KR100820824B1 - 디지털 자동 게인 보상장치 및 그 방법 - Google Patents

디지털 자동 게인 보상장치 및 그 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100820824B1
KR100820824B1 KR1020060020136A KR20060020136A KR100820824B1 KR 100820824 B1 KR100820824 B1 KR 100820824B1 KR 1020060020136 A KR1020060020136 A KR 1020060020136A KR 20060020136 A KR20060020136 A KR 20060020136A KR 100820824 B1 KR100820824 B1 KR 100820824B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
gain
function
value
digital automatic
automatic gain
Prior art date
Application number
KR1020060020136A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20070090430A (ko
Inventor
김현철
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Priority to KR1020060020136A priority Critical patent/KR100820824B1/ko
Priority to CN2011101273394A priority patent/CN102196212B/zh
Priority to CN201410858587.XA priority patent/CN105391961A/zh
Priority to CN200710128885.3A priority patent/CN101079981B/zh
Publication of KR20070090430A publication Critical patent/KR20070090430A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100820824B1 publication Critical patent/KR100820824B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
    • H04N5/52—Automatic gain control
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/22—Automatic control in amplifiers having discharge tubes
    • H03G3/26—Muting amplifier when no signal is present or when only weak signals are present, or caused by the presence of noise, e.g. squelch systems
    • H03G3/28—Muting amplifier when no signal is present or when only weak signals are present, or caused by the presence of noise, e.g. squelch systems in frequency-modulation receivers ; in angle-modulation receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
    • H04N21/43—Processing of content or additional data, e.g. demultiplexing additional data from a digital video stream; Elementary client operations, e.g. monitoring of home network or synchronising decoder's clock; Client middleware
    • H04N21/442—Monitoring of processes or resources, e.g. detecting the failure of a recording device, monitoring the downstream bandwidth, the number of times a movie has been viewed, the storage space available from the internal hard disk
    • H04N21/4425—Monitoring of client processing errors or hardware failure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H2201/00—Aspects of broadcast communication
    • H04H2201/10—Aspects of broadcast communication characterised by the type of broadcast system
    • H04H2201/11—Aspects of broadcast communication characterised by the type of broadcast system digital multimedia broadcasting [DMB]

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Databases & Information Systems (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Control Of Amplification And Gain Control (AREA)

Abstract

본 발명은 디지털 자동 게인 보상장치 및 그 방법에 관한 것으로 특히, DMB-T 수신부의 디지털 AGC를 최적화하여, 디지털 AGC 구현에 요구되었던 메모리를 제거할 수 있도록 하는 디지털 자동 게인 보상장치 및 그 방법에 관한 것이다. 이러한 본 발명은, 수신부의 디지털 자동 게인 보상장치에 있어서,상기 수신부에서 수신된 신호의 게인 에러를 검출하는 검출부와; 상기 검출된 게인 에러를 누적하는 루프 필터와; 상기 루프 필터와 연결되어, 테일러 전개(Taylor Series)를 이용한 제곱근 함수를 1차 함수의 형태로 변형하는 게인 함수를 생성함으로써 게인 보상값을 계산하여 이 보상값을 상기 검출부로 피드백하는 게인 앰프를 포함하여 구성된다.
Figure R1020060020136
OFDM, DMB-T, 주파수, 게인, 보상.

Description

디지털 자동 게인 보상장치 및 그 방법{Method and apparatus for digital automatic gain control}
도 1은 일반적인 TDS-OFDM 송신부를 나타내는 블럭도이다.
도 2는 TDS-OFDM의 프레임 구조를 나타내는 개략도이다.
도 3은 일반적인 TDS-OFDM 수신부의 나타내는 블럭도이다.
도 4는 종래의 디지털 자동 게인 보상장치의 일례를 나타내는 블럭도이다.
도 5는 종래의 디지털 자동 게인 보상장치에서 이용하는 게인 커브의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 6은 본 발명의 디지털 자동 게인 보상장치의 일 실시예를 나타내는 블럭도이다.
도 7과 도 8은 본 발명의 디지털 자동 게인 보상장치의 출력을 나타내는 그래프이다.
<도면의 주요 부분에 대한 간단한 설명>
100 : 검출부 200 : 루프 필터
300 : 게인 앰프 310 : 적응형 게인 스테이지
320 : 상수 게인 스테이지
본 발명은 디지털 자동 게인 보상장치 및 그 방법에 관한 것으로 특히, DMB-T 수신부의 디지털 AGC를 최적화하여, 디지털 AGC 구현에 요구되었던 메모리를 제거할 수 있도록 하는 디지털 자동 게인 보상장치 및 그 방법에 관한 것이다.
최근 청화 대학에서 중국향 지상파 디지털 티브이(Digital Television: DTV) 방송으로 새로운 표준안(Standard)을 제안하였다. 이 제안은 Terrestrial Digital Multimedia/Television Broadcasting(DMB-T)이라고 불린다.
이러한 DMB-T 표준안에서는 Time Domain Synchronous-OFDM(TDS-OFDM)이라는 새로운 변조방식(Modulation Scheme)이 사용된다.
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식은 디지털 방송을 지상파로 보내기 위해 변조하는 방식 중의 하나로 유럽에서 널리 쓰이는 방식이다. 이러한 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 방식은 하나의 정보를 여러 개의 반송파(캐리어)로 분할하고, 분할된 반송파간의 간격을 최소로 하기 위하여 직교성을 부가하여 다중시켜 전송하는 방법이다.
상기 DMB-T의 TDS-OFDM의 송신단에서 전송 데이터는 Cyclic Prefix OFDM(CP-OFDM)처럼 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)를 사용하고, 보호 구간(GI: Guard Interval)에서는, 이와 같은 CP(Cyclic Prefix) 대신 Pseudo-Noise(PN) 시퀀스(Sequence)를 훈련 신호(known sequence, pilot sequence)로 사용한다. 이러한 PN 시퀀스의 정의는 하기와 같다.
Figure 112006015291345-pat00001
이와 같은 방법을 이용함으로써, 전송 오버헤드를 줄이고, 채널 효율을 높이며, 동기부와 채널 추정부의 성능을 향샹시킬 수 있다.
도 1은 앞에서 설명한 TDS-OFDM 송신부에 대한 간략한 구성을 나타내고 있다. 먼저 송신부 앞단에서 채널코딩과 TPS 생성이 이루어진 후, QAM 변조부(10)에서 비트 스트림(Bit stream)을 4/16/64-QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 중 하나로 변조(Modulation)한다.
상기 QAM은 디지털 신호를 일정량만큼 분류하여 반송파 신호와 위상을 변화시키면서 변조시키는 방법으로, 몇 개의 좌표로 분산되어 변조하느냐에 따라 4/16/64-QAM이 된다.
이와 같이 변조한 신호는 IDFT(11)를 거쳐서 시간영역 신호로 바뀐다. 이때, PN 생성부(12)에서는 훈련 신호로 사용할 PN(Pseudo-Noise)을 생성한다.
이렇게 생성된 PN과 IDFT를 분배기(Multiplexer(MUX): 13)를 사용하여 시간영역에서 분배하고, DMB-T 신호에 대하여 대역폭 제한을 하기 위해서 SQRC(Square Root Rasied Cosine: 14, α= 0.05)를 통과시킨다.
이와 같은 신호를 전송부(15)에서 RF 대역으로 업 컨버전(Up convsersion)하여 전송하게 되는 것이다.
도 2에서는 도 1에 의해서 전송되는 신호의 전송 프레임 구조를 나타낸다. 하나의 프레임은 프레임 싱크(Frame Sync)와 프레임 바디(Frame Body)로 구성된다.
프레임 싱크는 PN만으로 구성되는데, 이를 위해서 사용되는 PN은 m = 8인 시퀀스(Sequence)를 사용한다. m = 8인 시퀀스는 255개의 비트 스트림만 있기 때문에 1/4, 1/9 가드 구간(Guard Interval)를 만들기 위해서 preamble, postamble로 PN을 확장해서 사용한다.
이때 preamble과 postamble은 PN의 cyclic extension이다. PN 시퀀스는 초기 상태에 따라서 생성되는 위상이 0에서 254까지 변화하게 된다.
프레임 바디는 데이터(3744)와 TPS(36)로 구성되는데, TPS는 9개의 심볼(symbol)로 이루어지는 네 그룹으로 이루어져, 3780 프레임 바디 구간에 도 2와 같이 분포 되어있다.
TPS는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조를 사용함을 나타낸다. 이는 PSK 방식 중에서 보편적으로 사용되는 방식으로서, 기존 대역폭 내에서 직교 관계에 있는 2개의 반송파를 이용하여 2개의 채널을 만들어내는 기법이다.
도 3은 일반적인 DMB-T 수신기의 개략적인 구성을 나타낸다. 상기와 같이, 송신기에서 발송된 신호는 다음과 같은 과정을 통하여 수신된다.
먼저, 튜너(20)를 통해서 RF 대역(450 Mhz ~ 860 Mhz) 신호를 기저 대역(Base Band)으로 바꾼다. 다음 A/D 변환기(Analogue to Digital Converter: 22)에 일정한 크기의 신호를 인가하기 위해서 AGC(Automatic Gain Controller: 21)를 사용하여 증폭 보정(Power normalization)을 수행한다.
이후, A/D 변환기(22)를 통해서 아날로그 신호를 디지털로 변환한다. 이 A/D 변환기(22)를 거쳐 변환된 신호로부터 상분리기(Phase Splitter: 23)에서 InPhase 와 Quadrature 신호를 분리한다.
이렇게 분리된 신호는 디모듈레이터(24)에서 캐리어 신호가 분리된 후에, 이 신호는 주파수 동기부(30)에서 추정된 주파수 오차를 보상하고, 송신단에서와 같은 SQRC(25: α= 0.05)를 거친다.
주파수 동기부(30)는 크게 세 부분에서 이루어지게 되는데, 첫째, 주파수 오차를 보상하는 AFC(Automatic Frequency Controller: 31), 둘째, 송신단에서 보낸 PN 시퀀스를 동기화 하는 타이밍 동기부(32), 셋째, 송신부와 수신부의 A/D 변환 샘플링 레이트(sampling rate)가 다를 경우에 발생하는 심볼 오차를 보상해주는 리샘플러(33)와 트래킹부(34)이다.
위 3가지의 동작은 모두 PN 코릴레이터(PN correlator: 35)의 수행에 의하여 이루어진다.
이와 같은 주파수 동기부(30)의 동작이 끝난 뒤에, 데이터와 추정된 채널을 각각 DFT(26)를 수행하고, 이퀄라이저(Equalizer: 27)에서 마지막으로 채널 보상을 한 후, 채널 디코더로 보내게 된다.
상기한 바와 같이, 상기 AFC(31)에서는 타이밍 동기부(32)에서 제공하는 PN 코릴레이션(Correlation) 결과를 이용하여 주파수 편이를 보상해 준다.
특히 타이밍 동기부(28)의 경우 코릴레이션(correlation)을 수행함으로써 나타나는 피크(Peak) 값을 검출하여 유효한 피크를 검출하게 되는데 이를 위해 일정한 문턱값(Threshold 값) 이상의 피크만을 타이밍 동기에 사용하게 된다.
따라서 수신 신호의 파워를 일정한 크기로 유지시켜 줌으로써 PN 시퀀스와의 코릴레이션 결과가 항상 일정한 값을 유지하는 것이 중요하다. DMB-T 수신 시스템 역시 이와 같은 이유로 디지털 자동 게인 보상부(Digital Automatic Gain Conctroller(AGC))를 통해 수신 데이터의 크기를 일정하게 유지시켜 주게 된다.
이러한 디지털 AGC는 도 3에는 도시되어 있지 않으나, 이는 상기 상분리기(Phase Splitter: 23) 이하의 단에는 어느 단에도 사용이 가능하다.
도 4는 일반적인 디지털 AGC(40)의 구조를 나타내고 있다. 디지털 AGC(40)는 크게, 게인 에러 검출부(Gain Error Detector: 41), 루프 필터(Loop Filter: 42), 게인 앰프(Gain Amp: 43)의 3부분으로 구성되며, 이와 같은 부궤환(Negative feedback) 디지털 AGC(40)의 경우에는 게인 앰프(43) 구현을 위해 보통 도 5와 같은 지수(exponential) 함수를 사용하고 있다.
이와 같은 지수 함수 게인 에러 검출부(41)의 값이 클 경우, 보상 폭을 크게 하고 게인 에러 검출부(41)의 값이 작을 경우 보상 범위를 크게 좁혀주기 때문에 AGC 루프의 안정성(stability)를 높여주게 된다.
그러나 지수 함수와 같은 비선형 함수를 직접 연산하기 위해서는 대부분 여러 번의 반복연산을 수행하여 원하는 값에 수렴하도록 하는 알고리즘을 사용하는 것이 일반적인 방법이기 때문에 높은 클럭(clock) 속도로 동작하는 고속 회로의 경우 데이터 레이트(data rate)을 맞추는 것이 용이하지 않거나 하드웨어의 부피를 크게 늘리게 된다.
따라서 직접 계산 방법보다는 미리 계산된 지수 함수의 값을 롬 테이블(Rom table)에 저장하고 이를 룩업 테이블(look up table) 방식으로 이용함으로써, 클럭 기간(clock period)에 비해 큰 critical path가 발생하는 것을 막을 수 있다.
이때, 지수 함수 커브의 양자화 단계에 따라 Digital AGC(40)의 게인 스텝(gain step)이 결정되게 되며, 양자화 단계 및 할당되는 비트 대역(bit width)에 따라 사용되는 메모리의 크기는 크게 제한을 받게 된다.
예를 들어 지수 함수의 입력 범위를 0 내지 2사이의 1024개의 데이터로 정의 하고 지수 함수의 출력을 2 바이트(byte)로 표현할 경우, 필요한 메모리의 크기는 2 킬로바이트(Kbyte)가 되게 된다.
이와 같이, 지수 함수 형태의 커브에 따라 게인을 보상하기 위해서는 별도의 회로가 필요하게 되고, 상기와 같이, 룩업 테이블(look up table) 형태로 계산하기 위해 별도의 추가 메모리를 필요로 하는데, 이러한 회로나 메모리의 구성은 전체 수신부 구조에서 매우 큰 면적을 차지하게 된다.
따라서, 전체 수신부의 부피가 증가하거나, 수신부의 제조시 시간과 비용이 많이 소요되는 문제점이 있었다.
본 발명의 기술적 과제는 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로, DMB-T 수신부의 디지털 AGC를 최적화 하여, 디지털 AGC 구현에 요구되었던 메모리를 제거할 수 있도록 함으로써, 하드웨어 크기를 줄일 수 있을 뿐만 아니라 디지털 AGC의 대역폭(band width)을 실시간으로 업데이트 가능하도록 하는 디지털 자동 게인 보상장치 및 그 방법을 제공하고자 한다.
상기와 같은 본 발명의 기술적 과제를 달성하기 위하여 본 발명은, 수신부의 디지털 자동 게인 보상장치에 있어서, 상기 수신부에서 수신된 신호의 게인 에러를 검출하는 검출부와; 상기 검출된 게인 에러를 누적하는 루프 필터와; 상기 루프 필터와 연결되어, 테일러 전개(Taylor Series)를 이용한 제곱근 함수를 1차 함수의 형태로 변형하는 게인 함수를 생성함으로써 게인 보상값을 계산하여 이 보상값을 상기 검출부로 피드백하는 게인 앰프를 포함하여 구성함으로써 달성된다.
상기와 같은 본 발명의 기술적 과제를 달성하기 위한 다른 관점으로서, 본 발명은, 수신부의 디지털 자동 게인 보상방법에 있어서, 상기 수신부에서 수신된 신호의 게인 에러를 검출하는 단계와; 상기 검출된 게인 에러를 누적하는 단계와;상기 누적된 게인 에러를 참조하여 테일러 전개(Taylor Series)를 이용한 제곱근 함수를 1차 함수의 형태로 변형하는 게인 함수를 생성함으로써 게인 보상값을 계산하여 이 보상값을 피드백하는 단계를 포함하여 구성함으로써 달성된다.
이하, 첨부된 도면을 참고하여 본 발명에 의한 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.
본 발명에서 적용한 디지털 AGC는 부궤환(negative feedback) 구조를 가지며 그 구성은 도 6과 같다.
이러한 디지털 AGC는 수신된 신호의 파워(power: 전력)와 원하는 기준 파워와의 차이를 계산하여 이 값(Δδn)이 크면 피드백(feedback) 되는 게인(gain) 값을 낮추고 차이 값이 작으면 피드백 되는 게인 값을 높이는 방식으로 동작하게 된다.
일반적으로 수신 신호의 파워(전력)는 그 편차가 상당히 크기 때문에 수신 신호의 파워 추정 성능을 향상시키기 위해 하나의 프레임에 해당하는 시간 동안 평 균을 취한 결과를 이용하게 된다.
본 발명의 검출부(100)는 수신 신호의 파워를 측정하는 파워측정부(110)와, 상기와 같이, 이러한 측정된 파워값을 한 프레임동안 평균하는 심볼평균부(Symbol averaging: 120)와, 이와 같이 평균된 측정 파워값과 기준 신호의 파워값의 차이값을 연산하는 연산부(130)로 이루어진다.
이렇게 검출된 게인 에러는 루프 필터(200)에서 누적된다. 즉, 루프 필터(200)를 통하여 에러가 평균된다.
이와 같이, 평균된 에러값에 따라 게인 앰프(300)에서는 보상할 게인 함수를 생성함으로써 게인 보상값을 계산하여 이 보상값을 상기 검출부(100)로 피드백하게 된다.
이때, 상기 피드백되는 값은 검출부(100)의 스케일러(140)를 통하여 보상되게 된다.
상기 게인 함수는 별도의 함수 생성부를 통하여 생성될 수 있다.
이러한 게인 함수는 다음과 같은 과정에 의하여 도출된다.
아래의 수학식 1과 수학식 2는 도 6에서 도시하는 디지털 AGC를 이용하여 Time n에서의 게인 에러를 검출하는 검출부(100)의 출력과 time n-1에서의 검출부(100)의 출력 결과를 나타내고 있다.
Figure 112006015291345-pat00002
Figure 112006015291345-pat00003
여기서, i m , q m 은 입력 파워, α는 게인 앰프 출력(커브), ref는 수신부에서 발생시키는 기준 파워(reference power), N은 한 프레임, Δδ n 는 검출부(100)의 출력을 나타낸다.
이때, 수학식 1의 우측 식과 같이, time n-1에서의 파워 값을 p(n-1)이라 정의한다. 그러면 p(n-1)은 수학식 3과 같이 된다.
Figure 112006015291345-pat00004
OFDM 시스템에서 모델링 되는 통신 채널의 임펄스(impulse) 응답 변화율이 단일 프레임 내에서 일정하다고 가정하면, 수학식 4와 같이, Time n에서의 수신신호를 N만큼 평균한 결과와 Time (n-1)에서 N만큼 평균한 결과는 근사적으로 같다고 볼 수 있다.
Figure 112006015291345-pat00005
그러므로, 수학식 5와 같이 식을 전개할 수 있고, 수학식 3을 이용하여 p(n)값을 대입하면, 수학식 6과 같이되어, 결국 게인 앰프의 출력 α n 은 도 7과 같이 도출된다.
Figure 112006015291345-pat00006
Figure 112006015291345-pat00007
Figure 112006015291345-pat00008
수학식 7은 이러한 결과를 이용하여 수학식 1과 수학식 2의 관계식을 나타낸 것으로 이를 게인 앰프(gain amp: 300)의 특성 함수라 부른다.
부궤환(negative feedback) 형태인 디지털 AGC 블록이 안정적(stable)일 경우 Time n이 증가할수록 검출부(100)의 출력이 작아지게 되어 게인 앰프(300)의 출력은 상수로 수렴하여야 한다.
하기의 수학식 8은 시스템이 안정적일 경우 주어진 게인 앰프(300)의 특성 함수 출력은 상수로 수렴한다는 것을 나타내고 있다(이때, 검출부(100)의 출력은 루프 필터(200)의 대역폭에 비해 충분히 작다고 가정할 수 있기 때문에 루프 필터(200)의 효과는 무시할 수 있다.).
Figure 112006015291345-pat00009
수학식 8과 같은 조건을 만족시키기 위해 time n에서 보상되어야 할 게인 앰 프(300)의 출력은 검출부(100)의 출력의 절대값이 감소되도록 결정되어야 한다.
수학식 9는 Time (n-1)에서의 게인 앰프(300) 출력 값을 바탕으로 Time n에서의 검출부(100) 출력을 최소화 시키기 위해 필요한 게인 앰프(300)의 출력 조건을 나타내고 있다.
Figure 112006015291345-pat00010
상기 수학식 9에서, Time n에서 수신된 신호를 이용하여 계산한 파워에 게인 앰프(300)의 출력을 곱하고 기준 신호의 파워값과의 차이를 구한 후 그 결과를 0이 되도록 함으로써 게인 앰프(300)의 출력을 구한 것을 알 수 있다.
이 때 Time n에서 게인 앰프(300)의 출력이 Time n에서 계산한 파워의 함수로 나타나기 때문에 Time n에서의 파워 추정(power estimation) 결과를 알아야 최적의 게인 앰프(300) 출력을 추정할 수 있다.
하지만 일반적인 AGC 구조는 정확한 파워 추정을 위해 일정시간 평균을 취한 값을 사용하기 때문에 Time (n-1)과 Time n에서 파워 추정한 값의 차이가 매우 작다.
따라서 수학식 10과 같이, Time n-1에서 계산한 파워 추정 결과를 Time n에서의 파워 추정 결과로 사용하고, 수학식 3의 관계를 이용하게 되면 수학식 11과 같은 형태의 게인 앰프(300) 함수 관계를 설정할 수 있다.
Figure 112006015291345-pat00011
Figure 112006015291345-pat00012
여기서,
Figure 112006015291345-pat00013
은 p(n)에서의 추정값을 말하며, 전체 평균값을 취하므로 p(n-1)로 대체된다.
이와 같이, 수학식 11의 게인 앰프(300) 함수를 적용함으로써 신호의 크기 변화를 최소화 하고 동기부의 수신 성능을 향상시킬 수 있지만, 이 식은 제곱근 형태를 취하고 있기 때문에 이를 계산하기 위한 별도의 회로나 룩업 테이블(look up table)형태로 계산하기 위해 별도의 추가 메모리를 필요로 한다.
따라서 이를 개선하기 위해 본 발명에서는 테일러 전개(Taylor Series)를 이용하여 제곱근 함수를 1차 함수의 형태로 변형하여 별도의 추가 메모리나 비선형 함수 계산이 필요 없는 간단한 형태로 만들 수 있다.
즉, 아래의 수학식 12의 식과 조건을 이용하고, 수학식 13과 같이, 조건에 해당하는 식을 y로 치환하여 수학식 14와 같이 테일러 전개를 이용하여 게인 앰프(300)의 근사화한 함수의 형태를 나타낼 수 있다.
Figure 112006015291345-pat00014
Figure 112006015291345-pat00015
Figure 112006015291345-pat00016
이 때 제곱근 함수의 입력 값이 클 수록 근사화 오차가 크게 발생하겠지만 실제로 디지털 AGC의 경우 아날로그 소자로 이루어진 RF AGC 및 IF AGC(21: 도 3 참고)을 거쳤기 때문에 입력 값의 다이나믹 레인지(dynamic range)가 크지 않다. 따라서 1차 함수로 근사화 함으로써 발생할 수 있는 오차는 무시할 수 있다.
이와 같은, 테일러 전개의 결과, 게인 앰프(300)의 근사화한 함수의 형태는 수학식 15와 같이 나타낼 수 있다. 즉, 1차함수의 형태로 나타난다.
Figure 112006015291345-pat00017
결국, 이러한 게인 함수는 적응형 게인 스테이지(310: α n-1 )와, 상수 게인 스테이지(320: 괄호부분)로 구분된다.
또한 본 발명에서는 아래의 수학식 16과 같이 게인 앰프(300) 함수의 기울기를 두 가지로 적용함으로써 시스템의 안정성을 향상시킬 수 있다.
즉, 문턱값(threshold value)을 설정하여, 검출부(100)의 출력인, 수신된 파워값과 기준 신호의 파워값의 차이(Δδ n-1 )가 이러한 문턱값을 초과하는 경우에는 이러한 문턱값으로 나누어 줄 수 있다.
Figure 112006015291345-pat00018
이와 같은 구조를 적용할 경우 시스템의 대역폭(bandwidth)을 조절할 수 있을 뿐 아니라 갑작스런 입력 신호의 큰 변화나 시스템의 초기 일시적 반응(transient response)을 효율적으로 억제함으로써 시스템의 안정성을 향상시킬 수 있다.
도 7과 도 8은 본 발명에서 제안한 방법을 사용하여 구현한 디지털 AGC의 성능을 살펴보기 위해 파라미터(parameter)인 문턱값(threshold_value)을 변화시켜 가면서 게인 앰프(300)의 출력을 살펴본 결과이다.
도시하는 바와 같이, 문턱값을 변화시킴으로써 시스템의 대역폭(bandwidth)이 변화하는 효과를 관찰할 수 있다. 일반적으로 부궤환(negative feedback) 시스템이 갖는 대역폭이 작을 수록 시스템의 출력은 도 8과 같은 형태를 나타내며, 반대의 경우 도 7과 같은 형태를 나타내게 된다.
이러한 본 발명의 디지털 자동 게인 보상장치는 수신부의 상분리기(Phase Splitter: 23: 도 3 참고) 이하의 위치에 어디든 결합하여 사용이 가능하며, 이때, 상분리기(23)와 인접단에 결합되는 경우에 최선의 효과를 보일 수 있다.
상기 실시예는 본 발명의 기술적 사상을 구체적으로 설명하기 위한 일례로서, 본 발명은 상기 실시예에 한정되지 않으며, 다양한 형태의 변형이 가능하고, 이러한 기술적 사상의 여러 실시 형태는 모두 본 발명의 보호범위에 속함은 당연하다.
이상과 같은 본 발명은 DMB-T 수신부의 디지털 AGC를 최적화 하여, 종래의 디지털 AGC 구조에 필요한 메모리 구조 및 관련 제어 블록을 제거할 수 있으며, 제안한 구조를 적용함으로써 추가적으로 필요한 하드웨어의 크기를 크게 감소시킬 수 있고, 또한 게인 앰프의 출력을 적응적으로 제어가 가능하므로 불규칙한 채널의 변화에 효율적으로 대응할 수 있는 효과가 있는 것이다.

Claims (13)

  1. 수신부의 디지털 자동 게인 보상장치에 있어서,
    상기 수신부에서 수신된 신호의 게인 에러를 검출하는 검출부와;
    상기 검출된 게인 에러를 누적하는 루프 필터와;
    상기 루프 필터와 연결되어, 테일러 전개(Taylor Series)를 이용한 제곱근 함수를 1차 함수의 형태로 변형하는 게인 함수를 생성함으로써 게인 보상값을 계산하여 이 보상값을 상기 검출부로 피드백하는 게인 앰프를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 자동 게인 보상장치.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 게인 앰프는, 보상할 게인 함수를 생성하는 함수 생성부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 자동 게인 보상장치.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 게인 앰프는,
    상수값을 도출하는 상수 게인 스테이지와;
    적응형 게인값을 도출하는 적응형 게인 스테이지를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 자동 게인 보상장치.
  4. 삭제
  5. 제 1항에 있어서, 상기 게인 함수는 상기 검출부의 값에 따라 실시간으로 계산되는 것을 특징으로 하는 디지털 자동 게인 보상장치.
  6. 제 1항에 있어서, 상기 게인 함수는, 검출부의 출력값이 문턱값을 초과하는 경우에는 특정값으로 나누어 출력하는 것을 특징으로 하는 디지털 자동 게인 보상장치.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 특정값은 문턱값인 것을 특징으로 하는 디지털 자동 게인 보상장치.
  8. 제 1항에 있어서, 상기 테일러 전개(Taylor Series)를 이용한 제곱근 함수를 1차 함수의 형태로 변형하는 게인 함수는, 하기와 같이 표현되는 것을 특징으로 하는 디지털 자동 게인 보상장치.
    Figure 712007005092418-pat00019
    ,
    αn : time n에서의 게인 앰프 출력,
    ref: 기준 신호의 파워,
    Δδn-1 : 검출부의 출력값,
    αn-1 : time n-1에서의 게인 앰프 출력.
  9. 제 1항에 있어서, 상기 검출부는,
    수신 신호의 파워를 측정하는 파워측정부와;
    상기 측정된 파워값을 한 프레임동안 평균하는 심볼평균부와;
    상기 평균된 측정 파워값과 기준 신호의 파워값의 차이값을 연산하는 연산부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 자동 게인 보상장치.
  10. 수신부의 디지털 자동 게인 보상방법에 있어서,
    상기 수신부에서 수신된 신호의 게인 에러를 검출하는 단계와;
    상기 검출된 게인 에러를 누적하는 단계와;
    상기 누적된 게인 에러를 참조하여 테일러 전개(Taylor Series)를 이용한 제곱근 함수를 1차 함수의 형태로 변형하는 게인 함수를 생성함으로써 게인 보상값을 계산하여 이 보상값을 피드백하는 단계를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 자동 게인 보상방법.
  11. 제 10항에 있어서, 상기 게인 함수는 상기 검출부의 값에 따라 실시간으로 계산되는 것을 특징으로 하는 디지털 자동 게인 보상방법.
  12. 제 10항에 있어서, 상기 테일러 전개(Taylor Series)를 이용한 제곱근 함수를 1차 함수의 형태로 변형하는 게인 함수는 하기와 같이 표현되는 것을 특징으로 하는 디지털 자동 게인 보상방법.
    Figure 712007005092418-pat00020
    ,
    αn : time n에서의 게인 앰프 출력
    ref: 기준 신호의 파워
    Δδn-1 : 검출부의 출력값,
    αn-1 : time n-1에서의 게인 앰프 출력.
  13. 제 12항에 있어서, 상기 게인 함수는, 검출부의 출력값이 문턱값을 초과하는 경우에는 특정값으로 나누어 출력하는 것을 특징으로 하는 디지털 자동 게인 보상방법.
KR1020060020136A 2006-03-02 2006-03-02 디지털 자동 게인 보상장치 및 그 방법 KR100820824B1 (ko)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020060020136A KR100820824B1 (ko) 2006-03-02 2006-03-02 디지털 자동 게인 보상장치 및 그 방법
CN2011101273394A CN102196212B (zh) 2006-03-02 2007-03-02 用于自动增益控制的设备和方法
CN201410858587.XA CN105391961A (zh) 2006-03-02 2007-03-02 处理和接收广播信号的方法以及广播信号发射机和接收机
CN200710128885.3A CN101079981B (zh) 2006-03-02 2007-03-02 用于自动增益控制的设备和方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020060020136A KR100820824B1 (ko) 2006-03-02 2006-03-02 디지털 자동 게인 보상장치 및 그 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20070090430A KR20070090430A (ko) 2007-09-06
KR100820824B1 true KR100820824B1 (ko) 2008-04-10

Family

ID=38688832

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020060020136A KR100820824B1 (ko) 2006-03-02 2006-03-02 디지털 자동 게인 보상장치 및 그 방법

Country Status (2)

Country Link
KR (1) KR100820824B1 (ko)
CN (3) CN102196212B (ko)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090086806A1 (en) * 2007-09-27 2009-04-02 Nanoamp Solutions Inc. (Cayman) Time varying equalization
CN105099981B (zh) * 2014-05-19 2018-04-10 清华大学 一种基于前导序列的信令检测方法及装置
CN104954036B (zh) * 2015-07-17 2018-03-02 广州海格通信集团股份有限公司 自动增益控制电路
WO2021207931A1 (en) * 2020-04-14 2021-10-21 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Device and method for envelope signal adjustment

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20020034056A (ko) * 2000-11-02 2002-05-08 박종섭 디지털 자동이득제어기에서의 곱셈장치
KR20020054017A (ko) * 2000-12-27 2002-07-06 박종섭 가변루프 이득을 갖는 디지털 자동이득제어장치
KR20050073136A (ko) * 2004-01-09 2005-07-13 엘지전자 주식회사 디지털 방송 신호 수신 장치에 있어서의 과부하 방지 방법
KR20060065451A (ko) * 2004-12-10 2006-06-14 한국전자통신연구원 디지털 자동 이득 제어장치
KR20060087346A (ko) * 2005-01-29 2006-08-02 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중화 방식의 무선 통신 시스템에서자동 이득 조정 장치 및 방법
KR20060090379A (ko) * 2005-02-07 2006-08-10 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 무선 통신 시스템에서자동 이득 조정 장치 및 방법

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3506565B2 (ja) * 1996-07-22 2004-03-15 富士通株式会社 ディスク記憶装置のａｇｃ回路
US6122331A (en) * 1999-06-14 2000-09-19 Atmel Corporation Digital automatic gain control
CN1131626C (zh) * 2001-08-17 2003-12-17 清华大学 地面数字多媒体电视广播系统中的帧同步产生方法
CN1210900C (zh) * 2003-01-30 2005-07-13 清华大学 利用传输参数信令抑制相位噪声的方法
JP2005117235A (ja) * 2003-10-06 2005-04-28 Leader Electronics Corp ノイズを付加した信号の信号発生方法および装置
KR100592879B1 (ko) * 2003-12-19 2006-06-23 한국전자통신연구원 자동이득 제어 장치
US8521139B2 (en) * 2004-02-11 2013-08-27 Qualcomm Incorporated Transmission of notifications for broadcast and multicast services

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20020034056A (ko) * 2000-11-02 2002-05-08 박종섭 디지털 자동이득제어기에서의 곱셈장치
KR20020054017A (ko) * 2000-12-27 2002-07-06 박종섭 가변루프 이득을 갖는 디지털 자동이득제어장치
KR20050073136A (ko) * 2004-01-09 2005-07-13 엘지전자 주식회사 디지털 방송 신호 수신 장치에 있어서의 과부하 방지 방법
KR20060065451A (ko) * 2004-12-10 2006-06-14 한국전자통신연구원 디지털 자동 이득 제어장치
KR20060087346A (ko) * 2005-01-29 2006-08-02 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중화 방식의 무선 통신 시스템에서자동 이득 조정 장치 및 방법
KR20060090379A (ko) * 2005-02-07 2006-08-10 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 무선 통신 시스템에서자동 이득 조정 장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
CN101079981A (zh) 2007-11-28
KR20070090430A (ko) 2007-09-06
CN101079981B (zh) 2014-03-19
CN105391961A (zh) 2016-03-09
CN102196212A (zh) 2011-09-21
CN102196212B (zh) 2013-04-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100932320B1 (ko) 수신기 장치 및 전송 시스템
US9118514B2 (en) Receiver and signal processing method
WO2014177839A1 (en) Papr reduction in ofdm by using tone reservation
US7319659B2 (en) OFDM receiver, mode detector therefor, and method for processing OFDM signals
US8331503B2 (en) Receiving level control apparatus and receiver
KR100820824B1 (ko) 디지털 자동 게인 보상장치 및 그 방법
JP4157159B1 (ja) 受信装置及び受信方法
KR100793789B1 (ko) 채널 추정 장치 및 채널 추정 방법
KR100797470B1 (ko) Ｏｆｄｍ 변조신호 수신장치의 보호구간 검출기
KR100739552B1 (ko) 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치
KR100321937B1 (ko) 직교주파수분할다중방식에서의주파수오프셋정정장치
KR100662424B1 (ko) ＰＮ 시퀀스（ｐｓｅｕｄｏｎｏｉｓｅｓｅｑｕｅｎｃｅ）상관기 및 ＰＮ 시퀀스 상관방법
US10135660B1 (en) Sampling frequency offset tracking based on decision feedback channel estimation
KR100826185B1 (ko) 방송 신호 복조 장치
KR100662392B1 (ko) 방송 수신 장치
KR100735695B1 (ko) 직교주파수다중분할방식의 전송신호 수신장치
KR20070119915A (ko) 채널 등화장치 및 등화방법
KR100747543B1 (ko) 방송 신호 복조 장치
KR100698208B1 (ko) 이동형 방송 수신기의 반송파 복구 장치 및 그 방법
CN101252569B (zh) 用于接收信号的设备和用于接收信号的方法
KR100789833B1 (ko) 등화기
KR100774197B1 (ko) 방송 신호 복조 장치
KR100662418B1 (ko) Ｏｆｄｍ 변조신호 수신장치
KR20070067972A (ko) 방송 수신 장치
Milošević et al. OFDM/MDPSK system performance improvement in the presence of frequency offset

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
E601 Decision to refuse application
J201 Request for trial against refusal decision
AMND Amendment
B701 Decision to grant
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20120327

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130326

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160324

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170314

Year of fee payment: 10

LAPS Lapse due to unpaid annual fee