KR100814222B1 - 스위치 모드 ｒｆ 전력 증폭기들을 위한 구동 회로들 - Google Patents

Abstract

본 발명은 일반적으로 말하면, 복잡한 매칭 네트워크들 및 부하 네트워크들을 피하면서 고효율이 달성될 수 있는 RF 증폭기 회로 아키텍쳐를 제공한다. 능동 디바이스는 쌍극성 트랜지스터 타입 또는 전계 효과 트랜지스터(FET) 타입일 수 있다. 간단한 구동 회로가 각 타입의 능동 디바이스에 제공된다. 본 발명의 일 실시예에 따라, 단일단(single-ended) 스위치 모드 RF 증폭기는 RF 입력 신호; 제어 단자를 구비하는 능동 디바이스; 및 상기 RF 입력 신호를 수신하고 상기 능동 디바이스를 스위치 모드로 동작시키기 위하여 상기 제어 단자에 인가된 신호를 제어하는 비-공진(non-resonant) 구동 회로를 포함한다.

Description

스위치 모드 ＲＦ 전력 증폭기들을 위한 구동 회로들{Driving circuits for switch mode RF power amplifiers}

본 발명은 스위치 모드 무선 주파수(RF) 전력 증폭기들을 위한 구동 회로들에 관한 것이다.

배터리 수명은 셀룰러 전화기들, 페이저들, 무선 모뎀과 같은 무선 통신 장치들에 있어서 중요한 관심사이다. 특히 무선-주파수 전송은 상당한 전력을 소모한다. 그러한 전력 소모에 기여하는 요인은 비효율적인 전력 증폭기 동작이다. 무선 통신을 위한 전형적인 RF 전력 증폭기는 단지 약 10%의 효율로 동작한다. 증폭기 효율을 상당히 증가시키는 저-비용 기술은 틀림없이 중대한 필요성을 가지게 될 것이다.

더욱이, 대부분의 현대 디지털 무선 통신 장치들은 패킷에 기초하여 동작한다. 즉, 전송된 정보는 일련의 하나 이상의 짧은 버스트들로 전송되고, 상기 송신기는 상기 버스트 시간동안에만 활동적이고 다른 모든 시간에는 비활동적이다. 따라서 버스트 활성화 및 비활성화에 대한 제어는 에너지-효율적인 방식으로, 더욱이 배터리 수명 연장에 기여하도록 제어되는 것이 또한 바람직하다.

전력 증폭기들은 클래스 A, 클래스 B, 클래스 AB 등의 상이한 그룹들로 분류된다. 전력 증폭기들의 상이한 클래스들은 보통 상이한 바이어싱 또는 부하 조건들을 나타낸다. RF 전력 증폭기를 설계하는 경우, 보통 선형성(linearity) 및 효율성의 사이에 트레이드-오프(trade-off)가 있다. 증폭기 동작의 상이한 클래스들은 설계자들에게 이들 2가지 파라미터들의 균형을 유지하는 방법들을 제공한다.

일반적으로 말하면, 전력 증폭기들은 2개의 상이한 카테고리들인, 선형 및 비-선형으로 분류된다. 선형 증폭기들(예를 들어 클래스 A 증폭기들 및 클래스 B 푸시-풀 증폭기들)은 높은 선형성을 유지하여, 출력으로 입력 신호를 충실하게 재생한다. 왜냐하면 출력 신호가 입력 신호에 선형적으로 비례하기 때문이다. 비-선형 증폭기들(예를 들어 단일 출력(single-ended) 클래스 B 및 클래스 C 증폭기들)에 있어서, 출력 신호는 입력 신호에 그대로 비례하지 않는다. 상기 출력 신호상의 결과적인 진폭 왜곡때문에 이 증폭기들을 고정-포락선(constant-envelope) 신호들로 알려진, 어떠한 진폭 변조도 없는 신호들에 보통 적용된다.

증폭기 출력 효율은 RF 출력 전력 및 입력 (DC) 전력간의 비로 정해진다. 전력 증폭기 비효율의 주요 근원은 트랜지스터에서 낭비되는 전력이다. 클래스 A 증폭기는 출력 신호가 있든지 없든지 전류가 디바이스를 통해 계속 흐르기 때문에 비효율적이다. 전통적으로, 증가된 효율성에 대해 선형성을 트레이드-오프함으로써 효율성이 개선된다. 클래스 B 증폭기들에 있어서, 예를 들어 바이어싱 조건들은 반대의 반 사이클이 제2 트랜지스터(푸시-풀)에 의해 공급되지 않으면 출력 신호가 반 사이클동안 차단되도록 선택된다. 결과적으로, 파형은 덜 선형이 될 것이다. 출력 파형은 탱크 회로 또는 더 높은 주파수 성분들 및 더 낮은 주파수 성분들을 필 터링하는 다른 필터를 사용하여 여전히 사인 곡선이 될 수 있다.

클래스 C 증폭기들은 효율을 더 증가시키기 위하여 사이클의 50% 미만 동안 전도한다. 즉, 출력 전류 전도각이 180도 미만인 경우, 상기 증폭기는 클래스 C로 지칭된다. 이 동작 모드는 클래스 A 또는 클래스 B보다 더 큰 효율을 가질 수 있지만, 전형적으로 클래스 A 또는 클래스 B 증폭기들보다 더 큰 왜곡을 일으킨다. 클래스 C 증폭기의 경우에, 입력 진폭이 변동될 때 출력 진폭에도 역시 어떤 변화가 있다. 이것은 상기 클래스 C 증폭기가 스위치로서가 아니라 제어 전류 소스--단지 잠시 온(on)되지만--로서 동작하기 때문이다.

나머지 클래스들의 증폭기들은 트랜지스터를 단지 스위치로서 사용하여 상기 트랜지스터 내의 전력 낭비 문제를 과감히 해결하려 한다. 그러한 증폭기들의 기본 원칙은 스위치가 이상적으로 전력을 낭비하지 않는다는 것이고, 이것은 상기 스위치에 걸리는 전압이 제로이거나 상기 스위치를 통해 흐르는 전류가 제로이기 때문이다. 따라서 상기 스위치의 V·I 곱은 항상 제로이기 때문에, 이 디바이스에서는 (이상적으로) 낭비가 없다. 2개의 트랜지스터를 사용하는 클래스 D 전력 증폭기에 대비하여 클래스 E 전력 증폭기는 단일 트랜지스터를 사용한다.

그러나 실생활에서는 스위치들은 이상적이 아니다. 스위치들은 턴 온/오프 시간 및 온-저항(on-resistance)을 구비하고 있고, 이와 관련된 낭비가 효율을 저하시킨다. 따라서 종래 기술은 스위칭 순간의 시간인 비-제로 기간동안 상기 스위치 전압이 제로가 되도록 하여 전력 낭비를 줄이도록 소위 "스위치-모드" 증폭기들을 수정하는 방법들을 찾으려고 하였다(여기서 상기 트랜지스터는 상기 트랜지스터가 전류를 전도하는 동안 낭비되는 전력을 최소화하기 위하여 동작 주파수에서 스위치로서 동작하도록 구동된다). 상기 클래스 E 증폭기는 스위치 턴-온시에 제로 값 및 제로 경사 둘 다를 구비하도록 스위치 전압을 형성하기에 충분한 자유도를 제공하여 스위칭 손실을 줄이는 리액티브 출력 네트워크를 사용한다. 클래스 F 증폭기들은 또 다른 클래스의 스위치-모드 증폭기들이다. 클래스 F 증폭기들은 보통의 사인 파형에 비해 보다 사각의 출력 파형을 생성한다. 이러한 출력 파형의 "사각형화(squaring-up)"은 출력 네트워크에서 홀수-차수 고조파들(즉, x3, x5, x7 등)의 생성을 장려하고 짝수-차수 고조파들(즉, x2, x4 등)을 억제함으로써 달성된다.

도 1은 미국 특허 제3,919,656호에서 설명되고 본 명세서에 참조로써 통합되는 공지된 클래스 E 전력 증폭기의 예를 도시한다. RF 입력 신호는 도선(1)을 통해 구동기단(2)에 접속되고, 상기 구동기단은 도선(3)을 통해 접속된 신호를 경유하여 능동 디바이스(5)를 제어한다. 상기 능동 디바이스(5)는 상기 구동기(2)에 의해 적합하게 구동되는 경우 실질적으로 스위치로서 동작한다. 따라서 상기 능동 디바이스의 출력포트는 단극(single-pole) 단투(single-throw) 스위치(6)로서 표현된다. DC 전원(7) 및 부하 네트워크(9)의 입력포트의 직렬 결합이 상기 스위치(6)를 가로질러 접속된다. 상기 부하 네트워크(9)의 출력포트는 부하(11)에 접속된다. 상기 스위치(6)가 원하는 AC 출력 주파수에서 주기적으로 동작되므로, 상기 전원(7)으로부터의 DC 에너지는 상기 스위칭 주파수(및 그 고조파)로 AC 에너지로 변환된다.

도 1의 장치는 비록 높은 변환 효율을 달성할 수 있지만, 링잉(ringing)에 기인한 큰 전압 스윙(swing)들이 상기 능동 디바이스의 출력에 발생하는 불이익으로 손해를 본다. 전형적으로 공급 전압의 3배를 초과하는 이 큰 전압 스윙은 낮은 브레이크다운 전압을 구비하는 어떤 능동 디바이스들을 갖는 상기 클래스 E 회로의 사용을 방해한다.

더욱이, 상기 RF 증폭기내의 상기 구동 회로는 전형적으로 튜닝된(공진하는) 회로로 구성되는 매칭 네트워크를 포함한다. 도 2를 참조하면, 그러한 장치에 있어서, RF 입력 신호는 전형적으로 클래스 A 동작의 구동기 증폭기에 접속된다. 상기 구동기 증폭기의 출력 신호는 상기 매칭 네트워크를 통해 FET로서 도 2에서 도시된 스위칭 트랜지스터의 제어 단자에 접속된다. 도 1의 상기 부하 네트워크의 설계와 같이, 상기 매칭 네트워크의 적절한 설계는 쉬운 일이 아니다.

본 발명은 일반적으로 말하면, 복잡한 매칭 네트워크들 및 부하 네트워크들을 피하면서 고효율이 달성될 수 있는 RF 증폭기 회로 아키텍쳐를 제공한다. 능동 디바이스는 쌍극성(bipolar) 트랜지스터 타입 또는 전계 효과 트랜지스터(FET) 타입일 수 있다. 간단한 구동 회로가 각 타입의 능동 디바이스에 제공된다. 본 발명의 일 실시예에 따라, 단일단(single-ended) 스위치 모드 RF 증폭기는 RF 입력 신호; 제어 단자를 구비하는 능동 디바이스; 및 상기 RF 입력 신호를 수신하고 상기 능동 디바이스를 스위치 모드로 동작시키기 위하여 상기 제어 단자에 인가된 신호를 제어하는 비-공진(non-resonant) 구동 회로를 포함한다.

본 발명은 첨부된 도면과 함께 이하 설명으로부터 더 잘 이해될 수 있다.

도 1은 공지된 단일단 스위치 모드 RF 증폭기의 단순화된 블록도이다.

도 2는 공지된 RF 증폭기의 일부를 나타내는 개략도이다.

도 3은 본 발명에 따른 RF 스위치 모드 증폭기의 블록도이다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 스위치 모드 증폭기의 구동 회로와 능동 디바이스를 나타내는 개략도이다.

도 5는 도 4의 상기 RF 스위치 모드 증폭기에서 사용되는 적합한 부하 네트워크의 개략도이다.

도 6은 도 4의 상기 RF 스위치 모드 증폭기에 대한 입력 전압 및 관련 파형들을 나타내는 파형도이다.

도 7은 도 4의 상기 스위칭 트랜지스터의 베이스 및 컬렉터 전류 파형들을 나타내는 파형도이다.

도 8은 도 4의 상기 RF 스위치 모드 증폭기에 대한 출력 전압을 나타내는 파형도이다.

도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 스위치 모드 증폭기의 구동 회로와 능동 디바이스를 나타내는 개략도이다.

도 10은 도 9의 상기 RF 스위치 모드 증폭기에 대한 입력 전압 및 관련 파형들을 나타내는 파형도이다.

도 11은 도 9의 상기 구동 트랜지스터들의 컬렉터 전류 파형들을 나타내는 파형도이다.

도 12는 도 9의 상기 스위칭 트랜지스터의 게이트 전압 파형을 나타내는 파형도이다.

이제 도 3을 참조하면, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 RF 스위치 모드 증폭기의 블록도가 도시된다. RF 입력 신호는 비-리액티브 구동 회로에 인가된다. 상기 구동 회로는 능동 디바이스 스위치를 구동하기 위하여 능동 디바이스에 접속된다. 상기 능동 디바이스 스위치는 부하, 예를 들어 안테나에 적용하기 위해 RF 출력 신호를 생성하는 부하 네트워크에 접속된다. 바람직하기로는, 상기 능동 디바이스 스위치의 동작 전압이 가변될 수 있도록, 스위치 모드 전원 및 선형 조절 장치의 직렬 결합에 의해 구현되는 고속 시간 가변 전원을 통해 상기 능동 디바이스 스위치에 전력이 인가된다. 제어되는 방식으로 상기 동작 전압을 가변시킴으로써, 전력 제어, 버스트 제어 및 변조는 상술된 바와 같이 달성될 수 있다.

상기 능동 디바이스 스위치는 쌍극성 트랜지스터 또는 FET 트랜지스터 중의 하나일 수 있다. 도 4를 참조하면, 상기 능동 디바이스 스위치가 컬렉터, 이미터 및 베이스 단자들을 구비하는 쌍극성 트랜지스터인 RF 스위치 모드 증폭기 일부의 개략도가 도시된다. 상기 쌍극성 트랜지스터(N1)의 컬렉터는 RF 초크(L)를 통해 동작 전압(V_PA)에 접속되고 또한 출력 네트워크에 접속된다. 상기 쌍극성 트랜지스터(N1)의 이미터는 회로 (AC) 그라운드에 접속된다.

상기 쌍극성 트랜지스터(N1)의 베이스는 달링턴(Darlington) 방식으로 다른 하나의 쌍극성 트랜지스터(N2)(구동기 트랜지스터)의 이미터에 접속된다. 상기 구동기 트랜지스터(N2)의 컬렉터는 구동 전압(V_DRIVER)에 접속되고 또한 바이패스 커패시터에 접속된다. 도시된 실시예에 있어서, 3개의 저항들(R1, R2 및 R3)을 포함하는 바이어스 네트워크가 상기 구동기 트랜지스터(N2)에 결합된다. 하나의 저항(R1)은 상기 구동기 트랜지스터의 이미터로부터 회로 그라운드에 접속된다. 다른 하나의 저항(R2)은 상기 구동기 트랜지스터의 베이스로부터 그라운드에 접속된다. 마지막 저항(R3)은 상기 구동기 트랜지스터(N2)의 베이스로부터 V_DRIVER에 접속된다. RF 입력 신호는 DC 분리 커패시터(C_in)를 통해 상기 구동기 트랜지스터의 베이스에 인가된다.

도 5를 참조하면, 상기 출력 네트워크는 임피던스-매칭 전송선(TL) 및 커패시터(C_out)의 형태를 취할 수 있다.

상기 RF 입력 전압 신호는 도 6의 파형 1에 의해 도시된 바와 같이 사인곡선이다. 상기 입력 전압은 파형 2에 의해 도시되는 바와 같이 상기 구동기 트랜지스터(N2)의 베이스에 전압을 생성하도록 위로 레벨 시프트된다. 파형 3에 의해 도시된 바와 같이, 상기 구동기 트랜지스터(N2)의 이미터 전압은 1 V_be 드롭 아래에 있고 상기 스위칭 트랜지스터(N1)의 베이스에 인가된다. 포지티브 반-사이클의 시작시에, 상기 구동기 트랜지스터(N2)는 이미터 폴로워(emitter follower)로서 동작하고, 출력(이미터)전압은 상기 스위칭 트랜지스터(N1)가 차단되도록 상기 스위칭 트랜지스터(N1)의 턴-온 전압보다 충분히 아래에 있다. 상기 신호가 증가됨에 따라, 상기 구동기 트랜지스터(N2)는 상기 스위칭 트랜지스터(N1)를 턴 온하고, 도 7에 도시된 바와 같이 포화(saturation)로 구동한다. 전류는 상기 RF 초크(L)를 통해 그리고 상기 스위칭 트랜지스터(N1)를 통해 흐르고, 상기 출력 전압은 도 8에 도시된 바와 같이 상기 커패시터(C_out)가 방전됨에 따라 감소한다. 포지티브 반-사이클의 끝 근처에서, 상기 구동기 트랜지스터(N2) 출력 전압은 상기 스위칭 트랜지스터(N1)의 턴-온 전압 아래로 떨어져서, 턴 오프하도록 허용한다. 상기 저항(R1) 값은 상기 스위칭 트랜지스터(N1)가 빠르게 차단되도록 선택된다. 전류는 상기 RF 초크(L)를 통해 계속 흐르고, 상기 커패시터(C_out)를 충전하며 상기 출력 전압을 증가시킨다.

도 9를 참조하면, 상기 능동 디바이스 스위치가 드레인, 소스 및 게이트 단자들을 구비하는 FET 트랜지스터(MESFET, JFET, PHEMT 등)인 RF 스위치 모드 증폭기 일부의 개략도가 도시된다. 상기 FET 트랜지스터(M1)의 드레인은 RF 초크(L1)를 통해 구동 전압(V_PA)에 접속되고 또한 출력 네트워크에 접속된다. 상기 FET 트랜지스터의 소스는 회로 (AC) 그라운드에 접속된다.

상기 FET 트랜지스터의 게이트는 큰 값의 저항(R1)을 통해 전원(-V_B)으로부터 바이어스되고, DC 분리 커패시터(C1)를 통해 푸시-풀 배열로 접속된 한 쌍의 쌍극성 트랜지스터들(구동기 트랜지스터들)에 더 접속된다. 상기 구동기 트랜지스터들은 NPN 트랜지스터(N1) 및 PNP 트랜지스터(P1)를 포함한다. 상기 NPN 구동기 트랜지스터(N1)의 컬렉터는 동작 전압(V_CC)에 접속되고 또한 바이패스 커패시터에 접속된다(도시되지 않음). 상기 PNP 구동기 트랜지스터(P1)의 컬렉터는 네거티브 레퍼런스 전압(-V_B)에 접속되고 또한 바이패스 커패시터에 접속된다(도시되지 않음). 상기 구동기 트랜지스터들의 베이스들은 공통으로 접속된다. 큰 값의 저항들(R2 및 R3)이 공통 노드를 상기 각 전원 레일(rail)들에 접속시킨다.

추가 NPN 쌍극성 트랜지스터(N2)가 공통 베이스 구성으로 접속된다. 상기 추가 쌍극성 트랜지스터의 이미터가 저항(R4)을 통해 -V_B에 접속되고 커패시터(C3)를 통해 상기 RF 입력 신호에 접속된다. 상기 추가 쌍극성 트랜지스터의 컬렉터는 인덕터(L2)를 통해 V_CC에 접속되고 또한 바이패스 커패시터에 접속된다.

도 10을 참조하면, 도 9의 회로에 대한 입력 전압 파형들(1-4)이 도시된다. 상기 입력 전압(1)이 1 V_be 아래로 레벨 시프트되고 상기 쌍극성 트랜지스터(N2)의 이미터에 인가된다. 큰 전압 스윙(3)이 상기 인덕터(L2)의 동작에 의해 상기 쌍극성 트랜지스터(N2)의 컬렉터에서 생성된다. 이 전압 스윙은 아래로 레벨 시프트되어 노드(N)에서 상기 구동기 트랜지스터들의 베이스들에 인가되는 전압(4)을 생성한다. 동작시에, 포지티브 반-사이클 동안, 초기에 상기 추가 쌍극성 트랜지스터(N2)는 턴 오프된다. 전류는 상기 인덕터(L2)를 통해 상기 트랜지스터 쌍의 베이스들에 접속된 상기 커패시터(C2)로 흘러, 상기 NPN 트랜지스터(N1)를 턴 온하게 하고 상기 PNP 트랜지스터(P1)를 턴 오프하게 한다(도 11). 상기 DC 분리 커패시터(C1)는 상기 V_CC 공급으로부터 충전되고, 상기 FET(M1)의 게이트 전위를 상승시켜 상기 FET을 턴 온하게 한다(도 12). 네거티브 반-사이클 동안, 상기 추가 쌍극성 트랜지스터(N2)는 턴 온된다. 전류는 상기 인덕터(L2)를 통해, 상기 추가 트랜지스터(N2)를 통해 상기 -V_B 레일로 흐른다. 전류는 또한 상기 PNP 트랜지스터(P1)의 베이스 밖으로 흘러 상기 PNP 트랜지스터(P1)를 턴 온한다. 상기 DC 분리 커패시터(C1)가 방전되고 상기 FET(M1)의 게이트 전위가 하강하여 상기 FET을 턴 오프하게 한다. 상기 출력 네트워크는 상술된 바와 동일한 방식으로 동작한다.

본 발명은 본 발명의 정신 또는 필수적인 특징을 벗어나지 않고 다른 특정한 형태들로 구현될 수 있다는 것이 당업자에게 이해될 것이다. 따라서 여기에 개시된 실시예들은 모든 점에서 예시적이고 비 제한적인 것으로 고려된다. 본 발명의 범위는 상기 설명보다는 첨부된 청구범위에 의해 나타내어지고, 본 발명의 균등물들의 의미 및 범위내에 있는 모든 변경들은 여기에 포함되는 것으로 의도된다.

Claims (13)

1. 단일단 스위치 모드 RF 증폭기에 있어서,

   제어 단자를 구비하는 FET, 및

   RF 입력 신호를 수신하고, 상기 제어 단자에 인가된 신호를 제어하여 상기 FET를 스위치 모드로 동작시키는 구동 회로를 포함하고,

   상기 구동회로는,

   각각 컬렉터, 베이스 및 이미터를 구비하고 푸시-풀 배열로 접속되는 한 쌍의 쌍극성 구동기 트랜지스터, 및

   컬렉터, 베이스 및 이미터를 구비하는 추가 쌍극성 트랜지스터를 포함하고,

   상기 쌍극성 구동기 트랜지스터들의 상기 이미터들은 DC 분리 커패시터를 통해 상기 FET의 상기 제어 단자에 접속되고,

   상기 추가 쌍극성 트랜지스터는 공통 베이스 구성으로 접속되며, 상기 추가 쌍극성 트랜지스터의 상기 컬렉터는 상기 한 쌍의 쌍극성 구동기 트랜지스터들의 베이스에 접속되는 것을 특징으로 하는 단일단 스위치 모드 RF 증폭기.
2. 삭제
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 FET는 드레인, 소스 및 게이트를 구비하는 FET 스위칭 트랜지스터이고, 상기 제어 단자는 게이트이며,

   상기 FET에 리액티브 소자를 통해 동작 전압이 인가되며,

   RF 출력 전력을 제어하기 위해 상기 동작 전압을 변동시키는 수단을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 단일단 스위치 모드 RF 증폭기.
4. 제 1 항에 있어서,

   상기 RF 입력 신호는 상기 추가 쌍극성 트랜지스터의 상기 이미터에 접속되는 것을 특징으로 하는 단일단 스위치 모드 RF 증폭기.
5. 제 4 항에 있어서,

   상기 RF 입력 신호는 DC 분리 커패시터를 통해 상기 추가 쌍극성 트랜지스터의 상기 이미터에 접속되는 것을 특징으로 하는 단일단 스위치 모드 RF 증폭기.
6. 제 4 항에 있어서,

   상기 추가 쌍극성 트랜지스터의 상기 컬렉터는 인덕터(inductor)를 통해 동작 전위에 접속되는 것을 특징으로 하는 단일단 스위치 모드 RF 증폭기.
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