KR100795738B1 - 무선 통신 시스템에서의 적응적 채널 추정 - Google Patents

Abstract

무선 통신 시스템에서 파일럿 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하기 위한 방법 및 회로. 본 발명은 파일럿 채널의 채널 통계치 (300) 를 추정하고, 추정된 채널 통계치에 응답하여 파일럿 채널을 적응적으로 필터링하는 것을 포함한다. 추정은 파일럿 채널로부터 유도된 채널 신호를 필터링하여 추정된 채널 평균 및 추정된 채널 코배리언스를 결정함으로써 수행된다. 적응형 필터링을 수행하기 위하여, 본 발명은 파일럿 채널을 하나 이상의 시간 슬롯으로 분할하고, 각각의 시간슬롯을 채널 통계치에 따라서 가중한다. 따라서, 본 발명의 이점은 파일럿 필터 파라미터를 자동으로 그리고 연속적으로 갱신함으로써 넓은 범위의 채널 상태에 걸쳐서 파일럿 필터 성능을 최적화하는 것이다.

Description

무선 통신 시스템에서의 적응적 채널 추정 {ADAPTIVE CHANNEL ESTIMATION IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 무선 통신 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하는, 신규하고도 개선된 방법 및 장치에 관한 것이다.

무선전화 통신 시스템에서는, 많은 가입자들이 무선 채널을 통하여 통신을 한다. 무선 채널을 통한 통신은 제한된 주파수 스펙트럼에 다수의 사용자를 수용하는 다양한 다중접속기술중의 하나일 수 있다. 이런 다중 접속 방식은 시분할 다중접속 (TDMA), 주파수분할 다중접속 (FDMA), 및 코드분할 다중접속 (CDMA) 을 포함한다.

CDMA 방식은 많은 이점을 갖는다. 대표적인 CDMA 시스템이 발명의 명칭이 "위성 또는 지상 리피터를 이용하는 확산 스펙트럼 다중 접속 통신 시스템 (Spread Spectrum Multiple Access Communication System Using Satellite Or Terrestrial Repeaters)" 이고 본 발명의 양수인에게 양도되었으며, 여기서 참조한 미국특허번호 제4,901,307호에 개시되어 있다. 또한, 대표적인 CDMA 시스템이 발명의 명칭이 "CDMA 셀룰러 전화 시스템에서 신호 파형을 생성하는 시스템 및 ㅂ방법 (System And Method For Generating Signal Waveforms In A CDMA Cellular Telephone System)" 이며, 1992년 4월 7일 등록되고, 본 발명의 양수인에게 양도되었으며, 여기서 참조한 미국특허번호 제5,103,459호에 개시되어 있다.

위의 특허 각각에는, 순방향 링크 (기지국에서 이동국으로) 파일럿 신호의 사용이 개시되어 있다. EIA/TIA IS-95 에 개시된 것과 같은 일반적인 CDMA 무선 통신 시스템에서는, 파일럿 신호는 일정한 제로 심볼을 송신하는 "비콘 (beacon)" 신호로서, 트래픽 베어링 신호 (traffic bearing signal) 에 의해 사용되는 것과 동일한 의사잡음 (PN) 시퀀스로 확산된다. 일반적으로 파일럿 신호는 올제로 (all-zero) 왈쉬 시퀀스로 커버링된다. 초기 시스템 획득 동안, 이동국은 PN 오프셋을 탐색하여 기지국의 파일럿 신호의 위치를 결정한다. 일단 파일럿 신호가 획득되면, 발명의 명칭이 "확산 스펙트럼 다중 접속 통신 시스템에 ㄱ관한 이동 복조기 아키텍쳐 (Mobile Demodulator Architecture For A Spread Spectrum Multiple Access Communication System)" 이며 1998년 6월 9일 등록되었으며 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조한 미국 특허번호 제 5,764,687 호에 개시된 바와 같이, 일관된 복조를 위한 안정된 위상 및 크기 기준을 유도할 수 있다.

CDMA 기지국에서 사용하는 일반적인 종래 기술의 순방향 링크 데이터 포매터 (formatter) 의 기능이 도 1 에 도시되어 있다. 예를 들어, 데이터 소스 (102) 는 발명의 명칭이 "가변 레이트 보코더 (Variable Rate Vocoder)" 이며, 1997년 8월 7일 등록되었고, 본 발명의 양수인에게 양도되었으며, 여기서 참조한 미국특허번호 제5,657,420호에 개시된 것과 같은 가변 레이트 보코더일 수 있다. 데이터 소스 (102) 는 디지털 데이터 프레임 형태의 트래픽 채널 정보를 생성한다. CRC 및 테일 비트 생성기 (104) 는 계산을 행하여 데이터 소스 (102) 에 의해 생성된 프레임에 주기적 잉여 검사 (CRC) 비트와 테일 비트를 첨부한다. 그 후, 프레임은 인코더 (106) 에 제공되고, 당해 기술분야에서 공지된 바와 같이, 인코더 (106) 는 프레임에 콘볼루션 인코딩과 같은 순방향 에러정정 코딩을 제공한다. 인코딩된 심볼은 반복 생성기 (120) 로 제공되고, 이 반복 생성기 (120) 는 재정렬된 심볼을 반복하여 적절한 변조 심볼 레이트를 제공한다. 그 후, 반복된 심볼은 인터리버 (108) 에 제공되고 이 인터리버 (108) 는 심볼을 소정의 인터리버 방식에 따라서 심볼을 재정렬한다. 그 후, 반복 및 인터리빙된 심볼 스트림은 트래픽 왈쉬 커버러 (122) 에서 일련의 직교 왈쉬 시퀀스중의 하나로 커버링되고, 이득부 (124) 에서 이득 조절된다. 또한, 당해 기술분야에서, 또 다른 순방향 링크 포매터가 공지되어 있다. 예를 들어, 반복 생성기 (120) 는 인터리버 (108) 뒤에 위치할 수도 있다.

파일럿 신호 생성기 (128) 는 모두 1 인 시퀀스인 파일럿 신호를 생성한다. 그 후, 파일럿 신호는 모두 1 인 왈쉬 시퀀스로 커버링되고, 합성기 (136) 에서 이득부 (124) 의 출력과 합성 (combine) 된다. 그 후, 합성된 파일럿 채널 및 트래픽 채널 데이터 (플러스 또는 마이너스 데이터일 수 있음) 는 PN생성기 (140) 에 의해 생성되는 복합 PN 코드를 이용하여 PN 확산기 (138) 에서 확산되고, 무선 주파수 송신기(142) 에 의해 안테나 (144)를 통하여 송신된다. 유사한 순방향 링크 데이터 포매터 (formatter) 가 발명의 명칭이 "고 데이터 레이트 CDMA 무선 ㅌ통신 시스템 (High Data Rate CDMA Wireless Communication System)" 이고 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조한 계류중인 미국 특허출원 번호 제08/886,604호에 개시되어 있다.

또한, 다른 데이터 포매팅 방식도 있다. 예를 들어, cdma 2000 역방향 링크에서, 파일럿 신호는 전력제어 명령과 시간 다중화된다. 또한, W-CDMA에서, 순방향 링크는 다른 정보와 시간 다중화된 지정 파일럿 신호를 사용한다.

도 2 는 CDMA 이동국에 사용하기 위한 일반적인 종래기술 데이터 복조기의 기능도이다. 수신기 (202) 는 도 1 의 송신기에 의해 송신된 신호를 수신하고 다운컨버트한다. 수신기 (202) 의 디지털 베이스밴드 출력은 도 1 의 PN 생성기 (140) 에 의해 생성된 것과 동일한, PN 생성기 (206) 에 의해 생성된 복합 PN 코드를 사용하여 PN 역확산기 (204) 에 의해 역확산된다.

그 후, 역확산 신호는 트래픽 채널 왈쉬 언커버러 (208) 에서 도 1 의 트래픽 채널 왈쉬 커버러 (122) 의 시퀀스와 동일한 왈쉬 시퀀스를 사용하여 왈쉬 언커버링된다. 그 후, 왈쉬 언커버링된 칩은 왈쉬 칩 합산기 (210) 에서 왈쉬 심볼로 누산되고, 트래픽 채널 신호로서 도트곱회로 (212) 에 제공된다. 어떤 애플리케이션에서는, 파일럿 필터 (216) 에 의해 도입된 지연을 해결하기 위하여, 왈쉬 칩 합산기 (210) 와 도트곱 회로 (212) 사이에 추가적인 지연부 (미도시) 를 도입할 수 있다. 그러나, 파일럿 필터 (216) 가 인과 필터 (causal filter) 이면, 지연부 (미도시) 는 필요하지 않다. 또한, 도트곱 회로는 "콘쥬게이트곱 (conjugate product) " 회로로서 알려져 있다. 그것은 등식: <a, b> = a ·b = ab* (여기서 b* 는 b 의 복소 콘쥬게이트임) 중의 하나에 의해 수학적으로 표현된 연산을 수행한다.

또한, 역확산 신호는 왈쉬 칩 합산기 (214) 에도 제공되고, 그들은 왈쉬 심볼로 누산되어, 파일럿 채널 심볼로서 파일럿 필터 (216) 으로 제공된다. 파일럿 채널이 도 1 의 왈쉬 커버러 (134) 에서 모두 1 인 (all-one) 왈쉬 시퀀스로 커버링되기 때문에, 즉 빈 연산 (vacuous operation) 이기 때문에, 즉 대응 언커버러도 또한 연산에서 비게 된다. 그러나, 일반적인 경우에, 파일럿 신호를 커버링하는 데 사용한 임의의 동일한 왈쉬 시퀀스를 이용하여, 파일럿 신호를 언커버링할 수 있다. 파일럿 필터 (216) 는 파일럿 심볼내에서 잡음을 제거하여, 도트곱 회로 (212) 에 사용할 위상 및 스케일 기준을 제공한다.

심볼당 한번씩, 도트곱 회로 (212) 는 파일럿 필터 (216) 에 의해 생성된 파일럿 채널 신호와 동위상인 트래픽 채널 신호의 성분을 계산한다. 발명의 명칭이 "파일럿 캐리어 도트 곱 회로 (Pilot Carrier Dot Product Circuit)" 이고 1996년 4월 9일 등록되었으며, 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조한 미국특허번호 제5,506,865호에 개시된 바와 같이, 도트곱은 일관된 복조에 필요한 만큼 수신 신호의 위상 및 스케일 양쪽을 조절한다.

도트 곱 회로 (212) 의 심볼 출력은, 도 1 의 인터리버 (108) 와 동일한 포맷을 이용하여, 디인터리버에서 디인터리빙된다. 그 후, 디인터리빙된 심볼은 도 1 의 인코더 (106) 에 의해 사용된 에러 정정 코드에 따라서 디코더 (220) 에서 디코딩된다. 그 디코딩된 심볼은 품질 표시기 (222; quality indicator) 에 의해 프레임 대 프레임 기준으로 분석되어 프레임이 적절하게 디코딩되도록 한다. 프레임이 적절하게 디코딩되면, 그 디코딩된 신호는 후속처리를 위하여 전송된다. 일반적으로, 품질 표시기 (222) 는 프레임의 CRC 부분을 검사하지만, 야마모토 메트릭 (Yamamoto metrics) 과 같은 다른 프레임 품질 표시방식도 사용할 수 있다.

일반적인 파일럿 필터 (216) 는, 모든 정의 파라미터 (예를 들어, 가중, 윈도우 폭, 윈도우 중심) 를 채널 상태에 상관없이 일정하게 유지하면서, 동일 가중(equal-weight) 유한 임펄스 응답 (FIR) 필터로서 구현된다. 선택적으로, 고정 파라미터 (예를 들어, 감소 시간 상수, 스케일링) 를 갖는 지수 감소 무한 임펄스 응답 (IIR) 필터를 사용할 수도 있다. 즉, 일반적인 종래 기술 파일럿 필터 (216) 의 설계자는 해당 최고 채널 상태에서 (전체 상태 범위에 걸쳐서 최적이 아님) 주어진 비트당 에너지대 잡음밀도의 비 (Eb/N₀) 에 대하여 적절하게 동작하는 정적 필터 (static filter) 디자인을 선택한다.

이동국 (예를 들어, 셀룰러 전화기, PCS 전화기 또는 다른 무선 원격 통신 단말기) 이 지상환경을 통하여 이동할 때, 이동국이 송수신하는 신호는 다양한 형태의 페이딩을 겪게 된다. 일반적으로, 이동 환경은, 특성상 리시안 (Rician) 또는 레일레이 (Rayleigh) 페이딩의 특성을 갖는다. 다른 형태의 페이딩도 가능하다. 일반적인 채널 신호의 페이딩 특성은 많은 다른 물리 환경 특성들이 반영된 신호에 의해서 유발되므로, 다중경로 페이딩이라 한다. 일반적으로, 셀룰러 이동 전화기 시스템 통신을 포함하는 이동 무선 통신에서 사용할 수 있는 UHF 주파수 대역에서는 서로 다른 경로를 여행하는 신호들에서 상당한 위상차이가 발생할 수 있다. 건설적 그리고 파괴적인 신호합산 (constructive or destructive summation) 이 일어날 수 있어, 종종 심한 페이드가 발생할 수 있다.

다중 경로 채널 페이딩은 이동 유닛의 물리적 위치에 매우 민감한 함수이다. 이동 유닛의 작은 위치변화는 모든 전파 신호 경로의 물리적인 지연을 변화시켜, 각 경로에 대하여 서로 다른 위상을 발생시킬 수 있다. 따라서, 이러한 환경을 통한 이동 유닛의 운동은 고속 페이딩 변화를 발생시킬 수 있다. 예를 들어, 850 MHz 셀룰러 무선 주파수 대역에서는, 일반적으로 페이딩은 시간당 마일의 차량속도에 대하여 초당 하나의 페이드 만큼 빠를 수 있다. 이런 심각한 페이딩은 지상 채널의 신호에 대해 매우 파괴적이므로, 특히 이동국의 속도가 150km/hr 이상으로 증가할 때, 통신 품질을 저하시킨다.

앞에서 설명한 바와 같이, 일반적인 고정 파라미터 파일럿 필터 (216) 는 이와 같이 넓은 범위의 채널 상태에 대하여 최적화되어 있지 않다. 일반적으로, 그것은 정지상태 내지 대략 120km/hr 또는 이동국이 고속도로에서 자동차 내에서 이동한다고 예상할 수 있는 속도에서 적절하게 동작하도록 설계된다. 그러나, 저속-이동하는 이동국과 고속-이동하는 이동국간에도, 채널의 페이딩 특성이 상당히 다르기 때문에, 일반적으로 양자에 대하여 고정-파라미터 파일럿 필터 (216) 를최적화할 수가 없다. 일반적으로, 이로 인해 설계자는 단지 이동국이 정지상태이거나 대략 150km/hr 보다 저속으로 이동할 때는 잘 동작하고, 150km/hr 이상에서는 잘 동작하지 못하는 파일럿 필터 (216) 를 설계하게 되었다. 초특급열차 및 항공기와 같은 운송수단은 이러한 속도를 능가하기 때문에, 이동국의 사용자는 신뢰성 있는 통신을 수행할 수 없다. 비록 동작하더라도, 통신 링크의 신호대 잡음비 (또는 Eb/N₀) 를 이런 극심한 페이딩 상태에서 신뢰할 수 있는 충분한 레벨로 유지하여야 한다. 통신링크의 Eb/N₀ 를 증가시키면, 무선 시스템, 특히 하나의 송신기의 송신이 동일한 CDMA 주파수 대역내에 있는 모든 다른 송신기로의 간섭을 포함하는 CDMA 시스템에서 전체 용량이 감소된다. 그 결과, 일반적으로 고정 파라미터 파일럿 필터 (216) 의 설계자는, 일반적으로 넓은 범위의 채널 상태를 접할 경우, 필터 파라미터를 선택하는 데 있어서 어쩔 수 없는 타협을 해야만 한다.

따라서, 이러한 종래 기술의 단점들을 극복할 수 있는 보다 최적의 파일럿 필터링 방법 및 수단이 특히 무선 통신 환경에서 요청되고 있다.

본 발명은 무선 통신 시스템에서 파일럿 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하는 신규하고 개선된 방법 및 회로이다. 본 방법은 파일럿 채널의 채널 통계치를 추정하고, 그 추정된 채널 통계치에 응답하여 파일럿 채널을 적응적으로 필터링하는 것을 포함한다. 추정은 검출 또는 디코딩 후에 불명확성이 제거되는 불명확 데이터를 반송하는 채널 또는 파일럿 채널로부터 유도된 채널 신호를 필터링하여 수행된다. 이는 추정된 채널 평균 (mean) 및 추정된 채널 코배리언스 (covariance) 를 결정한다. 적응형 필터링을 수행하기 위하여, 본 발명은 하나 이상의 시간 슬롯으로 파일럿 채널을 분할하고, 그 추정된 채널 통계치에 따라서 각 타임 슬롯을 가중한다. 따라서, 본 발명의 이점은, 최대 채널 상태 범위에 대하여 파일럿 필터 성능을 최적화하기 위하여 파일럿 필터 파라미터를 자동으로 그리고 연속적으로 갱신하는 것이다.

본 발명의 일 실시형태에서는, 하나 이상의 무한 임펄스 응답 필터 (IIR) 에서 채널 신호를 필터링하여, 채널 통계치를 판정한다. 다른 실시형태에서는, IIR 과 유한 임펄스 응답(FIR) 필터의 조합에서 채널 신호를 필터링하여, 채널 추정치를 판정한다.

cdma2000 시스템에 적용할 수 있는 실시형태에서, 파일럿 채널은 알려진 부호를 갖는 파일럿 신호부분 및 알려지지 않은 부호를 갖는 전력제어 비트부분을 포함한다. 또한, 본 발명의 방법은 전력제어 비트부분의 부호를 판정하고, 전력제어 비트부분의 부호를 정정하고, 그 부호-정정된 전력제어 비트부분을 파일럿 신호부분과 합성하여 채널 통계치 추정기에 의해 채널 통계치 추정치를 추정할 수 있는 채널 신호를 생성하는 것을 포함한다. 또 다른 실시형태에서, 본 방법은 트래픽 신호의 부호를 판정하고 그 트래픽 신호에 응답하여 채널 신호를 생성하는 것을 포함한다.

또한, cdma 2000 시스템에 적용할 수 있는 또 다른 실시형태에서, 파일럿 채널은 알려진 부호를 갖는 파일럿 신호부분, 및 알려지지 않은 신호를 갖는 전력제어 비트부분을 각각 갖는 일련의 전력제어 그룹을 포함하고, 그 시간 슬롯은 파일럿 신호부분의 지속시간과 실질적으로 동일한 지속기간을 갖는다.

또한, 여기서는 본 발명의 방법을 수행하기 위한 회로를 설명한다.

본 발명의 특성, 목적, 및 이점을 첨부 도면을 통하여 보다 상세하게 설명하며, 도면 중 동일한 도면 부호는 동일한 구성요소를 나타낸다.

도 1 은 CDMA 기지국용의 일반적인 종래기술 순방향링크 데이터 포매터의 기능도이다.

도 2 는 CDMA 이동국용의 일반적인 종래기술 복조기의 기능도이다.

도 3 은 cdma2000 역방향 링크 트래픽 채널 복조기에 구현되는 것으로 나타낸 본 발명의 제 1 실시형태이다.

도 4 는 cdma2000 순방향 링크 전력제어 비트 복조기에 구현되는 것으로 나타낸 본 발명의 제 2 실시형태이다.

이하, cdma2000 역방향 링크 신호의 복조에 특정하지만 이에 제한되지는 않는 애플리케이션에 관하여 본 발명을 설명한다. 제안된 IS-2000 표준에 기재된 바와 같이, cdma2000 역방향 링크 신호는 트래픽 채널 신호 및 역방향 링크 파일럿 신호를 포함한다. 역방향 링크 파일럿 채널 (R-PICH) 로 펑처링되는 것은 각각의 1.25 ms 전력제어 그룹 (PCG) 의 마지막 쿼터에 걸쳐있는 단일 비트의 순방향 링크 전력제어 서브채널이다. 이 순방향 링크 전력제어 비트는 순방향 링크상의 이동국의 수신 품질에 기초하여 그 송신 전력을 증가 또는 감소시키기 위한 이동국으로부터 기지국 송신기로의 신호이다. 이 역방향 링크 신호는 발명의 명칭이 "고 데이터 레이트 CDMA 무선 통신 시스템 (HIGH DATA RATE CDMA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM)" 이고 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조한 계류중인 미국 특허출원번호 제08/886,604호에 상세하게 설명되어 있다.

R-PICH 는 데이터 변조용의 일관된 기준, 주파수 트래킹용의 주파수 기준, 전력제어 측정용의 수신 전력기준으로서 기지국에서 사용되기 때문에, 다른 결정된 신호내에 순방향링크 전력제어 서브채널에 의해 도입된 불확실성은 역방향 링크 성능을 저하시킬 수 있다. 달리 말해, 순방향 링크 전력제어 서브채널의 R-PICH 로의 펑처링은 연속적인 파일럿 채널보다는 열등한 역방향 링크 성능을 초래한다. 예를 들어, 우리가 채널을 추정하기 위하여 파일럿 채널의 펑처링되지 않은 부분만을 사용한다면, 기지국에 의해 계산된 채널 추정치의 신호대 잡음비는 감소한다. R-PICH 의 부호 불명확성을 해결하고 그로부터 연속적인 파일럿 신호를 재구성하기 위한 기술이, 발명의 명칭이 "펑처링된 파일럿 채널을 프로세싱하는 방법 및 장치 (METHOD AND APPARATUS FOR PROCESSING A PUNCTURED PILOT CHANNEL)" 이고, 본 발명의 양수인에게 양도되었으며, 여기서 참조한 1999년 7월12일자로 출원된 계류중인 미국특허출원번호 제09/298,394호, 현재는 미국특허 제 6,304,563 호에 개시되어 있다.

펑처링된 전력제어 서브채널을 갖는 R-PICH를 갖는 cdma2000 에 관하여 본 발명을 기재하고 있지만, 본 발명은 펑처링되지 않은 파일럿 채널을 갖는 다른 무선 통신 시스템에도 동일하게 적용할 수 있다. 따라서, 후속도면은 본 발명의 애플리케이션을 예로서 들기 위한 것이지, 본 발명을 cdma2000 시스템만에 한정시키고자하는 것은 아니다.

도 3 에 있어서, 본 발명의 제 1 실시형태는 cdma2000 역방향 링크 트래픽 채널 복조기에서 구현되는 것으로 나타내었다. 채널 통계치 추정기 (300) 는 채널 통계치를 추정하고, 이 추정된 채널 통계치는 파일럿 채널을 적응적으로 필터링하기 위하여, 이하 보다 상세하게 설명되는, 적응형 비인과 채널 추정기 (302; adaptive non-causal channel estimator) 에 의해 사용된다. 다른 실시형태에서, 실제로는 이하 설명되는 도 4 의 실시형태에서는, 적응형 비인과 채널 추정기 (302)를 대신하여 적응형 인과 채널 추정기 (adaptive causal channel estimator) 또는 필터가를 사용할 수도 있다. 그러나, 도 3 의 실시형태에서는, 인과 필터의 지연이 나쁘지 않을 때, 인과 필터에 비해 향상된 성능으로 인하여 비인과 필터를 채널 추정에 사용할 수 있다. 도 3 의 예시적인 실시형태에서, 적응형 비인과 채널 추정기 (302) 는 FIR 필터이다. 그러나, 일반적인 경우에, 적응형 비인과 채널 추정기 (302) 는 IIR 필터 또는 FIR 및 IIR 양쪽 특성을 갖는 하이브리드 필터일 수 있다. 하나의 간단한 예로는, 동일한 시간 상수 그러나 다른 가중치를 갖는 두 개의 지수감소 IIR 필터의 차이를 출력하여 필터의 유효 임펄스 응답이 유한 범위가 되는 필터가 있다. 다른 예로서는, 캐스케이드형 FIR 및 IIR 필터가 있을 수 있다.

그 후, 필터링된 파일럿 채널 심볼은 콘쥬게이트곱 생성 회로 (306, 308) 에 입력된다. 또한, 콘쥬게이트곱 생성 회로 (308) 은 제 2 입력으로서, 지연 회로 (310) 에 의해 지연된, 확산, 왈쉬 언커버, 및 지연된 트래픽 채널을 수신한다. 지연회로 (310) 는 적응형 비인과 채널 추정기 (302) 에 의해 도입된 지연과 실질적으로 갖은 양만큼 트래픽 채널을 지연시킨다. 콘쥬게이트곱 생성 회로 (308) 은, 당해기술분야에서 공지된 바와 같이, 추후 디인터리빙과 디코딩을 위하여 트래픽 채널 심볼 (소프트 판정) 을 생성한다.

콘쥬게이트곱 생성 회로 (306) 은 지연회로 (304) 에 의해 지연된 파일럿 채널을 제 2 입력으로서 수신한다. 지연 회로 (304) 는 적응형 비인과 채널 추정 기 (302) 에 의해 도입된 지연과 실질적으로 동일한 만큼 파일럿 채널을 지연시킨다. 콘쥬게이트곱 생성 회로 (306) 는 역방향링크 파일럿 채널로 펑처링된 전력제어비트를 포함하는 지연된 파일럿 채널과 추정기 (302) 의 출력의 콘쥬게이트곱 (conjugate multiplication) 을 수행한다. 그후, 콘쥬게이트곱 생성 회로는 생성된 전력제어 비트 신호를 과거 순방향 링크 (FL) 전력제어 비트 (PCB) 검출기 (314) 로 보낸다.

과거 FL PCB 검출기 (314) 는 생성된 전력제어 비트를 임계값에 비교하여, 펑처링된 FL PCB 의 부호를 판정한다. 용어 "과거 (past) " 는, 임의의 주어진 시점에 검출되는 전력제어비트가 지연회로 (304) 및 적응형 비인과 채널 추정기 (302) 에 의해 지연된, 과거 전력제어 그룹으로부터의 전력제어비트이기 때문에, 과거 FL PCB 검출기 (314) 에 의해 수행되는 동작을 설명하기 위해 사용한다. 그 후, 과거 FL PCB 검출기 (314) 에 의해 걸정되는 FL PCB 판정은, 필요할 경우, PCB 부호 정정기 (316) 로 보내져서, PCB 의 부호는 파일럿 채널 (+1) 의 나머지의 부호와 매칭되도록 플립된다. 그 후, PCB 부호 정정기 (316) 의 출력은 지연회로 (312) 로부터의 더 지연된 파일럿 채널과 함께 시간 멀티플렉서 (MUX; 318) 에 제공된다. 시간 멀티플렉서 (318) 는, 전력제어 그룹의 제 1 _ 동안, 지연회로 (312) 로부터의 더 지연된 파일럿 채널과 동일한 출력을 제공하며, 이는 과거 FL PCB 검출기 (314) 의 처리 시간을 보상한다. 시간 멀티플렉서 (MUX; 318) 는, 전력제어 그룹의 나머지 _ 동안, 파일럿 채널과 부호 (+1) 가 동일한 PCB 부호 정정기 (316) 의 출력을 제공한다. 따라서, 시간 멀티플렉서 (318) 로부터의 결과 출력 신호는 일정한 부호의 재구성된 파일럿 채널 신호이다. 연속적인 파일럿 채널 재구성에 대한 유사 기술이, 위에서 참조한 계류중인 특허출원번호 제09/298,394호에 개시되어 있다.

재구성된 채널 신호는 채널 통계치 추정기 (300) 에 제공되고, 이 채널 통계치 추정기 (300) 는 상술한 적응형 비인과 채널 추정기 (302) 에서 가중될 가중인자 (weighting factor) 를 설정하는 데 사용할 채널 통계치를 제공된 재구성 채널신호로부터 추정한다. 채널 통계치 추정기 (300) 에 의한 채널 통계치의 생성, 및 적응형 비인과 채널 추정기 (302) 에 의한 가중인자의 애플리케이션을 이하 보다 상세하게 설명한다.

채널 통계치 추정기 (300) 에 사용할 재구성 채널 신호를 생성하는데만 관련되는 도 3 의 좌측 부분의 구성 요소들 (즉, 지연회로 (304), 콘쥬게이트곱 생성회로 (306), 지연 회로 (312), 과거 FL PCB 검출기 (314), PCB 부호 정정기 (316), 및 시간 MUX (318) 은 cdma2000 역방향 링크인 R-PICH 와 같은 펑처링된 파일럿 채널에 대해서만 필요하다. 이러한 구성 요소들은 펑처링되지 않은 또는 연속적인 파일럿 채널을 갖는 애플리케이션에서는 생략할 수 있다. 이 경우에, 파일럿 채널 신호는 그 자체로 채널 통계치 추정기 (300) 에서 사용하기에 충분하다. 또한, 채널 신호는 발명의 명칭이 "CDMA 무선 통신 시스템에서의 채널 추정 (CHANNEL ESTIMATION IN A CDMA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM)" 이고, 본 발명의 양수인에게 양도되었으며, 여기서 참조한 1999년 4월 8일자로 출원된 계류중인 미국특허 출원번호 제09/289,073호에 설명된 방법을 사용하여 트래픽 채널에 포함된 추가 에너지로부터도 생성할 수 있다. 방금 언급한 특허출원에서, 디코딩된 트래픽 채널 심볼은 재인코딩되고, 재인터리빙되고, 프레임 품질 표시기 (frame quality indicator) 에 따라서 가중되고, 파일럿 채널 추정치와 합성되며, 이는 도 3 에서 시간 MUX (318) 로부터 출력된 재구성 채널 신호일 수 있다. 따라서, 일반적인 경우에, 채널신호, 즉 채널을 나타내는 신호의 생성은 R-PICH의 파일럿 부분, R-PICH 로부터의 부호-정정된 FL PCB, 및 하나 이상의 트래픽 채널로부터의 부호-정정 트래픽의 기여 가중된 조합일 수 있다.

다음으로, 도 4 를 참조하면, 본 발명의 제 2 실시형태는 순방향링크 전력제어 비트 복조기에서 구현되는 것으로 도시되어 있다. 도 4 에서, 도 3 의 채널 통계치 추정기 (300) 와 동일할 수도 있는 채널 통계치 추정기 (400) 는 채널 신호를 수신하는 것으로 나타내어졌으며, 이 채널 신호는 도 3 의 R-PICH 복조기의 경우의 재구성 채널 신호일 수 있고, 또는 상술한 미국 특허 출원 번호 제 09/289,073 호에서 상세하게 설명된 성공적인 디코딩, 재인코딩, 재인터리빙후에, 부호-정정된 트래픽 채널로부터의 재구성된 채널 신호, 또는 두 신호들의 가중된 조합일 수 있다. 일반적인 경우에, 채널 통계치 추정기 (400) 는 채널 통계치 추정기 (300) 와는 다를 수 있다. 양쪽 모두 이하 상세하게 설명되는 바와 같이, 필수적으로 동일한 알고리즘을 사용할 수 있으나 그들은 다른 데이터를 다른 시간 슬롯에 대하여 또는 다른 채널 신호 입력에 대하여 수행할 수 있다. 채널 신호는 채널 통계치를 추정하기 위해 이하 보다 상세하게 설명되는 채널 통계 추정기 (400) 에 의해 조작되며, 추정된 채널 통계치에 의하여, 적응형 예측 인과 채널 추정기 (402) 는 필터에 가중 인자를 할당한다. 도 4 의 예시적인 실시형태에서, 적응형 예측 인과 채널 추정기 (402) 는 FIR 필터이다. 그러나, 일반적으로, 그것은 IIR 필터, 또는 FIR 과 IIR 양쪽 특성을 갖는 하이브리드 필터일 수도 있다.

적응형 예측 인과 채널 추정기 (402) 는 채널 추정치를 지연 회로 (404) 를 통하여 콘쥬게이트곱 생성 회로 (406) 에 제공한다. 콘쥬게이트곱 생성 회로 (406) 은 채널 추정치와 파일럿채널 (이 경우에, R-PICH) 에 콘쥬게이트곱을 수행하여 R-PICH로 펑처링된 FL PCB를 복조한다. 그 후, 복조된 전력제어 비트 신호는 현재 FL PCB 의 부호 판정을 위해 현재 FL PCB 검출기 (408; current FL PCB detector) 로 보내진다. 현재 FL PCB 검출기 (408) 는 도 3 의 과거 FL PCB 검출기 (314) 와 유사한 구조일 수 있다. 현재 FL PCB 검출기 (408) 는 콘쥬게이트곱 생성 회로 (406) 로부터의 전력제어 비트 신호를 임계값과 비교하여, FL PCB 의 부호에 대하여 현재 FL PCB 판정을 추정한다. 그 후, 현재 FL PCB 판정을 이용하여, 순방향 링크 송신기 (미도시) 에 의해 필요에 따라 그 전력을 증가 또는 감소시킬 수 있다.

상술한 바와 같이, 도 3 및 도 4 양쪽 실시형태에서, 채널 통계치 추정기 (300, 400) 은 적응형 비인과 채널 추정기 (302) 및 적응형 예측 인과 채널 추정기 (402) 의해 각각 그들 각각의 필터 계수를 설정하는 데 이용할 채널 통계치를 추정한다. 이 처리가 어떻게 발생하는 지를 설명하기 위해 다음의 수학적 설명을 도입한다. 우선, 레이크 수신기의 특정 레이크 핑거의 수신 채널 신호가 이동국 채널 통계치 추정기 (300 또는 400) 로 입력된다고 가정한다. 이 수신 신호는

y[n]=a[n]+w[n] ----- (1)

의 형태이고,

여기서, y[n] 은 시간 슬롯 n 에서 수신 채널을 실제로 나타내는 컬럼 벡터이고,

a[n] 은 시간 슬롯 n 에서 채널의 실제 표시로서 실제 정보 신호를 나타내는 컬럼 벡터이고,

w[n] 은 시간 슬롯 n 에서 채널 신호에 포함된 실제 잡음을 나타내는 컬럼 벡터이고,

n 은 시간 도메인에서의 벡터 인덱스이고, 따라서 수신 채널 신호를 샘플링하는 임의의 시간 슬롯을 나타낼 수 있다.

따라서, 컬럼 벡터 a[n], w[n], 및 y[n] 의 크기 또는 n 이 취하는 정수값의 개수는 적응형 채널 추정을 위한 입력으로서 사용되는 수신 채널 신호의 시간 슬롯의 개수와 동일하다. cdma2000 R-PICH 의 FL PCB 의 예측 추정에 적용가능한 제 2 예시적인 실시형태에서, 각각의 시간 슬롯은 단일의 1.25 ms 전력제어 그룹 (즉, 파일럿 채널의 펑처링되지 않은 부분) 의 ¾ 일 수 있다. 따라서, 우리가 채널 신호로서 가치가 있는 2 PCG를 이용하면, n 이 1 과 2 의 값을 가질 때, y[1] 은 파일럿의 현재 ¾ PCG 의 수신 채널 신호를 나타내고, y[2] 는 파일럿의 과거 ¾ PCG 의 수신 채널 신호를 나타낸다. 이들 y[1] 및 y[2] 값은 파일럿의 상기 ¾ PCG 에 대하여 파일럿 심볼을 단순 평균함으로써 구할 수 있다.

다른 실시형태에서는 계산 비용에 대한 이율 배반으로서 요구되는 분해능 (resolution) 또는 추정 정확성 (estimation accuracy) 에 따라서 더 크거나 더 작은 시간 슬롯을 사용할 수 있다. 예를 들어, cdma2000 실시형태에서, 펑처링된 FL PCB 는 불명확한 부호를 갖는 하나의 일관된 시간 슬롯일 수 있거나, 더 미세한 분해도가 요청될 경우, 다수의 더 작은 일관된 시간 슬롯을 포함할 수도 있다. 일반적인 경우에, 각각의 시간 슬롯에서 수신된 채널 신호는 정보 신호 진폭, 또는 애플리케이션에 따라서는 신호대잡음비를 적절하게 정규화하도록 가중될 수 있음에도 불구하고, 시간 슬롯은 동일하지 않은 지속시간일 수도 있다. 다른 실시형태에서, 시간 슬롯은 환경설정이 가능한 파라미터이다. 채널 신호를 미세한 시간 슬롯으로 분할하면, 인덱스 n 은 하나부터 더 큰 값까지의 범위가 될 수 있다 도 3 의 실시형태에서와 같이, 비인과 추정기가 요구되면, 컬럼 벡터 y[n], a[n], 및 w[n] 의 구성요소의 일부도 채널 추정이 요구되는 시스템내에서 해당 시간 경과 후의 값들을 나타낸다.

우리는 아래 식 (2)에서 나타낸 바와 같이, 주어진 순간에 실제 채널값 x 를 추정해야만 한다. 식 (2) 는 적응형 비인과 채널 추정기 (302) 및 적응형 예측 인과 채널 추정기 (402) 양쪽에 의해 수행되는 동작을 나타낸다. 2 개의 애플리케이션간의 차이는, 위에서 설명한 바와 같이, 채널 신호의 다른 시간 슬롯으로의 다른 분할이다. 여기서 모든 추정치는 ^ "햇(hat)" 표시되고, x 는 해당 시간 슬롯에서 요구되는 채널값이다. 예를 들어, y, a 및 w 벡터에 대한 인덱스 n 은, 도 4 의 예시적인 실시형태에서와 같이, 현재 및 과거의 PCG 동안 파일럿 채널의 파일럿 부분을 나타내는 1 및 2 값을 취하고, x 는 파일럿 채널의 현재 PCB 부분에서 채널값을

----- (2)

로 나타내고,

여기서,

는 파일럿 채널의 PCB 부분에 대응하는 시간 슬롯에서 추정된 채널값이고,

는 x 의 추정된 평균이며,

는 시간 슬롯 n 에서 채널 신호의 추정된 평균이고,

H 는

로 설명되는 필터 벡터이고,

여기서,

는 x 및 y[n] 의 추정된 코배리언스 매트릭스이고,

는 벡터 y[n] 의 추정된 코배리언스 매트릭스이고,

지수 -1 은 매트릭스 인버젼 동작을 나타낸다.

다시 말해, H 는 필터가 임의의 신호 z [n] 에 사용될 때, 연산으로부터 결과되는 출력은 시간 도메인 표시로

------ (3)

과 같이 나타낼 수 있고, 여기서 k 는 벡터 인덱스이다.

또한, 다수의 시점에서의 채널 추정치가 요구될 때, 특히 이것이 사용되는 계산 아키텍처로 인하여 애플리케이션의 일부 실시형태에서 특별한 실행상의 편리를 제공할 경우, 보다 많은 값들을 벡터에 패킹하여 x를 벡터화하는 것이 가능하다. 따라서,

----- (3a)

가 되고,

여기서, H 는 필터 매트릭스를 나타내고,

j 및 k 는 각각 로(row) 및 컬럼에 대한 벡터 인덱스이고,

j 는 추정될 벡터 x 내의 특정 요소

의 인덱스이다.

값들은 여기서 추정된 채널 통계치라고 부르는 것이다. 이들은,

를 추정하기 위한 필터 가중 (filter weighting) 을 결정하기 위해 적응형 비인과 채널 추정기 (302) 및 적응형 예측 인과 채널 추정기 (402) 에서 각각 사용하기 위한 채널 통계치 추정치 (300, 400) 에 의해 추정되는 값이다. 따라서, 이들 채널 통계치는, y[n], 즉 실제 수신된 채널 신호가 이미 알려져 있다면, 상기 식 (2) 의 필요 성분이다.

다음으로, 이들 채널 통계치의 생성을 설명한다. 채널 통계치 추정기 (300, 400) 은 관계식

----- (4)

에 따라서 추정된 채널 신호 평균값

을 생성하고,

여기서,

은 일반적인 경우에 FIR, 또는 IIR, 또는 FIR 과 IIR 양쪽의 특성을 갖는 하이브리드 필터일 수 있는 필터 임펄스 응답이고, 연산자 * 는 시간 영역에서의 콘볼루션을 나타낸다.

y[n] 은 시간에서의 신호벡터를 나타내고, 콘볼루션 연산이 적용되는 시간 인덱스는 나타내지 않는다. 나타낼 경우,

과 y[n] 은, 첫 번째는 시간 슬롯 (예를 들어, 위의 애플리케이션의 2 번째 예시적인 실시형태에 사용되는 "현재 PCG" 및 "이전 PCG") 을 나타내고 2 번째 (미도시) 는 소위 "현재 시간" 이 진행함에 따른 벡터 값을 갱신을 나타내는, 2 개의 인덱스들을 가질 수 있다.

의 요소들이, 아마도 다른 시간 슬롯을 통하여

의 요소들이 하는 것과 같이 추정된 채널을 나타내어서, 동일한 방법의 직접 애플리케이션 이전에 단지 시간 슬롯의 셔플링 (shuffling) 만이 요구되기 때문에, 동일한 방법이 추정치

을 계산하기 위해 사용될 수도 있다. 일반적으로 채널 평균은 자주 변하지 않고, 추정치 입력으로서 사용되는 시간 슬롯이 시간상으로 서로 근접할 때,

는 값이 유사하기 때문에, 우리는

의 모든 요소들을 나타내기 위하여 하나의 단일 값을 이 용할 수 있고 따라서 계산을 절약할 수 있다. 채널이 0 - 평균을 갖고 있다고 알려진 본 발명의 애플리케이션의 다른 실시형태에서,

는 0 값으로 취해질 수 있어서, 식 (2) 를

----- (2b)

로 단순화시킬 수 있다.

채널 통계치 추정기 (300, 400) 는 관계식

----- (5)

에 따라서

, 즉 x, 및 벡터 y[n] 의 코배리언스를 생성하고,

여기서,

는 일반적인 경우에, FIR, 또는 IIR, 또는 FIR 과 IIR 양쪽 특성을 갖는 하이브리드 필터일 수 있는 필터 임펄스 응답이고,

m 및 n 은 각각 로 (raw) 및 컬럼 벡터 인덱스이고, y* [n] 은 y[n] 의 콘쥬게이트이다.

또한, 콘볼루션 연산이 적용되는 시간 인덱스는 도시되지 않았다.

채널 통계치 추정기 (300, 400) 은

, y[n] 의 추정된 코배리언스를 관계식

----- (6)

에 따라서 생성하고,

여기서,

는 일반적인 경우에, FIR, 또는 IIR, 또는 FIR 과 IIR 양쪽 특성을 갖는 하이브리드 필터일 수 있는 필터 임펄스 응답이고,

y* [m] 은 y[m] 의 콘쥬게이트이다.

또한, 콘볼루션 연산이 적용되는 시간 인덱스는 나타내지 않는다. 또한, 본 발명은

가 콘쥬게이트 시메트릭 (conjugate symmetric), 즉

----- (7)

이라는 사실을 사용하여 매트릭스

내의 값들의 단지 절반만이 계산될 필요가 있게 되는 것에 착안한다.

또한, 수신 채널 신호 벡터 y[n] 의 부분이 시간적으로 동일하게 이격된 값들을 나타내는 동일한 지속기간의 시간 슬롯을 가질 경우, 또한 우리는

----- (8)

와 같이 코배리언스 함수의 시프트 불변 특성을 이용하여 계산을 더 줄일 수 있고,

여기서, k 는 m+k 및 n+k 가 매트릭스

의 유효 인덱스의 범위 내에 있는 한은 정수값이고,

시간 슬롯의 분할에 관한 위의 가정은 유효하다.

이들 3 개의 필터들의 시상수,

는 일반적으로 시스템 파라미 터에 따라서 언제든지 특정한 애플리케이션에 대하여 선택될 수 있다. 예를들어, 채널 통계치가 1/2 과 비슷한 시간 지속기간 이상으로 변화하지 않으면, 필터들의 시상수,

는 1/2 이 되도록 또는 더 짧게 선택될 수 있다.

다중의 레이크 핑거들을 사용할 때, 본 발명의 보다 특정한 애플리케이션은 다른 핑거들로부터의 채널 통계치들이 동일하거나 유사하고, 통계치 추정을 위한 다른 핑거들로부터의 모든 채널 신호 y[n] 을 사용하여, 채널 통계치의 동일 또는 유사한 값들을 추정하는 데 사용가능한 입력의 증가된 양으로 인하여 보다 정확한 추정치를 제공할 수 있게 된다.

따라서, 위의 수학 관계식들에서 볼 수 있듯이, 채널 통계치 추정기 (300, 400) 은 채널 통계치

를 생성한다. 이들은 차례로 개별 채널 추정기 (또한 일반적으로 "파일럿 필터" 라고도 하는 적응형 예측 인과 채널 추정기 (402) 및 적응형 비인과 채널 추정기 (302) 양쪽) 에 제공된다. 그 후, 도 3 및 도 4 의 채널 추정기는 위의 식 (2) 에서 설명된 연산에 이들 채널 통계치를 사용하여 채널 환경을 적응적으로 추정한다.

채널 통계치는 느리지만 이동국이 페이딩 환경을 이동함에 따라서 지속적으로 변한다는 것이 본 발명의 중심 개념이다. 이들 채널 통계치는 적응형 비인과 채널 추정기 (302) 및 적응형 예측 인과 채널 추정기 (402) 각각에 의해 사용하기 위한 채널 통계치 추정기 (300, 400) 에 의해 연속적으로 갱신된다. 이들 채널 통계치는 식 (2) 의 기초를 형성하기 때문에, 적응형 비인과 채널 추정기 (302) 및 적응형 예측 캐추얼 채널 추정기 (402) 양쪽은 채널 상태의 변화에 응답하여 그들의 필터 파라미터를 변화시킨다.

본 발명에 유익하게, 식 (2) 는 추정치 출력의 평균 스퀘어된 에러 (mean squared error) 를 최소화하는 추정기를 제공한다. 또한, 본 발명은, 이 식을 사용하기 위한 모든 성분을 자동으로 계산하는 편리하고 효율적인 방법을 제공한다. 따라서, 적응형 비인과 채널 추정기 (302) 와 적응형 예측 인과 채널 추정기 (402) 양쪽은 채널 통계치 추정기 (300, 400) 에 의해 연속적으로 갱신되므로 그들은 우세 채널상태 (then-prevailing channel condition) 하에서 최적화된다. 이는 적응형 비인과 채널 추정기 (302) 와 적응형 예측 캐추얼 채널 추정기 (402) 양쪽이 넓은 범위의 채널 상태하에서 주어진 채널 상태에 대한 최선의 채널 추정치를 생성할 수 있게 한다. 종래기술과 면밀히 대조해볼 때, 본 발명은 추정된 채널 통계치의 사용에 기초하여 무선 통신 시스템에서 채널 상태를 적응적으로 추정하여 채널 추정기의 필터 파라미터를 결정하기 위한 방법 및 장치를 제공한다. 따라서, 본 발명은 현재 채널 상태에 대하여 항상 최적화되기 때문에, 주어진 비트 에러 레이트에 비하여, 상당히 낮은 통신 링크 Eb/N₀ 조건을 결과한다.

바람직한 실시형태의 상기 설명은 당업자가 본 발명을 제작하고 사용할 수 있도록 제공된 것이다. 이러한 실시형태에 대한 다양한 변경이 당업자에게 명백하며, 여기 정의된 기본 원리는 창의력을 사용하지 않고도 다른 실시형태에 응용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기 개시한 실시형태에만 제한되는 것이 아니 며, 여기 개시한 원리 및 신규한 특징과 일관되는 최광의 범위를 가져야 한다.

Claims (17)

1. 무선 통신 시스템에서 파일럿 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하는 방법에 있어서,

   상기 파일럿 채널의 채널 통계치를 추정하는 단계; 및

   상기 추정된 채널 통계치에 응답하여 상기 파일럿 채널을 적응적으로 필터링하는 단계를 포함하고,

   상기 추정하는 단계는, 추정된 채널 평균 (mean) 및 추정된 채널 코배리언스 (covariance) 를 결정하기 위해 임의의 수신 통신 채널로부터 유도된 채널 신호를 필터링하는 단계를 더 포함하고,

   상기 파일럿 채널은, 알려진 부호를 갖는 파일럿 신호부분 및 알려지지 않은 부호를 갖는 전력제어 비트부분을 포함하며,

   상기 파일럿 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하는 방법은,

   상기 전력제어 비트부분의 상기 부호를 결정하는 단계;

   상기 전력제어 비트부분의 상기 부호를 정정하는 단계; 및

   상기 채널 신호를 생성하기 위해 상기 부호-정정된 전력제어 비트부분을 상기 파일럿 신호부분과 합성하는 단계를 더 포함하는, 파일럿 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하는 방법.
2. 무선 통신 시스템에서 파일럿 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하는 방법에 있어서,

   상기 파일럿 채널의 채널 통계치를 추정하는 단계; 및

   상기 추정된 채널 통계치에 응답하여 상기 파일럿 채널을 적응적으로 필터링하는 단계를 포함하고,

   상기 추정하는 단계는, 추정된 채널 평균 및 추정된 채널 코배리언스를 결정하기 위해 임의의 수신 통신 채널로부터 유도된 채널 신호를 필터링하는 단계를 더 포함하며,

   상기 파일럿 채널을 적응적으로 필터링하는 단계는,

   상기 파일럿 채널을 하나 이상의 시간 슬롯으로 분할하는 단계; 및

   상기 추정된 채널 통계치에 따라서 각각의 시간 슬롯을 가중하는 단계를 포함하고,

   상기 무선 통신 시스템은 트래픽 채널을 더 포함하고, 상기 트래픽 채널은 알려지지 않은 부호의 트래픽 신호를 가지며,

   상기 파일럿 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하는 방법은,

   상기 트래픽 신호의 상기 부호를 결정하는 단계; 및

   상기 트래픽 신호에 응답하여 상기 채널 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는, 파일럿 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하는 방법.
3. 무선 통신 시스템에서 파일럿 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하는 방법에 있어서,

   상기 파일럿 채널의 채널 통계치를 추정하는 단계; 및

   상기 추정된 채널 통계치에 응답하여 상기 파일럿 채널을 적응적으로 필터링하는 단계를 포함하고,

   추정된 채널 평균 및 추정된 채널 코배리언스를 결정하기 위해 상기 추정하는 단계는 임의의 수신 통신 채널로부터 유도된 채널 신호를 필터링하는 단계를 더 포함하고,

   상기 파일럿 채널을 적응적으로 필터링하는 상기 단계는,

   상기 파일럿 채널을 하나 이상의 시간 슬롯으로 분할하는 단계; 및

   상기 추정된 채널 통계치에 따라서 각각의 시간 슬롯을 가중하는 단계를 포함하고,

   상기 파일럿 채널은, 일련의 전력제어 그룹을 포함하고, 각각의 전력제어 그룹은 알려진 부호를 갖는 파일럿 신호부분 및 알려지지 않은 부호를 갖는 전력제어 비트부분을 갖고,

   상기 시간 슬롯은, 상기 파일럿 신호부분의 지속시간과 실질적으로 동일한 지속기간을 갖는, 파일럿 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하는 방법.
4. 삭제
5. 삭제
6. 삭제
7. 삭제
8. 무선 통신 시스템에서 파일럿 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하는 회로에 있어서,

   상기 파일럿 채널의 채널 통계치를 추정하는, 채널 통계치 추정기; 및

   상기 추정된 채널 통계치에 응답하여 상기 파일럿 채널을 적응적으로 필터링하는, 적응형 파일럿 필터를 구비하고,

   상기 채널 통계치 추정기는, 추정된 채널 평균 및 추정된 채널 코배리언스를 결정하기 위해 상기 파일럿 채널로부터 유도된 채널 신호를 필터링하고,

   상기 파일럿 채널은, 알려진 부호를 갖는 파일럿 신호부분 및 알려지지 않은 부호를 갖는 전력제어 비트부분을 포함하며,

   상기 파일럿 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하는 회로는,

   상기 전력제어 비트부분의 상기 부호를 결정하는, 전력제어 비트 부호 검출기; 및

   상기 채널 신호를 생성하기 위해 상기 부호-정정된 전력제어 비트부분을 상기 파일럿 신호부분과 합성하는 멀티플렉서를 더 구비하는, 파일럿 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하는 회로.
9. 무선 통신 시스템에서 파일럿 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하는 회로에 있어서,

   상기 파일럿 채널의 채널 통계치를 추정하는, 채널 통계치 추정기; 및

   상기 추정된 채널 통계치에 응답하여 상기 파일럿 채널을 적응적으로 필터링하는, 적응형 파일럿 필터를 구비하고,

   상기 채널 통계치 추정기는, 추정된 채널 평균 및 추정된 채널 코배리언스를 결정하기 위해 상기 파일럿 채널로부터 유도된 채널 신호를 필터링하고,

   상기 채널 통계치 추정기는, 상기 파일럿 채널을 하나 이상의 시간 슬롯으로 분할하고,

   상기 적응형 파일럿 필터는, 상기 채널 통계치에 따라서 각각의 시간 슬롯을 가중하고,

   상기 파일럿 채널은, 일련의 전력제어 그룹을 포함하고, 각각의 전력제어 그룹은 알려진 신호를 갖는 파일럿 신호부분 및 알려지지 않은 부호를 갖는 전력제어 비트부분을 갖고,

   상기 시간 슬롯은, 상기 파일럿 신호부분의 지속기간과 실질적으로 동일한 지속기간을 갖는, 파일럿 채널의 채널 상태를 적응적으로 추정하는 회로.
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