KR100897476B1 - 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상장치 및 보상방법 - Google Patents

마그네틱 엔코더의 출력신호 보상장치 및 보상방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상방법 및 보상장치에 관한 것이다. 본 발명에 따른 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상장치는 상기 마그네틱 엔코더로부터 출력되는 정현 파형을 갖는 제1 출력신호 및 제2 출력신호의 신호 크기를 조절하는 아날로그 회로부와; 상기 아날로그 회로부에 의해 조절된 상기 제2 출력신호 및 상기 제2 출력신호를 제1 디지털 값 및 제2 디지털 값으로 변환하는 A/D 컨버터와; 상기 A/D 컨버터에 의해 변환된 상기 제1 디지털 값 및 상기 제2 디지털 값들을 필터링 및 정규화(Normalize)하여 제1 측정값 및 제2 측정값을 출력하는 디지털 필터부와; 상기 제1 출력신호 및 상기 제2 출력신호에 각각 대응하는 제1 추정값 및 제2 추정값과 상기 디지털 필터부로부터 출력되는 상기 제1 측정값 및 상기 제2 측정값을 잔차 그라디언트 알고리즘(Residual gradient algorithm)에 적용하여 복수의 보상변수를 산출하고, 상기 산출된 복수의 보상변수에 따라 상기 제1 측정값 및 상기 제2 측정값을 최적화하여 제1 보상값 및 제2 보상값을 출력하는 신호 보상부와; 상기 신호 보상부로부터 출력되는 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값에 기초하여 제1 구형파 및 제2 구형파를 생성하는 펄스 생성부를 포함하는 것을 특징으로 한다. 이에 따라, 마그네틱 엔코더의 노이즈로부터 노이즈가 포함되어 출력되는 출력신호를 최적화 이론에 기반하여 보상함으로써, DC 오프셋, 위상차, 진폭차, 사인파형의 변형 등과 같은 노이즈를 제거할 수 있다.

Description

마그네틱 엔코더의 출력신호 보상장치 및 보상방법{APPARATUS AND METHOD FOR COMPENSATING OUTPUT SIGNAL OF MAGNETIC ENCODER}
본 발명은 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상방법 및 보상장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 마그네틱 엔코더로부터 출력되는 노이즈를 포함하는 출력신호를 최적화 이론을 기반으로 보상하는 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상방법 및 보상장치에 관한 것이다.
산업 자동화 시스템에서 회전하는 물체의 회전속도 및 위치값을 검출하기 위한 센서들은 거친 환경(Harsh environment)에서도 안정적으로 작동하고, 고성능을 유지할 것이 요구되고 있다.
이와 같은 센서들 중 광학 엔코더(Optical Encoder)는 높은 정밀도를 갖고 있는 반면, 온도변화가 심하거나 기름진 장소 또는 먼지가 많은 장소에서는 그 능력을 발휘하지 못하는 것으로 인식되고 있다. 또한, 광학 엔코더(Optical Encoder)는 고성능을 유지하면서 그 크기를 작게 만드는데 한계가 있다.
이와 같은 광학 엔코더(Optical Encoder)의 단점을 보안하고자 개발된 것이 마그네틱 엔코더이다. 현재 마그네틱 엔코더(Magnetic Encoder)에 있어 주요한 관심 분야는 환경에 영향을 받지 않고 안정적으로 오래 사용하게 하는 기술을 개발하는데 있다.
마그네틱 엔코더(Magnetic Encoder)의 출력신호는 사인파와 코사인파로 구성되는데, 두 파형이 나란히 출력되어 그 값을 통해 위치값을 검출한다.
그런데, 사인 파형은 일반적으로 이상적이지 않은 것으로 평가되며, 노이즈에 민감한 반응을 보인다. 이러한 노이즈에 의한 변형은 DC 오프셋값, 위상차, 자기력의 불균일, 사인파형의 변형 등에 의해 발생한다. 또한, 사인 파형에 노이즈로 작용하는 값들은 마그네틱 엔코더(Magnetic Encoder)를 사용하는 동안 온도변화와 주변 노이즈에 의해 변할 수 있어, 그 값을 예측하여 보상하는 것은 마그네틱 엔코더(Magnetic Encoder)의 성능을 향상시키는데 중요한 요소로 인식되고 있다.
따라서, 본 발명은 마그네틱 엔코더의 노이즈로부터 노이즈가 포함되어 출력되는 출력신호를 최적화 이론에 기반하여 보상함으로써, DC 오프셋값, 위상차, 진폭차, 사인파형의 변형 등과 같은 노이즈를 제거하는데 그 목적이 있다.
상기 목적은 본 발명에 따라, 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상장치에 있어서, 상기 마그네틱 엔코더로부터 출력되는 정현 파형을 갖는 제1 출력신호 및 제2 출력신호의 신호 크기를 조절하는 아날로그 회로부와; 상기 아날로그 회로부에 의해 조절된 상기 제2 출력신호 및 상기 제2 출력신호를 제1 디지털 값 및 제2 디지털 값으로 변환하는 A/D 컨버터와; 상기 A/D 컨버터에 의해 변환된 상기 제1 디지털 값 및 상기 제2 디지털 값들을 필터링 및 정규화(Normalize)하여 제1 측정값 및 제2 측정값을 출력하는 디지털 필터부와; 상기 제1 출력신호 및 상기 제2 출력신호에 각각 대응하는 제1 추정값 및 제2 추정값과 상기 디지털 필터부로부터 출력되는 상기 제1 측정값 및 상기 제2 측정값을 잔차 그라디언트 알고리즘(Residual gradient algorithm)에 적용하여 복수의 보상변수를 산출하고, 상기 산출된 복수의 보상변수에 따라 상기 제1 측정값 및 상기 제2 측정값을 최적화하여 제1 보상값 및 제2 보상값을 출력하는 신호 보상부와; 상기 신호 보상부로부터 출력되는 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값에 기초하여 제1 구형파 및 제2 구형파를 생성하는 펄스 생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상장치에 의해 달성된다.
여기서, 상기 신호 보상부는, 상기 제1 측정값 및 상기 제2 추정값의 곱과, 상기 제2 측정값 및 상기 제1 추정값의 곱 간의 편차를 이용한 에러값에 기초하여 상기 제1 추정값 및 상기 제2 추정값의 산출을 위한 위치 추정값을 산출하는 각도 보간부와; 상기 제1 측정값 및 상기 제2 측정값을 상기 잔차 그라디언트 알고리즘(Residual gradient algorithm)에 의해 산출된 상기 보상변수에 따라 최적화하여 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값을 출력하는 최적화 실행부를 포함할 수 있다.
그리고, 상기 잔차 그라디언트 알고르즘의 적용시 2차 하모닉 왜곡(2nd-order harmonic distortion)은 근사치로 설정될 수 있다.
또한, 상기 펄스 생성부는, 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값의 결합 파형을 n개의 이진펄스 구간으로 구분하고, 상기 각 이진펄스 구간에 대해 N0 개로 샘플링되어 산출되며 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값에 각각 대응하는 제1 펄스값 및 제2 펄스값이 저장된 룩-업 테이블과; 상기 제1 구형파 및 상기 제2 구형파가 생성되도록, 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값에 기초하여 상기 제1 구형파 및 상기 제2 구형파에 대응하는 상기 제2 펄스값 및 상기 제2 펄스값의 검색을 위한 제1 인덱스값 및 제2 인덱스값을 산출하는 인덱스 계산부를 포함할 수 있다.
그리고, 상기 디지털 필터부는 3차 정형화된 버터워스 로우 패스 필터(3rd order normalized Butterworth Low Pass Filter)를 포함할 수 있다.
한편, 상기 목적은 본 발명의 다른 실시 형태에 따라, 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상방법에 있어서, 상기 마그네틱 엔코더로부터 출력되는 정형 파형의 제1 출력신호 및 제2 출력신호의 신호 크기를 조절하는 단계와; 크기가 조절된 상기 제2 출력신호 및 제2 출력신호를 각각 제1 디지털 값 및 제2 디지털 값으로 변환하는 단계와; 상기 제1 디지털 값 및 상기 제2 디지털 값을 필터링 및 정규화(Normalize)하여 제1 측정값 및 제2 측정값으로 변환하는 단계와; 상기 제1 출력신호 및 상기 제2 출력신호에 각각 대응하는 제1 추정값 및 제2 추정값과, 상기 제1 측정값 및 상기 제2 측정값을 잔차 그라디언트 알고리즘(Residual gradient algorithm)에 적용하여 복수의 보상변수를 산출하는 단계와; 상기 산출된 복수의 보상변수에 따라 상기 제1 측정값 및 상기 제2 측정값을 최적화하여 제1 보상값 및 제2 보상값을 생성하는 단계와; 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값에 기초하여 제1 구형파 및 제2 구형파를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 보상변수를 산출하는 단계는, 상기 제1 측정값 및 상기 제2 추정값 간의 곱과, 상기 제2 측정값 및 상기 제1 추정값 간의 곱의 편차를 이용하여 에러값을 산출하는 단계와; 상기 에러값이 0으로 수렴되게 하는 조건을 만족하는 위치 추정값을 산출하는 단계와; 상기 산출된 위치 추정값에 따라 상기 제1 추정값 및 상기 제2 추정값을 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
또한, 상기 잔차 그라디언트 알고르즘의 적용시 2차 하모닉 왜곡(2nd-order harmonic distortion)은 근사치로 설정될 수 있다.
그리고, 상기 제1 구형파 및 상기 제2 구형파를 생성하는 단계는, 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값의 결합 파형을 n개의 이진펄스 구간으로 구분하는 단계와; 상기 각 이진펄스 구간에 대해 N0 개로 샘플링되어 산출되며 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값에 각각 대응하는 제1 펄스값 및 제2 펄스값을 생성하는 단계와; 상기 제1 펄스값 및 상기 제2 펄스값을 룩-업 테이블에 저장하는 단계와; 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값에 기초하여 상기 룩-업 테이블에 저장된 상기 제2 펄스값 및 상기 제2 펄스값의 검색을 위한 제1 인덱스 값 및 제2 인덱스 값을 산출하는 단계와; 상기 제1 인덱스 값 및 상기 제2 인덱스 값에 따라 상기 룩-업 테이블로부터 상기 제1 펄스값 및 상기 제2 펄스값을 각각 검색하여 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값에 각각 대응하는 상기 제1 구형파 및 상기 제2 구형파를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.
그리고, 상기 제1 측정값 및 상기 제2 측정값으로 변환하는 단계는 3차 정형화된 버터워스 로우 패스 필터(3rd order normalized Butterworth Low Pass Filter)에 의해 수행될 수 있다.
본 발명에 따르면, 마그네틱 엔코더의 노이즈로부터 노이즈가 포함되어 출력되는 출력신호를 최적화 이론에 기반하여 보상함으로써, DC 오프셋값, 위상차, 진폭차, 사인파형의 변형 등과 같은 노이즈를 제거할 수 있는 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상장치 및 보상방법이 제공된다.
이하에서는 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 마그네틱 엔코더(3)의 출력신호 보상장치의 구성을 도시한 도면이다. 도면에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 마그네틱 엔코더(3)의 출력신호 보상장치는 아날로그 회로부(2) 및 출력신호 계산부(1)를 포함한다.
마그네틱 엔코더(3)로부터 출력되는 출력신호는 사인파(이하, '제1 출력신호'라 함)와 코사인파(이하, '제2 출력신호'라 함)로 구성된 정현 파형을 갖는다. 도 2는 마그네틱 엔코더(3)로부터 출력되는 제1 출력신호 및 제2 출력신호를 도시 한 도면으로, 이론상으로는 코사인파인 제2 출력신호는 사인파인 제1 출력신호보다 위상이 90° 앞서게 되는데, 도 2에 도시된 바와 같이, 실제 주변 환경의 영향 등으로 인해 많은 노이즈가 발생한다.
마그네틱 엔코더(3)로부터 출력되는 제1 출력신호 및 제2 출력신호는 아날로그 회로부(2)로 입력되는데, 아날로그 회로부(2)는 출력신호 계산부(1)의 후술할 A/D 컨버터(10)가 처리 가능한 신호처리범위에 맞도록 제1 출력신호 및 제2 출력신호의 신호 크기를 조절한다.
여기서, 본 발명에 따른 아날로그 회로부(2)는 로우 패스 필터(Low Pass Filter)와 프리-앰프(Pre-amplifier)로 구성될 수 있으며, 제1 출력신호 및 제2 출력신호 각각의 처리를 위한 2채널로 구성될 수 있다.
출력신호 계산부(1)는 A/D 컨버터(10), 디지털 필터부(20), 신호 보상부(30) 및 펄스 생성부(40)를 포함할 수 있다. A/D 컨버터(10)는 아날로그 회로부(2)에 의해 크기가 조절된 제1 출력신호 및 제2 출력신호를 각각 제2 디지털 값 및 제2 디지털 값으로 변환한다.
디지털 필터부(20)는 A/D 컨버터(10)로부터 출력되는 제1 디지털 값 및 제2 디지털 값의 노이즈를 억제한다. 본 발명에 따른 디지털 필터부(20)는 3차 정형화된 버터워스 로우 패스 필터(3rd order normalized Butterworth Low Pass Filter)를 사용하는 것을 일 예로 하며, 필터의 계수는 마그네틱 엔코더(3)로부터 출력되는 출력신호의 주파수 범위를 만족하도록 설정된다.
디지털 필터부(20)의 전달함수(Transfer Function)의 일 예는 아래의 [수학 식 1]과 같다.
[수학식 1]
Figure 112007053075719-pat00001
여기서, A/D 컨버터(10)가 12비트(Bit)로 동작하는 경우 디지털 필터부(20)의 출력이 [-1 ~ 1] 범위의 사인 파형으로 생성되기 위해, [0 ~ 4096] 범위의 A/D 컨버터(10)의 출력에서 2048(212)을 빼 오프셋 값을 조절하여 값의 범위를 [-2048 ~ 2048)의 범위가 되게 한 후 이를 다시 2048로 나누게 된다.
저속 환경 하에서, 마그네틱 엔코더(3)의 출력신호의 주파수는 1회전당 피치 수에 의존하여 낮다. 샘플링 간격이 작을수록 노이즈가 마그네틱 엔코더(3)의 출력신호에 영향을 크게 미쳐 정밀도가 떨어지게 되는데, 본 발명에 따른 디지털 필터부(20)에 3개의 다른 주파수 영역에 대응하여 3차 디지털 로우 패스 필터를 적용함으로써 정밀도를 향상시킬 수 있게 된다. 여기서, 신호의 주파수를 검출하는데 제로 크로싱 방법(Zero crossing method)을 사용한다.
한편, 디지털 필터부(20)에 의해 필터링 및 정규화(Normalize)되어 출력되는 제1 측정값(u1) 및 제2 측정값(u2)은 신호 보상부(30)로 입력된다. 여기서, 본 발명에 따른 신호 보상부(30)는 DC 오프셋(DC offset), 진폭의 탈선(Amplitude deviation), 위상 이동(Phase-shifted) 및 파형의 변동(Waveform distortion)(이 상, 도 2 참조)을 보상하여 제1 보상값(u'1) 및 제2 보상값(u'2)을 출력한다.
그리고, 펄스 생성부(40)는 제1 구형파(OUT A) 및 제2 구형파(OUT B)를 생성하는데, 본 발명에 따른 펄스 생성부(40)는 고차 주파수 신호(High-order frequency signals) 알고리즘에 기초하여 제1 구형파(OUT A) 및 제2 구형파(OUT B)를 생성하는 것을 일 예로 하고 있다.
도 3은 제1 출력신호 및 제2 출력신호의 한 주기 내에서의 위치각(6), 그리고 제1 출력신호 및 제2 출력신호로부터 생성된 제1 구형파(OUT A) 및 제2 구형파(OUT B)를 도시한 도면으로, 본 발명에 따른 신호 보상부(30)는 마그네틱 엔코더(3)로부터 제1 출력신호 및 제2 출력신호가 이상 값에 근사하도록 보상하며, 필스 생성부는 도 3에 도시된 바와 같은 제1 구형파(OUT A) 및 제2 구형파(OUT B)를 생성하는데, 한 주기 동안의 펄스의 수가 마그네틱 엔코더(3)의 분해능을 결정하게 된다.
이하에서는 도 4를 참조하여 본 발명에 따른 신호 보상부(30)에 대해 상세히 설명한다. 본 발명에 따른 신호 보상부(30)는, 도 4에 도시된 바와 같이, 최적화 실생부(33) 및 각도 보간부(32)를 포함할 수 있다.
제1 출력신호 및 제2 출력신호 각각에 대응하여 도 1에 도시된 아날로그 회로부(2)로부터 출력되는 신호는 A/D 컨버터(10)를 통해 제1 디지털 값 및 제2 디지털 값으로 변환되어 디지털 필터부(20)로 입력되고, 디지털 필터부(20)를 통해 노이즈가 억제된 신호인 제1 측정값(u1) 및 제2 측정값(u2)을 출력한다.
여기서, 마그네틱 엔코더(3)가 이상적이라 가정하면 제1 측정값(u1) 및 제2 측정값(u2)(제1 측정값(u1)의 위상이 제2 측정값(u2)의 위상보다 앞서는 것으로 가정한다)이 90°의 위상차로 발생하게 된다. 그리고, 두 파형의 진폭 또한 같으며 오프셋값 또한 0이 될 것이다.
φ를 마그네틱 엔코더(3)의 실제위치라 하면 φ = atan2(u2/u1)로 정의될 수 있다. 그런데, 실제로는 제1 측정값(u1) 및 제2 측정값(u2)의 위상편차 δ와 오프셋값 b1 및 b2, 진폭차 a1 및 a2, 신호 왜곡이 발생한다.
최적화 실생부(33)에 의해 교정된 신호인 sin(φ) 및 cos(φ)는 각각 제1 추정값 및 제2 추정값, 즉 실제 모터 등과 같이 마그네틱 엔코더(3)에 의해 위치가 검출되는 장치에 입력된 입력치에 대응하는 sin(
Figure 112007053075719-pat00002
) 및 cos(
Figure 112007053075719-pat00003
)와 곱셈기(33a, 33b)에 의해 곱해지고, 에러값은 뺄셈기(34)에 의해 유도된다. 여기서, 제1 추정값 및 제2 추정값은 추정값 생성부(36)가 옵저버(35)로부터 출력되는 위치 추정값(
Figure 112007053075719-pat00004
)에 기초하여 생성한다.
에러값은 아래의 [수학식 2]와 같이 정의될 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112007053075719-pat00005
여기서, 옵저버(35)(Observer)가
Figure 112007053075719-pat00006
을 φ로 수렴시키는데, 그 전달함수는 아래의 [수학식 3]과 같이 유도된다.
[수학식 3]
Figure 112007053075719-pat00007
옵저버(35)가 안정적임을 보장하기 위해 본 발명에서는 [수학식 3]에서 분모의 제곱근을 -1과 1 사이의 값으로 설정한다. 여기서, 본 발명에서는 분모로
Figure 112007053075719-pat00008
을 선택하는 것을 일 예로 하였으며, [수학식 3]은 아래의 [수학식 4]로부터 변환될 수 있다.
[수학식 4]
Figure 112007053075719-pat00009
만약, 파형왜곡이 없다고 가정하면, 제1 측정값(u1) 및 제2 측정값(u2)은 아래의 [수학식 5]와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 5]
Figure 112007053075719-pat00010
그리고, [수학식 5]는 다시 [수학식 6]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 6]
Figure 112007053075719-pat00011
여기서,
Figure 112007053075719-pat00012
이다.
반면, 파형왜곡이 존재하는 경우에는, 제1 측정값(u1) 및 제2 측정값(u2)은 아래의 [수학식 7]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 7]
Figure 112007053075719-pat00013
여기서, 본 발명에서는 2차 하모닉 왜곡(2nd-order harmonic distortion)은 근사치로 구해지며, 보편성을 잃지 않는 범위에서 아래의 [수학식 8]을 얻을 수 있다.
[수학식 8]
Figure 112007053075719-pat00014
여기서, 본 발명에서는 θi를 결정하기 위해 잔차 그라디언트 알고리즘(Residual gradient algorithm)을 적용한다. 그리고, 잔차 그라디언트 알고리즘을 통해 결정된 θi 값들은 디지털 필터부(20)로부터 출력되는 제1 측정값(u1) 및 제2 측정값(u2)을 최적화하여 보상하기 위한 보상변수로 사용된다.
Figure 112007053075719-pat00015
을 시간 k에서의 위치 추정값(
Figure 112007053075719-pat00016
)이라 하면, 시간 k에서의 에러에 대한 다중-변수식(Multi-variable equation)은 아래의 [수학식 9]와 같이 표현된다.
[수학식 9]
Figure 112007053075719-pat00017
그리고, 목적 함수(Objective function)는 아래의 [수학식 10]과 같이 표현되며, 파라미터 업데이트의 결정을 위해 아래의 [수학식 11]이 정의된다.
[수학식 10]
Figure 112007053075719-pat00018
[수학식 11]
Figure 112007053075719-pat00019
여기서, λ는 파라미터의 수렴 속도를 결정하는 상수이다. 또한, 기울기
Figure 112007053075719-pat00020
는 아래의 [수학식 12]를 통해 얻을 수 있다.
[수학식 12]
Figure 112007053075719-pat00021
그리고, 에러를 정의하는 [수학식 2]를 고려하면, 에러값은 아래의 [수학식 13]과 같이 표현된다.
[수학식 13]
Figure 112007053075719-pat00022
아래의 [수학식 14]는 θi에 관한 [수학식 13]의 도함수이다.
[수학식 14]
Figure 112007053075719-pat00023
Figure 112007053075719-pat00024
Figure 112007053075719-pat00025
여기서, 본 발명에 따른 신호 보상부(30)는 에러값인 ek값이 0에 가까워지는 것을 목적으로 하고, 이는
Figure 112007053075719-pat00026
와
Figure 112007053075719-pat00027
을 만족하는 것인 바, 상기 [수학식 14]로부터 아래의 [수학식 15]와 같은 근사식을 얻을 수 있다.
[수학식 15]
Figure 112007053075719-pat00028
여기서, [수학식 11], [수학식 12] 및 [수학식 14]를 결합하면, [수학식 16] 및 [수학식 17]이 나타난다.
[수학식 16]
Figure 112007053075719-pat00029
[수학식 17]
Figure 112007053075719-pat00030
[수학식 17]을 [수학식 15]로 치환하면 [수학식 18]이 구해진다.
[수학식 18]
Figure 112007053075719-pat00031
[수학식 14]에 따라
Figure 112007053075719-pat00032
이므로, [수학식 19]을 구할 수 있다.
[수학식 19]
Figure 112007053075719-pat00033
[수학식 19]은 마지막 식으로 표현되는데, 이는 변수 θi(i = 1,2,....,7)를 경신하는데 쓰이며, 수렴속도 λ에 의해 결정된다. 실제 실험에서는 λ는 0.02로 측정되었다.
여기서, θik에 의해 제1 측정값(u1) 및 제2 측정값(u2)은 제1 보상값(u'1) 및 제2 보상값(u'2)을 얻기 위한 실시간 보상 처리가 가능하게 된다. 더욱이 θik를 계산하는데 소요되는 시간은 짧다.
[수학식 19]은 [수학식 20]와 같은 방식을 통해서도 수행될 수 있다.
[수학식 20]
Figure 112007053075719-pat00034
도 5는 신호 보상기의 출력인 제1 보상값(u'1) 및 제2 보상값(u'2)으로부터 제1 구형파(OUT A) 및 제2 구형파(OUT B)를 생성하기 위한 펄스 생성부(40)의 구성을 도시한 도면이다. 도면에 도시된 바와 같이, 펄스 생성부(40)는 인덱스 계산부(41) 및 룩-업 테이블(42)을 포함할 수 있다. 인덱스 계산부(41)에서는 룩-업 테이블(42)에 저장된 펄스 값의 검색을 위한 제1 인덱스 값(Index_A) 및 제2 인덱스 값(Index_B)을 계산한다.
도 6 및 도 7은 사인파 및 코사인파의 특징을 나타내며 펄스 생성을 위한 룩-업 테이블(42)을 생성하는 과정을 설명하기 위한 도면이다. 도 6은 사인파 및 코사인파가 영역 [-sin(π/4) ~ sin(π/4)] = [-cos(π/4) ~ cos(π/4)] ≒ [-0.707 ; 0.707]에 존재할 때, 위상과 각이 선형으로 가정할 수 있음을 보여준다. 이를 통해 사인파 및 코사인파의 결합파형 한주기를 8개의 구간으로 나눌 수 있다. 또한, 선형특성을 이용하여 각 구간에서 위치값을 얻을 수 있으며, 이 특성은 도 6에 도시된 8A 선 및 8B 선으로 나타난다.
룩-업 테이블(42)은 상기와 같은 원리에 의해 생성된다.
첫째, 각각의 구역을 n개의 이진펄스로 나눈다. 여기서, n은 자연수이고 각각의 펄스는 0 또는 1의 값을 갖는다. 도 7은 구간 [0 ~ π/4]에서 n=8일 때의 예를 도시한 도면이다.
둘째, 각 구역에서 이진펄스를 위한 N0 샘플을 구한다. 한 샘플의 값은 0 또는 1의 값을 갖는다. 이러한 샘플들의 수는 룩-업 테이블(42)의 크기를 결정하 게 된다. 이러한 방법을 통해 8N0의 이진 값이 룩-업 테이블(42)에 생성된다. 8n 펄스는 한 주기의 사인 파형 및 코사인 파형으로부터 유도될 수 있다. 예를 들어, n=8, N0 = 707이면 룩-업 테이블(42)의 크기는 5656이고, 전체 펄스수는 64가 된다.
또한, 각 샘플링 시간에서 파형을 처리하기 위해, 다른 룩-업 테이블(42)은 도 8에 도시된 바와 같이 위상이 90ㅀ 앞서는 다른 이진 펄스를 고려하여 생성된다. 이에 따라, 룩-업 테이블(42)에는 도 8에 도시된 이진펄스를 위해 두 개의 룩-업 테이블(42)을 기자며, 룩-업 테이블(42)의 값은 이진값 0 또는 1이 된다. 따라서, 룩-업 테이블(42)의 데이터 크기가 줄어들 수 있게 된다.
[표 1]
Figure 112007053075719-pat00035
여기서, 제1 보상값(u'1) 및 제2 보상값(u'2)은 신호 보상부(30)로부터 수신되는데, 한 주기 중 어떠한 구간인지 결정하는 것은 [표 1]에 나타낸 바와 같다. 그리고, N0은 [수학식 20]에 나타낸 바와 같이 제1 보상값(u'1) 및 제2 보상값(u'2)으로부터 계산된다.
[수학식 21]
Figure 112007053075719-pat00036
아래의 [표 2]는 룩-업 테이블(42)의 구조를 나타낸 것으로, 룩-업 테이블(42)이 이진수의 값만을 포함하기 때문에 데이터의 크기가 매우 작게 된다. 각 룩-업 테이블(42)마다 대략 8N0/8 = N0 bytes가 된다.
[표 2]
Figure 112007053075719-pat00037
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상장치의 구성을 도시한 도면이고,
도 2는 본 발명에 따른 마그네틱 엔코더로부터 출력되는 제1 출력신호 및 제2 출력신호의 예를 도시한 도면이고,
도 3은 본 발명에 따른 마그네틱 엔코더로부터 출력되는 제1 출력신호 및 제2 출력신호의 한 주기 내에서의 위치각, 제1 구형파 및 제2 구형파의 관계를 설명하기 위한 도면이고,
도 4는 도 1의 출력신호 보상장치의 신호 보상부의 일 예로 도시한 도면이고,
도 5는 도 1의 출력신호 보상장치의 펄스 생성부의 일 예로 도시한 도면이고,
도 6 내지 도 8은 본 발명에 따른 펄스 생성부의 동작을 설명하기 위한 도면이다.

Claims (10)

  1. 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상장치에 있어서,
    상기 마그네틱 엔코더로부터 출력되는 정현 파형을 갖는 제1 출력신호 및 제2 출력신호의 신호 크기를 조절하는 아날로그 회로부와;
    상기 아날로그 회로부에 의해 조절된 상기 제1 출력신호 및 상기 제2 출력신호를 제1 디지털 값 및 제2 디지털 값으로 변환하는 A/D 컨버터와;
    상기 A/D 컨버터에 의해 변환된 상기 제1 디지털 값 및 상기 제2 디지털 값들에 대하여 노이즈 제거를 위한 필터링을 수행하여 제1 측정값 및 제2 측정값을 출력하는 디지털 필터부와;
    상기 제1 출력신호 및 상기 제2 출력신호에 각각 대응하는 제1 추정값 및 제2 추정값과 상기 디지털 필터부로부터 출력되는 상기 제1 측정값 및 상기 제2 측정값을 잔차 그라디언트 알고리즘(Residual gradient algorithm)에 적용하여 복수의 보상변수를 산출하고, 상기 산출된 복수의 보상변수에 따라 상기 제1 측정값 및 상기 제2 측정값을 최적화하여 제1 보상값 및 제2 보상값을 출력하는 신호 보상부와;
    상기 신호 보상부로부터 출력되는 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값에 기초하여 제1 구형파 및 제2 구형파를 생성하는 펄스 생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 신호 보상부는,
    상기 제1 측정값 및 상기 제2 추정값의 곱과, 상기 제2 측정값 및 상기 제1 추정값의 곱 간의 편차를 이용한 에러값에 기초하여 상기 제1 추정값 및 상기 제2 추정값의 산출을 위한 위치 추정값을 산출하는 각도 보간부와;
    상기 제1 측정값 및 상기 제2 측정값을 상기 잔차 그라디언트 알고리즘(Residual gradient algorithm)에 의해 산출된 상기 보상변수에 따라 최적화하여 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값을 출력하는 최적화 실행부를 포함하는 것을 특징으로 하는 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 잔차 그라디언트 알고리즘의 적용시 2차 하모닉 왜곡(2nd-order harmonic distortion)은 근사치로 설정되는 것을 특징으로 하는 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 펄스 생성부는,
    상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값의 결합 파형을 n개의 이진펄스 구간으로 구분하고, 상기 각 이진펄스 구간에 대해 소정의 갯수로 샘플링되어 산출되며 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값에 각각 대응하는 제1 펄스값 및 제2 펄스값이 저장된 룩-업 테이블과;
    상기 제1 구형파 및 상기 제2 구형파가 생성되도록, 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값에 기초하여 상기 제1 구형파 및 상기 제2 구형파에 대응하는 상기 제1 펄스값 및 상기 제2 펄스값의 검색을 위한 제1 인덱스값 및 제2 인덱스값을 산출하는 인덱스 계산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상장치.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 디지털 필터부는 3차 정형화된 버터워스 로우 패스 필터(3rd order normalized Butterworth Low Pass Filter)를 포함하는 것을 특징으로 하는 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상장치.
  6. 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상방법에 있어서,
    상기 마그네틱 엔코더로부터 출력되는 정형 파형의 제1 출력신호 및 제2 출력신호의 신호 크기를 조절하는 단계와;
    크기가 조절된 상기 제1 출력신호 및 제2 출력신호를 각각 제1 디지털 값 및 제2 디지털 값으로 변환하는 단계와;
    상기 제1 디지털 값 및 상기 제2 디지털 값에 대하여 노이즈 제거를 위한 필터링을 수행하여 제1 측정값 및 제2 측정값으로 변환하는 단계와;
    상기 제1 출력신호 및 상기 제2 출력신호에 각각 대응하는 제1 추정값 및 제2 추정값과, 상기 제1 측정값 및 상기 제2 측정값을 잔차 그라디언트 알고리즘(Residual gradient algorithm)에 적용하여 복수의 보상변수를 산출하는 단계와;
    상기 산출된 복수의 보상변수에 따라 상기 제1 측정값 및 상기 제2 측정값을 최적화하여 제1 보상값 및 제2 보상값을 생성하는 단계와;
    상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값에 기초하여 제1 구형파 및 제2 구형파를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상방법..
  7. 제6항에 있어서,
    상기 보상변수를 산출하는 단계는,
    상기 제1 측정값 및 상기 제2 추정값 간의 곱과, 상기 제2 측정값 및 상기 제1 추정값 간의 곱의 편차를 이용하여 에러값을 산출하는 단계와;
    상기 에러값이 0으로 수렴되게 하는 조건을 만족하는 위치 추정값을 산출하는 단계와;
    상기 산출된 위치 추정값에 따라 상기 제1 추정값 및 상기 제2 추정값을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 잔차 그라디언트 알고리즘의 적용시 2차 하모닉 왜곡(2nd-order harmonic distortion)은 근사치로 설정되는 것을 특징으로 하는 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상방법
  9. 제6항에 있어서,
    상기 제1 구형파 및 상기 제2 구형파를 생성하는 단계는,
    상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값의 결합 파형을 n개의 이진펄스 구간으로 구분하는 단계와;
    상기 각 이진펄스 구간에 대해 소정의 갯수로 샘플링되어 산출되며 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값에 각각 대응하는 제1 펄스값 및 제2 펄스값을 생성하는 단계와;
    상기 제1 펄스값 및 상기 제2 펄스값을 룩-업 테이블에 저장하는 단계와;
    상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값에 기초하여 상기 룩-업 테이블에 저장된 상기 제1 펄스값 및 상기 제2 펄스값의 검색을 위한 제1 인덱스 값 및 제2 인덱스 값을 산출하는 단계와;
    상기 제1 인덱스 값 및 상기 제2 인덱스 값에 따라 상기 룩-업 테이블로부터 상기 제1 펄스값 및 상기 제2 펄스값을 각각 검색하여 상기 제1 보상값 및 상기 제2 보상값에 각각 대응하는 상기 제1 구형파 및 상기 제2 구형파를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상방법.
  10. 제6항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 측정값 및 상기 제2 측정값으로 변환하는 단계는 3차 정형화된 버 터워스 로우 패스 필터(3rd order normalized Butterworth Low Pass Filter)에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 마그네틱 엔코더의 출력신호 보상방법.
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