스의 특성과 요건 사이에는 많은 현저한 차이점이 있다. 이러한 차이점의 일례로는 보이스 서비스가 엄격하고 일정한 지연 요건을 부여하는 반면에 데이터 서비스는 통상적으로 가변 지연량을 허용한다는 점이다. 음성 프레임의 전체 일방 (one-way) 지연은 통상적으로 100 msec 보다 작아야 한다. 이와 반대로, 데이터 프레임의 지연은 통상적으로 데이터 통신 시스템의 전체 효율을 최적화하는데 바람직하게 사용될 수 있는 가변 파라미터이다.

지연에 대한 허용오차가 더 클수록 트래픽 데이터를 집합시켜 버스트 상태로 전송할 수 있고, 이는 더 높은 레벨의 효율 및 성능을 제공할 수 있다. 예를 들어, 데이터 프레임들은 보이스 프레임들에 의해 허용될 수 없는 더욱 긴 지연을 필요로하는, 보다 효율적인 에러 정정 코딩 기술을 사용할 수 있다. 이와 반대로, 보이스 프레임들은 더욱 짧은 지연을 가지는 보다 덜 효율적인 코딩 기술을 사용하도록 제한될 수 있다.

보이스 서비스와 데이터 서비스 사이의 또 다른 현저한 차이점은 전자가 통상적으로 모든 사용자에 대하여 일정하고 공통적인 GOS (grade of service) 를 필요로 한다는 점이며, 상기 GOS 는 통상적으로 후자에 대하여 요청되거나 또는 구현될 필요가 없다. 보이스 서비스를 제공하는 디지털 통신 시스템에 있어서, GOS는 통상적으로 모든 사용자에 대하여 전송 레이트를 일정하고 동일하게 하며, 음성 프레임의 에러 레이트의 허용오차값을 최대로 만든다. 이와 반대로, 데이터 서비스를 제공하는 디지털 통신 시스템에 있어서, GOS 는 사용자간에 서로 다를 수 있으며, 시스템의 전체 효율을 증가시키도록 바람직하게 최적화될 수 있는 파라미터일 수도 있다. 데이터 통신 시스템의 GOS 는 통상적으로 특정 데이터량의 전송시에 발생되는 전체 지연으로서 정의된다.

보이스 서비스와 데이터 서비스 사이의 또 다른 현저한 차이점은, 전자가 CDMA 시스템에 있어서 소프트 핸드오프에 의해 제공되는 신뢰성 있는 통신 링크를 필요로 한다는 점이다. 소프트 핸드오프는 2 개 이상의 기지국으로부터의 중복 전송에 의해 신뢰성을 향상시킨다. 그러나, 에러로 수신되는 데이터 프레임들을 재전송할 수 있으므로, 이러한 부가적인 신뢰성은 데이터 전송시에 요청되지 않을 수 있다. 데이터 서비스에 있어서, 소프트 핸드오프를 지원하는데 필요한 전송 전력은 부가적인 데이터를 전송하는데 더욱 효율적으로 사용될 수 있다.

상술한 현저한 차이점들 때문에, 보이스 서비스와 데이터 서비스 모두를 유효하게 지원할 수 있는 통신 시스템을 설계하는 것이 도전과제가 되었다. IS-95 CDMA 시스템은 보이스 데이터를 유효하게 전송할 수 있도록 설계되며, 트래픽 데이터를 전송할 수도 있다. IS-95 에 따른 채널 구조 및 데이터 프레임 포맷은 보이스 데이터에 대하여 최적으로 설계되어 있다. 데이터 서비스가 강화된 IS-95 에 기초한 통신 시스템은, 명칭이 "METHOD AND APPARATUS FOR HIGH RATE PACKET DATA TRANSMISSION" 으로 1997 년 11월 3 일자로 출원되고, 본 발명의 양수인에게 양도되며 여기서 참조되는 미국 특허 출원 제 08/963,386 호에 기재되어 있다.

무선 보이스 및 데이터 통신에 대한 요청이 계속해서 증가하고 있으므로, 보이스 및 데이터 서비스를 지원할 수 있는 더 높은 효율, 더 높은 성능의 무선 통신 시스템이 요구된다.

본 발명은 서로 다른 지연 요건을 가진 다수의 타입의 서비스를 지원할 수 있는 신규하고 개선된 통신 시스템을 제공한다. 이러한 타입의 서비스는, 예를 들어 지연이 크게 변경되지 않는 한 (예를 들어, 보이스, 오디오), 짧은 일방지연을 필요로 하는 "FDRT (full duplex real time)" 서비스 (예를 들어, 보이스), 더 긴 일방 지연을 허용할 수 있는 "HDRT (half duplex real time)" 서비스, 지연에 아주 민감하지 않은 "NRT(non-real time)" 서비스 (예를 들어, 패킷 데이터) 등을 포함할 수 있다. 이러한 서로 다른 타입의 서비스에 대한 데이터는 다양한 메카니즘을 이용하여 유효하게 전송될 수 있으며, 이들 중 일부를 아래에 기술한다.

본 발명의 실시예는 다수의 타입의 서비스를 지원하도록 구성되며 다중-캐리어 (예를 들어, OFDM) 통신 시스템에 사용되는 송신기 유닛을 제공한다. 송신기 유닛은 1 개 이상의 인코더, 심볼 매핑 엘리먼트, 변조기를 포함한다. 각각의 인코더는 각각의 채널 데이터 스트림을 수신 및 코딩하여, 대응하는 코딩된 데이터 스트림을 생성한다. 심볼 매핑 엘리먼트는 그 코딩된 데이터 스트림으로부터 데이터를 수신 및 매핑하여 변조 심볼 벡터들을 생성하며, 여기서 각 변조 심 볼 벡터는 일련의 톤들을 변조하여 OFDM 심볼을 생성하는데 사용되는 일련의 데이터 값들을 포함한다. 코딩된 각각의 데이터 스트림으로부터의 데이터는 하나 이상의 "회로"의 개별 세트로 매핑되며, 각 회로는 하나 이상의 톤들의 특정 세트를 포함한다. 변조기는 변조 심볼 벡터들을 변조하여 전송에 적합한 변조 신호를 제공한다. 송신기 유닛은 전력을 조정하기 위하여 일련의 스케일링 인자들을 이용하여 코딩된 데이터 스트림들을 스케일링하는 일련의 스케일링 엘리먼트들을 더 포함할 수 있다.

변조기는 역 푸리에 변환기, 사이클릭 프리픽스 (prefix) 생성기, 및 업컨버터를 구비할 수 있다. 역 푸리에 변환기는 변조 심볼 벡터들을 수신하고 각 변조 심볼 벡터의 시간-영역 표현을 생성하여 대응하는 OFDM 심볼을 제공한다. 사이클릭 프리픽스 생성기는 각 OFDM 심볼의 일부를 반복하여 대응하는 전송 심볼을 생성하고, 업컨버터는 그 전송 심볼들을 변조하여 변조 신호를 생성한다.

각 회로는 다수의 OFDM 심볼들 (시간 및 주파수 다이버시티를 제공함) 로부터의 다수의 톤, 단일 OFDM 심볼로부터의 다수의 톤, 하나 이상의 OFDM 심볼들로 부터의 모든 톤들, 또는 톤들의 몇몇 다른 결합을 포함하도록 정의될 수 있다. 상기 회로들은 동일한 크기 또는 서로 다른 크기를 가질 수 있다.

각 채널 데이터 스트림 데이터의 데이터를 패킷으로 전송할 수 있다. 각 패킷은 특정 구현예에 따라 다양한 필드들을 포함하도록 정의될 수 있다. 일 구현예에 있어서, 각 패킷은 회로내의 변경을 나타내며 다음 패킷을 전송하는데 사용되는 패킷 타입 식별자, 특정 회로를 나타내며 다음 패킷을 전송하는데 사용되는 회로 식별자, 및 페이로드용 데이터 필드를 포함한다. 또 다른 구현예에 있어서, 각 패킷은 의도된 패킷 수신자 및 페이로드용 데이터 필드를 나타내는 사용자 식별자를 포함한다.

채널 데이터 스트림은 슬롯을 통하여 전송될 수 있으며, 각 슬롯은 다수의 OFDM 심볼을 포함한다. 각 슬롯은 추가적으로 2 개 이상의 파티션으로 분할될 수 있으며, 각각의 파티션은 하나 이상의 타입의 서비스를 지원하는데 사용되며 하나 이상의 OFDM 심볼들을 포함한다. 예를 들어, 각 슬롯의 1 파티션은 짧은 지연 요건을 가지는 풀 듀플렉스 실시간 서비스를 지원하는데 사용될 수 있으며, 각 슬롯의 또 다른 파티션은 더욱 완화된 지연 요건을 가지는 하프 듀플렉스 실시간 및/또는 비-실시간 서비스를 지원하는데 사용될 수 있다.

효율을 향상시키기 위하여, 특정 채널 데이터 스트림의 풀 레이트 데이터를 제 1 회로를 통하여 전송할 수 있으며, 낮은 레이트의 데이터를 제 2 회로를 통하여 전송할 수 있다. 제 2 회로는 매 X 개의 슬롯 (X > 1) 을 전송할 수 있으며, 작은 용량 회로일 수 있다. 새로운 회로를 사용한다는 표시를 현재의 회로상에 전송된 패킷의 필드에 의해 전송할 수 있거나 또는 제어 채널을 통하여 전송할 수 있다. 새로운 회로를 사용하라는 표시의 수령 응답을 수신한 이후에, 새로운 회로를 사용할 수 있다.

또 다른 특정 구현예에 있어서, 송신기 유닛은 각각의 인코더에 연결되는 하나 이상의 커버 엘리먼트를 포함한다. 각 커버 엘리먼트는 코딩된 각각의 데이터 스트림에 할당된 특정 월시 시퀀스를 이용하여 상기 코딩된 데이터 스트림을 수 신 및 커버함으로써 대응하는 커버된 데이터 스트림을 생성한다. 그 후에, 스케일링 엘리먼트는 그 커버된 데이터 스트림을 각각의 스케일링 인자들을 사용하여 스케일링함으로써 스케일링된 데이터 스트림을 생성한다. 합산기는 그 스케일링된 데이터 스트림을 수신 및 합산하여 결합된 데이터 스트림을 제공하고, 이를 변조기에 제공한다. 각 월시 시퀀스를 월시 시퀀스에 사용되는 각각의 OFDM 심볼들의 다중 톤들을 통하여 전송할 수 있다. 또한, 월시 시퀀스의 길이를 각 OFDM 심볼의 톤들의 개수에 매치시킬 수 있다. 예를 들어, 길이가 128 인 월시 시퀀스를 128 개의 톤을 가지는 OFDM 심볼들에 사용할 수 있으며, 하나의 OFDM 심볼의 128 개의 톤에 의해 각 월시 시퀀스의 128 개의 칩을 송신할 수 있다.

본 발명의 또 다른 실시예는 다수의 타입의 서비스를 지원할 수 있는 변조 신호를 생성 및 전송하는 방법을 제공한다. 상기 방법에 따르면, 하나 이상의 채널 데이터 스트림을 수신하고, 각 채널 데이터 스트림을 특정 코딩 방식으로 코딩하여, 대응하는 코딩된 데이터 스트림을 생성한다. 그 코딩된 데이터 스트림으로 부터의 데이터를 매핑하여 변조 심볼 벡터를 생성하며, 여기서 각 변조 심볼 벡터는 다수의 톤들을 변조하여 OFDM 심볼을 생성하는데 사용되는 다수의 데이터 값들을 포함한다. 각각의 코딩된 데이터 스트림으로부터의 데이터를 하나 이상의 회로의 개별 세트로 매핑하며, 여기서 각 회로는 하나 이상의 톤들의 개별 세트를 포함한다. 그 코딩된 데이터 스트림을 각각의 스케일링 인자들을 이용하여 스케일링하여 전력을 조정한다. 그 후에, 변조 심볼 벡터를 변조하여 전송에 적합한 변조 신호를 제공한다.

다중-캐리어 변조를 수행하기 위하여, 각 변조 심볼 벡터를 먼저 시간-영역 표현으로 변환하여 대응하는 OFDM 심볼을 제공한다. 그 후에, 각 OFDM 심볼의 일부를 반복하여 대응하는 전송 심볼을 생성하고, 그 전송 심볼들을 추가적으로 프로세싱하여 변조 신호를 생성한다.

또한, 본 발명은 상술된 방식으로 생성된 변조 신호를 수신 및 프로세싱할 수 있는 수신기 유닛을 제공한다.

무선 보이스 및 데이터 통신에 대한 계속해서 증가하는 요청에 대하여, 보이스 및 데이터 서비스를 지원할 수 있는 더 높은 효율, 더 높은 성능의 무선 통신 시스템을 제공할 수 있다.

이하, 본 발명의 특징, 특성, 및 이점을 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하며, 도면 중 동일한 참조부호는 동일한 구성요소를 나타낸다.

도 1 은 본 발명의 몇몇 실시예를 구현할 수 있는 MIMO (multiple-input multiple-output) 통신 시스템 (100) 의 다이어그램이다. 통신 시스템 (100) 은 안테나, 주파수, 및 시간 다이버시티를 결합하여 스펙트럼 효율을 증가시키고, 성능을 향상시키고, 융통성을 증가시키도록 동작할 수 있다. 증가된 스펙트럼 효율은 이용가능한 시스템 대역폭을 더 많이 이용하고자 하는 경우 및 장소에서 더 많은 bps/Hz (bits per second per Hertz) 를 전송하는 능력에 의해 특성화된다. 더 높은 스펙트럼 효율을 얻기 위한 기술들을 아래에 더 상세히 설명한다. 향상된 성능은 예를 들어 소정의 링크의 C/I (carrier-to-noise-plus-interference ratio) 에 대한 낮은 BER (bit-error-rate) 또는 FER (frame-error-rate) 에 의해 수량화될 수 있다. 증가된 융통성은 서로 다른 요건 및 통상적으로 상이한 요건을 가지는 다수의 사용자들을 수용하는 능력에 의해 특성화된다. 이러한 목적들은 부분적으로 다중-캐리어 변조, TDM (time division multiplexing), 다수의 송신 및/또는 수신 안테나, 및 그 밖의 기술들을 이용함으로써 달성될 수 있다. 이하, 본 발명의 특징, 태양, 및 이점을 더 상세히 설명한다.

도 1 에 나타낸 바와 같이, 통신 시스템 (100) 은 제 2 시스템 (120) 과 통신하는 제 1 시스템 (110) 을 포함한다. 시스템 (100) 은 (1) 데이터를 수신하거나 생성하고, (2) 그 데이터를 프로세싱하여 안테나, 주파수, 또는 시간 다이버시티 또는 이들의 결합을 제공하며, 그리고 (3) 프로세싱된 변조 심볼들을 다수의 MOD (modulator)(114a 내지 114t) 로 제공하는 (송신) 데이터 프로세서 (112) 를 포함한다. 각 변조기 (114) 는 그 변조 심볼들을 추가로 프로세싱하여 전송에 적합한 RF 변조 신호를 생성한다. 그 후에, 변조기들 (114a 내지 114t) 로부터의 RF 변조 신호들을 통신 링크 (118) 을 통하여 각각의 안테나 (116a 내지 116t) 로부터 시스템 (120) 으로 전송한다.

도 1 에 나타낸 실시예에서, 시스템 (120) 은 전송된 신호들을 수신하여 그 수신된 신호들을 각각의 DEMOD (demodulator)(124a 내지 124r) 에 제공하는 다수의 수신 안테나 (122a 내지 122r) 를 포함한다. 도 1 에 나타낸 바와 같이, 각 수신 안테나 (122) 는 예를 들어 시스템 (100) 에 사용되는 동작 모드, 송신 및 수신 안테나의 방향성, 통신 링크의 특성, 및 그 밖의 것 등의 다수 인자들에 따라서 하나 이상의 송신 안테나 (116) 로부터 신호들을 수신할 수 있다. 각 복조기 (124) 는 송신기에 사용되는 변조 방식에 상호보완적인 복조 방식을 이용하여 그 수신된 각각의 신호를 복조한다. 그 후에, 복조기들 (124a 내지 124r) 로부터의 복조 심볼들을 (수신) 데이터 프로세서 (126) 에 제공하고, 상기 프로세서는 그 심볼들을 추가적으로 프로세싱하여 출력 데이터를 제공한다. 이하, 송신기 유닛 및 수신기 유닛에서의 데이터 프로세싱을 더 상세히 설명한다.

도 1 은 시스템 (110) 으로부터 시스템 (120) 으로의 순방향 링크 전송만을 나타낸다. 이러한 구성을 데이터 브로드캐스트 및 다른 일방 데이터 전송 애플리케이션들에 사용할 수 있다. 비록 간략화를 위하여 도 1 에 도시하지는 않았지만, 양방향성 통신 시스템에는, 시스템 (120) 으로부터 시스템 (110) 으로의 역방향 링크도 제공되어 있다. 양방향성 통신 시스템에 있어서, 시스템들 (110, 120) 각각은 데이터가 상기 유닛으로부터 송신되거나 또는 상기 유닛에서 수신되는 지에 따라서 송신기 유닛 또는 수신기 유닛으로 동작할 수 있다.

*간략화를 위하여, 하나의 송신기 유닛 (즉, 시스템 (110)) 및 하나의 수신기 유닛 (즉, 시스템 (120)) 을 포함하는 통신 시스템 (100) 을 나타내었다. 그러나, 통신 시스템을 변경시키거나 그 구성을 다르게 할 수도 있다. 예를 들어, 멀티-유저의, 다중 액세스 통신 시스템에 있어서, 다수의 수신기 유닛들로 데이터를 동시에 전송하는데 단일 송신기 유닛을 사용할 수 있다. 또한, IS-95 CDMA 시스템의 소프트-핸드오프와 유사한 방식으로, 수신기 유닛은 다수의 송신기 유닛들로부터의 전송 메시지를 동시에 수신할 수 있다. 본 발명의 통신 시스템은 임의의 개수의 송신기 유닛 및 수신기 유닛을 포함할 수 있다.

각 송신기 유닛은 도 1 에 나타낸 바와 같은 단일 송신 안테나 또는 다수의 송신 안테나를 포함할 수 있다. 이와 유사하게, 각 수신기 유닛은 도 1 에 나타낸 바와 같은 단일 수신 안테나 또는 다수의 수신 안테나를 포함할 수 있다. 예를 들어, 통신 시스템은 다수의 원격국 (즉, CDMA 시스템의 원격국과 유사한 가입자 유닛) 으로 데이터를 송신하고 이로부터 데이터를 수신하는, 다수의 안테나를 가지는 중앙 시스템 (즉, IS-95 CDMA 시스템의 기지국과 유사함) 을 포함할 수 있으며, 이들 중 일부는 1 개의 안테나를 포함하고, 그 밖의 것은 다수의 안테나를 포함할 수 있다. 통상, 아래에 기술한 바와 같이, 송신 및 수신 안테나의 개수가 증가함에 따라 안테나 다이버시티가 증가하고, 성능이 향상된다.

여기서 사용된 바와 같이, 안테나는 공간내에 분포되어 있는 하나 이상의 안테나 엘리먼트의 집합을 지칭한다. 안테나 엘리먼트들은 물리적으로 단일 사이트에 위치되거나 또는 다수의 사이트에 걸쳐서 분포될 수 있다. 물리적으로 단일 사이트에 공동 배치되는 안테나 엘리먼트들은 안테나 어레이 (예를 들어, CDMA 기지국에 관련된 것) 로서 동작할 수 있다. 안테나 네트워크는 물리적으로 분리되어 있는 안테나 어레이 또는 엘리먼트의 집합 (예를 들어, 몇몇 CDMA 기지국) 으로 이루어져 있다. 빔을 형성하며, 안테나 어레이 또는 네트워크로부터 다수의 빔들을 전송하는 능력을 가진 안테나 어레이 또는 안테나 네트워크를 설계할 수 있다. 예를 들어, 동일한 안테나 어레이로부터의 커버리지 영역 (또는 섹터) 의 3 개의 서로 다른 섹션들로 최대 3 개의 빔을 전송하는 능력을 가진 CDMA 기지국을 설계할 수 있다. 따라서, 3 개의 빔을 3 개의 안테나로부터의 3 개의 전송으로 관찰할 수 있다.

본 발명의 통신 시스템은 서로 다른 요건 뿐만 아니라 서로 다른 능력을 가진 가입자 유닛들을 지원할 수 있는 멀티-유저, 다중 액세스 통신 방식을 제공하도록 설계될 수 있다. 상기 방식에 의해 시스템의 전체 동작 대역폭 W (예를 들어, 1.2288 ㎒) 은 매우 상이한 데이터 레이트, 지연, QOS (quality of service) 요건을 가질 수 있는 서로 다른 타입의 서비스들 사이에서 효율적으로 공유된다.

이러한 다른 타입의 서비스들의 일례는 보이스 서비스와 데이터 서비스를 포함한다. 통상, 보이스 서비스는 낮은 데이터 레이트 (예를 들어, 8 kbps 내지 32 kbps), 짧은 프로세싱 지연 (예를 들어, 전체 일방 지연에 대하여 3 msec 내지 100 msec) 에 의해 특성화되며, 통신 채널을 연장된 시간 간격에 대하여 계속 사용하게 한다. 통상, 보이스 서비스에 의해 부여되는 짧은 지연 요건들은 콜의 지속기간 동안에 각 보이스 콜로 제공될 시스템 자원의 작은 단편을 필요로 한다. 이와 반대로, 데이터 서비스는 가변 데이터량이 산발적인 시간에 전송되는 "버스티(bursty)" 트래픽에 의해 특성화된다. 데이터량은 버스트간에 그리고 사용자간에 현저하게 변화할 수 있다. 높은 효율을 위하여, 이용가능한 자원들의 일부를 요청된 보이스 서비스로 할당하고 나머지 자원들을 데이터 서비스에 할당하는 능력을 가진 본 발명의 통신 시스템을 설계할 수 있다. 본 발명의 일부 실시예 들에 있어서, 이용가능한 시스템 자원 중 단편을 임의의 데이터 서비스 또는 임의의 타입의 데이터 서비스에 제공할 수도 있다.

각 가입자 유닛에 의해 달성가능한 데이트 레이트의 분포는 일부 최소 순시값과 최대 순시값 사이에서 (예를 들어, 200 kbps 로부터 최대 20 Mbps 로) 광범위하게 변화할 수 있다. 임의의 소정의 순간에서 특정 가입자 유닛에 대하여 달성가능한 데이터 레이트는, 이용가능한 송신 전력량, 통신 링크의 품질 (즉, C/I), 코딩 방식 등과 같은 다수의 인자들에 의해 영향받을 수 있다. 또한, 각 가입자 유닛의 데이터 레이트 요건은, 최소 값 (예를 들어, 보이스 콜에 대하여 8 kbps) 으로부터, 지원된 최대 순시 피크 레이트 (예를 들어, 버스티 데이터 서비스에 대하여 20 Mbps) 까지의 범위내에서 광범위하게 변화할 수 있다.

통상적으로, 보이스 및 데이터 트래픽의 퍼센티지는 시간에 따라 변화하는 랜덤한 변수이다. 본 발명의 임의의 태양에 따르면, 동시에 2 가지 타입의 서비스를 유효하게 지원하기 위하여, 보이스 및 데이터 트래픽량에 기초하여 이용가능한 자원들을 동적으로 할당하는 능력을 가진 본 발명의 통신 시스템을 설계한다. 자원을 동적으로 할당하는 방식을 아래에 설명한다. 자원을 할당하는 또 다른 방식은 상술된 미국 특허 출원 제 08/963,386 호에 기재되어 있다.

본 발명의 통신 시스템은 상술된 특징 및 이점을 제공하며, 다른 요건을 가지는 서로 다른 타입의 서비스들을 지원할 수 있다. 상기 특징들은 안테나, 주파수, 또는 시간 다이버시티, 또는 이들의 결합을 이용함으로써 달성된다. 본 발명의 몇몇 실시예들에 있어서, 안테나, 주파수, 또는 시간 다이버시티를 독립적 으로 달성할 수 있고 동적으로 선택할 수도 있다.

여기서 사용된 바와 같이, 안테나 다이버시티는 하나 이상의 안테나를 통하여 데이터를 송신 및/또는 수신하는 것을 지칭하고, 주파수 다이버시티는 하나 이상의 서브-밴드를 통하여 데이터를 전송하는 것을 지칭하며, 시간 다이버시티는 하나의 이상의 시간 간격에 걸쳐서 데이터를 전송하는 것을 지칭한다. 안테나, 주파수, 및 시간 다이버시티는 서브카테고리를 포함할 수 있다. 예를 들어, 송신 다이버시티는 통신 링크의 신뢰성을 향상시키는 방식으로 하나 이상의 송신 안테나를 사용하는 것을 지칭하며, 수신 다이버시티는 통신 링크의 신뢰성을 향상시키는 방식으로 하나 이상의 수신 안테나를 사용하는 것을 지칭하며, 공간 다이버시티는 통신 링크의 용량을 증가시키거나 및/또는 신뢰성을 향상시키기 위해 다수의 송신 및 수신 안테나를 사용하는 것을 지칭한다. 또한, 링크 용량을 증가시키지 않고 통신 링크의 신뢰성을 향상시키기 위하여, 송신 및 수신 다이버시티를 결합하여 사용할 수도 있다. 따라서, 안테나, 주파수, 시간 다이버시티의 다양한 결합을 달성할 수 있고, 이는 본 발명의 범위내에 포함된다.

OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 과 같은 다중-캐리어 변조 방식을 사용하여 주파수 다이버시티를 제공할 수 있으며, 상기 OFDM 은 동작 대역폭의 다양한 서브-밴드를 통하여 데이터를 전송할 수 있다. 시간 다이버시티는 서로 다른 시간에 데이터를 전송함으로써 달성되며, 이는 TDM (time-division multiplexing) 을 이용하여 더욱 쉽게 달성될 수 있다. 이하, 본 발명의 통신 시스템의 다양한 태양들을 더 상세히 설명한다.

본 발명의 태양에 따르면, 안테나 다이버시티는 송신기 유닛의 (N_T) 개의 송신 안테나 또는 수신기 유닛의 (N_R) 개의 수신 안테나, 또는 송신기 유닛과 수신기 유닛 모두에 존재하는 다수의 안테나를 이용함으로써 달성된다. 지상 통신 시스템 (예를 들어, 셀룰라 시스템, 브로드캐스트 시스템, MMDS 시스템, 및 그 밖의 것) 에 있어서, 송신기 유닛으로부터의 RF 변조 신호는 다수의 전송 경로들을 통하여 수신기 유닛에 도달할 수 있다. 전송 경로의 특성들은 통상적으로 다수의 인자들에 기초하여 시간에 따라 변화한다. 만일 하나 이상의 송신 또는 수신 안테나를 사용하고, 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 전송 경로들이 독립적 (즉, 서로관련되지 않음) 이고, 이러한 사실이 적어도 어느 정도 진실인 경우에, 전송된 신호를 정확하게 수신할 가능성은 안테나의 개수가 증가함에 따라서 증가한다. 일반적으로, 송신 및 수신 안테나의 개수가 증가함에 따라서, 다이이버시티가 증가하고, 성능도 향상된다.

본 발명의 일부 실시예들에 있어서, 통신 링크의 특성들에 기초하여 안테나 다이버시티를 동적으로 제공함으로써 요청된 성능을 달성한다. 예를 들어, 몇몇 타입의 통신 (예를 들어, 시그널링), 몇몇 타입의 서비스 (예를 들어, 보이스), 일부 통신 링크 특성 (예를 들어, 낮은 C/I), 또는 일부 다른 조건들 또는 고려 사항에 대하여 더 높은 등급의 안테나 다이버시티를 제공할 수 있다.

여기서 사용된 바와 같이, 안테나 다이버시티는 송신 다이버시티 및 수신 다이버시티를 포함한다. 송신 다이버시티에 있어서, 다수의 송신 안테나를 통하 여 데이터를 전송한다. 통상적으로, 송신 안테나들로부터 전송된 데이터에 대하여 부가적인 프로세싱을 수행하여 소망의 다이버시티를 달성한다. 예를 들어, 서로 다른 송신 안테나들로부터 전송되는 데이터는 지연되거나 또는 이후에 재배열될 수 있거나, 또는 이용가능한 송신 안테나들을 통하여 코딩되고 인터리빙될 수 있다. 또한, 서로 다른 송신 안테나와 함께 주파수 및 시간 다이버시티를 이용할 수 있다. 수신 다이버시티에 있어서, 변조 신호들은 다수의 수신 안테나에 의해 수신되고, 다이버시티는 서로 다른 전송 경로들을 통하여 신호들을 간단히 수신함으로써 달성된다.

본 발명의 또 다른 태양에 따르면, 주파수 다이버시티는 다중-캐리어 변조 방식을 사용함으로써 달성될 수 있다. 많은 이점을 가지는 이러한 하나의 방식으로는 OFDM 이 있다. OFDM 변조를 이용하여, 전체 전송 채널을 본질적으로 동일하거나 또는 서로 다른 데이터를 전송하는데 사용되는 L 개의 평행 서브-채널들로 분할한다. 전체 전송 채널은 W 의 전체 동작 대역폭을 점유하며, 서브-채널들 각각은 W/L 의 대역폭을 가지며 서로 다른 중심 주파수로 집중되는 서브-밴드를 점유한다. 각 서브 채널은 전체 동작 대역폭의 일부가 되는 대역폭을 가진다. 또한, 서브-채널들 각각은 아래에 기술된 바와 같은 특정 (및 바람직하기로는 고유) 프로세싱, 코딩, 및 변조 방식과 연관될 수 있는 독립 데이터 전송 채널로 간주될 수도 있다.

임의로 정의된 2 개 이상의 서브-밴드의 세트를 통하여 데이터를 파티션 및 전송하여 주파수 다이버시티를 제공한다. 예를 들어, 특정 가입자 유닛으로의 전송은 시간 슬롯 1 에서의 서브-채널 1, 시간 슬롯 2 에서의 서브-채널 5 , 시간 슬롯 3 에서의 서브-채널 2 등을 통하여 발생할 수 있다. 또 다른 일례로서, 특정 가입자 유닛용 데이터를 시간 슬롯 1 에서의 서브-채널 1 및 2 (예를 들어, 양 서브-채널상에 전송되는 동일한 데이터를 이용하여), 시간 슬롯 2 에서의 서브-채널 4 및 6, 시간 슬롯 3 에서의 서브-채널 2 등을 통하여 전송할 수 있다. 시간에 따라 서로 다른 서브-채널들을 통하여 데이터를 전송하면, 주파수 선택 페이딩과 채널 왜곡을 받는 통신 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다. 이하, OFDM 변조의 다른 이점을 설명한다.

본 발명의 또 다른 태양에 따르면, 시간 다이버시티는 서로 다른 시간에 데이터를 전송함으로써 달성되며, 이는 TDM (time division multiplexing) 을 이용하여 더욱 쉽게 달성될 수 있다. 데이터 서비스 (및 바람직하기로는 보이스 서비스) 에 있어서, 데이터 전송은 통신 링크에서의 시간 의존 열화에 대한 면역성을 제공하기 위해 선택될 수 있는 시간 슬롯에 걸쳐서 발생한다. 또한, 시간 다이버시티는 인터리빙을 이용하여 달성될 수도 있다.

예를 들어, 특정 가입자 유닛으로의 전송은 시간 슬롯 1 내지 x, 또는 발생가능한 시간 슬롯 1 내지 x (예를 들어, 시간 슬롯 1, 5, 8 등) 의 서브세트에 걸쳐서 발생할 수 있다. 각 시간 슬롯에서 전송되는 데이터의 량은 일정하거나 또는 변동될 수 있다. 다수의 시간 슬롯에 걸친 전송은 예를 들어 임펄스 노이즈 및 간섭으로 인한 올바른 데이터 수신 가능성을 향상시킨다.

안테나, 주파수, 및 시간 다이버시티의 결합에 의해 본 발명의 통신 시스템 은 강력한 성능을 제공할 수 있다. 안테나, 주파수, 및/또는 시간 다이버시티는, 전송된 데이터의 적어도 일부를 올바르게 수신할 가능성을 향상시키며, 이는 다른 전송에서 발생할 수 있는 일부 에러들을 정정하는데 사용 (예를 들어, 디코딩에 의해) 될 수 있다. 또한, 안테나, 주파수, 및 시간 다이버시티의 결합에 의해 통신 시스템은 상이한 데이터 레이트, 프로세싱 지연, 및 QoS 요건을 가지는 서로 다른 타입의 서비스를 동시에 수용할 수 있다.

다수의 서로 다른 통신 모드로 동작하는 본 발명의 통신 시스템을 설계할 수 있으며, 각 통신 모드는 안테나, 주파수 또는 시간 다이버시티, 또는 이들의 결합을 이용한다. 통신 모드들은 예를 들어 다이버시티 통신 모드 및 MIMO 통신 모드를 포함한다. 또한, 다이버시티 및 MIMO 통신 모드의 다양한 결합도 통신 시스템에 의해 지원될 수 있다. 또한, 다른 통신 모드들을 구현할 수도 있으며, 이는 본 발명의 범위내에 포함된다.

다이버시티 통신 모드는 송신 및/또는 수신 다이버시티, 주파수, 시간 다이버시티, 또는 이들의 결합을 사용하며, 이는 통상적으로 통신 링크의 신뢰성을 향상시키는데 사용된다. 다이버시티 통신 모드의 일 구현예에 있어서, 송신기 유닛은 수신 유닛들에 공지되어 있는 한정된 세트의 발생가능한 구성들로부터 변조 및 코딩 방식 (즉, 구성) 을 선택한다. 예를 들어, 각 오버헤드 및 공통 채널은 모든 수신기 유닛들에 공지되어 있는 특정 구성과 연관될 수 있다. 특정 사용자에 대한 다이버시티 통신 모드 (예를 들어, 보이스 콜 또는 데이터 전송) 를 이용하는 경우에, 모드 및/또는 구성은 이전의 것 (예를 들어, 이전의 셋 업으로부 터) 으로 공지되거나 또는 수신기 유닛에 의해 협상 (예를 들어, 공통 채널을 통하여) 될 수 있다.

다이버시티 통신 모드에 있어서, 데이터는 하나 이상의 안테나로부터, 하나 이상의 시간 간격으로, 하나 이상의 서브-채널에 전송된다. 할당된 서브-채널들은 동일한 안테나와 연관될 수 있거나 또는 서로 다른 안테나들과 연관된 서브-채널들일 수 있다. "순수(pure)" 다이버시티 통신 모드로도 지칭되는 다이버시티 통신 모드의 공통적인 애플리케이션에 있어서, 모든 사용가능한 송신 안테나로부터 착신지 수신기 유닛으로 데이터를 전송한다. 데이터 레이트 요건이 낮거나 또는 C/I 가 낮거나, 또는 이들 모두가 낮은 순시들에서, 순수 다이버시티 통신 모드를 사용할 수 있다.

MIMO 통신 모드는 일반적으로 통신 링크의 신뢰성을 향상시키고 그 용량을 증가시키는데 사용되며, 통신 링크의 양단에서 안테나 다이버시티를 이용한다. MIMO 통신 모드는 안테나 다이버시티와 함께 주파수 및/또는 시간 다이버시티를 추가로 사용할 수 있다. 여기서 공간 통신 모드로도 지칭되는 MIMO 통신 모드는 아래에 기술될 하나 이상의 프로세싱 모드를 사용한다.

통상적으로, 다이버시티 통신 모드는 특히 높은 C/I 레벨에서 MIMO 통신 모드 보다 더 낮은 스펙트럼 효율을 가진다. 그러나, 낮은 C/I 값 내지 적당한 C/I 값에서, 다이버시티 통신 모드는 구현하기가 더 간단해지며, 동등한 효율을 달성한다. 일반적으로, MIMO 통신 모드를 특히 적당한 C/I 값 내지 높은 C/I 값에서 사용하는 경우에, 더 큰 스펙트럼 효율을 제공할 수 있다. 따라서, MIMO 통신 모드를 데이터 레이트 요건이 적당한 경우에서부터 높은 경우까지 사용하는 것이 바람직하다.

통신 시스템을 다이버시티와 MIMO 통신 모드 모두를 동시에 지원하도록 설계할 수 있다. 통신 모드를 다양한 방식으로 적용할 수 있고, 융통성을 증가시키기 위하여, 서브-채널 베이스와는 독립적으로 적용할 수도 있다. 통상적으로, MIMO 통신 모드를 특정 사용자들에게 적용한다. 그러나, 각 통신 모드를 서브-채널들의 서브세트에 걸쳐서, 모든 서브-채널들에 걸쳐서 독립적으로 각 서브-채널상에 적용할 수 있거나, 또는 일부 다른 베이스상에 적용할 수도 있다. 예를 들어, MIMO 통신 모드를 사용하여 특정 사용자 (예를 들어, 데이터 사용자) 에게 적용할 수 있고, 동시에 다이버시티 통신 모드를 사용하여 서로 다른 서브-채널상의 또 다른 특정 사용자 (예를 들어, 보이스 사용자) 에게 적용할 수 있다. 또한, 다이버시티 통신 모드를 예를 들어 더 높은 경로 손실을 받는 서브-채널들상에 적용할 수도 있다.

또한, 본 발명의 통신 시스템을 다수의 프로세싱 모드를 지원하도록 설계할 수도 있다. 송신기 유닛에 통신 링크의 조건 (즉, "상태") 을 나타내는 정보를 제공하는 경우에, 성능을 더욱 향상시키고 효율을 증가시키기 위하여 송신기 유닛에서 부가적인 프로세싱을 수행할 수 있다. 풀 (full) CSI (channel state information) 또는 부분적인 CSI 를 송신기 유닛에 이용할 수 있다. 풀 CSI 는 각 서브-밴드에 대한 모든 송신 및 수신 안테나 쌍 사이의 전파 경로의 특성 (즉, 진폭 및 위상) 을 충분하게 포함한다. 또한, 풀 CSI 는 서브-밴드 당 C/I 를 포함한다. 아래에 기술된 바와 같이, 풀 CSI 는 송신 안테나들로부터 수신 안테나들로의 전송 경로들의 조건을 기술하는 복소 이득 값의 행렬 세트로 구현될 수 있다. 부분적인 CSI 는 예를 들어 서브-밴드의 C/I를 포함한다. 풀 CSI 또는 부분적인 CSI를 이용하여, 송신기 유닛은 수신기 유닛으로 전송하기 이전에 데이터를 프리-컨디셔닝한다.

풀-CSI 프로세싱 모드의 특정 구현예에 있어서, 송신기 유닛은 특정 수신기 유닛에 고유한 방식으로 송신 안테나들에 제공되는 신호들을 프리컨디셔닝한다 (예를 들어, 프리-컨디셔닝은 수신기 유닛에 할당된 각 서브-밴드에 대하여 수행된다). 채널이 수신기 유닛에 의해 측정되고 이후에 송신기로 재전송되며 전송 메시지를 프리컨디셔닝하는데 사용되는 시간으로부터 인식할 수 있을 정도로 그 채널이 변화하지 않는 한, 의도된 수신기 유닛은 전송신호를 복조할 수 있다. 이러한 구현예에 있어서, 풀-CSI 에 기초한 MIMO 통신은 단지 전송된 신호들을 프리컨디셔닝하는데 사용되는 CSI 와 연관되는 수신기 유닛에 의해 복조될 수 있다.

부분적인-CSI 또는 비(no)-CSI 프로세싱 모드의 특정 구현예에 있어서, 송신기 유닛은 공통 변조 및 코딩 방식을 사용하고 (예를 들어, 각 데이터 채널 전송에 대하여), 상기 방식은 모든 수신기 유닛에 의해 (이론적으로) 복조될 수 있다. 부분적인-CSI 프로세싱 모드의 구현예에 있어서, 단일 수신기 유닛은 그 C/I 를 상술할 수 있고, 모든 안테나에 대하여 사용되는 변조 방식을 그 수신기 유닛에 알맞게 (예를 들어, 신뢰적인 전송에 대하여) 선택할 수 있다. 다른 수신기 유닛들은 전송 메시지를 변조시키려 하지만, 만일 그 유닛들이 적절한 C/I를 가지는 경우 에, 그 유닛들은 그 전송 메시지를 성공적으로 복구시킬 수 있다. 공통 (예를 들어, 브로드캐스트) 채널은 모든 사용자에게 도달하기 위하여 비-CSI 프로세싱 모드를 사용한다.

이하, 풀-CSI 프로세싱을 간략하게 기술한다. CSI 를 송신기 유닛에서 이용할 수 있는 경우에, 간단한 접근방식은 다중-입력 다중-출력 채널을 일련의 독립 채널들로 분해시키는 것이다. 송신기에 채널 전송 기능이 주어지면, 왼쪽의 고유 벡터들을 서로 다른 데이터 스트림들을 전송하는데 사용할 수 있다. 각각의 고유 벡터들로 사용되는 변조 알파벳은 그 모드에서 사용가능한 C/I 에 의해 결정되며, 이는 고유값들로 주어진다. 만일 H 가 특정 시간에서 N_T 개의 송신기 안테나 엘리먼트 및 N_R 개의 수신기 안테나 엘리먼트에 대한 채널 응답을 제공하는 N_R ×N_T 행렬이고,

가 채널의 입력들에 대한 N_T 개의 벡터인 경우에, 수신된 신호를,

으로 표현할 수 있으며,

여기서

은 노이즈 더하기 간섭을 나타내는 N_R 벡터이다. 공액-전치 (conjugate-transpose)를 사용한 채널 행렬의 곱에 의해 형성되는 허미션 (Hermitian) 행렬의 고유벡터 분해 (eigenvector decomposition) 를,

으로 표현할 수 있다.

여기서, 심볼

는 공액-전치를 나타내며, E 는 고유벡터 행렬을 나타내며,

는 양자가 N_T ×N_T 의 크기를 가지는 고유값들의 대각 행렬이다. 송신기는 고유벡터 행렬 E 를 이용하여 일련의 N_T 개 변조 심볼

을 변환시킨다. 따라서, N_T 개의 송신 안테나로부터 전송된 변조 심볼들을,

로 표현할 수 있다.

모든 안테나에 있어서, 프리-컨디셔닝은,

으로 표현된 행렬 곱셈 연산에 의해 달성될 수 있다.

여기서, b₁,b₂,... 및 b_NT 는 각각 송신 안테나 1, 2,..., N_T에서의 특정 서브-채널에 대한 변조 심볼들이며, 여기서 각 변조 심볼을은 아래에 기술된 바와 같이, 예를 들어 M-PSK, M-QAM 등을 이용하여 생성될 수 있으며;

E 는 송신 안테나로부터 수신 안테나로의 전송 손실에 관련된 고유벡터 행렬이며;

x₁,x₂,...,x_NT 는,

로 표현될 수 있는 프리-컨디셔닝된 변조 심볼이다.

이 허미션 행렬이므로, 고유벡터 행렬은 유니터리 (unitary) 이다. 따라서, 만일

의 엘리먼트들이 동일한 전력을 가지는 경우에,

의 엘리먼트도 또한 동일한 전력을 가진다. 그 후, 수신된 신호를,

으로 표현할 수 있다.

수신기는 채널-정합-필터 동작을 수행하며, 이는 오른쪽 고유벡터에 의해 곱해진다. 채널-정합-필터 동작의 결과는,

으로 표현될 수 있는 벡터

이다.

여기서, 새로운 노이즈 항은,

으로 표현될 수 있는 공분산을 가진다.

즉, 노이즈 성분은 고유값들에 의해 주어진 분산과 독립적이다.

의 i 번째 성분의 C/I 는

즉,

의 i 번째 대각 엘리먼트이다.

따라서, 송신기 유닛은 고유값에 의해 주어진 C/I 에 기초한 고유 벡터들 각각에 대한 변조 알파벳 (즉, 신호 콘스텔레이션) 을 선택한다. CSI 가 수신기에서 측정되어 보고되는 시간과 송신기에서의 전송을 프리컨디셔닝하는데 사용되는 시간 사이의 간격에서 채널 조건들이 인식할 수 있을 만큼 변화하지 않는 경우에, 통신 시스템의 성능은 공지된 C/I를 가지는 일련의 독립적인 AWGN 채널들의 성능과 동등하게 될 수 있다.

예를 들어, 4 개의 송신 안테나들로부터 하나의 특정 서브-채널상에 전송되는 채널 데이터 스트림에 MIMO 통신 모드를 적용한다고 가정한다. 채널 데이터 스트림을 각각의 송신 안테나에 대하여 4 개의 데이터 서브-스트림, 하나의 데이터 서브-스트림으로 디멀티플렉싱한다. 그 후에, 각 데이터 서브-스트림을 그 서브-밴드 및 그 송신 안테나에 대한 CSI 에 기초하여 선택된 특정 변조 방식 (예를 들어, M-PSK, M-QAM 등) 을 이용하여 변조한다. 따라서, 변조 심볼들의 스트림을 포함하는 서브-스트림들을 각각 변조하여, 4 개의 데이터 서브-스트림에 대하여 4 개의 변조 서브-스트림을 생성한다. 그 후, 수학식 1 에서 상술한 바와 같은 고유벡터 행렬을 이용하여 4 개의 변조 서브-스트림을 프리컨디셔닝함으로써 프리컨디셔닝된 변조 심볼들을 생성한다. 프리컨디셔닝된 변조 심볼들 중 4 개의 스트림을 각각 4 개의 송신 안테나의 4 개의 콤바이너에 제공한다. 각 콤바이너는 수신된 프리컨디셔닝 변조 심볼들을 다른 서브-채널들의 변조 심볼과 결합하여 연관된 송신 안테나의 변조 심볼 벡터 스트림을 생성한다.

통상적으로, 풀-CSI 기반 프로세싱은 평행한 데이터 스트림들이 할당된 서브-채널들 각각에 대하여 각각의 채널 고유 모드들로 특정 사용자에게 전송되는 MIMO 통신 모드에 사용된다. 이용가능한 고유모드들의 서브세트에 대한 전송 메시지가 할당된 서브-채널들의 각각에 수용되는 경우에 (예를 들어, 빔 조종 (beam steering) 을 구현하기 위해) 풀 CSI 에 기초한 유사 프로세싱을 수행할 수 있다. 풀-CSI 프로세싱과 연관된 비용 (예를 들어, 송신기와 수신기에서의 증가된 복잡성, 수신기 유닛으로부터 송신기 유닛으로의 CSI 의 전송에 대하여 증가된 오버헤드 등) 때문에, 풀-CSI 프로세싱을 성능 및 효율에서의 부가적인 증가가 정당화되는 MIMO 통신 모드의 임의의 순시에 적용할 수 있다.

풀 CSI 를 이용할 수 없는 순시에서, 전송 경로에 대하여 덜 기술적인 정보 (또는 부분적인 CSI) 를 이용할 수 있으며, 이를 전송 이전에 데이터를 프리컨디셔닝하는데 사용할 수 있다. 예를 들어, 서브 채널들 각각의 C/I 를 이용할 수 있다. 그 후, C/I 정보를 다양한 송신 안테나들로부터의 전송 메시지를 제어하는데 사용하여, 관심있는 서브-채널들에서 요구되는 성능을 제공하고 시스템 용량을 증가시킨다.

여기서 사용되는 바와 같이, 풀-CSI 기반 프로세싱 모드들은 풀 CSI를 이용하는 프로세싱 모드를 나타내며, 부분-CSI 기반 프로세싱 모드들은 부분적인 CSI를 이용하는 프로세싱 모드들을 나타낸다. 풀-CSI 기반 프로세싱 모드들은 예를 들어 MIMO 통신 모드로 풀-CSI 기반 프로세싱을 이용하는 풀-CSI MIMO 모드를 포함한다. 부분-CSI 기반 모드들은 예를 들어 MIMO 통신 모드로 부분-CSI 기반 프로세싱을 이용하는 부분-CSI MIMO 모드를 포함한다.

이용가능한 채널 상태 정보 (예를 들어, 고유모드 또는 C/I) 를 이용하여 송신기 유닛을 프리-컨디셔닝하기 위하여 풀-CSI 또는 부분-CSI 프로세싱을 사용하는 순시들에서, 수신기 유닛으로부터의 피드백 정보를 필요로 하며, 이는 역방향 링크 용량의 일부를 이용한다. 따라서, 풀-CSI와 부분-CSI 기반 프로세싱 모드와 연관된 비용이 존재한다. 그 비용은 어느 프로세싱 모드를 사용할 것인가에 대한 선택으로 팩터화되어야 한다. 부분-CSI 기반 프로세싱 모드는 보다 적은 오버헤드를 필요로 하고 일부 순시에서 더욱 유효하게 될 수 있다. 비(no)-CSI 기반 프로세싱 모드는 어떠한 오버헤드들도 필요하지 않으며, 일부 다른 환경하에서 풀-CSI 기반 프로세싱 모드 또는 부분-CSI 기반 프로세싱 모드보다 더욱 유효하게 될 수 있다.

만일 송신기 유닛이 CSI를 가지며, 통신 링크들의 특성을 나타내는 고유모드들을 이용하여 독립적인 채널 데이터 스트림을 전송하는 경우에, 이 경우에 할당된 서브-채널들은 통상적으로 단일 사용자에게 고유하게 할당된다. 다른 한편으로, 사용되는 변조 및 코딩 방식이 모든 사용자들에 대하여 공통되는 경우에 (즉, 송신기에서 사용되는 CSI 가 특정 사용자의 것이 아닌 경우), 이 프로세싱 모드로 전송되는 정보를 C/I 에 따라 하나 이상의 사용자에 의해 수신 및 디코딩할 수 있 다.

도 2 는 본 발명의 통신 시스템의 태양들 중 적어도 일부를 도표로 나타내는 다이어그램이다. 도 2 는 송신기 유닛의 N_T 개의 송신 안테나들 중 하나로부터의 특정 전송예를 나타낸다. 도 2 에 있어서, 수평축은 시간이고, 수직축은 주파수이다. 이 예에 있어서, 전송 채널은 16 개의 서브-채널을 포함하고, OFDM 심볼들의 시퀀스를 전송하는데 사용되며, 여기서 각 OFDM 심볼은 모두 16 개의 서브-채널을 커버링한다 (하나의 OFDM 심볼은 도 2 의 상부에 표시되며 모두 16 개의 서브-밴드를 포함한다). 또한, 데이터 전송이 시간 슬롯들로 파티션되는 TDM 구조를 나타내며, 여기서 각 시간 슬롯은 예를 들어 1 변조 심볼 길이의 지속기간을 가진다(즉, 각 변조 심볼은 TDM 간격으로 사용된다).

이용가능한 서브-채널들을 시그널링, 보이스, 트래픽 데이터, 및 그 밖의 것을 전송하는데 사용할 수 있다. 도 2 에 나타낸 예에 있어서, 시간 슬롯 1 에서의 변조 심볼은 파일럿 데이터에 대응하고, 이 파일럿 데이터는 수신기 유닛을 동기화시키는데 도움을 주며 채널 추정을 수행하도록 주기적으로 전송된다. 시간과 주파수에 걸쳐서 파일럿 데이터를 분배하기 위한 다른 기술들을 사용할 수도 있으며, 이 기술은 본 발명의 범위내에 포함된다. 또한, 모든 서브-채널들을 사용하는 경우에 (예를 들어, 대략 1/W 의 칩 지속기간을 가진 PN 코드) 파일럿 간격 동안에 특정 변조 방식을 이용하는 것이 유리할 수도 있다. 통상적으로, 파일럿 변조 심볼의 전송은 특정 프레임 레이트로 발생하며, 상기 레이트는 일반적으 로 통신 링크의 변동을 정확하게 추적하기에 충분히 빠르게 선택된다.

그 후, 파일럿 전송에 사용되지 않는 시간 슬롯들을 다양한 타입의 데이터를 전송하는데 사용할 수 있다. 예를 들어, 수신기 유닛들로 제어 및 브로드캐스드 데이터를 전송하기 위해 서브-채널 1 및 2 을 확보할 수 있다. 통상적으로, 이들 서브-채널들상의 데이터는 모든 수신기 유닛들에 의해 수신되도록 의도된다. 그러나, 제어 채널상의 메시지들의 일부는 사용자 명세일 수 있으며, 이는 그 명세에 따라서 인코딩될 수 있다.

보이스 데이터 및 트래픽 데이터를 나머지 서브 채널들에 의해 전송할 수 있다. 도 2 에 나타낸 예에 있어서, 시간 슬롯 2 내지 9 에서의 서브-채널 3 을 보이스 콜 1 에 사용하며, 시간 슬롯 2 내지 9 에서의 서브-채널 4 를 보이스 콜 2 에 사용하며, 시간 슬롯 5 내지 9 에서의 서브-채널 5 를 보이스 콜 3 에 사용하며, 시간 슬롯 7 내지 9 에서의 서브-채널 6 을 보이스 콜 5 에 사용한다.

나머지 이용가능한 서브-채널 및 시간 슬롯을 트래픽 데이터의 전송에 사용할 수 있다. 도 2 에 나타낸 예에 있어서, 데이터 1 전송은 시간 슬롯 2 에서 서브-채널 5 내지 16 을, 시간 슬롯 7 에서 서브-채널 7 내지 16 을 사용하며, 데이터 2 전송은 시간 슬롯 3 및 4 에서 서브-채널 5 내지 16 을, 시간 슬롯 5 에서 서브-채널 6 내지 16 을 사용하며, 데이터 3 전송은 시간 슬롯 6 에서 서브-채널 6 내지 16 을 사용하며, 데이터 4 전송은 시간 슬롯 8 에서 서브-채널 7 내지 16 을 사용하며, 데이터 5 전송은 시간 슬롯 9 에서 서브-채널 7 내지 11 을 사용하며, 데이터 6 전송은 시간 슬롯 9 에서 서브-채널 12 내지 16 을 사용한다. 데이터 1 내지 6 전송은 하나 이상의 수신기 유닛들로의 트래픽 데이터의 전송을 나타낼 수 있다.

본 발명의 통신 시스템은 트래픽 데이터의 전송을 융통성있게 지원한다. 도 2 에 나타낸 바와 같이, 특정 데이터 전송 (예를 들어, 데이터 2) 은 다수의 서브-채널 및/또는 다수의 시간 슬롯에 걸쳐서 발생할 수 있으며, 다수의 데이터 전송 (예를 들어, 데이터 5 및 6) 은 일 시간 슬롯에서 발생할 수 있다. 또한, 데이터 전송 (예를 들어, 데이터 1) 은 비연속적인 시간 슬롯들에 걸쳐서 발생할 수도 있다. 또한, 상기 시스템은 하나의 서브-채널에 의한 다수의 데이터의 전송을 지원하도록 설계될 수 있다. 예를 들어, 보이스 데이터를 트래픽 데이터를 이용하여 멀티플렉싱하여, 단일 서브-채널에 의해 전송할 수 있다.

데이터 전송의 멀티플렉싱은 OFDM 심볼로부터 다른 심볼로 잠재적으로 변경시킬 수 있다. 또한, 통신 모드는 사용자간 (예를 들어, 하나의 보이스 또는 데이터 전송으로부터 다른 보이스 또는 데이터전송으로)에 서로 다를 수도 있다. 예를 들어, 보이스 사용자들은 다이버시티 통신 모드를 사용할 수 있고, 데이터 사용자들은 MIMO 통신 모드들을 사용할 수 있다. 이러한 특성의 컨셉은 서브-채널 레벨로 확대 해석할 수 있다. 예를 들어, 데이터 사용자는 충분한 C/I 를 가지는 서브-채널들에서 MIMO 통신 모드를, 나머지 서브-채널들에서는 다이버시티 통신 모드를 사용할 수 있다.

서로 다른 서브-밴드의 다수의 서브-채널에 의해, 다수의 시간 슬롯에 걸쳐서 다수의 안테나로부터 데이터를 전송함으로써 안테나, 주파수, 및 시간 다이버시 티를 각각 달성할 수 있다. 예를 들어, 특정 메시지 (예를 들어, 보이스 콜 1) 에 대한 안테나 다이버시티를 2 개 이상의 안테나를 통하여 특정 서브-채널 (예를 들어, 서브-채널 1) 상에 (보이스) 데이터를 전송함으로써 달성될 수 있다. 특정 메시지 (예를 들어, 보이스 콜 1) 에 대한 주파수 다이버시티는 서로 다른 서브-밴드내의 2 개 이상의 서브-채널 (예를 들어, 서브-채널 1 및 2) 에 의해 데이터를 전송함으로써 달성될 수 있다. 안테나와 주파수 다이버시티의 결합은 2 개 이상의 서브-채널들에 의해 2 개 이상의 안테나로부터 데이터를 전송함으로써 달성될 수 있다. 시간 다이버시티는 다수의 시간 슬롯들에 걸쳐 데이터를 전송함으로써 달성될 수 있다. 예를 들어, 도 2 에 나타낸 바와 같이, 시간 슬롯 7 에서의 데이터 1 의 전송은 시간 슬롯 2 에서의 데이터 1 의 전송의 일부 (예를 들어, 새로 입수되거나 반복된다) 이다.

다수의 안테나 및/또는 다수의 서브-밴드들로부터 동일한 또는 서로 다른 데이터를 전송하여 소망의 다이버시티를 얻을 수 있다. 예를 들어, 데이터를 (1) 한 개의 안테나로부터 한 개의 서브-채널에 의해, (2) 다수의 안테나로부터 서브-채널 (예를 들어, 서브-채널 1) 에 의해, (3) 모두 N_T 개의 안테나로부터 한 개의 서브-채널에 의해, (4) 한 개의 안테나로부터 일련의 서브-채널 (예를 들어, 서브-채널 1 및 2) 에 의해, (5) 다수의 안테나로부터 일련의 서브-채널들에 의해, (6) 모두 N_T 개의 안테나로부터 일련의 서브-채널들에 의해, 또는 (7) 일련의 안테나들로부터 일련의 채널들에 의해 (예를 들어, 하나의 시간 슬롯에서의 안테나 1 및 2 로부터의 서브-채널 1, 또 다른 시간 슬롯에서의 안테나 2 로부터의 서브-채널 1 및 2 등) 전송할 수 있다. 따라서, 안테나와 주파수 다이버시티를 제공하는데 서브-채널들 및 안테나들의 임의의 결합을 사용할 수 있다.

큰 융통성을 제공하고 높은 성능 및 효율을 달성할 수 있는 본 발명의 어떤 실시예들에 따르면, 각 송신 안테나의 각 시간 슬롯에서의 각 서브-채널은, 파일럿, 시그널링, 브로드캐스트, 보이스, 트래픽 데이터, 및 그 밖의 것, 또는 이들의 결합 (예를 들어, 멀티플렉싱된 보이스 및 트래픽 데이터) 과 같은 임의의 타입의 데이터를 전송하는데 사용될 수 있는 독립적인 전송 메시지 (즉, 변조 심볼) 유닛으로 간주될 수 있다. 이러한 설계에 있어서, 보이스 콜은 시간에 따라 동적으로 할당된 서로 다른 서브-채널들일 수 있다.

아래에 기술한 바와 같이, 융통성, 성능, 효율은 변조 심볼들 사이의 독립성을 허용함으로써 추가로 달성된다. 예를 들어, 특정 시간, 주파수, 및 공간에서 자원을 최대로 사용할 수 있는 변조 방식 (예를 들어, M-PSK, M-QAM, 및 그 밖의 것) 으로부터 각 변조 심볼을 생성할 수 있다.

송신기 및 수신기 유닛의 설계 및 구현을 간략화하기 위하여 다수의 제한을 부과할 수 있다. 예를 들어, 콜의 지속 기간 동안에, 또는 서브-채널 재할당이 수행되는 시간까지 특정 서브-채널에 보이스 콜을 할당할 수 있다. 또한, 일부 일정한 서브-채널들 (예를 들어, 도 2 에 나타낸 바와 같이, 제어 데이터용 서브-채널 1 과 브로드캐스트 데이터용 서브-채널 2) 에 시그널링 및/또는 브로드캐스트 데이터를 나타낼 수 있으므로, 수신기 유닛들은 데이터를 수신하고 복조하기 위하 여 어느 서브-채널들을 선택할 지에 대한 우선순위를 알 수 있다.

또한, 각 데이터 전송 채널 또는 서브-채널은, 전송의 지속기간 동안에 또는 새로운 변조 방식이 할당되는 시간까지 특정 변조 방식 (예를 들어, M-PSK, M-QAM) 으로 한정될 수 있다. 예를 들어, 도 2 에 있어서, 서브-채널 3 의 보이스 콜 1 은 QPSK를 이용할 수 있고, 서브-채널 4 의 보이스 콜 2 는 16-QAM 을 이용할 수 있고, 시간 슬롯 2 에서의 데이터 1 의 전송은 8-PSK를 이용할 수 있고, 시간 슬롯 3 내지 5 에서의 데이터 2 의 전송은 16-QAM을 이용할 수 있다.

TDM을 이용하여 보이스 데이터 및 트래픽 데이터의 전송시의 융통성을 더 크게 할 수 있으며, 자원을 다양하게 할당하는 것을 고려할 수 있다. 예를 들어, 사용자에게 각 시간 슬롯에 대하여 하나의 서브-채널을 또는 동등하게 매 4 번째 시간 슬롯마다 4 개의 서브-채널을 할당하거나, 또는 일부 다른 할당방식을 사용한다. 효율을 향상시키기 위하여 지정된 시간 슬롯(들)에서 TDM을 이용하여 데이터를 집합 및 전송할 수 있다.

만일 보이스 기능을 송신기에서 구현하는 경우에, 어떤 보이스도 전송되지 않은 간격들에서, 송신기는 다른 사용자들에게 서브-채널을 할당하여 서브-채널 효율을 극대화시킬 수 있다. 아이들(idle) 보이스 간격동안에 전송할 데이터를 입수하지 못한 경우에, 송신기는 서브-채널에 전송된 전력을 감소 (또는 턴-오프) 시킬 수 있고, 네트워크내의 또 다른 셀의 동일 서브-채널을 사용하고 있는 시스템내의 다른 사용자들에게 제공되는 인터페이스 레벨들을 감소시킬 수 있다. 또한, 동일한 특성을 오버헤드, 제어, 데이터, 및 다른 채널들로 확장할 수도 있다.

통상적으로, 연속적인 시간 간격에 걸쳐서 이용가능한 자원 중 작은 부분의 할당은 지연을 작게하며, 보이스와 같은 지연에 민감한 서비스를 더욱 적합하게 할 수 있다. TDM을 사용한 전송은, 발생가능한 부가적인 지연들의 대가로 더 높은 효율을 제공할 수 있다. 본 발명의 통신 시스템은 자원을 할당하여 사용자 요건을 만족시키고 효율 및 성능을 더 높게 할 수 있다.

도 3 은 도 1 의 시스템 (110) 의 데이터 프로세서 (112) 와 변조기 (114) 의 실시예에 대한 블록도이다. 시스템 (110) 에 의해 전송될 모든 데이터를 포함하는 총 입력 데이터 스트림을 데이터 프로세서 (112) 내의 DEMUX (demultiplexer)(310) 에 제공한다. 디멀티플렉서 (310) 는 입력 데이터 스트림을 K 개의 채널 데이터 스트림 (S₁ 내지 S_k)으로 디멀티플렉싱한다. 각 채널 데이터 스트림은 예를 들어 시그널링 채널, 브로드캐스트 채널, 보이스 콜, 또는 트래픽 데이터 전송에 대응할 수 있다. 각 채널 데이터 스트림을 특정 코딩 방식을 이용하여 데이터를 인코딩하는 각각의 인코더 (312) 에 제공한다.

인코딩은 링크의 신뢰성을 증가시키는데 사용되며, 에러 정정 코딩 또는 에러 검출 코딩, 또는 이들 모두를 포함할 수 있다. 특히, 이러한 인코딩은 예를 들어 인터리빙, 콘볼루션 코딩, 터보 코딩, 트렐리스 코딩, 블록 코딩 (예를 들어, 리드-솔로몬 코딩), CRC (cyclic redundancy check) 코딩, 및 그 밖의 것을 포함할 수 있다. 터보 인코딩은 모두 여기서 참조되는, 명칭이 "Turbo Code Interleaver Using Linear Congruential Sequences"로 1998 년 12 월 4 일자로 출 원된 미국 특허 출원 제 09/205,511 호 및 명칭이 "The cdma2000 ITU-R RTT Candidate Submission"(이하, IS-2000 표준이라 함) 인 문헌에 더 상세히 기재되어 있다.

인코딩은 도 3 에 나타낸 바와 같이, 퍼-채널 (per channel) 베이스 즉, 각 채널 데이터 스트림 마다 수행된다. 그러나, 인코딩은 총입력 데이터 스트림에 대하여, 다수의 채널 데이터 스트림에 대하여, 채널 데이터 스트림의 일부에 대하여, 일련의 안테나에 따라서, 일련의 서브-채널들에 따라서, 일련의 서브 채널들 및 안테나들에 따라서, 각 서브-채널에 따라서, 각 변조 심볼에 대하여 또는 일부 다른 시간, 공간, 및 주파수 단위에 대하여 수행될 수 있다. 그 후에, 인코더 (312a 내지 312k) 로부터 인코딩된 데이터를, 데이터를 프로세싱하는 데이터 프로세서 (320) 에 제공하여 변조 심볼들을 생성한다.

일 구현예에 있어서, 데이터 프로세서 (320) 는 하나 이상의 시간 슬롯에서, 하나 이상의 안테나에 의해 각 채널 데이터 스트림을 하나 이상의 서브-채널들에 할당한다. 예를 들어, 보이스 콜에 대응하는 채널 데이터 스트림에 있어서, 데이터 프로세서 (320) 는 콜에 대하여 요구되는 많은 시간 슬롯들에 대하여 하나의 안테나 (만일 송신 다이버시티가 사용되지 않는 경우에) 또는 다수의 안테나 (만일 송신 다이버시티가 사용되는 경우에) 에 의해 하나의 서브-채널을 할당할 수 있다. 시그널링 또는 브로드캐스트 채널에 대응하는 채널 데이터 스트림에 있어서, 데이터 프로세서 (320) 는 송신 다이버시티를 이용하는지에 따라서 그 지정된 서브-채널(들) 을 하나 이상의 안테나에 할당할 수 있다. 그 후에, 데이터 프로세서 (320) 는 데이터 전송에 대응하는 채널 데이터 스트림에 대하여, 나머지 이용가능한 자원들을 할당한다. 지연에 대한 보다 큰 허용 및 데이터 전송의 버스티 특성으로 인해, 데이터 프로세서 (320) 는 이용가능한 자원들을 할당하여 높은 성능 및 높은 효율의 시스템 목표를 달성할 수 있다. 따라서, 데이터 전송은 시스템 목표를 달성하기 위하여 "스케줄링된" 것이다.

각 시간 슬롯(들), 서브-채널(들), 및 안테나(들) 에 각각의 채널 데이터 스트림을 할당한 후에, 채널 데이터 스트림내의 데이터를 다중-캐리어 변조를 이용하여 변조한다. 실시예에 있어서, OFDM 변조를 사용하여 다수의 이점을 제공할 수 있다. OFDM 변조의 일 구현예에 있어서, 각 채널 데이터 스트림내의 데이터는 블록들로 그룹화되며, 각 블록은 특정 개수의 데이터 비트를 가진다. 그 후에, 각 블록내의 데이터 비트들을 채널 데이터 스트림과 연관된 하나 이상의 서브-채널들에 할당한다.

그 후에, 각 블록내의 비트들을 개별 서브-채널들로 디멀티플렉싱하며, 서브 채널들 각각은 잠재적으로 서로 다른 개수의 비트들 (즉, MIMO 프로세싱이 사용되는지의 여부 그리고 서브-채널의 C/I 에 기초하여) 을 운반한다. 이러한 서브-채널들 각각에 대하여, 비트들은 그 서브-채널과 연관된 특정 변조 방식 (예를 들어, M-PSK 또는 M-QAM) 을 이용하여 변조 심볼들로 그룹화된다. 예를 들어, 16-QAM 을 이용하여, 신호 콘스텔레이션은 복소 평면 (즉,

) 에서 16 개의 점으로 이루어져 있으며, 복소 평면의 각 점은 4 비트의 정보를 운반한다. MIMO 프로세싱 모드에 있어서, 서브-채널내의 각 변조 심볼은 변조 심볼들의 선형 결합을 나타내며, 이들 각각은 서로 다른 콘스텔레이션으로부터 선택될 수 있다.

L 개의 변조 심볼들을 수집하여 L 차의 변조 심볼 벡터 V 를 형성한다. 변조 심볼 벡터 V 의 각 엘리먼트는 변조 심볼들이 운반되는 고유 주파수 또는 톤을 가지는 특정 서브-채널과 연관된다. 이러한 L 개의 변조 심볼들을 수집하여 서로 모두 직교되게 한다. 각 안테나의 각 시간 슬롯에 있어서, L 개의 서브-채널들에 대응하는 L 개의 변조 심볼들을 IFFT (inverse fast Fourier transform) 을 이용하여 OFDM 심볼로 결합한다. 각 OFDM 심볼은 L 개의 서브-채널들에 할당된 채널 데이터 스트림으로부터의 데이터를 포함한다.

OFDM 변조는 명칭이 "Multicarrier Modulation for Data Transmission : An Idea Whose Time Has Come" 으로 John A.C. Bingham 에 의해 1990 년 5 월에 IEEE 통신 매거진에 기고된 논문에 더 상세히 기재되어 있으며, 이는 여기서 참조된다.

따라서, 데이터 프로세서 (320) 는 K 개의 채널 데이터 스트림에 대응하여 인코딩된 데이터를 수신 및 프로세싱하여, 각 송신 안테나에 대하여 하나의 변조 심볼 벡터가 대응하도록, N_T 개의 변조 심볼 벡터 (V₁ 내지 V_NT ) 을 제공한다. 몇몇 구현예에 있어서, 변조 심볼 벡터의 일부는 서로 다른 송신 안테나로 예정된 특정 서브-채널상에 중복 정보를 가질 수 있다. 변조 심볼 벡터 (V₁ 내지 V_NT)를 각각 변조기 (114a 내지 114t) 에 제공한다.

도 3 에 나타낸 실시예에 있어서, 각 변조기 (114) 는 IFFT (330), 사이클릭 프리픽스 생성기 (332), 및 업컨버터 (334) 를 포함한다. IFFT (330) 은 수신 된 변조 심볼 벡터들을 OFDM 심볼로 지칭되는 시간-영역 표현으로 변환시킨다. IFFT (330) 는 임의의 개수 (예를 들어, 8, 16, 32 등) 의 서브-채널들에 대하여 IFFT를 수행하도록 설계될 수 있다. 실시예에 있어서, OFDM 심볼로 변환된 각 변조 심볼 벡터에 있어서, 사이클릭 프리픽스 생성기 (332) 는 OFDM 심볼의 시간-영역 표현의 일부를 반복하여 특정 안테나에 대한 전송 심볼을 형성한다. 아래에 기술된 바와 같이, 사이클릭 프리픽스는, 전송 심볼이 다중경로 지연 확산시에 직교 특성을 유지하여, 유해한 경로 효과에 대하여 향상된 성능을 나타낸다. IFFT (330) 및 사이클릭 프리픽스 생성기 (332) 의 구현은 당해 분야에 공지되어 있으므로 여기서 상세히 설명하지는 않는다.

각각의 사이클릭 프리픽스 생성기 (332) 로부터의 시간-영역 표현 (즉, 각 안테나에 대한 전송 심볼들) 을 업컨버터 (334) 에 의해 프로세싱하고, 아날로그 신호로 변환하고, RF 주파수로 변조하고, 커디셔닝 (즉, 증폭 및 필터링) 하여 RF 변조 신호를 생성하고, 이를 각각의 안테나 (16) 로부터 전송한다.

또한, 도 3 은 데이터 프로세서 (320) 의 실시예에 대한 블록도를 나타낸다. 각 채널 데이터 스트림에 대하여 인코딩된 데이터 (즉, 인코딩된 데이터 스트림, X) 를 각각의 채널 데이터 프로세서 (322) 로 제공한다. 만일 채널 데이터 스트림이 다수의 서브-채널들 및/또는 다수의 안테나를 통하여 전송되는 경우에 (전송 메시지의 적어도 일부와 중복되지 않고), 채널 데이터 프로세서 (322) 는 채널 데이터 스트림을 최대

개의 데이터 서브-스트림으로 디멀티플렉싱한다. 각 데이터 서브-스트림은 특정 안테나에서의 특정 서브-채널에 대한 전송에 대응한다. 통상적인 구현예에 있어서, 서브-채널들의 일부가 시그널링, 보이스, 및 다른 타입의 데이터에 사용되므로, 데이터 서브-스트림의 개수는

보다 작다. 그 후에, 데이터 서브-스트림을 프로세싱하여 할당된 서브-채널들 각각에 대한 대응하는 서브-스트림들을 생성하고 이를 콤바이너 (324) 로 제공한다. 콤바이너 (324) 는 각 안테나를 위해 설계된 변조 심볼들을 변조 심볼 벡터들로 결합하여, 이를 변조 심볼 벡터 스트림으로서 제공한다. 그 후에, N_T 개의 안테나에 대한 N_T 개의 변조 심볼 벡터 스트림을 후속 프로세싱 블록 (즉, 변조기 (114)) 에 제공한다.

큰 융통성, 최고의 성능, 및 최대의 효율을 제공하는 설계에 있어서, 각 서브-채널의 각 시간 슬롯에서 전송될 변조 심볼을 개별적으로 그리고 독립적으로 선택할 수 있다. 이러한 특성에 의해 시간, 주파수, 및 공간이라는 전체 3 개의 차원에 걸쳐 이용가능한 자원을 최대로 사용할 수 있다. 따라서, 각 변조 심볼에 의해 전송되는 데이터 비트들의 개수가 달라지게 된다.

도 4a는 하나의 채널 데이터 스트림을 프로세싱하는데 사용되는 채널 데이터 프로세서 (400) 의 실시예에 대한 블록도이다. 채널 데이터 프로세서 (400) 는 도 3 의 하나의 채널 데이터 프로세서 (322) 를 구현하는데 사용될 수 있다. 채널 데이터 스트림의 전송은 다수의 서브-채널들 (예를 들어, 도 2 의 데이터 1 에 대하여) 에 대하여 발생할 수 있고, 또한 다수의 안테나로부터 발생할 수 있다. 각 서브-채널 그리고 각 안테나로부터의 전송에 의해 비-중복된 데이터를 나타낼 수 있다.

채널 데이터 프로세서 (400) 내에서, 디멀티플렉서 (420) 는 인코딩된 데이터 스트림 (X_i)을 수신하여 다수의 서브-채널 데이터 스트림 (X_i 내지 X_i _,M) 으로 디멀티플렉싱하며, 각 서브-채널에 대한 하나의 서브-채널 데이터 스트림을 데이터를 전송하는데 사용한다. 데이터 디멀티플렉싱은 균일하게 되거나 또는 비균일하게 될 수 있다. 예를 들어, 전송 경로들에 대한 몇몇 정보가 공지되어 있는 경우에 (즉, 풀 CSI 또는 부분적인 CSI 가 공지되어 있음), 디멀티플렉서 (420) 는 더 많은 bps/Hz을 전송할 수 있는 서브-채널들에 더 많은 데이터 비트를 전송할 수 있다. 그러나, 어떠한 CSI 도 공지되어 있지 않은 경우에, 디멀티플렉서 (420) 는 대략 균일한 개수의 비트들을 할당된 서브-채널들 각각에 균일하게 전송할 수 있다.

그 후에, 각 서브-채널 데이터 스트림을 각각의 공간 분할 프로세서 (430) 에 제공한다. 각 공간 분할 프로세서 (430) 는 수신된 서브-채널 데이터 스트림을 최대 N_T 개의 데이터 서브-스트림으로 추가로 디멀티플렉싱할 수 있으며, 데이터를 전송하는데 각 안테나에 대하여 하나의 데이터 서브-스트림이 사용된다. 따라서, 디멀티플렉서 (420) 및 공간 분할 프로세서 (430) 에 후속하여, 인코딩된 데이터 스트림 (Xi) 을 최대 N_T 개의 안테나로부터 최대 L 개의 서브-채널들상에 전송될 최대

개의 데이터 서브-스트림으로 디멀티플렉싱할 수 있다.

임의의 특정 시간 슬롯에서, 각각의 공간 분할 프로세서 (430) 에 의해 최대 N_T 개의 변조 심볼들을 생성하여 N_T 개의 콤바이너 (400a 내지 440t) 로 제공한다. 예를 들어, 서브-채널 1 에 할당된 공간 분할 프로세서 (430a) 는 안테나 (1 내지 N_T) 의 서브-채널 1 에 대하여 최대 N_T 개의 변조 심볼을 제공할 수 있다. 이와 유사하게, 서브-채널 K 에 할당된 공간 분할 프로세서 (430k) 는 안테나 (1 내지 N_T) 의 서브-채널 K 에 대하여 최대 N_T 개의 심볼들을 제공할 수 있다. 각 콤바이너 (440) 는 L 개의 서브-채널들에 대한 변조 심볼들을 수신하고, 각 시간 슬롯에 대한 심볼들을 변조 심볼 벡터로 결합하고, 그 변조 심볼 벡터들을 다음 프로세싱 스테이지 (예를 들어, 변조기 (114)) 에 대한 변조 심볼 벡터 스트림 V 로서 제공한다.

또한, 채널 데이터 프로세서 (400) 는 상술된 풀-CSI 또는 부분적인-CSI 프로세싱 모드들을 구현하는데 필요한 프로세싱을 제공하도록 설계될 수 있다. CSI 프로세싱은 이용가능한 CSI 정보 및 선택된 채널 데이터 스트림, 서브-채널들, 안테나 등에 기초하여 수행될 수 있다. 또한, CSI 프로세싱은 선택적으로 그리고 동적으로 인에이블되거나 디스에이블될 수 있다. 예를 들어, CSI 프로세싱은 특정 전송에 대하여 인에이블되거나 일부 다른 전송에 대하여 디스에이블될 수 있다. CSI 프로세싱은 예를 들어, 전송 링크가 적절한 C/I를 가지는 경우에, 어떤 조건하에서 인에이블될 수 있다.

도 4a 의 채널 데이터 프로세서 (400) 은 하이 레벨의 융통성을 제공한다. 그러나, 이러한 융통성은 통상적으로 모든 채널 데이터 스트림에 대하여 요구되지는 않는다. 예를 들어, 보이스 콜에 대한 데이터가 통상적으로 콜의 지속기간 동안에, 또는 서브-채널이 재할당되는 시간까지 하나의 서브-채널에 걸쳐서 전송된다. 채널 데이터 프로세서의 설계는 이러한 채널 데이터 스트림에 대하여 크게 간략화될 수 있다.

도 4b 는 오버헤드 데이터, 시그널링, 보이스, 또는 트래픽 데이터와 같은 하나의 채널 데이터 스트림에 사용될 수 있는 프로세싱에 대한 블록도이다. 공간 분할 프로세서 (450) 는 도 3 의 일 채널 데이터 프로세서 (322) 를 구현하는데 사용될 수 있고, 예를 들어 보이스 콜과 같은 채널 데이터 스트림을 지원하는데 사용될 수 있다. 보이스 콜은 통상적으로 다수의 시간 슬롯 (예를 들어, 도 2 의 보이스 1) 의 일 서브-채널에 할당되며, 다수의 안테나로부터 전송될 수 있다. 인코딩된 데이터 스트림 (X_i) 는 데이터를 블록들로 그룹화하는 공간 분할 프로세서 (450) 로 제공되며, 여기서 각 블록은 변조 심볼을 생성하는데 사용되는 특정 개수의 비트를 가진다. 그 후에, 공간 분할 프로세서 (450) 로부터의 변조 심볼들을 채널 데이터 스트림을 전송하는데 사용되는 하나 이상의 안테나와 연관된 하나 이상의 콤바이너 (440) 에 제공한다.

다음으로, 본 발명의 이해를 돕기 위하여 도 2 에 나타낸 전송 신호를 생성할 수 있는 송신기 유닛의 특정 구현예를 설명한다. 도 2 의 시간 슬롯 2 에서, 각각 서브-채널 1 에 제어 데이터를 전송하며, 서브-채널 2 에 브로드캐스트 데이터를 전송하며, 서브-채널 3 및 4 에 보이스 콜 1 및 2 를 할당하며, 서브-채널 (5 내지 16) 에 트래픽 데이터를 전송한다. 이 예에 있어서, 송신기 유닛은 4 개의 송신 안테나 (즉, N_T = 4) 를 포함하는 것으로 가정하며, 4 개의 안테나에 대하여 4 개의 전송 신호 (즉, 4 개의 RF 변조 신호) 를 생성한다.

도 5a 는 도 2 의 시간 슬롯 2 의 전송 신호를 생성하는데 사용될 수 있는 프로세싱 유닛들의 일부에 대한 블록도이다. 입력 데이터 스트림을 DEMUX (demultiplexer)(510) 로 제공하여, 도 2 의 제어, 브로드캐스트, 보이스 1, 보이스 2, 및 데이터 1 에 대응하는 5 개의 채널 데이터 스트림 (S₁ 내지 S₅) 으로 디멀티플렉싱한다. 각 채널 데이터 스트림을 그 스트림에 대하여 선택된 인코딩 방식을 이용하여 데이터를 인코딩하는 각각의 인코더 (512) 로 제공한다.

이 예에 있어서, 채널 데이터 스트림 (S₁ 내지 S₃)을 송신 다이버시티를 이용하여 전송한다. 따라서, 인코딩된 데이터 스트림 (X₁ 내지 X₃) 각각을 그 스트림에 대한 변조 심볼들을 생성하는 각각의 채널 데이터 프로세서 (532) 에 제공한다. 그 후에, 각 채널 데이터 프로세서 (532a 내지 532c) 로부터의 변조 심볼들을 총 4 개의 콤바이너 (540a 내지 540d) 로 제공한다. 각 콤바이너 (540) 는, 콤바이너와 연관된 안테나에 관하여 지정된 모두 16 개의 서브-채널들에 대한 변조 심볼들을 수신하고, 각 시간 슬롯에서 각 서브-채널상의 심볼들을 결합하여 변조 심볼 벡터를 생성하고, 변조 심볼 벡터들을 연관된 변조기 (114) 에 대한 변조 심볼 벡터 스트림 V 로서 제공한다. 도 5a 에 나타낸 바와 같이, 모두 4 개 의 안테나로부터 서브-채널 1 에 채널 데이터 스트림 S₁ 을 전송하고, 모두 4 개의 안테나로부터 서브-채널 2 에 채널 데이터 스트림 S₂를 전송하고, 모두 4 개의 안테나로부터 서브-채널 3 에 채널 데이터 스트림 S₃를 전송한다.

도 5b는 채널 데이터 스트림 S₄ 에 대하여 인코딩된 데이터를 프로세싱하는데 사용되는 프로세싱 유닛들의 일부에 대한 블록도이다. 이 예에 있어서, 채널 데이터 스트림 S₄를 공간 다이버시티(채널 데이터 스트림 (S₁ 내지 S₃) 에 대하여 사용되는 송신 다이버시티가 아님)를 이용하여 전송한다. 공간 다이버시티에 있어서, 데이터를 디멀티플렉싱하여 다수의 안테나를 통하여 (동시에, 서로 다른 시간 슬롯에 걸쳐서 또는 할당된 서브-채널들 각각에) 전송한다. 인코딩된 데이터 스트림 X₄를 채널 데이터 프로세서 (532d) 에 제공하여 그 스트림에 대한 변조 심볼들을 생성한다. 이 경우의 변조 심볼들은, 채널의 고유모드 각각에 대응하는 심볼 알파벳으로부터 선택되는 변조 심볼들의 선형 결합이다. 이 예에 있어서, 4 개의 독특한 고유모드들이 존재하며, 이들 각각은 서로 다른 정보량을 운반할 수 있다. 예를 들어, 고유모드 1 이 64-QAM (6 비트) 을 신뢰성있게 전송할 수 있는 C/I 값을 가진다고 가정하면, 고유 모드 2 는 16-QAM (4 비트) 를 사용할 수 있고, 고유모드 3 은 QPSK (2 비트) 를 사용할 수 있고, 고유모드 4 는 BPSK (1 비트) 를 사용할 수 있다. 따라서, 모두 4 개의 고유모드의 결합에 의해 총 13 개의 정보 비트를 동일한 서브-채널에서 모두 4 개의 안테나에 대한 유효 변조 심볼로서 동시에 전송할 수 있다. 상기 수학식 1 에 의해 주어진 행렬 곱셈에 의해 기술되는 바와 같이, 각 안테나에 할당된 서브-채널에 대한 유효 변조 심볼은, 각 고유모드와 연관된 개별 심볼들의 선형 결합이 된다.

도 5c 는 채널 데이터 스트림 S₅를 프로세싱하는데 사용되는 프로세싱 유닛들의 일부에 대한 블록도이다. 인코딩된 데이터 스트림 X₅를DEMUX (530) 으로 제공하여, 서브-채널 (5 내지 16) 각각에 대하여 하나의 서브-채널 데이터 스트림이 할당되도록, 그 스트림 X₅를 12 개의 서브-채널 데이터 스트림 (X₅ _,11 내지 X₅ _,16) 으로 디멀티플렉싱한다. 그 후에, 각 서브-채널 데이터 스트림을 각 서브-채널 데이터 프로세서 (536) 으로 제공하여 그 연관된 서브-채널 데이터 스트림에 대한 변조 심볼들을 생성한다. 그 후에, 서브-채널 데이터 프로세서 (536a 내지 536l) 로부터의 서브-채널 심볼 스트림을 각각 디멀티플렉서 (538a 내지 538l) 로 제공한다. 각 디멀티플렉서 (538) 는 수신된 서브-채널 심볼 스트림을 4 개의 심볼 서브-스트림으로 디멀티플렉싱하며, 여기서 각 심볼 서브-스트림은 특정 안테나의 특정 서브-채널에 대응한다. 그 후에, 각 디멀티플렉서 (538) 로부터의 4 개의 심볼 서브-스트림들을 4 개의 콤바이너 (540a 내지 540d) 에 제공한다.

도 5c 에 기술되는 실시예에 있어서, 서브-채널 데이터 스트림을 프로세싱하여 서브-채널 심볼 스트림을 생성하고, 각 안테나의 특정 서브-채널에 대하여 하나의 심볼 서브-스트림이 대응하도록, 이를 4 개의 심볼 서브-스트림으로 디멀티플렉싱한다. 이 구현예는 도 4a에 기술되는 것과는 다르다. 도 4a 에 기술되는 실시예에 있어서, 특정 서브-채널에 대하여 설계된 서브-채널 데이터 스트림을, 각 안테나에 대하여 하나의 데이터 서브-스트림이 대응하도록, 다수의 데이터 서브-스트림으로 디멀티플렉싱하고, 이를 프로세싱하여 대응하는 심볼 서브-스트림을 생성한다. 도 5c 의 디멀티플렉싱은 심볼 변조 이후에 수행되는 반면에 도 4a 의 디멀티플렉싱은 심볼 변조 이전에 수행된다. 또한, 다른 구현예들을 사용할 수도 있으며, 이는 본 발명의 범위내에 포함된다.

도 5b 의 서브-채널 데이터 프로세서 (532d) 와 멀티플렉서 (534d) 의 결합과 동일한 방식으로, 도 5c 의 서브-채널 데이터 프로세서 (536) 와 디멀티플렉서 (538) 를 각각 결합한다. 각 디멀티플렉서 (538) 로부터의 각 심볼 서브-스트림의 레이트는 평균적으로 관련 채널 데이터 프로세서 (536) 으로부터의 심볼 스트림 레이트의 1/4 이 된다.

도 6 은 다수의 수신 안테나를 가지는 수신기 유닛 (600) 의 실시예에 대한 블록도이며, 상기 수신기 유닛 (600) 은 하나 이상의 채널 데이터 스트림을 수신하는데 사용될 수 있다. 하나 이상의 송신 안테나로부터 전송된 하나 이상의 신호들을 안테나 (610a 내지 610r) 각각에 의해 수신하여 각각의 프런트 엔드 프로세서 (612) 로 라우팅한다. 예를 들어, 수신 안테나 (610a) 는 다수의 송신 안테나로부터 전송된 다수의 신호들을 수신할 수 있고, 이와 유사하게 수신 안테나 (610r) 는 전송된 다수의 신호들을 수신할 수 있다. 각 프런트 엔드 프로세서 (612) 는 수신된 신호를 컨디셔닝 (즉, 필터링 및 증폭) 하고, 그 컨티셔닝된 신호를 중간 주파수 또는 베이스밴드로 다운컨버팅하고, 그 다운컨버팅된 신호를 샘플 링 및 양자화한다. 통상적으로, 각 프런트 엔드 프로세서 (612) 는 수신된 파일럿을 이용하여 특정 안테나와 연관된 샘플들을 추가로 복조하여 "코히어런트(coherent)" 샘플들을 생성하고, 각 수신 안테나에 대하여 하나의 프로세서가 대응하도록, 이를 각각의 FFT 프로세서 (614) 에 제공한다.

각 FFT 프로세서 (614) 는 수신된 샘플들의 변환 표현으로 나타내고, 변조 심볼 벡터들의 각 스트림에 제공한다. 그 후에, FFT 프로세서 (614a 내지 614r) 로 부터의 변조 심볼 벡터 스트림을 디멀티플렉서 및 콤바이너 (620) 에 제공하여, 각 FFT 프로세서 (614) 로부터의 변조 심볼 벡터들의 스트림을 최대 L 개의 서브-채널 심볼 스트림으로 채널화한다. 그 후에, 모든 FFT 프로세서 (614) 로부터의 서브-채널 심볼 스트림을, 복조 및 디코딩 이전에 사용되는 (예를 들어, 다이버시티 또는 MIMO) 통신 모드에 기초하여 프로세싱한다.

다이버시티 통신 모드를 이용하여 전송된 채널 데이터 스트림에 있어서, 채널 데이터 스트림의 전송에 사용되는 모든 안테나들로부터의 서브-채널 심볼 스트림을 콤바이너에 제공하여 시간, 공간, 및 주파수에 따라 여분의 정보를 결합한다. 그 후에, 결합된 변조 심볼들의 스트림을 (다이버시티) 채널 프로세서 (630) 에 제공하여 복조한다.

MIMO 통신 모드를 이용하여 전송된 채널 데이터 스트림에 있어서, 채널 데이터 스트림의 전송에 사용되는 모든 서브-채널 심볼 스트림을 MIMO 프로세서에 제공하여, 각 서브-채널에서 수신된 변조 심볼들을 독특한 고유모드들로 직교화한다. MIMO 프로세서는 수학식 2 에 의해 기술된 프로세싱을 수행하여 송신기 유닛에 사용되는 고유모드의 개수에 대응하는 다수의 독립적인 심볼 서브-스트림을 생성한다. 예를 들어, MIMO 프로세서는 왼쪽의 고유벡터들을 이용하여 그 수신된 변조 심볼들에 대한 곱셈을 수행하여, 포스트-컨티셔닝된 변조 심볼들을 생성하며, 이는 송신기 유닛의 풀-CSI 프로세서 이전의 변조 심볼들에 대응한다. 그 후에, (포스트-컨티셔닝된) 심볼 서브-스트림들을 (MIMO) 채널 프로세서 (630) 로 제공하여 복조한다. 따라서, 각 채널 프로세서 (630) 는 변조 심볼 (다이버시티 통신 모드용) 의 스트림 또는 다수의 심볼 서브-스트림 (MIMO 통신 모드용) 을 수신한다. 그 후에, 변조 심볼들의 스트림 또는 서브-스트림 각각을 각각의 DEMOD 로 제공하여, 프로세싱되는 서브-채널에 대하여 송신기 유닛에서 사용되는 변조 방식에 상호보완적인 복조 방식 (예를 들어, M-PSK, M-QAM 등) 을 실행한다. MIMO 통신 모드에 있어서, 송신기 유닛에서 사용되는 코딩 및 변조 방법에 따라서, 모든 할당된 변조기들로부터의 복조 데이터를, 독립적으로 디코딩하거나, 또는 하나의 데이터 스트림으로 멀티플렉싱한 후 디코딩한다. 다이버시티 및 MIMO 통신 모드 양자에 있어서, 채널 프로세서 (630) 로부터의 채널 데이터 스트림을 각각의 디코더 (640) 에 제공하여, 그 채널 데이터 스트림에 대하여 송신기 유닛에서 사용되는 방식과 상호보완적인 디코딩 방식을 실행한다. 각 디코더 (540) 로부터 디코딩된 데이터는 그 채널 데이터 스트림에 대하여 전송된 데이터의 평가값을 나타낸다.

도 6 은 수신기 유닛의 일 실시예를 나타낸다. 다른 설계방법을 고려할 수 있으며, 이는 본 발명의 범위내에 포함된다. 예를 들어, 단지 하나의 수신 안테나를 사용하여 수신기 유닛을 설계할 수 있거나, 또는 다수의(예를 들어, 보이스, 데이터) 채널 데이터 스트림을 동시에 프로세싱할 수 있도록 설계할 수 있다.

상술한 바와 같이, 다중-캐리어 변조를 본 발명의 통신 시스템에 사용한다. 특히, OFDM 변조를 사용하여 다중경로 환경에서의 향상된 성능, 감소된 실행 복잡성(상대적인 견지에서, MIMO 동작 모드에 대하여), 및 융통성을 포함한 다수의 이점을 제공한다. 그러나, 다중-캐리어 변조의 다른 변형을 사용할 수도 있으며, 이는 본 발명의 범위내에 포함된다.

OFDM 변조는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 전파 환경에 의해 도입되는 차분 경로 지연 또는 다중경로 지연 확산으로 인하여 시스템 성능을 향상시킬 수 있다. 통신 링크 (즉, RF 채널) 는 시스템 동작 대역폭 W 의 역수 보다 잠재적으로 더 큰 지연 확산을 가진다. 이 때문에, 지연 확산보다 작은 지속기간 동안에, 변조 방식을 사용하며 전송 심볼을 가지는 통신 시스템은 ISI (inter-symbol interference) 를 받는다. ISI 는 수신된 심볼을 왜곡시키며, 부정확하게 검출될 가능성을 증가시킨다.

OFDM 변조에 의해, 전송 채널 (또는 동작 대역폭) 을 본질적으로 다수의 평행 서브-채널들 (또는 서브-밴드) 로 분할하여 이를 데이터를 통신하는데 사용한다. 서브-채널들 각각이 통상적으로 통신 링크의 간섭 대역폭보다 훨씬 작은 대역폭을 가지므로, 링크내의 지연 확산에 의한 ISI 를 OFDM 변조를 이용하여 현저하게 감소시키거나 제거할 수 있다. 이와 반대로, 전송 심볼 레이트가 통신 링크의 지연 확산에 비해 작지 않으면, 대부분의 종래 변조 방식 (예를 들어, QPSK) 은 ISI 에 민감하게 된다.

상술한 바와 같이, 사이클릭 프리픽스를 사용하여 다중경로의 유해 효과를 제거한다. 사이클릭 프리픽스는 심볼의 후부 주변을 감싸는 OFDM 심볼(일반적으로 IFFT 이후의, 프런트 부분) 의 일부이다. 사이클릭 프리픽스를 사용하여 OFDM 심볼의 직교성을 유지하고, 이를 통상적으로 다중경로에 의해 소멸시킨다.

예를 들어, 채널 지연 확산이 10

보다 작은 통신 시스템을 고찰한다. 각 OFDM 심볼은, 다중경로 지연 확산시에, 전체 심볼이 그 직교 특성들을 유지한다고 보증하는 사이클릭 프리픽스를 상기 통신 시스템위에 부가하였다. 사이클릭 프리픽스가 어떤 부가적인 정보를 운반하지 않으므로, 그 프리픽스는 본질적으로 오버헤드가 된다. 양호한 효율을 유지하기 위하여, 사이클릭 프리픽스의 지속기간을 전체 전송 심볼 지속기간의 작은 부분으로 선택한다. 상술된 예에 있어서, 사이클릭 프리픽스를 설명하기 위해 5% 의 오버헤드를 이용하여, 200

의 전송 심볼 지속기간은 10

의 최대 채널 지연 확산에 적합하다. 200

의 전송 심볼 지속기간은 서브-밴드들 각각에 대하여 5 ㎑ 의 대역폭에 대응한다. 전체 시스템 대역폭이 1.2288 ㎒ 인 경우에, 대략 5 ㎑ 의 250 개의 서브-채널들을 제공할 수 있다. 실제로, 서브-채널들의 개수를 2 의 거듭제곱으로 하는 것이 편리하다. 따라서, 전송 심볼 지속기간이 205

로 증가되며, 시스템 대역폭이 M = 256 개의 서브-밴드들로 분할되는 경우에, 각 서브-채널은 4.88 ㎑의 대역폭을 가진다.

본 발명의 어떤 실시예에 있어서, OFDM 변조는 시스템의 복잡성을 감소시킬 수 있다. 통신 시스템이 MIMO 기술을 통합하는 경우에, 수신기 유닛과 연관된 복잡성은, 특히 다중경로가 존재하는 경우에, 현저하게 된다. OFDM 변조를 이용하여 서브-채널들 각각을 사용된 MIMO 프로세싱에 비해 독립적인 방식으로 처리할 수 있다. 따라서, MIMO 기술을 사용하는 경우에, OFDM 변조는 수신기 유닛에서의 신호 프로세싱을 현저하게 간략화시킬 수 있다.

또한, OFDM 변조는 다수의 사용자들 사이에서 시스템 대역폭 W을 공유하는 경우에 부가적인 융통성을 제공할 수도 있다. 특히, OFDM 심볼들에 대하여 이용가능한 전송 공간을 사용자들의 그룹사이에서 공유할 수 있다. 예를 들어, 낮은 레이트 보이스 사용자들에게는 OFDM 심볼내의 서브-채널 또는 서브-채널의 단편을 할당하지만, 나머지 서브-채널들을 집합적인 요구에 기초하여 데이터 사용자들에게 할당할 수 있다. 또한, 이용가능한 서브-채널들의 일부에 또는 (바람직하기로는) 서브-채널의 일부에 오버헤드, 브로드캐스트, 및 제어 데이터를 전달할 수 있다.

상술한 바와 같이, 각 시간 슬롯의 각 서브-채널은 M-PSK 또는 M-QAM 과 같은 일부 알파벳으로부터 선택된 변조 심볼과 연관된다. 임의의 실시예들에 있어서, L 개의 서브 채널들 각각의 변조 심볼을, 그 서브-채널에 대하여 가장 효율적으로 사용할 수 있도록 선택할 수 있다. 예를 들어, QPSK를 이용하여 서브-채널 1 을 생성할 수 있고, BPSK 를 이용하여 서브-채널 2 를 생성할 수 있고, 16-QAM을 이용하여 서브-채널 3 을 생성할 수 있다. 따라서, 각 시간 슬롯에 대하 여, L 개의 서브-채널들에 대한 최대 L 개의 변조 심볼들을 생성 및 결합하여 그 시간 슬롯에 대한 변조 심볼 벡터를 생성한다.

하나 이상의 서브-채널들을 하나 이상의 사용자들에게 할당할 수 있다. 예를 들어, 각 보이스 사용자에게 단일 서브-채널을 할당할 수 있다. 나머지 서브-채널들을 데이터 사용자들에게 동적으로 할당할 수 있다. 이 경우에, 나머지 서브-채널들을 단일 데이터 사용자에게 할당하거나 다수의 데이터 사용자들 사이에 할당할 수 있다. 또한, 오버헤드, 브로드캐스트, 및 제어 데이터를 전송하기 위하여 일부 서브-채널들을 확보할 수 있다. 본 발명의 어떤 실시예들에 있어서, 다이버시티를 증가시키는 의사-랜덤 방식으로 (바람직하기로는) 변조 심볼로부터 심볼로의 서브-채널 할당을 변경시켜 일부 간섭 평균화 (averaging) 를 제공하는 것이 바람직하다.

CDMA 시스템에 있어서, 각 역방향 링크 전송에 대한 전송 전력은 요청된 FER (frame error rate) 을 기지국에서 최소 전송 전력으로 달성하여 시스템내의 다른 사용자들에 대한 간섭을 최소화하도록 제어된다. CDMA 시스템의 순방향 링크에서, 전송 전력은 또한 시스템 용량을 증가시키도록 조정된다.

본 발명의 통신 시스템에 있어서, 간섭을 최소화하고 시스템 용량을 최대화시키도록 순방향 및 역방향 링크의 전송 전력을 제어할 수 있다. 전력 제어는 다양한 방식으로 달성될 수 있다. 예를 들어, 각 채널 데이터 스트림, 각 서브-채널, 각 안테나, 또는 일부 다른 측정 유닛에 의해 전력 제어를 수행할 수도 있다. 다이버시티 통신 모드에서 동작하는 경우, 만일 특정 안테나로부터의 경로 손실이 큰 경우에, 수신기 유닛에서 전송신호를 거의 얻을 수 없으므로, 이 안테나로부터의 전송을 감소시키거나 또는 줄일 수 있다. 이와 유사하게, 전송이 다수의 서브-채널들에 걸쳐서 발생하는 경우에, 최대 경로 손실을 겪는 서브-채널(들) 에 적은 전력을 전송할 수 있다.

일 구현예에 있어서, CDMA 시스템에서 사용되는 피드백 메카니즘과 유사한 피드백 메카니즘으로 전력 제어를 달성할 수 있다. 송신기 유닛이 그 전송 전력을 증가시키거나 감소시키도록 명령하도록 전력 제어 정보를 수신기 유닛으로부터 송신기 유닛으로 주기적으로 또는 자율적으로 전송할 수 있다. 예를 들어 수신기 유닛의 BER 또는 FER 에 기초하여 전력 제어 비트들을 생성시킬 수 있다.

도 7 은 본 발명의 통신 시스템의 통신 모드들 중 일부와 연관된 스펙트럼 효율을 나타내는 도면이다. 도 7 에 있어서, 소정의 비트 에러 레이트에 대한 변조 심볼 당 비트들의 개수는 다수의 시스템 구성에 대한 C/I의 전송로서 주어진다. N_T ×N_T 표시법은 구성의 치수를 나타내며, N_T = 송신 안테나의 개수, N_R = 수신 안테나의 개수이다. 2 개의 다이버시티 구성 즉, 1 ×2 및 1 ×4 와, 4 개의 MIMO 구성 즉, 2 ×2, 2 ×4, 4 ×4, 및 8 ×4 를 시뮬레이션하여, 그 결과를 도 7 에 제공한다.

*도면에 나타낸 바와 같이, 소정의 BER 에 대한, 심볼 당 비트들의 개수는 1bps/Hz 미만으로부터 거의 20 bps/Hz로 변화한다. 낮은 C/I 값에서, 다이버시 티 통신 모드 및 MIMO 통신 모드의 스펙트럼 효율은 유사하며, 효율 향상은 덜 현저하다. 그러나, 높은 C/I 값에서, MIMO 통신 모드의 사용에 의한 스펙트럼 효율의 증가는 더욱 더 드라마틱하게 된다. 임의의 MIMO 구성 및 임의의 조건에 있어서, 순간적인 향상은 20 배까지 도달할 수 있다.

이러한 도면으로부터, 스펙트럼 효율은 일반적으로 송신 및 수신 안테나의 개수가 증가함에 따라 증가함을 관찰할 수 있다. 또한, 이러한 향상은 작은 N_T 및 N_R 로 제한된다. 예를 들어, 다이버시티 구성 1 ×2 및 1×4 모두는 점근적으로 대략 6bps/Hz 에 도달한다.

달성가능한 다양한 데이터 레이트의 조사시에, 도 7 에 주어진 스펙트럼 효율값을 서브-채널 베이스의 결과에 적용하여, 서브-채널에 대하여 발생가능한 데이터 레이트의 범위를 구할 수 있다. 예를 들어, 5dB 의 C/I로 동작하는 가입자 유닛에 있어서, 이 가입자 유닛에 대하여 달성가능한 스펙트럼 효율은, 사용된 통신 모드에 따라 1bps/Hz와 2.25 bps/Hz 사이에 존재한다. 따라서, 5 kHz 의 서브-채널에서, 이 가입자 유닛은 5kbps 내지 10.5 kbps의 범위의 피크 데이터 레이트를 유지할 수 있다. 만일 C/I 값이 10dB 인 경우에, 동일한 가입자 유닛은 서브-채널 당 10.5 kbps 내지 25kbps의 범위의 피크 데이터 레이트를 유지할 수 있다. 이용가능한 256 개의 서브-채널을 이용하여, 10 dB의 C/I에서 동작하는 가입자 유닛에 대한 피크 유지 데이터 레이트는 6.4 Mbps 가 된다. 따라서, 가입자 유닛의 데이터 레이트 요건 및 가입자 유닛에 대해 운영되는 C/I 값이 주어지 면, 시스템은 필요한 개수의 서브-채널들을 할당하여 그 요건을 충족시킨다. 데이터 서비스의 경우에 있어서, 시간 슬롯 당 할당된 서브-채널들의 개수는 예를 들어 다른 트래픽 로딩에 따라 변화할 수 있다.

통신 시스템의 역방향 링크의 구조를 순방향 링크와 유사하게 설계할 수 있다. 그러나, 브로드캐스트 및 공통 제어 채널들 대신에, 특정 서브-채널들 또는 프레임의 특정 변조 심볼 위치, 또는 양자 모두에 정의되는 랜덤 액세스 채널들이 있을 수 있다. 이들은 중앙 스테이션으로 짧은 요청 (예를 들어, 등록, 자원 요청 등) 을 전송하도록 일부 또는 모든 가입자 유닛들에 의해 사용될 수 있다. 공통 액세스 채널들에 있어서, 가입자 유닛들은 공통 변조 및 코딩을 이용할 수 있다. 나머지 채널들을 순방향 링크에 있는 개별 사용자들에게 할당할 수 있다. 실시예에 있어서, 자원의 할당 및 비-할당(순방향 및 역방향 링크 모두에 대하여) 은 시스템에 의해 제어되며, 그 시스템은 순방향 링크의 제어 채널을 통해 통신한다.

역방향 링크의 설계시 고려해야 할 점은 가장 가까운 가입자 유닛과 가장 먼 가입자 유닛 사이의 최대 차분 전파 지연이다. 이러한 지연이 사이클릭 프리픽스 지속기간에 비하여 작은 시스템들에서는, 송신기 유닛에서 정정을 수행할 필요가 없다. 그러나, 지연이 현저한 시스템들에서는, 증분된 지연을 고려하여 사이클릭 프리픽스를 연장시킬 수도 있다. 몇몇 경우들에 있어서, 라운드 트립 지연을 합리적으로 평가하고, 정확한 순간에 심볼이 중앙 스테이션에 도달하도록 전송 시간을 정정할 수 있다. 통상적으로, 일부 잔여 에러가 존재하므로, 사이 클릭 프리픽스를 추가적으로 연장하여 이러한 잔여 에러를 수용할 수 있다.

통신 시스템에 있어서, 커버리지 영역내의 일부 가입자 유닛들은 하나 이상의 중앙 스테이션으로부터 신호들을 수신할 수 있다. 다수의 중앙 스테이션에 의해 전송된 정보가 2 개 이상의 서브-채널상에 및/또는 2 개 이상의 안테나들로부터 중복되는 경우에, 다이버시티-결합 방식을 이용하여 그 수신된 신호들을 가입자 유닛에 의해 결합 및 복조시킬 수 있다. 사용된 사이클릭 프리픽스가 초기 및 말기 도착 사이의 차분 전파 지연을 조정하는데 충분한 경우에, 신호들을 수신기에서 (최적으로) 결합하여 정확하게 복조시킬 수 있다. 이러한 다이버시티 수신은 OFDM 의 브로드캐스트 애플리케이션에 공지되어 있다. 서브-채널들을 특정 가입자 유닛들에 할당하는 경우에, 특정 서브-채널상의 동일 정보를 다수의 중앙 스테이션으로부터 특정 가입자 유닛으로 전송할 수 있다. 이러한 컨셉은 CDMA 시스템에 사용되는 소프트 핸드오프와 유사하다.

상술된 통신 시스템을 다양한 애플리케이션들에 사용하여 다양한 서비스를 제공할 수 있다. 이러한 서비스는 예를 들어, 실시간 서비스, 비-실시간 서비스, 또는 함께 멀티플렉싱된 실시간 및 비-실시간 서비스 모두를 포함할 수 있다. 통신 시스템에 의해 지원될 서비스들을 다양한 방식들 (예를 들어, 서비스들과 연관된 QoS (quality of service)에 의해) 로 정의하여 분류할 수 있다. 예를 들어, 지원된 서비스들을 아래와 같이 정의된 3 가지 타입으로 분류할 수 있다.

FDRT (Full duplex realtime) 서비스 - 짧은 일방 지연을 요구하는 서비스 (예를 들어, 보이스)

HDRT (Half duplex real time) 서비스 - 지연이 크게 변하지 않는 한, 더 긴 일방 지연을 허용할 수 있는 서비스 (예를 들어, 비디오, 오디오); 및

NRT (non-real time) 서비스 - 지연에 아주 민감하지 않는 서비스 (예를 들어, 패킷 데이터).

또한, 부가적인 및/또는 서로 다른 서비스를 지원할 수 있으며, 이는 본 발명의 범위내에 포함된다. 예를 들어, 브로드캐스트 서비스, 페이징 서비스, 및 그 밖의 것을 지원할 수 있다. 이와 유사하게, 부가적인 및/또는 서로 다른 타입의 서비스를 또한 정의할 수 있으며, 이는 본 발명의 범위내에 포함된다.

일단 서비스들이 정의되어 분류되면, 이들을 다양한 방식으로 멀티플렉싱할 수 있다. 예를 들어, HDRT 및 NRT 서비스를 단일 데이터 전송시에 멀티플렉싱할 수 있으며, HDRT 서비스는 보다 높은 우선순위로 주어진다. 또한, 바람직하기로는 서로 다른 멀티플렉싱 방식을 이용하여, FDRT 서비스를 HDRT 및 NRT 서비스와 멀티플렉싱할 수 있다. 다양한 멀티플렉싱 방식들을 지원된 서비스들을 전송하는데 사용할 수 있다. 이하, 이러한 방식들의 일부를 더 상세히 설명한다.

도 8a 는 다양한 타입의 서비스를 전송하는데 사용될 수 있는 구조에 대한 실시예의 다이어그램이다. 이 실시예에 있어서, 지원된 서비스들을 멀티플렉싱하여 슬롯 (간략화를 위하여 단지 하나의 슬롯을 도 8a 에 나타낸다) 들에 전송한다. 각 슬롯은 N 개의 OFDM 심볼들 (810a 내지 810n) 을 커버하며, 여기서 N 은 임의의 정수로 정의될 수 있다. 일 실시예에서, 각 슬롯을 추가적으로 다수의 파티션 (802)(간략화를 위하여, 도 8a 에는 2 개만 나타내었다) 로 분할한다. 각 파티션 (802) 은 임의의 개수의 OFDM 심볼을 포함하며, 임의의 타입의 서비스를 지원하는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 파티션 (802a) 을 FDRT 서비스 (예를 들어, 보이스) 를 지원하는데 사용할 수 있으며, 파티션 (820b)을 HDRT 및/또는 NRT 서비스 (예를 들어, 패킷 데이터) 를 지원하는데 사용할 수 있다. 또한, 다른 구조들을 구현할 수 있으며, 이는 본 발명의 범위내에 포함된다.

FDRT 서비스를 지원하는데 사용되는 파티션 및 HDRT 및 NRT 서비스를 지원하는데 사용되는 파티션은 각각 다수의 사용자들에 의해 공유될 수 있다. 파티션의 공유는 다양한 멀티플렉싱 방식들에 의해 달성될 수 있다. 예를 들어, 공유는,

서로 다른 (직교성) OFDM 톤들로 다수의 사용자들을 멀티플렉싱

월시 코드들을 이용하여 공통 OFDM 톤으로 다수의 사용자들을 멀티플렉싱

패킷 스위칭을 이용하여 공통 OFDM 심볼들로 다수의 사용자들을 멀티플렉싱

각각의 OFDM 심볼들에 다수의 사용자를 할당

에 의해 달성될 수 있다.

이하, 이러한 멀티플렉싱 방식들을 더 상세히 설명한다. 또한, 다른 멀티플렉싱 방식들을 정의할 수 있으며, 이는 본 발명의 범위내에 포함된다.

도 9 는 다수의 사용자들을 직교 OFDM 톤들로 멀티플렉싱하는데 사용될 수 있는 데이터 프로세서 (912) 및 변조기 (914) 의 실시예에 대한 블록도이다. 채널 데이터 스트림 (S₁ 내지 S_k) 을 각각 사용자 (1 내지 K) 용 데이터를 운반하는데 사용할 수 있다. 부가적인 채널 데이터 스트림 (예를 들어, S_L) 을 제어, 시그널링, 브로드캐스트, 및 다른 오버헤드 채널용 데이터를 운반하는데 사용할 수 있다. 각 채널 데이터 스트림을 각각의 인코더 (922) 에 제공하여 그 채널에 대하여 선택된 특정 코딩 방식을 이용하여 수신된 데이터를 코딩한다. 예를 들어, 코딩 방식은 콘볼루션 코딩, 터보 코딩을 포함하거나 또는 어떠한 코딩도 포함하지 않을 수 있다. 그 후에, 인코더 (922a 내지 922l) 로부터 인코딩된 데이터 스트림 (X₁ 내지 X_L) 을, 각각의 스케일링 인자 (G₁ 내지 G_L) 를 수신하는, 각각의 곱셈기 (924a 내지 924l) 에 제공한다. 각 곱셈기 (924) 는 수신된 데이터 스트림을 수신된 스케일링 인자를 이용하여 스케일링하여 데이터 스트림에 대한 전력을 조정한다.

그 후에, 곱셈기 (924a 내지 924l) 로부터 스케일링된 데이터 스트림들을 P/S (parallel to serial) 컨버터 (926) 에 제공하여 그 수신된 데이터 스트림을 결합된 데이터 스트림으로 멀티플렉싱한다. 그 후에, 심볼 매핑 엘리먼트 (928) 는 그 결합된 데이터 스트림을 수신하고 그 스트림내의 데이터를 인터리빙(즉, 재배열) 하여 시간 다이버시티를 제공한다. 아래에 기술된 바와 같이, 심볼 매핑 엘리먼트 (928) 는 수신된 각 데이터 스트림내의 데이터를 데이터 스트림에 할당된 톤들로 추가 매핑한다. 심볼 매핑 엘리먼트 (928) 로부터의 출력은 변조기 (914) 에 제공되는 변조 심볼 벡터 V 의 스트림이다.

변조기 (914) 내에서, IFFT (930) 는 그 변조 심볼 벡터 V 를 수신하여 OFDM 심볼들로 지칭되는 시간-영역 표현들로 변환한다. 일 실시예에 있어서, OFDM 심볼로 변환된 각 변조 심볼 벡터에 있어서, 사이클릭 프리픽스 생성기 (932) 는 OFDM 심볼의 시간-영역 표현의 일부를 반복하여 전송 심볼을 형성한다. 상술된 바와 같이, 사이클릭 프리픽스는 전송 심볼이 다중경로 지연 확산시에 직교 특성을 유지하도록 보증하여, 유해한 경로 효과에 대한 성능을 향상시킨다. 그 후에, 사이클릭 프리픽스 생성기 (932) 로부터의 전송 심볼들을 업컨버터로 제공하여, 아날로그 신호로 변환하고, RF 주파수로 변조하고, 커디셔닝 (예를 들어, 증폭 및 필터링) 하여 RF 변조 신호를 생성하고 이를 안테나 (916) 로부터 전송한다.

일 실시예에 있어서, 심볼 매핑 엘리먼트 (928) 는 각 채널 데이터 스트림 (예를 들어, 각 사용자) 에 대한 심볼들을 그 채널에 할당되는 일련의 톤들로 매핑한다. 도 8 a 를 다시 참조하면, 각 파티션은 다수의 OFDM 심볼을 포함하며, 다시 도 1 을 참조하면, 각 OFDM 심볼은 다수의 서브-채널상에 전송되는 다수의 톤들을 포함한다. 따라서, 각 파티션 내의 다수의 톤들은 채널 데이터 스트림을 전송하는데 유용하다.

일 실시예에 있어서, 각 멀티-유저 파티션에서 이용가능한 톤들을 다수의 세트의 톤들로 그룹화한다. 각 세트의 톤들은 "회로" 로 지칭되며, 이는 특정 채널에 할당된다. 따라서, L 개의 채널 데이터 스트림을 L 개의 회로에 할당할 수 있다. 또한, 특정 채널 데이터 스트림을 하나 이상의 파티션들내의 다수의 회로들(예를 들어, 파티션 (802a) 내의 하나 이상의 회로 및 파티션 (820b) 내 의 하나 이상의 회로)에 할당할 수 있다. 또한, 사용자를 다수의 채널 데이터 스트림에 할당할 수 있거나 또는 채널 데이터 스트림을 다수의 사용자들 사이에서 공유할 수 있다. 또한, 다수의 채널 데이터 스트림은 동일한 회로를 공유할 수 있다.

회로들 각각을 임의의 개수의 톤들을 포함하도록 정의할 수 있다. 더 많은 톤들을 높은 레이트 회로들에 할당할 수 있고, 더 적은 톤들을 낮은 레이트 회로들에 할당할 수 있다. 또한, 임의의 OFDM 심볼로부터의 임의의 톤을 각 회로에 할당할 수 있다. 따라서, 각 OFDM 심볼의 톤들을 하나 이상의 회로들에 할당할 수 있다. 향상된 주파수 및 시간 다이버시티에 있어서, 각 회로에 대한 톤들을 선택하여 서로 다른 OFDM 심볼들로부터의 서로 다른 톤들을 그 회로에 할당할 수 있다. 예를 들어, 특정 회로에 제 1 OFDM 심볼의 톤 1, 제 2 OFDM 심볼의 톤 2 등을 할당할 수 있다.

서로 다른 타입의 서비스들에 대하여 서로 다른 타입의 회로들을 정의하여 사용할 수 있다. 예를 들어, 서로 다른 OFDM 심볼들로부터의 서로 다른 톤들을 포함하도록 제 1 회로 타입을 정의할 수 있고, 하나 이상의 OFDM 심볼들로부터의 모든 톤들을 포함하도록 제 2 회로 타입을 정의할 수 있다. 제 1 회로 타입 (예를 들어, 파티션 (820a) 에서) 을 FDRT 서비스를 지원하는데 사용할 수 있으며, 제 2 회로 타입 (예를 들어, 파티션 (802b) 에서) 을 HDRT 및 NRT 서비스를 지원하는데 사용할 수 있다. 제 2 회로 타입에 있어서, 각 OFDM 심볼을 특정 HDRT 또는 NRT 사용자에게 할당할 수 있다.

상기 회로들은 고정된 세트의 톤들로 정의될 수 있거나 동적으로 구성될 수 있다. 예를 들어, 통신 시스템은 할당에 이용가능한 회로들 각각을 정의하고, 각 사용자 단말에 그 할당된 회로 및 그 정의를 알려준다 (예를 들어, 세션 개시 동안에). 회로의 동적 정의는 지원된 서비스들을 매치시키기 위해 회로들을 주문 제작하게 하고, 이용가능한 자원의 활용을 향상시킬 수 있다.

회로들을 동일한 크기로 정의할 수 있고, 각 회로는 특정 개수의 비트를 운반할 수 있는 용량을 가진다. 선택적으로, 서로 다른 크기를 가지도록 회로들을 설계할 수 있다. 회로 크기들은 통신 시스템내에 사용자들이 존재할 확률 또는 일부 다른 기준에 기초한다. 예를 들어, 더욱 많은 사용자들이 낮은 레이트의 서비스를 이용하는 경우에, 더 낮은 레이트 회로들을 정의할 수 있다. 선택적으로 또는 부가적으로, 지원되는 특정 서비스 및/또는 사용자 요건에 기초하여 회로들을 정의할 수 있다. 더 많은 톤들을 가진 하이 레이트 회로들을 하이 레이트 서비스들에 할당할 수 있고, 더 적은 톤들 (또는 덜 빈번하게 전송됨) 을 가진 로우 레이트 회로들을 로우 레이트 서비스들에 할당할 수 있다.

통상적으로, 회로들은 콜 프로세싱 (예를 들어, 회로 # 0 은 톤 x, y, z 등을 포함한다) 이전의 우선 순위로 정의된다. 특정 통신 세션에 대하여 하나 이상의 회로들을 할당할 수 있고, 그 할당된 회로들을 예를 들어, 어떻게 순방향 링크가 구성되는지를 기술하는 제어 채널 시스템 파라미터 메시지들에 의해 사용자 단말에 제공할 수 있다.

도 8b 는 통신 시스템에서 데이터를 전송하는데 사용될 수 있는 패킷 구조 (820) 의 특정 실시예에 대한 다이어그램이다. 패킷 구조 (820) 는 패킷 타입 필드 (822), 회로 식별자 필드 (824), 및 데이터 필드 (826) 를 포함한다. 사용자 단말에 할당된 회로가 그 단말에 전송될 다음 패킷에 대하여 변경되는 지를 알리는데 패킷 타입 필드 (822) 를 사용한다. 또한, 사용자 단말에 전송 방식의 변경을 알려주는데 패킷 타입 필드 (822) 를 사용할 수도 있다. 예를 들어, 보이스 서비스에 있어서, 보이스 활성상태로부터 침묵 (silence) 으로의 변경 및 이와 반대의 상황을 알리는데 패킷 타입 필드 (822) 를 사용하며, 이들 각각은 아래에 기술된 바와 같이, 서로 다른 전송 방식과 연관될 수 있다. 표 1 은 패킷 타입 필드 (822) 의 특정 정의를 나타낸다.

만일 패킷 타입 필드 (822) 가 다음 패킷에 사용될 회로가 서로 다름을 나타내는 경우에, 다음 패킷에 사용될 특정 회로를 식별하는데 회로 식별자 필드 (824) 를 사용할 수 있다. 아래에 기술된 바와 같이, 회로 식별자 필드 (824) 는 다른 정보 (예를 들어, 전송 방식) 뿐만 아니라 새로운 회로에 대한 식별능력을 제공할 수 있다. 통상적으로, 단지 전송될 정보가 존재하는 경우 (예를 들어, 회로의 변경 또는 전송 방식에 대하여) 에만, 회로 식별자 필드 (824) 를 사용한다. 만약 그러하지 않은 경우에, 회로 식별자 필드 (824) 는 널(null) 필드가 된다.

데이터 필드 (826) 는 전송을 위한 페이로드 (예를 들어, 데이터) 를 운반하는데 사용될 수 있다. 또한, 데이터 필드 (826) 는 예를 들어, 제어 데이터, CRC 비트 등과 같은 다른 정보를 운반하는데 사용될 수 있다.

패킷 타입 필드 (822) 는 소수의 비트 (예를 들어, 2 비트) 로 구현될 수 있고, 회로 식별자 필드 (824) 는 작은 개수의 비트 (예를 들어, 8 내지 10 비트) 로 구현될 수 있다. 각 패킷내의 나머지 비트들을 데이터 필드 (826) 에 사용할 수 있다. 이는 소수의 오버헤드 비트들이 요구되는 패킷 포맷을 유효하게 만든다.

각 패킷은 하나의 슬롯에서 하나의 회로와 매치하도록 규격화될 수 있다. 그러나, 다수의 회로들을 이용하여 하나 이상의 슬롯들을 통해 패킷을 분할 및 전송할 수도 있다. 데이터 전송에 유효한 패킷의 크기를 선택할 수 있다. 더 긴 프로세싱 지연들을 허용할 수 있는 서비스들에 있어서, 낮은 레이트의 전송 메시지들을 더 큰 패킷 (예를 들어, 데이터에 대하여 20 msec 또는 40 msec) 으로 수집 및 집합시켜 더욱 효율적으로 프로세싱 및 전송시킬 수 있다.

패킷 구조 (820) 는 회로 할당의 변경 및 새로운 회로의 식별에 대한 대역내 시그널링을 지원한다. 또한, 이러한 정보를 제어 채널을 통하여 제공할 수 있다. 그 후에, 사용자 단말은 회로 할당시의 변경을 수신하도록 제어 채널을 프로세싱한다. 또한, 사용자 단말에 회로 정보를 통신하는 그 밖의 시그널링 방식들을 사용할 수 있으며, 이는 본 발명의 범위내에 포함된다.

보이스 데이터에 있어서, 침묵 (예를 들어, 중지) 또는 저 활성상태의 간격 동안의 전송량을 감소시키는데 다양한 전송 방식들을 사용할 수 있다. 침묵 간격 동안에, "컴포트 노이즈 (comfort noise)" 는 통상적으로 사용자 단말로 전송된다. 이 노이즈를 풀 스피치에 대한 레이트보다 낮은 레이트로 전송할 수 있다. 하나의 전송 방식에 있어서, 침묵 간격 동안에, 풀 레이트 패킷을 매 X (예를 들어, X 는 4, 8, 16 또는 일부 다른 값일 수 있다.) 슬롯마다 전송한다. 이 방식에 의해 최대 X 명의 사용자가 침묵 간격 동안에 동일한 회로를 공유할 수 있으며, 각 사용자는 X 개의 슬롯들 중 하나에 할당된다. 또 다른 전송 방식에 있어서, 더 적은 톤들을 포함하는 로우 레이트 회로를 컴포트 노이즈를 전송하는데 사용할 수 있다. 이러한 로우 레이트 회로를 모든 슬롯 또는 모든 소수의 슬롯 (그러나, 통상적으로 모든 X 개의 슬롯보다 더 빈번함) 에 전송할 수 있다. 또 다른 전송 방식에 있어서, 컴포트 노이즈에 대하여 더 낮은 레이트 (예를 들어, 로우 레이트 코드를 이용하여) 로 풀 레이트 회로를 전송할 수 있다. 이러한 풀 레이트 회로는 통상적으로 액티브 음성에 사용되는 회로와 동일하다. 침묵 간격 동안에 이러한 풀 레이트 회로에 대한 전송 전력을 감소시킬 수 있다. 또한, 더 낮은 레이트로 컴포트 노이즈 (또는 다른 데이터) 를 전송하기 위한 다양한 다른 전송 방식들을 고려할 수 있으며, 이는 본 발명의 범위내에 포함된다.

침묵 간격 동안의 전송량을 감소시키기 위하여 상술된 전송 방식들을 풀 레이트 보다 작은 레이트로 전송되는 임의의 데이터에 사용할 수 있다. 예를 들어, 낮은 주파수 컨텐츠를 가지는 음성 활성 상태를 더 적은 비트를 이용하여 나타낼 수 있으며, 이를 덜 빈번하게 전송되는 풀 레이트 회로 또는 로우 레이트 회로를 이용하여 전송할 수 있다. 회로 및/또는 전송 방식이 변경되려 할 때 마다 사용자 단말에 알려줄 수 있다.

패킷 포맷 (820) 은 보이스 활성상태 및 침묵에 대하여 서로 다른 회로들을 사용하는 것을 지원할 수 있다. 사용자가 활성 상태로부터 침묵으로 상태를 변경시키는 경우에, 다음 (예를 들어, 노이즈) 패킷에 대한 회로 식별자 필드 (824) 에서 식별되는 회로를 사용할 것을 사용자 단말에 알려주도록 사용자의 패킷에 대한 패킷 타입 필드 (822) 를 적절하게 설정될 수 있다. 또한, 회로 식별자 필드 (824) 는 이러한 사용자 단말에 대한 컴포트 노이즈를 운반하는데 사용되는 특정 슬롯을 식별할 수 있다. 그 후에, 침묵 간격 동안에, 매 X 슬롯 (하나의 전송 방식으로) 마다 노이즈 패킷을 전송하여 상기 단말에서 동작되는 컴포트 노이즈를 업데이트시킬 수 있다. 이러한 방식으로, 침묵에 사용되는 각 회로를 최대 X 명의 사용자에 의해 공유할 수 있다.

상호보완적인 방식으로, 사용자가 침묵으로부터 활성 상태로 상태를 변경하는 경우에 풀 레이트 회로를 요청한다. 스케쥴러는 그 요청을 수신하고 이용가능한 풀 레이트 회로들의 풀 (pool) 로부터 선택된 풀 레이트 회로를 사용자에게 할당한다. 할당된 회로를 식별하였음을 다음 패킷의 사용자 단말에 전송한다.

만일 이용가능한 풀 레이트 회로들의 풀이 비워지는 경우에, 회로가 이용가능하게 될 때까지 음성 클리핑이 발생한다. 접속된 콜들의 개수를 적절히 조정함으로써 음성 클리핑의 확률을 감소시킬 수 있으며, 이는 만일 음성 클리핑이 검출되는 경우에 콜 승인 방법에 의해 조정될 수 있는 파라미터가 된다. 만일 다수의 사용자들이 함께 멀티플렉싱되는 경우에, 보이스 활성상태으로부터의 통계학적 멀티플렉싱 이득이 더 커지며, 음성 클리핑의 확률은 감소된다. 보이스 활성상태로부터의 통계학적 멀티플렉싱 이득을 현저하게 감소시키지 않고 음성 클리핑의 확률을 최소화시키도록 채널 및 회로 할당 프로토콜을 설계할 수 있다.

음성 활동이 침묵으로부터 활성상태로 변경되었음을 사용자 단말에 알리는데 다양한 시그널링 방식들을 사용할 수 있다. 하나의 방식에 있어서, 시그널링은 예를 들어, 컴포트 노이즈 패킷에서의 패킷 타입 필드 (822) 를 이용하여 밴드내에서 달성된다. 상술한 바와 같이, 일부 전송 방식들에 대하여 매 X 번째 슬롯마다 노이즈 패킷을 전송할 수 있다. 침묵 간격 동안의 시그널링 지연을 감소시키기 위하여, 더 작은 노이즈 패킷들을 더 작은 회로들을 이용하여 더 높은 레이트로 전송할 수 있다. 또 다른 시그널링 방식에 있어서, 풀 레이트 보이스로의 천이가 발생하였음을 사용자 단말에 알리고, 다음 풀 레이트 패킷에 사용되는 회로의 아이덴티티를 전송하는데 제어 채널을 사용할 수 있다. 이러한 시그널링 방식에 있어서, 침묵 간격에 있는 단자들은 제어 채널을 모니터하여 회로 정보를 수신한다.

새로운 회로들로의 변경이 적절히 달성됨을 보증하기 위하여 다양한 메카니즘들을 구현할 수 있다. 하나의 메카니즘에 있어서, 사용자 단말은 회로 변경을 포함하는 패킷을 수신할 때 마다, 기지국으로 수령응답을 전송한다. 오버헤드량을 감소시키기 위하여, 회로 변경 패킷의 수신 이후에, 그 단말은 단일 비트를 기지국으로 전송할 수 있다. 이러한 수령응답 비트는 기지국에게 그 단말이 성공적으로 이전의 패킷을 디코딩하고, 새로운 회로를 이용하여 데이터를 수신할 준비가 되어 있음을 알려준다. 기지국은 이 기지국이 수령응답을 수신할 때 까지, 이전 회로를 이용하여 계속해서 전송할 수 있다. 수령 응답의 수신시에, 기지국은 새로운 회로를 이용하여 전송하고, 이전 회로를 이용가능한 회돌의 풀에 재배치한다.

다양한 원인들로부터 생기는 회로 변경의 잘못된 수령응답을 조정하는데 몇몇 방식들을 사용할 수 있다. 예를 들어, 잘못된 수령응답은, 기지국이 잘못하여 수령 응답 비트의 전송을 검출하는 것을 제외하고, 에러로 패킷을 디코딩하고 수령응답 비트를 전송하지 않은 사용자 단말에 의해 발생한다. 이 경우에 있어서, 기지국은 새로운 기지국에 대한 전송을 개시하는 반면에 그 단말은 이전 회로를 계속해서 디코딩한다. 또한, 잘못된 수령응답은, 수령응답을 검출하는데 실패한 기지국을 제외하고, 패킷을 적절히 디코딩하고 수령응답 비트를 전송하는 사용자 단말으로부터 발생한다. 이 경우에, 기지국은 이전 회로로 계속해서 전송하는 반면에 상기 단말은 새로운 회로의 디코딩을 개시한다.

향상된 수령응답 프로토콜을 이용하여 잘못된 수령 응답에 대한 확률을 감소시킬 수 있다. 예를 들어, 전송 에러를 검출 및/또는 정정할 수 있도록, 수령 응답 비트를 코딩할 수 있다. 또한, 사용자 단말이 순방향 링크를 소실할 때 마다(예를 들어, 단말이 새로운 회로를 디코딩하는 반면에 기지국이 이전 회로에 의해 전송하거나, 이와 반대로 전송하는 결과로서), 사용자 단말이 이를 기지국에 알려줌으로써 복구 방식을 구현할 수 있다. 복구 방식의 부분으로서, 기지국은 채널 소실 메시지를 수신 할 때 마다, 회로 할당 메시지를 제어 채널상의 단말로 전송할 수 있다. 그 후에, 그 단말은 회로 할당 메시지에 포함되는 정보를 이용하여 재기동할 수 있다. 회로내의 변경들이 적절히 구현됨을 보증하는 그 밖의 메카니즘들을 설계할 수 있으며, 이는 본 발명의 범위내에 포함된다.

상술한 바와 같이, 패킷 스위칭을 이용하여 동일한 OFDM 심볼들에 대한 다수의 사용자들을 멀티플렉싱함으로써 파티션을 공유할 수 있다. 이러한 멀티플렉싱 방식에 있어서, 각 패킷은 패킷이 의도되는 특정 사용자의 ID (identification) 을 포함한다. 예를 들어, 상술된 회로들 중 하나를 이용하여, 각 패킷을 전송할 수 있다. 그러나, 이러한 방식으로, 회로들을 개별적으로 사용자들에게 할당하지는 않는다. 대신에, 각 사용자 단말은 전송된 모든 패킷들을 프로세싱하고, 각 패킷에서 사용자 신원을 추출하고, 그 단말로 향하는 패킷을 디코딩하고, 나머지 패킷들은 무시한다. 서로 다른 크기의 회로들을 정의할 수 있고 데이터를 효율적으로 전송할 수 있다.

도 8c 는 사용자 지정 데이터를 전송하는데 사용할 수 있는 패킷 구조 (840) 의 특정 실시예에 대한 다이어그램이다. 패킷 구조 (840) 는 사용자 ID 필드 (842) 및 데이터 필드 (844) 를 포함한다. 사용자 ID 필드 (842) 는 패킷이 의도되는 특정 사용자의 아이덴티티를 포함하며, 데이터 필드 (844) 는 패킷 페이로드 (예를 들어, 데이터) 를 포함한다. 사용자 ID 를 예를 들어, 세션 개시 동안에 각 사용자에게 할당할 수 있다.

데이터 필드 (844) 에 사용되는 코딩 방식과는 다른 코딩 방식을 이용하여, 사용자 ID 필드 (842) 를 프리앰블로서 구현할 수 있다. 예를 들어, 사용자 ID 는 사용자 단말에 할당된 특정 월시 시퀀스 또는 PN 오프셋일 수 있다. 이것에 의해 사용자 단말은 그 패킷이 사용자 단말을 위한 것인지를 신속하게 결정할 수 있다. 선택적으로, 사용자 ID 를 코딩된 시퀀스로서 구현할 수 있다.

8-비트 사용자 ID 필드 (842) 는 최대 256 명의 사용자를 지원할 수 있다. 풀 레이트 패킷에 있어서, 사용자 ID 오버헤드는 전송 효율에 큰 영향을 주지 않는다. 낮은 레이트 패킷들에 있어서, 오버헤드는 패킷의 보다 큰 부분이 될 수 있고, 효율은 절충될 수 있다. 덜 빈번하게 전송될 수 있는 풀 레이트 패킷들에 낮은 레이트 데이터를 누적 및 전송함으로써 낮은 레이트 패킷들의 오버헤드를 감소시킬 수 있다.

도 10 은 직교 (예를 들어, 월시) 코드들을 이용하여 동일한 OFDM 톤들상의 다수의 사용자들을 멀티플렉싱하는데 사용될 수 있는, 데이터 프로세서 (1012) 및 변조기 (1014) 의 실시예에 대한 블록도이다. 도 9 와 유사하게, 사용자용 데이터 및 제어, 시그널링, 브로드캐스트, 및 다른 오버헤드 채널들에 대한 데이터를 운반하는데 채널 데이터 스트림 (S₁ 내지 S_L)을 사용할 수 있다. 각 채널 데이터 스트림을 각각의 인코더 (1022) 에 제공하여 그 수신된 데이터를 그 채널에 대하여 선택된 특정 코딩 방식을 이용하여 코딩한다. 그 후에, 인코더들 (1022a 내지 1022l) 로부터 인코딩된 데이터 스트림 (X₁ 내지 X_L) 을, 각각의 스케일링 인자 (G₁ 내지 G_L) 를 수신하는 각각의 곱셈기 (1024a 내지 1024l) 에 제공한다. 각 곱셈기 (1024) 는 수신된 스케일링 인자를 사용하여 그 수신된 데이터 스트림을 스케일링하여 데이터 스트림에 대한 전력 제어를 수행한다.

그 후에, 곱셈기들 (1024a 내지 1024l) 로부터 스케일링된 데이터 스트림들을, 각각의 월시 시퀀스들 (W₁ 내지 W_L) 을 수신하는 각각의 곱셈기 (1026a 내지 1026l) 에 제공한다. 각 곱셈기 (1026) 는 수신된 월시 시퀀스를 가진 수신 데이터 스트림을 커버하여 커버된 데이터 스트림을 제공한다. 곱셈기 (1026a 내지 1026l) 로부터, 커버된 데이터 스트림들을 합산기 (1027) 에 제공 및 결합하여 결합된 데이터 스트림을 생성한다. 심볼 매핑 엘리먼트 (1028) 은 그 결합된 데이터 스트림을 수신하고 그 스트림내의 데이터를 인터리빙하여 시간 다이버시티를 제공한다. 심볼 매핑 엘리먼트 (1028) 로부터의 출력은 변조 심볼 벡터 (V) 들의 스트림이며, 이는 변조기 (104) 에 제공된다.

변조기 (1014) 는 각각 도 9 에서의 IFFT (930), 사이클릭 프리픽스 생성기 (932),및 업컨버터 (934) 와 유사한 방식으로 동작하는 IFFT (1030), 사이클릭 프리픽스 생성기 (1032), 및 업컨버터 (1034) 를 포함한다. 변조기 (1014) 는 안테나 (1016) 로부터 전송될 RF 변조 신호를 생성한다.

도 10 에 나타낸 실시예에 있어서, 각 사용자용 데이터를 각 월시 시퀀스를 이용하여 커버하고, 공통적인 톤들을 통하여 전송한다. 이러한 톤들은 하나 이상의 사용자들과 연관된 데이터를 운반한다. 다수의 사용자들에 있어서, 사용자 데이터에 대한 직교성은 월시 시퀀스들의 사용을 통해 유지된다.

특정 실시예에 있어서, 월시 시퀀스의 길이는 각 OFDM 심볼의 톤들의 개수와 매치된다. 예를 들어, 길이 128 의 월시 시퀀스들을 128 개의 톤을 가지는 OFDM 심볼에 사용할 수 있다. 각 월시 시퀀스의 128 개의 칩들을 하나의 OFDM 심볼의 128 개 톤들에 전송할 수 있다. 그러나, 다른 월시 시퀀스 길이를 사용할 수도 있으며, 이는 본 발명의 범위내에 포함된다. 또한, 각 월시 시퀀스를 다수의 OFDM 심볼들 또는 하나의 OFDM 심볼의 부분으로 매핑할 수 있고, 이들의 변경도 본 발명의 범위내에 존재한다. 예를 들어, 월시 시퀀스들이 64 의 길이를 가지며, 각 OFDM 심볼이 128 개의 톤을 가지는 경우에, 2 개의 세트의 월시 시퀀스를 각 OFDM 심볼로 매핑할 수 있다.

다양한 변조 방식들을 커버링되었던 OFDM 심볼들을 변조하는데 사용할 수 있다. 이러한 변조 방식들은 QPSK, QAM, 및 그 밖의 것을 포함한다.

사용자 단말에서, 그 단말에 할당된 특정 월시 시퀀스를 이용하여 그 톤들을 프로세싱 및 디커버한다. 다수의 사용자용 데이터가 직교 월시 시퀀스들로 커버되었으므로, 특정 월시 시퀀스로 이전에 커버된 데이터를 동일한 월시 시퀀스로 디커버함으로써 복구시킬 수 있다. 다른 월시 시퀀스들로 이전에 커버된 데이터가 직교하므로, (이상적으로) 디커버시에 0 으로 합산된다.

월시 커버된 데이터 (즉, 월시 시퀀스) 가 OFDM 심볼의 다수의 톤들에 따라 전송되는 경우에, 월시 시퀀스들의 직교성은, 톤들이 독립적으로 페이드되는 경우에 감소될 수 있다. 이는 예를 들어 주파수 선택 페이딩에 의해 발생할 수 있다. 전송 채널의 주파수 응답이 균일하지 않은 경우에, 직교성을 회복시키는데 채널 이퀄라이제이션을 사용할 수있다. 이퀄라이제이션은 채널을 균등화하거나 이를 대략 균일하게 만들기 위해, OFDM 심볼내의 각각의 톤에 대한 채널 이득을 결정하고, 그 결정된 채널 이득을 이용하여 달성할 수 있다. 예를 들어, 특정 톤이 공칭값으로부터 Y dB의 채널 손실을 가지는 경우에, 그 톤을 사용자 단말에 의해 Y dB 만큼 부스트시킬 수 있다. 이러한 방식으로, 주파수 선택 페이딩시에 직교성을 유지할 수 있다.

다수의 사용자들이 이러한 멀티플렉싱 방식으로 동일한 톤들을 공유하므로, 각 사용자에 대한 전송 전력을 제어하여 이용가능한 자원을 효율적으로 이용할 수 있다. 특정 레벨의 성능을 유지하면서 더 높은 Eb/Io (signal-to-noise-plus-interference) 비를 가지는 사용자 전송 전력을 감소시킬 수 있다. 그 후에, 전송 전력의 감소분을 일부 다른 사용자들에 사용할 수 있다. 전력 제어는 예를 들어, IS-95 CDMA 시스템에 사용되는 방식과 유사한 방식을 이용하여 달성될 수 있으므로, 사용자 단말은 전력 제어 명령 (예를 들어, 프레임-소거-비트) 을 기지국에 전송하며, 상기 기지국은 이에 따라 그 단말에 대한 전송 전력을 조정한다.

상술된 멀티플렉싱 방식등을 다양한 애플리케이션들에 사용할 수 있다. 예를 들어, 이러한 방식들을 이동식, 고정식, 및 다른 애플리케이션들에 사용할 수 있다.

고정식 애플리케이션에 있어서, 순방향 링크 전송을 위하여 기지국에서 방향성 안테나를 사용할 수 있으며, 2 개의 수신 안테나를 사용자 단말에 제공하여 수신 다이버시티를 달성할 수 있다. 이러한 구성은 높은 C/I (carrier-to-interference ratio) 를 제공할 수 있으며, 이는 용량을 더 크게 한다 (예를 들어, 백명 이상의 보이스 사용자들을 순방향 링크상에서 1.25 ㎒ 로 서비스할 수 있다). 월시 커버 멀티플렉싱 방식에 있어서, 채널 평가값은 고정식 애플리케이션에 대하여 더욱 정확하게 될 수 있으며, 여기서 방향성 안테나들이 배치된다. 이에 의해 전송 채널을 더욱 정확하게 이퀄라이제이션하여 월시 커버된 데이터의 직교성을 유지할 수 있다.

이동식 애플리케이션에 있어서, 하나의 기지국으로부터 또 다른 기지국으로 이동 사용자 단말을 이동시키는데 IS-95 CDMA 시스템에 사용되는 것과 같은 소프트 핸드오프를 사용할 수 있다. 소프트 핸드오프를 달성하기 위하여, 기지국 제어기는 소프트 핸드오프시의 모든 기지국들이 공통 회로 또는 공통 OFDM 톤들상의 사용자 패킷들을 전송할 것을 요청할 수 있다. 이를 달성하기 위하여 기지국들을 조정할 수 있다. 선택적으로, 소프트 핸드오프시의 기지국들은 이들에 이용가능한 회로들에 패킷들을 전송할 수 있다. 사용자 단말은 수신된 신호를 계수화하고, 샘플들을 프로세싱하여 기지국들에 의해 전송된 패킷들을 복구한다. 기지국들로 부터의 전송 프로세싱을 서로 다른 파라미터 (예를 들어, 서로 다른 PN 오프셋, 서로 다른 회로) 를 이용하여 수행할 수 있다. 또한, 사용자 단말은 프로세싱된 결과들 (레이크 수신기에 의해 수행된 결과와 유사함) 을 결합하여 향상된 성능을 가진 결합 결과를 생성한다.

상기 멀티플렉싱, 전송, 및 시그널링 방식들을 기지국으로부터 사용자 단말로의 순방향 링크 전송에 대하여 설명하였다. 그러나, 여기에 기술된 개념들의 적어도 일부를 사용자 단말로부터의 기지국으로의 역방향 링크 전송에 적용할 수도 있다.

상술한 바와 같이, 송신기 유닛과 수신기 유닛은, 다양한 타입의 데이터 프로세서, 인코더, IFFT, FFT, 디멀티플렉서, 콤바이너 등을 포함하는 다양한 프로세싱 유닛들로 각각 구현된다. 이러한 프로세싱 유닛들을 여기서 기술된 기능들을 수행하도록 설계된 ASIC (application specific integrated circuit), 디지털 신호 프로세서, 마이크로컨트롤러, 마이크로프로세서, 또는 다른 전자 회로들과 같은 다양한 장치들로 구현할 수 있다. 또한, 프로세싱 유닛들을 여기서 기술된 기능들을 달성하는 명령 코드들을 실행하도록 동작하는 범용 프로세서 또는 특별하게 설계된 프로세서로 구현할 수 있다. 따라서, 여기서 기술된 프로세싱 유닛들을 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 결합을 이용하여 구현할 수 있다.

당업자들이 본 발명을 제조 또는 사용할 수 있도록 바람직한 실시예들을 상술하였다. 당업자라면 이러한 실시예들의 다양한 변경을 쉽게 알 수 있으며, 여기에 정의된 일반 원리들을 발명의 창의력을 사용하지 않고도 다른 실시예들에 적용할 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타낸 실시예들로 한정되는 것이 아니라 여기서 기술된 원리 및 신규한 특성과 일치하는 최광의 범위와 부합하며, 이를 청구범위로서 청구한다.

도 1 은 MIMO (multiple-input multiple-output) 통신 시스템의 다이어그램.

도 2 는 송신기 유닛의 송신 안테나로부터의 특정 전송의 일례를 도표로 나타내는 다이어그램.

도 3 은 도 1 에 나타낸 통신 시스템의 데이터 프로세서 및 변조기의 실시예에 대한 블록도.

도 4a 및 도 4b 는 제어, 브로드캐스트, 보이스, 또는 트래픽 데이터와 같은 하나의 채널 데이터 스트림을 프로세싱하는데 사용될 수 있는 채널 데이터 프로세서의 2 개의 실시예에 대한 블록도.

도 5a 내지 5c 는 도 2 에 나타낸 전송 신호를 생성하는데 사용될 수 있는 프로세싱 유닛들의 실시예에 대한 블록도.

도 6 은 하나 이상의 채널 데이터 스트림을 수신하는데 사용할 수 있는 다중 수신 안테나를 가지는 수신기 유닛의 실시예에 대한 블록도.

도 7 은 일 실시예에 따른 통신 시스템의 동작 모드들 중 일부에 의해 달성될 수 있는 스펙트럼 효율을 나타내는 도면.

도 8a 는 다양한 타입의 서비스를 전송하는데 사용될 수 있는 구조의 실시예에 대한 다이어그램.

도 8b 및 도 8c 는 데이터를 전송하는데 사용될 수 있는 2 개의 패킷 구조의 특정 실시예에 대한 다이어그램.

도 9 는 다수의 사용자들을 직교 OFDM 톤들로 멀티플렉싱하는데 사용될 수 있는 데이터 프로세서 및 변조기의 실시예에 대한 블록도.

도 10 은 직교 (예를 들어, 월시) 코드들을 이용하여 다수의 사용자들을 동일한 OFDM 톤들로 멀티플렉싱하는데 사용될 수 있는 데이터 프로세서 및 변조기의 실시예에 대한 블록도.

Claims

무선 통신 시스템에서 채널 정보를 제공하는 방법으로서,

복수의 수신기 안테나들에서 수신된 신호들을 프로세싱하는 단계;

상기 복수의 수신기 안테나들에 대한 채널 상태를 나타내는 채널 상태 정보 (CSI) 를 결정하는 단계; 및

상기 복수의 수신기 안테나들에서 수신된 신호들의 송신기로 상기 CSI 를 전송하는 단계를 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 채널 정보 제공 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 CSI 는 상기 채널 상태들을 나타내는 고유 벡터들을 나타내는 정보를 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 채널 정보 제공 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 CSI 는 상기 복수의 수신기 안테나들을 포함하는 수신기로의 전송을 위한 고유 모드들을 나타내는 정보를 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 채널 정보 제공 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 CSI 는 상기 복수의 수신기 안테나들로의 전송 경로들을 설명하는 복합 이득 값들의 행렬들을 나타내는 정보를 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 채널 정보 제공 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 CSI 는 상기 복수의 수신기 안테나들로 전송되는 전송 심볼들을 프리컨디셔닝하기 위한 정보를 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 채널 정보 제공 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 CSI 는 채널 품질을 나타내는 정보를 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 채널 정보 제공 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 CSI 는 캐리어 대 잡음 및 간섭비를 나타내는 정보를 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 채널 정보 제공 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 CSI 는 복수의 송신기 안테나들을 포함하는 수신기 및 송신기 사이의 채널 행렬을 나타내는 정보를 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 채널 정보 제공 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 CSI 는 채널 전송 함수를 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 채널 정보 제공 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 CSI 는 고유 벡터 행렬을 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 채널 정보 제공 방법.
무선 장치로서,

복수의 안테나들; 및

상기 복수의 안테나들에 결합된 프로세서로서, 상기 복수의 안테나들에서 수신된 신호들에 대한 채널 상태를 나타내는 채널 상태 정보 (CSI) 를 결정하도록 구성되며 상기 복수의 안테나들에서 수신된 신호들의 송신기로 상기 CSI 를 전송하도록 구성되는, 상기 프로세서를 포함하는, 무선 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 CSI 는 상기 채널 상태들을 나타내는 고유 벡터들을 나타내는 정보를 포함하는, 무선 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 CSI 는 복수의 수신기 안테나들을 포함하는 수신기로의 전송을 위한 고 유 모드들을 나타내는 정보를 포함하는, 무선 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 CSI 는 복수의 수신기 안테나들로의 전송 경로들을 설명하는 복합 이득 값들의 행렬들을 나타내는 정보를 포함하는, 무선 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 CSI 는 복수의 수신기 안테나들로 전송되는 전송 심볼들을 프리컨디셔닝하기 위한 정보를 포함하는, 무선 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 CSI 는 채널 품질을 나타내는 정보를 포함하는, 무선 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 CSI 는 캐리어 대 잡음 및 간섭비를 나타내는 정보를 포함하는, 무선 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 CSI 는 복수의 송신기 안테나들을 포함하는 수신기 및 송신기 사이의 채널 행렬을 나타내는 정보를 포함하는, 무선 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 CSI 는 채널 전송 함수를 포함하는, 무선 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 CSI 는 고유 벡터 행렬을 포함하는, 무선 장치.
무선 통신을 위한 장치로서,

복수의 수신기 안테나들에서 수신된 신호들을 프로세싱하는 수단;

상기 복수의 수신기 안테나들에 대한 채널 상태를 나타내는 채널 상태 정보 (CSI) 를 결정하는 수단; 및

상기 복수의 수신기 안테나들에서 수신된 신호들의 송신기로 상기 CSI 를 전송하는 수단을 포함하는, 무선 통신 장치.
제 21 항에 있어서,

상기 CSI 는 상기 채널 상태를 나타내는 고유 벡터들을 나타내는 정보를 포함하는, 무선 통신 장치.
제 21 항에 있어서,

상기 CSI 는 상기 복수의 수신기 안테나들을 포함하는 수신기로의 전송을 위 한 고유 모드들을 나타내는 정보를 포함하는, 무선 통신 장치.
제 21 항에 있어서,

상기 CSI 는 상기 복수의 수신기 안테나들로의 전송 경로들을 설명하는 복합 이득 값들의 행렬들을 나타내는 정보를 포함하는, 무선 통신 장치.
제 21 항에 있어서,

상기 CSI 는 상기 복수의 수신기 안테나들로 전송되는 전송 심볼들을 프리컨디셔닝하기 위한 정보를 포함하는, 무선 통신 장치.
제 21 항에 있어서,

상기 CSI 는 채널 품질을 나타내는 정보를 포함하는, 무선 통신 장치.
제 21 항에 있어서,

상기 CSI 는 캐리어 대 잡음 및 간섭비를 나타내는 정보를 포함하는, 무선 통신 장치.
제 21 항에 있어서,

상기 CSI 는 복수의 송신기 안테나들을 포함하는 수신기 및 송신기 사이의 채널 행렬을 나타내는 정보를 포함하는, 무선 통신 장치.
제 21 항에 있어서,

상기 CSI 는 채널 전송 함수를 포함하는, 무선 통신 장치.
제 21 항에 있어서,

상기 CSI 는 고유 벡터 행렬을 포함하는, 무선 통신 장치.