JP6100552B2

JP6100552B2 - 位置検出装置

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Publication number: JP6100552B2
Application number: JP2013027663A
Authority: JP
Inventors: 柴田　伸二; 伸二柴田
Original assignee: Okuma Corp
Current assignee: Okuma Corp
Priority date: 2013-02-15
Filing date: 2013-02-15
Publication date: 2017-03-22
Anticipated expiration: 2033-02-15
Also published as: JP2014157069A

Description

本発明は、モータ等の回転体の回転角度を検出するロータリエンコーダや、リニアステージ等の変位を検出するリニアエンコーダ等のエンコーダ信号の高調波成分の低減に関する。

従来の位置検出センサーの２相信号の高調波成分を低減する位置検出装置には、この２相信号をもとに位置データ算出部によって算出される位置データを２点以上取得し、３次高調波振幅算出部にて各入力信号に重畳する３次高調波振幅を算出するものがある（例えば、特許文献１参照）。以下、従来の位置検出センサーの２相信号の高調波成分を低減する位置検出装置について図３を用いて説明する。図３において、１は、位置検出センサー２から得られる２相の周期的なアナログ信号Ｓａ，Ｓｂをデジタル信号α，βに変換するＡ／Ｄ変換器、３は位置データを算出する位置データ算出部、４は３次高調波振幅ａ３，ｂ３を検出する高調波振幅算出部、５は３次高調波振幅情報に基づいて２相デジタル信号を補正する高調波低減部である。６は演算部で、位置データ算出部３、高調波振幅算出部４および高調波低減部５から構成されている。

次に、従来例における高調波振幅算出動作について説明する。図４は従来例における高調波振幅の算出原理を説明するための信号波形図で、センサー信号に含まれる基本波と３次高調波の関係を示す。（Ａ）は、Ａ相信号における基本波と３次高調波の関係を示し、（Ｂ）は、Ｂ相信号における基本波と３次高調波の関係を示す。

センサー信号Ｓａ（ｃｏｓ信号）およびＳｂ（ｓｉｎ信号）に３次高調波が重畳している場合、基本波と３次高調波は図に示すような位相関係を有し、Ａ／Ｄ変換後のデジタル信号αおよびβは、基本波の振幅をａ１，ｂ１、３次高調波の振幅をａ３，ｂ３とすると次の式で表される。ただし、θは位置である。
α ＝ａ１・ｃｏｓθ＋ａ３・ｃｏｓ３θ
β ＝ｂ１・ｓｉｎθ−ｂ３・ｓｉｎ３θ

位置データ算出部３では、２相のデジタル信号から逆正接演算（ｔａｎ^−１）を用いて位置データθ（ｎ）を算出する。

高調波振幅算出部４では、Ａ相、Ｂ相のデジタル信号において、それぞれ２点以上の位置について、位置データθ（ｎ）を算出すると共に、この位置におけるデジタルデータα（ｎ），β（ｎ）を取得する。このデジタルデータα（ｎ），β（ｎ）は、位置データθ（ｎ）を用いて次の式で表される。
ａ１・ｃｏｓ（θ（ｎ））＋ａ３・ｃｏｓ（３・θ（ｎ））＝ α（ｎ）
ｂ１・ｓｉｎ（θ（ｎ）） −ｂ３・ｓｉｎ（３・θ（ｎ））＝ β（ｎ）

Ａ相の関係式の未知数はａ１，ａ３、Ｂ相の関係式は未知数はｂ１，ｂ３でＡ相の関係式もＢ相の関係式も未知数は２つであるため最低２点分のデータを取得すればａ１，ａ３およびｂ１，ｂ３は求めることができる。

デジタルデータα（ｎ），β（ｎ）と位置データθ（ｎ）における、任意位置のある時点の２点のデータα１，β１，θ１，α２，β２，θ２から３次高調波振幅ａ３，ｂ３を算出する場合は、次の式を用いる。
ａ３＝（α１・ｃｏｓ（θ２）− α２・ｃｏｓ（θ１））／（ｃｏｓ（３・θ１）・ｃｏｓ（θ２）− ｃｏｓ（３・θ２）・ｃｏｓ（θ１））
ｂ３＝（β１・ｓｉｎ（θ２）− β２・ｓｉｎ（θ１））／（ｓｉｎ（３・θ２）・ｓｉｎ（θ１）− ｓｉｎ（３・θ１）・ｓｉｎ（θ２））

次に、高調波成分の低減動作について説明する。高調波低減部５では、高調波振幅算出部４によって算出されたＡ相の３次高調波振幅ａ３およびＢ相の３次高調波振幅ｂ３を使用して２相のデジタル信号を以下の演算により補正する。
α’（ｎ）＝ α（ｎ）−ａ３・ｃｏｓ（３・θ’）
β’（ｎ）＝ β（ｎ）＋ｂ３・ｓｉｎ（３・θ’）
ただし、α（ｎ），β（ｎ）は補正前のセンサー信号Ｓａ，Ｓｂのデジタル信号、θ’は、位置データ算出部３によって算出される位置データθの前回値である。このように本実施例ではセンサー信号に重畳した３次高調波歪を検出し、これらの歪を除去することができるため高精度な位置データの算出が可能となる。

また、従来の位置検出センサーの２相信号の２次高調波成分を低減する位置検出装置には、２相信号から半径Ｒを算出し、その半径Ｒを高速フーリエ変換することで、２相信号の２次高調波成分を算出するものがある（例えば、特許文献２参照）。

以下、この位置検出装置について図５、図６を用いて説明する。位置検出センサーが１回転すると、２相信号が１サイクル動き、この範囲を波長λとする。半径演算器１８は、２相信号α（ｎ），β（ｎ）を、それぞれ２乗した値の和の平方根を示す数値Ｒ（Ｒ＝（α（ｎ）^２＋β（ｎ）^２）^１／２）を出力する。ＦＦＴ処理部１９は、前回の位置信号θ’の変化から１／３２・λごとに信号Ｒをサンプリングし、位置検出センサーがλ分可動するたびに３２ポイントの信号Ｒについて高速フーリエ変換を行なう。また、ＦＦＴ処理部１９では、３次成分の余弦成分を０次成分の自乗で除算した数値ａ２と、３次成分の正弦成分を０次成分の自乗で除算した数値ｂ２を出力する。

なお、３次成分の余弦成分の半分の値と３次成分の正弦成分の半分の値は、数値α（ｎ）と数値β（ｎ）に含まれる２次高調波量とほぼ等しいことが知られている。また、０次成分はλ分可動した時の数値α（ｎ），β（ｎ）の平均振幅で２相信号の振幅ａ１，ｂ１とほぼ等しい。以上から、数値ａ２，ｂ２は、数値α（ｎ），β（ｎ）に含まれる２次高調波量の２倍の数を振幅ａ１，ｂ１の自乗で割った数値と同じ値となる。移動量検出器２０は、位置信号θ’の変化から位置検出センサーがλ分可動するたびに記憶器３１へ記憶指令ＳＥＴを出力する。記憶器３１は、それぞれ数値ａ２，ｂ２を記憶指令ＳＥＴが入力されるごとに記憶する。記憶器３１が記憶した数値ａ２，ｂ２は、高調波低減部５に入力される。

高調波低減部５では、数値α（ｎ），β（ｎ）の自乗演算により、信号α（ｎ），β（ｎ）に同期した２次高調波に相当する数値ＤＣＢ２，ＤＳＢ２をそれぞれ出力する。乗算器３５，４５では、記憶器３１が記憶する数値ａ２，ｂ２とそれぞれ乗算され、信号α（ｎ），β（ｎ）に含まれる２次高調波とほぼ等しい数値ＤＣ２，ＤＳ２に振幅調整される。減算器３６，４６では、数値α（ｎ），β（ｎ）からそれぞれ数値ＤＣ２，ＤＳ２が除去され、数値α’（ｎ），β’（ｎ）として出力される。数値α（ｎ），β（ｎ）は、位置データ算出部３により、位置検出センサーの高精密な位置データθに変換される。

特開２００８−３０４２４９号公報特開２０１０−１５６５５４号公報

特許文献１の従来例では、位置検出センサーの信号には、２次高調波が含まれており、これにより発生する位置検出誤差や、これが温度により変化するために発生する位置検出誤差が、高精度な位置の検出の妨げになるという問題がある。従来技術では３次高調波は検出、低減できるが、この２次高調波を検出、低減することはできない。

特許文献２に記載されている半径Ｒより、２次高調波を検出する方法では、フーリエ解析を行うために波長λピッチ内で２のｎ乗分の１の位置変化ごとの半径Ｒに相当する値を、算出しなければならない。そのため、Ａ／Ｄサンプル周期あたり、２のｎ乗分のλ以上位置が変化する速度では、フーリエ解析を行うことが出来ないため、オフセット成分を抽出することが出来ないという問題がある。

上記問題を解決するため、本発明の位置検出装置は、相対変位する２つの物体の位置に応じてセンサー信号検出部から得られる周期的なＡ相およびＢ相の２相の正弦波状のアナログ信号をそれぞれデジタル信号に変換し、前記デジタル信号から位置データを算出し、前記位置データから前記物体の位置を得る位置検出装置において、前記デジタル信号を入力し２次高調波を抽出するための演算を行う乗算器と、前記乗算器の出力を入力し２次のローパスフィルタ処理を行うことで前記デジタル信号の２次高調波の振幅を算出するローパスフィルタと、前記位置データから速度算出する速度変換器と、前記速度変換器で算出された速度が一定になった後、前記ローパスフィルタの時定数に比例した時間待ってから、記憶有効信号をＯＮにし、前記速度変換器で算出された速度が変化した時は、記憶有効信号をＯＦＦにする高調波設定手段と、前記記憶有効信号がＯＮの時のみに、ローパスフィルタの出力である２次高調波の振幅を記憶する記憶器と、前記記憶器が記憶している２次高調波の振幅に従って前記デジタル信号の２次高調波成分を低減する高調波低減部と、前記２次高調波成分を低減した前記デジタル信号から位置データを算出することを特徴とする。

好適な態様では、前記センサー信号検出の順番をｎ、前記デジタル信号をα（ｎ），β（ｎ）とした場合、前記乗算器は、Ａ（ｎ）＝α（ｎ）^３／０．７５、Ｂ（ｎ）＝β（ｎ）^３／０．７５を算出し、２次高調波の抽出値Ａ（ｎ）、Ｂ（ｎ）を出力する。

位置検出センサーの信号の２次高調波や、温度等でこの信号の２次高調波が変化しても、２次高調波の検出、低減を行うことで、高精度な位置検出が可能な位置検出装置が実現できる。またＡＤ変換器のサンプル周期あたり、２のｎ乗分のλ以上位置が変化する回転速度の場合でも高精度に２次高調波を同定することが可能である。したがって、高速回転でも２次高調波の経時変化を、正確に同定し、かつ精度悪化成分を除去し、内挿精度を大幅に向上させることが可能である。これによって、位置検出装置の高精度化と高速化を両立させることができる。

本発明の実施形態である位置検出装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施形態における高調波振幅の算出原理を説明するための信号波形図である。従来の位置検出装置の構成を示すブロック図である。従来例における高調波振幅の算出原理を説明するための信号波形図である。従来の他の位置検出装置の構成を示すブロック図である。図５の位置検出装置の高調波低減部の詳細ブロック図である。

以下、図面に基づいて本発明の実施形態を説明する。図１は本発明の位置検出装置の実施形態を示す。図１は、図３に対応させて示すブロック図であり、図３と同じ機能のものは、同じ符号とし、その説明を省略する。乗算器７およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）８は、２次高調波の振幅を算出する演算手段として機能する。乗算器７には、デジタル信号α（ｎ），β（ｎ）が入力される。乗算器７は、２次高調波を抽出するため、以下の演算を行い、Ａ（ｎ），Ｂ（ｎ）をローパスフィルタに出力する。このＡ（ｎ），Ｂ（ｎ）が、ローパスフィルタにより積分される被積分値となる。ただし、ｎは、自然数で、センサー信号検出の順番を示す。また、被積分値とは、積分した場合に、２次高調波の振幅２ａのみが残る値である。
Ａ（ｎ）＝α（ｎ）^３／０．７５
Ｂ（ｎ）＝β（ｎ）^３／０．７５

ここから、Ａ（ｎ），Ｂ（ｎ）を求める式がどのように導き出されたか説明する。Ａ相信号α（ｎ）は、振幅が１となるようにゲイン調整されている。このときの、２次高調波成分をａ２、位置をθ（ｎ）とすると、Ａ相信号α（ｎ）の３乗は
α（ｎ）^３＝（ｃｏｓ（θ（ｎ））＋ａ２・ｃｏｓ（２・θ（ｎ）））^３
＝ｃｏｓ（θ（ｎ））^３
＋３・ａ２・ｃｏｓ（θ（ｎ））^２・ｃｏｓ（２・θ（ｎ））
＋３・ａ２^２・ｃｏｓ（θ（ｎ））・ｃｏｓ（２・θ（ｎ））^２
＋ａ２^３・ｃｏｓ（２・θ（ｎ））^３
となる。

高速回転時、この各項は、ローパスフィルタを通過、つまり積分すると、第１項の［ｃｏｓ（θ（ｎ））^３］と、第３項の［３・ａ２^２・ｃｏｓ（θ（ｎ））・ｃｏｓ（２・θ（ｎ））^２］は、ゼロとなる。また、ａ２は、一般に数％以下と小さいため、３乗されると、第４項の［ａ２^３・ｃｏｓ（２・θ（ｎ））^３］も、ゼロに近似できる。残りの第２項の［３・ａ２・ｃｏｓ（θ（ｎ））^２・ｃｏｓ（２・θ（ｎ））］のうち、［３・ｃｏｓ（θ（ｎ））^２・ｃｏｓ（２・θ（ｎ））］の部分の積分値は、０．７５となる。従って、α（ｎ）３／０．７５をローパスフィルタ通過させると、２次高調波の振幅成分ａ２が求まる。Ｂ相信号β（ｎ）は、Ａ相信号と９０°位相がずれているだけなので、同様にして計算できる。この計算は前回位置θ’を用いないため、高速でも演算誤差が小さいという特徴がある。

なお、この計算は以下のようにしても求めることができる。この場合においても、Ａ（ｎ），Ｂ（ｎ）を積分すると、２次高調波の振幅値ａ２が求まる。
Ａ（ｎ）＝α（ｎ）・ＣＯＳ（２・θ’）・２
Ｂ（ｎ）＝β（ｎ）・ＣＯＳ（２・θ’＋π）・２

ＬＰＦ８は、乗算器の出力Ａ（ｎ），Ｂ（ｎ）を以下の演算により、２次のローパスフィルタ処理を行う。
Ａ１（ｎ）＝Ａ１（ｎ−１）＋（Ａ（ｎ）−Ａ１（ｎ−１））／ｋ
Ｂ１（ｎ）＝Ｂ１（ｎ−１）＋（Ｂ（ｎ）−Ｂ１（ｎ−１））／ｋ
Ａ２（ｎ）＝Ａ２（ｎ−１）＋（Ａ１（ｎ）−Ａ２（ｎ−１））／ｋ
Ｂ２（ｎ）＝Ｂ２（ｎ−１）＋（Ｂ１（ｎ）−Ｂ２（ｎ−１））／ｋ

ｋはローパスフィルタの時定数を決める定数、Ａ１（ｎ），Ｂ１（ｎ）は１回目のローパスフィルタの算出値、Ａ２（ｎ），Ｂ２（ｎ）は２回目のローパスフィルタの算出値である。このような演算を行うことで、デジタル信号α（ｎ），β（ｎ）の２次高調波の振幅Ａ２（ｎ），Ｂ２（ｎ）を求めることができる。速度変換器１０は、前回の位置θ’と前々回の記憶した位置から速度Ｖを求める。高調波設定手段１１は、速度Ｖが一定になった後、ＬＰＦ８の時定数ｋに比例した時間待ってから、記憶有効信号ＳをＯＮにする。この時、ローパスフィルタの算出値Ａ２（ｎ），Ｂ２（ｎ）は、既に収束して、一定値ａ２，ｂ２になっている。また、速度Ｖが変化した時は、記憶有効信号ＳをＯＦＦにする。記憶器９は、記憶有効信号がＯＮの時のみに、ＬＰＦ８の出力である、収束し一定値となった２次高調波振幅Ａ２（ｎ），Ｂ２（ｎ）をａ２，ｂ２として記憶を更新する。

次に、高調波成分の低減動作について説明する。高調波低減部５では、記憶器９のＡ相の２次高調波振幅ａ２およびＢ相の２次高調波振幅ｂ２を使用して２相のデジタル信号を以下の演算により補正する。
α’（ｎ）＝α（ｎ）−ａ２・ｃｏｓ（２・θ）
＝α（ｎ）−ａ２・（ｃｏｓθ^２・２−１）
ここで、α（ｎ）＝ｃｏｓθ＋ａ２・ｃｏｓ（２・θ）なので、ｃｏｓθ＝α（ｎ）−ａ２・ｃｏｓ（２・θ）となり、α（ｎ）に比べ［ａ２・ｃｏｓ（２・θ）］が十分小さいので、ｃｏｓθ≒α（ｎ）となり、これを代入すると
α’（ｎ）＝α（ｎ）−ａ２・（α（ｎ）^２・２−１）
となる。同様にして、
β’（ｎ）＝β（ｎ）−ｂ２・（β（ｎ）^２・２−１）
となる。

なお、この計算は以下のようにしても求めることができる。
α’（ｎ）＝α（ｎ）−ａ２・ＣＯＳ（２・θ’）
β’（ｎ）＝β（ｎ）−ｂ２・ＣＯＳ（２・θ’＋π）
ただし、α（ｎ），β（ｎ）は低減前のセンサー信号Ｓａ，Ｓｂのデジタル信号、θ’は、位置データ算出部３によって算出される位置データθの前回値である。

図２は、本実施例における高調波振幅の算出原理を説明するための信号波形図で、センサー信号に含まれる基本波と２次高調波の関係を示す。（Ａ）はＡ相信号における基本波と２次高調波の関係を示し、（Ｂ）はＢ相信号における基本波と２次高調波の関係を示す。２次高調波成分の検出、低減において、位相成分を必要としないのは、位置検出センサーの対称性により、基本波と２次高調波の位相関係が図２のように固定した関係になっているためである。

このように構成することで、位置検出センサーの信号の２次高調波や、温度等でこの信号の２次高調波が変化しても、２次高調波成分の検出、低減ができるため、高精度な位置検出ができる。

１Ａ／Ｄ変換器、２位置検出センサー、３位置データ算出部、４高調波振幅算出部、５高調波低減部、６演算部、７，３５，４５乗算器、８ローパスフィルタ、９，３１，３３，４３記憶器、１０速度変換器、１１高調波設定手段、１８半径演算器、１９ＦＦＴ処理部、２０移動量検出部、３２，４２自乗器、３４，４４，３６，４６減算器。

Claims

相対変位する２つの物体の位置に応じてセンサー信号検出部から得られる周期的なＡ相およびＢ相の２相の正弦波状のアナログ信号をそれぞれデジタル信号に変換し、前記デジタル信号から位置データを算出し、前記位置データから前記物体の位置を得る位置検出装置において、
前記デジタル信号を入力し２次高調波を抽出するための演算を行う乗算器と、
前記乗算器の出力を入力し２次のローパスフィルタ処理を行うことで前記デジタル信号の２次高調波の振幅を算出するローパスフィルタと、
前記位置データから速度算出する速度変換器と、
前記速度変換器で算出された速度が一定になった後、前記ローパスフィルタの時定数に比例した時間待ってから、記憶有効信号をＯＮにし、前記速度変換器で算出された速度が変化した時は、記憶有効信号をＯＦＦにする高調波設定手段と、
前記記憶有効信号がＯＮの時のみに、ローパスフィルタの出力である２次高調波の振幅を記憶する記憶器と、
前記記憶器が記憶している２次高調波の振幅に従って前記デジタル信号の２次高調波成分を低減する高調波低減部と、
前記２次高調波成分を低減した前記デジタル信号から位置データを算出することを特徴とした高調波を低減する位置検出装置。
前記センサー信号検出の順番をｎ、前記デジタル信号をα（ｎ），β（ｎ）とした場合、
前記乗算器は、
Ａ（ｎ）＝α（ｎ）３／０．７５
Ｂ（ｎ）＝β（ｎ）３／０．７５
を算出し、２次高調波の抽出値Ａ（ｎ）、Ｂ（ｎ）を出力する、
ことを特徴とする請求項１に記載の２次高調波成分を低減する位置検出装置。