CN105391961A - 处理和接收广播信号的方法以及广播信号发射机和接收机 - Google Patents

Abstract

根据用于自动增益控制的设备和方法，将通过施加到用于接收数字广播信号的接收机而接收的信号强度控制在恒定的水平。为此，通过补偿信号来偿增益误差检测器所接收的输入信号，检测增益误差，由环路滤波器累积所检测的增益误差，补偿信号发生器根据预设的补偿函数来补偿所累积的增益误差值以生成补偿信号，以及根据生成的补偿信号对由增益误差检测器检测的已接收输入信号进行补偿。

Description

处理和接收广播信号的方法以及广播信号发射机和接收机

本申请是申请日为2007年3月2日、申请号为200710128885.3、发明名称为“用于自动增益控制的设备和方法”的发明专利申请的分案申请。

相关申请的交叉引用

本申请基于2006年3月2日提交的韩国申请号10-2006-0020136，并要求享有其优先权，在此结合其全部公开内容作为参考。

技术领域

本发明涉及用于自动增益控制的设备和方法，更具体地，涉及用于自动调整从接收广播信号的接收器接收的广播信号的增益的的设备和方法。

背景技术

以下的描述通常涉及用于自动增益控制(AGC)设备和方法，该自动增益控制用于自动调整从接收广播信号的接收器接收的广播信号的增益。

目前，数字广播正基于多种技术进行本地标准化。例如，在中国讨论的广播标准包括数字地面多媒体广播(DTMB)。被讨论的DTMB标准采用了被称为时域同步正交频分多路复用(TDS-OFDM)的新调制方案。

欧洲采用的是基于OFDM方案的服务，OFDM方案是以数字信号传送地面波的调制方案之一。在OFDM方案中，信息被划分到若干个载波中，并且提供正交性来用于最小化所划分的载波之间的间隙，所述载波被复用并然后传送出去。

通常，在TDS-OFDM方案中，传送数据就像在循环前缀(cyclicprefix)OFDM(CP-OFDM)中那样，通过离散傅立叶逆变换(IDFT)来执行，并且在保护间隔(GI)中，使用伪随机噪声(PN)序列作为做训练信号(已知序列，导频序列)来替换循环前缀，以减少传输开销，增加信道效率，并增强同步器和信道估计器的性能。创建PN序列的等式可通过下面的公式1获得。

【公式1】

P(x)＝x⁸+x⁶+x⁵+x+1

用于接收由DTMB传送的传输数据的接收器将所接收信号的强度保持在恒定水平上是很重要的，以允许PN序列的相关结果一直保持为恒定值。

为了将所接收信号的强度保持在恒定水平上，在自动增益控制(AGC)设备中累积预定参考信号和所接收信号的增益误差值，并且将所累积的增益误差值生成为增益控制信号，用于调整所接收信号的振幅增益。响应所累积的增益误差值而生成补偿信号，以补偿所接收的信号。

根据所累积的增益误差值的补偿信号以指数函数的形式表达，在此，补偿信号作为查询表而预先存储于存储器中，并且从存储器中读出与所累积的增益误差值对应的补偿信号、并输出该补偿信号，这必将增加存储器的容量。

发明内容

【技术问题】

实例公开的一个目的是提供一种自动增益控制(AGC)的设备和方法，其通过在不使用存储器的情况下实现AGC而可以实质上减小硬件的大小。

另一目的是提供一种可以实时更新AGC带宽的、用于自动增益控制的设备和方法。

【技术解决方案】

在根据实例公开的AGC设备的示范实施例中，增益误差检测器响应于信号而补偿所接收的输入信号，以检测增益误差值。通过环路滤波器来累积所检测到的增益误差值，并且利用补偿信号发生器所预设的补偿函数来补偿所累积的增益误差值以生成补偿信号，以及将所生成的补偿信号输出到增益误差检测器以允许补偿输入信号。

在根据实例公开的AGC方法的示范实施例中，响应于补偿信号来补偿所接收的输入信号，检测增益误差值，累加所检测到的增益控制值，响应于预设补偿函数来补偿所累积的增益误差值以生成补偿信号。

根据本申请的一方面，提供一种用于在广播信号发射机中处理广播信号的方法，所述方法包括：对广播数据进行编码；映射已编码的广播数据；形成包括帧体的帧，该帧体具有已映射的广播数据；以及传送包括所述帧的广播信号，其中，所述包括所述帧的广播信号是时域广播信号，其中，所述帧还包括用于进行帧同步的帧同步，其中，所述帧同步包括第一部分和第二部分，其中所述第一部分是基于所述第二部分的至少一部分生成的，并且其中所述第二部分包括用于进行帧同步的序列。

根据本申请的另一方面，提供了一种用于处理广播信号的广播信号发射机，该广播信号发射机包括：编码单元，被配置为对广播数据进行编码；QAM单元，被配置为映射已编码的广播数据；多路复用器，被配置为形成包括帧体的帧，该帧体具有已映射的广播数据；以及被配置为传送包括所述帧的广播信号的部件，其中，所述包括所述帧的广播信号是时域广播信号，其中，所述帧还包括用于进行帧同步的帧同步，其中，所述帧同步包括第一部分和第二部分，其中所述第一部分是基于所述第二部分的至少一部分生成的，并且其中所述第二部分包括用于进行帧同步的序列。

根据本申请的又一方面，提供了一种用于在广播信号接收机中接收广播信号的方法，所述方法包括：接收包括帧的广播信号，其中所述帧包括用于进行帧同步的帧同步和帧体，该帧体包括使用QAM映射的广播数据；将已接收的广播信号转换为数字广播信号；以及对所述数字广播信号中的广播数据进行解码；其中，所述帧同步包括第一部分和第二部分，其中所述第一部分是基于所述第二部分的至少一部分生成的，并且其中所述第二部分包括用于进行帧同步的序列。

根据本申请的又一方面，提供了一种用于接收广播信号的广播信号接收机，所述广播信号接收机包括：调谐器，被配置为接收包括帧的广播信号，其中所述帧包括帧体和用于进行帧同步的帧同步，该帧体包括使用QAM映射的广播数据；模数转换器，被配置为将已接收的广播信号转换为数字广播信号；以及解码器，被配置为对所述数字广播信号中的所述帧的广播数据进行解码；其中，所述帧同步包括第一部分和第二部分，其中所述第一部分是基于所述第二部分的至少一部分生成的，并且其中所述第二部分包括用于进行帧同步的序列。

【有利效果】

实例公开可以通过优化数字地面多媒体广播(DTMB)接收机的AGC、以及取消存储器和控制块，来减小硬件的大小。此外，可能自适应地控制AGC放大器的振幅增益，从而通过有效地应对所接收信号的不规则改变而将所接收信号的强度一直保持在恒定水平上。

附图说明

通过参考在下面的描述中通过示例描述的实施例并参考附图，本公开的这些和其它方面将变明显并将得到阐明。在任何可能的地方，在整个附图中使用相同的附图标记来指示相同或相似的部分。

图1是图示了在从DTMB传送的传输帧中、具有帧体的1/9大小的保护间隔的结构的示意图。

图2是图示了DTMB的发射机的配置的框图。

图3是图示了在DTMB中的接收机的配置的框图。

图4是图示了AGC设备的配置的框图。

图5是图示了AGC设备所采用的增益曲线的曲线图。

图6是图示了根据示范实施例的AGC设备的配置的框图。

图7是图示了根据另一示范实施例的AGC设备的配置的框图。

图8和图9是图示了根据另一示范实施例的AGC设备的输出信号变化的曲线图。

具体实施方式

所述实施例仅用于说明但不用于限制。提供在该描述中举例说明的事项以有助于全面地理解结合附图公开的本发明的某些示范实施例。因此，本领域的普通技术人员将识别到：可以对这里所述的示范实施例进行各种改变和修改，而不背离所要求的发明的范围和精神。因此，本申请适用于以最有用和最简单的方式来解释其一般原理和概念。

图1是图示了在从DTMB传送的传输帧中、其保护间隔是1/9的帧的结构的框图。

参考图1，从DTMB传送的传输帧包括帧同步和作为数据间隔的帧体。

帧同步包括PN序列。用于帧同步的PN序列例如使用但不限于其中参数m＝8的序列。在参数m＝8的序列中只有255比特流。因此，当具有帧体的1/9大小的保护间隔生成时，尾部的码元被扩展到前导码，开始部分的码元被扩展到帧尾(postamble)，以生成具有420个码元的PN序列。

例如，如果帧体将由3780个码元组成，则具有帧体的1/9大小的保护间隔必须由420个码组成。因此，为了用255个码元创建420个码元，则位于尾部的50个码元被扩展为前导码，而位于开始部分的155个码元被扩展为帧尾。此时，前导码和帧尾是PN代码的循环扩展，并且PN代码在其响应初始状态而生成的相位上从0到254间变化。

图2是图示DTMB发射机的配置的框图。参考图2，在发射设备中，通过信道编码单元(200)对作为要传送的数据的音频和视频(AV)信号进行编码。由信道编码单元(200)进行信道编码的数据被输入到正交幅度调制(QAM)单元(202)，并被调制成4QAM、16QAM或64QAM中的一个。

QAM单元(202)改变从信道编码单元(200)输入的数字数据的振幅和相位并调制该振幅和相位，使得已信道编码的数据是否被调制成4、16或64QAM中的一个取决于数字数据被分散和调制为多少坐标(corordinates)。

通过IDFT单元(204)对QAM单元(202)调制的数据执行离散傅里叶逆变换(IDFT)，并变换为时域数据。此外，PN发生器(206)创建将用作训练信号的PN(伪随机噪声)序列。

从IDFT单元(204)输出的时域数据和由PN发生器(206)生成的PN序列被输入到多路复用器(208)，并在其中进行多路复用，并在平方根升余弦(SQRC)滤波器(210)中过滤以限制其带宽。

由SQRC滤波器(210)过滤的传输数据在混频器(212)中与载波信号(fc)混合，并被上变频为450～860MHz的无线电频率(RF)带宽，然后传送出去。

图3是图示了在DTMB中的接收机的配置的框图。现在，参考图3，调谐器(300)接收由发射机传送的带宽为450～860MHz的无线电频率(RF)传输数据。在AGC放大器(302)中将从调谐器(300)接收的信号功率归一化为其增益中的恒定水平，并通过模数转换器(ADC.304)转换为数字信号。

分相器(306)将ADC(304)的输出信号分离为同相位信号和正交信号，并通过频率同步器(308)实现频率同步。

频率同步器(308)主要包括三个单元，包括：①自动频率控制器(AFC.358)，用于补偿频率差；②定时同步器(360)，用于同步由发射机传送的PN序列；以及③跟踪单元(362)和再采样器(352)，用于补偿当发射机和接收机将模拟信号转换为数字信号时采样速率不同而产生的码元误差。

上述操作都作为PN相关器(356)的相关结果而实现。换言之，AFC(358)生成AFC信号作为PN相关器(356)的相关结果的，并且所生成的该AFC信号在乘法器(350)中与分相器(306)的输出信号相乘以补偿所估计的频率误差。

此外，定时同步器(360)响应PN相关器(356)的相关结果而同步PN序列。并且，跟踪器(362)响应于定时同步器(360)的输出信号而控制再采样器(352)以补偿从乘法器(350)输出的信号的码元误差。

通过SQRC滤波器(354)对再采样器(352)的输出信号进行过滤以将其输入到PN相关器(356)。SQRC滤波器(354)的输出信号被输入到AGC信号检测器(310)中以检测AGC信号，而AGC放大器(302)的振幅增益根据所检测出的AGC信号而改变，从而能够将所接收信号的增益调整在一恒定水平上。

离散傅立叶变换器(DFT.312，314)对AGC信号检测器(310)输出的码元和从PN相关器(356)输出的信道估计信息实行DFT，并由均衡器(316)实行信道补偿，以输出到信道解码器。

如上所述，在DTMB的接收机中，AFC(358)根据PN相关器(356)的相关结果对频移进行补偿。特别地，定时同步器(360)检测跟在相关操作之后表达的一峰值以从而检测到有效的峰，为此，只有超过预定阈值的峰值被用于定时同步。

因此，通过将所接收信号的强度一直保持在恒定水平上而将PN序列的相关结果一直保持为恒定水平是很重要的。因此，DTMB接收机配备有包括AGC信号检测器(310)和AGC放大器(302)的AGC设备，从而能够一直将所接收信号的强度保持在恒定水平上。

图4是图示了AGC设备的配置的框图。

参考图4，AGC设备主要由增益误差检测器(400)、环路滤波器(410)和补偿信号发生器(420)组成。

增益误差检测器(400)包括两个乘法器(402)、功率测量器(404)、均值计算器(406)、和、减法器(408)。两个乘法器(402)分别将同相信号(I_IN)和正交信号(Q_IN)与补偿信号相乘，以补偿增益误差并输出到DFT(312)。此外，功率测量器(404)测量乘法器(402)的输出信号的功率，并且利用均值计算器(406)对在一个帧期间测量的平均功率测量值进行计算。减法器从所计算出的平均功率值中减去预设的参考功率以检测增益误差。

由增益误差检测器(400)检测出的增益误差被输入到环路滤波器(410)并由延迟器(414)予以延迟。加法器(412)将延迟器(414)的输出相加到由增益误差检测器(400)检测出的增益误差以累积增益误差。所累积的增益误差作为AGC信号而输出到AGC放大器(302)，由此调整AGC放大器(302)的放大增益。

此外，由环路滤波器(410)所累积的增益误差被输入到补偿信号发生器(420)的存储控制器(422)，在此，存储控制器(422)从存储器(424)中读出与所累积的增益误差对应的补偿信号值，乘法器(402)将所读出的补偿信号与同相信号(I_IN)和正交信号(Q_IN)相乘以便对增益误差进行补偿。

换言之，存储器(424)以查询表的形式预先存储响应于所累积的增益误差值的补偿信号值。存储控制器(422)从存储器(424)中读出与从环路滤波器(410)输入的增益误差值对应的补偿信号值，以补偿增益误差。

以查询表形式存储在存储器(424)中的补偿信号例如以如图5所示的指数形式表示。因此，如果在环路滤波器(410)中累积的增益误差值大，则补偿信号值则变得更大，从而增加补偿幅度；而如果所累积的增益误差的值小，则补偿信号值变得更小，以减少补偿幅度，由此增强了AGC环路的稳定性。

为了直接对如指数函数的非线性函数进行运算，通常的做法是通过执行重复运算而使用算法来收敛到希望的值。因此，在以高速时钟操作的高速操作的电路中，在对指数函数进行运算的同时调整数据速率是不容易的，但当硬件大小增加时是可能的。实际使用是将预先计算的指数函数值以查询表的形式事先储存在存储器(424)中，而不是直接计算指数函数。

这时，根据指数函数曲线的量化步长确定AGC的增益步长，从而可以极大地抑制根据量化步长和所分配的比特宽度使用的存储器容量。

例如，假设从环路滤波器(410)输入的指数函数的输入范围是1024个数据，并且，从补偿信号发生器(420)输出的指数函数相对于每个输入数据具有两个字节大小，存储器(424)的所需容量将为两千字节，由此增加了接收机的整个大小。因此，在生成补偿信号时，就硬件大小而言不使用存储器是十分有利的。

现在，参考图6，其是图示了根据示范实施例的AGC设备的配置的框图，该AGC设备计算所接收信号的功率与所希望的参考功率之间的差值(Δδ_n)。并按如下方式进行操作：如果所计算的差值(Δδ_n)大，则补偿信号的反馈值就减少；以及如果所计算的差值(Δδ_n)小，则反馈值就增加。

通常，所接收信号的功率的偏差相当大。因此，在与一个帧对应的时间期间从码元的功率平均获得的结果被用于改善在所接收信号中的功率估计的估计性能。根据本公开的AGC设备包括增益误差检测器(400)、环路滤波器(410)、和补偿信号发生器(600)。

如上所述，增益误差检测器(400)用于检测增益误差，其中环路滤波器(410)累积所检测的增益误差，并且所累积的增益误差用于生成AGC信号以调整AGC放大器(302)的幅度增益。

补偿信号发生器(600)根据预设的补偿函数来由补偿环路滤波器(410)累积的增益误差值，并由此生成补偿信号，并且所生成的补偿信号被输入到增益误差检测器(400)的乘法器(402)，以对增益误差进行补偿。

此时，假设：因为环路滤波器(410)的带通宽度比从增益误差检测器(400)输入的传输数据带宽宽，所以环路滤波器(410)不执行功能。现在，将详细描述补偿信号发生器(600)响应于从增益误差检测器(400)输出的增益误差而生成补偿信号的处理。

下述公式2定义了增益误差检测器(400)在前一时间(n-1)检测的增益误差值(Δδ_n-1)，公式3示出了增益误差检测器(400)在当前时间(n)检测的增益误差值(Δδ_n)。

【公式2】

${\mathrm{X\δ}}_{n-1}={\mathrm{\α}}_{n-1}^2=\[\underset{m=\left(n-1\right)-N}{\overset{n-1}{Q}}\left(i_m^2+q_m^2\right)\]-ref$

【公式3】

${\mathrm{X\δ}}_n={\mathrm{\α}}_n^2\[\underset{m=n-N}{\overset{n-1}{Q}}\left(i_m^2+q_m^2\right)\]-ref$

其中，(α)定义了由补偿信号发生器(600)生成的补偿信号，N定义了一个帧，i_m和q_m是所输入的同相信号(I_IN)和正交信号(Q_IN)的功率，ref指的是预设的参考功率。

此时，前一时间(n-1)的功率值被定义为

然后，下述的公式4可由公式2导出。

公式4

$p(n-1)=\frac{ref+{\mathrm{X\δ}}_{n-1}}{{\mathrm{\α}}_{n-1}^2}$

如果假设以OFDM系统为模型的通信信道的脉冲响应变化在单个帧内恒定，则可以看出在当前时间(n)上对所接收信号按N进行平均的结果p(n)与在前一时间(n-1)上对所接收信号按N进行平均的结果p(n-1)之间是大概相同的。如公式5所示。

公式5

p(n-1)％p(n)

然后，可以推导出相对于当前时间(n)的下面公式6。

公式6

$p\left(n\right)=\frac{ref+{\mathrm{X\δ}}_n}{{\mathrm{\α}}_n^2}{\mathrm{\Γ\α}}_n^{2}p\left(n\right)=ref+{\mathrm{X\δ}}_n$

现在，如果由公式4得出的值p(n)代入公式6，可以得到如下公式7。

公式7

${\mathrm{\α}}_n^2\left(\frac{ref+{\mathrm{X\δ}}_{n-1}}{{\mathrm{\α}}_{n-1}^2}\right)=ref+{\mathrm{X\δ}}_n{\mathrm{\Γ\α}}_n^2=\frac{ref+{\mathrm{X\δ}}_n}{ref+{\mathrm{X\δ}}_{n-1}}{\mathrm{\α}}_{n-1}^2$

然后，补偿信号发生器(600)所生成的补偿信号的值(α_n)可从如下公式8得出：

公式8

${\mathrm{\α}}_n={\mathrm{\α}}_{n-1}\sqrt{\frac{ref+{\mathrm{X\δ}}_n}{ref+{\mathrm{X\δ}}_{n-1}}}$

定义了公式2和公式3之间关系的公式8可以被称为补偿信号发生器(600)的特征函数。

如果负反馈类型AGC设备是稳定的，则由增益误差检测器(400)检测出的增益误差值随着时间的推移而变小，并且由补偿信号发生器(600)生成的补偿信号必须收敛为常数。

如果接收机工作稳定，如下的公式9说明了补偿信号发生器(600)的特征函数收敛为常数。

公式9

其中，忽略了环路滤波器(100)的影响，因为与环路滤波器(200)的带宽相比增益误差检测器(100)的输出信号可能相当的小。

为了满足公式9的条件，将在当前时间(n)补偿的补偿信号发生器(600)的输出必须以增益误差检测器(100)上的输出的绝对值减小的方式确定。

下述公式10表示了补偿信号发生器(600)的、用于基于补偿信号发生器(600)在前一时间(n-1)生成的补偿信号值而使增益误差检测器(100)在当前时间(n)检测出的增益误差值最小化所必须的输出条件。

公式10

${\mathrm{\α}}_n^2\[\underset{m=n-N}{\overset{n-1}{Q}}\left(i_m^2+q_m^2\right)\]-ref={\mathrm{X\δ}}_n{\mathrm{JX\δ}}_{n-1}{\mathrm{\Γ\α}}_n^2\[\underset{m=n-N}{\overset{n-1}{Q}}\left(i_m^2+q_m^2\right)\]-ref\%O$

换言之，如果假设增益误差检测器(400)在前一时间(n-1)检测的增益误差(Δδ_n-1)显著地小于增益误差检测器(100)在当前时间当前时间(n)检测的增益误差值(Δδ_n)，则输入信号的平均功率乘以由补偿信号发生器(600)生成的补偿信号，并从相乘的值减去参考功率，其中所减去值是必须为零的增益误差值。

这时，由补偿信号发生器(600)生成的补偿信号是增益误差检测器(400)在当前时间(n)检测的增益误差的函数。因此，仅当可以精确估计在当前时间接收的输入信号的功率时，可以估计由补偿信号发生器(600)生成的最佳补偿信号。

AGC设备用于测量在预定时间段内的平均功率值，以测量所接收的输入信号的准确功率，使得在前一时间(n-1)测量的平均功率值与在当前时间(n)测量的平均功率值之间的差很小。

结果，可用在前一时间(n-1)计算的平均功率值用作当前时间(n)的平均功率估计值，并且可使用公式4、根据公式11和公式12来建立与补偿信号发生器(600)相关的函数。

公式11

${\mathrm{\α}}_n^2=\frac{ref}{\underset{m=n-N}{\overset{n-1}{Q}}\left(i_m^2+q_m^2\right)}=\frac{ref}{p\left(n\right)}\%\frac{ref}{\mathrm{\β}\left(n\right)}\%\frac{ref}{p\left(n-1\right)}={\mathrm{\α}}_{n-1}^2\frac{ref}{ref+{\mathrm{X\δ}}_{n-1}}$

公式12

${\mathrm{\α}}_n={\mathrm{\α}}_{n-1}\sqrt{\frac{ref}{ref+{\mathrm{X\δ}}_{n-1}}}$

这里，β(n)是p(n)的平均功率估计值，这里β(n)＝p(n)。

如果将公式12的函数施加到补偿信号发生器(600)上，则可以最小化所接收信号的大小变化以提高接收性能。然而，由于公式12采用了平方根的形式，因此有必要配备单独的存储器来事先存储补偿信号或者配备单独的电路来计算公式12。

为了解决该缺点，本公开使用泰勒级数将平方根函数变化为线性函数的形式，从而AGC设备可以省却用于计算平方根函数的单独电路、或以查询表的形式预先存储补偿信号的单独存储器。公式12可以扩展为如下的公式13。

公式13

${\mathrm{\α}}_n={\mathrm{\α}}_{n-1}\sqrt{\frac{ref}{ref+{\mathrm{X\δ}}_{n-1}}}={\mathrm{\α}}_{n-1}\sqrt{\frac{1}{1+\frac{{\mathrm{X\δ}}_{n-1}}{ref}}}\·\frac{{\mathrm{X\δ}}_{n-1}}{ref}J1$

公式13中的可以扩展为如下的公式14。

公式14

$\sqrt{\frac{1}{1+\frac{{\mathrm{X\δ}}_{n-1}}{ref}}}={(1+\frac{{\mathrm{X\δ}}_{n-1}}{ref})}^{-\frac{1}{2}}={(1+y)}^{-\frac{1}{2}},\frac{{\mathrm{X\δ}}_{n-1}}{ref}=y$

如果如公式14中那样进行替换并使用如公式15的泰勒级数，就可推导出近似于公式13的函数形式。

公式15

${(1+y)}^n=1+n\·y+\frac{n(n-1)}{2}{y}^2+...$

此时，如果输入到补偿信号发生器(600)的增益误差值(Δδ_n-1)比较大，则生成非常犬的近似误差值。然而，接收机用于响应于从AGC放大器输出的AGC信号而调整放大增益，使得输入到补偿信号发生器(600)的增益误差值(Δδ_n-1)的动态范围并不是非常大。因此，可以忽略在将公式13近似为线性函数的过程中产生的误差。

作为对公式13执行泰勒级数展开的结果，补偿信号发生器(600)生成补偿信号的近似补偿函数如下面的公式16所示。

公式16

${\mathrm{\α}}_n=(1-\frac{{\mathrm{X\δ}}_{n-1}}{2ref})\·{\mathrm{\α}}_{n-1}$

由此，补偿信号发生器(600)包括：增益调整器(610)，用于调整输入到补偿信号发生器(600)的增益误差值(Δδ_n-1)的增益；和补偿器(620)，用于通过利用在前一时间(n-1)输出的补偿信号值α_n-1来补偿增益调整器(610)已经调整其增益的增益误差值而生成当前时间(n)的补偿信号α_n。

增益调整器(610)使用例如其幅度增益为的放大器构建。例如，补偿器(620)包括：延迟器(622)，用于延迟当前时间(n)的补偿信号(α_n)；乘法器(624)，将增益调整器(610)的输出信号与延迟器(622)的输出信号相乘；和加法器(626)，将延迟器(622)的输出信号与乘法器(624)的输出信号相加以生成当前时间(n)的补偿信号α_n。

发明模式

图7是图示了根据另一示范实施例的AGC设备的配置的框图。现在参考图7，AGC设备还包括增益误差补偿器(700)，其被插入在增益误差检测器(400)和环路滤波器(410)之间。该增益误差补偿器(700)预设阈值(TH)。如果从增益误差检测器(400)输出的增益误差值小于预设的阈值(TH)，则不予补偿从增益误差检测器(400)输出的增益误差值，而是按现状将其输出到环路滤波器(410)。如果从增益误差检测器(400)输出的增益误差值大于预设的阈值(TH)，则利用阈值(TH)校正从增益误差检测器(400)输出的增益误差值，并将校正后的值输出到环路滤波器(410)。

换言之，在该另一示范实施例中，如公式17中所示，将从增益误差检测器(400)输出的增益误差值(Δδ_n-1)和预设的阈值(TH)进行比较。作为比较的结果，如果|Δδ_n-1|≤TH，则补偿信号发生器(600)使用增益误差值(Δδ_n-1)补偿增益误差。如果|Δδ_n-1|＞TH，则补偿信号发生器(600)使用而不是(Δδ_n-1)作为增益误差值，从而补偿增益误差。

公式17

${\mathrm{\α}}_n=(1-\frac{{\mathrm{\Δ\δ}}_{n-1}^{\′}}{2ref})\·{\mathrm{\α}}_{n-1}\left\{\begin{array}{c}\left|\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_{n-1}\right|\≤TH,\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_{n-1}^{\′}=\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_{n-1}\\ \left|{\mathrm{\Δ\δ}}_{n-1}\right|>TH,{\mathrm{\Δ\δ}}_{n-1}^{\′}=\frac{{\mathrm{\Δ\δ}}_{n-1}}{TH}\end{array}\right.$

为此，在另一示范实施例中，增益误差补偿器(700)配备有比较器(702)，用以对增益误差值(Δδ_n-1)和预设的阈值(TH)进行比较；并且配备有校正器(704)，用以将增益误差值(Δδ_n-1)校正为

作为比较器(702)比较的结果，如果|Δδ_n-1|≤TH，则转换单元(706)输出增益误差值(Δδ_n-1)，以及如果|Δδ_n-1|＞TH，则转换单元(706)输出作为增益误差值。

如上所述，在另一示范实施例中，根据增益误差值(Δδ_n-1)的大小而利用两个函数来调整系统的带宽，从而可以效地抑制输入信号突然大改变或系统的瞬时响应，以能够使系统稳定。

图8和图9是图示了根据另一示范实施例、从补偿信号发生器(600)输出的输出信号改变的曲线图，其中变化阈值(TH)以检查使用本公开的AGC设备的性能。

现在，参考图8和图9，可以注意到，当阈值(TH)变化时，系统的带宽也改变。在诸如本公开的AGC设备的负反馈系统中，如果带宽大，则输出信号的变化如图8所示。替换地，如果带宽小，输出信号的变化如图9所示。

尽管结合本公开的实施例而对本公开进行了描述，但是对本领域技术人员明显的是，所公开的申请可以按照多种方式予以修改，并可假设除上述的具体实施例之外的许多优选实施例。因此，所附权利要求意欲涵盖落入本发明的真实精神和范围之内的所有公开修改。

工业实用性

根据本公开，用于接收诸如数字地面多媒体广播(DTMB)信号的数字广播信号的各种数字广播信号接收机配备有自动增益控制(AGC)的设备和方法，以调整接收信号的强度。

Claims (10)

1.一种用于在广播信号发射机中处理广播信号的方法，所述方法包括：

对广播数据进行编码；

映射已编码的广播数据；

形成包括帧体的帧，该帧体具有已映射的广播数据；以及

传送包括所述帧的广播信号，

其中，所述包括所述帧的广播信号是时域广播信号，

其中，所述帧还包括用于进行帧同步的帧同步，

其中，所述帧同步包括第一部分和第二部分，其中所述第一部分是基于所述第二部分的至少一部分生成的，并且其中所述第二部分包括用于进行帧同步的序列。

2.根据权利要求1的方法，其中，所述已编码的广播数据是使用正交幅度调制QAM来映射的。

3.根据权利要求2的方法，其中，所述QAM是4QAM、16QAM或64QAM中的一个。

4.一种用于处理广播信号的广播信号发射机，该广播信号发射机包括：

编码单元，被配置为对广播数据进行编码；

QAM单元，被配置为映射已编码的广播数据；

多路复用器，被配置为形成包括帧体的帧，该帧体具有已映射的广播数据；以及

被配置为传送包括所述帧的广播信号的部件，

其中，所述包括所述帧的广播信号是时域广播信号，

其中，所述帧还包括用于进行帧同步的帧同步，

其中，所述帧同步包括第一部分和第二部分，其中所述第一部分是基于所述第二部分的至少一部分生成的，并且其中所述第二部分包括用于进行帧同步的序列。

5.根据权利要求4的广播信号发射机，其中，所述已编码的广播数据是使用正交幅度调制QAM来映射的。

6.根据权利要求5的广播信号发射机，其中，所述QAM是4QAM、16QAM或64QAM中的一个。

7.一种用于在广播信号接收机中接收广播信号的方法，所述方法包括：

接收包括帧的广播信号，其中所述帧包括用于进行帧同步的帧同步和帧体，该帧体包括使用QAM映射的广播数据；

将已接收的广播信号转换为数字广播信号；以及

对所述数字广播信号中的广播数据进行解码；

其中，所述帧同步包括第一部分和第二部分，其中所述第一部分是基于所述第二部分的至少一部分生成的，并且其中所述第二部分包括用于进行帧同步的序列。

8.根据权利要求7的方法，其中，所述QAM是4QAM、16QAM或64QAM中的一个。

9.一种用于接收广播信号的广播信号接收机，所述广播信号接收机包括：

调谐器，被配置为接收包括帧的广播信号，其中所述帧包括帧体和用于进行帧同步的帧同步，该帧体包括使用QAM映射的广播数据；

模数转换器，被配置为将已接收的广播信号转换为数字广播信号；以及

解码器，被配置为对所述数字广播信号中的所述帧的广播数据进行解码；

其中，所述帧同步包括第一部分和第二部分，其中所述第一部分是基于所述第二部分的至少一部分生成的，并且其中所述第二部分包括用于进行帧同步的序列。

10.根据权利要求9的广播信号接收机，其中，所述QAM是4QAM、16QAM或64QAM中的一个。